JPH11339401A - 情報再生装置および再生方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 情報再生装置において、再生ＲＦ信号のＤＣ
オフセット量が大きい場合にもＰＬＬのロックを安定な
ものとする。 【解決手段】 再生ＲＦ信号のＡ／Ｄ変換値ｚ〔ｋ〕の
ＭＳＢに基づいて、タイミングジェネレータ２００がエ
ラー信号の生成に必要なサンプリングポイントを示すサ
ンプリング信号を生成する。ＦＯＥブロック２０８は、
サンプリング信号に従ってｚ〔ｋ〕からサンプリングを
行い、サンプリング値に基づいて位相エラー信号ＰＥと
オフセットエラー信号ＯＥとを生成する。位相エラー信
号ＰＥに基づいてＰＬＬの制御が行われる。一方、ＦＯ
Ｅブロック２０８は、オフセットエラー信号ＯＥと、Ｄ
Ｃオフセットを小さくする制御のための所定のオフセッ
トエラー信号の内の一方をサンプリング信号の発生状況
に応じて選択的に出力する。ＦＯＥブロック２０８の出
力に基づいて、オフセットフィードバック回路２１０が
再生ＲＦ信号のＤＣオフセットを制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、例えば光磁気デ
ィスク装置等の情報再生装置および再生方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】光磁気ディスク装置等の情報再生装置で
は、一般に記録媒体から再生される再生ＲＦ信号に基づ
いてＰＬＬをロックさせることによってクロックを生成
し、かかるクロックに従うタイミングで再生系の動作が
なされる。ＰＬＬをロックさせるための制御は位相エラ
ー信号に基づいてなされる。位相エラー信号を生成する
方法としては、従来から周波数ロックモードが知られて
いる。

【０００３】また、本願出願人は、再生ＲＦ信号のＡ／
Ｄ変換値のＭＳＢ(Most Significant Bit)に基づいて位
相エラー信号を生成するＭＳＢ判定モード（特願平９−
１０７４７６号公報参照）、およびそれを応用したＭｕ
ｔｅモード（特願平９−１６５８２１号公報参照）等を
提案している。Ａ／Ｄ変換値は再生ＲＦ信号の振幅に依
存するので、ＭＳＢ判定モードにおいては、位相エラー
信号が再生ＲＦ信号の振幅に依存することになる。

【０００４】再生ＲＦ信号のＤＣオフセット量が大きい
と、再生ＲＦ信号のＡ／Ｄ変換値はＡ／Ｄ変換器のダイ
ナミックレンジのセンター値に関して一方向に傾きがち
になる。このような場合、Ａ／Ｄ変換値のＭＳＢの反転
の頻度が低下し、ＭＳＢの反転を検出することによって
得られる位相エラー検出ポイントの頻度が低下する。そ
の結果ＰＬＬのロックが不安定なものとなるおそれがあ
る。

【０００５】かかる問題に対処するため、ＭＳＢ判定モ
ードを行う従来の装置では、再生系内の構成要素の動作
制御を行うキャリブレーション時に、再生ＲＦ信号のＤ
Ｃオフセットを予め充分に除去する必要があった。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】一方、ＰＬＬの周波数
ロックが確立している状況においてＭＳＢ判定モードを
使用して位相引込みを行う場合に、例えば光磁気ディス
クの複屈折等に起因してＤＣオフセット量が急激に大き
くなると、上述した場合と同様に再生ＲＦ信号のＡ／Ｄ
変換値のＭＳＢ反転の頻度が低下する。このような場合
には、位相エラー信号検出ポイントが得られる頻度が低
下し、その結果として位相エラー信号と再生ＲＦ信号と
の間に乖離が生じてＰＬＬがロックしにくくなる、ある
いは一旦ロックしたＰＬＬが外れ易くなる等の問題があ
った。

【０００７】さらに、位相エラー信号検出ポイントをオ
フセットエラー信号検出ポイントとしても用いる場合
（すなわち、位相エラー信号検出ポイントにおいてサン
プリングされるサンプリング値に基づいてオフセットエ
ラー信号を算出する場合）には、位相エラー信号検出ポ
イントが得られる頻度が低下すればＤＣオフセットの制
御を的確に行うことができなくなる。その結果として、
復号精度が低下するおそれがあった。

【０００８】従って、この発明の目的は、再生ＲＦ信号
のＤＣオフセット量が大きい場合にもＰＬＬのロックお
よびＤＣオフセットの制御を的確に行うことが可能な情
報再生装置および再生方法を提供することにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、記録
媒体から再生される再生信号に基づいてＰＬＬをロック
させることによってクロック信号を生成し、そのクロッ
ク信号に応じて再生動作する情報再生装置において、再
生信号のＡ／Ｄ変換値のＭＳＢの反転が生じるタイミン
グに基づいて、エラー信号の検出を行うためのサンプリ
ングポイントを示すタイミング信号を生成するタイミン
グ生成手段と、タイミング信号に従って再生信号のＡ／
Ｄ変換値からサンプリング値を取込み、取込まれたサン
プリング値に基づいて位相エラーおよびオフセットエラ
ーを表現するエラー信号を生成するエラー信号生成手段
と、エラー信号生成手段の出力に基づいてＰＬＬをロッ
クさせるＰＬＬ制御手段と、エラー信号生成手段の出力
と、再生信号のＤＣオフセットの量を小さくする制御を
行うためのオフセットエラー信号との内の一方を選択的
に出力するオフセットエラー信号出力手段と、オフセッ
トエラー信号出力手段の出力に応じて、再生信号のＤＣ
オフセットに係る制御を行うオフセットフィードバック
手段とを有することを特徴とする情報再生装置である。

【００１０】請求項８の発明は、記録媒体から再生され
る再生信号に基づいてＰＬＬをロックさせることによっ
てクロック信号を生成し、そのクロック信号に応じて再
生動作する情報再生方法において、再生信号のＡ／Ｄ変
換値のＭＳＢの反転が生じるタイミングに基づいて、エ
ラー信号の検出を行うためのサンプリングポイントを示
すタイミング信号を生成するステップと、タイミング信
号に従って再生信号のＡ／Ｄ変換値からサンプリング値
を取込み、取込まれたサンプリング値に基づいて位相エ
ラーおよびオフセットエラーを表現するエラー信号を生
成するエラー信号生成ステップと、エラー信号生成ステ
ップの結果に基づいてＰＬＬをロックさせるステップ
と、エラー信号生成ステップの結果と、再生信号のＤＣ
オフセットの量を小さくする制御が行われるためのオフ
セットエラー信号との内の一方を選択的に出力するオフ
セットエラー信号出力ステップと、オフセットエラー信
号出力ステップの結果に応じて、再生信号のＤＣオフセ
ットに係る制御を行うステップとを有することを特徴と
する情報再生方法である。

【００１１】以上のような発明によれば、光ディスクの
複屈折等に起因して再生ＲＦ信号のＤＣオフセットが大
きくなる場合に、ＤＣオフセットが小さくなるようなオ
フセットフィードバックをかけることができる。

【００１２】このため、再生ＲＦ信号のＤＣオフセット
量が大きい場合にも、位相エラー信号検出ポイントが得
られる頻度が大幅に低下することを防止できる。

【００１３】

【発明の実施の形態】以下に、この発明の理解を容易と
するために、ビタビ復号方法を行う再生系を有する記録
／再生装置の一例について、装置の全体構成、記録媒体
のセクタフォーマット、４値４状態ビタビ復号方法の概
要、４値４状態ビタビ復号方法を実現するビタビ復号器
の構成および動作、および４値４状態ビタビ復号方法以
外のビタビ復号方法の順に説明する。

【００１４】〔ディスク記録再生装置の概要〕以下、ビ
タビ復号方法を行う再生系を有する記録／再生装置の一
例について説明する。図１は、ビタビ復号方法を行う再
生系を有する光磁気ディスク装置の一例の全体構成を示
すブロック図である。記録時には、コントローラ２がホ
ストコンピュータ１の指令に従って、記録すべきユーザ
データを受取り、情報語としてのユーザデータに基づい
てエンコードを行って、符号語としてのＲＬＬ（１，
７）符号を生成する。この符号語が記録データとしてレ
ーザパワーコントロール部（以下、ＬＰＣと表記する）
４に供給される。コントローラ２は、このような処理の
他に、後述する復号化処理、および記録、再生、消去等
の各モードの制御、並びにホストコンピュータ１との交
信等の動作を行う。

【００１５】ＬＰＣ４は、供給された記録データに対応
して、光ピックアップ７のレーザパワーを制御して光磁
気ディスク６上に磁気極性を有するピット列を形成する
ことにより、記録を行う。この記録の際に、磁気ヘッド
５が光磁気ディスク６にバイアス磁界を付与する。実際
には、記録データに基づいて後述するように生成される
プリコード出力に従って、後述するようなマークエッジ
記録が行われる。

【００１６】後述するように、記録位置すなわちピット
の形成位置の制御は、磁気ヘッド５および光ピックアッ
プ７等の位置決めを行う、図示しない手段によってなさ
れる。このため、記録動作時においても、光ピックアッ
プ７がアドレス部等を通過する際には、後述するような
再生時の動作と同様な動作が行われる。

【００１７】上述したようにして形成される各ピット
を、記録データに基づいて後述するようにして生成され
るプリコード出力中の各ビットに対応させる方法につい
て、図２を参照して説明する。プリコード出力中の、例
えば'1' に対してピットを形成し、'0' に対してピット
を形成しない記録方法をマーク位置記録方法と称する。
一方、各ピットのエッジによって表現される、プリコー
ド出力中の各ビットの境界における極性の反転を、例え
ば'1' に対応させる記録方法をマークエッジ記録方法と
称する。再生時には、再生信号中の各ビットの境界は、
後述するようにして生成されるリードクロックＤＣＫに
従って認識される。

【００１８】次に、再生系の構成および動作について説
明する。光ピックアップ７は、光磁気ディスク６にレー
ザ光を照射し、それによって生じる反射光を受光して、
再生信号を生成する。再生信号は、和信号Ｒ₊ 、差信号
Ｒ_- および図示しないフォーカスエラー信号ならびにト
ラッキングエラー信号の４種類の信号からなる。和信号
Ｒ₊ は、アンプ８によってゲイン調整等がなされた後に
和／差切替えスイッチ１０に供給される。また、差信号
Ｒ_- は、アンプ９によってゲイン調整等がなされた後に
和／差切替えスイッチ１０に供給される。さらに、フォ
ーカスエラー信号は、フォーカスエラーを解消する手段
（図示せず）に供給される。一方、トラッキングエラー
信号は、図示しないサーボ系等に供給され、それらの動
作において用いられる。

【００１９】和／差切替えスイッチ１０には、後述する
ような和信号／差信号切替え信号Ｓが供給される。和信
号／差信号切替えスイッチ１０は、この和信号／差信号
切替え信号Ｓに従って、以下のように、和信号Ｒ₊ また
は差信号Ｒ_- をフィルタ部１１に供給する。すなわち、
後述するような光磁気ディスク６のセクタフォーマット
において、エンボス加工によって形成される部分から再
生される再生信号が和信号／差信号切替えスイッチ１０
に供給される期間には、和信号Ｒ₊ をフィルタ部１１に
供給する。また、光磁気的に記録される部分から再生さ
れる再生信号が和信号／差信号切替えスイッチ１０に供
給される期間には、差信号Ｒ_- をフィルタ部１１に供給
する。

【００２０】和信号／差信号切替え信号Ｓは、例えば次
のようにして生成される。すなわち、まず、再生信号か
ら、セクタフォーマットに規定される所定のパターンか
ら再生される信号を検出する。このような所定のパター
ンとしては、例えば後述するセクタマークＳＭ等が用い
られる。そして、かかる検出がなされた時点を基準とし
て、後述するリードクロックを数える等の方法によって
認識される所定時点において、和信号／差信号切替え信
号Ｓが生成される。

【００２１】フィルタ部１１は、ノイズカットを行うロ
ーパスフィルタおよび波形等化を行う波形等化器から構
成される。後述するように、この際の波形等化処理にお
いて用いられる波形等化特性は、ビタビ復号器１３が行
うビタビ復号方法に適合するものとされる。フィルタ部
１１の出力を供給されるＡ／Ｄ変換器１２は、後述する
ようにして供給されるリードクロックＤＣＫに従って再
生信号値ｚ〔ｋ〕をサンプリングする。

【００２２】ビタビ復号器１３は、再生信号値ｚ〔ｋ〕
に基づいて、ビタビ復号方法によって復号データを生成
する。かかる復号データは、上述したようにして記録さ
れる記録データに対する最尤復号系列である。従って、
復号エラーが無い場合には、復号データは、記録データ
と一致する。

【００２３】復号データは、コントローラ２に供給され
る。上述したように、記録データは、ユーザデータから
チャンネル符号化等の符号化によって生成された符号語
である。従って、復号エラーレートが充分低ければ、復
号データは、符号語としての記録データとみなすことが
できる。コントローラ２は、復号データに、上述のチャ
ンネル符号化等の符号化に対応する復号化処理を施すこ
とにより、ユーザデータ等を再生する。

【００２４】また、フィルタ部１１の出力は、ＰＬＬ部
１４にも供給される。ＰＬＬ部１４は、供給された信号
に基づいて、リードクロックＤＣＫを生成する。リード
クロックＤＣＫは、コントローラ２、Ａ／Ｄ変換器１
２、ビタビ復号器１３等に供給される。コントローラ
２、Ａ／Ｄ変換器１２、ビタビ復号器１３の動作は、リ
ードクロックＤＣＫに従うタイミングでなされる。さら
に、リードクロックＤＣＫは、図示しないタイミングジ
ェネレータに供給される。タイミングジェネレータは、
例えば、記録／再生動作の切替え等の装置の動作タイミ
ングを制御する信号を生成する。

【００２５】上述したような再生動作において、光磁気
ディスク６から再生される再生信号に基いて、より正し
い再生データを得るために、再生系の各構成要素の動作
を再生信号の品質に応じて適正化することが行われる。
このような操作をキャリブレーションと称する。キャリ
ブレーションは、再生信号の品質等が例えば加工精度等
の記録媒体の特性、および例えば記録用レーザ光のパワ
ーの変動、周囲温度等の記録／再生時の条件等によって
変化する可能性があることに対応するために再生系のパ
ラメータを適正化するためのものである。

【００２６】キャリブレーションの内容は、例えば光ピ
ックアップ７の読取り用レーザ光パワーの調整、アンプ
８および９のゲインの調整、フィルタ部１１の波形等化
特性の調整、およびビタビ復号器１３の動作において用
いられる振幅基準値の調整等である。このようなキャリ
ブレーションは、電源投入直後または記録媒体の交換時
等に、図１中には図示しない構成によって行われる。

