JP2018128417A - 測定装置及び測定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】無線信号が高速になった場合でも、品質を評価すること。【解決手段】測定装置は、無線信号を第１の信号へダウンコンバートするダウンコンバータ部と、第１の信号を、ナイキスト周波数よりも低いサンプリング周波数でサンプリングするアンダーサンプリング部と、アンダーサンプリングすることによって得られる信号から、トリガを生成するトリガ生成部と、トリガに応じて、アンダーサンプリング部がサンプリングした第１の信号を処理する処理部と、アンダーサンプリング部に入力された第１の信号の位相の揺らぎ又は周波数の揺らぎを補正する補正信号を生成するキャリア再生部と、補正信号と同期して、アンダーサンプリング部のサンプリング周波数を調整する発振器とを備え、キャリア再生部は、補正信号に基づいて、アンダーサンプリング部に入力された第１の信号を補正する。【選択図】図１

Description

本発明は、測定装置及び測定方法に関する。

近年，通信トラフィックの増大や通信技術の向上により、ミリ波帯などの高い周波数帯を無線通信に利用しようとする動きがある。高い周波数帯を無線通信に利用することで、数十Ｇｂｐｓの情報伝送が可能になると期待されている。一般的に、無線信号の品質の評価は、以下のように行われている。ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）ボードによって、無線信号がサンプリングされ、サンプリングされることによって得られたデジタルデータからコンスタレーション（信号空間ダイヤグラム）が計算される。そして、コンスタレーションを用いて、エラーベクトル振幅（Ｅｒｒｏｒ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）が求められる。ここで、エラーベクトル振幅とは、デジタル変調信号の品質尺度であり、同相（ｉｎ−ｐｈａｓｅ、Ｉ）軸と直角位相（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ、Ｑ）軸とで表されるコンスタレーションにおいて理想変調信号と測定変調信号との位置のずれを理想変調信号で正規化したものである。
具体的には、無線信号のＩ成分とＱ成分の最高周波数の倍以上のサンプリング速度を有するリアルタイムオシロスコープによって、無線信号の波形に対して測定が行われる。この場合、ナイキストの定理にしたがって、被測定信号の周波数の２倍よりも高いサンプリング周波数で動作するＡＤＣボードが必要となる。そして、無線信号の波形から得られたサンプリングデータから、コンスタレーションが計算される。

高速のデータ信号の波形観測を行う技術に関して、複数の信号入力端子に入力された観測対象信号Ｓｘａ、Ｓｘｂのいずれかを任意に選択し、その選択した観測対象信号をトリガ信号発生部に与えて、観測波形の取得開始タイミングを決定するトリガ信号ＴＲＧを発生させ、これをサンプリング信号発生部に入力して、トリガ信号ＴＲＧに同期したサンプリング信号Ｃｓを各サンプリング部に共通に与えて各観測対象信号Ｓｘａ、Ｓｘｂに対するサンプリングを同時に開始する技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１１−１１２５２６号公報

ＡＤＣのサンプリング周波数と有効ビット数（Ｅｆｆｅｃｔ Ｎｕｍｂｅｒ Ｏｆ Ｂｉｔｓ：ＥＮＯＢ）とはトレードオフの関係にあるので、両方を満足するＡＤＣでの測定は困難である。つまり、無線信号の周波数が高くになるにしたがって、その周波数の倍よりも大きいサンプリング周波数を有するＡＤＣボードが必要となる。しかし、ＡＤＣボードで測定できるサンプリング周波数には限界があり、今後進展が予想されるミリ波通信システムなどで使用される無線信号の品質評価は困難である。
具体的には、３００ＧＨｚ帯のいわゆるミリ波と呼ばれる周波数帯の無線信号を使用した通信においては、６００Ｇｓ／ｓ以上のサンプリング周波数が必要であるが、６００Ｇｓ／ｓのサンプリング周波数を有するリアルタイムオシロスコープを実用化するのは難しい。

本発明は上記問題に鑑みてなされたものであり、無線信号の周波数が高くなった場合でも、品質を評価することを目的とする。

本発明は、上記課題を解決するため、以下の手段を提供する。
（１）第１の態様に係る測定装置は、無線信号を第１の信号へダウンコンバートするダウンコンバータ部と、前記第１の信号を、ナイキスト周波数よりも低いサンプリング周波数でサンプリングするアンダーサンプリング部と、前記サンプリングすることによって得られる信号から、トリガを生成するトリガ生成部と、前記トリガに応じて、前記アンダーサンプリング部がサンプリングした前記第１の信号を処理する処理部と、前記アンダーサンプリング部に入力された前記第１の信号の位相の揺らぎ又は周波数の揺らぎを補正する補正信号を生成するキャリア再生部と、前記補正信号と同期して、前記アンダーサンプリング部の前記サンプリング周波数を調整する発振器とを備え、前記キャリア再生部は、前記補正信号に基づいて、前記アンダーサンプリング部に入力された前記第１の信号を補正する。
（２）上記態様にかかる測定装置において、前記アンダーサンプリング部は、前記第１の信号の同相成分と直交成分の各々について、前記ナイキスト周波数よりも低い前記サンプリング周波数でサンプリングしてもよい。
（３）上記態様にかかる測定装置において、前記トリガ生成部は、前記第１の信号の同相成分又は直交成分に基づいて、前記トリガを生成してもよい。
（４）上記態様にかかる測定装置において、前記キャリア再生部は、前記アンダーサンプリング部に入力された前記第１の信号の位相の回転量を補正してもよい。
（５）上記態様にかかる測定装置において、前記無線信号は位相変調された信号であってもよい。
（６）上記態様にかかる測定装置において、前記処理部は、前記トリガに応じて、前記アンダーサンプリング部がサンプリングした前記第１の信号の遷移を重ね合せてもよい。
（７）第１の態様に係る測定方法は、無線信号を第１の信号へダウンコンバートするステップと、前記第１の信号を、ナイキスト周波数よりも低いサンプリング周波数でサンプリングするステップと、前記サンプリングすることによって得られる信号から、トリガを生成するステップと、前記トリガに応じて、前記サンプリングするステップでサンプリングした前記第１の信号を処理するステップと、前記サンプリングするステップでサンプリングされる第１の信号の位相の揺らぎ又は周波数の揺らぎを補正する補正信号を生成するステップと、前記補正信号と同期して、前記サンプリングするステップの前記サンプリング周波数を調整するステップとを有し、前記補正信号を生成するステップでは、補正信号に基づいて、前記サンプリングするステップでサンプリングされた前記第１の信号を補正する、測定装置が実行する測定方法である。

