JP3956436B2 - データ復調方法及びこれを用いた光ディスク装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明が属する技術分野】
本発明は、光ディスクに記録されたディジタルデータ信号を再生するために好適な復調方法とその方法を用いた光ディスク装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
光ディスクに情報データをピット列として記録・再生する方法として、データ「１」をピットの前縁もしくは後縁に対応させて記録し、再生信号波形のエッジ位置を検出して元の情報データを再生する方法がある。このマークエッジ方式では、データ「１」に対応させてピットを記録するピットポジション方式と比べて高密度記録が可能である。
【０００３】
図１５を用いて、マークエッジ方式におけるデータの記録・再生方法を説明する。尚、ここでは、（２，７）ＲＬＬ変調等の最小ランレングスが２の符号化方式によってユーザデータを変調する場合を例にして説明する。このとき、検出窓幅をＴとして、最短のピット長、スペース長は３Ｔである。また、光ディスクと読み取り光スポットで決まる再生チャネル特性としては、ＰＲ（１，２，３，３，２，１）特性とする。これは、仮想的にデータ列「…０００１０００…」を光ディスクに記録した場合に、その再生応答波形が「…０１２３３２１０…」という形をとることを示している。最小ランレングスが２の符号化方式を採用した場合、データ識別点において取り得る再生信号のレベルは、 ＰＲ（１，２，３，３，２，１）特性を重ね合せることにより、０、１、２、３、４、６、８、９、１０、１１、１２の１１レベルであることが分かる。５と７のレベルはランレングス制約から現れない。
【０００４】
同様のことを、ランダムパターンに対して行うと、アイパターンは図１４（ａ）に示したようになることが分かる。ＰＲ（１，２，３，３，２，１）特性は応答波形の及ぶ範囲が広く、その結果、アイの開口高さも低い。図１４（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）に示したＰＲ（１，３，３，１）特性、ＰＲ（１，２，２，１）特性、ＰＲ（１，２，１）特性におけるアイパターンと比較するとその違いは顕著であるが、いずれの場合についても、中心レベルでスライスして得られるエッジの位置は一点に集中しており、このエッジ位置を検出することによりデータ再生は可能である。
【０００５】
記録データ２００１に対して、データ「１」で極性反転することにより、記録データパルス列２００２を得る。パルス列２００２に対して適当な記録波形制御（図示せず）を施すことによって、記録マーク列２００３をディスク上に記録する。記録マーク上を読み取り光スポットにより走査することにより、再生信号２００４を得る。再生信号２００４は適当なスライスレベル２００５によってパルス２００６のように二値化される。二値化パルス２００６の立ち上がり及び立ち下がりエッジのタイミングでパルス信号２００７を得る。パルス信号２００７はＰＬＬ回路（同期クロック抽出回路、図示せず）に供給され、同期したクロック信号２００８がＰＬＬ回路から出力される。この図ではパルス信号２００７の立ち上がりエッジとクロック信号２００８の立ち上がりエッジが同期している。クロック信号２００８の立ち下がりエッジでパルス信号２００７をラッチすることにより、弁別データパルス２００９が得られる。弁別データパルス２００９が"Ｈ"のとき、弁別データを「１」に対応させると、記録データと同じ再生データ２０１０が得られる。
【０００６】
パルス信号２００７を立ち上がり／立ち下がりのパルス列に分けて、それぞれ独立に処理した後、同期パターンを用いて前縁データと後縁データの相対的なタイミングずれを吸収して再合成する方法も提案されている。この種の従来技術としては、特開平８−２１２７１８が挙げられる。
【０００７】
図１５に示したデータの記録・再生方法とは別の従来方法を図１６と図１７を用いて説明する。記録データ２１０１から記録データパルス列２１０２を得、記録マーク列２１０３から再生信号２１０４を得るところまでは図１５と同様である。本方法では、再生信号をクロック信号でサンプルし、そのサンプルデータ列２１０５の情報から、クロック信号を再生信号２１０４に同期させるとともに、エッジデータを抽出する。この処理を図１７を用いて説明する。再生信号２２０１はＡ／Ｄ変換器２２０２にて、クロック信号２２０８によってサンプルされる。サンプルデータはディジタル等化器２２０３により符号間干渉を除去され、ＰＲ（１，２，３，３，２，１）特性に等化された後、振幅／レベル補正部２２０４で、振幅変動とレベル変動を除去され、データ判定部２２０５に送られる。この間の処理は全てクロック信号２２０８に同期して行われる。振幅／レベル補正部２２０４を通過したサンプルデータ２２０９は位相比較器２２０６に送られ、ここでＡ／Ｄ変換のサンプルタイミングのずれが電圧として検出され、ＶＣＯ（電圧制御発振器）２２０７の発振周波数を制御することによって、クロック信号２２０８を得る。データ判定部２２０５では、２つのしきい値レベル２１０６、２１０７により、エッジデータか否かを判別して再生データ２２１０を出力する。すなわち、これらのレベルの間にあるサンプルデータを「１」、このレベルの間にないデータを「０」と判定することにより、記録データ２１０１と同じ再生データ２１０８が得られる。
【０００８】
以下、図１５の方法をアナログ処理、図１６の方法をディジタル処理と呼んで区別することにする。
【０００９】
図１５、１６で説明した従来技術は再生信号のレベル変動や振幅変動に対して、敏感である。このために、信頼性向上の手段として、スライスレベルの補正技術が考案されている。アナログ処理では、特開平２-８１３２４や特開昭６２-２５４５１４等、ディジタル処理では、特開平８−２６３９４３等で開示されている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
アナログ処理で行なう従来技術では、エッジデータのみの位相情報からデータを検出するために、高密度化するに伴いアイ開口の高さが低下してＳＮが低下した場合には、必要なエラー率を確保することが困難になることが予想される。
【００１１】
一方、ディジタル処理で行う従来技術では、データ弁別に用いる情報はエッジデータのみであり、同様の問題が発生するとともに、転送速度の向上に伴いクロック周波数が高くなるために、実際の回路で実現できる動作スピードには限界があり、並列処理等により回路規模を増やして対応する必要がある。
【００１２】
本発明の目的は、データ弁別に用いる情報として、少なくともエッジデータの前後のサンプルデータも用いたディジタル処理によるデータ復調処理を、回路規模の増加が比較的少なく、判定に必要な動作スピードも低減できる方法を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、エッジデータ部のサンプルデータとその前後のサンプルデータに対して、２つのしきい値レベルによりエッジレベルとエッジレベルより上、エッジレベルより下の３値のレベルの判定を行い、当該サンプルデータがエッジレベルにある場合と当該サンプルデータがエッジレベルになく、その前後のサンプルデータがエッジレベルより上と下のレベルにある場合に、当該サンプルデータをエッジデータとして復調データ「１」を出力する手段を設ける。
【００１４】
更に、クロック信号を２分周したクロック信号により、サブ・サンプリングを行うことにより３値判定を実施する手段と、この手段により得られる判定結果に対して、未サンプルデータがエッジデータか否かの判定を実施する手段とを設ける。後者の手段は、サブ・サンプルデータがエッジレベルである場合には復調データ「１」を出力し、連続するサブ・サンプルデータがエッジレベルより上と下のレベルである場合には、その間の未サンプルデータに対して復調データ「１」を出力するものである。
【００１５】
更に、上記の手段を効果的に行うために、再生信号のレベル変動や振幅変動をサンプルデータ系列からディジタル的に検出し、これを、アナログ再生信号もしくはサンプルデータ列に対して補正する手段を併用する。
【００１６】
更に、光ディスクの形態に応じて、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）タイプのディスクに対しては、上記の手段を記録データ部の先頭部に設けた特定パターンを利用して高速に引き込み動作を完了し、ユーザデータ部では通常の動作に戻す手段を設け、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）タイプのディスクにおける引き込み動作とは切り替える手段を設ける。
【００１７】
【発明の実施の形態】
本発明の第一の実施例におけるデータ復調方法を図１を用いて説明する。従来技術の説明と同様に、（２，７）ＲＬＬ、ＥＦＭ（Ｅｉｇｈｔ Ｔｏ Ｆｏｕｒｔｅｅｎ）変調、８／１６変調等の最小ランレングスが２の符号化方式によってユーザデータを変調する場合を例にして説明し、光ディスクと読み取り光スポットで決まる再生チャネル特性としては、ＰＲ（１，２，３，３，２，１）特性を仮定する。尚、本発明は、図１４（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）に示したＰＲ（１，３，３，１）特性、ＰＲ（１，２，２，１）特性、ＰＲ（１，２，１）特性等々に関して同様に適用することができる。また、以下では説明は省略するが、（１，７）ＲＬＬのようなランレングスが１の符号化方式おいても適用可能である。
【００１８】
記録データ１０１に対して、データ「１」で極性反転することにより、記録データパルス列１０２を得る。パルス列１０２に対して適当な記録波形制御（図示せず）を施してレーザパワーを変調することによって、記録マーク列１０３をディスク上に記録する。記録マーク上を読み取り光スポットにより走査することにより、再生信号１０４を得る。クロック信号から生成した２分周クロック信号によって再生信号１０４をサンプルしたデータ列１０５（●）を得る。尚、クロック信号でサンプルした場合には、データ列１０５の他にデータ列１０６（○）が得られる。図１６と同様に、再生信号１０４に対して、２つのしきい値レベル１０７、１０８を設定し、サンプルデータ列１０５を３つのレベルに判定する。すなわち、しきい値レベル１０７より大きいレベルのデータを"２"、しきい値レベル１０８より小さいレベルのデータを"０"、１０７と１０８の間にあるデータを"１"と判定する。このような規則に従って中間値データ列１０９を得る。中間値データ列１０９に対して２の剰余項（中間値"２"と"０"は「０」、中間値"１"は「１」となる）を演算することによって、サンプルデータ列１０５のデータ判定が実行され、データ列１１１が得られる。一方、未サンプルデータ列１０６のデータ判定は、中間値データ列１０９の状態遷移に従って行われる。すなわち、中間値"２"と"０"の間の遷移があるときには、その間の未サンプルデータはエッジデータであることが一義的に定まるので「１」と判定する。また、中間値"０"と"１"、"１"と"２"、"０"から"０"、"２"から"２"の間の遷移のときは、その間の未サンプルデータはエッジデータではないので「０」と判定する。これ以外の遷移、"１"から"１"は起こり得ない。このような規則によって、未サンプルデータ列１０６のデータ判定が実行され、データ列１１０が得られる。データ列１１０と１１１を合成することによって、再生データ１１２が得られる。