【００２７】〔記録媒体のセクタフォーマットの概要〕
光磁気ディスク６には、セクタを記録／再生の単位とし
てユーザデータが記録される。図３を参照して、光磁気
ディスク６において用いられるセクタフォーマットの一
例について説明する。図３Ａに示すように、１セクタ
は、記録／再生の順に従って、ヘッダ、ＡＬＰＣ、ギャ
ップ、ＶＦＯ₃ 、シンク、データフィールド、バッファ
の各エリアに区分されている。図３中に付した数字は、
バイト数を表す。光磁気ディスク６上には、ブロック符
号化等の符号化がなされたデータが記録される。例えば
８ビットが１２チャンネルビットに変換されて記録され
る。

【００２８】このセクタフォーマットの一例において
は、ユーザデータ量が１０２４バイトのフォーマット
と、ユーザデータ量が５１２バイトのフォーマットとが
用意されている。ユーザデータ量が１０２４バイトのフ
ォーマットでは、データフィールドのバイト数が６７０
バイトとされる。また、ユーザデータ量が５１２バイト
のフォーマットでは、データフィールドのバイト数が１
２７８バイトとされる。これら２つのセクタフォーマッ
トにおいて、６３バイトのプリフォーマットされたヘッ
ダと、ＡＬＰＣ、ギャップエリアの１８バイトは、同一
とされている。

【００２９】図３Ｂは、６３バイトのヘッダを拡大して
示す。ヘッダは、セクタマークＳＭ（８バイト）、ＶＦ
ＯフィールドのＶＦＯ₁ （２６バイト）、アドレスマー
クＡＭ（１バイト）、ＩＤフィールドのＩＤ₁ （５バイ
ト）、ＶＦＯフィールドのＶＦＯ₂ （１６バイト）、ア
ドレスマークＡＭ（１バイト）、ＩＤフィールドのＩＤ
₂ （５バイト）、およびポストアンブルＰＡ（１バイ
ト）が順に配列された構成とされている。

【００３０】図３Ｃは、１８バイトのＡＬＰＣ、ギャッ
プエリアを拡大して示す。１８バイトは、ギャップフィ
ールド（５バイト）、フラグフィールド（５バイト）、
ギャップフィールド（２バイト）、ＡＬＰＣ（６バイ
ト）からなる。

【００３１】次に、これらのフィールドについて説明す
る。セクタマークＳＭは、セクタの開始を識別するため
のマークであり、ＲＬＬ（１，７）符号において生じな
いエンボス加工によって形成されたパターンを有する。
ＶＦＯフィールドは、上述のＰＬＬ部１８中のＶＦＯ(V
ariable Frequency Oscillator) を同期させるためのも
ので、ＶＦＯ₁ 、ＶＦＯ₂ およびＶＦＯ₃ からなる。Ｖ
ＦＯ₁ およびＶＦＯ₂は、エンボス加工によって形成さ
れている。また、ＶＦＯ₃ は、そのセクタに対して記録
動作が行われる際に光磁気的に書かれる。ＶＦＯ₁ 、Ｖ
ＦＯ₂ およびＶＦＯ₃ は、それぞれチャンネルビット
の'0' と'1' が交互に現れるパターン（２Ｔパターン）
を有する。従って、１チャンネルビットの時間長に対応
する時間をＴとすると、ＶＦＯフィールドを再生した時
に、２Ｔ毎にレベルが反転する再生信号が得られる。

【００３２】アドレスマークＡＭは、後続のＩＤフィー
ルドのためのバイト同期を装置に対して与えるために使
用され、ＲＬＬ（１，７）符号において生じないエンボ
スされたパターンを有する。ＩＤフィールドは、セクタ
のアドレス、すなわち、トラック番号およびセクタ番号
の情報と、これらの情報に対するエラー検出用のＣＲＣ
バイトを有する。ＩＤフィールドは、５バイトからな
る。ＩＤ₁ およびＩＤ₂によって、同一のアドレス情報
が二重に記録される。ポストアンブルＰＡは、チャンネ
ルビットの'0' と'1' とが交互に現れるパターン（２Ｔ
パターン）を有する。ＩＤ₁ 、ＩＤ₂ およびポストアン
ブルＰＡも、エンボス加工によって形成されている。こ
のように、ヘッダの領域は、エンボス加工によりピット
が形成されたプリフォーマットされた領域である。

【００３３】図３Ｃは、ＡＬＰＣ、ギャップエリアを拡
大して示す。ギャップには、ピットが形成されない。最
初のギャップフィールド（５バイト）は、プリフォーマ
ットされたヘッダの後の最初のフィールドであり、これ
によって、ヘッダの読取りを完了した後の処理に装置が
要する時間が確保される。２番目のギャップフィールド
（２バイト）は、後のＶＦＯ₃ の位置のずれを許容する
ためのものである。

【００３４】ＡＬＰＣ、ギャップエリアには、５バイト
のフラグフィールドが記録される。フラグフィールド
は、セクタのデータが記録される時に、連続した２Ｔパ
ターンが記録される。ＡＬＰＣ(Auto Laser Power Cont
rol)フィールドは、記録時のレーザパワーをテストする
ために設けられている。シンクフィールド（４バイト）
は、続くデータフィールドのためのバイト同期を装置が
得るために設けられており、所定のビットパターンを有
する。

【００３５】データフィールドは、ユーザデータを記録
するために設けられる。上述した６７０バイトのデータ
フィールドには、５１２バイトのユーザデータと、１４
４バイトのエラー検出、訂正用のパリティ等と、１２バ
イトのセクタ書込みフラグと、２バイト（ＦＦ）とから
なる。また、１２７８バイトのデータフィールドの場合
には、１０２４バイトのユーザデータと、２４２バイト
のエラー検出、訂正用のパリティ等と、１２バイトのセ
クタ書込みフラグとからなる。セクタの最後のバッファ
フィールドは、電気的、あるいは機械的な誤差に対する
許容範囲として使用される。

【００３６】上述したセクタフォーマットの例におい
て、ヘッダは、エンボス加工によりピットが形成された
エリアである。また、ＡＬＰＣ、ギャップエリアは、再
生時には、使用されないエリアである。さらに、ＶＦＯ
₃ 、シンクフィールドおよびデータフィールドは、光磁
気記録されたデータのエリアである。

【００３７】〔４値４状態ビタビ復号方法の概要〕以
下、ビタビ復号器１３によって行われるビタビ復号方法
について説明する。上述したように、ユーザデータは、
様々な符号化方法によって記録データとしての符号語に
変換される。符号化方法は、記録媒体の性質および記録
／再生方法等に応じて適切なものが採用される。光磁気
ディスク装置においては、ブロック符号化において、Ru
n Lengthすなわち'1' と'1' の間の'0' の数を制限する
ＲＬＬ（Run Length Limited）符号化方法が用いられる
ことが多い。従来から幾つかのＲＬＬ符号化方法が用い
られている。一般に、'1' と'1' の間の'0' の数を最小
でｄ個、最大でｋ個とするｍ／ｎブロック符号をＲＬＬ
（ｄ，ｋ；ｍ，ｎ）符号と称する。

【００３８】例えば、２／３ブロック符号において、'
1' と'1' の間の'0' の数を最小で１個、最大で７個と
するブロック符号化方法は、ＲＬＬ（１，７；２，３）
符号である。一般にＲＬＬ（１，７；２，３）符号をＲ
ＬＬ（１，７）符号と称することが多いので、以下の説
明においても単にＲＬＬ（１，７）符号と表記した場合
には、ＲＬＬ（１，７；２，３）符号を指すことにす
る。

【００３９】このようなＲＬＬ符号化方法と、上述した
マークエッジ記録方法との組合わせによって記録された
データから再生される再生信号を復号するために、ビタ
ビ復号方法を用いることができる。

【００４０】このようなＲＬＬ符号化方法は、記録密度
の向上、および再生動作の安定性の確保という２つの観
点から、符号化方法に要求される条件に対応できるもの
である。まず、上述したように、マークエッジ記録方法
は、記録データに基づいて後述するように生成されるプ
リコード出力における'1' を各ピットのエッジによって
表現される極性の反転に対応させるものなので、'1'
と'1' の間の'0' の数を多くする程、各ピット１個当た
りに記録されるビット数を大きくすることができる。従
って、記録密度を大きくすることができる。

【００４１】一方、再生系の動作タイミングを合わせる
ために必要なリードクロックＤＣＫは、上述したよう
に、再生信号に基づいてＰＬＬ部１４によって生成され
る。このため、記録データにおいて'1' と'1' の間の'
0' の数を多くすると、再生動作の際にＰＬＬ部の動作
が不安定となるので、再生動作全体が不安定なものとな
る。

【００４２】これら２つの条件を考慮すると、'1' と'
1' の間の'0' の数は、多過ぎたり、少な過ぎたりしな
い、適切な範囲内に設定される必要がある。このよう
な、記録データ中の'0' の数の設定に関して、ＲＬＬ符
号化方法が有効となる。

【００４３】ところで、図４に示すように、上述したＲ
ＬＬ（１，７）符号化方法とマークエッジ記録方法の組
み合わせにおいては、記録データに基づいて生成される
プリコード出力中の'1' と'1' の間に最低１個の'0' が
含まれるので、最小反転幅が２となる。このような、最
小反転幅が２となる符号化方法が用いられる場合に、符
号間干渉およびノイズ等の影響を受けている再生信号か
ら記録データを復号する方法として、後述するように、
４値４状態ビタビ復号方法を適用することができる。

【００４４】上述したように、再生信号には、フィルタ
部１１によって波形等化処理がなされる。ビタビ復号方
法の前段としてなされるこのような波形等化処理には、
符号間干渉を積極的に利用するパーシャルレスポンス方
法が用いられる。この際に用いられる波形等化特性は、
一般に（１＋Ｄ）ⁿ で表されるパーシャルレスポンス特
性の内から、記録／再生系の線記録密度およびＭＴＦ
（Modulation TransferFunction）を考慮して決められ
る。上述したＲＬＬ（１，７）符号化方法とマークエッ
ジ記録方法の組み合わせによって記録されたデータに対
して、ＰＲ（１，２，１）を用いる波形等化処理は、４
値４状態ビタビ復号方法の前段となる。

【００４５】一方、マークエッジ記録方法においては、
光磁気ディスク媒体等に対する実際の記録に先立って、
上述のＲＬＬ符号化等によって符号化された記録データ
に基づくプリコードが行われる。各時点ｋにおける記録
データ列をａ〔ｋ〕、これに基づくプリコード出力をｂ
〔ｋ〕とすると、プリコードは、以下のように行われ
る。

【００４６】 ｂ〔ｋ〕＝ｍｏｄ２｛ａ〔ｋ〕＋ｂ〔ｋ−１〕｝ （１） このようなプリコード出力ｂ〔ｋ〕が実際に光磁気ディ
スク媒体等に記録される。一方、フィルタ部１１中の波
形等化器によってなされる、波形等化特性ＰＲ（１，
２，１）での波形等化処理について説明する。但し、以
下の説明においては、信号の振幅を規格化せずに、波形
等化特性をＰＲ（Ｂ，２Ａ，Ｂ）とする。また、ノイズ
を考慮しない場合の再生信号の値をｃ〔ｋ〕と表記す
る。さらに、ノイズを含む実際の再生信号（すなわち、
記録媒体から再生された再生信号）をｚ〔ｋ〕と表記す
る。

【００４７】ＰＲ（Ｂ，２Ａ，Ｂ）は、ある時点ｋにお
ける再生信号の値に対して、時点ｋにおける振幅の寄与
が振幅値の２Ａ倍とされ、さらに前後の時点ｋ−１およ
びｋ＋１における振幅の寄与が各々の時点での信号の振
幅のＢ倍とされるものである。従って、再生信号の値の
最大値は、時点ｋ−１、ｋ、ｋ＋１において何れもパル
スが検出される場合である。このような場合には、再生
信号の値の最大値は、以下のようになる。

【００４８】Ｂ＋２Ａ＋Ｂ＝２Ａ＋２Ｂ また、再生信号の値の最小値は０となる。但し、実際の
取り扱いにおいては、ｃ〔ｋ〕として、ＤＣ成分のＡ＋
Ｂを差し引いた以下のようなものが用いられる。

【００４９】 ｃ〔ｋ〕＝Ｂ×ｂ〔ｋ−２〕＋２Ａ×ｂ〔ｋ−１〕＋Ｂ×ｂ〔ｋ〕 −Ａ−Ｂ （２） 従って、ノイズを考慮しない場合の再生信号ｃ〔ｋ〕
は、Ａ＋Ｂ，Ａ，−Ａ，−Ａ−Ｂの内の何れかの値をと
ることになる。一般に、再生信号の性質を示す方法の１
つとして、例えば５個の時点を単位として、再生信号を
多数重ね合わせたものをアイパターンと称する。この発
明を適用することができる光磁気ディスク装置におい
て、ＰＲ（Ｂ，２Ａ，Ｂ）の下で波形等化処理された実
際の再生信号ｚ〔ｋ〕についてのアイパターンの一例を
図５に示す。図５から各時点における再生信号ｚ〔ｋ〕
の値は、ノイズによるばらつきを有するが、ほぼ、Ａ＋
Ｂ，Ａ，−Ａ，−Ａ−Ｂの内の何れかになることが確認
できる。後述するように、Ａ＋Ｂ，Ａ，−Ａ，−Ａ−Ｂ
の値は、識別点として用いられる。

【００５０】上述したような波形等化処理がなされた再
生信号を復号する、ビタビ復号方法の概略は、次のよう
なものである。ステップ符号化方法および記録媒体に
対する記録方法に基づいて、生じ得る全ての状態を特定
する。ステップある時点における各状態を起点とし
て、次の時点において生じ得る全ての状態遷移と、各状
態遷移が生じる時の記録データａ〔ｋ〕および再生信号
の値ｃ〔ｋ〕を特定する。

【００５１】ステップおよびの結果として特定され
た全ての状態および状態遷移と、各状態遷移が生じる時
の〔記録データの値ａ〔ｋ〕／再生信号の値ｃ〔ｋ〕〕
を図の形式で表現したものを状態遷移図と称する。後述
するように、４値４状態ビタビ復号方法における状態遷
移図は、図７に示すようなものである。そして、この状
態遷移図に基づく復号動作を行うように、ビタビ復号器
１３が構成される。

【００５２】さらに、ステップ上述したように、状態
遷移図を前提として、記録媒体から各時点ｋにおいて再
生される再生信号ｚ〔ｋ〕に基づく最尤な状態遷移が選
択される。但し、上述したように、ｚ〔ｋ〕は、ビタビ
復号器１３に供給される前段において波形等化されたも
のである。このような最尤な状態遷移の選択がなされる
毎に、選択された状態遷移に対応して、状態遷移図に記
載された記録データａ〔ｋ〕の値を復号値とすることに
よって、記録データに対する最尤復号値系列としての復
号データａ' 〔ｋ〕を得ることができる。