上記態様にかかる測定装置によれば、無線信号の周波数が高くなった場合でも、品質を評価することができる。

実施形態に係る測定装置の一例を示す図である。 アンダーサンプリングの一例を示す図である。 演算処理部の処理の一例を示す図である。 コンスタレーションの一例を示す図である。 キャリア再生部の一例を示す図である。 コンスタレーションの一例を示す図である。 実施形態に係る測定装置の動作の一例を示す図である。 ＥＶＭの比較例を示す図である。 変形例に係る測定装置の一例を示す図である。

以下、本実施形態について、図を適宜参照しながら詳細に説明する。
（実施形態）
図１は、実施形態に係る測定装置の一例を示す図である。実施形態に係る測定装置１００は、無線信号の品質を評価するときに使用される。測定装置１００は、アイパターンを描画し、描画したアイパターンに基づいてコンスタレーションを描画し、描画したコンスタレーションから、ＥＶＭを演算し、ＥＶＭの演算結果を出力する。
測定装置１００は、ダウンコンバータ部１０２とアイパターン測定部１０８と発振器１３２とアンダーサンプリング部１３４とを備える。
ダウンコンバータ部１０２は、ミキサー（Ｍｉｘｅｒ）１０４とバンドパスフィルタ（Ｂａｎｄ−ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ：ＢＰＦ）１０６とを含む。Ｍｉｘｅｒ１０４には、アンテナ１０１が接続される。
アイパターン測定部１０８は、ＩＱミキサー（ＩＱＭｉｘｅｒ）１１０とローパスフィルタ（Ｌｏｗ−ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ：ＬＰＦ）１１２とＬＰＦ１１４とＡ／Ｄ変換回路（Ａ／Ｄ）１１６とＡ／Ｄ１１８とＦＰＧＡ（ｆｉｅｌｄ−ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙ）１２０とメモリ１２２とメモリ１２４と演算処理部１２６とトリガ生成部１２８とキャリア再生部１３０とを含む。

ダウンコンバータ部１０２は、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調などの位相変調された高い周波数の無線信号を受信する。ここで、位相変調された高い周波数の無線信号の一例は、ＱＰＳＫ変調された３００ＧＨｚ帯の無線信号である。ＱＰＳＫ変調は搬送波ｓｃの初期位相をπ／４、３π／４、５π／４、７π／４の４値に変化させることで、２ｂｉｔの情報を伝送する技術である。したがって、搬送波ｓｃの周波数をｆｃ、初期位相をφｍｏｄとすれば、ＱＰＳＫ変調信号ｓｍｏｄは式（１）のように表わされる。

ｓｍｏｄ＝ｓｉｎ（２πｆｃｔ＋φｍｏｄ） （１）

ダウンコンバータ部１０２は、位相変調された高い周波数の無線信号を低い周波数の無線信号へ変換する。具体的には、位相変調された高い周波数の無線信号は、アンテナ１０１からＭｉｘｅｒ１０４に出力される。Ｍｉｘｅｒ１０４は、アンテナ１０１からの位相変調された高い周波数の無線信号とＬＯ（ローカルオシレータ）信号とをミキシングする。Ｍｉｘｅｒ１０４は、位相変調された高い周波数の無線信号とＬＯ信号とをミキシングした信号を、ＢＰＦ１０６へ出力する。ここで、ローカル信号の一例は、２８０ＧＨｚの信号である。
ＢＰＦ１０６は、Ｍｉｘｅｒ１０４と接続される。ＢＰＦ１０６は、Ｍｉｘｅｒ１０４が出力した信号から、高周波成分を取り除き、高周波成分を取り除くことによって得られる中間周波数（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＩＦ）信号をアイパターン測定部１０８へ出力する。ＢＰＦ１０６が出力するＩＦ信号は、アイパターン測定部１０８のＩＱＭｉｘｅｒ１１０へ出力される。

