JP3861366B2 - 情報再生装置および再生方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えば光磁気ディスク装置等の情報再生装置、特にＰＲＭＬ（Pertial Response Maximum Likelihood ）方法を用いる情報再生装置および再生方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
比較的最近開発されている、記録媒体に対する記録方法としてマークエッジ記録方法を用いる光磁気ディスク装置等の情報再生装置においては、再生信号から記録データを復号するためにＰＲＭＬ方法が用いられる。ＰＲＭＬ方法は、まず、記録媒体から再生される再生信号にフィルタ部によって施される波形等化処理として、パーシャルレスポンス方法を用いる。そして、波形等化処理された信号に基づいて、最尤復号方法、具体的には、ビタビ復号方法によって復号データを生成する方法である。波形等化処理に用いられるパーシャルレスポンス特性は、採用されるビタビ復号方法の種類に合致するものが用いられる。
【０００３】
ビタビ復号方法においては、入力される再生信号値に基づいて尤度を計算し、最も尤度が大きい状態遷移を選択することにより復号を行う方法である。尤度を正しく計算するためには、波形等化処理が高精度で行われる必要がある。このため、ディジタルフィルタを用い、乗算器の係数を制御することによって、所望の波形等化特性を実現する方法が多用されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、乗算器を用いるとフィルタ部の構成が複雑なものとなるため、製造コスト等の設計上の問題点が生じる。また、ディジタルフィルタの動作に不可欠なクロックに起因して、遅延時間が生じるという問題点もある。
【０００５】
従って、この発明の目的は、アナログフィルタを用いてディジタルフィルタと同等若しくはそれに近い精度で波形等化処理を行うことの可能な情報再生装置および再生方法を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、ＰＲＭＬ方法を用いる情報再生装置であって、
記録媒体から再生される再生信号を波形等化し、その伝達関数が一組の数値によって制御可能なアナログフィルタと、
波形等化により生成された信号に基づいて、２乗平均誤差量を計算する誤差量検出手段と、
離散インパルス応答において一つの基準インパルス応答に対して他の複数のインパルス応答の振幅比をそれぞれ独立に定め、振幅比の組み合せと一組の数値の対応関係のマップを記憶する記憶手段と、
２乗平均誤差量を最小とする振幅比を選択し、選択された振幅比に対応する一組の数値を選択してアナログフィルタを調整する制御手段と
を有することを特徴とする情報再生装置である。
【０００７】
請求項２の発明は、ＰＲＭＬ方法を用いる情報再生方法であって、
その伝達関数が一組の数値によって制御可能なアナログフィルタによって記録媒体から再生される再生信号を波形等化するステップと、
波形等化により生成された信号に基づいて、２乗平均誤差量を計算する誤差量検出ステップと、
離散インパルス応答において一つの基準インパルス応答に対して他の複数のインパルス応答の振幅比をそれぞれ独立に定め、振幅比の組み合せと一組の数値の対応関係のマップを記憶する記憶ステップと、
２乗平均誤差量を最小とする振幅比を選択し、選択された振幅比に対応する一組の数値を選択してアナログフィルタを調整する制御ステップと
を有することを特徴とする情報再生方法である。
【０００８】
以上のような発明によれば、アナログフィルタを用いることによりフィルタ部の構成が簡略なものとなる。
【０００９】
また、アナログフィルタのインパルス応答を制御し、かかる制御がなされたアナログフィルタを用いて波形等化処理を行うことができる。
【００１０】
このため、アナログフィルタのインパルス応答を適切に制御することによって、高精度の波形等化処理を行うことが可能となる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下に、この発明の理解を容易とするために、ビタビ復号方法を行う再生系を有する記録／再生装置の一例について、装置の全体構成、記録媒体のセクタフォーマット、４値４状態ビタビ復号方法の概要、４値４状態ビタビ復号方法を実現するビタビ復号器の構成および動作、および４値４状態ビタビ復号方法以外のビタビ復号方法の順に説明する。