【００１９】
図２を用いて図１に示したデータ復調処理を実現するための回路構成例について説明する。再生信号２０１はＡ／Ｄ変換器２０２にて、２分周クロック信号２１０によってサンプルされる。２分周クロック信号２１０は、クロック信号２１３を分周器２０９により２分周することで得られる。Ａ／Ｄ変換後のサンプルデータはディジタル等化器２０３により符号間干渉が除去され、ＰＲ（１，２，３，３，２，１）特性に等化された後、振幅／レベル補正部２０４で、振幅変動とレベル変動を除去され、中間値判定部２０５に送られる。この間の処理は全て２分周クロック信号２１０に同期して行われる。振幅／レベル補正部２０４を通過したサンプルデータ２１２は位相比較器２０７に送られ、ここでＡ／Ｄ変換のサンプルタイミングのずれが電圧変化として検出され、ＶＣＯ（電圧制御発振器）２０８の発振周波数を制御することによって、クロック信号２１３を得る。中間値判定部２０５では、２つのしきい値レベル（図示せず）により、"２"、"１"、"０"の３値に判定する。３値に判定された中間値データはポストコーダ２０６に送られ、クロック信号２１３に同期して最終的な再生データ２１１を出力する。
【００２０】
中間値判定部２０５の構成例について図４を用いて説明する。振幅／レベル補正部２０４からディジタルデータ４０１が出力され、ディジタル比較器Ａ４０２の反転入力とディジタル比較器Ｂ４０３の非反転入力に入力される。ディジタル比較器Ａ４０２の非反転入力には、ディジタル比較器Ａしきい値発生部４０４からしきい値１０７に相当するしきい値データが入力されている。ディジタル比較器Ｂ４０３の反転入力には、ディジタル比較器Ｂしきい値発生部４０５からしきい値１０８に相当するしきい値データが入力されている。尚、しきい値１０７、１０８の設定値は外部から発生部４０４、４０５を通じて、設定変更ができる。入力データ４０１がしきい値データ１０７より大きい場合、ディジタル比較器Ａ４０２は"Ｈ"の論理レベルを、等しいか小さい場合には"Ｌ"の論理レベルの信号（Ｄ１）４０６を出力する。同様に、入力信号４０１がしきい値データ１０８より大きい場合、ディジタル比較器Ｂ４０３は"Ｈ"の論理レベルを、等しいか小さい場合には"Ｌ"の論理レベルの信号（Ｄ０）４０７を出力する。Ｄ１とＤ０の"Ｈ"の個数を判定データとして見た場合、しきい値１０７より上にあるサンプルデータはＤ１＝Ｄ０＝"Ｈ"で"２"に、しきい値１０８より下にあるサンプルデータはＤ１＝Ｄ０＝"Ｌ"で"０"に、しきい値１０７と１０８の間にあるサンプルデータはＤ１＝"Ｌ"、Ｄ０＝"Ｈ"で"１"にそれぞれ判定される。
【００２１】
ポストコーダ２０６の構成例について図３を用いて説明する。中間値判定部２０４から出力された３値判定結果の内、Ｄ１が３０１、Ｄ０が３０２としてフリップフロップ（ＦＦ）３０３に入力される。クロック信号３１７を分周器３１８で２分周した２分周クロック信号３０４によりＤ１、Ｄ０がラッチされ、次段のＦＦ３０６に送られる。このデータ（３０５）はＦＦ３０６で２分周クロック信号３０４でラッチされ、データ（３０７）となる。データ（３０５）の上位ビットと下位ビットは排他的論理和ゲート３０８に送られる。排他的論理和の演算は、２つの入力データがともに"Ｈ"と"Ｌ"のときに"Ｌ"を出力し、どちらか一方が"Ｌ"のときに"Ｈ"を出力する。データ（３０５）が"２"と"０"のとき"Ｌ"を、"１"のとき"Ｈ"を出力（３０９）する。一方、データ（３０５）とＦＦ３０６で２分周クロック間隔でディレイされたデータ（３０７）を用いて、未サンプルデータの判定が行われる。データ（３０５）からデータ（３０７）の遷移に対して、未サンプルデータを"１"と判定する基準は、上位ビットと下位ビットがともに"Ｌ"から"Ｈ"もしくは"Ｈ"から"Ｌ"に変化することである。そこで、本実施例では、データ（３０５）とデータ（３０７）の下位ビットを排他的論理和ゲート３１０に入力し、下位ビットを排他的論理和ゲート３１１に入力して、その結果を論理積ゲート３１２に入力する。論理積ゲート３１２の出力（３１３）は排他的論理和ゲート３１０と３１１がともに"Ｈ"のときのみ、"Ｈ"となり、それ以外は"Ｌ"となるので、これによって、未サンプルデータの判定が正しく実行されることになる。サンプルデータ列の判定結果は排他的論理和ゲート３０８の出力として、未サンプルデータ列の判定結果は論理積ゲート３１３の出力として、ＦＦ３１４に送られ、２分周クロック信号３０４でラッチされた後、データ（３１５）、データ（３１６）として出力される。ここまでの処理は説明の通り、２分周クロック信号３０４に同期して行われる。データ（３１５）と（３１６）とを２ビットのパラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換器３１９に供給し、クロック信号３１７により、シリアルデータに変換することによって再生データ３２０が得られる。
【００２２】
振幅／レベル補正部２０４の動作について図５を用いて説明する。再生信号５０１を２分周クロックでサンプルしたデータ列を●で示し、そのレベルをｄk（kは時刻を示す添字である）で表示する。サンプルデータｄkとｄk+2の平均値をとることによって未サンプルデータｄk+1を推定する。サンプルデータｄkと未サンプルデータｄk+1に対して、しきい値レベル５０２と５０３の間にあるか否かを判定することによって、エッジデータの候補を選択する。図５の例では、ｄk-8、ｄk-1、ｄk+3、ｄk+7、ｄk+1０の５個のデータがエッジデータの候補となる。これらのデータのレベルを単純平均をとり、再生信号５０１の基準レベルを求め、サンプルデータから差し引くことによってＡ／Ｄ変換器の基準レベルとなるようにレベル補正を行う。尚、基準レベルを求める際のエッジデータの個数はレベル補正の追従帯域を考慮して決める設計事項であり、本発明では特にこれを限定するものではない。
【００２３】
次に、振幅補正処理に関して説明する。本実施例では、エッジ部の勾配を演算し、これが略一定になるようにゲインを制御することによって振幅変動を抑圧する。具体的には、ｄk-2とｄk、ｄk+2とｄk+4、ｄk+6とｄk+8、等のサンプルデータのレベル差を勾配量Ｇjとして演算し、目標となる勾配値Ｇ０をＧjで割ることによってゲイン補正量△Ｇjを求める。レベル補正処理と同様に、複数の勾配量データＧjの平均値Ｇを用いることで、振幅補正の追従帯域が決まる。求められた平均的なゲイン補正量△Ｇでサンプルデータを増倍し振幅変動を補正する。尚、この例では、３Ｔの長さのピットの分解能は４Ｔの長さのピットの分解能より低下しており、ｄk-2とｄk、ｄk+2とｄk+4のレベル差とｄk+6とｄk+8のレベル差が異なるため、記録データ中のピットの長さの発生確率により、目標振幅に対して各々の振幅値がばらつくが、本発明はそれらを全て補正するものではなく、記録媒体のトラック一周の感度変動や光スポットのフォーカスサーボの変動等による振幅変動に追従すればよいので問題はない。（２，７）ＲＬＬ変調等のランレングス制約符号では、短いピットの発生頻度が高いので、３Ｔ振幅の平均値が目標振幅に近づくように補正されることになる。
【００２４】
位相比較器２０７の動作について図６を用いて説明する。図６は振幅／レベル補正処理の説明に用いた図５の枠内を時間軸を拡大して表示したものである。●はサンプルデータである。適正なタイミングで再生信号６０１をサンプルした場合を（ｂ）に示す。サンプルデータ６０４、６０５はエッジデータであり、基準レベルに一致している。これに対して、サンプルタイミングが再生信号６０１に対して進んでいる場合、（ａ）に示したように、前エッジに相当するデータ６０４のレベルは上側に変位し、後エッジに相当するデータ６０５は下側に変位する。逆に、サンプルタイミングが再生信号６０１に対して遅れている場合、（ｃ）に示したように、前エッジに相当するデータ６０４のレベルは下側に変位し、後エッジに相当するデータ６０５は上側に変位する。すなわち、順次検出される前エッジデータＬ（前）と後エッジデータＬ（後）のレベル差△ＬをＬ（前）−Ｌ（後）として定義すると、△Ｌは極性も含めてクロック信号と再生信号との位相差を表す。位相比較器はレベル差△Ｌを位相比較誤差として出力し、次段のＶＣＯ２０８に供給する。サンプルデータが前エッジか後エッジであるかの判断はその前後のサンプルデータとの大小関係から容易に行える。例えば、データ６０５が後エッジであることは、データ６０５より以前のサンプルデータが自分より大きく、かつ、以後のサンプルデータ６０６が自分より小さいことから判定することができる。尚、前エッジデータと後エッジデータが組みで検出できない場合、これを破棄する。また、レベル差△Ｌは再生信号の振幅によって容易に変化してしまうため、位相比較器２０７の出力は、先に説明した振幅補正処理によって設定されている目標振幅で規格化されている。以上の説明では、エッジデータがサンプルデータである場合を想定したが、サンプルデータ６０６と６０７のように、その間の未サンプルデータがエッジデータである場合には、データ６０６と６０７の加算平均をとってエッジデータのレベルを推定し、上述の手順でレベル差△Ｌを求める。
【００２５】
等化器２０３の動作について図７を用いて説明する。等化器２０３はＦＦ等を用いた遅延回路７０２〜７０５と加算器、乗算器から構成される。遅延回路により順次、２クロック遅延されたディジタル信号が７０１、７０６、７０７、７０８、７０９である。通常の等化器では、ディジタル信号７０１〜７０９に対して各々乗算器が設けられるが、本実施例では、回路規模の縮小化と乗算器の係数値の非対称設定による位相発生を抑えるために、ディジタル信号７０１と７０９、７０６と７０８は同じ係数値を掛ける構成としている。このため、ディジタル信号７０１と７０９の加算を加算器７１０で、７０６と７０８の加算を加算器７１１で先行して行い、ディジタル信号７１２、７１４を得る。このディジタル信号７１２、７１４及び７１３に対して、乗算器７１５、７１７、７１６で係数ｈ（ア4）、係数ｈ（０）、係数ｈ（ア2）の乗算を実行し、その結果７１５〜７１７を加算器７１８に供給して、等化後の出力７１９を得る。乗算器７１５、７１７、７１６の係数値は外部から設定できる構成になっており、目標とする再生チャネル特性に適合するように適応的に設定する。
【００２６】
本特許の第二の実施例について図８を用いて説明する。
【００２７】
本実施例は図１に示した第一の実施例とは等化器と振幅／レベル補正部の構成が異なっている。ここでは、この違いについてのみ説明し、それ以外の部分に関しては省略する。再生信号２０１はアナログ等化器８１６を通り、高周波域の振幅特性が強調される。これにより、最短マークの振幅が強調され、Ａ／Ｄ変換器２０２でサンプルした際に、Ａ／Ｄ変換器の量子化誤差で信号成分が雑音に埋もれることを防ぐものである。ここでの等化条件は粗くてよく、後段のディジタル等化器２０３でＰＲ（１，２，３，３，２，１）特性を与える。アナログ等化器８１６の出力信号は差動増幅器８１５を通り、Ａ／Ｄ変換器２０２に供給される。ディジタル等化器２０３の出力は振幅／レベル補正に供給され、補正ゲイン量とサンプルデータの平均ＤＣレベルが検出され、それぞれＤ／Ａ変換器８１４でアナログ信号に変換され、補正ゲイン量は差動増幅器８１５のゲイン設定電圧として、平均ＤＣレベルは反転端子に入力される。この結果、差動増幅器８１５を通過する再生信号は、Ａ／Ｄ変換器２０２の基準レベルを中心に、目標振幅をもって振幅とレベルが補正された信号としてＡ／Ｄ変換器２０２に入力される。
