JP2002281096A

JP2002281096A - ディジタル復調装置

Info

Publication number: JP2002281096A
Application number: JP2001077958A
Authority: JP
Inventors: Yoshinori Ito; 義典伊藤
Original assignee: Fujitsu General Ltd
Current assignee: Fujitsu General Ltd
Priority date: 2001-03-19
Filing date: 2001-03-19
Publication date: 2002-09-27

Abstract

(57)【要約】【課題】受信データの伝送レートが高くなっても比較
的低速なデバイスで効率的な高速処理を行うことで対応
可能とする。【解決手段】Ａ／Ｄ１と直交検波部３との間に、Ａ／
Ｄ１から出力するディジタルデータを順次記憶する第一
の記憶手段２を設けるとともに、復調手段１５の後段
に、同復調手段１５から復調してデータ出力される復号
データを記憶する第二の記憶手段２３と、同第二の記憶
手段２３に記憶された復号データを所定の伝送レートで
出力するために第二の記憶手段２３に所定の再生クロッ
クを生成して供給するクロック生成手段２４とを設け、
第一の記憶手段２に所定のデータ量のディジタルデータ
が書込まれると、読出して、ディジタル直交検波部３、
ＬＰＦ４および復調手段などでそれぞれ一括して信号処
理し、第二の記憶手段２３を介して受信信号に対応した
伝送レートでデータ出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は多値のＱＡＭ（Quad
rature Amplitude Modulation ）方式やＱＰＳＫ（４Ph
ase Shift Kying)方式のディジタル復調装置に係わり、
特に高速の復調処理が可能なディジタル復調装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】陸上移動通信方式の一つとして１６ＱＡ
Ｍ方式やＱＰＳＫ方式などがある。この１６ＱＡＭ方式
やＱＰＳＫ方式の信号を受信し、復調するディジタル復
調装置の例として、準同期方式の従来例のディジタル復
調装置の原理構成図を図９に示す。同図において、ＩＦ
は受信したＲＦ（高周波）信号を所定周波数の局部発振
信号により中間周波数変換した信号（例えば４５５ＫＨ
ｚ）であり、Ａ／Ｄ９１でサンプリングされてディジタ
ルデータに変換され、乗算器などで構成される直交検波
部９２に入力し、直交検波が行われる。直交検波により
同相成分としてのＩチャンネル（Ｉ）信号と、直交成分
としてのＱチャンネル（Ｑ）信号としてそれぞれ分離出
力される。これらの出力はＬＰＦ９３で所要の低域成分
のみとなったＩ信号とＱ信号が通過する。Ｉ信号とＱ信
号からゼロクロス点検出部９５でゼロクロス点が検出さ
れ、ＬＰＦ９３でゼロクロス点のずれが補正され、位相
誤差算出部９６で位相誤差を算出し、位相補正部９４で
該位相誤差を縮小するように位相補正される。位相補正
されたＩ信号とＱ信号から復調手段９７のＩＱ判定部９
７ａでデータが判定されて復号され、パラシリ変換部９
７ｂでシリアルデータに変換されて出力される。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、従来のディ
ジタル信号処理は、サンプリングクロックに対応してサ
ンプリングされたデジタルデータを、入力する毎に順
次、順番に次段へ向かって信号処理を行うことで対応し
ていた。しかし、このような信号処理は、伝送レートが
低い場合には一連の信号処理を順次行うことが可能であ
るが、伝送レートが高速になると信号処理回路を高速デ
バイスで構成する必要があった。即ち、基本的にサンプ
リングクロックの間隔の間にまず一連の処理を完了する
必要があり、処理負荷の最も重い部分での処理速度によ
って、対応できる伝送レートの上限が決定されてしま
う、という問題があった。また、特に移動体に応用する
場合、通常の電波強度が得られる場合は問題ないが、移
動中など電波が急激に弱くなり、所定の電波強度を得ら
れないと位相補正などの処理に対する負荷が重くなり、
処理に時間がかかったりデータ出力が乱れる場合があ
る、という問題もあった。本発明は上述の問題点に鑑み
てなされたものであり、受信データの伝送レートが高く
なっても、低速なデバイスで効率的な高速処理を行うこ
とで対応可能とし、また受信する電界レベルが低くなっ
ても所定のレートでの復号データの出力を可能とするデ
ィジタル復調装置を提供することを目的とする。

【０００４】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記問題点を
解決するため、多値のＱＡＭ（直交振幅変調）やＱＰＳ
Ｋ（四相位相変調）による受信信号をＩＦ信号（中間周
波数信号）に変換し、変換されて入力する前記ＩＦ信号
を同ＩＦ信号より低いサンプリングクロックでサンプリ
ングしてディジタルデータに変換するＡ／Ｄと、変換さ
れた前記ディジタルデータを準同期方式で直交検波して
同相成分のＩ信号と直交成分のＱ信号とに分離するディ
ジタル直交検波部と、同ディジタル直交検波部よりの信
号から所要の低域成分を取り出すローパスフィルタ（以
降ＬＰＦとする）と、同ＬＰＦから出力されたＩ信号と
Ｑ信号とを補正する補正手段と、同補正手段で補正され
たＩ信号とＱ信号とを復調して復号データをデータ出力
する復調手段とを備えたディジタル復調装置において、
前記Ａ／Ｄと前記直交検波部との間に、前記Ａ／Ｄから
所定の伝送レートで出力する前記ディジタルデータを順
次記憶するとともに、前記所定の伝送レートより早いレ
ートで読出し可能とする第一の記憶手段を設け、前記復
調手段の後段に、同復調手段で復調し一括してデータ出
力される前記復号データを記憶する第二の記憶手段と、
同第二の記憶手段に記憶された前記復号データを所定の
伝送レートで出力するために前記第二の記憶手段に所定
の再生クロックを生成して供給するクロック生成手段と
を設け、前記第一の記憶手段に所定のデータ量のディジ
タルデータが書込まれると、書込まれた前記所定のデー
タ量のディジタルデータを前記第一の記憶手段から順次
読出して、前記ディジタル直交検波部、前記ＬＰＦ、前
記補正手段および前記復調手段でそれぞれ一括して信号
処理するとともに、前記復調手段で復調され、前記第二
の記憶手段に記憶された前記復号データを、前記クロッ
ク生成手段で生成する前記受信信号の伝送レートに対応
した前記再生クロックにより復号データ出力するように
した。

【０００５】前記第一の記憶手段は、サンプリングされ
た前記ディジタルデータを順次記憶するメモリと、同メ
モリへの書込みを制御する書込制御部と、書込みとは異
なるレートでの前記メモリからの読出し制御を可能とす
る読出制御部と、前記メモリに所定のデータ量が書き込
まれると後段へのデータの取込タイミング信号を出力す
る取込タイミング生成部とからなる。