【００１２】
〔ディスク記録再生装置の概要〕
以下、ビタビ復号方法を行う再生系を有する記録／再生装置の一例について説明する。図１は、ビタビ復号方法を行う再生系を有する光磁気ディスク装置の一例の全体構成を示すブロック図である。記録時には、コントローラ２がホストコンピュータ１の指令に従って、記録すべきユーザデータを受取り、情報語としてのユーザデータに基づいてエンコードを行って、符号語としてのＲＬＬ（１，７）符号を生成する。この符号語が記録データとしてレーザパワーコントロール部（以下、ＬＰＣと表記する）４に供給される。コントローラ２は、このような処理の他に、後述する復号化処理、および記録、再生、消去等の各モードの制御、並びにホストコンピュータ１との交信等の動作を行う。
【００１３】
ＬＰＣ４は、供給された記録データに対応して、光ピックアップ７のレーザパワーを制御して光磁気ディスク６上に磁気極性を有するピット列を形成することにより、記録を行う。この記録の際に、磁気ヘッド５が光磁気ディスク６にバイアス磁界を付与する。実際には、記録データに基づいて後述するように生成されるプリコード出力に従って、後述するようなマークエッジ記録が行われる。
【００１４】
後述するように、記録位置すなわちピットの形成位置の制御は、磁気ヘッド５および光ピックアップ７等の位置決めを行う、図示しない手段によってなされる。このため、記録動作時においても、光ピックアップ７がアドレス部等を通過する際には、後述するような再生時の動作と同様な動作が行われる。
【００１５】
上述したようにして形成される各ピットを、記録データに基づいて後述するようにして生成されるプリコード出力中の各ビットに対応させる方法について、図２を参照して説明する。プリコード出力中の、例えば'1' に対してピットを形成し、'0' に対してピットを形成しない記録方法をマーク位置記録方法と称する。一方、各ピットのエッジによって表現される、プリコード出力中の各ビットの境界における極性の反転を、例えば'1' に対応させる記録方法をマークエッジ記録方法と称する。再生時には、再生信号中の各ビットの境界は、後述するようにして生成されるリードクロックＤＣＫに従って認識される。
【００１６】
次に、再生系の構成および動作について説明する。光ピックアップ７は、光磁気ディスク６にレーザ光を照射し、それによって生じる反射光を受光して、再生信号を生成する。再生信号は、和信号Ｒ+ 、差信号Ｒ- および図示しないフォーカスエラー信号の３種類の信号からなる。和信号Ｒ+ は、アンプ８によってゲイン調整等がなされた後に切替えスイッチ１０に供給される。また、差信号Ｒ- は、アンプ９によってゲイン調整等がなされた後に切替えスイッチ１０に供給される。さらに、アンプ８の出力は、図示しないサーボ系および位置制御系等に供給され、それらの動作において用いられる。一方、フォーカスエラー信号は、フォーカスエラーを解消する手段（図示せず）に供給される。
【００１７】
切替えスイッチ１０には、後述するような切替え信号Ｓが供給される。切替えスイッチ１０は、この切替え信号Ｓに従って、以下のように、和信号Ｒ+ または差信号Ｒ- をフィルタ部１１に供給する。すなわち、後述するような光磁気ディスク６のセクタフォーマットにおいて、エンボス加工によって形成される部分から再生される再生信号が切替えスイッチ１０に供給される期間には、和信号Ｒ+ をフィルタ部１１に供給する。また、光磁気的に記録される部分から再生される再生信号が切替えスイッチ１０に供給される期間には、差信号Ｒ- をフィルタ部１１に供給する。
【００１８】
切替え信号Ｓは、例えば次のようにして生成される。すなわち、まず、再生信号から、セクタフォーマットに規定される所定のパターンから再生される信号を検出する。このような所定のパターンとしては、例えば後述するセクタマークＳＭ等が用いられる。そして、かかる検出がなされた時点を基準として、後述するリードクロックを数える等の方法によって認識される所定時点において、切替え信号Ｓが生成される。
【００１９】
フィルタ部１１は、ノイズカットを行うローパスフィルタおよび波形等化を行う波形等化器から構成される。後述するように、この際の波形等化処理において用いられる波形等化特性は、ビタビ復号器１３が行うビタビ復号方法に適合するものとされる。ビタビ復号器１３は、供給された信号からビタビ復号方法によって復号データを生成する。かかる復号データは、上述したようにして記録される記録データに対する最尤復号系列である。従って、復号エラーが無い場合には、復号データは、記録データと一致する。