【００２８】
本特許の第三の実施例について図９を用いて説明する。
【００２９】
第一及び第二の実施例と異なるのは、中間値判定部の動作である。第一及び第二の実施例では、中間値判定部は図４に示したような２つの比較器で構成し、単純な３値判定を行うものである。これに対して、本実施例では、サンプルデータから補間処理によって未サンプルデータを推定し、サンプルデータと合わせた３個のサンプルデータｄk-1、ｄk、ｄk+1の３値判定結果からｄkの３値判定を行うものである。
【００３０】
本実施例の原理に関して、図１０を用いて説明する。
【００３１】
エッジ部のサンプルデータをｄk、その前後のサンプルデータをｄk-1、ｄk+1とする。ｄk-1は"０"、ｄkは"１"、ｄk+1は"２"に判定されるべきデータである。これに雑音が重畳することによって、サンプルデータｄkの発生頻度の分布は１００３のようになる。同様に、サンプルデータｄk+1の分布は１００４、ｄk-1の分布は１００５のようになる。
【００３２】
各々のサンプルデータの検出レベルには相関がないので、発生頻度分布は雑音レベルに起因した同じ形状を呈する。しきい値レベル１００１、１００２を越える確率をｐとする。サンプルデータｄkの３値判定だけでデータを復調する場合、正しく"１"と判定できない確率は、"０"及び"２"と誤って判定される確率の和となるので２ｐとなる。このとき、エッジは未検出ということになる。更に、サンプルデータｄk+1が"１"と判定され、サンプルデータｄkが"０"または"２"と判定される場合、時刻kからk+1にエッジ位置が移動したものと見なされる誤りとなる。この確率は２ｐ２となる。これに対して、ｄk-1とｄk+1の判定結果を考慮してｄkを判定するやり方では、ｄkが正しく"１"と判定できない場合でも、ｄk-1とｄk+1が正しく"０"と"２"に判定できていれば、ｄkを"１"と判定する。この判定方法により、ｄkの判定を誤る確率はｄk単独で誤る確率２ｐと、ｄk-1とｄk+1の少なくともどちらか一方が正しく"０"と"２"に判定できない確率２ｐ−ｐ２の積で求められ、４ｐ２−２ｐ３となる。例えば、ｄkの３値判定による誤り率（２ｐ）が１０のマイナス２乗とした場合、ｄk-1とｄk+1の３値判定結果を考慮することにより、誤り確率（４ｐ２−２ｐ３）は１０のマイナス４乗台となり、２桁の誤り率の低減効果が期待できる。
【００３３】
図９（ａ）はクロック信号にてサンプルされたサンプルデータの一例であり、これを用いて３値判定の動作を実現するブロック図（図９（ｂ））を説明する。図９（ａ）に示すように、しきい値９０６と９０７の間にあるサンプルデータを"１"、しきい値９０６より上側にあるサンプルデータを"２"、しきい値９０７より下側にあるサンプルデータは"０"と判定する。これを実行するのが３値判定部９１７である。サンプルデータ９０１はディジタル比較器Ａ９０２、ディジタル比較器Ｂ９０３に入力され、一方、しきい値９０６、９０７は比較器Ａしきい値発生部９０４、比較器Ｂしきい値発生部９０５から出力される。比較器Ａ９０２の出力９０８と比較器Ｂ９０３の出力９０９を上位、下位ビットとする２ビットデータが３値判定結果となる。時刻ｋの３値判定結果をａkとして、シフトレジスタ９１０には常に３サンプルデータ分の３値判定結果ａk-1、ａk、ａk+1が記憶され、サンプルクロックに同期して順次右側に移動する。判定結果訂正部９１１はシフトレジスタ９１０に記憶された３個の判定結果ａk-1、ａk、ａk+1に対して、ａk-1とａk+1がそれぞれ"０"と"２"もしくは"２"と"０"で、ａkが"１"以外のときに、ａkを"１"に訂正する。この例としては、図９（ａ）の▲２▼のケースが相当する。訂正が施された３値判定結果に対して、ポストコーダ９１２は、３値判定結果の上位と下位のビットに対して排他的論理和を演算して再生データを出力する。
【００３４】
上記の判定法では、エッジデータに対応しないサンプルデータｄkがノイズの影響を受けてこのしきい値の範囲に入ることによって、"１"と判定される状況が起こり得る。この例として、図９（ａ）の▲１▼、▲３▼、▲４▼のケースがこれに相当する。このとき、ｄkが"２"もしくは"０"と判定されていれば、時刻ｋにおける再生データは「０」となる筈であるから、時刻ｋの再生データが「１」と誤判定される。これは、再生データが一ビットだけ前後にシフトするエラーである。そこで、本実施例では、中間値"１"と判定されたサンプルデータに対して、これを確認する機能ブロックを追加している。中間値"１"と判定されるサンプルデータはエッジ部のデータであることが必要条件となる。これを簡易な構成の回路で実現するには、例えば、３ビット分の平均ＤＣレベルを求め、このレベルがしきい値９０６と９０７の間にあることを判定すればよい。この平均操作によって、雑音の影響が緩和され、時刻ｋのサンプルデータがしきい値の間に入って"１"と誤判定される問題が解消される。この平均操作の結果、"１"と誤判定されるのは、時刻k-1とk+1のサンプルデータに重畳する雑音が時刻ｋと同じ方向に同じ量だけ重畳した場合であり、確率的にはｐの３乗程度の小さい値となることが期待できる。
【００３５】
サンプルデータ９０１は、タイミング調整用に設けられた遅延回路９１４を通って、シフトレジスタ９１５に送られる。時刻ｋとその前後の時刻k-1とk+1におけるサンプルデータｄk-1、ｄk、ｄk+1がシフトレジスタ９１５に格納され順次右側に移動する。時刻ｋにおけるサンプルデータの平均値が平均値演算器９１６にて演算、出力され、３値判定部９１７に送られ、平均値レベルに対して３値判定が実行される。この判定結果が判定結果訂正部９１１に送られ、"１"と判定されたａkを"０"もしくは"２"に訂正する。
【００３６】
図９（ａ）に示した、▲１▼から▲４▼までのケースに対して、３値判定の流れを図９（ｃ）を用いてまとめる。ケース▲１▼から▲４▼までの数値列は３値判定部９１７で得られた判定結果である。[ ]付きの判定結果は誤判定したビットを表しており、□で囲った判定結果はそれがシフトレジスタに格納されていることを表している。▲１▼のケースでは、２段目にあるように、シフトレジスタの内容が２[１]１のときに、[１]を[２]に訂正している。▲２▼のケースでは、２段目にあるように、シフトレジスタの内容が０[２]２のときに、前後の判定結果が"０"と"２"なので、[２]を[１]に訂正している。▲３▼のケースでは、２段目にあるように、シフトレジスタの内容が０[１]１のときに、[１]を[０]に訂正している。▲４▼のケースでは、２段目にあるように、シフトレジスタの内容が１[１]２のときに、[１]を[２]に訂正している。
【００３７】
以上、クロック信号によって得られるサンプルデータからデータを再生する方法について詳細に説明した。２分周クロック信号によってサンプルを行う場合に関しては、サンプルデータから補間処理によって未サンプルデータを推定し、サンプルデータと合わせた３個のサンプルデータｄk-1、ｄk、ｄk+1を用いて上記のような３値判定を行うことで実現できる。このとき、２分周クロック信号でサンプルされたサンプルデータから補間処理によって未サンプルデータを推定し、サンプルデータと合わせた３個のサンプルデータｄk-1、ｄk、ｄk+1の３値判定結果からｄkの３値判定を行う場合には、補間処理によるサンプルデータのＳＮ比の劣化が懸念されるが、これに関しては以下の通り問題にはならないことが原理的に示される。
【００３８】
今、ｄk-1とｄk+1が２分周クロック信号によってサンプルされたデータであるとし、この平均値からｄkを推定することを考える。ｄk-1とｄk+1のサンプルデータの検出レベルを確率変数と考え、平均値がそれぞれｄk-1、ｄk+1であり、分散値がσの正規分布に従うものとする。これを確率変数ｄk-1、ｄk+1は確率分布Ｐ(ｄk-1、σ２)、Ｐ(ｄk+1、σ２)に従うということにする。ｄk-1とｄk+1の平均値であるｄkは、確率変数ｄkは確率分布Ｐ((ｄk-1＋ｄk+1)/2、σ２/2)に従うことが示される。
【００３９】
これに関しては、例えば、「統計入門」（松下嘉米男著、岩波全書）の第７章平均値と分散、問題１３（３）の解答から明らかである。すなわち、ｄkの分散値はｄk-1、ｄk+1の分散値σの１/√２(=０.７０７）になることが分かる。このため、平均値をとることによるＳＮ比の劣化はなく、むしろＳＮ比は向上する。
【００４０】
２分周クロック信号によってサンプルされたサンプルデータから３値判定する際の具体的な回路構成を図１１に示す。図１１（ａ）は２分周クロック信号により得られるサンプルデータ１１００からサンプルデータ補間部１１０１で未サンプルデータを求める場合で、以降の処理に関しては図９（ｂ）に示した構成と全く同じであるので、詳細は省略する。
【００４１】
図１１（ｂ）は２分周クロック信号により得られるサンプルデータ１１００を図９（ｂ）と同様に３値判定し、この結果に対して訂正をかける構成となっている。３値判定判定結果を格納するシフトレジスタ１１１０には、ａk-2、ａk、ａk+2というように１ビットおきの判定結果が格納される。同様に、シフトレジスタ１１１５には、ｄk-2、ｄk、ｄk+2というように１ビットおきのサンプルデータが格納され、重み付き平均値演算部１１１６に送られる。ｄkがエッジデータであるかの判定には、図９で説明したように、ｄk-1とｄk+1のサンプルデータが必要となるが、本実施例では、これをｄk-2とｄk及びｄkとｄk+2の平均値により得るものである。すなわち、ｄk-1は(1/2)ｄk-2＋(1/2)ｄk、ｄk+1は(1/2)ｄk＋(1/2)ｄk+2となるので、ｄk、ｄk-1、ｄk+1の平均値は(1/6)ｄk-2＋(2/3)ｄk＋(1/6)ｄk+2となる。このように、ｄk-2とｄk、ｄk+2との平均操作を行うときに、１：４：１の重み付けをする。これらのブロックを除いては図９（ｂ）に示した構成と全く同じであるので、詳細は省略する。
【００４２】
次に、本発明におけるデータ復調方法を光ディスク装置に適用した場合の実施例に関して図１２を用いて詳細に説明する。光ディスクの形態としては、ＣＤ、ＣＤ−ＲＯＭ等のＲＯＭタイプの他、相変化媒体や光磁気媒体等を用いたＲＡＭタイプの光ディスク等に対して適用できるが、ここでは、ＲＯＭディスクと相変化媒体を用いたＲＡＭディスクを例に説明する。
【００４３】