【００５３】但し、各時点ｋにおける復号データ値か
ら、最尤復号値系列とするための構成は、後述するビタ
ビ復号器１３中のＰＭＵ２３である。従って、上述した
ように、復号データ列ａ' 〔ｋ〕は、復号エラーが無い
場合には、記録データ列ａ〔ｋ〕と一致する。上述のス
テップ〜ステップについて、以下に詳細に説明す
る。

【００５４】上述のステップについて説明する。ま
ず、ここで用いられる状態として、ある時点ｋにおける
状態を、時点ｋおよびそれ以前のプリコード出力を用い
て次のように定義する。すなわち、ｎ＝ｂ〔ｋ〕、ｍ＝
ｂ〔ｋ−１〕、ｌ＝ｂ〔ｋ−２〕の時の状態をＳnml と
定義する。このような定義によって、２³ ＝８個の状態
があると考えられるが、上述したように、実際に生じ得
る状態は、符号化方法等に基づいて制限される。

【００５５】ＲＬＬ（１，７）符号として符号化された
記録データ列ａ〔ｋ〕においては、'1' と'1' の間に最
低１個の'0' が含まれるので、２個以上の'1' が連続す
ることが無い。記録データ列ａ〔ｋ〕に課されるこのよ
うな条件に基づいてプリコード出力ｂ〔ｋ〕について一
定の条件が課され、その結果として生じ得る状態に制限
が加えられる。

【００５６】このような制限について具体的に説明す
る。上述したようにＲＬＬ（１，７）符号化によって生
成される記録データ列中に、２個以上の'1' が連続する
もの、すなわち以下のものはあり得ない。

【００５７】 ａ〔ｋ〕＝１，ａ〔ｋ−１〕＝１，ａ〔ｋ−２〕＝１ （３） ａ〔ｋ〕＝１，ａ〔ｋ−１〕＝１，ａ〔ｋ−２〕＝０ （４） ａ〔ｋ〕＝０，ａ〔ｋ−１〕＝１，ａ〔ｋ−２〕＝１ （５） 記録データ列に課されるこのような条件に基づいて、上
述の（１）式に従ってｂ〔ｋ〕について課される条件に
ついて検討すると、Ｓ０１０およびＳ１０１の２個の状
態は生じ得ないことがわかる。従って、生じ得る状態
は、２³ −２＝６個である。

【００５８】次に、ステップについて説明する。ある
時点ｊにおける状態を起点として、次の時点ｊ＋１にお
いて生じ得る状態を求めるためには、時点ｊ＋１におけ
る記録データの値ａ〔ｊ＋１〕が１となる場合、および
０となる場合に分けて調べる必要がある。

【００５９】ここでは、時点ｊにおける状態がＳ０００
である場合を例として説明する。上述の（１）式に従っ
て、Ｓ０００すなわちｎ＝ｂ〔ｊ〕＝０，ｌ＝ｂ〔ｊ−
１〕＝０，ｍ＝ｂ〔ｊ−２〕＝０とプリコードされる記
録データは、以下の（７）である。

【００６０】 ａ〔ｊ〕＝０、ａ〔ｊ−１〕＝０、ａ〔ｊ−２〕＝０ （７） 〔ａ〔ｊ＋１〕＝'1' の時〕 この時、ｂ〔ｊ＋１〕が（１）式に従って以下のように
計算される。

【００６１】 ｂ〔ｊ＋１〕＝ｍｏｄ２｛ａ〔ｊ＋１〕＋ｂ〔ｊ〕｝ ＝ｍｏｄ２｛ １ ＋ ０ ｝ ＝１ （８） 次の時点ｊ＋１での状態Ｓnlm については、ｎ＝ｂ〔ｊ
＋１〕，ｌ＝ｂ〔ｊ〕，ｍ＝ｂ〔ｊ−１〕である。そし
て、（８）からｂ〔ｊ＋１〕＝１であり、また、ｂ
〔ｊ〕＝０，ｂ〔ｊ−１〕＝０なので、次の時点ｊ＋１
における状態は、Ｓ１００である。従って、ａ〔ｊ＋
１〕＝'1' の場合には、Ｓ０００→Ｓ１００という遷移
が生じることが特定できる。

【００６２】また、再生信号ｃ〔ｊ＋１〕の値は、上述
の（２）式に従って、次のように計算される。

【００６３】 ｃ〔ｊ＋１〕＝｛Ｂ×ｂ〔ｊ＋１〕＋２Ａ×ｂ〔ｊ〕＋Ｂ×ｂ〔ｊ−１〕｝ −Ａ−Ｂ ＝｛Ｂ×１＋２Ａ×０＋Ｂ×０｝−Ａ−Ｂ ＝−Ａ （９） 以上のことから、時点ｊで状態Ｓ０００である場合にお
いて、新たな再生信号値ｃ〔ｊ＋１〕の値が誤差の範囲
内で−Ａである時には、状態遷移Ｓ０００→Ｓ１００が
生じ、復号データ値として、ａ〔ｊ＋１〕の値'1' が得
られることがわかる。

【００６４】〔ａ〔ｊ＋１〕＝'0' の時〕 この時、（１）式に従って、ｂ〔ｊ＋１〕が以下のよう
に計算される。

【００６５】 ｂ〔ｊ＋１〕＝ｍｏｄ２｛ａ〔ｊ＋１〕＋ｂ〔ｊ〕｝ ＝ｍｏｄ２｛ ０ ＋ ０｝ ＝０ （１０） 次の時点ｊ＋１での状態Ｓnlm については、ｎ＝ｂ〔ｊ
＋１〕，ｌ＝ｂ〔ｊ〕，ｍ＝ｂ〔ｊ−１〕である。そし
て、（１０）からｂ〔ｊ＋１〕＝０であり、また、ｂ
〔ｊ〕＝０，ｂ〔ｊ−１〕＝０なので、次の時点ｊ＋１
における状態は、Ｓ０００である。従って、ａ〔ｊ＋
１〕＝'0' の場合には、Ｓ０００→Ｓ１００という遷移
が生じることが特定できる。

【００６６】また、再生信号ｃ〔ｊ＋１〕の値は、上述
の（２）式に従って、次のように計算される。

【００６７】 ｃ〔ｊ＋１〕＝｛Ｂ×ｂ〔ｊ＋１〕＋２Ａ×ｂ〔ｊ〕＋Ｂ×ｂ〔ｊ−１〕｝ −Ａ−Ｂ ＝｛Ｂ×０＋２Ａ×０＋Ｂ×０｝−Ａ−Ｂ ＝−Ａ−Ｂ （１１） 以上のことから、時点ｊで状態Ｓ０００である場合にお
いて、新たな再生信号値ｃ〔ｊ＋１〕の値が誤差の範囲
内で−Ａ−Ｂである時には、状態遷移Ｓ０００→Ｓ００
０が生じ、復号データ値として、ａ〔ｊ＋１〕の値'0'
が得られることがわかる。

【００６８】このようにして、時点ｊにおけるＳ０００
以外の各状態についても、それらを起点として次の時点
ｊ＋１において生じ得る状態遷移と、そのような各状態
遷移が生じる時の記録データ値ａ〔ｊ＋１〕および再生
信号値ｃ〔ｊ＋１〕との対応を求めることができる。

【００６９】上述したようにして、各状態について、そ
れらを起点として生じ得る状態遷移と、各状態遷移が生
じる時の記録データの値および再生信号の値との対応を
求め、図の形式に表したものが図６である。上述の時点
ｊおよびｊ＋１は、特別の時点ではない。従って、上述
したようにして求まる、生じ得る状態遷移とそれらに伴
う記録データの値および再生信号の値との対応は、任意
の時点において適用することができる。このため、図６
においては、任意の時点ｋにおいて生じる状態遷移に伴
う記録データの値をａ〔ｋ〕と表記し、再生信号の値を
ｃ〔ｋ〕と表記する。

【００７０】図６において、状態遷移は、矢印によって
表される。また、各矢印に付した符号が〔記録データ値
ａ〔ｋ〕／再生信号値ｃ〔ｋ〕〕を示している。状態Ｓ
０００、Ｓ００１、Ｓ１１１およびＳ１１０を起点とす
る状態遷移は、２通り有るのに対して、状態Ｓ０１１お
よびＳ１００を起点として生じ得る遷移は１通りのみで
ある。

【００７１】さらに、図６においてＳ０００とＳ００１
は、何れもａ〔ｋ〕＝１に対しては、ｃ〔ｋ〕＝−Ａと
いう値を取り、Ｓ１００に遷移している。一方、ａ
〔ｋ〕＝０に対しては、ｃ〔ｋ〕＝−Ａ−Ｂという値を
取り、Ｓ０００に遷移している。また、Ｓ１１１とＳ１
１０も同様に、同じａ〔ｋ＋１〕の値について同じｃ
〔ｋ＋１〕の値を取り、且つ、同じ状態に遷移してい
る。従って、Ｓ０００とＳ００１をまとめてＳ０と表現
し、Ｓ１１１とＳ１１０をまとめてＳ２と表現すること
ができる。さらに、Ｓ０１１をＳ３とし、Ｓ１００をＳ
１と表現することにして、整理したものが図７である。

【００７２】上述したように、図７が４値４状態ビタビ
復号方法に用いられる状態遷移図である。図７中には、
Ｓ０〜Ｓ３の４個の状態、および再生信号ｃ〔ｋ＋１〕
の値としての−Ａ−Ｂ，−Ａ，Ａ，Ａ＋Ｂの４個の値が
示されている。状態Ｓ０およびＳ２を起点とする状態遷
移は、２通り有るのに対して、状態Ｓ１およびＳ３を起
点とする状態遷移は、１通りのみである。

【００７３】一方、状態遷移を時間に沿って表現する形
式として、図８に示すようなトレリス線図が用いられ
る。図８では、２個の時点間の遷移を示しているが、さ
らに多数の時点間の遷移を示すこともできる。時間経過
に伴い、順次右の時点に遷移していく様子が表現され
る。従って、水平な矢印は、例えばＳ０→Ｓ０等の同じ
状態への遷移を表し、斜めの矢印は、例えばＳ１→Ｓ２
等の異なる状態への遷移を表すことになる。

【００７４】上述したビタビ復号方法のステップ、す
なわち図７に示した状態遷移図を前提として、ノイズを
含む実際の再生信号ｚ〔ｋ〕から最尤な状態遷移を選択
する方法について以下に説明する。

【００７５】最尤な状態遷移を選択するためには、ま
ず、ある時点ｋにおける状態について、その状態に至る
過程において経由してきた複数時点間の状態遷移の尤度
の和を計算し、さらに、計算された尤度の和を比較し
て、最尤の復号系列を選択することが必要である。この
ような尤度の和をパスメトリックと称する。

【００７６】パスメトリックを計算するためには、ま
ず、隣接する時点間の状態遷移の尤度を計算することが
必要となる。このような尤度の計算は、上述の状態遷移
図を参照して、再生信号ｚ〔ｋ〕の値に基づいて以下の
ようになされる。まず、一般的な説明として、時点ｋ−
１において、状態Ｓａである場合について考える。この
時、ビタビ復号器３１に再生信号ｚ〔ｋ〕が入力された
場合に、状態Ｓｂへの状態遷移が生じる尤度が次式に従
って計算される。但し、状態Ｓａおよび状態Ｓｂは、図
７の状態遷移図に記載されている４個の状態の何れかと
する。

【００７７】 （ｚ〔ｋ〕−ｃ（Ｓａ，Ｓｂ））² （１２） 上式において、ｃ（Ｓａ，Ｓｂ）は、状態Ｓａから状態
Ｓｂへの状態遷移について、図７の状態遷移図に記載さ
れている再生信号の値である。すなわち、上述の図７に
おいて、例えば状態遷移Ｓ０→Ｓ１について、−Ａと算
出されている値である。従って、式（１２）は、ノイズ
を含む実際の再生信号ｚ〔ｋ〕の値と、ノイズを考慮せ
ずに計算された再生信号ｃ（Ｓａ，Ｓｂ）の値の間のユ
ークリッド距離となる。ある時点におけるパスメトリッ
クは、その時点に至るまでのこのような隣接時点間の状
態遷移の尤度の総和として定義される。

【００７８】ところで、時点ｋにおいて状態Ｓａである
場合を考える。この場合に、時点ｋ−１において状態Ｓ
ａに遷移し得る状態をＳｐとすれば、パスメトリックＬ
（Ｓａ，ｋ）は、時点ｋ−１におけるパスメトリックを
用いて次式のように計算される。

【００７９】 Ｌ（Ｓａ，ｋ） ＝Ｌ（Ｓｐ，ｋ−１）＋（ｚ〔ｋ〕−ｃ（Ｓｐ，Ｓａ））² （１３） すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓｐに至った場合の
パスメトリックＬ（Ｓｐ，ｋ−１）と、時点ｋ−１と時
点ｋの間で生じるＳｐ→Ｓａなる状態遷移の尤度（ｚ
〔ｋ〕−ｃ（Ｓｐ，Ｓａ））² とを加算することによっ
て、パスメトリックＬ（Ｓａ，ｋ）が計算される。この
（ｚ〔ｋ〕−ｃ（Ｓｐ，Ｓａ））² のような、最新の状
態遷移の尤度は、ブランチメトリックと称される。但
し、ここでのブランチメトリックは、後述するビタビ復
号器１３中のブランチメトリック計算回路（ＢＭＣ）２
０によって計算されるブランチメトリック、すなわち、
規格化メトリックに対応するブランチメトリックとは、
別のものであることに注意が必要である。

【００８０】また、時点ｋにおいて状態Ｓａである場合
に、時点ｋ−１において状態Ｓａに遷移し得る状態が複
数個存在することがある。図７においては、状態Ｓ０お
よびＳ２がこのような場合である。すなわち時点ｋにお
いて状態Ｓ０である場合に、時点ｋ−１において状態Ｓ
０に遷移し得る状態は、Ｓ０とＳ３の２個である。ま
た、時点ｋにおいて状態Ｓ２である場合に、時点ｋ−１
において状態Ｓ２に遷移し得る状態は、Ｓ１とＳ２の２
個である。一般的な説明として、時点ｋにおいて状態Ｓ
ａであり、且つ、時点ｋ−１において状態Ｓａに遷移し
得る状態がＳｐおよびＳｑの２個である場合に、パスメ
トリックＬ（Ｓａ，ｋ）は、次式のように計算される。