ＩＱＭｉｘｅｒ１１０は、ＢＰＦ１０６と接続される。ＩＱＭｉｘｅｒ１１０は、発振器１３２が出力する信号を用いて、ＢＰＦ１０６が出力するＩＦ信号を、搬送波の周波数ｆｃで直交復調を行うことによって、Ｉ成分（同相成分）の信号とＱ成分（直交成分）の信号とに分解する。ＩＱＭｉｘｅｒ１１０は、Ｉ成分の信号をＬＰＦ１１２へ出力し、Ｑ成分の信号をＬＰＦ１１４へ出力する。
ＬＰＦ１１２は、ＩＱＭｉｘｅｒ１１０と接続される。ＬＰＦ１１２は、ＩＱＭｉｘｅｒ１１０が出力したＩ成分の信号から高周波成分を除去し、高周波成分を除去したＩ成分の信号を、Ａ／Ｄ１１６、及びキャリア再生部１３０へ出力する。以下、ＬＰＦ１１２が出力する「高周波成分を除去したＩ成分の信号」を、単に「Ｉ成分の信号」という。
ＬＰＦ１１４は、ＩＱＭｉｘｅｒ１１０と接続される。ＬＰＦ１１４は、ＩＱＭｉｘｅｒ１１０が出力したＱ成分の信号から高周波成分を除去し、高周波成分を除去したＱ成分の信号を、Ａ／Ｄ１１８、及びキャリア再生部１３０へ出力する。以下、ＬＰＦ１１４が出力する「高周波成分を除去したＱ成分の信号」を、単に「Ｑ成分の信号」という。

Ａ／Ｄ１１６は、ＬＰＦ１１２と接続される。Ａ／Ｄ１１６は、アンダーサンプリング部１３４から出力されるサンプリング周波数を示す情報にしたがって、ＬＰＦ１１２が出力したＩ成分の信号をアンダーサンプリングする。アンダーサンプリング部１３４は、Ａ／Ｄ１１６へ、ナイキスト周波数よりも低いサンプリング周波数を示す情報を出力する。これによって、Ａ／Ｄ１１６は、ナイキスト周波数よりも低いサンプリング周波数で、Ｉ成分の信号をサンプリングする。
図２は、アンダーサンプリングの一例を示す図である。図２において、被測定信号は破線で表され、アンダーサンプリングの結果は実線で表される。
Ａ／Ｄ１１６は、アンダーサンプリングすることによって得られたＩ成分のデジタル信号をトリガ生成部１２８、及びＦＰＧＡ１２０へ出力する。

Ａ／Ｄ１１８は、ＬＰＦ１１４と接続される。Ａ／Ｄ１１８は、アンダーサンプリング部１３４から出力されるサンプリング周波数を示す情報にしたがって、ＬＰＦ１１４が出力したＱ成分の信号をアンダーサンプリングする。アンダーサンプリング部１３４は、Ａ／Ｄ１１８へ、ナイキスト周波数よりも低いサンプリング周波数を示す情報を出力する。これによって、Ａ／Ｄ１１８は、ナイキスト周波数よりも低いサンプリング周波数で、Ｑ成分の信号をサンプリングする。Ａ／Ｄ１１８は、アンダーサンプリングすることによって得られたＱ成分のデジタル信号をトリガ生成部１２８、及びＦＰＧＡ１２０へ出力する。

ＦＰＧＡ１２０は、Ａ／Ｄ１１６とＡ／Ｄ１１８と接続される。ＦＰＧＡ１２０は、Ａ／Ｄ１１６が出力したＩ成分のデジタル信号を、メモリ１２２へ出力する。ＦＰＧＡ１２０は、Ａ／Ｄ１１８が出力したＱ成分のデジタル信号を、メモリ１２４へ出力する。
メモリ１２２は、ＦＰＧＡ１２０と接続される。メモリ１２２は、ＦＰＧＡ１２０が出力したＩ成分のデジタル信号を記憶する。メモリ１２４は、ＦＰＧＡ１２０と接続される。メモリ１２４は、ＦＰＧＡ１２０が出力したＱ成分のデジタル信号を記憶する。

トリガ生成部１２８は、Ａ／Ｄ１１６とＡ／Ｄ１１８と接続される。トリガ生成部１２８は、Ａ／Ｄ１１６が出力したＩ成分のデジタル信号とＡ／Ｄ１１８が出力したＱ成分のデジタル信号とに基づいて、該Ｉ成分のデジタル信号の時間波形又は該Ｑ成分のデジタル信号の時間波形を区切ったり、重ね合せたりするタイミングであるトリガを生成する。具体的には、トリガ生成部１２８は、Ｉ成分のデジタル信号の二乗とＱ成分のデジタル信号の二乗との和の演算結果に対して、包絡線検波を行うことによって、トリガを生成する。トリガ生成部１２８は、生成したトリガを、演算処理部１２６へ出力する。

演算処理部１２６は、メモリ１２２とメモリ１２４とトリガ生成部１２８と接続される。演算処理部１２６は、トリガ生成部１２８が出力するトリガにしたがって、メモリ１２２に記憶されているＩ成分のデジタル信号とメモリ１２４に記憶されているＱ成分のデジタル信号とを取得する。
演算処理部１２６は、取得したＩ成分のデジタル信号の時間波形を描画する。演算処理部１２６は、Ｉ成分のデジタル信号の時間波形を重ね合せることによって、Ｉ成分のデジタル信号のアイパターンを描画する。
図３は、演算処理部の処理の一例を示す図である。図３の上図はＩ成分のデジタル信号の時間波形の一例を示し、図３の下図はＩ成分のデジタル信号の時間波形を重ね合せることによって得られるアイパターンの一例を示す。
また、演算処理部１２６は、取得したＱ成分のデジタル信号の時間波形を描画する。演算処理部１２６は、Ｑ成分のデジタル信号の時間波形を重ね合せることによって、Ｑ成分のデジタル信号のアイパターンを描画する。
Ｑ成分のデジタル信号の時間波形の一例と、Ｑ成分のデジタル信号の時間波形を重ね合せることによって得られるＱ成分のデジタル信号のアイパターンの一例は、図３を適用できる。

