JP3609721B2

JP3609721B2 - デジタルデータ再生装置及びデジタルデータ再生方法

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Publication number: JP3609721B2
Application number: JP2000385342A
Authority: JP
Inventors: 豊岡本
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2000-12-19
Filing date: 2000-12-19
Publication date: 2005-01-12
Anticipated expiration: 2020-12-19
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えばディスク等の記録媒体に、光学的、磁気的または光磁気的に記録されたデジタルデータを再生するデジタルデータ再生装置及びデジタルデータ再生方法の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
周知のように、光学的、磁気的または光磁気的にデータパターンを記録する記憶装置の再生信号処理系は、一般に、記録媒体から再生ヘッドにより読み出された再生信号を増幅し、さらに波形等化器で再生信号波形を等化した後、データ検出器に入力してデータ識別を行ない、デコーダで復号を行なうことにより、再生データを得る構成となっている。
【０００３】
すなわち、波形等化器により、データが記録チャンネルを通過した結果生じた歪みが補正されて、信号の誤り検出率が許容範囲内に収められ、データ検出器により、波形のピーク位置や、微分してゼロクロス点が求められる。近年のＰＲＭＬ（ＰａｒｔｉａｌＲｅｓｐｏｎｓｅＭａｘｉｍｕｍＬｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）信号処理方式では、信号の前後の相関を利用してシーケンスとして検出する方法が使われている。
【０００４】
ここで、データを検出するためには、データが記録された間隔、すなわちチャネルクロックの周波数とその位相情報とが必要である。このチャンネルクロックは、再生された信号から、フェーズロックドループ（ＰＬＬ）を使うことによってリカバリ（回復）される。
【０００５】
記録媒体に記録されたデータには、ＰＬＬを引き込むために、データを記録するクロックの整数倍の単一繰り返しデータパターンで信号が記録されたＶＦＣ領域が、データの最初の部分に存在する。波形等化後のＶＦＣ信号のピーク位置、あるいは、特定の閾値を信号が横切る位置を検出し、このタイミングでＰＬＬを引き込むことにより、記録されたデータの周波数と位相に同期させることができる。
【０００６】
以後のデータは、この同期させたクロックを使用して検出を行なうが、ディスクの回転数の変動等で、データの始めの部分と後の部分とでは、その位相は必ずしも合っていない。そこで、データの再生中でも、データの検出タイミングとＰＬＬによる再生クロックとの位相のずれをＰＬＬにフィードバックして、データ部分での位相のドリフトにもクロックを追従させるようにしている。
【０００７】
ＶＦＣ領域は単一波長であるので、高品位の位相信号が得られるが、データ部分は複雑な波形であるため、位相差の検出できる位置も少なく、波形干渉の影響で、その品位も低くなっている。ＰＬＬは、通常、ＶＦＣ領域では、“引き込みモード”といって、高速に周波数を引き込み、その位相に追従するが、データ領域では、“トレースモード”というＰＬＬのループゲインを低く抑えた動作に移行する。トレースモードでは、回転変動のような緩やかな周波数変動には追従するが、ノイズや波形干渉等によるビット単位の急激な変動には、追従することができない。
【０００８】
ＰＲＭＬ信号処理方式では、再生信号を波形等化器に入力する前に、Ａ／Ｄコンバータを使用して離散時間で量子化する場合が多い。この場合の、Ａ／Ｄコンバータに与えるサンプリングクロックも、ＰＬＬを使用してリカバリしたチャネルクロックが使用される。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
図２５には、ＰＲＭＬ信号処理で多用されるような離散時間で再生信号をサンプリングするのではなく、連続時間で閾値を検出し、データの検出を行なう場合の、光ディスク装置の信号が示されている。
【００１０】
記録されるべきユーザデータは、０と１のランダムな組み合わせのデータ列であるが、記録媒体に記録するには、図２５（ａ）に示すような１と１との間の０の数が特定の範囲に制御されるランレングス制限（ＲＬＬ）符号に変調される。データの書き込み信号は、マークエッジ記録の場合に、データ（ａ）が１の位置でオン／オフをトグルさせた信号（ｂ）になり、その結果、媒体上には、マーク（ｃ）が記録される。このマーク（ｃ）を読み出した場合の再生信号（ｄ）は、微分回路に通されることで、微分波形（ｅ）が得られる。微分波形（ｅ）のピークは、データ（ａ）のＲＬＬ符号で変調されたデータの１の位置に対応する。
【００１１】
ＶＦＣ領域の信号を使ってＰＬＬ回路でリカバリされたチャネルクロックが（ｇ）であったとすると、このクロック（ｇ）を基にして、データ検出ウィンドウ（ｆ）を作ることができる。このデータ検出ウィンドウ（ｆ）内に微分波形のピークがあれば１、ピークがない場合には０を出力するようにすれば、検出データ（ｈ）を求めることができる。これは、データ（ａ）がＲＬＬ符号データであるから、これを復号回路に通せば、記録されたユーザデータを復元することができる。
【００１２】
再生信号の位相とチャネルクロックの位相とが一致している場合には、微分信号（ｅ）のピークは、データ検出ウィンドウ（ｆ）の中央に位置していて、データ検出ウィンドウ（ｆ）内にピークがあるか否かを検出するのは容易であるが、位相がずれてくると、微分信号（ｅ）のピークがデータ検出ウィンドウ（ｆ）の端の方にずれて行き、最後には隣のウィンドウに入ってしまって検出誤りを生じる。
【００１３】
そこで、図２６に示すように、微分波形のピーク位置とチャネルクロックとの位相差をＰＬＬの位相比較器で検出し、チャージポンプで電圧値に変換し、その結果で電圧制御発振器（ＶＣＯ）を制御する。これにより、再生信号とＰＬＬでリカバリされるクロックの位相を一致させることができる。
【００１４】
このような方式では、マークのエッジが、データ検出ウィンドウ内の時間で立ち上がっていないと検出誤りを起こし易い。記録密度を高くしていくと、媒体の周波数応答特性の影響でエッジの立ち上がりが緩慢になる。これを、より急峻な立ち上がりに補正するためには、波形等化器で高周波特性を持ち上げる必要がある。しかしながら、この補正は、高域の雑音成分をも持ち上げるためＳ／Ｎが悪化する。このため、こうした信号処理方式では、高密度化には限界がある。
【００１５】
これを克服するための方式の１つが、ＰＲＭＬ信号処理方式である。ＰＲＭＬでは、あるビットに対する応答波形の影響が隣接または複数のビットに及ぶことを許容するので、信号の周波数帯域を上げずに、より高密度な記録を行なうことができる。
【００１６】
その代わりに、複数ビットへの影響の度合いは、ＰＲクラスにより決められた値に制御される必要がある。ビット相互の干渉の度合いが制御されているので、閾値では検出できないような緩慢な変化を持つ波形も、波形のシーケンスで最尤検出（ＭＬ検出）することで、誤りなくデータを検出することができる。
【００１７】
図２７は、図２５と同じデータ列が、ＰＲＭＬ方式ではどうなるかを示している。図２７（ｃ）は、チャネルクロック毎の書き込み信号（ｂ）がオンの場合を１、オフの場合を０としたビット列である。今、仮に、ＰＲのクラスを（ｄ）に示したように（１，２，２，１）であると仮定する。
【００１８】
このＰＲ等化では、書き込みビットが１である場合にチャネルから再生される応答波形が（ｄ）のようであることを意味し、書き込みビット列（ｃ）に対応する再生波形は、（ｅ）に示すように、各ビットの応答波形の重ね合わせとして表わされ、（ｆ）のような波形が得られる。
【００１９】
このようにＰＲ等化の場合、ＰＲ等化器により制御され、ＭＬ検出器の入力として用いられるのは、サンプリングの時点における振幅値である。このため、ＰＲＭＬ信号処理では、再生信号を等化器に入力する前に、Ａ／Ｄコンバータにより、チャネルクロック毎の離散時間で量子化された振幅値系列に変換し、以後、デジタル回路で処理する場合がほとんどである。