【００８１】 Ｌ（Ｓａ，ｋ） ＝ｍｉｎ｛Ｌ（Ｓｐ，ｋ−１）＋（ｚ〔ｋ〕−ｃ（Ｓｐ，Ｓａ））² ， Ｌ（Ｓｑ，ｋ−１）＋（ｚ〔ｋ〕−ｃ（Ｓｑ，Ｓａ））² ｝(14) すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓｐであり、Ｓｐ→
Ｓａなる状態遷移によって状態Ｓａに至った場合と、時
点ｋ−１において状態Ｓｑであり、Ｓｑ→Ｓａなる状態
遷移によって状態Ｓａに至った場合の各々について、尤
度の和を計算する。そして、各々の計算値を比較し、よ
り小さい値を時点ｋにおける状態Ｓａに関するパスメト
リックＬ（Ｓａ，ｋ）とする。

【００８２】このようなパスメトリックの計算を、図７
を用いて上述した４値４状態について具体的に適用する
と、時点ｋにおける各状態Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２およびＳ３
についてのパスメトリックＬ（０，ｋ），Ｌ（１，
ｋ），Ｌ（２，ｋ）およびＬ（３，ｋ）は、時点ｋ−１
における各状態Ｓ０〜Ｓ３についてのパスメトリックＬ
（０，ｋ−１）〜Ｌ（３，ｋ−１）を用いて以下のよう
に計算できる。

【００８３】 Ｌ（０，ｋ）＝ｍｉｎ｛Ｌ（０，ｋ−１）＋（ｚ〔ｋ〕＋Ａ＋Ｂ）² ， Ｌ（３，ｋ−１）＋（ｚ〔ｋ〕＋Ａ）² ｝ (15) Ｌ（１，ｋ）＝Ｌ（０，ｋ−１）＋（ｚ〔ｋ〕＋Ａ）² （１
６） Ｌ（２，ｋ）＝ｍｉｎ｛Ｌ（２，ｋ−１）＋（ｚ〔ｋ〕−Ａ−Ｂ）^２ Ｌ（１，ｋ−１）＋（ｚ〔ｋ〕−Ａ）² ｝ (17) Ｌ（３，ｋ）＝Ｌ（２，ｋ−１）＋（ｚ〔ｋ〕−Ａ）² (18) 上述したように、このようにして計算されるパスメトリ
ックの値を比較して、最尤な状態遷移が選択されれば良
い。ところで、最尤な状態遷移を選択するためには、パ
スメトリックの値そのものを計算しなくても、パスメト
リックの値の比較ができれば良い。そこで、実際の４値
４状態ビタビ復号方法においては、パスメトリックの代
わりに以下に定義するような規格化パスメトリックを用
いることにより、各時点ｋにおけるｚ〔ｋ〕に基づく計
算を容易なものとするようになされる。

【００８４】 ｍ（ｉ，ｋ） ＝〔Ｌ（ｉ，ｋ）−ｚ〔ｋ〕² −（Ａ＋Ｂ）² 〕／２／（Ａ＋Ｂ）（１９） 式（１９）をＳ０〜Ｓ３の各状態に適用すると、具体的
な規格化パスメトリックは、以下のように２乗計算を含
まないものとなる。このため、後述する、加算、比較、
選択回路（ＡＣＳ）２１における計算を容易なものとす
ることができる。

【００８５】 ｍ（０，ｋ）＝ｍｉｎ｛ｍ（０，ｋ−１）＋ｚ〔ｋ〕， ｍ（３，ｋ−１）＋α×ｚ〔ｋ〕−β｝ （２０） ｍ（１，ｋ）＝ｍ（０，ｋ−１）＋α×ｚ〔ｋ〕−β （２１） ｍ（２，ｋ）＝ｍｉｎ｛ｍ（２，ｋ−１）−ｚ〔ｋ〕， ｍ（１，ｋ−１）−α×ｚ〔ｋ〕−β｝ （２２） ｍ（３，ｋ）＝ｍ（２，ｋ−１）＋α×ｚ〔ｋ〕−β （２３） 但し、式（２０）〜（２３）中のαおよびβは、以下の
ようなものである。

【００８６】 α＝Ａ／（Ａ＋Ｂ） （２４） β＝Ｂ×（Ｂ＋２×Ａ）／２／（Ａ＋Ｂ） （２５） このような規格化パスメトリックに基づく４値４状態ビ
タビ復号方法における状態遷移の条件について図９に示
す。上述の４個の規格化パスメトリックの内に、２個か
ら１個を選択する式が２つあるので、２×２＝４通りの
条件がある。

【００８７】〔４値４状態ビタビ復号器の概要〕上述し
た４値４状態ビタビ復号方法を実現するビタビ復号器１
３について以下に説明する。図１０にビタビ復号器１３
の全体構成を示す。ビタビ復号器１３は、ブランチメト
リック計算回路（以下、ＢＭＣと表記する）２０、加
算、比較および選択回路（以下、ＡＣＳと表記する）２
１、圧縮およびラッチ回路２２およびパスメモリユニッ
ト（以下、ＰＭＵと表記する）２３から構成される。こ
れらの各構成要素に対して上述のリードクロックＤＣＫ
（以下の説明においては、単にクロックと表記する）が
供給されることにより、ビタビ復号器１３全体の動作タ
イミングが合わされる。以下、各構成要素について説明
する。

【００８８】ＢＭＣ２０は、入力される再生信号ｚ
〔ｋ〕に基づいて、規格化パスメトリックに対応するブ
ランチメトリックの値ＢＭ０，ＢＭ１，ＢＭ２およびＢ
Ｍ３を計算する。ＢＭ０〜ＢＭ３は、上述の式（２０）
〜（２３）の規格化パスメトリックを計算するために必
要とされる、以下のようなものである。

【００８９】 ＢＭ０＝ｚ（ｋ） （２６） ＢＭ１＝α×ｚ〔ｋ〕−β （２７） ＢＭ２＝−ｚ（ｋ） （２８） ＢＭ３＝−α×ｚ〔ｋ〕−β （２９） この計算に必要なαおよびβは、上述の式（２４）およ
び（２５）に従ってＢＭＣ２０によって計算される基準
値である。かかる計算は、例えば再生信号ｚ〔ｋ〕に基
づくエンベロープ検出等の方法で検出され、ＢＭＣ２０
に供給される識別点−Ａ−Ｂ，−Ａ，ＡおよびＡ＋Ｂの
値に基づいてなされる。

【００９０】ＢＭ０〜ＢＭ３の値は、ＡＣＳ２１に供給
される。一方、ＡＣＳ２１は、後述するような圧縮およ
びラッチ回路２２から、１クロック前の規格化パスメト
リックの値（但し、後述するように圧縮のなされたも
の）Ｍ０，Ｍ１，Ｍ２およびＭ３を供給される。そし
て、Ｍ０〜Ｍ３と、ＢＭ０〜ＢＭ３とを加算して、後述
するようにして、最新の規格化パスメトリックの値Ｌ
０，Ｌ１，Ｌ２およびＬ３を計算する。Ｍ０〜Ｍ３が圧
縮のなされたものであるため、Ｌ０〜Ｌ３を計算する際
のオーバーフローを避けることができる。

【００９１】さらに、ＡＣＳ２１は、最新の規格化パス
メトリックの値Ｌ０〜Ｌ３に基づいて、後述するよう
に、最尤な状態遷移を選択し、また、選択結果に対応し
て、パスメモリ２３に供給される選択信号ＳＥＬ０およ
びＳＥＬ２を'High'または'Low' とする。

【００９２】また、ＡＣＳ２１は、Ｌ０〜Ｌ３を圧縮お
よびラッチ回路２２に供給する。圧縮およびラッチ回路
２２は、供給されるＬ０〜Ｌ３を圧縮した後にラッチす
る。その後、１クロック前の規格化パスメトリックＭ０
〜Ｍ３としてＡＣＳ２１に供給する。

【００９３】この際の圧縮の方法としては、例えば以下
に示すように、最新の規格化パスメトリックＬ０〜Ｌ３
から、そのうちの１個、例えばＬ０を一律に差し引く等
の方法が用いられる。

【００９４】Ｍ０＝Ｌ０−Ｌ０ （３０） Ｍ１＝Ｌ１−Ｌ０ （３１） Ｍ２＝Ｌ２−Ｌ０ （３２） Ｍ３＝Ｌ３−Ｌ０ （３３） この結果として、Ｍ０が常に０の値をとることになる
が、以下の説明においては、一般性を損なわないため
に、このままＭ０と表記する。式（３０）〜（３３）に
よって計算されるＭ０〜Ｍ３の値の差は、Ｌ０〜Ｌ３の
値の差と等しいものとなる。上述したように、最尤な状
態遷移の選択においては、規格化パスメトリック間の値
の差のみが問題となる。従って、このような圧縮方法
は、最尤な状態遷移の選択結果に影響せずに規格化パス
メトリックの値を圧縮し、オーバーフローを防止する方
法として有効である。このように、ＡＣＳ２１と圧縮お
よびラッチ回路２２は、規格化パスメトリックの計算に
関するループを構成する。

【００９５】上述のＡＣＳ２１について、図１１を参照
してより詳細に説明する。ＡＣＳ２１は、６個の加算器
５１、５２、５３、５４、５６、５８および２個の比較
器５５、５７から構成される。一方、上述したようにＡ
ＣＳ２１には、１クロック前の圧縮された規格化パスメ
トリックの値Ｍ０〜Ｍ３および規格化パスメトリックに
対応するブランチメトリックの値ＢＭ０〜ＢＭ３が供給
される。

【００９６】加算器５１には、Ｍ０およびＢＭ０が供給
される。加算器５１は、これらを加算して以下のような
Ｌ００を算出する。

【００９７】Ｌ００＝Ｍ０＋ＢＭ０ （３４） 上述したように、Ｍ０は、時点ｋ−１において状態Ｓ０
に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応す
る圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ
０は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基
づいて上述の（２６）式に従って計算されるもの、すな
わちｚ〔ｋ〕の値そのものである。従って、式（３４）
の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式
（２０）中のｍ（０，ｋ−１）＋ｚ〔ｋ〕の値を計算し
たものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ０
であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ０→Ｓ０によって最
終的に状態遷移Ｓ０に至った場合に対応する計算値であ
る。

【００９８】一方、加算器５２には、Ｍ３およびＢＭ１
が供給される。加算器５１は、これらを加算して以下の
ようなＬ３０を算出する。

【００９９】Ｌ３０＝Ｍ３＋ＢＭ１ （３５） 上述したように、Ｍ３は、時点ｋ−１において状態Ｓ３
に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応す
る、圧縮された規格化パスメトリックである。また、Ｂ
Ｍ１は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に
基づいて上述の（２７）式に従って計算されるもの、す
なわちα×ｚ〔ｋ〕−βである。従って、式（３５）の
値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２
０）中のｍ（３，ｋ−１）＋α×ｚ〔ｋ〕−βの値を計
算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態
Ｓ３であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ３→Ｓ０によっ
て最終的に状態遷移Ｓ０に至った場合に対応する計算値
である。

【０１００】上述のＬ００およびＬ３０は、比較器５５
に供給される。比較器５５は、Ｌ００およびＬ３０の値
を比較し、小さい方を最新の規格化パスメトリックＬ０
とすると供に、選択結果に応じて、上述したように選択
信号ＳＥＬ０の極性を切替える。このような構成は、式
（２０）において、最小値が選択されることに対応する
ものである。すなわち、Ｌ００＜Ｌ３０の場合（この時
は、Ｓ０→Ｓ０が選択される）に、Ｌ００をＬ０として
出力し、且つ、ＳＥＬ０を例えば、'Low' とする。ま
た、Ｌ３０＜Ｌ００の場合（この時は、Ｓ３→Ｓ０が選
択される）には、Ｌ３０をＬ０として出力し、且つ、Ｓ
ＥＬ０を例えば'High'とする。ＳＥＬ０は、後述するよ
うに、状態Ｓ０に対応するＡ型パスメモリ２４に供給さ
れる。

【０１０１】このように、加算器５１、５２および比較
器５５は、上述の式（２０）に対応して、Ｓ０→Ｓ０と
Ｓ３→Ｓ０の内から、時点ｋにおける状態遷移として最
尤なものを選択する動作を行う。そして、選択結果に応
じて、最新の規格化パスメトリックＬ０および選択信号
ＳＥＬ０を出力する。

【０１０２】また、加算器５６には、Ｍ０およびＢＭ１
が供給される。加算器５１は、これらを加算して以下の
ようなＬ１を算出する。

【０１０３】Ｌ１＝Ｍ０＋ＢＭ１ （３６） 上述したように、Ｍ０は、時点ｋ−１において状態Ｓ０
に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応す
る圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ
１は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基
づいて上述の（２７）式に従って計算されるもの、すな
わちα×ｚ〔ｋ〕−βである。従って、式（３６）の値
は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２
１）の右辺ｍ（０，ｋ−１）＋α×ｚ〔ｋ〕−βの値を
計算したものとなる。

【０１０４】すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ０で
あり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ０→Ｓ１によって最終
的に状態遷移Ｓ１に至った場合に対応する計算値であ
る。式（２１）が値の選択を行わないことに対応して、
加算器５６の出力がそのまま最新の規格化パスメトリッ
クＬ１とされる。

【０１０５】加算器５３には、Ｍ２およびＢＭ２が供給
される。加算器５３は、これらを加算して以下のような
Ｌ２２を算出する。

【０１０６】Ｌ２２＝Ｍ２＋ＢＭ２ （３７） 上述したように、Ｍ２は、時点ｋ−１において状態Ｓ２
に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応す
る圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ
０は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基
づいて上述の（２８）式に従って計算されるもの、すな
わち−ｚ〔ｋ〕である。従って、式（３７）の値は、上
述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２２）中の
ｍ（２，ｋ−１）−ｚ〔ｋ〕の値を計算したものとな
る。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ２であり、時
点ｋにおける状態遷移Ｓ２→Ｓ２によって最終的に状態
遷移Ｓ２に至った場合に対応する計算値である。

【０１０７】一方、加算器５４には、Ｍ１およびＢＭ３
が供給される。加算器５３は、これらを加算して以下の
ようなＬ１２を算出する。

【０１０８】Ｌ１２＝Ｍ１＋ＢＭ３ （３８） 上述したように、Ｍ１は、時点ｋ−１において状態Ｓ１
に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応す
る圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ
３は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基
づいて上述の（２９）式に従って計算されるもの、すな
わち−α×ｚ〔ｋ〕−β である。従って、式（３８）
の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式
（２２）中のｍ（１，ｋ−１）−α×ｚ〔ｋ〕−βの値
を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において
状態Ｓ１であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ１→Ｓ２に
よって最終的に状態遷移Ｓ２に至った場合に対応する計
算値である。