演算処理部１２６は、描画したＩ成分のデジタル信号のアイパターンとＱ成分のデジタル信号のアイパターンとに基づいて、コンスタレーションを描画する。具体的には、演算処理部１２６は、描画したＩ成分のデジタル信号のアイパターンとＱ成分のデジタル信号のアイパターンの各々から開口部のデータを抜き出し、Ｉ成分を横軸、Ｑ成分を縦軸とすることで描画する。
図４は、コンスタレーションの一例を示す図である。図４において、横軸はＩ成分の振幅（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ−Ｉ）であり、縦軸はＱ成分の振幅（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ−Ｑ）である。図４によれば、コンスタレーションが広がる原因となる雑音がないので、理想的なコンスタレーションに近い結果が得られている。
さらに、演算処理部１２６は、描画したコンスタレーションに基づいて、ＥＶＭを演算する。ＥＶＭは、コンスタレーションから抜き出した測定値と理想的な値との距離を平均した値である。Ｎ個のシンボルに対するＥＶＭは、式（２）で求めることができる。

式（２）において、「Ｉ（ｊ）」は受信したｊ番目のシンボルのＩ成分であり、「Ｑ（ｊ）」は受信したｊ番目のシンボルのＱ成分であり、「〜Ｉ」はシンボルの理想的なＩ成分であり、「〜Ｑ」はシンボルの理想的なＱ成分である。
キャリア再生部１３０は、ＬＰＦ１１２とＬＰＦ１１４と接続される。キャリア再生部１３０は、ＬＰＦ１１２が出力したＩ成分の信号と、ＬＰＦ１１４が出力したＱ成分の信号とに基づいて、該Ｉ成分の信号と該Ｑ成分の信号との位相の揺らぎ又は周波数の揺らぎを補正する補正信号を生成する。キャリア再生部１３０は、コスタス法を用いて、発振器１３２の補正信号ｖｃ（制御電圧ｖｃ）を生成する。コスタス法を用いることによって、Ｉ成分の信号とＱ成分の信号とから、発振器１３２の補正信号ｖｃを得ることができるため、搬送波の周波数ｆｃに比べて低い周波数で乗算器を動作させることができるとともに、遅延線を不要にできる。

図５は、キャリア再生部の一例を示す図である。
キャリア再生部１３０は、乗算器２０２と乗算器２０６と乗算器２０８と乗算器２１０と加算器２０４とループフィルター（Ｌｏｏｐ Ｆｉｌｔｅｒ）２１２とを備える。
Ｉ成分の信号は３つに分岐され、３つに分岐されたＩ成分の信号のうち、２つのＩ成分の信号は乗算器２０２へ出力され、１つのＩ成分の信号は乗算器２０８へ出力される。乗算器２０２は２つのＩ成分の信号を乗算し、乗算した信号を加算器２０４へ出力する。
一方、Ｑ成分の信号は３つに分岐され、３つに分岐されたＱ成分の信号のうち、２つのＱ成分の信号は乗算器２０６へ出力され、１つのＱ成分の信号は乗算器２０８へ出力される。乗算器２０６は２つのＱ成分の信号を乗算し、乗算した信号を加算器２０４へ出力する。
加算器２０４は、乗算器２０６が出力した信号から乗算器２０２が出力した信号を減算し、減算することによって得られる信号を乗算器２１０へ出力する。乗算器２０８は、Ｉ成分の信号とＱ成分の信号とを乗算し、乗算した信号を乗算器２１０へ出力する。乗算器２１０は、加算器２０４が出力する信号と乗算器２０８が出力する信号とを乗算し、乗算することによって得られる信号を、ループフィルター２１２へ出力する。

キャリア再生部１３０が出力する補正信号ｖｃは、式（３）によって表される。
ｖｃ＝（Ｉ×Ｑ）×（Ｑ＾２−Ｉ＾２）
＝{ｃｏｓ（φｍｏｄ＋θ）×ｓｉｎ（φｍｏｄ＋θ）}×［{ｓｉｎ（φｍｏｄ＋θ）}＾２−{ｃｏｓ（φｍｏｄ＋θ）}＾２］
＝（１／４）ｓｉｎ{４（φｍｏｄ＋θ）} （３）
式（３）において、θは搬送波ｓｃと発振器１３２の出力との位相差である。また、計算の簡略化のため、Ｉ成分の信号及びＱ成分の信号の振幅を１とした。式（３）において、φはπ／４、３π／４、５π／４、７π／４であるため、式（４）が得られる。
ｖｃ＝（１／４）ｓｉｎ（π＋４θ） （４）
キャリア再生部１３０は、生成した補正信号ｖｃを、発振器１３２へ出力する。