【０００６】前記所定のデータ量を、フレーム単位とし
て設定する。

【０００７】前記ＬＰＦから出力する前記Ｉ信号と前記
Ｑ信号とからゼロクロス点とシンボル点とをそれぞれ検
出するゼロクロス点シンボル点検出部と、前記ゼロクロ
ス点と前記シンボル点との検出数やそれぞれのサンプリ
ング位置を含むゼロクロス点シンボル点情報を記憶する
第三の記憶手段とを備える。

【０００８】前記クロック生成手段は、所定の周波数を
発振する発振器と、前記ゼロクロス点シンボル点検出部
が検出し、前記第三の記憶手段に記憶される前記ゼロク
ロス点シンボル点情報から１フレームに含まれる総シン
ボル数を検出するシンボル数検出部と、前記発振器から
発振する周波数を分周して１フレームに含まれるべき所
定の総シンボル数に対応して１フレームの期間に均等に
クロックを発生する第一のクロック発生部と、前記所定
の総シンボル数より１つ少ないシンボル数に対応して１
フレームの期間に均等にクロックを発生する第二のクロ
ック発生部と、前記シンボル数検出部が検出する当該フ
レームの総シンボル数に対応して前記第一のクロック発
生部と第二のクロック発生部とを切換えて前記第二の記
憶手段に記憶された復号データを読出すための再生クロ
ックを出力するクロック切換部とからなる。

【０００９】前記クロック生成手段は、前記サンプリン
グクロックを入力して同サンプリングクロックをカウン
トするカウンタ部と、同カウンタ部でカウントするカウ
ント値に対応して前記ゼロクロス点シンボル点情報に含
まれる前記サンプリング位置から前記ゼロクロス点と前
記シンボル点とをデコードしてそれぞれ対応するタイミ
ングで信号を再生出力するタイミング再生出力部と、同
タイミング再生出力部から出力されるシンボル点タイミ
ングとゼロクロス点タイミングとに同期してトグルする
フリップフロップと、所定の周波数で発振する発振器
と、同発振器の出力を分周して前記第二の記憶手段に記
憶された復号データを読出すための再生クロックを出力
するとともに、前記発振器の出力を所定の分周比で分周
して位相比較用クロックを出力する分周カウンタ部と、
同分周カウンタ部から出力される前記位相比較用クロッ
クと前記フリップフロップの出力との位相を比較する位
相比較部と、同位相比較部で比較する位相差が小さくな
るように前記発振器の発振周波数を制御する位相制御部
とからなる。

【００１０】前記ＬＰＦから出力されたＩ信号とＱ信号
とから受信信号の信号レベルを検出するレベル検出部
と、検出された前記受信信号の信号レベルと所定の閾値
との大小を判別するレベル判別部とを備えるとともに、
前記位相比較部と前記位相制御部との間に、前記受信信
号の信号レベルの大小によって前記位相比較部から前記
位相制御部への出力信号を制御する位相制御判断部を設
け、前記レベル判別部が、前記レベル検出部で検出する
前記受信信号の信号レベルを前記所定の閾値より小さい
と判別する場合、前記位相制御判断部が、前記位相比較
部から前記位相制御部に出力する前記出力信号を遮断す
るようにした。

【００１１】前記所定の閾値は、前記データ出力が所定
のビット誤り率を確保するための受信感度レベルに基づ
いて設定される。

【００１２】前記レベル検出部は、前記受信信号のフレ
ーム毎に所定の位置に含まれるパイロットシンボルのピ
ークレベルを検出する。

【００１３】前記レベル検出部は、前記Ｉ信号とＱ信号
のそれぞれの振幅の絶対値のピークレベルの平均値を検
出する。

【００１４】前記タイミング再生出力部から出力される
前記シンボル点タイミングと前記ゼロクロス点タイミン
グを入力して前記シンボル点タイミングと前記ゼロクロ
ス点タイミングとの間隔と前記受信信号の伝送レートか
ら定められる所定の間隔との差分を演算する差分演算部
と、同差分演算部の演算結果を累積加算する差分カウン
タ部と、同差分カウンタ部の累積加算値から、同累積加
算値が少ない程前記受信信号は安定していると判定し、
前記累積加算値の符号から前記受信信号の位相の進みま
たは遅れを判定するとともに、前記累積加算値が所定の
累積加算値を超える場合に前記受信信号は不安定である
と判定する差分判定部とを設けた。

【００１５】前記差分判定部の出力を前記位相制御判断
部に入力し、前記差分判定部が、前記差分カウンタ部の
累積加算値が前記所定の累積加算値を超えると判定する
場合、前記位相制御判断部が、前記位相比較部から前記
位相制御部に出力する前記出力信号を遮断するようにし
た。

【００１６】前記分周カウンタ部は、ロード用入力から
ロードされた計数値をカウントダウンする分周カウンタ
と、同分周カウンタの計数値をデコードし、計数値が０
になるとロードパルスを出力するデコーダとからなり、
前記位相制御部は、前記位相比較部での位相差なし、位
相遅れ、または位相進みのいずれかの位相比較結果によ
り、位相差が少なくなるようにそれぞれ対応する異なる
計数値を選択して前記分周カウンタの前記ロード用入力
に出力する選択手段からなる。

【００１７】前記クロック生成手段は、前記第三の記憶
手段に記憶される前記ゼロクロス点シンボル点情報から
１フレームに含まれる総シンボル数を検出するシンボル
数検出部と、前記クロック生成手段から出力される前記
再生クロックのクロック数をカウントし、前記シンボル
数検出部が検出する前記総シンボル数に対応するクロッ
ク数を超える前記再生クロックが出力されないように制
限する再生クロックリミッタ部を備える。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、発明の実施の形態を実施例
にもとづき図面を参照して説明する。図１は本発明によ
るディジタル復調装置の一実施例を示す要部ブロック図
である。以下、本発明の構成および動作について１６Ｑ
ＡＭ信号を準同期方式で検波および復調した実施例を図
１に基づいて説明する。図１において、ＩＦは所定周波
数（例えば４５５ＫHz）の中間周波信号であり、図示し
ない前段において受信したＲＦ信号を局部発信信号によ
り周波数変換したものである（以下、ＩＦ信号と記
す）。上記ＩＦ信号を１つのＡ／Ｄ１でアナログ信号か
らディジタル信号に変換する。即ち、ＩＦ信号を所定周
波数（Ｆck）のサンプリングクロック(CK1) でサンプリ
ングする。このサンプリングにおいて、サンプリングク
ロック(CK1) の周波数Ｆckは下記のようにする。Ｆck＝中間周波数（IF）×（４／ｍ）（ｍ：５以上の任意の奇数）上式から分かるように、ｍを５以上とすることでＡ／Ｄ
１におけるサンプリングは中間周波数より低いサンプリ
ングクロック(CK1) となるアンダーサンプリングであ
る。