【０１０９】上述のＬ２２およびＬ１２は、比較器５７
に供給される。比較器５７は、Ｌ２２およびＬ１２の値
を比較し、小さい方を最新の規格化パスメトリックＬ２
とすると共に、選択結果に応じて、上述したように選択
信号ＳＥＬ２の極性を切替える。このような構成は、式
（２２）において、最小値が選択されることに対応する
ものである。

【０１１０】すなわち、Ｌ２２＜Ｌ１２の場合（この時
は、Ｓ２→Ｓ２が選択される）に、Ｌ２２をＬ２として
出力し、且つ、ＳＥＬ２を例えば、'Low' とする。ま
た、Ｌ１２＜Ｌ２２の場合（この時は、Ｓ１→Ｓ２が選
択される）には、Ｌ１２をＬ２として出力し、且つ、Ｓ
ＥＬ２を例えば'High'とする。ＳＥＬ２は、後述するよ
うに、状態Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６に供給さ
れる。

【０１１１】このように、加算器５３、５４および比較
器５７は、上述の式（２２）に対応して、Ｓ１→Ｓ２と
Ｓ２→Ｓ２の内から、時点ｋにおける状態遷移として最
尤なものを選択する。そして、選択結果に応じて、最新
の規格化パスメトリックＬ２および選択信号ＳＥＬ２を
出力する。

【０１１２】また、加算器５８には、Ｍ２およびＢＭ３
が供給される。加算器５８は、これらを加算して以下の
ようなＬ３を算出する。

【０１１３】Ｌ３＝Ｍ２＋ＢＭ３ （３９） 上述したように、Ｍ２は、時点ｋ−１において状態Ｓ２
に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応す
る圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ
３は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基
づいて上述の（２９）式に従って計算されるもの、すな
わち−α×ｚ〔ｋ〕−βである。従って、式（３９）の
値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２
３）の右辺ｍ（２，ｋ−１）＋α×ｚ〔ｋ〕−βの値を
計算したものとなる。

【０１１４】すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ０で
あり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ２→Ｓ３によって最終
的に状態遷移Ｓ３に至った場合に対応する計算値であ
る。式（２３）が値の選択を行わないことに対応して、
加算器５８の出力がそのまま最新の規格化パスメトリッ
クＬ３とされる。

【０１１５】上述したようにして, ＡＣＳ２１が出力す
るＳＥＬ０およびＳＥＬ２に従って、パスメモリユニッ
ト（以下、ＰＭＵと表記する）２３が動作することによ
って、記録データａ〔ｋ〕に対する最尤復号系列として
の復号データａ’〔ｋ〕が生成される。ＰＭＵ２３は、
図７に示した４個の状態間の状態遷移に対応するため
に、２個のＡ型パスメモリおよび２個のＢ型パスメモリ
から構成される。

【０１１６】Ａ型パスメモリは、その状態に至る遷移と
して２つの遷移（すなわち、自分自身からの遷移と、他
の１個の状態からの遷移）を有し、且つ、その状態を起
点とする２つの遷移（すなわち、自分自身に至る遷移と
他の１個の状態に至る遷移）を有する状態に対応するた
めの構成とされる。従って、Ａ型パスメモリは、図７に
示した４個の状態の内、Ｓ０およびＳ２に対応するもの
である。

【０１１７】一方、Ｂ型パスメモリは、その状態に至る
遷移が１つのみであり、且つ、その状態を起点とする遷
移が１つのみである状態に対応するための構成とされ
る。従って、Ｂ型パスメモリは、図７に示した４個の状
態の内、Ｓ１およびＳ３に対応するものである。

【０１１８】これら２個のＡ型パスメモリおよび２個の
Ｂ型パスメモリが図７に示した状態遷移図に従う動作を
行うために、ＰＭＵ２３において、図１０に示すような
復号データの受渡しがなされるように構成される。すな
わち、Ａ型パスメモリ２４がＳ０に対応し、Ａ型パスメ
モリ２６がＳ２に対応する。また、Ｂ型パスメモリ２５
がＳ１に対応し、また、Ｂ型パスメモリ２７がＳ３に対
応する。

【０１１９】このように構成すれば、Ｓ０を起点として
生じ得る状態遷移がＳ０→Ｓ０およびＳ０→Ｓ１であ
り、Ｓ２を起点として生じ得る状態遷移がＳ２→Ｓ２お
よびＳ２→Ｓ３であることに合致する。また、Ｓ１を起
点として生じ得る状態遷移がＳ１→Ｓ２のみであり、Ｓ
３を起点として生じ得る状態遷移がＳ３→Ｓ０のみであ
ることにも合致する。

【０１２０】Ａ型パスメモリ２４について、その詳細な
構成を図１２に示す。Ａ型パスメモリ２４は、パスメモ
リ長に対応する個数のフリップフロップとセレクタを、
交互に接続したものである。図１０には、１４ビットの
デコードデータ長に対応する構成を示した。すなわち、
１４個のセレクタ３１₁ 〜３１₁₄および１５個のフリッ
プフロップ３０₀ 〜３０₁₄を有するものである。セレク
タ３１₁ 〜３１₁₄は、何れも２個のデータを受取り、そ
の内の１個を選択的に後段に供給するものである。ま
た、フリップフロップ３０₀ 〜３０₁₄にクロックが供給
されることにより、Ａ型パスメモリ２４全体の動作タイ
ミングが合わされる。

【０１２１】図７を用いて上述したように、状態Ｓ０に
至る遷移は、Ｓ０→Ｓ０すなわち自分自身から継承する
遷移、およびＳ３→Ｓ０である。このような状況に対応
する構成として、各セレクタは、前段のフリップフロッ
プから供給されるデータすなわちＳ０→Ｓ０に対応する
復号データと、状態Ｓ３に対応するＢ型パスメモリ２７
から供給されるデータすなわちＳ３→Ｓ０に対応する復
号データＰＭ３とを受取る。

【０１２２】さらに、各セレクタは、ＡＣＳ２１からＳ
ＥＬ０を供給される。そして、ＳＥＬ０の極性に応じ
て、供給される２個の復号データの内の一方を後段のフ
リップフロップに供給する。また、このようにして後段
のフリップフロップに供給される復号データは、状態Ｓ
１に対応するＢ型パスメモリ２５にもＰＭ０として供給
される。

【０１２３】すなわち、例えばセレクタ３１₁₄は、前段
のフリップフロップ３０₁₃から供給されるデータと、Ｂ
型パスメモリ２７から供給される１４ビットからなるＰ
Ｍ３の１４番目のビット位置のデータとを受取る。そし
て、これら２個のデータの内から以下のようにして選択
したデータを、後段のフリップフロップ３０₁₄に供給す
る。上述したようにＳＥＬ０は、選択結果に応じて、'L
ow' または'High'とされる。

【０１２４】ＳＥＬ０が例えば'Low' の時は、前段のフ
リップフロップ３０₁₃からのデータが選択されるように
なされる。また、ＳＥＬ０が例えば'High'の時は、ＰＭ
３の１４番目のビット位置のデータが選択されるように
なされる。選択されたデータは、後段のフリップフロッ
プ３０₁₄に供給され、また、ＰＭ０の１４番目のビット
位置のデータとして、状態Ｓ１に対応するＢ型パスメモ
リ２５に供給される。

【０１２５】Ａ型パスメモリ２４中の他のセレクタ３１
₁ 〜３１₁₃においても、ＳＥＬ０の極性に応じて、同様
な動作が行われる。従って、Ａ型パスメモリ２４全体と
しては、ＳＥＬ０が例えば'Low' の時は、Ａ型パスメモ
リ２４中で、各々のフリップフロップがその前段に位置
するフリップフロップのデータを継承するシリアルシフ
トを行う。また、ＳＥＬ０が例えば'High'の時は、Ｂ型
パスメモリ２７から供給される１４ビットからなる復号
データＰＭ３を継承するパラレルロードを行う。何れの
場合にも、継承される復号データは、Ｂ型パスメモリ２
５に１４ビットの復号データＰＭ０として供給される。

【０１２６】また、最初の処理段となるフリップフロッ
プ３０₀ には、クロックに同期して常に'0' が入力され
る。かかる動作は、Ｓ０に至る状態遷移Ｓ０→Ｓ０とＳ
２→Ｓ０の何れにおいても、図７に示すように、復号デ
ータが'0' なので、最新の復号データは、常に'0' とな
ることに対応している。

【０１２７】上述したように、Ｓ２に対応するＡ型パス
メモリ２６についても、構成自体は、Ａ型パスメモリ２
４と全く同様である。但し、ＡＣＳ２１から入力される
選択信号は、ＳＥＬ２である。また、図６に示すように
状態Ｓ２に至る遷移としては、Ｓ２→Ｓ２すなわち自分
自身から継承する遷移と、Ｓ１→Ｓ２とがある。このた
め、状態Ｓ１に対応するＢ型パスメモリ２５からＰＭ１
を供給される。さらに、状態Ｓ２を起点として生じ得る
状態がＳ２すなわち自分自身と、Ｓ３であることに対応
して、状態Ｓ３に対応するＢ型パスメモリ２７にＰＭ２
を供給する。

【０１２８】また、Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６
においても、最初の処理段となるフリップフロップに
は、クロックに同期して常に'0' が入力される。かかる
動作は、Ｓ２に至る状態遷移Ｓ２→Ｓ２とＳ１→Ｓ０の
何れにおいても、図７に示すように、復号データが'0'
なので、最新の復号データは、常に'0' となることに対
応している。

【０１２９】他方、Ｂ型パスメモリ２５について、その
詳細な構成を図１３に示す。Ｂ型パスメモリ２５は、パ
スメモリ長に対応する個数のフリップフロップを接続し
たものである。図１３には、１４ビットのデコードデー
タ長に対応する構成を示した。すなわち、１５個のフリ
ップフロップ３２₀ 〜３２₁₄を有するものである。フリ
ップフロップ３２₀ 〜３２₁₄にクロックが供給されるこ
とにより、Ｂ型パスメモリ２５全体の動作タイミングが
合わされる。

【０１３０】各フリップフロップ３２₁ 〜３２₁₄には、
状態Ｓ０に対応するＡ型パスメモリ２４から、１４ビッ
トの復号データがＰＭ０として供給される。例えば、フ
リップフロップ３２₁ には、ＰＭ０の１ビット目が供給
される。各フリップフロップ３２₁ 〜３２₁₄は、供給さ
れた値を１クロックの間保持する。そして、状態Ｓ２に
対応するＡ型パスメモリ２６に、１４ビットの復号デー
タＰＭ１として出力する。例えば、フリップフロップ３
２₁ は、ＰＭ１の２ビット目を出力する。

【０１３１】Ｂ型パスメモリ２５中の他のセレクタ３２
₁ 〜３２₁₃においても、同様な動作が行われる。従っ
て、Ｂ型パスメモリ２５全体としては、Ａ型パスメモリ
２４から供給される１４ビットからなる復号データＰＭ
０を受取り、またＡ型パスメモリ２６に１４ビットから
なる復号データＰＭ１を供給する。

【０１３２】また、フリップフロップ３２₀ には、クロ
ックに同期して常に'1' が入力される。かかる動作は、
図７に示したように、最新の状態遷移がＳ０→Ｓ１であ
る場合に復号データが'1' であることに対応している。

【０１３３】また、上述のように、状態Ｓ３に対応する
Ｂ型パスメモリ２７についても、Ｂ型パスメモリ２５と
全く同様な構成とされる。但し、図７に示すように状態
Ｓ３に至る遷移は、Ｓ２→Ｓ３なので、状態Ｓ２に対応
するＡ型パスメモリ２６からＰＭ２を供給される。さら
に、状態Ｓ３を起点として生じ得る状態がＳ０であるこ
とに対応して、状態Ｓ０に対応するＡ型パスメモリ２４
にＰＭ３を供給するようになされる。Ｂ型パスメモリ２
７においても、最初の処理段となるフリップフロップに
は、クロックに同期して常に'1' が入力される。かかる
動作は、図７に示したように、最新の状態遷移がＳ２→
Ｓ３である場合に復号データが'1' であることに対応し
ている。

【０１３４】上述したようにして、ＰＭＵ２３中の４個
のパスメモリは、各々復号データを生成する。このよう
にして生成される４個の復号データは、常に正確なビタ
ビ復号動作がなされる場合には、互いに一致することに
なる。ところで、実際のビタビ復号動作においては、４
個の復号データに不一致が生じることも起こり得る。こ
のような不一致は、再生信号に含まれるノイズの影響等
により、上述の識別点ＡおよびＢを検出する際に誤差が
生じる等の要因により、ビタビ復号動作が不正確なもの
となることによって生じる。

【０１３５】一般に、このような不一致が生じる確率
は、再生信号の品質に対応してパスメモリの処理段数を
充分に大きく設定することによって減少させることがで
きる。すなわち、再生信号のＣ／Ｎ等の品質が良い場合
には、パスメモリの処理段数が比較的小さくても復号デ
ータ間の不一致が生じる確率は小さい。これに対して、
再生信号の品質が良くない場合には、上述の不一致が生
じる確率を小さくするためには、パスメモリの処理段数
を大きくする必要がある。

【０１３６】再生信号の品質に対してパスメモリの処理
段数が比較的小さくて、復号データ間の不一致が生じる
確率を充分に低くすることができない場合には、４個の
復号データから、例えば多数決等の方法によって、より
的確なものを選択するような、図示しない構成がＰＭＵ
２３中の４個のパスメモリの後段に設けられる。

【０１３７】〔４値４状態ビタビ復号方法以外のビタビ
復号方法〕上述した４値４状態ビタビ復号方法は、フィ
ルタ部１１において用いられる波形等化特性がＰＲ
（１，２，１）であり、且つ、記録データとしてＲＬＬ
（１，７）符号が採用される場合に用いられる。例え
ば、ＩＳＯで標準化が進められている記録線密度０．４
０μｍ，レーザ波長６８５ｎｍ，ＮＡ＝０．５５の場合
には、波形等化特性をＰＲ（１，２，１）とし、４値４
状態ビタビ復号方法を用いることが最適となる。他方、
波形等化特性または記録データを生成するための符号化
方法に応じて、他の種類のビタビ復号方法が用いられる
こともある。

【０１３８】例えば、波形等化特性がＰＲ（１，１）で
あり、且つ、記録データとしてＲＬＬ（１，７）符号が
用いられる場合には、３値４状態ビタビ復号方法が用い
られる。また、波形等化特性がＰＲ（１，３，３，１）
であり、且つ、記録データとしてＲＬＬ（１，７）符号
が用いられる場合には、７値６状態ビタビ復号方法が用
いられる。このようなビタビ復号方法の内、何れを用い
るかを選択するための要素の１つとなる波形等化特性
は、再生信号上の符号間干渉に適合する程度が良いもの
が採用される。従って、上述したように、線記録密度お
よびＭＴＦを考慮して最適なものとされる。