【００２０】
ＰＲＭＬ信号処理方式の光ディスク装置に使用されるＰＬＬの位相誤差検出器では、等化器出力信号は時間方向に離散化されているので、図２５を用いて説明した方法のように、データの位相とＰＬＬによりリカバリされるチャネルクロックの位相とを直接比較することはできない。サンプリングされた振幅値のずれを位相誤差に変換する必要がある。
【００２１】
例えば、米国特許４，８９０，２９９には、振幅値のずれを位相誤差に変換する手法とその構成とが開示されている。現在の振幅値と、１乃至２サンプル前の振幅値と、それらに対応する理想等化振幅値とから、位相誤差がプラス／マイナスにどれくらいの勾配を持っているかを算出している。
【００２２】
ただし、ここで開示されているのは、ＰＲ等化後の再生波形の理想値が、３レベルになる場合においてである。記録密度が高くなってくると、媒体の周波数特性が相対的に不足してくるため、ＰＲのクラスを上げる必要があるが、これらのクラスは、波形が相互に干渉するサンプル点数が多くなるため、波形の等化後の振幅レベルが高くなって、３レベルを仮定した方法では位相誤差の検出ができないことになる。
【００２３】
ＰＲ等化後の波形の値がいくつのレベルに別れるかは、ＰＲのクラスと変調方式とに依存する。図２７に示したの例のように、ＰＲクラスとして（１，２，２，１）を、変調方式に１と１との間に存在する０の最低個数（ｄ制約）が２個に制限されるＰＬＬ（２，７）を用いた場合には、０、１、３、５、６の５レベルとなる。
【００２４】
また、ＰＲクラスは同じ（１，２，２，１）でも、変調方式に、ｄ制約が１個に制限されるＰＬＬ（１，７）を用いた場合や、ｄ制約が０の場合には、０、１、２、３、４、５、６の７レベルとなる。ただし、１と１との間に存在する０の最大個数（ｋ制約）がいずれも４以上であるとする。
【００２５】
このように、ＰＲ等化後の波形値のレベルが５乃至７のクラスの場合には、米国特許４，８９０，２９９の手法では、波形振幅値から位相誤差勾配を算出することはできない。
【００２６】
なお、この問題に関しては、本件特許出願人と同じ出願人により、特開２０００−１９５１９１号公報に示されるように、等化後の振幅レベルが５乃至７値になるＰＲクラスにおいても、離散時間でサンプルされた振幅値から位相誤差勾配を検出することによって、データとクロックとの位相同期が容易に行なえるようにした対策技術が既に出願されているが、技術開発の盛んな現状では、これとは別の構成による対策も望まれる傾向にある。
【００２７】
そこで、この発明は上記事情を考慮してなされたもので、ＰＲ等化後の波形値のレベルが５乃至７となるＰＲクラスの場合にも、ユーザデータ領域で再生されたデータとリカバリされたチャネルクロックとの同期制御を、高い信頼性をもって可能とし得る極めて良好なデジタルデータ再生装置及びデジタルデータ再生方法を提供することを目的とする。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、記録媒体から読み取った信号を、可変周波数発振手段から出力されるクロック周期でサンプリングすることによりデジタルデータに変換する変換手段と、この変換手段から出力されたデジタルデータを、前記可変周波数発振手段から出力されるクロックに基づいて、パーシャルレスポンスのクラスに合致した信号波形に等化する等化手段と、この等化手段から出力された信号波形から、前記可変周波数発振手段から出力されるクロックに基づいて、再生データの検出を行なうデータ検出手段と、前記等化手段から出力された信号波形の時間的に連続した２つのサンプル点における振幅値を加算する加算手段と、この加算手段で得られた加算結果に基づいて、前記等化手段から出力された信号波形が、前記可変周波数発振手段から出力されるクロックと位相同期している場合の振幅値の変化を予測する予測手段と、この予測手段によって予測された振幅値の変化と、前記等化手段から出力された信号波形とに基づいて、位相誤差の勾配を検出する検出手段と、前記検出手段で検出された位相誤差勾配に基づいて、前記可変周波数発振手段の発振周波数を制御する制御手段とを具備してなることを特徴とするデジタルデータ再生装置である。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の第１の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。図１は、この第１の実施の形態で説明する光ディスク装置の要部を示している。すなわち、この光ディスク装置は、主として、記録媒体である書き替え可能な光ディスク１と、この光ディスク１に対してデータの書き込み及び読み出しを行なう光ヘッド３と、データ再生系と、データ記録系と、ドライブコントローラ１２と、インターフェース１３とから構成されている。
【００３３】
光ディスク１は、スピンドルモータ２により回転駆動される。光ヘッド３は、サーボモータ４により移動調整されて、レーザドライバ１５による駆動で光ディスク１にレーザ光を照射し、光学的に情報の記録再生を行なうものである。スピンドルモータ２とサーボモータ４は、ドライブコントローラ１２により駆動制御回路１４を介して駆動制御される。
【００３４】
データ記録系は、レーザドライバ１５及び変調回路１６を有している。変調回路１６は、ドライブコントローラ１２から送出された記録データを所定の符号ビット列に変換する符号化処理を実行する。レーザドライバ１５は、変調回路１６から出力された符号ビット列にしたがったマークを、光ディスク１上に記録するように光ヘッド３を駆動する。
【００３５】
データ再生系は、プリアンプ５と、ＶＧＡ（可変利得増幅器）６と、Ａ／Ｄ変換回路７と、等化器８と、データ検出回路１０と、デコーダ１１とを有する。プリアンプ５とＶＧＡ６とは、光ヘッド３によって読み出された再生信号を増幅する。Ａ／Ｄ変換回路７は、増幅された再生信号を離散時間の量子化サンプル値であるデジタル信号に変換する。等化器８は、離散時間の量子化サンプル値であるデジタル信号を、ＰＲクラスに合致した波形に等化する。
【００３６】
データ検出回路１０は、パーシャルレスポンスの所定のクラスに等化した再生信号波形からデータを検出する最尤系列推定方式の信号処理回路であり、具体的にはビタビ検出器からなる。デコーダ１１は、データ検出回路１０により検出された符号ビット列を元のユーザデータに復元する。
【００３７】
ドライブコントローラ１２は、この光ディスク装置のメイン制御装置であり、インターフェース１３を介して例えばパーソナルコンピュータと接続し、記録再生データの転送制御を実行する。なお、この光ディスク装置には、図示はしないが、映像情報の記録再生に必要な動画圧縮回路、動画伸張回路及びデコーダ１１から出力されたデータの誤り検出訂正処理を行なう誤り検出訂正回路等も含まれている。
【００３８】
等化器８の出力は、タイミング制御回路１７の一部である位相誤差勾配検出回路１８にも入力される。この位相誤差勾配検出回路１８の出力は、ループフィルタ１９を通してＶＣＯ（電圧制御発振器）２０に入力され、チャネルクロックの位相を制御する。ＶＣＯ２０の出力は、リカバリされたチャネルクロックとして、Ａ／Ｄ変換回路７のサンプリングクロックや、等化器８及びデータ検出回路（ＭＬ検出器）１０の動作クロックとして提供される。
【００３９】
図１に示した例では、ＶＣＯ２０により、Ａ／Ｄ変換回路７のサンプリング周波数と位相とを再生信号に同期させているが、図２に、読み出しクロックと再生信号とを同期させる他の例を示している。図２では、図１のＶＧＡ６からデータ検出回路１０までの部分について、他の例を示している。
【００４０】
すなわち、Ａ／Ｄ変換回路７のサンプリングクロックは、シンセサイザ６０２から供給される再生信号のビット周期より若干高い周波数のクロックで、再生信号とは同期していない。等化器８の出力は、補間フィルタ６００によって、位相のみがフェーズ計算回路６０１の出力で制御される値だけ、ずらされて出力される。
【００４１】