【００２０】
復号データは、コントローラ２に供給される。上述したように、記録データは、ユーザデータからチャンネル符号化等の符号化によって生成された符号語である。従って、復号エラーレートが充分低ければ、復号データは、符号語としての記録データとみなすことができる。コントローラ２は、復号データに、上述のチャンネル符号化等の符号化に対応する復号化処理を施すことにより、ユーザデータ等を再生する。
【００２１】
また、波形等化器の出力は、ＰＬＬ部１４にも供給される。ＰＬＬ部１４は、供給された信号に基づいて、リードクロックＤＣＫを生成する。リードクロックＤＣＫは、コントローラ２、Ａ／Ｄ変換器１２、ビタビ復号器１３等に供給される。コントローラ２、Ａ／Ｄ変換器１２、ビタビ復号器１３の動作は、リードクロックＤＣＫに従うタイミングでなされる。さらに、リードクロックＤＣＫは、図示しないタイミングジェネレータに供給される。タイミングジェネレータは、例えば、記録／再生動作の切替え等の装置の動作タイミングを制御する信号を生成する。
【００２２】
上述したような再生動作において、光磁気ディスク６から再生される再生信号に基いて、より正しい再生データを得るために、再生系の各構成要素の動作を再生信号の品質に応じて適正化することが行われる。このような操作をキャリブレーションと称する。キャリブレーションは、再生信号の品質等が例えば加工精度等の記録媒体の特性、および例えば記録用レーザ光のパワーの変動、周囲温度等の記録／再生時の条件等によって変化する可能性があることに対応するために再生系のパラメータを適正化するためのものである。
【００２３】
キャリブレーションの内容は、例えば光ピックアップ７の読取り用レーザ光パワーの調整、アンプ８および９のゲインの調整、フィルタ部１１の波形等化特性の調整、およびビタビ復号器１３の動作において用いられる振幅基準値の調整等である。このようなキャリブレーションは、電源投入直後または記録媒体の交換時等に、図１中には図示しない構成によって行われる。
【００２４】
〔記録媒体のセクタフォーマットの概要〕
光磁気ディスク６には、セクタを記録／再生の単位としてユーザデータが記録される。図３を参照して、光磁気ディスク６において用いられるセクタフォーマットの一例について説明する。図３Ａに示すように、１セクタは、記録／再生の順に従って、ヘッダ、ＡＬＰＣ，ギャップ、ＶＦＯ3 、シンク、データフィールド、バッファの各エリアに区分されている。図３中に付した数字は、バイト数を表す。光磁気ディスク６上には、ブロック符号化等の符号化がなされたデータが記録される。例えば８ビットが１２チャンネルビットに変換されて記録される。
【００２５】
このセクタフォーマットの一例においては、ユーザデータ量が１０２４バイトのフォーマットと、ユーザデータ量が５１２バイトのフォーマットとが用意されている。ユーザデータ量が１０２４バイトのフォーマットでは、データフィールドのバイト数が６７０バイトとされる。また、ユーザデータ量が５１２バイトのフォーマットでは、データフィールドのバイト数が１２７８バイトとされる。これら２つのセクタフォーマットにおいて、６３バイトのプリフォーマットされたヘッダと、ＡＬＰＣ，ギャップエリアの１８バイトは、同一とされている。
【００２６】
図３Ｂは、６３バイトのヘッダを拡大して示す。ヘッダは、セクタマークＳＭ（８バイト）、ＶＦＯフィールドのＶＦＯ1 （２６バイト）、アドレスマークＡＭ（１バイト）、ＩＤフィールドのＩＤ1 （５バイト）、ＶＦＯフィールドのＶＦＯ2 （１６バイト）、アドレスマークＡＭ（１バイト）、ＩＤフィールドのＩＤ2 （５バイト）、およびポストアンブルＰＡ（１バイト）が順に配列された構成とされている。
【００２７】
図３Ｃは、１８バイトのＡＬＰＣ，ギャップエリアを拡大して示す。１８バイトは、ギャップフィールド（５バイト）、フラグフィールド（５バイト）、ギャップフィールド（２バイト）、ＡＬＰＣ（６バイト）からなる。
【００２８】