発振器１３２は、キャリア再生部１３０が出力する補正信号と同期して、ダウンコンバータ部１０２からＩＱＭｉｘｅｒ１１０へ出力されるＩＦ信号の周波数を調整する。発振器１３２が調整するＩＦ信号の周波数の一例は、２０ＧＨｚ−３０ＧＨｚである。
ここで、キャリア再生部１３０が出力する補正信号ｖｃによって、発振器１３２によって行われるＩＦ信号の周波数の調整について説明する。
まず、ＱＰＳＫ変調波ｓｍｏｄは前述した式（１）で定義される。
ＩＱＭｉｘｅｒ１１０は、ＱＰＳＫ変調波ｓｍｏｄを、再生した搬送波ｓｃで直交復調を行う。ただし、再生した搬送波ｓｃの周波数がｆｃではなくｆｒｃのとき、Ｉ成分の信号とＱ成分の信号は式（５）、式（６）のように求められる。

Ｉ＝ｓｉｎ（２πｆｃｔ＋φｍｏｄ）×ｓｉｎ（２πｆｒｃｔ）
＝（１／２）［ｃｏｓ{２π（ｆｃ−ｆｒｃ）ｔ＋φｍｏｄ}−ｃｏｓ{２π（ｆｃ＋ｆｒｃ）ｔ＋φｍｏｄ}］ （５）

Ｑ＝ｓｉｎ（２πｆｃｔ＋φｍｏｄ）×ｃｏｓ（２πｆｒｃｔ）
＝（１／２）［ｓｉｎ{２π（ｆｃ−ｆｒｃ）ｔ＋φｍｏｄ}＋ｓｉｎ{２π（ｆｃ＋ｆｒｃ）ｔ＋φｍｏｄ}］ （６）

ただし、式（５）、式（６）の第２項はＬＰＦで除去されるので、理想的には式（７）、式（８）となる。

Ｉ＝（１／２）ｃｏｓ{２π（ｆｃ−ｆｒｃ）ｔ＋φｍｏｄ} （７）

Ｑ＝（１／２）ｓｉｎ{２π（ｆｃ−ｆｒｃ）ｔ＋φｍｏｄ} （８）

ここで、実際の搬送波の周波数ｆｃと再生した搬送波の周波数ｆｒｃとの差である周波数差ｆｃ−ｆｒｃをΔｆとする。このとき、横軸をＩ成分、縦軸をＱ成分で表したコンスタレーションは、図６に示されるように２πΔｆの速さで回転する。
コンスタレーションが回転する場合、回転する速さを求め、補正を行う必要がある。リアルタイムサンプリングの場合、測定したデータは連続しているので、その差分を求めることで回転する速さ（回転量）が求められる。しかし、アンダーサンプリングの場合、測定で得られたデータは不連続なので、リアルタイムサンプリングの場合と同様には求めることはできない。
そこで、キャリア再生部１３０は、Ｉ成分の信号とＱ成分の信号とから情報信号によって変化するφｍｏｄの成分を除去することによって位相を演算する。キャリア再生部１３０は、φｍｏｄの成分を除去したＩ成分の信号の位相とφｍｏｄの成分を除去したＱ成分の位相との差分からΔｆを求める。キャリア再生部は、求めたΔｆを使用して、Ｉ成分の信号とＱ成分の信号とに対して、位相の回転量の補正を行う。

キャリア再生部１３０は、Ｉ成分の信号とＱ成分の信号とからφｍｏｄの成分を除去するため、コスタス法を利用して、Ｉ成分の信号とＱ成分の信号の位相を４倍する。位相を４倍した後のＩ成分の信号をＩ４、位相を４倍した後のＱ成分の信号をＱ４とする。そして、計算の簡単化のためにＩ成分の信号とＱ成分の信号の振幅を１とする。この場合、Ｉ４とＱ４はそれぞれ式（９）と式（１０）となる。

Ｉ４＝（Ｑ＾２−Ｉ＾２）＾２−４（Ｉ×Ｑ）＾２
＝［{ｓｉｎ（２πΔｆｔ＋φｍｏｄ）}＾２−{ｃｏｓ（２πΔｆｔ＋φｍｏｄ）}＾２］−４{ｃｏｓ（２πΔｆｔ＋φｍｏｄ）×ｓｉｎ（２πΔｆｔ＋φｍｏｄ）}＾２
＝ｃｏｓ{４（２πΔｆｔ＋φｍｏｄ）} （９）

Ｑ４＝４（Ｉ×Ｑ）×（Ｑ＾２−Ｉ＾２）
＝４{ｃｏｓ（２πΔｆｔ＋φｍｏｄ）×ｓｉｎ（２πΔｆｔ＋φｍｏｄ）}×
{ｓｉｎ（２πΔｆｔ＋φｍｏｄ）}＾２−{ｃｏｓ（２πΔｆｔ＋φｍｏｄ）}＾２］
＝ｓｉｎ{４（２πΔｆｔ＋φｍｏｄ）} （１０）