この補間フィルタ６００の出力は、位相誤差勾配検出回路１８に入力される。この位相誤差勾配検出回路１８の出力は、ループフィルタ１９を介してフェーズ計算回路６０１に入力され、補間フィルタ６００における位相のずれ量が制御される。クロックコントロール６０３は、フェーズ計算回路６０１からの位相制御情報を基に、シンセサイザ６０２の出力を再生信号周波数に合うように間引きをして、データ検出回路１０の動作クロックとして供給する。
【００４２】
以後の説明では、このＰＲＭＬ信号処理系のＰＲクラスは（１，２，２，１）であると仮定する。図３を用いて、この第１の実施の形態における位相誤差勾配検出回路１８の動作を説明する。以後、ｎ番目のサンプリング周期においてサンプルされた再生信号の振幅値をｙ（ｎ）と表わすものとする。
【００４３】
図３に示す位相誤差勾配検出回路１８は、図４に示すＶＦＯパターンに対する位相誤差勾配を効率よく検出する回路である。ＶＦＯパターンとは、高速に位相合わせを行なうための専用のデータパターンで、図４に示すような単一周波数の繰り返しパターンである。
【００４４】
図４のパターンの例では、ＰＲ等化されたサンプル点の振幅値は、サンプリング位相が合っている場合には、１、１、３、５、５、３、１、１、……という値の繰り返しになる。ただし、数値処理の説明を簡単にするため、ｙ（ｎ）の値はＰＲ等化処理後レベルの３を中心として、−３〜＋３の値を取り得るものとする。すなわち、ＰＲ等化出力レベルの１、１、３、５、５、３、１、１は、−２、−２、０、＋２、＋２となる。
【００４５】
図３の符号１００〜１０２は、それぞれ、入力したサンプル値を１サンプリング周期遅らせて出力する遅延回路であり、遅延回路１００の入力がｙ（ｎ）の場合、各遅延回路１００〜１０２の出力は、ｙ（ｎ−１）、ｙ（ｎ−２）、ｙ（ｎ−３）となる。
【００４６】
図３の符号１０９〜１１１も、それぞれ、入力したサンプル値を１サンプリング周期遅らせて出力する遅延回路であり、遅延回路１０９の入力がｇ（ｎ）の場合、各遅延回路１０９〜１１１の出力は、ｇ（ｎ−１）、ｇ（ｎ−２）、ｇ（ｎ−３）となる。
【００４７】
ここで、ｇ（ｎ）は、ｎ番目のサンプリング周期においてサンプルされた再生信号の振幅値ｙ（ｎ）の変化の方向を表わす値とする。すなわち、図４において、（ｆ）の波形のサンプル１５０〜１５２は＋１の方向を持つものと定義し、サンプル１５３〜１５５は−１の方向を持つものとする。
【００４８】
符号１０８は閾値判定回路で、加算回路１０３により加算されたｙ（ｎ）とｙ（ｎ−１）からｙ（ｎ）の変化の方向を判定する。判定のための閾値η（ｎ）には、閾値決定回路１１２の出力が用いられる。閾値決定回路１１２は、３サンプル時刻前の変化の方向ｇ（ｎ−３）を入力し、その値が＋１の場合は＋εという値を、−１の場合には−εという値を出力する。
【００４９】
閾値判定回路１０８は、ｇ（ｎ−１）の値も入力し、ｇ（ｎ−３）が＋１の場合には、ｙ（ｎ）＋ｙ（ｎ−１）が＋ε以上になった場合に、ｇ（ｎ）として−１を出力し、変化の方向を反転させるが、条件が満たされない場合にはｇ（ｎ−１）と同じ値を出力する。同様に、ｇ（ｎ−３）が−１の場合には、ｙ（ｎ）＋ｙ（ｎ−１）が−ε以下になった場合に、ｇ（ｎ）として＋１を出力し、変化の方向を反転させるが、条件が満たされない場合にはｇ（ｎ−１）と同じ値を出力する。
【００５０】
位相誤差勾配Δτ１０７は、加算回路１０６により、乗算回路１０４，１０５の各出力と補正値出力回路１１５の出力とを加算した結果となる。乗算回路１０４は、ｙ（ｎ）とｇ（ｎ）との積を算出し、乗算回路１０５は、ｙ（ｎ−３）とｇ（ｎ−３）との積を算出する。補正値出力回路１１５は、比較器１１３比較結果と比較器１１４の比較結果とにしたがって、位相誤差勾配Δτ１０７を算出するための補正値を出力する。
【００５１】
図５（ａ），（ｂ）及び図６（ａ），（ｂ）を用いて、より具体的に動作を説明する。図５（ａ）において、ｙ（ｎ）が、位相が合っていた場合の振幅値２０３に対して、実際のサンプル値２０４は、位相誤差τ２のために振幅値が＋２＋γであるとする。また、ｙ（ｎ−３）が、位相が合っていた場合の振幅値２０１に対して、実際のサンプル値２０２は、位相誤差τ１のために振幅値が−２−βであるとする。さらに、変化の方向としてｇ（ｎ）は＋１、ｇ（ｎ−３）は−１であるから、乗算回路１０４の出力は、
（＋２＋γ）×（＋１）＝＋２＋γ
となり、乗算回路１０５の出力は、
（−２−β）×（−１）＝＋２＋β
となる。
【００５２】
また、比較器１１３の出力は、
ｇ（ｎ）＝＋１、ｇ（ｎ−１）＝＋１
なので
ｇ（ｎ）＝ｇ（ｎ−１）
であるから１となり、比較器１１４の出力は、
ｇ（ｎ）＝＋１、ｇ（ｎ−２）＝＋１
なので
ｇ（ｎ）＝ｇ（ｎ−２）
であるから１となり、補正値出力回路１１５の出力は−４となる。
【００５３】
これらのことから、位相誤差勾配Δτ１０７は、
（＋２＋γ）＋（＋２＋β）−４＝γ＋β
となる。そして、ＰＲ等化基準値とのずれ、γとβとの和が、位相誤差勾配として出力される。
【００５４】
位相誤差が逆方向の場合の例を、図５（ｂ）に示している。すなわち、乗算回路１０４の出力は、
（＋２−γ）×（＋１）＝＋２−γ
であり、乗算回路１０５の出力は、
（−２＋β）×（−１）＝＋２−β
となる。また、比較器１１３の出力は、
ｇ（ｎ）＝＋１、ｇ（ｎ−１）＝＋１
なので
ｇ（ｎ）＝ｇ（ｎ−１）
であるから１となり、比較器１１４の出力は、
ｇ（ｎ）＝＋１、ｇ（ｎ−２）＝＋１
なので
ｇ（ｎ）＝ｇ（ｎ−２）
であるから１となり、補正値出力回路１１５の出力は−４となる。
【００５５】
これらのことから、位相誤差勾配Δτ１０７は、
（＋２−γ）＋（＋２−β）−４＝−γ−β
となる。そして、ＰＲ等化基準値とのずれ、−γと−βとの和が、位相誤差勾配として出力される。
【００５６】
ｙ（ｎ）が図６（ａ）の場合は、ｇ（ｎ）は−１、ｇ（ｎ−３）は＋１であるから、乗算回路１０４の出力は、
（＋２−γ）×（−１）＝−２＋γ
となり、乗算回路１０５の出力は、
（−２＋β）×（＋１）＝−２＋β
となる。
【００５７】
また、比較器１１３の出力は、
ｇ（ｎ）＝−１、ｇ（ｎ−１）＝＋１
なのでｇ（ｎ）とｇ（ｎ−１）とは等しくないので０となり、比較器１１４の出力は、
ｇ（ｎ）＝−１、ｇ（ｎ−２）＝＋１
なのでｇ（ｎ）とｇ（ｎ−２）とは等しくないので０となり、補正値出力回路１１５の出力は＋４となる。
【００５８】
これらのことから、位相誤差勾配Δτ１０７は、
（−２＋γ）＋（−２＋β）＋４＝γ＋β
となる。そして、ＰＲ等化基準値とのずれ、γとβとの和が、位相誤差勾配として出力される。
【００５９】
ｙ（ｎ）が図６（ｂ）の場合は、ｇ（ｎ）は−１、ｇ（ｎ−３）は＋１であるから、乗算回路１０４の出力は、
（−γ）×（−１）＝＋γ
となり、乗算回路１０５の出力は、
（＋β）×（＋１）＝＋β
となる。
【００６０】
また、比較器１１３の出力は、
ｇ（ｎ）＝−１、ｇ（ｎ−１）＝−１
なので
ｇ（ｎ）＝ｇ（ｎ−１）
であるから１となり、比較器１１４の出力は、
ｇ（ｎ）＝−１、ｇ（ｎ−２）＝＋１
なのでｇ（ｎ）とｇ（ｎ−２）とは等しくないので０となり、補正値出力回路１１５の出力は０となる。
【００６１】
これらのことから、位相誤差勾配Δτ１０７は、
（＋γ）＋（＋β）＝γ＋β
となる。そして、ＰＲ等化基準値とのずれ、γとβとの和が、位相誤差勾配として出力される。
【００６２】
以下、同様にして、位相誤差により生じた振幅の基準値からのずれ量が位相誤差勾配として正しく出力される。
【００６３】
図７に、この第１の実施の形態における動作をまとめたフローチャートを示している。
【００６４】
この第１の実施の形態によれば、現在のサンプル値ｙ（ｎ）と１サンプル時刻前の値ｙ（ｎ−１）とを用いている。ノイズのない状態では、ｙ（ｎ）のみの値でも判定を誤らないようにすることが可能だが、ノイズの乗った実信号では、判定を誤る確立が増加して位相誤差勾配を正しく求めることができない。２時刻のサンプル点を用いて波形のピーク位置を推定して振幅の変化の方向を求める、この第１の実施の形態の方式は、平均化により雑音の影響を除去する効果が大きいので、位相誤差勾配の算出を正確に行なうことができる。
【００６５】
図８は、この発明の第２の実施の形態に係る位相誤差勾配検出回路１８を示している。この位相誤差勾配検出回路１８も、図４に示したＶＦＯパターンに対する位相誤差勾配を効率よく検出する回路である。
【００６６】
図８の符号１００〜１０２は、図３同様に、入力したサンプル値を１サンプリング周期遅らせて出力する遅延回路であり、遅延回路１００の入力をｙ（ｎ）とした場合、各遅延回路１００〜１０２の出力は、ｙ（ｎ−１）、ｙ（ｎ−２）、ｙ（ｎ−３）となる。