次に、これらのフィールドについて説明する。セクタマークＳＭは、セクタの開始を識別するためのマークであり、ＲＬＬ（１，７）符号において生じないエンボス加工によって形成されたパターンを有する。ＶＦＯフィールドは、上述のＰＬＬ部１８中のＶＦＯ(Variable Frequency Oscillator) を同期させるためのもので、ＶＦＯ1 、ＶＦＯ2 およびＶＦＯ3 からなる。ＶＦＯ1 およびＶＦＯ2 は、エンボス加工によって形成されている。また、ＶＦＯ3 は、そのセクタに対して記録動作が行われる際に光磁気的に書かれる。ＶＦＯ1 、ＶＦＯ2 およびＶＦＯ3 は、それぞれチャンネルビットの'0' と'1' が交互に現れるパターン（２Ｔパターン）を有する。従って、１チャンネルビットの時間長に対応する時間をＴとすると、ＶＦＯフィールドを再生した時に、２Ｔ毎にレベルが反転する再生信号が得られる。
【００２９】
アドレスマークＡＭは、後続のＩＤフィールドのためのバイト同期を装置に対して与えるために使用され、ＲＬＬ（１，７）符号において生じないエンボスされたパターンを有する。ＩＤフィールドは、セクタのアドレス、すなわち、トラック番号およびセクタ番号の情報と、これらの情報に対するエラー検出用のＣＲＣバイトを有する。ＩＤフィールドは、５バイトからなる。ＩＤ1 およびＩＤ2 によって、同一のアドレス情報が二重に記録される。ポストアンブルＰＡは、チャンネルビットの'0' と'1' とが交互に現れるパターン（２Ｔパターン）を有する。ＩＤ1 、ＩＤ2 およびポストアンブルＰＡも、エンボス加工によって形成されている。このように、ヘッダの領域は、エンボス加工によりピットが形成されたプリフォーマットされた領域である。
【００３０】
図３Ｃは、ＡＬＰＣ，ギャップエリアを拡大して示す。ギャップには、ピットが形成されない。最初のギャップフィールド（５バイト）は、プリフォーマットされたヘッダの後の最初のフィールドであり、これによって、ヘッダの読取りを完了した後の処理に装置が要する時間が確保される。２番目のギャップフィールド（２バイト）は、後のＶＦＯ3 の位置のずれを許容するためのものである。
【００３１】
ＡＬＰＣ，ギャップエリアには、５バイトのフラグフィールドが記録される。フラグフィールドは、セクタのデータが記録される時に、連続した２Ｔパターンが記録される。ＡＬＰＣ(Auto Laser Power Control)フィールドは、記録時のレーザパワーをテストするために設けられている。シンクフィールド（４バイト）は、続くデータフィールドのためのバイト同期を装置が得るために設けられており、所定のビットパターンを有する。
【００３２】
データフィールドは、ユーザデータを記録するために設けられる。上述した６７０バイトのデータフィールドには、５１２バイトのユーザデータと、１４４バイトのエラー検出、訂正用のパリティ等と、１２バイトのセクタ書込みフラグと、２バイト（ＦＦ）とからなる。また、１２７８バイトのデータフィールドの場合には、１０２４バイトのユーザデータと、２４２バイトのエラー検出、訂正用のパリティ等と、１２バイトのセクタ書込みフラグとからなる。セクタの最後のバッファフィールドは、電気的、あるいは機械的な誤差に対する許容範囲として使用される。
【００３３】
上述したセクタフォーマットの例において、ヘッダは、エンボス加工によりピットが形成されたエリアである。また、ＡＬＰＣ，ギャップエリアは、再生時には、使用されないエリアである。さらに、ＶＦＯ3 、シンクフィールドおよびデータフィールドは、光磁気記録されたデータのエリアである。
【００３４】
〔４値４状態ビタビ復号方法の概要〕
以下、ビタビ復号器１３によって行われるビタビ復号方法について説明する。上述したように、ユーザデータは、様々な符号化方法によって記録データとしての符号語に変換される。符号化方法は、記録媒体の性質および記録／再生方法等に応じて適切なものが採用される。光磁気ディスク装置においては、ブロック符号化において、Run Lengthすなわち'1' と'1' の間の'0' の数を制限するＲＬＬ（Run Length Limited）符号化方法が用いられることが多い。従来から幾つかのＲＬＬ符号化方法が用いられている。一般に、'1' と'1' の間の'0' の数を最小でｄ個、最大でｋ個とするｍ／ｎブロック符号をＲＬＬ（ｄ，ｋ；ｍ，ｎ）符号と称する。
【００３５】
例えば、２／３ブロック符号において、'1' と'1' の間の'0' の数を最小で１個、最大で７個とするブロック符号化方法は、ＲＬＬ（１，７；２，３）符号である。一般にＲＬＬ（１，７；２，３）符号をＲＬＬ（１，７）符号と称することが多いので、以下の説明においても単にＲＬＬ（１，７）符号と表記した場合には、ＲＬＬ（１，７；２，３）符号を指すことにする。
【００３６】