ユーザデータ１２００はＳＣＳＩ等のインターフェース１２０１を介して、フォーマット回路１２０２に送られ、ここで、光ディスクに記録する際の各種のフォーマットパターンを付加された後、符号化器１２０３に供給される。符号化器１２０３では、ユーザデータを（２，７）ＲＬＬ、ＥＦＭ、８／１６変調等のランレングス制約を持つようなチャネルデータに変換するとともに、エラー訂正用のコード情報を付加して次段へと送る。ライトパルス生成部１２０４はチャネルデータ「１」がピットの前縁と後縁に位置するよう、記録マークを形成するライトパルスを生成する。レーザドライバ１２０６はライトパルス生成部１２０４から送られたパルス列とライトパワー設定部１２０５から送られたパワーの設定値に従って、光ヘッド１２０９内の半導体レーザ（図示せず）に駆動電流を供給する。駆動電流によって発光パワーが変調された結果、光ディスク１２１０上のユーザデータの記録領域に所望の記録ピットが形成される。自動パワー制御（ＡＰＣ）回路１２０７はデータ再生時のパワーレベルの変動を制御し、高周波重畳（ＨＦ）回路１２０８は半導体レーザのレーザ発振の変動であるレーザ雑音を抑圧する。
【００４４】
フォーカス制御１２１１、トラッキング制御１２１２、シーク制御１２１３はサーボコントローラ１２１４からの指令で、光ヘッド１２０９で形成する絞り込みスポットを光ディスク１２１０上の記録トラックに追従させる。スピンドルモータ１２１５はスピンドルモータ制御１２１６により、光ディスクの回転数の制御を行う。サーボコントローラ１２１４及びスピンドルモータ制御１２１６はドライブコントローラ１２１７により制御される。
【００４５】
データ再生時には、光ヘッド１２０９内の光検出器（図示せず）からの信号をプリアンプ１２１８を通して、データ復調器１２１９に送る。データ復調器１２１９は、上記で説明したデータ復調方法により、前縁と後縁に対応したデータ「１」を復調した後、エラー訂正回路（ＥＣＣ）１２２０に送る。 ＥＣＣ１２２０では、エラー訂正コードによって、復調データに発生したエラーを検出し訂正する。訂正後の再生チャネルデータはフォーマット回路１２０２に送られ、付加パターンを除いた後、元のユーザデータに戻し、ユーザデータインタフェース１２０１に送る。
【００４６】
以上、光ディスク装置におけるデータの記録から復調までの一連の流れに関して説明してきたが、光ディスク１２１０が再生専用のＲＯＭタイプのディスクの場合と、書き換え可能なＲＡＭタイプのディスクの場合では若干、詳細な動作は異なる。
【００４７】
ＲＯＭタイプのディスクではディスク上に再生すべきデータがピット列で既に形成されているため、再生信号が常にプリアンプ１２１８を通ってデータ復調器１２１９に供給される。一方、ＲＡＭタイプのディスクでは、通常、セクタと呼ばれるデータ単位で管理され、データが記録されていないセクタもある。ＲＡＭタイプの光ディスク上にはセクタの先頭部にプリピット情報として、アドレス情報を読み取ることによって、ユーザデータの記録・再生を行う。従って、データ復調器１２１９には、プリピット情報とセクタに記録されたデータの再生信号が不連続にプリアンプ１２１８を通って入ってくることになる。そこで、プリピット情報とセクタデータの先頭には既知のデータパターンが埋め込まれており、この領域でデータ復調の引き込み動作を完了させる。この動作をここでは初期モードと呼び、以降の動作を通常モードと呼ぶことにする。
【００４８】
図１３はデータ復調における初期モードについて示したものである。既知データパターンは４Ｔピット／４Ｔスペースの繰り返しとした。チャネルクロック信号でサンプリングする場合を図１３（ａ）に、チャネルクロック信号の２分周クロック信号でサンプリングする場合について図１３（ｂ）にそれぞれ示した。
【００４９】
図１３（ａ）において、プリアンプを通った後の再生信号１３００に対して、サンプルクロック１３０１は、初期モードには、４Ｔ間隔の組みパルス１３０２、１３０３によって再生信号をサンプリングし、サンプルデータ１３０４、１３０５を得る。サンプルクロック１３０１の信号源は、位相同期ループを構成するＶＣＯを中心発振周波数で発振させたクロック信号をカウンタに通すことによって得る。サンプルデータ１３０４と１３０５の平均値レベルは再生信号の中心レベルに一致することから、これをスライスレベルとして再生信号１３００を２値化し、パルス信号１３０６を得る。パルス信号が安定に出力されるまでの間、ＶＣＯの発振を止め、パルス信号１３０６の立ち下がりのタイミング１３０７で再度、発振を開始することによって、再生信号に対して位相差がないサンプルクロック１３０１を得ることができる。その後、再生信号１３００のサンプルデータが得られ、このデータからしきい値１３０８、１３０９によって、エッジデータを検出を開始する。検出されたエッジデータから位相同期ループ制御とレベル変動及び振幅変動の補正制御を開始する。検出されたエッジデータの平均値レベルとして中央レベル１３１０を得て、これを基準としてしきい値レベル１３０８、１３０９を微調整する。
【００５０】
図１３（ｂ）において、プリアンプを通った後の再生信号１３００に対して、サンプルクロック１３０１は、初期モードには、４Ｔ間隔の組みパルス１３０２、１３０３によって再生信号をサンプリングし、サンプルデータ１３０４、１３０５を得る。サンプルクロック１３０１の信号源は、位相同期ループを構成するＶＣＯを中心発振周波数で発振させたクロック信号を２分周したのち、カウンタに通すことによって得る。サンプルデータ１３０４と１３０５の平均値レベルは再生信号の中心レベルに一致することから、これをスライスレベルとして再生信号１３００を２値化し、パルス信号１３０６を得る。パルス信号が安定に出力されるまでの間、ＶＣＯの発振を止め、パルス信号１３０６の立ち下がりのタイミング１３０７で再度、発振を開始することによって、再生信号に対して位相差がないサンプルクロック１３０１を得ることができる。その後、再生信号１３００のサンプルデータが得られ、このデータからしきい値１３０８、１３０９によって、エッジデータを検出を開始する。検出されたエッジデータから位相同期ループ制御とレベル変動及び振幅変動の補正制御を開始する。検出されたエッジデータの平均値レベルとして中央レベル１３１０を得て、これを基準としてしきい値レベル１３０８、１３０９を微調整する。
【００５１】
初期モードにおいては、整定時間を短縮するために、特定パターン部において位相同期ループの制御とレベル／振幅変動の補正制御の追従帯域を広げ、ゲインを高くし、ユーザデータ領域に入る迄には引き込み動作を完了させる。その後、帯域とゲインの設定を切り替えて、ユーザデータ領域では、通常モードの動作に移行し、データ復調の動作を安定化させる。
【００５２】
一方、ＲＯＭタイプディスクの場合には、再生信号が途切れないので、通常モードの動作でデータ復調を行なう。
【００５３】
【発明の効果】
エッジデータ部のサンプルデータとその前後のサンプルデータに対して、２つのしきい値レベルによりエッジレベルとエッジレベルより上、エッジレベルより下の３値のレベルの判定を行い、当該サンプルデータがエッジレベルにある場合と当該サンプルデータがエッジレベルになく、その前後のサンプルデータがエッジレベルより上と下のレベルにある場合に、当該サンプルデータをエッジデータとして復調データ「１」を出力することにより、当該サンプルデータが雑音によりしきい値を越えた場合でも当該サンプルデータを正しく「１」と復調できる確率が向上する。これにより、ＳＮ救済の効果が期待できる。
【００５４】
更に、クロック信号を２分周したクロック信号により、間引きサンプリングを行うことにより３値判定を実施することにより、最も複雑な判定処理部の動作スピードが従来に比べて２分の１に低減でき、再生データを復調する部分だけをクロックのスピードで行えばよいので、高速データ転送に対しても容易に対応でき、従来の半導体プロセスがＬＳＩ化に使用できる利点がある。
【００５５】
更に、再生信号に付随するレベル変動や振幅変動をサンプルデータ系列からディジタル的に検出し、これを、アナログ再生信号もしくはサンプルデータ列に対して補正する方法を併用することにより、上記のデータ復調の信頼性が向上する。
【００５６】
更に、上記のデータ復調を記録データ部の先頭部に設けた特定パターンを利用して高速に引き込み動作を完了し、ユーザデータ部では通常の動作に戻すことによって、ＲＯＭタイプだけでなくＲＡＭタイプディスクに対しても安定なデータ復調が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明におけるデータ復調方法の概念を説明する図。
【図２】本発明の第一の実施例を示すブロック図。
【図３】ポストコーダの構成例を示すブロック図。
【図４】中間値判定部の構成例を示すブロック図。
【図５】振幅／レベル補正部の動作を説明する概念図。
【図６】位相比較器の動作を説明する概念図。
【図７】等化器の構成例を示すブロック図。
【図８】本発明の第二の実施例を示すブロック図。
【図９】本発明の第三の実施例を説明する概念図及びブロック図。
【図１０】本発明の第三の実施例におけるデータ復調方法の原理図。
【図１１】本発明の第三の実施例における回路構成例を示すブロック図。
【図１２】本発明のデータ復調を光ディスク装置に適用する場合の全体ブロック図。
【図１３】本発明のデータ復調における初期モードを説明する図。
【図１４】再生チャネル特性の違いによるアイパターンの形態。
【図１５】従来のアナログ方式におけるデータ復調方法の概念を説明する図。
【図１６】従来のディジタル方式におけるデータ復調方法の概念を説明する図。
【図１７】従来のディジタル方式におけるデータ復調方法を実現するブロック図。
【符号の説明】
１０１…記録データ、１０２…記録データパルス列、１０３…記録マーク列、
１０４…再生信号、１０５…サンプルデータ列、１０７，１０８…しきい値レベル、１０９…中間値データ列、１１２…再生データ。
【発明が属する技術分野】
本発明は、光ディスクに記録されたディジタルデータ信号を再生するために好適な復調方法とその方法を用いた光ディスク装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
光ディスクに情報データをピット列として記録・再生する方法として、データ「１」をピットの前縁もしくは後縁に対応させて記録し、再生信号波形のエッジ位置を検出して元の情報データを再生する方法がある。このマークエッジ方式では、データ「１」に対応させてピットを記録するピットポジション方式と比べて高密度記録が可能である。
【０００３】
図１５を用いて、マークエッジ方式におけるデータの記録・再生方法を説明する。尚、ここでは、（２，７）ＲＬＬ変調等の最小ランレングスが２の符号化方式によってユーザデータを変調する場合を例にして説明する。このとき、検出窓幅をＴとして、最短のピット長、スペース長は３Ｔである。また、光ディスクと読み取り光スポットで決まる再生チャネル特性としては、ＰＲ（１，２，３，３，２，１）特性とする。これは、仮想的にデータ列「…０００１０００…」を光ディスクに記録した場合に、その再生応答波形が「…０１２３３２１０…」という形をとることを示している。最小ランレングスが２の符号化方式を採用した場合、データ識別点において取り得る再生信号のレベルは、 ＰＲ（１，２，３，３，２，１）特性を重ね合せることにより、０、１、２、３、４、６、８、９、１０、１１、１２の１１レベルであることが分かる。５と７のレベルはランレングス制約から現れない。
【０００４】