【００１９】Ａ／Ｄ１により変換されたディジタルデー
タは記憶手段２に入力し、記憶手段２を構成するメモリ
２ａにサンプリング順に順次記憶されるように記憶制御
部２ｂで制御される。記憶手段２に記憶されたディジタ
ルデータは所定のデータ量が記憶されると記憶制御部２
ｂから取込タイミング（ＴＭ）が出力され、サンプリン
グクロック(CK1) とは異なる高速の周波数の読出クロッ
ク(CK2) で一括して読み出されて次段に順次出力され
る。

【００２０】記憶手段２から読み出されたディジタルデ
ータはディジタル直交検波部３に入力し、ここで同Ａ／
Ｄ出力に「１」、「−１」を乗算することによりディジ
タル直交検波を行う。同ディジタル直交検波により、デ
ィジタル直交検波部３からは同相成分のＩ信号及び直交
成分のＱ信号とが出力される。上記ディジタル直交検波
部３からのＩ信号及びＱ信号とはルートナイキスト特性
のＬＰＦ４に入力し、これら入力Ｉ信号及びＱ信号それ
ぞれを符号間干渉が生じないようにしつつフィルタリン
グ（所要の低域成分を取り出す）処理する。このＬＰＦ
４は図示しないがＩ信号用のＬＰＦ、Ｑ信号用のＬＰＦ
及びＲＯＭとで構成し、ＲＯＭにフィルタ特性を設定す
るデータを予め幾通りか格納しておき、所要のフィルタ
特性をそれぞれ設定するようにしている。このため、Ｒ
ＯＭに対しては後述のゼロクロス点シンボル点検出部１
１よりＩ軸上のゼロクロス点検出の信号が入力し、ＲＯ
Ｍはこの入力信号をもとに上記特性の設定をする。この
ゼロクロス点シンボル点検出部１１で検出するゼロクロ
ス点により実サンプル点と理想サンプル点との時間ずれ
が検出され、このずれをもとにＲＯＭの特性を選択設定
することによりサンプルポイントが等価的に移動され、
適正なベースバンド信号変換が行われることとなる。

【００２１】ＬＰＦ４よりの出力信号はＡＦＣ（自動周
波数制御）補正部５に入力し、ここでキャリア（即ち、
ＩＦ）の周波数ズレを補正する。なお、ＩＦの周波数ズ
レの要因として例えば局部発振信号の周波数変動等があ
り、この周波数ズレがあるとシンボルデータが位相回転
し、位相誤差となる。上記周波数補正に際し、ＡＦＣ算
出部２２において計算された位相回転角を示すデータが
ＡＦＣ補正部５に入力する。同ＡＦＣ補正部５はこの位
相回転角のデータに対応した周波数補正用の制御データ
を所定数予めＲＯＭ化してある。従って、ＡＦＣ補正部
５は入力された上記位相回転角のデータに対する所要の
周波数補正用制御データをＲＯＭより求め、その制御デ
ータでＩ信号及びＱ信号それぞれについて周波数補正す
る。ＡＦＣ補正部５よりの出力信号は第１の位相誤差算
出部１７に入力する。

【００２２】また、上記パイロットシンボルは１６ＱＡ
Ｍ信号点配置図上の原点から最も離れたＩ信号、Ｑ信号
とも正の位置のシンボルであり、このパイロットシンボ
ルは、例えば１６シンボルで１フレームを形成する信号
において、最初に挿入されるシンボルであり、上記位相
誤差、ＱＡＭにおけるＩ軸方向の振幅及びＱ軸方向の振
幅等を検出する際の基準となるものである。例えば１６
シンボルで１フレームとするフレーム構成の場合、パイ
ロットシンボル以降の１５シンボルが情報データとして
のシンボルであり、各シンボルが情報内容により適宜挿
入される。第１の位相誤差算出部１７は上述のパイロッ
トシンボルを基準にし、入力されるＩ信号及びＱ信号か
ら位相誤差を算出する。算出の際の基準とするパイロッ
トシンボルの検出データはパイロットシンボル検出部１
２より検出されて送出される。第１の位相誤差算出部１
７はこの検出されたパイロットシンボルを基準として位
相誤差を算出し、位相誤差データとして出力する。位相
誤差データは本実施例では１６シンボルごとに出力され
ることとなる。

【００２３】第１の位相誤差算出部１７よりの位相誤差
データはＡＦＣ算出部２２を経由して第１の位相補正部
１８へ入力する。一方のＡＦＣ算出部２２においては、
第１の位相誤差算出部１７で算出した位相誤差データを
もとにＡＦＣ補正部５における周波数補正に供する位相
回転角を表すデータを算出する。算出した位相回転角デ
ータは、ＡＦＣ補正部５に送出され周波数補正する。ま
た、他方の第１の位相補正部１８においては、第１の位
相誤差算出部１７で位相誤差データが算出され、位相補
正部１８へ入力され、検波されたＩ信号及びＱ信号につ
いて位相補正する。

【００２４】第１の位相補正部１８で位相補正されたＩ
信号及びＱ信号は最大ベクトルレベル算出部１９へ入力
する。この最大ベクトルレベル算出部１９では入力され
たＩ信号及びＱ信号をもとにパイロットシンボルのＩベ
クトルレベル及びＱベクトルレベルとを算出する。パイ
ロットシンボルはＩ軸及びＱ軸双方とも正の最大ベクト
ルレベルのシンボルであり、従って、算出したＩベクト
ルレベル及びＱベクトルレベルそれぞれは最大ベクトル
レベルを意味する。最大ベクトルレベル算出部１９で算
出したＩベクトルレベル及びＱベクトルレベルそれぞれ
と、第１の位相補正部１８において位相補正されたＩ信
号及びＱ号とはオフセット打消レベル算出部２１へ入力
する。また、後述の最小ベクトルレベル算出部２０から
は最小ベクトルレベルのベクトルレベルを表すデータも
オフセット打消レベル算出部２１へ入力する。オフセッ
ト打消レベル算出部２１は、最小ベクトルレベルのデー
タが入力されたタイミングに合わせ、入力Ｉ信号及びＱ
信号から最小ベクトルレベルとなるＩベクトルレベル及
びＱベクトルレベルそれぞれを抽出し、抽出した最小の
Ｉ、Ｑベクトルレベルデータと、最大ベクトルレベル算
出部１９で算出した最大のＩベクトルレベル及びＱベク
トルレベルそれぞれとをもとにＩ、ＱベクトルのＤＣオ
フセット（Ｉ軸及びＱ軸の直流成分のズレ）のレベルを
算出後、ＤＣオフセットを打ち消すに要するレベルを算
出する。