【００６７】
また、符号１０９〜１１１も同様に、入力したサンプル値を１サンプリング周期遅らせて出力する遅延回路であり、遅延回路１０９の入力をｇ（ｎ）とした場合、各遅延回路１０９〜１１１の出力は、ｇ（ｎ−１）、ｇ（ｎ−２）、ｇ（ｎ−３）となる。
【００６８】
ここで、ｇ（ｎ）は、ｎ番目のサンプリング周期においてサンプルされた再生信号の振幅値ｙ（ｎ）のレベルが、ＰＲ等化後の基準値＋２、０、−２のいずれと見なされるべきかを表わす値で、振幅値が＋２であると見なされるべきときには＋１、振幅値が０であると見なされるべきときには０、振幅値が−２であると見なされるべきときには−１を取るものとする。便宜的に、以下の説明では、このｇ（ｎ）を判定レベルと称することにする。
【００６９】
また、符号３０８は閾値判定回路で、ｙ（ｎ）の値からｇ（ｎ）の取るべき値を判定する。閾値決定回路３１２の出力η（ｎ）に、加算回路３２０，３２１によってそれぞれ−δ，＋δが加えられることにより、＋１と０との判定閾値であるη（ｎ）−δと、０と−１との判定閾値であるη（ｎ）＋δとに分けられて、閾値判定回路３０８に入力される。
【００７０】
この閾値決定回路３１２は、３サンプル時刻前の判定レベルｇ（ｎ−３）を入力し、その値が＋１の場合は＋ηという値を、−１の場合は−ηという値を、０のときには０を出力する。
【００７１】
そして、閾値判定回路３０８は、ｇ（ｎ−３）が＋１の場合には、ｙ（ｎ）が＋ε−δ以下になった場合にｇ（ｎ）として−１、＋ε±δの範囲では０、＋ε＋δ以上では＋１を出力する。また、閾値判定回路３０８は、ｇ（ｎ−３）が０の場合には、ｙ（ｎ）が−δ以下になった場合にｇ（ｎ）として−１、±δの範囲では０、＋δ以上では＋１を出力する。さらに、閾値判定回路３０８は、ｇ（ｎ−３）が−１の場合には、ｙ（ｎ）が−ε＋δ以上になった場合にｇ（ｎ）として＋１、−ε±δの範囲では０、−ε＋δ以下では−１を出力する。
【００７２】
位相誤差勾配Δτ１０７は、選択回路３３０が比較器３３１，３３２の比較結果を基に選択した位相誤差勾配の値として出力される。すなわち、ｇ（ｎ）とｇ（ｎ−１）とが等しくなく、かつ、ｇ（ｎ）とｇ（ｎ−３）とが等しくない場合には、加算回路３２９及び乗算回路３２７，３２８により計算された
（−１）×ｙ（ｎ）×ｇ（ｎ−２）＋ｙ（ｎ−２）×ｇ（ｎ）
の値が出力される。
【００７３】
また、ｇ（ｎ）＝ｇ（ｎ−１）で、かつ、ｇ（ｎ）とｇ（ｎ−３）とが等しくない場合には、加算回路３２６及び乗算回路３２４，３２５により計算された
（−１）×ｙ（ｎ）×ｇ（ｎ−１）＋ｙ（ｎ−１）×ｇ（ｎ）
の値が出力される。さらに、ｇ（ｎ）＝ｇ（ｎ−３）の場合には、加算回路３２２及び乗算回路３２３により計算された
ｇ（ｎ−１）×［−ｙ（ｎ）＋ｙ（ｎ−３）］
の値が出力される。
【００７４】
図９（ａ），（ｂ）及び図１０を用いて、より具体的に動作を説明する。まず、図９（ａ）において、ｙ（ｎ）が、位相が合っていた場合の振幅値２０３に対して、実際のサンプル値２０４は、位相誤差τ２のために振幅値が＋２＋γであるとする。この場合、ｇ（ｎ）＝＋１、ｇ（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝−１、ｇ（ｎ−３）＝−１であるから、位相誤差勾配として選択される計算値は、
（−１）×ｙ（ｎ）×ｇ（ｎ−２）＋ｙ（ｎ−２）×ｇ（ｎ）
である。
【００７５】
ｙ（ｎ−２）が、位相が合っていた場合の振幅値２０１に対して、実際のサンプル値２０２は、位相誤差τ１のために振幅値が−２＋βであるとする。このため、
（−１）×（＋２＋γ）×（−１）＋（−２＋β）×（＋１）＝＋γ＋β
となる。ＰＲ等化基準値とのずれ、つまり、γとβとの和が位相誤差勾配として出力される。
【００７６】
図９（ｂ）において、ｙ（ｎ）が、位相が合っていた場合の振幅値２０７に対して、実際のサンプル値２０８は、位相誤差τ４のために振幅値が＋２−γであるとする。この場合、ｇ（ｎ）＝＋１、ｇ（ｎ−１）＝＋１、ｇ（ｎ−２）＝０、ｇ（ｎ−３）＝−１であるから、位相誤差勾配として選択される計算値は、
（−１）×ｙ（ｎ）×ｇ（ｎ−１）＋ｙ（ｎ−１）×ｇ（ｎ）
である。
【００７７】
ｙ（ｎ−１）が、位相が合っていた場合の振幅値２０５に対して、実際のサンプル値２０６は、位相誤差τ３のために振幅値が＋２＋βであるとする。このため、
（−１）×（＋２−γ）×（＋１）＋（＋２＋β）×（＋１）＝＋γ＋β
となる。ＰＲ等化基準値とのずれ、つまり、γとβとの和が位相誤差勾配として出力される。
【００７８】
図１０において、ｙ（ｎ）が、位相が合っていた場合の振幅値２１２に対して、実際のサンプル値２１１は、位相誤差τ６のために振幅値が−γであるとする。この場合、ｇ（ｎ）＝０、ｇ（ｎ−１）＝＋１、ｇ（ｎ−２）＝＋１、ｇ（ｎ−３）＝０であるから、位相誤差勾配として選択される計算値は、
ｇ（ｎ−１）×［−ｙ（ｎ）＋ｙ（ｎ−３）］
である。
【００７９】
ｙ（ｎ−３）が、位相が合っていた場合の振幅値２０９に対して、実際のサンプル値２１０は、位相誤差τ５のために振幅値が＋βであるとする。すると、
（＋１）×（−１）×（−γ＋β）＝＋γ＋β
となる。ＰＲ等化基準値とのずれ、つまり、γとβとの和が位相誤差勾配として出力される。
【００８０】
図１１に、この第２の実施の形態における動作をまとめたフローチャートを示している。
【００８１】
この第２の実施の形態によれば、推定される振幅レベルと推定された振幅レベルの履歴を基に位相誤差勾配の計算方法を切り替えることで、位相誤差勾配の検出を効率よく行なうことができる。
【００８２】
以上の第１及び第２の実施の形態は、単一周波数のＶＦＯパターン部分に対する位相誤差勾配を求めるものであったが、ＶＦＯパターン部分で位相を引き込んだ後も、回転変動等の比較的緩やかな位相の変動にもクロックを追従させなければならない。ユーザデータ部分はランダムなデータ系列による信号であるから、上記のＶＦＯ部分と同様の方法では位相誤差勾配を求めることができない。
【００８３】
図１２（ａ），（ｂ），（ｃ）は、データ系列によって、ＰＲ（１，２，２，１）等化信号の振幅値がどのように変化し得るかを説明するための状態遷移図を示している。
【００８４】
図１２（ａ），（ｂ），（ｃ）は、それぞれ、ｄ制約が０、１、２の場合である。ｄ制約とは、変調符号における制約の１つで、変調後の符号の１と１との間に最低０がいくつ入らなければならないかという制約である。すなわち、ｄ＝０の場合には、図２７（ａ）に示したＲＬＬ符号に１が連続する
１１１００１１０１００１
というようなパターンがあってもかまわないが、ｄ＝１の場合には、１が連続することは許されないので、
１０１０００１０１０１００
というように、１と１との間には、必ず１個以上の０が入る。さらに、ｄ＝２の場合は、
１００１０００１００１０
というように、１と１との間には、必ず２個以上の０が入る。
【００８５】
図１２（ａ），（ｂ），（ｃ）の状態遷移図において、丸の中のＳｘｘｘは、３つ連続する書き込みビット列により状態を表わしている。書き込みビット列とは、図２７（ｃ）に示したように、ＲＬＬ符号列をＮＲＺＩ形式に変換した離散時間で表わされた書き込み電流である。ｄ＝０の場合には、書き込みビット列は０と１の任意の値に変化し得る。例えば、００１という系列の次の状態として、０１０も０１１も取り得る。
【００８６】
ＲＬＬ符号書き込みビット列
００１１１１００１０１０
００１０１１００１１０１
ｄ＝０の場合には、ＲＬＬ符号の１と１との間には０が最低１個入るので、例えば、書き込みビット列００１の次には０１１しか取り得ない。
【００８７】
ＲＬＬ符号書き込みビット列
００１０１００１００１１０００１
００１００１０１００１１１００１
さらに、ｄ＝２の場合には、ＲＬＬ符号の１と１との間には０が最低２個入るので、例えば、０１１という状態の次には１１１しか取り得ない。
【００８８】
ＲＬＬ符号書き込みビット列
００１００１００１００１１１０００１
００１００１０００００１１１００００
図１２（ａ），（ｂ），（ｃ）の状態遷移図において、矢印についている数字は、状態が変化するときの振幅値である。ここでは、振幅値は、０〜６までの値を取るとする。図１３（ａ），（ｂ）及び図１４は、それぞれ、状態遷移図を基に、ｄ＝０、ｄ＝１、ｄ＝２の場合の波形の立ち上がりで取り得る振幅パターンを示したものである。