【０１３９】また、波形等化特性の理論値からのずれ、
および再生信号の振幅変動、非対称歪等によって、識別
点の値が理論と異なる場合もある。このような場合を考
慮して、ビタビ復号方法を修正して用いることも行われ
る。例えば４値４状態ビタビ復号方法において、波形等
化特性を正確にＰＲ（１，２，１）とすることは困難で
ある点を考慮して、後述するように６個の識別点を前提
とした６値４状態ビタビ復号方法が用いられることもあ
る。

【０１４０】上述した光磁気ディスク装置の一例におい
ては、セクタフォーマット上のＶＦＯフィールドに記録
されている２Ｔパターンから再生される２Ｔ信号に基づ
いて、ＰＬＬ部１４がアナログ的にＰＬＬにロックを掛
ける周波数ロックモードが用いられている。

【０１４１】これに対して、この発明は、ＰＬＬにロッ
クを掛ける方法としてＭＳＢ判定モードやそれを応用し
た方法を用いる場合を前提とし、再生ＲＦ信号が大きな
ＤＣオフセットを有する場合にも、位相エラー信号検出
ポイント（後述するように位相エラー信号検出ポイント
はオフセットエラー信号検出ポイントとしても用いられ
るので、以下、位相エラー信号検出ポイントを単にエラ
ー信号検出ポイントと表記する）を得易くしたものであ
る。

【０１４２】まず、ＭＳＢ判定モード等についてその概
要を説明する。ここでは、第４世代５．２５インチ光磁
気ディスク装置等において行われる、６値４状態の状態
遷移図を前提としたビタビ復号を行う場合について説明
する。すなわち、図７に示した状態遷移図の代わりに図
１４に示す状態遷移図を前提とする。図１４では、状態
データ値の表現方法と同様の２ビットでの表現を用いて
いる。従って、図７中のＳ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３をそれ
ぞれＳ００，Ｓ０１，Ｓ１１，Ｓ１０と表記している。
また、各状態遷移を示す矢印に付した符号は、〔復号値
／識別点の値〕を示している。なお、各状態遷移に対応
するＰ，Ｑ，Ｒ，Ｓ，Ｔ，Ｕについては後述する。

【０１４３】なお、６値４状態の状態遷移図を用いるの
は、実際の光磁気ディスク装置等においては、理想通り
のパーシャルレスポンス特性、すなわち上述したＰＲ
（Ｂ，２Ａ，Ｂ）を得ることが難しく、非対称なパーシ
ャルレスポンス特性ＰＲ（α，β，γ）を用いる方がよ
り妥当であることに基づく。すなわち、記録時にＲＬＬ
（１，７）符号化等のＲＬｍｉｎ＝２となる符号化を行
い、且つ、再生時のパーシャルレスポンス特性がＰＲ
（α，β，γ）である場合には、識別点の値が６種類
（図１４中のＣ００１，Ｃ０１１，Ｃ１１０，Ｃ１０
１，Ｃ０００およびＣ１１１）あることになり、６値４
状態となる。

【０１４４】次に、図１５に、ＭＳＢ判定モードを行う
光磁気ディスク装置の一例を示す。図１５において、図
１中の構成要素と同様の構成要素には、同一の符号を付
した。また、記録系およびサーボ系等については図示を
省略したが、例えば図１等を参照して上述した光磁気デ
ィスク装置の一例と同様なものとすれば良い。

【０１４５】Ａ／Ｄ変換器１２の出力である、再生ＲＦ
信号のＡ／Ｄ変換値ｚ〔ｋ〕は、ビタビ復号器２３０
と、シフトレジスタ２０７とに供給される。それと共
に、Ａ／Ｄ変換値ｚ〔ｋ〕のＭＳＢ(Most Significant
Bit)がタイミングジェネレータ２００に供給される。ビ
タビ復号器２３０は、Ａ／Ｄ変換値ｚ〔ｋ〕に基づいて
最尤な状態遷移を選択し、選択した状態遷移に基づいて
復号データを生成し、この復号データをコントローラ２
に供給する。また、シフトレジスタ２０７は、Ａ／Ｄ変
換値ｚ〔ｋ〕を所定時間保持し、その後、位相誤差およ
びオフセット検出（Phase Error and Offset, 以下, Ｐ
ＥＯと表記する）ブロック１０６に供給する。このた
め、ＰＥＯブロック１０６は、所定時間遅延したＡ／Ｄ
変換値ｚ〔ｋ−ｐ〕を受取ることになる。

【０１４６】一方、タイミングジェネレータ２００は、
後述するように、Ａ／Ｄ変換値ｚ〔ｋ〕のＭＳＢの変化
（'1' →'0' または'0' →'1' ）が生じる時点を検出す
ることによって位相エラー信号の生成に必要なサンプリ
ングを行う６種類のサンプリング信号Ｇ_P , Ｇ_Q ,
Ｇ_R , Ｇ_S , Ｇ_T , Ｇ_U を生成し、生成したサンプリン
グ信号をＰＥＯブロック１０６に供給する。

【０１４７】ＰＥＯブロック１０６は、後述するよう
に、サンプリング信号に従って再生ＲＦ信号値ｚ〔ｋ〕
からサンプリングを行う。そして、サンプリング値に基
づいて後述するような規格化された位相エラー信号ＰＥ
を生成し、この規格化された位相エラー信号ＰＥをＤ／
Ａ変換器１０８に供給する。Ｄ／Ａ変換器１０８は、供
給される信号をＤ／Ａ変換し、フィルタ１０９を介して
ＶＣＯ１１０に供給する。このようにして、ＶＣＯ１１
０の周波数が位相エラー信号ＰＥによって制御されるこ
とにより、リードクロックＤＣＫが生成される。

【０１４８】リードクロックＤＣＫは、Ａ／Ｄ変換器１
２、ビタビ復号器２３０、タイミングジェネレータ２０
０、シフトレジスタ２０７、ＰＥＯブロック１０６、Ｄ
／Ａ変換器１０８、コントローラ２等に供給される。こ
れらの各構成要素の動作タイミングは、リードクロック
ＤＣＫに従うものとされる。

【０１４９】以下、サンプリング信号Ｇ_P , Ｇ_Q ,
Ｇ_R , Ｇ_S , Ｇ_T , Ｇ_U の生成、およびそれらに関連す
る位相エラー信号の生成についてより詳細に説明する。
ＭＳＢ判定モードでは、再生ＲＦ信号の立ち上がり、立
ち下がりのタイミングをＡ／Ｄ変換値のＭＳＢが変化す
るタイミングに基づいて判定するようになされている。
例えばＡ／Ｄ変換器１２が２の補数表示である場合に
は、ＭＳＢが'1' →'0' に変わる際に再生ＲＦ信号の立
ち上がり、ＭＳＢが'0' →'1' に変わる際に再生ＲＦ信
号の立ち上がり、がそれぞれ生じていることが判定でき
る。

【０１５０】サンプリング信号の生成について図１６を
参照して具体的に説明する。図１６Ａは、再生ＲＦ信号
の一例を示している。ここで、Ａ／Ｄ変換器１２におけ
る、クロックに従うサンプリング点に黒丸を付して示し
た。また、再生ＲＦ信号の下方に、各時点において選択
される状態を示す。

【０１５１】ＭＳＢの'0' →'1' への変化が検出された
時点の１クロック前の時点の再生信号値が立ち上がり時
点のサンプリング値Ｐと認識できるので、Ｐの値をサン
プリングするために立ち上がり時点から略１クロック幅
のサンプリング信号Ｇ_P が設定される（図１６Ｃ参
照）。さらに、立ち上がり時点の１クロック後の時点の
サンプリング値をＱと認識できるので、Ｑの値をサンプ
リングするために、Ｇ_P から略１クロック遅延したサン
プリング信号Ｇ_Q を設定する（図１６Ｄ参照）。

【０１５２】一方、ＭＳＢの'1' →'0' への変化が検出
された時点の１クロック前の時点の再生信号値を立ち下
がり時点のサンプリング値Ｒと認識できるので、Ｒの値
をサンプリングするために立ち上がり時点から略１クロ
ック幅のサンプリング信号Ｇ_R が設定される（図１６Ｅ
参照）。さらに、立ち上がり時点の１クロック後の時点
のサンプリング値をＳと認識できるので、Ｓの値をサン
プリングするために、Ｇ_R から略１クロック遅延したサ
ンプリング信号Ｇ_S を設定する（図１６Ｆ参照）。

【０１５３】以上のようにしてサンプリングされるサン
リング値Ｐ，Ｑ，Ｒ，Ｓの値に基づいて、例えば、以下
のような計算式により、ＭＳＢ判定モードにおける位相
エラーＰＥを得ることができる。

【０１５４】 ＰＥ＝（Ｐ−Ｓ）＋（Ｑ−Ｒ） （４０） 式（４０）に従って算出される位相エラー信号ＰＥは再
生ＲＦ信号の振幅に依存するので、再生ＲＦ信号の振幅
を適切に管理しないとＰＬＬが不安定になるという問題
がある。かかる問題に対処するために、位相エラー信号
を再生ＲＦ信号の振幅で規格化する以下のような処理を
行うことが有効である。

【０１５５】６値４状態ビタビ復号方法においては、再
生ＲＦ信号の立上がり、立下がり以外のタイミングにお
いて、再生ＲＦ信号の最大振幅値または最小振幅値の何
れかがサンプリングされる。すなわち、Ｐ，Ｑ，Ｒ，Ｓ
を取込むためのサンプリング時点以外の時点でのサンプ
リング値は、以下のような値であることがわかる。ま
ず、サンプリングされた時点でのＭＳＢが'0' ならば、
かかるサンプリング値が再生ＲＦ信号の最小振幅値Ｔで
ある。また、サンプリングされた時点でのＭＳＢが'1'
ならば、かかるサンプリング値が再生ＲＦ信号の最大振
幅値Ｕである。

【０１５６】このようにしてサンプリングされるＴおよ
びＵの値を用いて位相エラー信号を規格化することがで
きる。すなわち、例えば以下のような計算式により、Ｍ
ＳＢ判定モードにおける規格化された位相エラー信号Ｐ
Ｅを得ることができる。

【０１５７】 ＰＥ＝｛（Ｐ−Ｓ）＋（Ｑ−Ｒ）｝／（Ｕ−Ｔ） （４１） ＰＥＯブロック１０６が式（４１）によって計算される
規格化された位相エラー信号ＰＥを生成する。規格化さ
れた位相エラー信号ＰＥを使用してＰＬＬをロックさせ
るようにすれば、再生ＲＦ信号の振幅を気にせずにＰＬ
Ｌのループ帯域を決めることができる。

【０１５８】また、ＭＳＢ判定モードには、特にＰＬＬ
の周波数引き込み過程において、フォールスロック、す
なわちＶＣＯの周波数が再生ＲＦ信号の周波数に完全に
一致していないにも関わらず、位相エラー信号ＰＥの時
間平均値がゼロとなってＰＬＬのロックが完了したもの
として扱われてしまう現象が生じる可能性が内在してい
る。この問題に対処するために、位相エラー信号ＰＥの
極性とその微分信号の極性とが一致する場合にＭＳＢ判
定モードにおける位相エラー信号ＰＥの値をそのまま使
用し、それ以外の場合には位相エラー信号ＰＥの値をゼ
ロとするようにしたＭｕｔｅモードを用いることが有効
である。

【０１５９】Ｍｕｔｅモードは、主にＰＬＬの周波数引
き込み過程において使用される。更に、周波数引き込み
過程が完了した後に通常のＭＳＢ判定モード等に移行す
る等の制御を行うようなことによって、フォールスロッ
クを回避しつつ、安定なＰＬＬのロックを実現すること
ができる。なお、微分信号の値が所定の範囲内の値をと
る場合以外において位相エラー信号ＰＥの値をゼロとす
る等の条件をさらに課すことによって、周波数引き込み
過程をより迅速に行うようにしても良い。なお、上述の
説明から明らかなように、Ｍｕｔｅモードにおけるエラ
ー信号検出ポイントは、ＭＳＢ判定モードと同様なもの
となる。

【０１６０】この発明は、上述したようなＭＳＢ判定モ
ードやその応用であるＭｕｔｅモード等を行う場合に、
ＰＥＯ１０６に簡単な回路を付加する構成により、再生
ＲＦ信号が大きなＤＣオフセットを有する場合にもエラ
ー信号検出ポイントが得られる頻度の大幅な低下を防止
するようにしたものである。

【０１６１】ＤＣオフセットついて以下に説明する。一
般に、光ディスクの再生系においては、光学的な特性
（ＭＴＦ）のためにＤＣオフセットが生じる。ＣＤ(Com
pact Disk)等においては、ＤＣオフセットが平均的にゼ
ロとなるような変調方式を採用しているのでＤＣオフセ
ットは問題とならないが、例えばＩＳＯ標準の５．２５
インチ光磁気ディスク等においては、再生ＲＦ信号にＤ
Ｃオフセットが含まれる。このようなＤＣオフセットが
ある場合、再生ＲＦ信号は平均的にその分のＤＣオフセ
ットを有することになる。

【０１６２】また、再生ＲＦ信号のデータパターンによ
ってＤＣオフセットは変動する。例えば、マーク部分が
短くスペース部分が長いデータパターンと、反対にマー
ク部分が長くスペース部分が短いデータパターンが繰り
返された場合等に、ＤＣオフセットが大きく変動する。
さらに、光磁気ディスク等の基板製造時に力学的な歪が
生じたことによって光学的な複屈折が生じ、再生ＲＦ信
号のＤＣレベルが変動する場合もある。

【０１６３】このようにして生じるＤＣオフセットおよ
びそのゆらぎは、復号データのエラーレートの劣化の要
因となることがある。この点について具体的に説明す
る。図１５中のＡ／Ｄ変換器１２の前段において、ＤＣ
オフセットおよびそのゆらぎの影響分をも含めた再生Ｒ
Ｆ信号の全体がＡ／Ｄ変換器１２のダイナミックレンジ
に収まるように振幅が制御される。より具体的にはビタ
ビ復号器２３０の前段で以下のような処理がなされる。

【０１６４】すなわち、ビタビ復号器２３０による２値
化処理（復号処理）を行うための信号を得るためには、
フィルタ部１１内のイコライザによってパーシャルレス
ポンス特性に波形制御した後にＡ／Ｄ変換器１２によっ
てＡ／Ｄ変換を行ってビタビ復号器２３０にＡ／Ｄ変換
値を供給するか、または、Ａ／Ｄ変換器１２によるＡ／
Ｄ変換処理をほどこされてなる信号をトランスバーサル
フィルタ等のデジタルフィルタによってパーシャルレス
ポンス特性に波形制御し、波形制御した信号をビタビ復
号器２３０に供給する等の処理が行われる。