このようなＲＬＬ符号化方法と、上述したマークエッジ記録方法との組合わせによって記録されたデータから再生される再生信号を復号するために、ビタビ復号方法を用いることができる。
【００３７】
このようなＲＬＬ符号化方法は、記録密度の向上、および再生動作の安定性の確保という２つの観点から、符号化方法に要求される条件に対応できるものである。まず、上述したように、マークエッジ記録方法は、記録データに基づいて後述するように生成されるプリコード出力における'1' を各ピットのエッジによって表現される極性の反転に対応させるものなので、'1' と'1' の間の'0' の数を多くする程、各ピット１個当たりに記録されるビット数を大きくすることができる。従って、記録密度を大きくすることができる。
【００３８】
一方、再生系の動作タイミングを合わせるために必要なリードクロックＤＣＫは、上述したように、再生信号に基づいてＰＬＬ部１４によって生成される。このため、記録データにおいて'1' と'1' の間の'0' の数を多くすると、再生動作の際にＰＬＬ部の動作が不安定となるので、再生動作全体が不安定なものとなる。
【００３９】
これら２つの条件を考慮すると、'1' と'1' の間の'0' の数は、多過ぎたり、少な過ぎたりしない、適切な範囲内に設定される必要がある。このような、記録データ中の'0' の数の設定に関して、ＲＬＬ符号化方法が有効となる。
【００４０】
ところで、図４に示すように、上述したＲＬＬ（１，７）符号化方法とマークエッジ記録方法の組み合わせにおいては、記録データに基づいて生成されるプリコード出力中の'1' と'1' の間に最低１個の'0' が含まれるので、最小反転幅が２となる。このような、最小反転幅が２となる符号化方法が用いられる場合に、符号間干渉およびノイズ等の影響を受けている再生信号から記録データを復号する方法として、後述するように、４値４状態ビタビ復号方法を適用することができる。
【００４１】
上述したように、再生信号には、フィルタ部１１によって波形等化処理がなされる。ビタビ復号方法の前段としてなされるこのような波形等化処理には、符号間干渉を積極的に利用するパーシャルレスポンス方法が用いられる。この際に用いられる波形等化特性は、一般に（１＋Ｄ）n で表されるパーシャルレスポンス特性の内から、記録／再生系の線記録密度およびＭＴＦ（Modulation Transfer Function）を考慮して決められる。上述したＲＬＬ（１，７）符号化方法とマークエッジ記録方法の組み合わせによって記録されたデータに対して、ＰＲ（１，２，１）を用いる波形等化処理は、４値４状態ビタビ復号方法の前段となる。
【００４２】
一方、マークエッジ記録方法においては、光磁気ディスク媒体等に対する実際の記録に先立って、上述のＲＬＬ符号化等によって符号化された記録データに基づくプリコードが行われる。各時点ｋにおける記録データ列をａ〔ｋ〕、これに基づくプリコード出力をｂ〔ｋ〕とすると、プリコードは、以下のように行われる。
【００４３】
ｂ〔ｋ〕＝ｍｏｄ２｛ａ〔ｋ〕＋ｂ〔ｋ−１〕｝ （１）
このようなプリコード出力ｂ〔ｋ〕が実際に光磁気ディスク媒体等に記録される。一方、フィルタ部１１中の波形等化器によってなされる、波形等化特性ＰＲ（１，２，１）での波形等化処理について説明する。但し、以下の説明においては、信号の振幅を規格化せずに、波形等化特性をＰＲ（Ｂ，２Ａ，Ｂ）とする。また、ノイズを考慮しない場合の再生信号の値をｃ〔ｋ〕と表記する。さらに、ノイズを含む実際の再生信号（すなわち、記録媒体から再生された再生信号）をｚ〔ｋ〕と表記する。
【００４４】
ＰＲ（Ｂ，２Ａ，Ｂ）は、ある時点ｋにおける再生信号の値に対して、時点ｋにおける振幅の寄与が振幅値の２Ａ倍とされ、さらに前後の時点ｋ−１およびｋ＋１における振幅の寄与が各々の時点での信号の振幅のＢ倍とされるものである。従って、再生信号の値の最大値は、時点ｋ−１、ｋ、ｋ＋１において何れもパルスが検出される場合である。このような場合には、再生信号の値の最大値は、以下のようになる。
【００４５】
Ｂ＋２Ａ＋Ｂ＝２Ａ＋２Ｂ
また、再生信号の値の最小値は０となる。但し、実際の取り扱いにおいては、ｃ〔ｋ〕として、ＤＣ成分のＡ＋Ｂを差し引いた以下のようなものが用いられる。
【００４６】