また、φｍｏｄは情報信号にしたがってπ／４、３π／４、５π／４、７π／４の値となるので、Ｉ４は式（１１）のように、Ｑ４は式（１２）のように表わすことができる。

Ｉ４＝ｃｏｓ{４（２πΔｆｔ＋π）} （１１）

Ｑ４＝ｓｉｎ{４（２πΔｆｔ＋π）} （１２）

しかし、現実にはφｍｏｄには遷移状態があるので、Ｉ４とＱ４とをＬＰＦに通すことによって、遷移状態の影響を小さくできる。
Ｉ成分の信号とＱ成分の信号の補正について説明する。
キャリア再生部１３０は、Ｉ４とＱ４より求めた位相からΔｆを計算し、Ｉ成分の信号とＱ成分の信号との補正を行う。補正した後のＩ成分の信号をＩｃｏｒ、Ｑ成分の信号をＱｃｏｒとする。この場合、Ｉｃｏｒは式（１３）のように表わされ、Ｑｃｏｒは式（１４）のように表わされる。

Ｉｃｏｒ＝Ｉ×ｃｏｓ（２πΔｆｔ）−Ｑ×ｓｉｎ（２πΔｆｔ） （１３）

Ｑｃｏｒ＝Ｉ×ｓｉｎ（２πΔｆｔ）＋Ｑ×ｃｏｓ（２πΔｆｔ） （１４）

ただし、実際には遷移状態にあるφｍｏｄの影響でＩ成分の信号の補正とＱ成分の信号の補正が一度には十分には行われないので、キャリア再生部１３０は、Δｆが小さくなるまでＩ成分の信号の補正とＱ成分の信号の補正とを繰り返す。
アンダーサンプリング部１３４は、発振器１３２と同期して、Ａ／Ｄ１１６及びＡ／Ｄ１１８へ、ナイキスト周波数よりも低いサンプリング周波数を示す情報を出力する。アンダーサンプリング部１３４が出力するサンプリング周波数を示す情報の一例は、約１００ＭＨｚである。

＜測定装置の動作＞
図７は、実施形態に係る測定装置の動作の一例を示す図である。
（ステップＳ１０２）ダウンコンバータ部１０２は、無線信号をＩＦ信号へダウンコンバートする。
（ステップＳ１０４）Ａ／Ｄ１１６及びＡ／Ｄ１１８は、サンプリング周波数に基づいて、ＩＦ信号（Ｉ成分の信号、Ｑ成分の信号）に対して、アンダーサンプリングを行う。
（ステップＳ１０６）トリガ生成部１２８は、アンダーサンプリングすることによって得られるＩ成分のデジタル信号とＱ成分のデジタル信号とに基づいて、トリガを生成する。
（ステップＳ１０８）演算処理部１２６は、トリガ生成部１２８からのトリガにしたがって、Ｉ成分のデジタル信号の時間波形を重ね合せることによって、Ｉ成分のデジタル信号のアイパターンを描画する。また、演算処理部１２６は、トリガ生成部１２８からのトリガにしたがって、Ｑ成分のデジタル信号の時間波形を重ね合せることによって、Ｑ成分のデジタル信号のアイパターンを描画する。

（ステップＳ１１０）演算処理部１２６は、Ｉ成分のデジタル信号のアイパターンとＱ成分のデジタル信号のアイパターンとに基づいて、コンスタレーションを描画する。
（ステップＳ１１２）演算処理部１２６は、コンスタレーションに基づいて、ＥＶＭを演算する。その後ステップＳ１０２へ移行する。
（ステップＳ１１４）ステップＳ１０４の処理の後、キャリア再生部１３０は、補正信号を生成する。
（ステップＳ１１６）発振器１３２は、キャリア再生部１３０が出力する補正信号に基づいて、ＩＱＭｉｘｅｒ１１０へ出力されるＩＦ信号を補正する。
（ステップＳ１１８）アンダーサンプリング部１３４は、発振器１３２と同期して、サンプリング周波数を調整する。その後ステップＳ１０２へ移行する。

図８は、ＥＶＭの比較例を示す図である。図８において、破線はリアルタイムサンプリングを行うことによって得られるＥＶＭであり、実線はアンダーサンプリングを行うことによって得られるＥＶＭである。図８において、横軸はデータ数であり、縦軸はＥＶＭである。図８によれは、データ数が１５０点以上であれば、アンダーサンプリングの結果で得られたＥＶＭは１ｄＢ以内の差でリアルタイムサンプリングの時に得られる結果と変わらないことが分かる。
前述した実施形態では、測定装置１００が、アイパターンを描画し、描画したアイパターンに基づいてコンスタレーションを描画し、描画したコンスタレーションに基づいて、ＥＶＭを演算する場合について説明したが、この例に限られない。例えば、測定装置１００が、アイパターン、及びコンスタレーションを描画することなく、ＥＶＭを演算するようにしてもよい。
前述した実施形態では、ＱＰＳＫ変調された高周波数の無線信号の品質を評価する場合について説明したが、この例に限られない。例えば、ＢＰＳＫ変調された高周波数の無線信号の品質を評価する場合についても適用できる。