【０１６５】何れの処理においても、ＤＣオフセットの
変動がある場合にはＤＣオフセットの変動を含めた再生
ＲＦ信号が全体としてＡ／Ｄ変換器１２のダイナミック
レンジに収まるようにする必要がある。従って、ＤＣオ
フセットの変動が大きくなると、実際の再生ＲＦ信号の
ピークトゥピーク値がＡ／Ｄ変換器１２のダイナミック
レンジに対して小さくなるので、再生ＲＦ信号の波形に
対するＡ／Ｄ変換器１２の分解能は小さくなる。このこ
とにより、ビタビ復号器２３０の復号精度が低下する。

【０１６６】従って、ビタビ復号器を用いて再生ＲＦ信
号の２値化を行う場合、ＤＣオフセットの変動をキャン
セルする処理が必要となる。このような処理について説
明する。まず、ＤＣオフセットがゼロで無信号の時の再
生ＲＦ信号のＡ／Ｄ変換値がダイナミックレンジの中央
に来るように設定し、これを基準値とする。Ａ／Ｄ変換
コードを２の補数表現で表し、基準値をゼロとすると、
ＤＣオフセット値は、サンプリング値の総平均で表すこ
とができる。

【０１６７】但し、サンプリング値の総平均によってで
はなく、ＭＳＢ判定モード等におけるエラー信号検出ポ
イントでサンプリングされるサンプリング値の内の所定
のものに基づいてＤＣオフセット値を計算するようにし
ても良い。すなわち、６値４状態における６値の内、ピ
ークトゥピーク値を除いた４値Ｐ，Ｑ，Ｒ，Ｓの平均に
よってＤＣオフセット値を表すことができる。すなわ
ち、例えば（Ｐ＋Ｑ＋Ｒ＋Ｓ）の値を計算することによ
って、ＤＣオフセット値を計算することができる（より
厳密には（Ｐ＋Ｑ＋Ｒ＋Ｓ）の値の１／４がＤＣオフセ
ット値である）。

【０１６８】このようなＤＣオフセット値の計算は、例
えば、ＭＳＢ判定モードにおける位相エラー信号ＰＥを
生成するための上述した計算式（４０）において、減算
項を加算項に変更したものに従って行えば良い。後述す
るように、この発明の一実施形態におけるＰＥＯ２０６
は、そのような計算を実現する構成を有する。

【０１６９】以下、光磁気ディスク装置にこの発明を適
用したこの発明の一実施形態について説明する。図１７
に、この発明の一実施形態の全体的な構成を示す。図１
および図１５等を参照して上述した光磁気ディスク装置
の例と同様の構成要素には、同一の符号を付した。ま
た、記録系およびサーボ系等については図示を省略した
が、例えば上述した光磁気ディスク装置の一例と同様な
ものとすれば良い。また、この発明の他の実施形態にお
いても、上述したこの発明の一実施形態と同様に、上述
した６値４状態が前提とされる。

【０１７０】この発明の一実施形態では、Ａ／Ｄ変換器
１２の前段となる位置に、再生ＲＦ信号のＤＣオフセッ
トを制御するオフセットフィードバック回路２１０が設
けられている。Ａ／Ｄ変換器１２の出力である、再生Ｒ
Ｆ信号のＡ／Ｄ変換値ｚ〔ｋ〕は、ビタビ復号器２３０
と、シフトレジスタ２０７とに供給される。それと共
に、Ａ／Ｄ変換値ｚ〔ｋ〕のＭＳＢがタイミングジェネ
レータ２００および強制オフセットエラー信号発生ブロ
ック(Forced Offset Error、以下ＦＯＥと表記する）ブ
ロック２０８に供給される。

【０１７１】ビタビ復号器２３０は、再生ＲＦ信号のＡ
／Ｄ変換値ｚ〔ｋ〕に基づいて最尤な状態遷移を選択
し、選択した状態遷移に基づいて復号データを生成し、
この復号データをコントローラ２に供給する。また、シ
フトレジスタ２０７は、再生ＲＦ信号値ｚ〔ｋ〕を所定
時間保持し、その後ＰＥＯブロック２０７に供給する。
このため、ＰＥＯブロック２０７は、所定時間遅延した
Ａ／Ｄ変換値ｚ〔ｋ−ｐ〕を受取ることになる。

【０１７２】一方、タイミングジェネレータ２００は、
図１６等を参照して上述したように、ＭＳＢの変化が生
じる時点を検出することによって位相エラー信号および
オフセットエラー信号の生成に必要なサンプリングを行
うためのサンプリングポイントを示す６種類のサンプリ
ング信号Ｇ_P , Ｇ_Q , Ｇ_R , Ｇ_S , Ｇ_T , Ｇ_U を生成
し、生成したサンプリング信号をＰＥＯブロック２０６
とＦＯＥブロック２０８に供給する。但し、ＦＯＥブロ
ック２０８には、ピークトゥピーク値以外の４種類の値
を取込むための４種類のサンプリング信号Ｇ_P , Ｇ_Q ,
Ｇ_R , Ｇ_S が供給されれば良い。

【０１７３】ＰＥＯブロック２０６は、供給されるサン
プリング信号に従って再生ＲＦ信号値ｚ〔ｋ〕からサン
プリングを行う。そして、サンプリング値に基づいて、
位相エラー信号ＰＥとオフセットエラー信号ＯＥとを生
成する。位相エラー信号ＰＥがＤ／Ａ変換器１０８に供
給され、また、オフセットエラー信号ＯＥがＦＯＥブロ
ック２０８に供給される。

【０１７４】Ｄ／Ａ変換器１０８は、供給される信号を
Ｄ／Ａ変換し、フィルタ１０９を介してＶＣＯ１１０に
供給する。ＶＣＯ１１０の周波数が位相エラー信号ＰＥ
によって制御されることにより、リードクロックＤＣＫ
が生成される。リードクロックＤＣＫは、Ａ／Ｄ変換器
１２、ビタビ復号器２３０、タイミングジェネレータ２
００、シフトレジスタ２０７、ＰＥＯブロック２０６、
Ｄ／Ａ変換器１０８、コントローラ２等に供給される。
これらの各構成要素の動作タイミングは、リードクロッ
クＤＣＫに従うものとされる。

【０１７５】一方、ＦＯＥブロック２０８は、タイミン
グジェネレータ２００から供給される４種類のサンプリ
ング信号Ｇ_P , Ｇ_Q , Ｇ_R , Ｇ_S を参照して、ＰＥＯブ
ロック２０６から供給されるオフセットエラー信号ＯＥ
と、再生ＲＦ信号のＤＣオフセットを小さくする制御が
なされるためのオフセットエラー信号（かかるオフセッ
トエラー信号としては後述するように２種類のものが出
力され得るが、その何れを出力するかはＡ／Ｄ変換器１
２から供給されるＭＳＢを参照して選択される）の内の
一方を選択してＤ／Ａ変換器２０９に供給する。

【０１７６】Ｄ／Ａ変換器２０９は、供給される信号に
Ｄ／Ａ変換を施してオフセットフィードバック信号を生
成し、オフセットフィードバック回路２１０に供給す
る。オフセットフィードバック回路２１０は、供給され
るオフセットフィードバック信号に従って、再生ＲＦ信
号のＤＣオフセットを制御する。

【０１７７】以下、位相エラー信号ＰＥおよびオフセッ
トエラー信号ＯＥの生成についてより詳細に説明する。
図１６等を参照して上述したように、Ｐ，Ｑ，Ｒ，Ｓの
値をサンプリングし、例えば｛（Ｐ−Ｓ）＋（Ｑ−
Ｒ）｝の値を計算することによって、位相エラー信号Ｐ
Ｅを得ることができる。また、例えば（Ｐ＋Ｑ＋Ｒ＋
Ｓ）の値を計算することによって、オフセットエラー信
号ＯＥを生成することができる。

【０１７８】このような位相エラー信号ＰＥおよびオフ
セットエラー信号ＯＥを生成するＰＥＯ２０６の構成に
ついて図１８を参照して説明する。ＰＥＯ２０６は、４
個のレジスタ４０１、４０２、４０３および４０４を有
し、さらに、２種類の演算回路４０５および４０６を有
する。レジスタ４０１、４０２、４０３および４０４に
は、シフトレジスタ１０７から遅延させられた再生ＲＦ
信号のＡ／Ｄ変換値ｚ〔ｋ−ｐ〕が供給される。また、
レジスタ４０１、４０２、４０３および４０４には、タ
イミングジェネレータ２００からサンプリング信号
Ｇ_P , Ｇ_Q , Ｇ_R ,Ｇ_S がそれぞれ供給される。

【０１７９】このため、Ｐ，Ｑ，Ｒ，Ｓの値がそれぞれ
レジスタ４０１、４０２、４０３、４０４に記憶される
ことになる。そして、各記憶値が演算回路４０５および
４０６に供給される。演算回路４０５に供給される記憶
値の内、ＰおよびＱの値の極性がプラスとされ、Ｒおよ
びＳの値の極性がマイナスとされる。これにより、演算
回路４０５がＰＥ＝｛（Ｐ−Ｓ）＋（Ｑ−Ｒ）｝の値を
計算するようになされる。一方、演算回路４０６に供給
される記憶値については、全てのサンプリング値の極性
がプラスとされる。これにより、演算回路４０６がＯＥ
＝（Ｐ＋Ｑ＋Ｒ＋Ｓ）の値を計算するようになされる。

【０１８０】上述したような構成により、位相エラー信
号ＰＥおよびオフセットエラー信号ＯＥの生成が実現さ
れる。但し、図１６等を参照して上述したように、エラ
ー信号検出ポイントは再生ＲＦ信号値のＭＳＢの反転が
生じたタイミングに基づいて生成されるので、再生ＲＦ
信号値のＭＳＢの反転が生じる頻度が何らかの要因で小
さくなると、Ｐ，Ｑ，Ｒ、Ｓ（およびピークトゥピーク
値Ｔ，Ｕ）がサンプリングされる頻度が小さくなるとい
う問題がある。

【０１８１】より具体的には、再生ＲＦ信号のＤＣオフ
セット量がある程度以上大きい場合等においては、再生
ＲＦ信号値がダイナミックレンジの上方または下方に偏
在することになるので、再生ＲＦ信号値がダイナミック
レンジの中央の値を横切る頻度が減少し、従ってＭＳＢ
反転の頻度が低下するので、エラー信号検出ポイントが
得にくくなる。かかる場合には、ＰＬＬの制御において
以下のような問題が生じる。すなわち、位相エラー信号
が得られる頻度が低下するので、ＰＬＬにロックが掛か
りにくくなる、あるいは一旦確立したＰＬＬのロックが
外れ易くなる等の問題が生じる。

【０１８２】一方、ＭＳＢ反転の頻度が低下する場合に
は、再生ＲＦ信号のＤＣオフセットの制御において以下
のような問題が生じる。ある時点におけるオフセットフ
ィードバック信号は、直近のエラー信号検出ポイントに
おいて得られたサンプリング値に基づいて算出されたオ
フセットエラー信号の値をそのまま保持したものとな
る。そのようなオフセットエラー信号の値は、多くの場
合、オフセットフィードバック回路においてオフセット
をキャンセルするような制御がなされるような符号を有
することになる。

【０１８３】このため、ＭＳＢ反転の頻度が低下する場
合においても、オフセットエラー信号ＯＥを生成する構
成（例えば図１５中のＰＥＯ２０６）と、オフセットエ
ラー信号ＯＥに基づいて再生ＲＦ信号にフィードバック
制御を行う構成（例えば図１５中のオフセットフィード
バック回路２１０）との組合わせによってオフセットキ
ャンセル回路としての機能は一般的には実現される。但
し、例えばリードゲートがアクティブになった所（リー
ド動作の開始時点）等で非常に大きなＤＣオフセットが
ある場合、エラー信号検出ポイントが全く発生せず、オ
フセットキャンセル回路としての機能が損なわれる。

【０１８４】また、再生ＲＦ信号が大きなＤＣオフセッ
トを含む場合には、ＤＣオフセットの大きさに対して充
分な大きさのオフセットエラー信号ＯＥの値が算出され
ず、オフセットフィードバック制御に多くの時間が必要
となったり、実際上そのような制御が不可能となったり
するおそれがある。

【０１８５】以上のような問題を解消若しくは低減する
ために、この発明においては、以下のような性質を利用
して、より的確なオフセットエラー信号を生成するよう
にしている。すなわち、ＤＣオフセットの量が非常に大
きく、エラー信号検出ポイントが得られない場合にも、
その時点でのＭＳＢを調べることによりＤＣオフセット
の符号を知ることができる。

【０１８６】かかる性質に鑑みて、この発明の一実施形
態では、エラー信号検出ポイントが所定の時間以上の期
間に渡って発生しない場合に、その時点でのＭＳＢの値
に応じた所定のＤＣオフセット量を表現するオフセット
エラー信号を強制的に出力するようにしている。この際
の所定のＤＣオフセット量を大きく設定すれば、オフセ
ットフィードバック回路２１０が機能して再生ＲＦ信号
のＡ／Ｄ変換値が速やかにダイナミックレンジの中央値
に近づき、それによってエラー信号検出ポイントが発生
する。そして、エラー信号検出ポイントが発生する時点
以降においては、通常のオフセットエラー信号ＯＥをそ
のまま使用するように切替えるようにしている。

【０１８７】このような制御について図１９を参照して
説明する。図１９Ａは、縦軸に再生ＲＦ信号のＡ／Ｄ変
換値の推移の一例を時間に沿って示すグラフである。リ
ードクロックＤＣＫに従う各サンプリング点に丸を付し
て示した。但し、細線および白丸は通常のＭＳＢ判定モ
ードにおける再生ＲＦ信号およびサンプリング点を示
し、太線および黒丸はこの発明の一実施形態における再
生ＲＦ信号およびサンプリング点を示す。

【０１８８】また、図１９Ｂは、図１９Ａに示す再生Ｒ
Ｆ信号に対応して生成されるオフセットエラー信号の値
の推移を示すグラフである。図１９Ｂにおいては、細線
が通常のＭＳＢ判定モードにおけるオフセットエラー信
号の値の推移の一例を示し、太線がこの発明の一実施形
態におけるオフセットエラー信号の値の推移の一例を示
す。

【０１８９】図１９Ｂに示すように、ＭＳＢの反転が所
定期間Ｔ_clk の間生じない場合には、太線で示すオフセ
ットエラー信号が強制的に出力される。このオフセット
エラー信号を参照したＤＣオフセットの制御が上述した
オフセットフィードバック回路２１０によって行われる
結果として、図１９Ａの太線および黒丸で示すように、
再生ＲＦ信号およびサンプリング点が推移する。これに
より、細線および白丸で示した通常のＭＳＢ判定モード
の場合に比べて、ＭＳＢ反転が早く生じる。