【００２５】オフセット打消レベル算出部２１で算出さ
れたデータはＩ信号用加算器６及びＱ信号用加算器７と
へ送られ、ここでＡＦＣ補正部５より入力するＩ信号及
びＱ信号それぞれと加算処理される。この加算により入
力Ｉ信号及びＱ信号それぞれのＤＣオフセットレベルが
打ち消される。これら加算器６、７からのＩ信号及びＱ
信号それぞれは第２の位相誤差算出部８、及び第２の位
相補正部９へと入力する。これら第２の位相誤差算出部
８、第２の位相補正部９は前述の第１の位相誤差算出部
１７、及び第１の位相補正部１８と同機能のものであ
り、第２の位相誤差算出部８は入力Ｉ信号及びＱ信号そ
れぞれから位相誤差を算出し、同算出した位相誤差につ
いて第２の位相補正部９で位相補正する。ここで、第１
の位相誤差算出部１７及び第１の位相補正部１８を含む
系と、第２の位相誤差算出部８及び第２の位相補正部９
を含む系との相違点を挙げれば、前者はＤＣ成分の補正
をするＤＣ系統であり、後者はＤＣ成分の除去後のＡＣ
成分の更なる補正をするＡＣ系統である。第２の位相補
正部９で位相補正されたＩ信号及びＱ信号それぞれは図
１に示すように各種の処理ブロックへ分岐入力する。こ
の中、タイミングズレ検出部１０はＩ信号をもとにベー
スバンド信号（＝シンボルデータ）のタイミングずれ、
即ち、ベースバンド信号の周期のズレを検出する。

【００２６】また、ゼロクロス点シンボル点検出部１１
はＬＰＦ４から出力して位相補正されたＩ信号及びＱ信
号それぞれとをもとに、ゼロクロス点とシンボル点とを
検出し、それぞれの検出数やサンプリングクロック位置
を含むゼロクロス点シンボル点情報として第三の記憶手
段であるメモリ１１ａに記憶する。これらのゼロクロス
点シンボル点情報を記憶することで、後述するようにバ
ースト的に読出したデータから原信号の情報を忠実に再
現することができる。タイミングズレ検出部１０で検出
したタイミングずれのデータと、ゼロクロス点シンボル
点検出部１１で検出したＩ軸上でゼロとなるゼロクロス
点とにより実サンプル点と理想サンプル点との時間ずれ
を検出する。また、パイロットシンボル検出部１２はフ
レーム中の所定の位置、例えば先頭に挿入されるレベル
最大を示すパイロットシンボルを検出する。

【００２７】復調手段１５として、まずスレッショルド
レベル算出部１５ａはデータを判定するためのスレッシ
ョルドレベルを算出する。この算出はＤＣオフセット処
理後のパイロットシンボルＩ、Ｑベクトルを用い平均演
算を行なうことで求める。このように求めたスレッショ
ルドレベルデータをエリア判定部１５ｂへ送出する。次
にエリア判定部１５ｂはスレッショルドレベル算出部１
５ａより送出されたスレッショルドレベルデータをもと
に他のスレッショルドレベルを設定し、これらを用いて
各シンボルについてエリア判定する。このエリア判定に
よりデータが復号されることとなる。また、最小ベクト
ルレベル算出部２０はエリア判定部１５ｂよりのエリア
判定データをもとに１６シンボル中で最小のＩ、Ｑベク
トルレベルを算出し、最小ベクトルレベルとして出力す
る。

【００２８】エリア判定部１５ｂで復号される復号デー
タは受信順にシリアルデータとして復号処理が完了した
時点でバースト的に出力され、第二の記憶手段であるバ
ッファメモリ２３に一旦記憶される。バッファメモリ２
３に記憶された復号データはクロック生成手段２４で生
成される読出クロックによって順番に出力される。クロ
ック生成手段２４ではフレーム毎にほぼ均等に配置され
る再生クロックを発生し、この再生クロックにより、受
信信号の伝送レートにほぼ等しい速度で復号データはバ
ッファメモリ２３から読み出されて出力する。

【００２９】図２は第一の記憶手段の構成を説明するた
めのブロック図である。第一の記憶手段２は、サンプリ
ングされたディジタルデータを順次記憶するメモリ２ａ
と記憶制御部２ｂとで構成される。記憶制御部２ｂはメ
モリ２ａへの書込みを制御する書込制御部２ｃと、書込
みとは異なるレートでのメモリ２ａからの読出し制御を
可能とする読出制御部２ｄと、メモリ２ａに所定のデー
タ量が書き込まれると後段へのデータの取込タイミング
信号を出力する取込タイミング生成部２ｅとからなる。
メモリ２ａはＦＩＦＯ型メモリや２ポート型メモリで構
成し、高速読出しを可能としている。一括処理するため
の所定のデータ量は、１フレームまたはフレーム単位と
して設定するが、伝送フレーム、メモリ２ａの容量およ
び各部の信号処理速度によって最も効率的に処理可能な
処理単位に設定される。

【００３０】図３（ａ）は第二の記憶手段とクロック生
成手段の構成を示すブロック図、（ｂ）はその動作を説
明するための各信号波形図である。第二の記憶手段であ
るバッファメモリ２３は、復調された復号データを順次
記憶するメモリ２３ａと、同メモリ２３ａへの書込みを
制御する書込制御部２３ｂと書込みとは異なるレートで
のメモリ２３ａからの読出し制御を可能とする読出制御
部２３ｃとからなる。メモリ２３ａはＦＩＦＯ型メモリ
や２ポート型メモリで構成される。クロック生成手段２
４は、所定の周波数を発振する発振器２４ａと、ゼロク
ロス点シンボル点検出部１１が検出し、第三の記憶手段
であるメモリ１１ａに記憶されるゼロクロス点シンボル
点情報から１フレームに含まれる総シンボル数を検出す
るシンボル数検出部２８と、発振器２４ａから発振する
周波数を分周して１フレームに含まれるべき所定の総シ
ンボル数に対応して１フレームの期間に均等にクロック
を発生する第一のクロック発生部２５と、所定の総シン
ボル数より１つ少ないシンボル数に対応して１フレーム
の期間に均等にクロックを発生する第二のクロック発生
部２６と、シンボル数検出部２８が検出する当該フレー
ムの総シンボル数に対応して第一のクロック発生部２５
と第二のクロック発生部２６とを切換えて第二の記憶手
段であるバッファメモリ２３に記憶された復号データを
読出すための再生クロックを出力するクロック切換部２
７とからなる。