本実施形態に係る測定装置によれば、無線信号をＩＦ信号へダウンコンバートするダウンコンバータ部と、ＩＦ信号を、ナイキスト周波数よりも低いサンプリング周波数でサンプリングするアンダーサンプリング部と、アンダーサンプリングすることによって得られる信号から、トリガを生成するトリガ生成部と、トリガに応じて、アンダーサンプリング部がサンプリングしたＩＦ信号を処理する演算処理部と、アンダーサンプリング部に入力されたＩＦ信号の位相の揺らぎ又は周波数の揺らぎを補正する補正信号を生成するキャリア再生部と、補正信号と同期して、アンダーサンプリング部のサンプリング周波数を調整する発振器とを備え、キャリア再生部は、補正信号に基づいて、アンダーサンプリング部に入力されたＩＦ信号を補正する。このように構成することによって、サンプリングオシロスコープやベクトルボルトメータで用いられたように被測定信号の周期よりも長い周期で測定を行うアンダーサンプリング技術を用いることができるため、無線信号の周波数が高くなった場合でも、品質を評価することができる。具体的には、３００ＧＨｚ帯の無線信号が被測定信号である場合に、サンプリング周波数を１００ＭＨｚ程度まで低くすることができる。

また、リアルタイムサンプリングでは、Ｉ成分の信号の二乗とＱ成分の信号の二乗との和の演算結果に対して、包絡線検波を行うことで、トリガを得ようとした場合に、同一シンボルが連続した場合にトリガが得られないので、受信信号からクロック信号を再生して分周するなどといった別の方法で得た他のトリガと組み合わせる必要があった。
本実施形態に係る測定装置では、アンダーサンプリングが行われ、Ｉ成分のデジタル信号の時間波形とＱ成分のデジタル信号の時間波形は連続したアイパターンとなる。このため、Ｉ成分のデジタル信号の二乗とＱ成分のデジタル信号の二乗との和の演算結果に対して、包絡線検波を行うことで、トリガを得ることができる。さらに、リアルタイムサンプリングの場合と異なり、他のトリガと組み合わせる必要がない。

＜変形例（その１）＞
本変形例に係る測定装置は、前述した実施形態に係る測定装置と、トリガ生成部１２８の処理が異なる。トリガ生成部１２８は、Ｉ成分のデジタル信号の時間波形又はＱ成分のデジタル信号の時間波形の立ち上り又は立下りのいずれかの位置に基づいて、トリガを生成する。例えば、時間波形の振幅のＬｏｗ状態を０パーセントとし、Ｈｉｇｈ状態を１００パーセントとした場合に、トリガ生成部１２８は、０パーセントから１００パーセントのうち、予め設定されるパーセントに対応するタイミングを検出し、そのタイミングをトリガとする。
本変形例に係る測定装置によれば、アンダーサンプリングでサンプリングされたＩ成分のデジタル信号又はＱ成分のデジタル信号に基づいて、トリガが生成される。アンダーサンプリングでサンプリングされたＩ成分のデジタル信号及びＱ成分のデジタル信号は、ランダムなデータとなるため、１つのチャネルでトリガを生成できる。つまり、Ｉ成分のデジタル信号に基づいて生成したトリガとＱ成分のデジタル信号に基づいて生成したトリガとの間で、トリガのずれは生じない。
また、本変形例に係る測定装置によれば、Ｉ成分のデジタル信号の二乗とＱ成分のデジタル信号の二乗との和の演算や、包絡線検波を行うことなく、トリガを生成できる。

＜変形例（その２）＞
図９は、本変形例に係る測定装置を示す図である。
本変形例に係る測定装置３００は、前述した実施形態に係る測定装置１００において、トリガ生成部１２８、及びキャリア再生部１３０の処理を演算処理部３２６が実行するようにしたものである。
測定装置３００は、ダウンコンバータ部３０２とアイパターン測定部３０８と発振器３３２とアンダーサンプリング部３３４とを備える。ダウンコンバータ部３０２は、Ｍｉｘｅｒ３０４とＢＰＦ３０６とを含む。Ｍｉｘｅｒ３０４には、アンテナ３０１が接続される。アイパターン測定部３０８は、ＩＱＭｉｘｅｒ３１０とＬＰＦ３１２とＬＰＦ３１４とＡ／Ｄ３１６とＡ／Ｄ３１８とＦＰＧＡ３２０とメモリ３２２とメモリ３２４と演算処理部３２６とを含む。ダウンコンバータ部３０２とＩＱＭｉｘｅｒ３１０とＬＰＦ３１２とＬＰＦ３１４とＡ／Ｄ３１６とＡ／Ｄ３１８とＦＰＧＡ３２０とメモリ３２２とメモリ３２４と演算処理部３２６とは、前述した実施形態を適用できる。

トリガ生成部３２８は、前述したトリガ生成部１２８を適用できる。ただし、演算処理部３２６がプログラムを実行することによって、トリガ生成部３２８として機能する。トリガ生成部３２８は、メモリ３２２が出力したＩ成分のデジタル信号とメモリ３２４が出力したＱ成分のデジタル信号とに基づいて、トリガを生成する。キャリア再生部３３０は、前述したキャリア再生部１３０を適用できる。ただし、演算処理部３２６がプログラムを実行することによって、キャリア再生部３３０として機能する。キャリア再生部３３０は、メモリ３２２が出力したＩ成分のデジタル信号と、メモリ３２４が出力したＱ成分の信号とに基づいて、該Ｉ成分のデジタル信号と該Ｑ成分のデジタル信号との位相の揺らぎ又は周波数の揺らぎを補正する。演算処理部１２６は、位相の揺らぎ又は周波数の揺らぎを補正したＩ成分のデジタル信号の時間波形を描画する。演算処理部１２６は、位相の揺らぎ又は周波数の揺らぎを補正したＩ成分のデジタル信号の時間波形を重ね合せることによって、Ｉ成分のデジタル信号のアイパターンを描画する。また、演算処理部１２６は、位相の揺らぎ又は周波数の揺らぎを補正したＱ成分のデジタル信号の時間波形を描画する。演算処理部１２６は、位相の揺らぎ又は周波数の揺らぎを補正したＱ成分のデジタル信号の時間波形を重ね合せることによって、Ｑ成分のデジタル信号のアイパターンを描画する。
本変形例に係る測定装置３００によれば、演算処理部３２６がプログラムを実行することによって、トリガ生成部３２８とキャリア再生部３３０として機能するようにしたため、測定装置３００の部品点数を削減できる。