従って、ノイズを考慮しない場合の再生信号ｃ〔ｋ〕は、Ａ＋Ｂ，Ａ，−Ａ，−Ａ−Ｂの内の何れかの値をとることになる。一般に、再生信号の性質を示す方法の１つとして、例えば５個の時点を単位として、再生信号を多数重ね合わせたものをアイパターンと称する。この発明を適用することができる光磁気ディスク装置において、ＰＲ（Ｂ，２Ａ，Ｂ）の下で波形等化処理された実際の再生信号ｚ〔ｋ〕についてのアイパターンの一例を図５に示す。図５から各時点における再生信号ｚ〔ｋ〕の値は、ノイズによるばらつきを有するが、ほぼ、Ａ＋Ｂ，Ａ，−Ａ，−Ａ−Ｂの内の何れかになることが確認できる。後述するように、Ａ＋Ｂ，Ａ，−Ａ，−Ａ−Ｂの値は、識別点として用いられる。
【００４７】
上述したような波形等化処理がなされた再生信号を復号する、ビタビ復号方法の概略は、次のようなものである。ステップ▲１▼符号化方法および記録媒体に対する記録方法に基づいて、生じ得る全ての状態を特定する。ステップ▲２▼ある時点における各状態を起点として、次の時点において生じ得る全ての状態遷移と、各状態遷移が生じる時の記録データａ〔ｋ〕および再生信号の値ｃ〔ｋ〕を特定する。ステップ▲１▼および▲２▼の結果として特定された全ての状態および状態遷移と、各状態遷移が生じる時の〔記録データの値ａ〔ｋ〕／再生信号の値ｃ〔ｋ〕〕を図の形式で表現したものを状態遷移図と称する。後述するように、４値４状態ビタビ復号方法における状態遷移図は、図７に示すようなものである。そして、この状態遷移図に基づく復号動作を行うように、ビタビ復号器１３が構成される。
【００４８】
さらに、ステップ▲３▼上述したように、状態遷移図を前提として、記録媒体から各時点ｋにおいて再生される再生信号ｚ〔ｋ〕に基づく最尤な状態遷移が選択される。但し、上述したように、ｚ〔ｋ〕は、ビタビ復号器１３に供給される前段において波形等化されたものである。このような最尤な状態遷移の選択がなされる毎に、選択された状態遷移に対応して、状態遷移図に記載された記録データａ〔ｋ〕の値を復号値とすることによって、記録データに対する最尤復号値系列としての復号データａ' 〔ｋ〕を得ることができる。但し、各時点ｋにおける復号データ値から、最尤復号値系列とするための構成は、後述するビタビ復号器１３中のＰＭＵ２３である。従って、上述したように、復号データ列ａ' 〔ｋ〕は、復号エラーが無い場合には、記録データ列ａ〔ｋ〕と一致する。上述のステップ▲１▼〜ステップ▲３▼について、以下に詳細に説明する。
【００４９】
上述のステップ▲１▼について説明する。まず、ここで用いられる状態として、ある時点ｋにおける状態を、時点ｋおよびそれ以前のプリコード出力を用いて次のように定義する。すなわち、ｎ＝ｂ〔ｋ〕、ｍ＝ｂ〔ｋ−１〕、ｌ＝ｂ〔ｋ−２〕の時の状態をＳnml と定義する。このような定義によって、２3 ＝８個の状態があると考えられるが、上述したように、実際に生じ得る状態は、符号化方法等に基づいて制限される。ＲＬＬ（１，７）符号として符号化された記録データ列ａ〔ｋ〕においては、'1' と'1' の間に最低１個の'0' が含まれるので、２個以上の'1' が連続することが無い。記録データ列ａ〔ｋ〕に課されるこのような条件に基づいてプリコード出力ｂ〔ｋ〕について一定の条件が課され、その結果として生じ得る状態に制限が加えられる。
【００５０】
このような制限について具体的に説明する。上述したようにＲＬＬ（１，７）符号化によって生成される記録データ列中に、２個以上の'1' が連続するもの、すなわち以下のものはあり得ない。
【００５１】
ａ〔ｋ〕＝１，ａ〔ｋ−１〕＝１，ａ〔ｋ−２〕＝１ （３）
ａ〔ｋ〕＝１，ａ〔ｋ−１〕＝１，ａ〔ｋ−２〕＝０ （４）
ａ〔ｋ〕＝０，ａ〔ｋ−１〕＝１，ａ〔ｋ−２〕＝１ （５）
記録データ列に課されるこのような条件に基づいて、上述の（１）式に従ってｂ〔ｋ〕について課される条件について検討すると、Ｓ０１０およびＳ１０１の２個の状態は生じ得ないことがわかる。従って、生じ得る状態は、２3 −２＝６個である。
【００５２】
次に、ステップ▲２▼について説明する。ある時点ｊにおける状態を起点として、次の時点ｊ＋１において生じ得る状態を求めるためには、時点ｊ＋１における記録データの値ａ〔ｊ＋１〕が１となる場合、および０となる場合に分けて調べる必要がある。
【００５３】
ここでは、状態Ｓ０００を例として説明する。上述の（１）式に従って、Ｓ０００すなわちｎ＝ｂ〔ｊ〕＝０，ｌ＝ｂ〔ｊ−１〕＝０，ｍ＝ｂ〔ｊ−２〕＝０とプリコードされる記録データとしては、以下の２個が考えられる。
【００５４】
ａ〔ｊ〕＝０、ａ〔ｊ−１〕＝０、ａ〔ｊ−２〕＝１ （６）
ａ〔ｊ〕＝０、ａ〔ｊ−１〕＝０、ａ〔ｊ−２〕＝０ （７）