同様のことを、ランダムパターンに対して行うと、アイパターンは図１４（ａ）に示したようになることが分かる。ＰＲ（１，２，３，３，２，１）特性は応答波形の及ぶ範囲が広く、その結果、アイの開口高さも低い。図１４（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）に示したＰＲ（１，３，３，１）特性、ＰＲ（１，２，２，１）特性、ＰＲ（１，２，１）特性におけるアイパターンと比較するとその違いは顕著であるが、いずれの場合についても、中心レベルでスライスして得られるエッジの位置は一点に集中しており、このエッジ位置を検出することによりデータ再生は可能である。
【０００５】
記録データ２００１に対して、データ「１」で極性反転することにより、記録データパルス列２００２を得る。パルス列２００２に対して適当な記録波形制御（図示せず）を施すことによって、記録マーク列２００３をディスク上に記録する。記録マーク上を読み取り光スポットにより走査することにより、再生信号２００４を得る。再生信号２００４は適当なスライスレベル２００５によってパルス２００６のように二値化される。二値化パルス２００６の立ち上がり及び立ち下がりエッジのタイミングでパルス信号２００７を得る。パルス信号２００７はＰＬＬ回路（同期クロック抽出回路、図示せず）に供給され、同期したクロック信号２００８がＰＬＬ回路から出力される。この図ではパルス信号２００７の立ち上がりエッジとクロック信号２００８の立ち上がりエッジが同期している。クロック信号２００８の立ち下がりエッジでパルス信号２００７をラッチすることにより、弁別データパルス２００９が得られる。弁別データパルス２００９が"Ｈ"のとき、弁別データを「１」に対応させると、記録データと同じ再生データ２０１０が得られる。
【０００６】
パルス信号２００７を立ち上がり／立ち下がりのパルス列に分けて、それぞれ独立に処理した後、同期パターンを用いて前縁データと後縁データの相対的なタイミングずれを吸収して再合成する方法も提案されている。この種の従来技術としては、特開平８−２１２７１８が挙げられる。
【０００７】
図１５に示したデータの記録・再生方法とは別の従来方法を図１６と図１７を用いて説明する。記録データ２１０１から記録データパルス列２１０２を得、記録マーク列２１０３から再生信号２１０４を得るところまでは図１５と同様である。本方法では、再生信号をクロック信号でサンプルし、そのサンプルデータ列２１０５の情報から、クロック信号を再生信号２１０４に同期させるとともに、エッジデータを抽出する。この処理を図１７を用いて説明する。再生信号２２０１はＡ／Ｄ変換器２２０２にて、クロック信号２２０８によってサンプルされる。サンプルデータはディジタル等化器２２０３により符号間干渉を除去され、ＰＲ（１，２，３，３，２，１）特性に等化された後、振幅／レベル補正部２２０４で、振幅変動とレベル変動を除去され、データ判定部２２０５に送られる。この間の処理は全てクロック信号２２０８に同期して行われる。振幅／レベル補正部２２０４を通過したサンプルデータ２２０９は位相比較器２２０６に送られ、ここでＡ／Ｄ変換のサンプルタイミングのずれが電圧として検出され、ＶＣＯ（電圧制御発振器）２２０７の発振周波数を制御することによって、クロック信号２２０８を得る。データ判定部２２０５では、２つのしきい値レベル２１０６、２１０７により、エッジデータか否かを判別して再生データ２２１０を出力する。すなわち、これらのレベルの間にあるサンプルデータを「１」、このレベルの間にないデータを「０」と判定することにより、記録データ２１０１と同じ再生データ２１０８が得られる。
【０００８】
以下、図１５の方法をアナログ処理、図１６の方法をディジタル処理と呼んで区別することにする。
【０００９】
図１５、１６で説明した従来技術は再生信号のレベル変動や振幅変動に対して、敏感である。このために、信頼性向上の手段として、スライスレベルの補正技術が考案されている。アナログ処理では、特開平２-８１３２４や特開昭６２-２５４５１４等、ディジタル処理では、特開平８−２６３９４３等で開示されている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
アナログ処理で行なう従来技術では、エッジデータのみの位相情報からデータを検出するために、高密度化するに伴いアイ開口の高さが低下してＳＮが低下した場合には、必要なエラー率を確保することが困難になることが予想される。
【００１１】
一方、ディジタル処理で行う従来技術では、データ弁別に用いる情報はエッジデータのみであり、同様の問題が発生するとともに、転送速度の向上に伴いクロック周波数が高くなるために、実際の回路で実現できる動作スピードには限界があり、並列処理等により回路規模を増やして対応する必要がある。
【００１２】
本発明の目的は、データ弁別に用いる情報として、少なくともエッジデータの前後のサンプルデータも用いたディジタル処理によるデータ復調処理を、回路規模の増加が比較的少なく、判定に必要な動作スピードも低減できる方法を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、エッジデータ部のサンプルデータとその前後のサンプルデータに対して、２つのしきい値レベルによりエッジレベルとエッジレベルより上、エッジレベルより下の３値のレベルの判定を行い、当該サンプルデータがエッジレベルにある場合と当該サンプルデータがエッジレベルになく、その前後のサンプルデータがエッジレベルより上と下のレベルにある場合に、当該サンプルデータをエッジデータとして復調データ「１」を出力する手段を設ける。
【００１４】
更に、クロック信号を２分周したクロック信号により、サブ・サンプリングを行うことにより３値判定を実施する手段と、この手段により得られる判定結果に対して、未サンプルデータがエッジデータか否かの判定を実施する手段とを設ける。後者の手段は、サブ・サンプルデータがエッジレベルである場合には復調データ「１」を出力し、連続するサブ・サンプルデータがエッジレベルより上と下のレベルである場合には、その間の未サンプルデータに対して復調データ「１」を出力するものである。
【００１５】
更に、上記の手段を効果的に行うために、再生信号のレベル変動や振幅変動をサンプルデータ系列からディジタル的に検出し、これを、アナログ再生信号もしくはサンプルデータ列に対して補正する手段を併用する。
【００１６】
更に、光ディスクの形態に応じて、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）タイプのディスクに対しては、上記の手段を記録データ部の先頭部に設けた特定パターンを利用して高速に引き込み動作を完了し、ユーザデータ部では通常の動作に戻す手段を設け、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）タイプのディスクにおける引き込み動作とは切り替える手段を設ける。
【００１７】
【発明の実施の形態】
本発明の第一の実施例におけるデータ復調方法を図１を用いて説明する。従来技術の説明と同様に、（２，７）ＲＬＬ、ＥＦＭ（Ｅｉｇｈｔ Ｔｏ Ｆｏｕｒｔｅｅｎ）変調、８／１６変調等の最小ランレングスが２の符号化方式によってユーザデータを変調する場合を例にして説明し、光ディスクと読み取り光スポットで決まる再生チャネル特性としては、ＰＲ（１，２，３，３，２，１）特性を仮定する。尚、本発明は、図１４（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）に示したＰＲ（１，３，３，１）特性、ＰＲ（１，２，２，１）特性、ＰＲ（１，２，１）特性等々に関して同様に適用することができる。また、以下では説明は省略するが、（１，７）ＲＬＬのようなランレングスが１の符号化方式おいても適用可能である。
【００１８】
記録データ１０１に対して、データ「１」で極性反転することにより、記録データパルス列１０２を得る。パルス列１０２に対して適当な記録波形制御（図示せず）を施してレーザパワーを変調することによって、記録マーク列１０３をディスク上に記録する。記録マーク上を読み取り光スポットにより走査することにより、再生信号１０４を得る。クロック信号から生成した２分周クロック信号によって再生信号１０４をサンプルしたデータ列１０５（●）を得る。尚、クロック信号でサンプルした場合には、データ列１０５の他にデータ列１０６（○）が得られる。図１６と同様に、再生信号１０４に対して、２つのしきい値レベル１０７、１０８を設定し、サンプルデータ列１０５を３つのレベルに判定する。すなわち、しきい値レベル１０７より大きいレベルのデータを"２"、しきい値レベル１０８より小さいレベルのデータを"０"、１０７と１０８の間にあるデータを"１"と判定する。このような規則に従って中間値データ列１０９を得る。中間値データ列１０９に対して２の剰余項（中間値"２"と"０"は「０」、中間値"１"は「１」となる）を演算することによって、サンプルデータ列１０５のデータ判定が実行され、データ列１１１が得られる。一方、未サンプルデータ列１０６のデータ判定は、中間値データ列１０９の状態遷移に従って行われる。すなわち、中間値"２"と"０"の間の遷移があるときには、その間の未サンプルデータはエッジデータであることが一義的に定まるので「１」と判定する。また、中間値"０"と"１"、"１"と"２"、"０"から"０"、"２"から"２"の間の遷移のときは、その間の未サンプルデータはエッジデータではないので「０」と判定する。これ以外の遷移、"１"から"１"は起こり得ない。このような規則によって、未サンプルデータ列１０６のデータ判定が実行され、データ列１１０が得られる。データ列１１０と１１１を合成することによって、再生データ１１２が得られる。
【００１９】
図２を用いて図１に示したデータ復調処理を実現するための回路構成例について説明する。再生信号２０１はＡ／Ｄ変換器２０２にて、２分周クロック信号２１０によってサンプルされる。２分周クロック信号２１０は、クロック信号２１３を分周器２０９により２分周することで得られる。Ａ／Ｄ変換後のサンプルデータはディジタル等化器２０３により符号間干渉が除去され、ＰＲ（１，２，３，３，２，１）特性に等化された後、振幅／レベル補正部２０４で、振幅変動とレベル変動を除去され、中間値判定部２０５に送られる。この間の処理は全て２分周クロック信号２１０に同期して行われる。振幅／レベル補正部２０４を通過したサンプルデータ２１２は位相比較器２０７に送られ、ここでＡ／Ｄ変換のサンプルタイミングのずれが電圧変化として検出され、ＶＣＯ（電圧制御発振器）２０８の発振周波数を制御することによって、クロック信号２１３を得る。中間値判定部２０５では、２つのしきい値レベル（図示せず）により、"２"、"１"、"０"の３値に判定する。３値に判定された中間値データはポストコーダ２０６に送られ、クロック信号２１３に同期して最終的な再生データ２１１を出力する。
【００２０】