【００３１】図３（ｂ）は例えば１フレームをＮサンプ
ル毎にサンプリングして第一の記憶手段２に記憶したデ
ジタルデータを一括処理する場合の例である。Ｎサンプ
ル毎にサンプリングが完了するとデータ取込タイミング
が出力される（１）。なお、１フレームに例えば最大８
シンボル分のデータが含まれる図のような場合、Ａ／Ｄ
１でのサンプリングはアンダーサンプリングであるた
め、フレームによっては１シンボル少ない７シンボル分
のデータが含まれるフレームが発生する場合があり、そ
れぞれ各フレームの最後に８シンボル分または７シンボ
ル分の復号データがバースト的に出力され（２）、バー
スト的に出力される復号データは第二の記憶手段である
メモリ２３ａに記憶される。クロック生成手段２４に
は、例えば８シンボル用の再生クロック（４）を生成す
る第一のクロック発生部２５と７シンボル用の再生クロ
ック（５）を生成する第二のクロック発生部２６を備え
ており、シンボル数情報によりクロック切換部２７で切
り換え（３）、対応する再生クロック（６）を出力する
ようにしている。なお、図３（ｂ）は模式的に記載した
もので、実際のクロック数は各シンボルに対応するデー
タ数に応じて増加する。

【００３２】図４（ａ）は第二の記憶手段とクロック生
成手段の別の構成例を示すブロック図、（ｂ）はその動
作を説明するための各信号波形図である。この例のクロ
ック生成手段２４’は、サンプリングクロック(CK1) を
入力してサンプリングクロック(CK1) をカウントするカ
ウンタ部３１と、同カウンタ部３１でカウントするカウ
ント値に対応してゼロクロス点シンボル点情報に含まれ
るサンプリング位置からゼロクロス点とシンボル点とを
デコードしてそれぞれ対応するタイミングで信号を再生
出力するタイミング再生出力部３２と、同タイミング再
生出力部３２から出力されるシンボル点タイミングとゼ
ロクロス点タイミングとに同期してトグルするフリップ
フロップ３３と、所定の周波数で発振するＶＣＯのよう
な発振器２４ａと、同発振器２４ａの出力を分周してバ
ッファメモリ２３に記憶された復号データを読出すため
の再生クロックを出力するとともに、発振器２４ａの出
力を所定の分周比で分周して位相比較用クロックを出力
する分周カウンタ部３６と、同分周カウンタ部３６から
出力される位相比較用クロックとフリップフロップ３３
の出力との位相を比較する位相比較部３４と、同位相比
較部３４で比較する位相差が小さくなるように発振器２
４ａの発振周波数を制御する位相制御部３５とからな
る。

【００３３】図４（ａ）、（ｂ）に示すように、カウン
タ部３１は取込タイミング信号（１）でリセット後、サ
ンプリングクロックによりカウントアップする（２）。
カウンタ部３１の出力はタイミング再生出力部３２に入
力し、カウント値がデコードされ、入力するゼロクロス
点シンボル点情報に含まれるゼロクロス点とシンボル点
とのそれぞれのサンプリング位置との照合を行う。それ
ぞれカウント値と一致するタイミングでシンボル点タイ
ミング（３）とゼロクロス点タイミング（４）とが出力
される。シンボル点タイミングとゼロクロス点タイミン
グとは例えばフリップフロップ３３のセット入力または
リセット入力にそれぞれ入力することで対応したトグル
信号（５）がフリップフロップ３３から出力される。シ
ンボル点とゼロクロス点とは交互に出現するが、このよ
うにサンプリングクロックに対応させて出力させること
で、もとの受信信号の情報が再現されることになる。こ
のようにゼロクロス点シンボル点情報に基づいて再現し
たトグル信号と、対応する分周比で発振器２４ａの周波
数を分周した信号とを位相比較部３４で位相比較し、位
相差が少なくなるように発振器２４ａの周波数を制御す
ることで、伝送レートに対応した再生クロックを得るこ
とができる。

【００３４】図５は弱電界の判別と位相制御判断部の動
作を説明するための要部ブロック図である。受信電界が
乱れても安定した再生クロックを得ることが望ましい
が、そのため、Ｉ信号とＱ信号とから受信信号の信号レ
ベルを検出するレベル検出部１３と、検出された受信信
号の信号レベルと所定の閾値との大小を判別するレベル
判別部１４とを備えるとともに、位相比較部３４と位相
制御部３５との間に、受信信号の信号レベルの大小によ
って位相比較部３４から位相制御部３５への出力信号を
制御する位相制御判断部３７を設けている。レベル判別
部１４が、レベル検出部１３で検出する受信信号の信号
レベルを所定の閾値より小さいと判別する場合、位相制
御判断部３７が、位相比較部３４から位相制御部３５に
出力する出力信号を遮断するようにしている。所定の閾
値は、データ出力が所定のビット誤り率を確保するため
の受信感度レベルに基づいて設定される。これにより、
受信信号の受信レベルが受信感度レベルより低い不安定
な状態での位相補正を行わないので、弱電界における受
信の乱れが再生クロックに影響しないようにすることが
できる。

【００３５】レベル検出部１３は、受信信号に所定の間
隔で含まれるパイロットシンボルのピークレベルを検出
することで、受信信号の信号レベルとしている。パイロ
ットシンボルは１フレームに１回のみの出現であり、出
現頻度は少ないが、伝送データに左右されず、安定した
検出か可能であり、誤検出が少ないという特徴がある。
他の方法として、レベル検出部１３は、Ｉ信号とＱ信号
のそれぞれの振幅の絶対値のピークレベルの平均値を検
出することで、受信信号の信号レベルとしてもよい。こ
れにより、検出の頻度を高めることができる。また、レ
ベル検出部１３は、Ｉ信号とＱ信号のそれぞれの振幅の
絶対値の平均値を検出することで、受信信号の信号レベ
ルとしてもよい。これにより、さらに検出の頻度を高め
ることができる。信号レベルの検出はそれぞれ伝送する
諸条件により適宜選択すればよい。

【００３６】図６は別の例の弱電界の判別と位相制御判
断部の動作を説明するための（ａ）は要部ブロック図、
（ｂ）は要部波形図である。この例は図５の回路に、タ
イミング再生出力部３２から出力されるシンボル点タイ
ミングとゼロクロス点タイミングを入力してシンボル点
タイミングとゼロクロス点タイミングとの間隔と受信信
号の伝送レートから定められる所定の間隔との差分を演
算する差分演算部４０と、同差分演算部４０の演算結果
を累積加算する差分カウンタ部４１と、同差分カウンタ
部４１の累積加算値から、同累積加算値が少ない程受信
信号は安定していると判定し、累積加算値の符号から受
信信号の位相の進みまたは遅れを判定するとともに、累
積加算値が所定の累積加算値を超える場合に受信信号は
不安定であると判定する差分判定部４２とを設けたこと
に特徴がある。