〔ａ〔ｊ＋１〕＝１の時〕
この時、（１）式に従って、ｂ〔ｊ＋１〕は、以下のように計算される。
【００５５】
従って、再生信号ｃ〔ｊ〕の値は、上述の（２）式に従って、次のように計算される。
【００５６】
また、次の時点ｊ＋１での状態Ｓnlm については、ｎ＝ｂ〔ｊ＋１〕，ｌ＝ｂ〔ｊ〕，ｍ＝ｂ〔ｊ−１〕である。そして、上述したようにｂ〔ｊ＋１〕＝１，ｂ〔ｊ〕＝０，ｂ〔ｊ−１〕＝０となるので、次の時点ｊ＋１における状態は、Ｓ１００である。従って、ａ〔ｊ＋１〕＝１の場合には、Ｓ０００→Ｓ１００という遷移が生じることが特定できる。
【００５７】
〔ａ〔ｊ＋１〕＝０の時〕
この時、（１）式に従って、ｂ〔ｊ＋１〕は、以下のように計算される。
【００５８】
従って、再生信号ｃ〔ｊ＋１〕の値は、上述の（２）式に従って、次のように計算される。
【００５９】
また、次の時点ｊ＋１における状態Ｓnlm については、ｎ＝ｂ〔ｊ＋１〕，ｌ＝ｂ〔ｊ〕，ｍ＝ｂ〔ｊ−１〕である。そして、上述したようにｂ〔ｊ＋１〕＝０，ｂ〔ｊ〕＝０，ｂ〔ｊ−１〕＝０となるので、次の時点における状態は、Ｓ０００である。従って、ａ〔ｊ＋１〕＝０の場合には、Ｓ０００→Ｓ０００という遷移が生じることが特定できる。
【００６０】
このようにして、時点ｊにおけるＳ０００以外の各状態についても、それらを起点として次の時点ｊ＋１において生じ得る状態遷移と、そのような各状態遷移が生じる時の記録データ値ａ〔ｊ＋１〕および再生信号値ｃ〔ｊ＋１〕との対応を求めることができる。
【００６１】
上述したようにして、各状態について、それらを起点として生じ得る状態遷移と、各状態遷移が生じる時の記録データの値および再生信号の値との対応を求め、図の形式に表したものが図６である。上述の時点ｊおよびｊ＋１は、特別の時点ではない。従って、上述したようにして求まる、生じ得る状態遷移とそれらに伴う記録データの値および再生信号の値との対応は、任意の時点において適用することができる。このため、図６においては、任意の時点ｋにおいて生じる状態遷移に伴う記録データの値をａ〔ｋ〕と表記し、再生信号の値をｃ〔ｋ〕と表記する。
【００６２】
図６において、状態遷移は、矢印によって表される。また、各矢印に付した符号が〔記録データ値ａ〔ｋ〕／再生信号値ｃ〔ｋ〕〕を示している。状態Ｓ０００，Ｓ００１，Ｓ１１１およびＳ１１０を起点とする状態遷移は、２通り有るのに対して、状態Ｓ０１１およびＳ１００を起点として生じ得る遷移は１通りのみである。
【００６３】
さらに、図６においてＳ０００とＳ００１は、何れもａ〔ｋ〕＝１に対しては、ｃ〔ｋ〕＝−Ａという値を取り、Ｓ１００に遷移している。一方、ａ〔ｋ〕＝０に対しては、ｃ〔ｋ〕＝−Ａ−Ｂという値を取り、Ｓ０００に遷移している。また、Ｓ１１１とＳ１１０も同様に、同じａ〔ｋ＋１〕の値について同じｃ〔ｋ＋１〕の値を取り、且つ、同じ状態に遷移している。従って、Ｓ０００とＳ００１をまとめてＳ０と表現し、Ｓ１１１とＳ１１０をまとめてＳ２と表現することができる。さらに、Ｓ０１１をＳ３とし、Ｓ１００をＳ１と表現することにして、整理したものが図７である。
【００６４】
上述したように、図７が４値４状態ビタビ復号方法に用いられる状態遷移図である。図７中には、Ｓ０〜Ｓ３の４個の状態、および再生信号ｃ〔ｋ＋１〕の値としての−Ａ−Ｂ，−Ａ，Ａ，Ａ＋Ｂの４個の値が示されている。状態Ｓ０およびＳ２を起点とする状態遷移は、２通り有るのに対して、状態Ｓ１およびＳ３を起点とする状態遷移は、１通りのみである。
【００６５】
一方、状態遷移を時間に沿って表現する形式として、図８に示すようなトレリス線図が用いられる。図８では、２個の時点間の遷移を示しているが、さらに多数の時点間の遷移を示すこともできる。時間経過に伴い、順次右の時点に遷移していく様子が表現される。従って、水平な矢印は、例えばＳ０→Ｓ０等の同じ状態への遷移を表し、斜めの矢印は、例えばＳ１→Ｓ２等の異なる状態への遷移を表すことになる。
【００６６】
上述したビタビ復号方法のステップ▲３▼、すなわち図７に示した状態遷移図を前提として、ノイズを含む実際の再生信号ｚ〔ｋ〕から最尤な状態遷移を選択する方法について以下に説明する。
【００６７】
最尤な状態遷移を選択するためには、まず、ある時点ｋにおける状態について、その状態に至る過程において経由してきた複数時点間の状態遷移の尤度の和を計算し、さらに、計算された尤度の和を比較して、最尤の復号系列を選択することが必要である。このような尤度の和をパスメトリックと称する。