本発明のいくつかの実施形態やその変形例を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形例は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

なお、上述した測定装置は、コンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、各機能ブロックの機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録する。この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、ＣＰＵ（演算処理部）が実行することで実現してもよい。ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳ（Ｏｐｅｒａｔｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）や周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体のことをいう。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」は、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置を含む。

ここでコンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしてもよい。さらに、コンピュータ読み取り可能な記録媒体は、短時間の間、動的にプログラムを保持するものを含んでいてもよい。短時間の間、動的にプログラムを保持するものは、例えば、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線である。

また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」には、サーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよい。また、上記プログラムは、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよい。また、上記プログラムは、プログラマブルロジックデバイスを用いて実現されるものであってもよい。プログラマブルロジックデバイスは、例えば、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）である。
また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよい。
さらに、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であってもよい。
前述した実施形態、変形例（その１）、及び変形例（その２）において、ＩＦ信号は第１の信号の一例であり、演算処理部は処理部の一例である。また、ＩＱＭｉｘｅｒ１１０（ＩＱＭｉｘｅｒ３１０）、ＬＰＦ１１２（ＬＰＦ３１２）、ＬＰＦ１１４（ＬＰＦ３１２）、Ａ／Ｄ１１６（Ａ／Ｄ３１６）、Ａ／Ｄ１１８（Ａ／Ｄ３１８）、アンダーサンプリング部１３４（アンダーサンプリング部３３４）はアンダーサンプリング部の一例である。

１００、３００・・・測定装置、１０１、３０１・・・アンテナ、１０２、３０２・・・ダウンコンバータ部、１０４、３０４・・・Ｍｉｘｅｒ、１０６、３０６・・・ＢＰＦ、１０８、３０８・・・アイパターン測定部、１１０、３１０・・・ＩＱＭｉｘｅｒ、１１２、１１４、３１２、３１４・・・ＬＰＦ、１１６、１１８、３１６、３１８・・・Ａ／Ｄ、１２０、３２０・・・ＦＰＧＡ、１２２、１２４、３２２、３２４・・・メモリ、１２６、３２６・・・演算処理部、１２８、３２８・・・トリガ生成部、１３０、３３０・・・キャリア再生部、１３２、３３２・・・発振器、１３４、３３４・・・アンダーサンプリング部

Claims (7)

1. 無線信号を第１の信号へダウンコンバートするダウンコンバータ部と、
   前記第１の信号を、ナイキスト周波数よりも低いサンプリング周波数でサンプリングするアンダーサンプリング部と、
   前記サンプリングすることによって得られる信号から、トリガを生成するトリガ生成部と、
   前記トリガに応じて、前記アンダーサンプリング部がサンプリングした前記第１の信号を処理する処理部と、
   前記アンダーサンプリング部に入力された前記第１の信号の位相の揺らぎ又は周波数の揺らぎを補正する補正信号を生成するキャリア再生部と、
   前記補正信号と同期して、前記アンダーサンプリング部の前記サンプリング周波数を調整する発振器と
   を備え、
   前記キャリア再生部は、前記補正信号に基づいて、前記アンダーサンプリング部に入力された前記第１の信号を補正する、測定装置。
2. 前記アンダーサンプリング部は、前記第１の信号の同相成分と直交成分の各々について、前記ナイキスト周波数よりも低い前記サンプリング周波数でサンプリングする、請求項１に記載の測定装置。
3. 前記トリガ生成部は、前記第１の信号の同相成分又は直交成分に基づいて、前記トリガを生成する、請求項２に記載の測定装置。
4. 前記キャリア再生部は、前記アンダーサンプリング部に入力された前記第１の信号の位相の回転量を補正する、請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の測定装置。
5. 前記無線信号は位相変調された信号である、請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の測定装置。
6. 前記処理部は、前記トリガに応じて、前記アンダーサンプリング部がサンプリングした前記第１の信号の遷移を重ね合せる、請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の測定装置。
7. 無線信号を第１の信号へダウンコンバートするステップと、
   前記第１の信号を、ナイキスト周波数よりも低いサンプリング周波数でサンプリングするステップと、
   前記サンプリングすることによって得られる信号から、トリガを生成するステップと、
   前記トリガに応じて、前記サンプリングするステップでサンプリングした前記第１の信号を処理するステップと、
   前記サンプリングするステップでサンプリングされる第１の信号の位相の揺らぎ又は周波数の揺らぎを補正する補正信号を生成するステップと、
   前記補正信号と同期して、前記サンプリングするステップの前記サンプリング周波数を調整するステップと
   を有し、
   前記補正信号を生成するステップでは、補正信号に基づいて、前記サンプリングするステップでサンプリングされた前記第１の信号を補正する、測定装置が実行する測定方法。

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