【００３７】この動作は図６（ａ）、（ｂ）に示すよう
に、カウンタ部３１は取込タイミング信号（１）でリセ
ット後、サンプリングクロックによりカウントアップし
（４）、出力はタイミング再生出力部３２に入力する。
タイミング再生出力部３２ではカウント値がデコードさ
れ、ゼロクロス点シンボル点情報を参照してシンボル点
タイミング（２）とゼロクロス点タイミング（３）とが
出力される。シンボル点とゼロクロス点とは所定の間隔
で交互に出現するが、図の例で所定の間隔を４とする場
合で、この所定の間隔４とのそれぞれの間隔とが差分演
算部４０で演算され、差分が算出される（５）。この差
分を差分カウンタ部４１で累積加算し（６）、累積加算
結果が差分判定部４２に入力し、所定の累積加算値との
大小が判定される。本来受信信号にはジッタがあるが、
あっても差分演算は所定の差分の範囲内のプラスマイナ
スの差分で相殺されるが、大きなジッタや継続的なずれ
に対しては差分カウンタ部４１での累積加算結果が大き
くなることにより、弱電界かどうかの判定が可能であ
る。所定の累積加算値を超える場合に弱電界であるとの
判定が可能である。

【００３８】このため、差分判定部４２の出力を位相制
御判断部３７に入力し、差分判定部４２が、差分カウン
タ部４１の累積加算値が所定の累積加算値を超えると判
定する場合、位相制御判断部３７が、位相比較部３４か
ら位相制御部３５ａに出力する出力信号を遮断するよう
にしている。これにより、受信信号が所定の許容範囲を
超えるジッタを生じる不安定な状態での位相補正を行わ
ないので、弱電界における受信の乱れが再生クロックに
影響しないようにすることができる。

【００３９】図７は位相制御部と分周カウンタ部との別
の例を説明するための（ａ）は要部ブロック図、（ｂ）
は要部波形図である。この例の分周カウンタ部３６は、
ロード用入力からロードされた計数値をカウントダウン
する分周カウンタ３６ａと、同分周カウンタ３６ａの計
数値をデコードし、計数値が０になるとロードパルスを
出力するデコーダ３６ｂとからなり、位相制御部３５ａ
は、位相比較部３４での位相差なし、位相遅れ、または
位相進みのいずれかの位相比較結果によりそれぞれ異な
る計数値を選択して分周カウンタ３６ａのロード入力に
出力する選択手段からなる。分周カウンタ３６ａからは
所定の分周比の再生クロックが出力され、その再生クロ
ックを分周器３６ｃでさらに所定の分周比で分周するこ
とで位相比較用のクロックを出力する。

【００４０】図７（ａ）、（ｂ）に示すように、発振器
２４ｃの出力（１）を分周カウンタ３６ａではカウント
するが、位相比較結果が位相差がないと判定される場合
に、位相制御部３５ａではロード値として３が選択さ
れ、デコーダ３６ｂが”０”のタイミングで分周カウン
タ３６ａに”３”がロードされ（２）、位相差のない出
力クロック（３）を出力する。位相比較結果が位相遅れ
と判定される場合に、位相制御部３５ａではロード値と
して２が選択され、デコーダ３６ｂが”０”のタイミン
グで分周カウンタ３６ａに”２”がロードされ（４）、
位相を早める出力クロック（５）を出力する。位相比較
結果が位相進みと判定される場合に、位相制御部３５ａ
ではロード値として４が選択され、デコーダ３６ｂが”
０”のタイミングで分周カウンタ３６ａに”４”がロー
ドされ（６）、位相を早める出力クロック（７）を出力
する。このようにして受信信号に対応した再生クロック
を生成することができる。この構成は周波数のずれをカ
ウンタのロード値を変えることで補正可能なので発振器
２４ｃは高価なＶＣＯは不要で安価な固定発信器です
み、位相制御部３５ａもディジタル信号での処理が可能
となる。

【００４１】図８は再生クロックリミッタ部を説明する
ための要部ブロック図である。クロック生成手段２４
は、第三の記憶手段であるメモリ１１ａに記憶されるゼ
ロクロス点シンボル点情報から１フレームに含まれる総
シンボル数を検出するシンボル数検出部２８と、クロッ
ク生成手段２４から出力される再生クロックのクロック
数をカウントし、シンボル数検出部２８が検出する総シ
ンボル数に対応するクロック数を超える再生クロックが
出力されないように制限する再生クロックリミッタ部４
５を備える。前述のように、弱電界時には再生クロック
の位相制御を停止して自走発振としているが、このよう
な場合に再生クロックが多い、少ないなどの問題が生じ
る場合がある。第二の記憶手段であるバッファメモリ２
３は十分な容量を確保しているので、再生クロックが少
ない場合にはバッファメモリ２３に蓄積されるのでデー
タが欠落することはない。しかし、本来あるべき数より
多い再生クロックが供給される場合、バッファメモリ２
３からは書込まれるデータより多いデータを読出すこと
になり、従って受信データとは異なる別のデータが挿入
されてしまうことになる。再生クロックリミッタ部４５
はこのような余計なクロックの発生を防止することがで
きるので、別のデータが挿入されることはない。

【００４２】なお、Ａ／Ｄ１を除くディジタル直交検波
部３以下の回路は、位相補正部９、１８、位相誤差算出
部８、１７、レベル検出部１３、レベル判別部１４、復
調手段１５などを含めて全て同一のディジタルシグナル
プロセッサ（ＤＳＰ）で構成しており、回路構成を簡単
にし、ソフトウエア変更のみで様々な通信方式に対応可
能としてコストの上昇を防いでいる。第一の記憶手段２
からの読出しはＤＭＡ転送によりサイクルスティールで
行われるので、この間も平行して信号処理を行うことが
可能であり、低速安価なＤＳＰを採用することができ
る。