【０１９０】以上のような制御を実現するＦＯＥブロッ
ク２０８について、図２０を参照して説明する。ＦＯＥ
ブロック２０８は、ＮＡＮＤ回路３０１、カウンタ３０
２、コンパレータ３０３、オフセットエラー信号選択ス
イッチ３０４、および強制オフセットエラー信号選択ス
イッチ３０５を有する。

【０１９１】カウンタ３０２にはリードクロックＤＣＫ
が供給される。カウンタ３０２はリードクロックＤＣＫ
の数をカウントし、カウント値をコンパレータ３０３に
供給する。また、カウンタ３０２にはＮＡＮＤ回路３０
１から所定の信号が供給され、かかる信号に応じてカウ
ント値がリセットされる。すなわち、ＮＡＮＤ回路３０
１にはタイミングジェネレータ２００からサンプリング
信号Ｇ_P , Ｇ_Q , Ｇ_R, Ｇ_S が供給され、何れか１種類
のサンプリング信号がアクティブとされる場合にカウン
タ３０２をリセットするパルスが出力される。従って、
ＭＳＢの反転が生じないためにエラー信号検出ポイント
が得られない期間には、リードクロックＤＣＫが供給さ
れる毎にカウント値が増加していく。

【０１９２】コンパレータ３０３は、供給されるカウン
ト値を別途供給される所定値Ｔ_clkと比較し、比較結果
に応じた信号をオフセットエラー信号選択スイッチ３０
４に出力する。オフセットエラー信号選択スイッチ３０
４は、コンパレータ３０３の出力に応じて、ＰＥＯ２０
６から供給されるオフセットエラー信号ＯＥと、強制オ
フセットエラー信号選択スイッチ３０５から供給される
オフセットエラー信号との内の一方を選択的に出力す
る。

【０１９３】より具体的には、カウント値がＴ_clk 以上
であると判定される場合にコンパレータ３０３の出力が
例えば'High'とされる。この場合には、信号選択スイッ
チ３０４がＰＥＯ２０６から供給されるオフセットエラ
ー信号ＯＥではなく、強制オフセットエラー信号選択ス
イッチ３０５から後述するようにして供給されるオフセ
ットエラー信号を出力する。一方、カウント値がＴ_clk
より小さいと判定される場合には、コンパレータ３０３
の出力が例えば'Low' とされる。この場合には、オフセ
ットエラー信号選択スイッチ３０４がＰＥＯ２０６から
供給されるオフセットエラー信号ＯＥを出力する。

【０１９４】従って、カウント値がＴ_clk 以上となった
時点以降、強制オフセットエラー信号選択スイッチ３０
５の出力がＦＯＥブロック２０８の出力とされる状況が
開始し、その後、新たなエラー信号検出ポイントが発生
することによってカウント値がリセットされるまでの期
間、かかる状況が継続することになる。

【０１９５】但し、かかる状況が開始した後、例えばコ
ントローラ２によってリードクロックＤＣＫを単位とし
て設定された所定の期間に渡って、かかる状況が継続す
るようにしても良い。そのような期間は、再生ＲＦ信号
の特性、要求される復号精度等を考慮して適切に設定す
れば良い。

【０１９６】また、強制オフセットエラー信号選択スイ
ッチ３０５には２種類のオフセットエラー信号、すなわ
ちＤＣオフセットエラーの極性がプラスである場合に対
応するオフセットエラー信号と、ＤＣオフセットエラー
の極性がマイナスである場合に対応するオフセットエラ
ー信号とが供給される。強制オフセットエラー信号選択
スイッチ３０５には、ＭＳＢが供給され、ＭＳＢの極性
に応じて２種類のオフセットエラーの内の一方を選択的
に出力する。これにより、２種類のオフセットエラーの
内、ＤＣオフセットを小さくする制御がなされるような
方向（極性）を有する方が出力される。

【０１９７】上述したようなＦＯＥブロック２０８の出
力に応じて、オフセットフィードバック回路２１０等に
よって再生ＲＦ信号に対するフィードバック制御がなさ
れてＤＣオフセットが制御されることにより、図１９を
参照して上述したような制御が実現される。

【０１９８】なお、Ｔ_clk の値は、コンパレータ３０３
に対して例えばコントローラ２によって設定される。こ
のＴ_clk の値は、再生ＲＦ信号の特性、要求される復号
精度等を考慮して適切に設定すれば良い。また、強制オ
フセットエラー信号選択スイッチ３０５に供給される２
種類のオフセットエラー信号の絶対値も再生ＲＦ信号の
特性、要求される復号精度等を考慮して適切に設定すれ
ば良い。さらに、強制オフセットエラー信号選択スイッ
チ３０５に供給される３種類以上のオフセットエラー信
号を供給するようにし、ＭＳＢ以外に例えばカウンタ３
０２が生成するカウント値等も参照して適切なオフセッ
トエラー信号を選択することにより、よりきめ細かな制
御を行うようにしても良い。

【０１９９】なお、上述したこの発明の一実施形態は、
ビタビ復号方法を行う光磁気ディスク装置にこの発明を
適用したものであるが、ＭＳＢ判定モードはビタビ復号
方法において選択される状態遷移に基づくものでは無い
ので、ビタビ復号方法以外の復号方法を行うものであっ
ても、ＭＳＢ判定モード、およびそれを応用したＭｕｔ
ｅモード、ｄｉｆｆモード等を行う情報再生装置に対し
て、この発明を適用することが可能である。特に、Ｍｕ
ｔｅモード、ｄｉｆｆモード等がアクイジッションモー
ドとして用いられる場合に、再生ＲＦ信号のＤＣオフセ
ット量が大きくなる時等に、この発明を適用することが
有効となる。

【０２００】また、光磁気ディスク（ＭＯ）以外にも、
例えば相変化型ディスクＰＤ、ＣＤ−Ｅ（CD-Erasable
）等の書き換え可能ディスク、ＣＤ−Ｒ等の追記型デ
ィスク、ＣＤ−ＲＯＭ等の読み出し専用ディスクから情
報を再生する情報再生装置に適用することが可能であ
る。

【０２０１】また、この発明は、この実施例に限定され
ることなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の
応用および変形が考えられる。

【０２０２】

【発明の効果】上述したように、この発明は、光ディス
クの部分的な不具合等に起因する複屈折等によって再生
ＲＦ信号のＤＣオフセットが大きくなり、それに起因し
てＭＳＢ判定モードにおけるエラー信号生成ポイントが
得られる頻度が低下する場合に、ＭＳＢの極性を参照し
て、ＤＣオフセットが小さくなるようなフィードバック
制御を行わせるオフセットエラー信号を強制的に発生さ
せるようにしたものである。

【０２０３】このため、再生ＲＦ信号のＤＣオフセット
が大きくなる場合に、ＤＣオフセットが小さくなるよう
なオフセットフィードバックをかけることができ、ＤＣ
オフセットが速やかにＡ／Ｄ変換器のダイナミックレン
ジの中央値付近に位置するようにすることができる。

【０２０４】従って、再生ＲＦ信号のＤＣオフセットが
一旦大きくなり、それに起因してＭＳＢ判定モードにお
けるエラー信号生成ポイントが得られる頻度が低下する
場合にも、エラー信号生成ポイントがある程度の頻度で
得られる状態に速やかに戻すことが可能である。

【０２０５】このため、再生ＲＦ信号大きなＤＣオフセ
ットを有する部分を含む場合にも、再生動作の全体を通
じて位相エラー信号およびオフセットエラー信号が安定
して生成されるようにすることができる。従って、ＰＬ
Ｌをロックさせる制御および再生ＲＦ信号のＤＣオフセ
ットの制御をより安定なものとすることができる。

【０２０６】また、通常のＭＳＢ判定モードのオフセッ
トフィードバックに、比較的簡単なディジタル回路を追
加するだけで構成できるので、回路規模の大幅な増大を
伴わずに、上述した効果を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】４値４状態ビタビ復号方法を行う光磁気ディス
ク装置の一例の全体構成を示すブロック図である。

【図２】マーク位置記録方法およびマークエッジ記録方
法について説明するための略線図である。

【図３】光磁気ディスクのセクタフォーマットの一例に
ついて説明するための略線図である。

【図４】ＲＬＬ（１，７）符号化方法において、最小磁
化反転幅が２であることを示す略線図である。

【図５】ＲＬＬ（１，７）符号とマークエッジ記録方法
の組合わせによって記録されたデータから再生される再
生信号を、パーシャルレスポンス特性ＰＲ（１，２，
１）の下で波形等化した時のアイ・パターンについて説
明するための略線図である。

【図６】４値４状態ビタビ復号方法の状態遷移図を作成
する過程について説明するための略線図である。

【図７】４値４状態ビタビ復号方法の状態遷移図の一例
を示す略線図である。

【図８】４値４状態ビタビ復号方法におけるトレリス線
図の一例を示す略線図である。

【図９】４値４状態ビタビ復号方法において、規格化メ
トリックに基づく状態遷移の条件を示す略線図である。

【図１０】４値４状態ビタビ復号を行うビタビ復号器の
全体構成を示すブロック図である。

【図１１】図１０に示したビタビ復号器の一部分の構成
を詳細に示すブロック図である。

【図１２】図１０に示したビタビ復号器の他の一部分の
構成を詳細に示すブロック図である。

【図１３】図１０に示したビタビ復号器のさらに他の一
部分の構成を詳細に示すブロック図である。

【図１４】６値４状態ビタビ復号方法の状態遷移図の一
例を示す略線図である。

【図１５】この発明の一実施形態の全体的な構成につい
て説明するためのブロック図である。

【図１６】ＭＳＢ判定モードにおける、エラー信号生成
ポイントについて説明するための略線図である。

【図１７】この発明の一実施形態の全体構成について説
明するためのブロック図である。

【図１８】この発明の一実施形態中の一部の構成につい
て説明するためのブロック図である。

【図１９】この発明による再生ＲＦ信号のＤＣオフセッ
トの制御について説明するための略線図である。

【図２０】この発明の一実施形態中の一部の構成につい
て説明するためのブロック図である。

【符号の説明】

１２・・・Ａ／Ｄ変換器、２０６・・・ＰＥＯブロッ
ク、２０８・・・ＦＯＥブロック、２１０・・・オフセ
ットフィードバック回路

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 記録媒体から再生される再生信号に基づ
   いてＰＬＬをロックさせることによってクロック信号を
   生成し、そのクロック信号に応じて再生動作する情報再
   生装置において、 再生信号のＡ／Ｄ変換値のＭＳＢの反転が生じるタイミ
   ングに基づいて、エラー信号の検出を行うためのサンプ
   リングポイントを示すタイミング信号を生成するタイミ
   ング生成手段と、 上記タイミング信号に従って上記再生信号のＡ／Ｄ変換
   値からサンプリング値を取込み、取込まれた上記サンプ
   リング値に基づいて位相エラーおよびオフセットエラー
   を表現するエラー信号を生成するエラー信号生成手段
   と、 上記エラー信号生成手段の出力に基づいてＰＬＬをロッ
   クさせるＰＬＬ制御手段と、 上記エラー信号生成手段の出力と、上記再生信号のＤＣ
   オフセットの量を小さくする制御を行うためのオフセッ
   トエラー信号との内の一方を選択的に出力するオフセッ
   トエラー信号出力手段と、 上記オフセットエラー信号出力手段の出力に応じて、再
   生信号のＤＣオフセットに係る制御を行うオフセットフ
   ィードバック手段とを有することを特徴とする情報再生
   装置。
2. 【請求項２】 請求項１において、 上記オフセットエラー信号出力手段は、 上記サンプリングポイントが所定期間以上発生しない時
   に、上記所定のオフセットエラーを表現する信号を所定
   の期間に渡って出力することを特徴とする情報再生装
   置。
3. 【請求項３】 請求項２において、 上記所定のオフセットエラーを表現する信号が出力され
   る所定の期間は、 上記所定のオフセットエラーを表現する信号の出力開始
   時点以降、上記サンプリングポイントが新たに発生する
   までの期間であることを特徴とする情報再生装置。
4. 【請求項４】 請求項２において、 上記所定のオフセットエラーを表現する信号が出力され
   る所定の期間は、 クロック信号の周期を単位として予め設定される期間で
   あることを特徴とする情報再生装置。
5. 【請求項５】 請求項１において、 上記オフセットエラー信号出力手段は、 上記再生信号のＤＣオフセットの量を小さくする制御が
   行われるためのオフセットエラー信号として出力され得
   る複数個の信号の内から、その時点での上記再生信号の
   Ａ／Ｄ変換値のＭＳＢを参照して、的確なものを選択的
   に出力することを特徴とする情報再生装置。
6. 【請求項６】 請求項１において、 上記ＰＬＬ制御手段は、 上記エラー信号生成手段の連続する２個の時点間での出
   力の差としての微分信号を生成し、生成した微分信号を
   参照して、上記エラー信号生成手段の出力に基づく位相
   エラー信号を生成し、 上記位相エラー信号に基づいてＰＬＬをロックさせるこ
   とを特徴とする情報再生装置。
7. 【請求項７】 請求項６において、 上記ＰＬＬ制御手段は、 ＰＬＬのロックが未だ掛けられていない状況においてＰ
   ＬＬにロックを掛けるアクイジッションモードにおいて
   のみ、上記位相エラー信号に基づいてＰＬＬをロックさ
   せることを特徴とする情報再生装置。
8. 【請求項８】 記録媒体から再生される再生信号に基づ
   いてＰＬＬをロックさせることによってクロック信号を
   生成し、そのクロック信号に応じて再生動作する情報再
   生方法において、 再生信号のＡ／Ｄ変換値のＭＳＢの反転が生じるタイミ
   ングに基づいて、エラー信号の検出を行うためのサンプ
   リングポイントを示すタイミング信号を生成するステッ
   プと、 上記タイミング信号に従って上記再生信号のＡ／Ｄ変換
   値からサンプリング値を取込み、取込まれた上記サンプ
   リング値に基づいて位相エラーおよびオフセットエラー
   を表現するエラー信号を生成するエラー信号生成ステッ
   プと、 上記エラー信号生成ステップの結果に基づいてＰＬＬを
   ロックさせるステップと、 上記エラー信号生成ステップの結果と、上記再生信号の
   ＤＣオフセットの量を小さくする制御が行われるための
   オフセットエラー信号との内の一方を選択的に出力する
   オフセットエラー信号出力ステップと、 上記オフセットエラー信号出力ステップの結果に応じ
   て、再生信号のＤＣオフセットに係る制御を行うステッ
   プとを有することを特徴とする情報再生方法。