中間値判定部２０５の構成例について図４を用いて説明する。振幅／レベル補正部２０４からディジタルデータ４０１が出力され、ディジタル比較器Ａ４０２の反転入力とディジタル比較器Ｂ４０３の非反転入力に入力される。ディジタル比較器Ａ４０２の非反転入力には、ディジタル比較器Ａしきい値発生部４０４からしきい値１０７に相当するしきい値データが入力されている。ディジタル比較器Ｂ４０３の反転入力には、ディジタル比較器Ｂしきい値発生部４０５からしきい値１０８に相当するしきい値データが入力されている。尚、しきい値１０７、１０８の設定値は外部から発生部４０４、４０５を通じて、設定変更ができる。入力データ４０１がしきい値データ１０７より大きい場合、ディジタル比較器Ａ４０２は"Ｈ"の論理レベルを、等しいか小さい場合には"Ｌ"の論理レベルの信号（Ｄ１）４０６を出力する。同様に、入力信号４０１がしきい値データ１０８より大きい場合、ディジタル比較器Ｂ４０３は"Ｈ"の論理レベルを、等しいか小さい場合には"Ｌ"の論理レベルの信号（Ｄ０）４０７を出力する。Ｄ１とＤ０の"Ｈ"の個数を判定データとして見た場合、しきい値１０７より上にあるサンプルデータはＤ１＝Ｄ０＝"Ｈ"で"２"に、しきい値１０８より下にあるサンプルデータはＤ１＝Ｄ０＝"Ｌ"で"０"に、しきい値１０７と１０８の間にあるサンプルデータはＤ１＝"Ｌ"、Ｄ０＝"Ｈ"で"１"にそれぞれ判定される。
【００２１】
ポストコーダ２０６の構成例について図３を用いて説明する。中間値判定部２０４から出力された３値判定結果の内、Ｄ１が３０１、Ｄ０が３０２としてフリップフロップ（ＦＦ）３０３に入力される。クロック信号３１７を分周器３１８で２分周した２分周クロック信号３０４によりＤ１、Ｄ０がラッチされ、次段のＦＦ３０６に送られる。このデータ（３０５）はＦＦ３０６で２分周クロック信号３０４でラッチされ、データ（３０７）となる。データ（３０５）の上位ビットと下位ビットは排他的論理和ゲート３０８に送られる。排他的論理和の演算は、２つの入力データがともに"Ｈ"と"Ｌ"のときに"Ｌ"を出力し、どちらか一方が"Ｌ"のときに"Ｈ"を出力する。データ（３０５）が"２"と"０"のとき"Ｌ"を、"１"のとき"Ｈ"を出力（３０９）する。一方、データ（３０５）とＦＦ３０６で２分周クロック間隔でディレイされたデータ（３０７）を用いて、未サンプルデータの判定が行われる。データ（３０５）からデータ（３０７）の遷移に対して、未サンプルデータを"１"と判定する基準は、上位ビットと下位ビットがともに"Ｌ"から"Ｈ"もしくは"Ｈ"から"Ｌ"に変化することである。そこで、本実施例では、データ（３０５）とデータ（３０７）の下位ビットを排他的論理和ゲート３１０に入力し、下位ビットを排他的論理和ゲート３１１に入力して、その結果を論理積ゲート３１２に入力する。論理積ゲート３１２の出力（３１３）は排他的論理和ゲート３１０と３１１がともに"Ｈ"のときのみ、"Ｈ"となり、それ以外は"Ｌ"となるので、これによって、未サンプルデータの判定が正しく実行されることになる。サンプルデータ列の判定結果は排他的論理和ゲート３０８の出力として、未サンプルデータ列の判定結果は論理積ゲート３１３の出力として、ＦＦ３１４に送られ、２分周クロック信号３０４でラッチされた後、データ（３１５）、データ（３１６）として出力される。ここまでの処理は説明の通り、２分周クロック信号３０４に同期して行われる。データ（３１５）と（３１６）とを２ビットのパラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換器３１９に供給し、クロック信号３１７により、シリアルデータに変換することによって再生データ３２０が得られる。
【００２２】
振幅／レベル補正部２０４の動作について図５を用いて説明する。再生信号５０１を２分周クロックでサンプルしたデータ列を●で示し、そのレベルをｄk（kは時刻を示す添字である）で表示する。サンプルデータｄkとｄk+2の平均値をとることによって未サンプルデータｄk+1を推定する。サンプルデータｄkと未サンプルデータｄk+1に対して、しきい値レベル５０２と５０３の間にあるか否かを判定することによって、エッジデータの候補を選択する。図５の例では、ｄk-8、ｄk-1、ｄk+3、ｄk+7、ｄk+1０の５個のデータがエッジデータの候補となる。これらのデータのレベルを単純平均をとり、再生信号５０１の基準レベルを求め、サンプルデータから差し引くことによってＡ／Ｄ変換器の基準レベルとなるようにレベル補正を行う。尚、基準レベルを求める際のエッジデータの個数はレベル補正の追従帯域を考慮して決める設計事項であり、本発明では特にこれを限定するものではない。
【００２３】
次に、振幅補正処理に関して説明する。本実施例では、エッジ部の勾配を演算し、これが略一定になるようにゲインを制御することによって振幅変動を抑圧する。具体的には、ｄk-2とｄk、ｄk+2とｄk+4、ｄk+6とｄk+8、等のサンプルデータのレベル差を勾配量Ｇjとして演算し、目標となる勾配値Ｇ０をＧjで割ることによってゲイン補正量△Ｇjを求める。レベル補正処理と同様に、複数の勾配量データＧjの平均値Ｇを用いることで、振幅補正の追従帯域が決まる。求められた平均的なゲイン補正量△Ｇでサンプルデータを増倍し振幅変動を補正する。尚、この例では、３Ｔの長さのピットの分解能は４Ｔの長さのピットの分解能より低下しており、ｄk-2とｄk、ｄk+2とｄk+4のレベル差とｄk+6とｄk+8のレベル差が異なるため、記録データ中のピットの長さの発生確率により、目標振幅に対して各々の振幅値がばらつくが、本発明はそれらを全て補正するものではなく、記録媒体のトラック一周の感度変動や光スポットのフォーカスサーボの変動等による振幅変動に追従すればよいので問題はない。（２，７）ＲＬＬ変調等のランレングス制約符号では、短いピットの発生頻度が高いので、３Ｔ振幅の平均値が目標振幅に近づくように補正されることになる。
【００２４】
位相比較器２０７の動作について図６を用いて説明する。図６は振幅／レベル補正処理の説明に用いた図５の枠内を時間軸を拡大して表示したものである。●はサンプルデータである。適正なタイミングで再生信号６０１をサンプルした場合を（ｂ）に示す。サンプルデータ６０４、６０５はエッジデータであり、基準レベルに一致している。これに対して、サンプルタイミングが再生信号６０１に対して進んでいる場合、（ａ）に示したように、前エッジに相当するデータ６０４のレベルは上側に変位し、後エッジに相当するデータ６０５は下側に変位する。逆に、サンプルタイミングが再生信号６０１に対して遅れている場合、（ｃ）に示したように、前エッジに相当するデータ６０４のレベルは下側に変位し、後エッジに相当するデータ６０５は上側に変位する。すなわち、順次検出される前エッジデータＬ（前）と後エッジデータＬ（後）のレベル差△ＬをＬ（前）−Ｌ（後）として定義すると、△Ｌは極性も含めてクロック信号と再生信号との位相差を表す。位相比較器はレベル差△Ｌを位相比較誤差として出力し、次段のＶＣＯ２０８に供給する。サンプルデータが前エッジか後エッジであるかの判断はその前後のサンプルデータとの大小関係から容易に行える。例えば、データ６０５が後エッジであることは、データ６０５より以前のサンプルデータが自分より大きく、かつ、以後のサンプルデータ６０６が自分より小さいことから判定することができる。尚、前エッジデータと後エッジデータが組みで検出できない場合、これを破棄する。また、レベル差△Ｌは再生信号の振幅によって容易に変化してしまうため、位相比較器２０７の出力は、先に説明した振幅補正処理によって設定されている目標振幅で規格化されている。以上の説明では、エッジデータがサンプルデータである場合を想定したが、サンプルデータ６０６と６０７のように、その間の未サンプルデータがエッジデータである場合には、データ６０６と６０７の加算平均をとってエッジデータのレベルを推定し、上述の手順でレベル差△Ｌを求める。
【００２５】
等化器２０３の動作について図７を用いて説明する。等化器２０３はＦＦ等を用いた遅延回路７０２〜７０５と加算器、乗算器から構成される。遅延回路により順次、２クロック遅延されたディジタル信号が７０１、７０６、７０７、７０８、７０９である。通常の等化器では、ディジタル信号７０１〜７０９に対して各々乗算器が設けられるが、本実施例では、回路規模の縮小化と乗算器の係数値の非対称設定による位相発生を抑えるために、ディジタル信号７０１と７０９、７０６と７０８は同じ係数値を掛ける構成としている。このため、ディジタル信号７０１と７０９の加算を加算器７１０で、７０６と７０８の加算を加算器７１１で先行して行い、ディジタル信号７１２、７１４を得る。このディジタル信号７１２、７１４及び７１３に対して、乗算器７１５、７１７、７１６で係数ｈ（ア4）、係数ｈ（０）、係数ｈ（ア2）の乗算を実行し、その結果７１５〜７１７を加算器７１８に供給して、等化後の出力７１９を得る。乗算器７１５、７１７、７１６の係数値は外部から設定できる構成になっており、目標とする再生チャネル特性に適合するように適応的に設定する。
【００２６】
本特許の第二の実施例について図８を用いて説明する。
【００２７】
本実施例は図１に示した第一の実施例とは等化器と振幅／レベル補正部の構成が異なっている。ここでは、この違いについてのみ説明し、それ以外の部分に関しては省略する。再生信号２０１はアナログ等化器８１６を通り、高周波域の振幅特性が強調される。これにより、最短マークの振幅が強調され、Ａ／Ｄ変換器２０２でサンプルした際に、Ａ／Ｄ変換器の量子化誤差で信号成分が雑音に埋もれることを防ぐものである。ここでの等化条件は粗くてよく、後段のディジタル等化器２０３でＰＲ（１，２，３，３，２，１）特性を与える。アナログ等化器８１６の出力信号は差動増幅器８１５を通り、Ａ／Ｄ変換器２０２に供給される。ディジタル等化器２０３の出力は振幅／レベル補正に供給され、補正ゲイン量とサンプルデータの平均ＤＣレベルが検出され、それぞれＤ／Ａ変換器８１４でアナログ信号に変換され、補正ゲイン量は差動増幅器８１５のゲイン設定電圧として、平均ＤＣレベルは反転端子に入力される。この結果、差動増幅器８１５を通過する再生信号は、Ａ／Ｄ変換器２０２の基準レベルを中心に、目標振幅をもって振幅とレベルが補正された信号としてＡ／Ｄ変換器２０２に入力される。
【００２８】
本特許の第三の実施例について図９を用いて説明する。
【００２９】
第一及び第二の実施例と異なるのは、中間値判定部の動作である。第一及び第二の実施例では、中間値判定部は図４に示したような２つの比較器で構成し、単純な３値判定を行うものである。これに対して、本実施例では、サンプルデータから補間処理によって未サンプルデータを推定し、サンプルデータと合わせた３個のサンプルデータｄk-1、ｄk、ｄk+1の３値判定結果からｄkの３値判定を行うものである。
【００３０】
本実施例の原理に関して、図１０を用いて説明する。
【００３１】
エッジ部のサンプルデータをｄk、その前後のサンプルデータをｄk-1、ｄk+1とする。ｄk-1は"０"、ｄkは"１"、ｄk+1は"２"に判定されるべきデータである。これに雑音が重畳することによって、サンプルデータｄkの発生頻度の分布は１００３のようになる。同様に、サンプルデータｄk+1の分布は１００４、ｄk-1の分布は１００５のようになる。
【００３２】