【００４３】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、多
値のＱＡＭ（直交振幅変調）やＱＰＳＫ（四相位相変
調）による受信信号をＩＦ信号（中間周波数信号）に変
換し、変換されて入力する前記ＩＦ信号を同ＩＦ信号よ
り低いサンプリングクロックでサンプリングしてディジ
タルデータに変換するＡ／Ｄと、変換されたディジタル
データを準同期方式で直交検波して同相成分のＩ信号と
直交成分のＱ信号とに分離するディジタル直交検波部
と、同ディジタル直交検波部よりの信号から所要の低域
成分を取り出すローパスフィルタと、同ＬＰＦから出力
されたＩ信号とＱ信号とを補正する補正手段と、同補正
手段で補正されたＩ信号とＱ信号とを復調して復号デー
タをデータ出力する復調手段とを備えたディジタル復調
装置において、Ａ／Ｄと直交検波部との間に、Ａ／Ｄか
ら所定の伝送レートで出力するディジタルデータを順次
記憶するとともに、所定の伝送レートより早いレートで
読出し可能とする第一の記憶手段を設け、復調手段の後
段に、同復調手段で復調し一括してデータ出力される復
号データを記憶する第二の記憶手段と、同第二の記憶手
段に記憶された復号データを所定の伝送レートで出力す
るために第二の記憶手段に所定の再生クロックを生成し
て供給するクロック生成手段とを設け、第一の記憶手段
に所定のデータ量のディジタルデータが書込まれると、
書込まれた所定のデータ量のディジタルデータを第一の
記憶手段から順次読出して、ディジタル直交検波部、Ｌ
ＰＦ、補正手段および復調手段でそれぞれ一括して信号
処理するとともに、復調手段で復調され、第二の記憶手
段に記憶された復号データを、クロック生成手段で生成
する受信信号の伝送レートに対応した再生クロックによ
り復号データ出力するようにしたので、受信データの伝
送レートが高くなっても、低速なデバイスで効率的な高
速処理を行うことで対応可能とし、また受信する電界レ
ベルが低くなっても所定のレートでの復号データの出力
を可能とするディジタル復調装置を提供することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるディジタル復調装置の一実施例を
示す要部ブロック図である。

【図２】本発明によるディジタル復調装置の一実施例に
おける、第一の記憶手段の構成を説明するためのブロッ
ク図である。

【図３】本発明によるディジタル復調装置の一実施例に
おける、（ａ）は第二の記憶手段とクロック生成手段の
構成を示すブロック図、（ｂ）はその動作を説明するた
めの各信号波形図である。

【図４】本発明によるディジタル復調装置の一実施例に
おける、（ａ）は第二の記憶手段とクロック生成手段の
別の構成例を示すブロック図、（ｂ）はその動作を説明
するための各信号波形図である。