【００８９】
ＰＲ等化基準値（理想値）と実際の振幅値とから位相誤差を求めるには、その時点の基準値がどの値であるかを知る必要があるが、その値を正確に知ることができるならば、後段の検出器は必要ないわけで、この時点では、予測値が多少不正確になるのは仕方がないとして、なるべく間違わないような方法を取らざるを得ない。また、全てのサンプル点から誤差信号を得る必要もなく、緩やかな位相ずれを補正できるだけの検出感度が稼げれば良い。
【００９０】
以上の状況を考慮して、上記した第１及び第２の実施の形態では、ＰＲ等化後の振幅の遷移のうち、波形振幅の勾配が大きい部分からだけ位相誤差情報を抽出し、雑音により値の判定を誤り易くなる振幅の変化の少ない部分では位相誤差を検出しないことで、位相誤差勾配の検出精度を向上させて安定なクロックタイミングのリカバリを実現する。
【００９１】
図１５は、この発明の第３の実施の形態を示すもので、ランダムデータ系列波形に対応する位相誤差勾配検出回路１８を示している。ＰＲクラスは、（１，２，２，１）とし、ｄ制約は１以上であるとする。また、以後の説明では、再び振幅値は−３〜＋３までの値を取ることにする。
【００９２】
図１５の符号１００〜１０２は、図３と同様に、入力したサンプル値を１サンプリング周期遅らせて出力する遅延回路であり、遅延回路１００の入力がｙ（ｎ）の場合、各遅延回路１００〜１０２の出力は、ｙ（ｎ−１）、ｙ（ｎ−２）、ｙ（ｎ−３）となる。
【００９３】
また、符号１０９，１１０も同様に、入力したサンプル値を１サンプリング周期遅らせて出力する遅延回路であり、遅延回路１０９の入力がｇ（ｎ）の場合、各遅延回路１０９，１１０の出力は、ｇ（ｎ−１）、ｇ（ｎ−２）となる。
【００９４】
ここで、ｇ（ｎ）は、ｎ番目のサンプリング周期においてサンプルされた再生信号の振幅値ｙ（ｎ）のレベルが、ＰＲ等化後の基準値＋２以上、＋１、０、−１、−２以下のいずれと見なされるべきかを表わす値で、振幅値が＋２以上であると見なされるべきときには＋１、振幅値が＋１、０、−１であると見なされるべきときには０、振幅値が−２以下であると見なされるべきときには−１を取るものとする。便宜的に、以下では、このｇ（ｎ）を判定レベルと称することにする。
【００９５】
この第３の実施の形態では、判定レベルのサンプリング時点の前後の振幅判定値が、振幅の勾配が大きくなる判定値−１または＋１であるかどうかを調べ、条件が合致する場合に位相誤差勾配の計算式を条件に応じて切り替えて値を算出する。より具体的には、ｇ（ｎ）、ｇ（ｎ−１）、ｇ（ｎ−２）の組み合わせが、
（−１００）（＋１００）
（−１０＋１）（＋１０ −１）
（００＋１）（００ −１）
であるような場合に、位相誤差勾配の計算式を条件に応じて切り替えて値を算出する。
【００９６】
符号３５３は閾値判定回路で、選択回路３５２の出力の値からｇ（ｎ）の取るべき値を判定する。選択回路３５２は、ｇ（ｎ−１）の値が０の場合には、加算回路３５０の出力であるｙ（ｎ＋１）＋ｙ（ｎ）を選択し、ｇ（ｎ−１）の値が０以外の場合には、加算回路３５１の出力であるｙ（ｎ）＋ｙ（ｎ−１）を選択する。
【００９７】
図１６（ａ）〜（ｆ）に、ｇ（ｎ−１）の値が０以外の場合の波形の遷移の様子を示している。図１６（ａ），（ｂ）の場合は、ｇ（ｎ−１）＝−１で、ｙ（ｎ−１）とｙ（ｎ）はともに−２以下であり、図１６（ｃ）の場合は、ｇ（ｎ−１）＝−１で、ｙ（ｎ−１）とｙ（ｎ）は０と−２であるから、例えば閾値判定回路３５３の−ε＝−２．５とすれば、図１６（ａ），（ｂ）の場合を判定レベル−１、図１６（ｃ）の場合を判定レベル０と判定することができる。同様に波形の立ち下がりでも、図１６（ｄ），（ｅ）の場合は判定レベル＋１、図１６（ｆ）の場合は判定レベル０とすることができる。
【００９８】
図１７（ａ）〜（ｆ）に、ｇ（ｎ−１）の値が０の場合の波形の遷移の様子を示している。図１７（ａ），（ｂ）の場合は、ｇ（ｎ−１）＝０で、ｙ（ｎ）とｙ（ｎ＋１）はともに＋２以上であり、図１７（ｃ）の場合は、ｇ（ｎ−１）＝０で、ｙ（ｎ）とｙ（ｎ＋１）は＋１と０であるから、例えば閾値判定回路３５３のε＝２．５とすれば、図１７（ａ），（ｂ）の場合を判定レベル＋１、図１７（ｃ）の場合を判定レベル０と判定することができる。同様に、波形の立ち下がりでも、図１７（ｄ），（ｅ）の場合は判定レベル−１、図１７（ｆ）の場合は判定レベル０とすることができる。
【００９９】
位相誤差勾配Δτ１０７は、加算回路３５６によって、乗算回路３６３，３６０，３５７の出力を合算した結果をｇ（ｎ−１）が０の場合だけ出力する。乗算回路３６３は、ｙ（ｎ−１）と係数決定回路３６４の出力との積を出力する。乗算回路３６０は、係数決定回路３６５の出力と加算回路３６１の出力との積を出力する。加算回路３６１は、係数決定回路３６５の出力と係数αとを乗算回路３６２で乗算した結果と、ｙ（ｎ−２）との和を出力する。乗算回路３５７は、係数決定回路３６６の出力と加算回路３５８の出力との積を出力する。加算回路３５８は、係数決定回路３６６の出力と係数αとを乗算回路３５９で乗算した結果と、ｙ（ｎ）との和を出力する。
【０１００】
図１８（ａ）〜（ｆ）を用いて、より具体的に動作を説明する。図１８（ａ）の場合、ｇ（ｎ）＝０、ｇ（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝−１であるから、比較器３６９の出力は１、比較器３７０の出力は０、比較器３７１の出力は０、比較器３７２の出力は０となり、位相誤差勾配は、
ｙ（ｎ−１）＋［ｙ（ｎ−２）＋１×α］×１
から求める。
【０１０１】
今、係数α＝２とし、ｙ（ｎ−１）が、位相が合っていた場合の振幅値２０３に対して、実際のサンプル値２０４は、位相誤差τ２のために振幅値が＋γであるとする。また、ｙ（ｎ−２）が、位相が合っていた場合の振幅値２０１に対して、実際のサンプル値２０２は、位相誤差τ１のために振幅値が−２＋βであるとすると、
＋γ＋（−２＋β＋２）＝＋γ＋β
となる。ＰＲ等化基準値とのずれ、つまり、γとβとの和が、位相誤差勾配として出力される。
【０１０２】
図１８（ｂ）の場合、ｇ（ｎ）＝＋１、ｇ（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝−１であるから、比較器３６９の出力は１、比較器３７０の出力は１、比較器３７１の出力は０、比較器３７２の出力は０となり、位相誤差勾配は、
ｙ（ｎ−１）＋［ｙ（ｎ−２）＋１×α］×１
＋［ｙ（ｎ）＋（−１）×α］×１
から求める。
【０１０３】
今、係数α＝２とし、ｙ（ｎ−１）が、位相が合っていた場合の振幅値２０３に対して、実際のサンプル値２０４は、位相誤差τ２のために振幅値が＋γであるとする。また、ｙ（ｎ−２）が、位相が合っていた場合の振幅値２０１に対して、実際のサンプル値２０２は、位相誤差τ１のために振幅値が−２＋βであるとする。さらに、ｙ（ｎ）が、位相が合っていた場合の振幅値２０５に対して、実際のサンプル値２０６は、位相誤差τ３のために振幅値が＋２＋δであるとすると、
＋γ＋（−２＋β＋２）＋（＋２＋δ−２）＝＋γ＋β＋δ
となる。ＰＲ等化基準値とのずれ、つまり、γとβとδとの和が、位相誤差勾配として出力される。
【０１０４】
図１８（ｃ）の場合、ｇ（ｎ）＝＋１、ｇ（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝０であるから、比較器３６９の出力は０、比較器３７０の出力は１、比較器３７１の出力は０、比較器３７２の出力は０となり、位相誤差勾配は、
ｙ（ｎ−１）＋［ｙ（ｎ）＋（−１）×α］×１
から求める。
【０１０５】
今、係数α＝２とし、ｙ（ｎ−１）が、位相が合っていた場合の振幅値２０３に対して、実際のサンプル値２０４は、位相誤差τ２のために振幅値が＋γであるとする。また、ｙ（ｎ）が、位相が合っていた場合の振幅値２０５に対して、実際のサンプル値２０６は、位相誤差τ３のために振幅値が＋２＋δであるとすると、
＋γ＋（＋２＋δ−２）＝＋γ＋δ
となる。ＰＲ等化基準値とのずれ、つまり、γとδとの和が、位相誤差勾配として出力される。
【０１０６】
図１８（ｄ）の場合、ｇ（ｎ）＝０、ｇ（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝＋１であるから、比較器３６９の出力は０、比較器３７０の出力は０、比較器３７１の出力は１、比較器３７２の出力は０となり、位相誤差勾配は、