各々のサンプルデータの検出レベルには相関がないので、発生頻度分布は雑音レベルに起因した同じ形状を呈する。しきい値レベル１００１、１００２を越える確率をｐとする。サンプルデータｄkの３値判定だけでデータを復調する場合、正しく"１"と判定できない確率は、"０"及び"２"と誤って判定される確率の和となるので２ｐとなる。このとき、エッジは未検出ということになる。更に、サンプルデータｄk+1が"１"と判定され、サンプルデータｄkが"０"または"２"と判定される場合、時刻kからk+1にエッジ位置が移動したものと見なされる誤りとなる。この確率は２ｐ２となる。これに対して、ｄk-1とｄk+1の判定結果を考慮してｄkを判定するやり方では、ｄkが正しく"１"と判定できない場合でも、ｄk-1とｄk+1が正しく"０"と"２"に判定できていれば、ｄkを"１"と判定する。この判定方法により、ｄkの判定を誤る確率はｄk単独で誤る確率２ｐと、ｄk-1とｄk+1の少なくともどちらか一方が正しく"０"と"２"に判定できない確率２ｐ−ｐ２の積で求められ、４ｐ２−２ｐ３となる。例えば、ｄkの３値判定による誤り率（２ｐ）が１０のマイナス２乗とした場合、ｄk-1とｄk+1の３値判定結果を考慮することにより、誤り確率（４ｐ２−２ｐ３）は１０のマイナス４乗台となり、２桁の誤り率の低減効果が期待できる。
【００３３】
図９（ａ）はクロック信号にてサンプルされたサンプルデータの一例であり、これを用いて３値判定の動作を実現するブロック図（図９（ｂ））を説明する。図９（ａ）に示すように、しきい値９０６と９０７の間にあるサンプルデータを"１"、しきい値９０６より上側にあるサンプルデータを"２"、しきい値９０７より下側にあるサンプルデータは"０"と判定する。これを実行するのが３値判定部９１７である。サンプルデータ９０１はディジタル比較器Ａ９０２、ディジタル比較器Ｂ９０３に入力され、一方、しきい値９０６、９０７は比較器Ａしきい値発生部９０４、比較器Ｂしきい値発生部９０５から出力される。比較器Ａ９０２の出力９０８と比較器Ｂ９０３の出力９０９を上位、下位ビットとする２ビットデータが３値判定結果となる。時刻ｋの３値判定結果をａkとして、シフトレジスタ９１０には常に３サンプルデータ分の３値判定結果ａk-1、ａk、ａk+1が記憶され、サンプルクロックに同期して順次右側に移動する。判定結果訂正部９１１はシフトレジスタ９１０に記憶された３個の判定結果ａk-1、ａk、ａk+1に対して、ａk-1とａk+1がそれぞれ"０"と"２"もしくは"２"と"０"で、ａkが"１"以外のときに、ａkを"１"に訂正する。この例としては、図９（ａ）の▲２▼のケースが相当する。訂正が施された３値判定結果に対して、ポストコーダ９１２は、３値判定結果の上位と下位のビットに対して排他的論理和を演算して再生データを出力する。
【００３４】
上記の判定法では、エッジデータに対応しないサンプルデータｄkがノイズの影響を受けてこのしきい値の範囲に入ることによって、"１"と判定される状況が起こり得る。この例として、図９（ａ）の▲１▼、▲３▼、▲４▼のケースがこれに相当する。このとき、ｄkが"２"もしくは"０"と判定されていれば、時刻ｋにおける再生データは「０」となる筈であるから、時刻ｋの再生データが「１」と誤判定される。これは、再生データが一ビットだけ前後にシフトするエラーである。そこで、本実施例では、中間値"１"と判定されたサンプルデータに対して、これを確認する機能ブロックを追加している。中間値"１"と判定されるサンプルデータはエッジ部のデータであることが必要条件となる。これを簡易な構成の回路で実現するには、例えば、３ビット分の平均ＤＣレベルを求め、このレベルがしきい値９０６と９０７の間にあることを判定すればよい。この平均操作によって、雑音の影響が緩和され、時刻ｋのサンプルデータがしきい値の間に入って"１"と誤判定される問題が解消される。この平均操作の結果、"１"と誤判定されるのは、時刻k-1とk+1のサンプルデータに重畳する雑音が時刻ｋと同じ方向に同じ量だけ重畳した場合であり、確率的にはｐの３乗程度の小さい値となることが期待できる。
【００３５】
サンプルデータ９０１は、タイミング調整用に設けられた遅延回路９１４を通って、シフトレジスタ９１５に送られる。時刻ｋとその前後の時刻k-1とk+1におけるサンプルデータｄk-1、ｄk、ｄk+1がシフトレジスタ９１５に格納され順次右側に移動する。時刻ｋにおけるサンプルデータの平均値が平均値演算器９１６にて演算、出力され、３値判定部９１７に送られ、平均値レベルに対して３値判定が実行される。この判定結果が判定結果訂正部９１１に送られ、"１"と判定されたａkを"０"もしくは"２"に訂正する。
【００３６】
図９（ａ）に示した、▲１▼から▲４▼までのケースに対して、３値判定の流れを図９（ｃ）を用いてまとめる。ケース▲１▼から▲４▼までの数値列は３値判定部９１７で得られた判定結果である。[ ]付きの判定結果は誤判定したビットを表しており、□で囲った判定結果はそれがシフトレジスタに格納されていることを表している。▲１▼のケースでは、２段目にあるように、シフトレジスタの内容が２[１]１のときに、[１]を[２]に訂正している。▲２▼のケースでは、２段目にあるように、シフトレジスタの内容が０[２]２のときに、前後の判定結果が"０"と"２"なので、[２]を[１]に訂正している。▲３▼のケースでは、２段目にあるように、シフトレジスタの内容が０[１]１のときに、[１]を[０]に訂正している。▲４▼のケースでは、２段目にあるように、シフトレジスタの内容が１[１]２のときに、[１]を[２]に訂正している。
【００３７】
以上、クロック信号によって得られるサンプルデータからデータを再生する方法について詳細に説明した。２分周クロック信号によってサンプルを行う場合に関しては、サンプルデータから補間処理によって未サンプルデータを推定し、サンプルデータと合わせた３個のサンプルデータｄk-1、ｄk、ｄk+1を用いて上記のような３値判定を行うことで実現できる。このとき、２分周クロック信号でサンプルされたサンプルデータから補間処理によって未サンプルデータを推定し、サンプルデータと合わせた３個のサンプルデータｄk-1、ｄk、ｄk+1の３値判定結果からｄkの３値判定を行う場合には、補間処理によるサンプルデータのＳＮ比の劣化が懸念されるが、これに関しては以下の通り問題にはならないことが原理的に示される。
【００３８】
今、ｄk-1とｄk+1が２分周クロック信号によってサンプルされたデータであるとし、この平均値からｄkを推定することを考える。ｄk-1とｄk+1のサンプルデータの検出レベルを確率変数と考え、平均値がそれぞれｄk-1、ｄk+1であり、分散値がσの正規分布に従うものとする。これを確率変数ｄk-1、ｄk+1は確率分布Ｐ(ｄk-1、σ２)、Ｐ(ｄk+1、σ２)に従うということにする。ｄk-1とｄk+1の平均値であるｄkは、確率変数ｄkは確率分布Ｐ((ｄk-1＋ｄk+1)/2、σ２/2)に従うことが示される。
【００３９】
これに関しては、例えば、「統計入門」（松下嘉米男著、岩波全書）の第７章平均値と分散、問題１３（３）の解答から明らかである。すなわち、ｄkの分散値はｄk-1、ｄk+1の分散値σの１/√２(=０.７０７）になることが分かる。このため、平均値をとることによるＳＮ比の劣化はなく、むしろＳＮ比は向上する。
【００４０】
２分周クロック信号によってサンプルされたサンプルデータから３値判定する際の具体的な回路構成を図１１に示す。図１１（ａ）は２分周クロック信号により得られるサンプルデータ１１００からサンプルデータ補間部１１０１で未サンプルデータを求める場合で、以降の処理に関しては図９（ｂ）に示した構成と全く同じであるので、詳細は省略する。
【００４１】
図１１（ｂ）は２分周クロック信号により得られるサンプルデータ１１００を図９（ｂ）と同様に３値判定し、この結果に対して訂正をかける構成となっている。３値判定判定結果を格納するシフトレジスタ１１１０には、ａk-2、ａk、ａk+2というように１ビットおきの判定結果が格納される。同様に、シフトレジスタ１１１５には、ｄk-2、ｄk、ｄk+2というように１ビットおきのサンプルデータが格納され、重み付き平均値演算部１１１６に送られる。ｄkがエッジデータであるかの判定には、図９で説明したように、ｄk-1とｄk+1のサンプルデータが必要となるが、本実施例では、これをｄk-2とｄk及びｄkとｄk+2の平均値により得るものである。すなわち、ｄk-1は(1/2)ｄk-2＋(1/2)ｄk、ｄk+1は(1/2)ｄk＋(1/2)ｄk+2となるので、ｄk、ｄk-1、ｄk+1の平均値は(1/6)ｄk-2＋(2/3)ｄk＋(1/6)ｄk+2となる。このように、ｄk-2とｄk、ｄk+2との平均操作を行うときに、１：４：１の重み付けをする。これらのブロックを除いては図９（ｂ）に示した構成と全く同じであるので、詳細は省略する。
【００４２】
次に、本発明におけるデータ復調方法を光ディスク装置に適用した場合の実施例に関して図１２を用いて詳細に説明する。光ディスクの形態としては、ＣＤ、ＣＤ−ＲＯＭ等のＲＯＭタイプの他、相変化媒体や光磁気媒体等を用いたＲＡＭタイプの光ディスク等に対して適用できるが、ここでは、ＲＯＭディスクと相変化媒体を用いたＲＡＭディスクを例に説明する。
【００４３】
ユーザデータ１２００はＳＣＳＩ等のインターフェース１２０１を介して、フォーマット回路１２０２に送られ、ここで、光ディスクに記録する際の各種のフォーマットパターンを付加された後、符号化器１２０３に供給される。符号化器１２０３では、ユーザデータを（２，７）ＲＬＬ、ＥＦＭ、８／１６変調等のランレングス制約を持つようなチャネルデータに変換するとともに、エラー訂正用のコード情報を付加して次段へと送る。ライトパルス生成部１２０４はチャネルデータ「１」がピットの前縁と後縁に位置するよう、記録マークを形成するライトパルスを生成する。レーザドライバ１２０６はライトパルス生成部１２０４から送られたパルス列とライトパワー設定部１２０５から送られたパワーの設定値に従って、光ヘッド１２０９内の半導体レーザ（図示せず）に駆動電流を供給する。駆動電流によって発光パワーが変調された結果、光ディスク１２１０上のユーザデータの記録領域に所望の記録ピットが形成される。自動パワー制御（ＡＰＣ）回路１２０７はデータ再生時のパワーレベルの変動を制御し、高周波重畳（ＨＦ）回路１２０８は半導体レーザのレーザ発振の変動であるレーザ雑音を抑圧する。
【００４４】
フォーカス制御１２１１、トラッキング制御１２１２、シーク制御１２１３はサーボコントローラ１２１４からの指令で、光ヘッド１２０９で形成する絞り込みスポットを光ディスク１２１０上の記録トラックに追従させる。スピンドルモータ１２１５はスピンドルモータ制御１２１６により、光ディスクの回転数の制御を行う。サーボコントローラ１２１４及びスピンドルモータ制御１２１６はドライブコントローラ１２１７により制御される。
【００４５】
データ再生時には、光ヘッド１２０９内の光検出器（図示せず）からの信号をプリアンプ１２１８を通して、データ復調器１２１９に送る。データ復調器１２１９は、上記で説明したデータ復調方法により、前縁と後縁に対応したデータ「１」を復調した後、エラー訂正回路（ＥＣＣ）１２２０に送る。 ＥＣＣ１２２０では、エラー訂正コードによって、復調データに発生したエラーを検出し訂正する。訂正後の再生チャネルデータはフォーマット回路１２０２に送られ、付加パターンを除いた後、元のユーザデータに戻し、ユーザデータインタフェース１２０１に送る。
【００４６】