【図５】本発明によるディジタル復調装置の一実施例に
おける、弱電界の判別と位相制御判断部の動作を説明す
るための要部ブロック図である。

【図６】本発明によるディジタル復調装置の別の例の弱
電界の判別と位相制御判断部の動作を説明するための
（ａ）は要部ブロック図、（ｂ）は要部波形図である。

【図７】本発明によるディジタル復調装置の別の例にお
ける位相制御部と分周カウンタ部とを説明するための
（ａ）は要部ブロック図、（ｂ）は要部波形図である。

【図８】本発明によるディジタル復調装置の一実施例に
おける、再生クロックリミッタ部を説明するための要部
ブロック図である。

【図９】従来の復調装置の復調装置の構成の一例を示す
要部ブロック図である。

【符号の説明】

１Ａ／Ｄ２記憶手段２ａ、１１ａ、２３ａメモリ２ｂ記憶制御部２ｃ、２３ｂ書込制御部２ｄ、２３ｃ読出制御部２ｅ取込タイミング生成部３ディジタル直交検波部４ＬＰＦ５ＡＦＣ補正部６、７加算器８、１７位相誤差算出部９、１８位相補正部１０タイミングズレ検出部１１ゼロクロス点シンボル点検出部１２パイロットシンボル検出部１３レベル検出部１４レベル判別部１５復調手段１５ａスレッショルドレベル算出部１５ｂエリア判定部１９最大ベクトルレベル算出部２０最小ベクトルレベル算出部２１オフセット打消レベル算出部２２ＡＦＣ算出部２３バッファメモリ２４、２４’ クロック生成手段２４ａ、２４ｃ発振器２５、２６クロック発生部２７クロック切換部２８シンボル数検出部３１カウンタ部３２タイミング再生出力部３３フリップフロップ３４位相比較部３５、３５ａ位相制御部３６、３６’ 分周カウンタ部３６ａ分周カウンタ３６ｂデコーダ３６ｃ分周器３７位相制御判断部４０差分演算部４１差分カウンタ部４２差分判定部４５再生クロックリミッタ部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】多値のＱＡＭ（直交振幅変調）やＱＰＳ
Ｋ（四相位相変調）による受信信号をＩＦ信号（中間周
波数信号）に変換し、変換されて入力する前記ＩＦ信号
を同ＩＦ信号より低いサンプリングクロックでサンプリ
ングしてディジタルデータに変換するＡ／Ｄと、変換さ
れた前記ディジタルデータを準同期方式で直交検波して
同相成分のＩ信号と直交成分のＱ信号とに分離するディ
ジタル直交検波部と、同ディジタル直交検波部よりの信
号から所要の低域成分を取り出すローパスフィルタ（以
降ＬＰＦとする）と、同ＬＰＦから出力されたＩ信号と
Ｑ信号とを補正する補正手段と、同補正手段で補正され
たＩ信号とＱ信号とを復調して復号データをデータ出力
する復調手段とを備えたディジタル復調装置において、前記Ａ／Ｄと前記直交検波部との間に、前記Ａ／Ｄから
所定の伝送レートで出力する前記ディジタルデータを順
次記憶するとともに、前記所定の伝送レートより早いレ
ートで読出し可能とする第一の記憶手段を設け、前記復
調手段の後段に、同復調手段で復調し一括してデータ出
力される前記復号データを記憶する第二の記憶手段と、
同第二の記憶手段に記憶された前記復号データを所定の
伝送レートで出力するために前記第二の記憶手段に所定
の再生クロックを生成して供給するクロック生成手段と
を設け、前記第一の記憶手段に所定のデータ量のディジタルデー
タが書込まれると、書込まれた前記所定のデータ量のデ
ィジタルデータを前記第一の記憶手段から順次読出し
て、前記ディジタル直交検波部、前記ＬＰＦ、前記補正
手段および前記復調手段でそれぞれ一括して信号処理す
るとともに、前記復調手段で復調され、前記第二の記憶
手段に記憶された前記復号データを、前記クロック生成
手段で生成する前記受信信号の伝送レートに対応した前
記再生クロックにより復号データ出力するようにしたこ
とを特徴とするディジタル復調装置。
【請求項２】前記第一の記憶手段は、サンプリングさ
れた前記ディジタルデータを順次記憶するメモリと、同
メモリへの書込みを制御する書込制御部と、書込みとは
異なるレートでの前記メモリからの読出し制御を可能と
する読出制御部と、前記メモリに所定のデータ量が書き
込まれると後段へのデータの取込タイミング信号を出力
する取込タイミング生成部とからなることを特徴とする
請求項１に記載のディジタル復調装置。
【請求項３】前記所定のデータ量を、フレーム単位と
して設定することを特徴とする請求項１または２に記載
のディジタル復調装置。
【請求項４】前記ＬＰＦから出力する前記Ｉ信号と前
記Ｑ信号とからゼロクロス点とシンボル点とをそれぞれ
検出するゼロクロス点シンボル点検出部と、前記ゼロク
ロス点と前記シンボル点との検出数やそれぞれのサンプ
リング位置を含むゼロクロス点シンボル点情報を記憶す
る第三の記憶手段とを備えることを特徴とする請求項１
ないし３に記載のディジタル復調装置。
【請求項５】前記クロック生成手段は、所定の周波数
を発振する発振器と、前記ゼロクロス点シンボル点検出
部が検出し、前記第三の記憶手段に記憶される前記ゼロ
クロス点シンボル点情報から１フレームに含まれる総シ
ンボル数を検出するシンボル数検出部と、前記発振器か
ら発振する周波数を分周して１フレームに含まれるべき
所定の総シンボル数に対応して１フレームの期間に均等
にクロックを発生する第一のクロック発生部と、前記所
定の総シンボル数より１つ少ないシンボル数に対応して
１フレームの期間に均等にクロックを発生する第二のク
ロック発生部と、前記シンボル数検出部が検出する当該
フレームの総シンボル数に対応して前記第一のクロック
発生部と第二のクロック発生部とを切換えて前記第二の
記憶手段に記憶された復号データを読出すための再生ク
ロックを出力するクロック切換部とからなることを特徴
とする請求項４に記載のディジタル復調装置。
【請求項６】前記クロック生成手段は、前記サンプリ
ングクロックを入力して同サンプリングクロックをカウ
ントするカウンタ部と、同カウンタ部でカウントするカ
ウント値に対応して前記ゼロクロス点シンボル点情報に
含まれる前記サンプリング位置から前記ゼロクロス点と
前記シンボル点とをデコードしてそれぞれ対応するタイ
ミングで信号を再生出力するタイミング再生出力部と、
同タイミング再生出力部から出力されるシンボル点タイ
ミングとゼロクロス点タイミングとに同期してトグルす
るフリップフロップと、所定の周波数で発振する発振器
と、同発振器の出力を分周して前記第二の記憶手段に記
憶された復号データを読出すための再生クロックを出力
するとともに、前記発振器の出力を所定の分周比で分周
して位相比較用クロックを出力する分周カウンタ部と、
同分周カウンタ部から出力される前記位相比較用クロッ
クと前記フリップフロップの出力との位相を比較する位
相比較部と、同位相比較部で比較する位相差が小さくな
るように前記発振器の発振周波数を制御する位相制御部
とからなることを特徴とする請求項４に記載のディジタ
ル復調装置。
【請求項７】前記ＬＰＦから出力されたＩ信号とＱ信
号とから受信信号の信号レベルを検出するレベル検出部
と、検出された前記受信信号の信号レベルと所定の閾値
との大小を判別するレベル判別部とを備えるとともに、
前記位相比較部と前記位相制御部との間に、前記受信信
号の信号レベルの大小によって前記位相比較部から前記
位相制御部への出力信号を制御する位相制御判断部を設
け、前記レベル判別部が、前記レベル検出部で検出する前記
受信信号の信号レベルを前記所定の閾値より小さいと判
別する場合、前記位相制御判断部が、前記位相比較部か
ら前記位相制御部に出力する前記出力信号を遮断するよ
うにしたことを特徴とする請求項６に記載のディジタル
復調装置。
【請求項８】前記所定の閾値は、前記データ出力が所
定のビット誤り率を確保するための受信感度レベルに基
づいて設定されることを特徴とする請求項７に記載のデ
ィジタル復調装置。
【請求項９】前記レベル検出部は、前記受信信号のフ
レーム毎に所定の位置に含まれるパイロットシンボルの
ピークレベルを検出することを特徴とする請求項７に記
載のディジタル復調装置。
【請求項１０】前記レベル検出部は、前記Ｉ信号とＱ
信号のそれぞれの振幅の絶対値のピークレベルの平均値
を検出することを特徴とする請求項７に記載のディジタ
ル復調装置。
【請求項１１】前記タイミング再生出力部から出力さ
れる前記シンボル点タイミングと前記ゼロクロス点タイ
ミングを入力して前記シンボル点タイミングと前記ゼロ
クロス点タイミングとの間隔と前記受信信号の伝送レー
トから定められる所定の間隔との差分を演算する差分演
算部と、同差分演算部の演算結果を累積加算する差分カ
ウンタ部と、同差分カウンタ部の累積加算値から、同累
積加算値が少ない程前記受信信号は安定していると判定
し、前記累積加算値の符号から前記受信信号の位相の進
みまたは遅れを判定するとともに、前記累積加算値が所
定の累積加算値を超える場合に前記受信信号は不安定で
あると判定する差分判定部とを設けたことを特徴とする
請求項６に記載のディジタル復調装置。
【請求項１２】前記差分判定部の出力を前記位相制御
判断部に入力し、前記差分判定部が、前記差分カウンタ
部の累積加算値が前記所定の累積加算値を超えると判定
する場合、前記位相制御判断部が、前記位相比較部から
前記位相制御部に出力する前記出力信号を遮断するよう
にしたことを特徴とする請求項１１に記載のディジタル
復調装置。
【請求項１３】前記分周カウンタ部は、ロード用入力
からロードされた計数値をカウントダウンする分周カウ
ンタと、同分周カウンタの計数値をデコードし、計数値
が０になるとロードパルスを出力するデコーダとからな
り、前記位相制御部は、前記位相比較部での位相差なし、位
相遅れ、または位相進みのいずれかの位相比較結果によ
り、位相差が少なくなるようにそれぞれ対応する異なる
計数値を選択して前記分周カウンタの前記ロード用入力
に出力する選択手段からなることを特徴とする請求項６
ないし１２に記載のディジタル復調装置。
【請求項１４】前記クロック生成手段は、前記第三の
記憶手段に記憶される前記ゼロクロス点シンボル点情報
から１フレームに含まれる総シンボル数を検出するシン
ボル数検出部と、前記クロック生成手段から出力される
前記再生クロックのクロック数をカウントし、前記シン
ボル数検出部が検出する前記総シンボル数に対応するク
ロック数を超える前記再生クロックが出力されないよう
に制限する再生クロックリミッタ部を備えることを特徴
とする請求項４ないし１３に記載のディジタル復調装
置。