ｙ（ｎ−１）×（−１）＋［ｙ（ｎ−２）＋（−１）×α］×（−１）
から求める。
【０１０７】
今、係数α＝２とし、ｙ（ｎ−１）が、位相が合っていた場合の振幅値２０３に対して、実際のサンプル値２０４は、位相誤差τ２のために振幅値が−γであるとする。また、ｙ（ｎ−２）が、位相が合っていた場合の振幅値２０１に対して、実際のサンプル値２０２は、位相誤差τ１のために振幅値が＋２−βであるとすると、
−γ×（−１）＋（＋２−β−２）×（−１）＝＋γ＋β
となる。ＰＲ等化基準値とのずれ、つまり、γとβとの和が、位相誤差勾配として出力される。
【０１０８】
図１８（ｅ）の場合、ｇ（ｎ）＝−１、ｇ（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝＋１であるから、比較器３６９の出力は０、比較器３７０の出力は０、比較器３７１の出力は１、比較器３７２の出力は１となり、位相誤差勾配は、
ｙ（ｎ−１）×（−１）＋［ｙ（ｎ−２）＋（−１）×α］×（−１）＋［ｙ（ｎ）＋（＋１）×α］×（−１）
から求める。
【０１０９】
今、係数α＝２とし、ｙ（ｎ−１）が、位相が合っていた場合の振幅値２０３に対して、実際のサンプル値２０４は、位相誤差τ２のために振幅値が−γであるとする。また、ｙ（ｎ−２）が、位相が合っていた場合の振幅値２０１に対して、実際のサンプル値２０２は、位相誤差τ１のために振幅値が＋２−βであるとする。さらに、ｙ（ｎ）が、位相が合っていた場合の振幅値２０５に対して、実際のサンプル値２０６は、位相誤差τ３のために振幅値が−２−δであるとすると、
−γ×（−１）＋（＋２−β−２）＋（−２−δ＋２）×（−１）
＝＋γ＋β＋δ
となる。ＰＲ等化基準値とのずれ、つまり、γとβとδとの和が、位相誤差勾配として出力される。
【０１１０】
図１８（ｆ）の場合、ｇ（ｎ）＝−１、ｇ（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝０であるから、比較器３６９の出力は０、比較器３７０の出力は０、比較器３７１の出力は０、比較器３７２の出力は１となり、位相誤差勾配は、
ｙ（ｎ−１）×（−１）＋［ｙ（ｎ）＋（＋１）×α］×（−１）
から求める。
【０１１１】
今、係数α＝２とし、ｙ（ｎ−１）が、位相が合っていた場合の振幅値２０３に対して、実際のサンプル値２０４は、位相誤差τ２のために振幅値が−γであるとする。また、ｙ（ｎ）が、位相が合っていた場合の振幅値２０５に対して、実際のサンプル値２０６は、位相誤差τ３のために振幅値が−２−δであるとすると、
−γ×（−１）＋（−２−δ＋２）×（−１）＝＋γ＋δ
となる。ＰＲ等化基準値とのずれ、つまり、γとδとの和が、位相誤差勾配として出力される。
【０１１２】
図１９に、この第３の実施の形態における動作をまとめたフローチャートを示している。
【０１１３】
書き込まれるデータ系列がランダムである場合、再生波形の各サンプル点における振幅値は、その前後のサンプル値と比較して、変化がなくて位相誤差を検出できないか、変化が少ないため雑音の影響で検出が困難か、あるいは検出精度が悪くなる場合が多い。
【０１１４】
この第３の実施の形態では、判定レベル０のサンプリング時点の前後の振幅判定値が、振幅の勾配が大きくなる判定値−１または＋１であるかどうかを調べ、条件が合致する場合に位相誤差勾配の計算式を条件に応じて切り替えて値を算出する。すなわち、振幅値の変化がＰＲ等化後の基準値にして２レベルであるサンプル点を判別し、過去及び現在のサンプル点の判定値を基に位相誤差勾配の算出方法を選択することにより、雑音の影響の少ないサンプル点でのみ位相誤差勾配を算出しているので、検出精度／品位が向上する。
【０１１５】
図２０は、この発明の第４の実施の形態を示すもので、ランダムデータ系列波形に対応する位相誤差勾配検出回路１８を示している。図１５と同様に、ＰＲクラスは、（１，２，２，１）とし、ｄ制約は１以上であるとする。また、以後の説明では、振幅値は−３〜＋３までの値を取るものとする。
【０１１６】
先の図１５の例では、判定レベル−１、＋１における位相誤差勾配を求めるのに、ＰＲ等化基準値を相殺するための係数αを用いている。このαを信号レベルに応じて能動的に調整できることが理想であるが、これを固定値とした場合には振幅変動に弱くなる。図２０に示す第４の実施の形態では、判定レベルに＋１と−１との両方を用いて位相誤差勾配を求めることで基準レベルの振幅値を係数を用いずに相殺するので、振幅変動の影響を受け難くなる。
【０１１７】
図２０において、符号１００〜１０２は、図３同様に、入力したサンプル値を１サンプリング周期遅らせて出力する遅延回路であり、遅延回路１００の入力がｙ（ｎ）の場合、各遅延回路１００〜１０２の出力は、ｙ（ｎ−１）、ｙ（ｎ−２）、
ｙ（ｎ−３）となる。
【０１１８】
また、符号１０９，１１０も同様に、入力したサンプル値を１サンプリング周期遅らせて出力する遅延回路であり、遅延回路１０９の入力がｇ（ｎ）の場合、各遅延回路１０９，１１０の出力は、ｇ（ｎ−１）、ｇ（ｎ−２）となる。
【０１１９】
ここで、ｇ（ｎ）は、ｎ番目のサンプリング周期においてサンプルされた再生信号の振幅値ｙ（ｎ）のレベルが、ＰＲ等化後の基準値＋２以上、＋１、０、−１、−２以下のいずれと見なされるべきかを表わす値で、振幅値が＋２以上であると見なされるべきときには＋１、振幅値が−１、０、＋１であると見なされるべきときには０、振幅値が−２以下であると見なされるべきときには−１を取るものとする。このｇ（ｎ）を判定レベルと称することにする。
【０１２０】
この第４の実施の形態では、判定レベル０のサンプリング時点の前後の振幅判定値が、振幅の勾配が大きくなる判定値−１または＋１であるかどうかを調べ、条件が合致する場合に、位相誤差勾配の計算式を条件に応じて切り替えて値を算出する。より具体的に言えば、ｇ（ｎ）、ｇ（ｎ−１）、ｇ（ｎ−２）の組み合わせが、
（−１００）（＋１００）
（−１０＋１）（＋１０ −１）
（００＋１）（００ −１）
であるような場合に、位相誤差勾配の計算式を条件に応じて切り替えて値を算出する。
【０１２１】
符号３５３は閾値判定回路で、選択回路３５２の出力の値からｇ（ｎ）の取るべき値を判定する。選択回路３５２は、ｇ（ｎ−１）の値が０の場合には、加算回路３５０の出力であるｙ（ｎ＋１）＋ｙ（ｎ）を選択し、ｇ（ｎ−１）の値が０以外の場合には、加算回路３５１の出力であるｙ（ｎ）＋ｙ（ｎ−１）を選択する。波形振幅の変化に応じて判定レベルを決定する方法は、図１６及び図１７を用いた先の図１５に示す第３の実施の形態と同じである。
【０１２２】
位相誤差勾配Δτ１０７は、加算回路３８０によって、乗算回路３６３，３８１の出力を合算した結果をｇ（ｎ−１）が０の場合だけ出力する。乗算回路３６３は、ｙ（ｎ−１）と係数決定回路３６４の出力との積を出力する。乗算回路３８１は、係数決定回路３８３の出力と加算回路３８２の出力との積を出力する。加算回路３８２は、ｙ（ｎ）とｙ（ｎ−２）との和を出力する。
【０１２３】
図２１（ａ）〜（ｆ）を用いて、より具体的に動作を説明する。図２１（ａ）の場合、ｇ（ｎ）＝０、ｇ（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝−１であるから、比較器３６９の出力は１、比較器３７０の出力は０、比較器３７１の出力は０、比較器３７２の出力は０となり、位相誤差勾配は、
ｙ（ｎ−１）×（＋１）＋［ｙ（ｎ）＋ｙ（ｎ−２）］×０
から求める。
【０１２４】
ｙ（ｎ−１）が、位相が合っていた場合の振幅値２０３に対して、実際のサンプル値２０４は、位相誤差τ２のために振幅値が＋γであるとすると、
ｙ（ｎ−１）×（＋１）＝＋γ
となる。ＰＲ等化基準値とのずれγが位相誤差勾配として出力される。
【０１２５】
図２１（ｂ）の場合、ｇ（ｎ）＝＋１、ｇ（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝−１であるから、比較器３６９の出力は１、比較器３７０の出力は１、比較器３７１の出力は０、比較器３７２の出力は０となり、位相誤差勾配は、
ｙ（ｎ−１）×（＋１）＋［ｙ（ｎ）＋ｙ（ｎ−２）］×１
から求める。
【０１２６】