以上、光ディスク装置におけるデータの記録から復調までの一連の流れに関して説明してきたが、光ディスク１２１０が再生専用のＲＯＭタイプのディスクの場合と、書き換え可能なＲＡＭタイプのディスクの場合では若干、詳細な動作は異なる。
【００４７】
ＲＯＭタイプのディスクではディスク上に再生すべきデータがピット列で既に形成されているため、再生信号が常にプリアンプ１２１８を通ってデータ復調器１２１９に供給される。一方、ＲＡＭタイプのディスクでは、通常、セクタと呼ばれるデータ単位で管理され、データが記録されていないセクタもある。ＲＡＭタイプの光ディスク上にはセクタの先頭部にプリピット情報として、アドレス情報を読み取ることによって、ユーザデータの記録・再生を行う。従って、データ復調器１２１９には、プリピット情報とセクタに記録されたデータの再生信号が不連続にプリアンプ１２１８を通って入ってくることになる。そこで、プリピット情報とセクタデータの先頭には既知のデータパターンが埋め込まれており、この領域でデータ復調の引き込み動作を完了させる。この動作をここでは初期モードと呼び、以降の動作を通常モードと呼ぶことにする。
【００４８】
図１３はデータ復調における初期モードについて示したものである。既知データパターンは４Ｔピット／４Ｔスペースの繰り返しとした。チャネルクロック信号でサンプリングする場合を図１３（ａ）に、チャネルクロック信号の２分周クロック信号でサンプリングする場合について図１３（ｂ）にそれぞれ示した。
【００４９】
図１３（ａ）において、プリアンプを通った後の再生信号１３００に対して、サンプルクロック１３０１は、初期モードには、４Ｔ間隔の組みパルス１３０２、１３０３によって再生信号をサンプリングし、サンプルデータ１３０４、１３０５を得る。サンプルクロック１３０１の信号源は、位相同期ループを構成するＶＣＯを中心発振周波数で発振させたクロック信号をカウンタに通すことによって得る。サンプルデータ１３０４と１３０５の平均値レベルは再生信号の中心レベルに一致することから、これをスライスレベルとして再生信号１３００を２値化し、パルス信号１３０６を得る。パルス信号が安定に出力されるまでの間、ＶＣＯの発振を止め、パルス信号１３０６の立ち下がりのタイミング１３０７で再度、発振を開始することによって、再生信号に対して位相差がないサンプルクロック１３０１を得ることができる。その後、再生信号１３００のサンプルデータが得られ、このデータからしきい値１３０８、１３０９によって、エッジデータを検出を開始する。検出されたエッジデータから位相同期ループ制御とレベル変動及び振幅変動の補正制御を開始する。検出されたエッジデータの平均値レベルとして中央レベル１３１０を得て、これを基準としてしきい値レベル１３０８、１３０９を微調整する。
【００５０】
図１３（ｂ）において、プリアンプを通った後の再生信号１３００に対して、サンプルクロック１３０１は、初期モードには、４Ｔ間隔の組みパルス１３０２、１３０３によって再生信号をサンプリングし、サンプルデータ１３０４、１３０５を得る。サンプルクロック１３０１の信号源は、位相同期ループを構成するＶＣＯを中心発振周波数で発振させたクロック信号を２分周したのち、カウンタに通すことによって得る。サンプルデータ１３０４と１３０５の平均値レベルは再生信号の中心レベルに一致することから、これをスライスレベルとして再生信号１３００を２値化し、パルス信号１３０６を得る。パルス信号が安定に出力されるまでの間、ＶＣＯの発振を止め、パルス信号１３０６の立ち下がりのタイミング１３０７で再度、発振を開始することによって、再生信号に対して位相差がないサンプルクロック１３０１を得ることができる。その後、再生信号１３００のサンプルデータが得られ、このデータからしきい値１３０８、１３０９によって、エッジデータを検出を開始する。検出されたエッジデータから位相同期ループ制御とレベル変動及び振幅変動の補正制御を開始する。検出されたエッジデータの平均値レベルとして中央レベル１３１０を得て、これを基準としてしきい値レベル１３０８、１３０９を微調整する。
【００５１】
初期モードにおいては、整定時間を短縮するために、特定パターン部において位相同期ループの制御とレベル／振幅変動の補正制御の追従帯域を広げ、ゲインを高くし、ユーザデータ領域に入る迄には引き込み動作を完了させる。その後、帯域とゲインの設定を切り替えて、ユーザデータ領域では、通常モードの動作に移行し、データ復調の動作を安定化させる。
【００５２】
一方、ＲＯＭタイプディスクの場合には、再生信号が途切れないので、通常モードの動作でデータ復調を行なう。
【００５３】
【発明の効果】
エッジデータ部のサンプルデータとその前後のサンプルデータに対して、２つのしきい値レベルによりエッジレベルとエッジレベルより上、エッジレベルより下の３値のレベルの判定を行い、当該サンプルデータがエッジレベルにある場合と当該サンプルデータがエッジレベルになく、その前後のサンプルデータがエッジレベルより上と下のレベルにある場合に、当該サンプルデータをエッジデータとして復調データ「１」を出力することにより、当該サンプルデータが雑音によりしきい値を越えた場合でも当該サンプルデータを正しく「１」と復調できる確率が向上する。これにより、ＳＮ救済の効果が期待できる。
【００５４】
更に、クロック信号を２分周したクロック信号により、間引きサンプリングを行うことにより３値判定を実施することにより、最も複雑な判定処理部の動作スピードが従来に比べて２分の１に低減でき、再生データを復調する部分だけをクロックのスピードで行えばよいので、高速データ転送に対しても容易に対応でき、従来の半導体プロセスがＬＳＩ化に使用できる利点がある。
【００５５】
更に、再生信号に付随するレベル変動や振幅変動をサンプルデータ系列からディジタル的に検出し、これを、アナログ再生信号もしくはサンプルデータ列に対して補正する方法を併用することにより、上記のデータ復調の信頼性が向上する。
【００５６】
更に、上記のデータ復調を記録データ部の先頭部に設けた特定パターンを利用して高速に引き込み動作を完了し、ユーザデータ部では通常の動作に戻すことによって、ＲＯＭタイプだけでなくＲＡＭタイプディスクに対しても安定なデータ復調が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明におけるデータ復調方法の概念を説明する図。
【図２】本発明の第一の実施例を示すブロック図。
【図３】ポストコーダの構成例を示すブロック図。
【図４】中間値判定部の構成例を示すブロック図。
【図５】振幅／レベル補正部の動作を説明する概念図。
【図６】位相比較器の動作を説明する概念図。
【図７】等化器の構成例を示すブロック図。
【図８】本発明の第二の実施例を示すブロック図。
【図９】本発明の第三の実施例を説明する概念図及びブロック図。
【図１０】本発明の第三の実施例におけるデータ復調方法の原理図。
【図１１】本発明の第三の実施例における回路構成例を示すブロック図。
【図１２】本発明のデータ復調を光ディスク装置に適用する場合の全体ブロック図。
【図１３】本発明のデータ復調における初期モードを説明する図。
【図１４】再生チャネル特性の違いによるアイパターンの形態。
【図１５】従来のアナログ方式におけるデータ復調方法の概念を説明する図。
【図１６】従来のディジタル方式におけるデータ復調方法の概念を説明する図。
【図１７】従来のディジタル方式におけるデータ復調方法を実現するブロック図。
【符号の説明】
１０１…記録データ、１０２…記録データパルス列、１０３…記録マーク列、
１０４…再生信号、１０５…サンプルデータ列、１０７，１０８…しきい値レベル、１０９…中間値データ列、１１２…再生データ。
Claims (5)
- 符号化データの「１」を記録領域の前縁部及び後縁部に対応させて記録し、該記録領域を再生するデータ復調方法において、
前記符号化データの検出窓幅の２倍の時間間隔で再生信号をサンプリングし、該サンプリングによって得られたサブ・サンプルデータから補間処理により、検出窓幅の時間間隔のサンプルデータを得て、該サンプルデータを前縁部及び後縁部のレベルを挟んで設定した２つのしきい値レベルにより、該サンプルデータをエッジレベルより下、エッジレベル、エッジレベルより上の３種類に判定し、エッジレベルと判定されたサンプルデータ、もしくは、前後のサンプルデータがエッジレベルを挟むレベルに判定されたサンプルデータに対して「１」と復調することを特徴とするデータ復調方法。 - 符号化データの「１」を記録領域の前縁部及び後縁部に対応させて記録し、該記録領域を再生するデータ復調方法において、
前記符号化データの検出窓幅の２倍の時間間隔で再生信号をサンプリングし、該サンプリングによって得られたサブ・サンプルデータを前縁部及び後縁部のレベルを挟んで設定した２つのしきい値レベルにより、該サブ・サンプルデータをエッジレベルより下、エッジレベル、エッジレベルより上の３種類に判定し、エッジレベルと判定されたサブ・サンプルデータに対して「１」と復調するとともに、連続する１組のサブ・サンプルデータがエッジレベルを挟むレベルと判定された場合に、その間の未サンプルデータに対して「１」と復調することを特徴とするデータ復調方法。 - デジタルデータ記録媒体からの反射光の強弱に対応した再生信号を発生する光検出回路と、
該光検出回路からの信号をサンプリングして、連続する２つのサンプリングデータの各データをレベル範囲毎に３つのデータの何れかに変換し、上記２つのサンプリングデータの変換後のデータの中間値が上記３つのデータの何れになるかを判定し、上記２つのサンプリングデータの変換後の上記データ間に上記判定されたデータを追加するデータ復調回路とを有することを特徴とする光ディスク装置。 - デジタルデータ記録媒体からの反射光の強弱に対応した再生信号を発生する光検出回路と、
該光検出回路からの信号をサンプリングして、連続する３つのサンプリングデータの各データを第１のレベル範囲、該第１のレベル範囲よりも低い第２のレベル範囲及び該第１のレベル範囲よりも高い第３のレベル範囲を示す３つのデータの何れかに変換するとともに、上記３つのサンプリングデータの平均レベルが上記３つのデータの何れになるかを判定し、上記変換後の上記３つのサンプリングデータの２番目のデータが上記第１のレベル範囲を示すデータであるときに該２番目のデータを上記判定されたデータに訂正するデータ復調回路とを有することを特徴とする光ディスク装置。 - デジタルデータ記録媒体からの反射光の強弱に対応した再生信号を発生する光検出回路と、
該光検出回路からの信号をサンプリングして、連続する２つのサンプリングデータの平均値サンプリングデータを該連続する２つのサンプリングデータの間に追加し、追加後の３つのサンプリングデータの各データを第１のレベル範囲、該第１のレベル範囲よりも低い第２のレベル範囲及び該第１のレベル範囲よりも高い第３のレベル範囲を示す３つのデータの何れかに変換するとともに上記３つのサンプリングデータの平均レベルが上記３つのデータの何れになるかを判定し、上記変換後の上記３つのサンプリングデータの２番目のデータが上記第１のレベル範囲を示すデータであるときに該２番目のデータを上記判定されたデータに訂正するデータ復調回路とを有することを特徴とする光ディスク装置。
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