ｙ（ｎ−１）が、位相が合っていた場合の振幅値２０３に対して、実際のサンプル値２０４は、位相誤差τ２のために振幅値が＋γであるとする。また、ｙ（ｎ−２）が、位相が合っていた場合の振幅値２０１に対して、実際のサンプル値２０２は、位相誤差τ１のために振幅値が−２＋βであるとする。さらに、ｙ（ｎ）が、位相が合っていた場合の振幅値２０５に対して、実際のサンプル価２０６は、位相誤差τ３のために振幅値が＋２＋δであるとすると、
＋γ＋（＋２＋δ）＋（−２＋β）＝＋γ＋β＋δ
となる。ＰＲ等化基準値とのずれ、つまり、γとβとδとの和が、位相誤差勾配として出力される。
【０１２７】
図２１（ｃ）の場合、ｇ（ｎ）＝＋１、ｇ（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝０であるから、比較器３６９の出力は０、比較器３７０の出力は１、比較器３７１の出力は０、比較器３７２の出力は０となり、位相誤差勾配は、
ｙ（ｎ−１）×（＋１）＋［ｙ（ｎ）＋ｙ（ｎ−２）］×０
から求める。
【０１２８】
ｙ（ｎ−１）が、位相が合っていた場合の振幅値２０３に対して、実際のサンプル値２０４は、位相誤差τ２のために振幅値が＋γであるとすると、
ｙ（ｎ−１）×（＋１）＝＋γ
となる。ＰＲ等化基準値とのずれγが位相誤差勾配として出力される。
【０１２９】
図２１（ｄ）の場合、ｇ（ｎ）＝０、ｇ（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝＋１であるから、比較器３６９の出力は０、比較器３７０の出力は０、比較器３７１の出力は１、比較器３７２の出力は０となり、位相誤差勾配は、
ｙ（ｎ−１）×（−１）＋［ｙ（ｎ）＋ｙ（ｎ−２）］×０
から求める。
【０１３０】
ｙ（ｎ−１）が、位相が合っていた場合の振幅値２０３に対して、実際のサンプル値２０４は、位相誤差τ２のために振幅値が−γであるとすると、
ｙ（ｎ−１）×（−１）＝−γ×（−１）＝＋γ
となる。ＰＲ等化基準値とのずれγが位相誤差勾配として出力される。
【０１３１】
図２１（ｅ）の場合、ｇ（ｎ）＝−１、ｇ（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝＋１であるから、比較器３６９の出力は０、比較器３７０の出力は０、比較器３７１の出力は１、比較器３７２の出力は１となり、位相誤差勾配は、
ｙ（ｎ−１）×（−１）＋［ｙ（ｎ）＋ｙ（ｎ−２）］×（−１）
から求める。
【０１３２】
ｙ（ｎ−１）が、位相が合っていた場合の振幅値２０３に対して、実際のサンプル値２０４は、位相誤差τ２のために振幅値が−γであるとする。また、ｙ（ｎ−２）が、位相が合っていた場合の振幅値２０１に対して、実際のサンプル値２０２は、位相誤差τ１のために振幅値が＋２−βであるとする。さらに、ｙ（ｎ）が、位相が合っていた場合の振幅値２０５に対して、実際のサンプル価２０６は、位相誤差τ３のために振幅値が−２−δであるとすると、
−γ×（−１）＋［（−２−δ）＋（＋２−β）］×（−１）＝＋γ＋β＋δ
となる。ＰＲ等化基準値とのずれ、つまり、γとβとδとの和が、位相誤差勾配として出力される。
【０１３３】
図２１（ｆ）の場合、ｇ（ｎ）＝−１、ｇ（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝０であるから、比較器３６９の出力は０、比較器３７０の出力は０、比較器３７１の出力は０、比較器３７２の出力は１となり、位相誤差勾配は、
ｙ（ｎ−１）×（−１）＋［ｙ（ｎ）＋ｙ（ｎ−２）］×０
から求める。
【０１３４】
ｙ（ｎ−１）が、位相が合っていた場合の振幅値２０３に対して、実際のサンプル値２０４は、位相誤差τ２のために振幅値が−γであるとすると、
ｙ（ｎ−１）×（−１）＝−γ×（−１）＝＋γ
となる。ＰＲ等化基準値とのずれγが位相誤差勾配として出力される。
【０１３５】
図２２に、この第４の実施の形態における動作をまとめたフローチャートを示している。
【０１３６】
この第４の実施の形態では、論理積回路３８４，３８５により、再生波形の振幅値が振幅の中心地に対して、連続した２サンプル点でマイナスの振幅からプラスの振幅にＰＲ基準レベルで２レベルづつ変化している点を選択している。先のｇ（ｎ）の判定値による表記では、ｇ（ｎ）、ｇ（ｎ−１）、ｇ（ｎ−２）の組み合わせが、（−１０＋１）と（＋１０ −１）の点を選択していることになる。
【０１３７】
このように、ランダム信号系列に対応した波形から振幅の変化量の特に大きな部分を選択して位相誤差勾配を求めると、位相ずれによる振幅変化量も大きくなるので、雑音の影響を少なくできるとともに、ずれを測るためのＰＲ等化後の基準値をプラス方向の振幅値とマイナス方向の振幅値とで容易に相殺できるので、振幅変動によるＰＲ基準値からのずれによる影響も受け難くなる。
【０１３８】
再生波形の振幅値が、振幅の中心地に対して、連続したサンプル点でマイナスの振幅からプラスの振幅に大きく変化する部分とは、少なくとも（パーシャルレスポンスのクラスの拘束長−１）チャネルクロック分の連続した“０”と、少なくとも（パーシャルレスポンスのクラスの拘束長−１）チャネルクロック分の連続した“１”とが隣り合っている書き込み電流パターンにより形成された記録媒体上のピットまたはマークを読み出した場合に得られる。
【０１３９】
具体的には、ＰＲ（１，２，２，１）クラスの場合、拘束長は４であるから、図２７（ｃ）に示したような書き込み電流波形が“０００１１１”ならば、図２７（ｅ），（ｆ）で示したように、再生波形は、

となり、ＰＲ等化レベル１＞レベル３＞レベル５と再生波形振幅に大きな変化が表われる。
【０１４０】
同様に、ＰＲ（１，２，１）クラスの場合、拘束長は３であるから、図２７（ｃ）に示したような書き込み電流波形が“００１１”ならば、

となり、ＰＲ等化レベル１＞レベル３と再生波形振幅に大きな変化が表われる。ＰＲ（１，２，１）クラスの場合、ＰＲ等化レベルは０〜４までの５値しか取らないので、レベル１＞レベル３の変化が表われ得る最大の変化になる。
【０１４１】
上記の説明では、０の連続の後に１の連続が続く立ち上がりエッジについて説明したが、１の連続の後に０の連続が続く立ち下がりエッジについても同様である。
【０１４２】
図２３は、この発明の第５の実施の形態を示すもので、ランダムデータ系列波形に対応する位相誤差勾配検出回路１８を示している。図１５と同様に、ＰＲクラスは、（１，２，２，１）とし、ｄ制約は１以上であるとする。また、以後の説明では、振幅値は−３〜＋３までの値を取るものとする。
【０１４３】
先の図２０の例との相違点は、係数決定回路３６４の入力Ａが、比較器３６９，３７０の出力の論理和でなく論理積になり、同じく入力Ｂも、比較器３７１，３７２の出力の論理和でなく論理積になっている点である。
【０１４４】
この変更により、図２１（ａ），（ｃ），（ｄ），（ｆ）の振幅パターンでは位相誤差勾配の検出が行なわれず、振幅の傾きが大きい図２１（ｂ）と（ｅ）のパターンの場合にのみ位相誤差勾配の検出が行なわれる。
【０１４５】
すなわち、ｇ（ｎ）、ｇ（ｎ−１）、ｇ（ｎ−２）の組み合わせが、（−１０＋１）と（＋１０ −１）の点のみを選択していることになる。再生波形の振幅値が、振幅の中心地に対して、連続したサンプル点でマイナスの振幅からプラスの振幅に大きく変化する部分、先に述べたように、少なくとも（パーシャルレスポンスのクラスの拘束長−１）チャネルクロック分の連続した“０”と、少なくとも（パーシャルレスポンスのクラスの拘束長−１）チャネルクロック分の連続した“１”とが隣り合っている書き込み電流パターンにより形成された記録媒体上のピットまたはマークを読み出した場合にだけ、位相誤差勾配の検出が行なわれる。
【０１４６】
図２４に、この第５の実施の形態における動作をまとめたフローチャートを示している。
【０１４７】
なお、この発明は上記した各実施の形態に限定されるものではなく、この外その要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。
【０１４８】
【発明の効果】
以上詳述したようにこの発明によれば、等化後の振幅レベルが５〜７値になるＰＲクラスにおいても、離散時間でサンプルされた振幅値から位相誤差勾配を検出することができるため、タイミングリカバリのためにデータ検出系と別の回路を設けることなく、データ検出系のＰＲ等化器の出力でＰＬＬを駆動することができる。
【０１４９】
したがって、波形干渉が大きく表われるような高記録密度で記録を行なう記憶装置において、より干渉量の大きなＰＲクラスを使用しても、データに安定に同期したクロックが供給されることにより、データ検出誤り率を低く抑え、大容量で高い信頼性が得られる記憶装置を提供することが可能となる。
【０１５０】
さらに、この発明の位相誤差の勾配を検出する手段によれば、振幅の変化の方向の判定に、現在のサンプル値と１サンプル時刻前の値とを用いているため、平均化により雑音の影響を除去する効果が大きいので、位相勾配の算出を正確に行なうことができる。
【０１５１】
また、この発明の位相誤差の勾配を検出する手段によれば、推定される振幅レベルと推定された振幅レベルの履歴とを基に位相誤差勾配の計算方法を切り替えるので、位相誤差勾配の検出を効率よく行なうことができる。
【０１５２】
さらに、この発明の位相誤差の勾配を検出する手段によれば、少なくとも（パーシャルレスポンスのクラスの拘束長−１）チャネルクロック分の連続した“０”と、少なくとも（パーシャルレスポンスのクラスの拘束長−１）チャネルクロック分の連続した“１”とが隣り合っている書き込み電流パターンにより形成された記録媒体上のピットまたはマークを読み出した場合に得られる振幅の変化量の特に大きな部分を選択して位相誤差勾配を求めるので、位相ずれによる振幅変化量が大きくなって雑音の影響を少なくできるとともに、ずれを測るためのＰＲ等化後の基準値をプラス方向の振幅値とマイナス方向の振幅値とで容易に相殺できるので、振幅変動によるＰＲ基準値からのずれによる影響も受け難くなる。
【０１５３】
以上の説明では、ｄ制約が０または１のとき、ＰＲ等化レベルが０〜６の７値となるＰＲ（１，２，２，１）クラスについて説明してきたが、ＰＲ（１，２，２，１）においても、先に述べたように、ｄ制約が２の場合にはＰＲ等化レベル２と４の値は取り得ないので、振幅マージン及び閾値の細かな設定を除けば５値であると見なすことができる。
【０１５４】
この発明の各実施の形態では、振幅の変化の少ないレベル２とレベル４（実施の形態中ではレベル３を中心としているので振幅値−１と＋１）は位相誤差勾配の計算には用いていない。このため、この発明の方式は、７値のＰＲクラスのみならず、ｄ制約が２のときのＰＲ（１，２，２，１）の場合と対応付けることにより、５値のＰＲクラスにも容易に適用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示すもので、光ディスク装置の概略を説明するために示すブロック構成図。
【図２】同第１の実施の形態における読み出しクロックと再生信号とを同期させる他の例を説明するために示すブロック構成図。
【図３】同第１の実施の形態における位相誤差勾配検出回路の詳細を説明するために示すブロック構成図。
【図４】同第１の実施の形態における位相誤差勾配を検出するためのＶＦＯパターンを説明するために示す図。
【図５】同第１の実施の形態における位相誤差勾配を検出する動作を具体的に説明するために示す図。
【図６】同第１の実施の形態における位相誤差勾配を検出する動作を具体的に説明するために示す図。
【図７】同第１の実施の形態における位相誤差勾配を検出する動作をまとめて説明するために示すフローチャート。
【図８】この発明の第２の実施の形態を示すもので、位相誤差勾配検出回路の詳細を説明するために示すブロック構成図。
【図９】同第２の実施の形態における位相誤差勾配を検出する動作を具体的に説明するために示す図。
【図１０】同第２の実施の形態における位相誤差勾配を検出する動作を具体的に説明するために示す図。
【図１１】同第２の実施の形態における位相誤差勾配を検出する動作をまとめて説明するために示すフローチャート。
【図１２】同第２の実施の形態におけるデータ系列によってＰＲ等化信号の振幅値がどのように変化するのかを説明するために示す状態遷移図。
【図１３】同第２の実施の形態におけるｄ＝０，１，２の場合の波形の立ち上がりで取り得る振幅パターンを説明するために示す図。
【図１４】同第２の実施の形態におけるｄ＝０，１，２の場合の波形の立ち上がりで取り得る振幅パターンを説明するために示す図。
【図１５】この発明の第３の実施の形態を示すもので、位相誤差勾配検出回路の詳細を説明するために示すブロック構成図。
【図１６】同第３の実施の形態におけるｇ（ｎ−１）が０以外の場合の波形の遷移の状態を説明するために示す図。
【図１７】同第３の実施の形態におけるｇ（ｎ−１）が０の場合の波形の遷移の状態を説明するために示す図。
【図１８】同第３の実施の形態における位相誤差勾配を検出する動作を具体的に説明するために示す図。
【図１９】同第３の実施の形態における位相誤差勾配を検出する動作をまとめて説明するために示すフローチャート。
【図２０】この発明の第４の実施の形態を示すもので、位相誤差勾配検出回路の詳細を説明するために示すブロック構成図。
【図２１】同第４の実施の形態における位相誤差勾配を検出する動作を具体的に説明するために示す図。
【図２２】同第４の実施の形態における位相誤差勾配を検出する動作をまとめて説明するために示すフローチャート。
【図２３】この発明の第５の実施の形態を示すもので、位相誤差勾配検出回路の詳細を説明するために示すブロック構成図。
【図２４】同第５の実施の形態における位相誤差勾配を検出する動作をまとめて説明するために示すフローチャート。
【図２５】光ディスク装置に対する書き込み信号と読み出し信号とのタイミング関係を説明するために示す図。
【図２６】光ディスク装置における再生信号の位相とチャネルクロックの位相とを一致させるＰＬＬを説明するために示すブロック構成図。
【図２７】光ディスク装置におけるＰＲＭＬ方式に基づいた書き込み信号と読み出し信号とのタイミング関係を説明するために示す図。
【符号の説明】
１…光ディスク、
２…スピンドルモータ、
３…光ヘッド、
４…サーボモータ、
５…プリアンプ、
６…ＶＧＡ、
７…Ａ／Ｄ変換回路、
８…等化器、
１０…データ検出回路、
１１…デコーダ、
１２…ドライブコントローラ、
１３…インターフェース、
１４…駆動制御回路、
１５…レーザドライバ、
１６…変調回路、
１７…タイミング制御回路、
１８…位相誤差勾配検出回路、
１９…ループフィルタ、
２０…ＶＣＯ。

Claims

記録媒体から読み取った信号を、可変周波数発振手段から出力されるクロック周期でサンプリングすることによりデジタルデータに変換する変換手段と、
この変換手段から出力されたデジタルデータを、前記可変周波数発振手段から出力されるクロックに基づいて、パーシャルレスポンスのクラスに合致した信号波形に等化する等化手段と、
この等化手段から出力された信号波形から、前記可変周波数発振手段から出力されるクロックに基づいて、再生データの検出を行なうデータ検出手段と、
前記等化手段から出力された信号波形の時間的に連続した２つのサンプル点における振幅値を加算する加算手段と、
この加算手段で得られた加算結果に基づいて、前記等化手段から出力された信号波形が、前記可変周波数発振手段から出力されるクロックと位相同期している場合の振幅値の変化を予測する予測手段と、
この予測手段によって予測された振幅値の変化と、前記等化手段から出力された信号波形とに基づいて、位相誤差の勾配を検出する検出手段と、
前記検出手段で検出された位相誤差勾配に基づいて、前記可変周波数発振手段の発振周波数を制御する制御手段と、
を具備してなることを特徴とするデジタルデータ再生装置。
記録媒体から読み取った信号を、可変周波数発振手段から出力されるクロック周期でサンプリングすることによりデジタルデータに変換し、
変換されたデジタルデータを、前記可変周波数発振手段から出力されるクロックに基づいて、パーシャルレスポンスのクラスに合致した信号波形に等化し、
等化された信号波形に対して、前記可変周波数発振手段から出力されるクロックに基づいて、データの再生を行い、
前記等化された信号波形の時間的に連続した２つのサンプル点における振幅値を加算し、
この加算結果に基づいて、前記等化された信号波形が、前記可変周波数発振手段から出力されるクロックと位相同期している場合の振幅値の変化を予測し、
前記予測された振幅値の変化と、前記等化された信号波形とに基づいて、位相誤差の勾配を検出し、
前記検出された位相誤差勾配に基づいて、前記可変周波数発振手段の発振周波数を制御することを特徴とするデジタルデータ再生方法。