【００６８】
パスメトリックを計算するためには、まず、隣接する時点間の状態遷移の尤度を計算することが必要となる。このような尤度の計算は、上述の状態遷移図を参照して、再生信号ｚ〔ｋ〕の値に基づいて以下のようになされる。まず、一般的な説明として、時点ｋ−１において、状態Ｓａである場合について考える。この時、ビタビ復号器３１に再生信号ｚ〔ｋ〕が入力された場合に、状態Ｓｂへの状態遷移が生じる尤度が次式に従って計算される。但し、状態Ｓａおよび状態Ｓｂは、図７の状態遷移図に記載されている４個の状態の何れかとする。
【００６９】
（ｚ〔ｋ〕−ｃ（Ｓａ，Ｓｂ））2 （１２）
上式において、ｃ（Ｓａ，Ｓｂ）は、状態Ｓａから状態Ｓｂへの状態遷移について、図７の状態遷移図に記載されている再生信号の値である。すなわち、上述の図７において、例えば状態遷移Ｓ０→Ｓ１について、−Ａと算出されている値である。従って、式（１２）は、ノイズを含む実際の再生信号ｚ〔ｋ〕の値と、ノイズを考慮せずに計算された再生信号ｃ（Ｓａ，Ｓｂ）の値の間のユークリッド距離となる。ある時点におけるパスメトリックは、その時点に至るまでのこのような隣接時点間の状態遷移の尤度の総和として定義される。
【００７０】
ところで、時点ｋにおいて状態Ｓａである場合を考える。この場合に、時点ｋ−１において状態Ｓａに遷移し得る状態をＳｐとすれば、パスメトリックＬ（Ｓａ，ｋ）は、時点ｋ−１におけるパスメトリックを用いて次式のように計算される。
【００７１】
Ｌ（Ｓａ，ｋ）
＝Ｌ（Ｓｐ，ｋ−１）＋（ｚ〔ｋ〕−ｃ（Ｓｐ，Ｓａ））2 （１３）
すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓｐに至った場合のパスメトリックＬ（Ｓｐ，ｋ−１）と、時点ｋ−１と時点ｋの間で生じるＳｐ→Ｓａなる状態遷移の尤度（ｚ〔ｋ〕−ｃ（Ｓｐ，Ｓａ））2 とを加算することによって、パスメトリックＬ（Ｓａ，ｋ）が計算される。この（ｚ〔ｋ〕−ｃ（Ｓｐ，Ｓａ））2 のような、最新の状態遷移の尤度は、ブランチメトリックと称される。但し、ここでのブランチメトリックは、後述するビタビ復号器１３中のブランチメトリック計算回路（ＢＭＣ）２０によって計算されるブランチメトリック、すなわち、規格化メトリックに対応するブランチメトリックとは、別のものであることに注意が必要である。
【００７２】
また、時点ｋにおいて状態Ｓａである場合に、時点ｋ−１において状態Ｓａに遷移し得る状態が複数個存在することがある。図７においては、状態Ｓ０およびＳ２がこのような場合である。すなわち時点ｋにおいて状態Ｓ０である場合に、時点ｋ−１において状態Ｓ０に遷移し得る状態は、Ｓ０とＳ３の２個である。また、時点ｋにおいて状態Ｓ２である場合に、時点ｋ−１において状態Ｓ２に遷移し得る状態は、Ｓ１とＳ２の２個である。一般的な説明として、時点ｋにおいて状態Ｓａであり、且つ、時点ｋ−１において状態Ｓａに遷移し得る状態がＳｐおよびＳｑの２個である場合に、パスメトリックＬ（Ｓａ，ｋ）は、次式のように計算される。
【００７３】
すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓｐであり、Ｓｐ→Ｓａなる状態遷移によって状態Ｓａに至った場合と、時点ｋ−１において状態Ｓｑであり、Ｓｑ→Ｓａなる状態遷移によって状態Ｓａに至った場合の各々について、尤度の和を計算する。そして、各々の計算値を比較し、より小さい値を時点ｋにおける状態Ｓａに関するパスメトリックＬ（Ｓａ，ｋ）とする。
【００７４】
このようなパスメトリックの計算を、図７を用いて上述した４値４状態について具体的に適用すると、時点ｋにおける各状態Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２およびＳ３についてのパスメトリックＬ（０，ｋ），Ｌ（１，ｋ），Ｌ（２，ｋ）およびＬ（３，ｋ）は、時点ｋ−１における各状態Ｓ０〜Ｓ３についてのパスメトリックＬ（０，ｋ−１）〜Ｌ（３，ｋ−１）を用いて以下のように計算できる。
【００７５】
上述したように、このようにして計算されるパスメトリックの値を比較して、最尤な状態遷移が選択されれば良い。ところで、最尤な状態遷移を選択するためには、パスメトリックの値そのものを計算しなくても、パスメトリックの値の比較ができれば良い。そこで、実際の４値４状態ビタビ復号方法においては、パスメトリックの代わりに以下に定義するような規格化パスメトリックを用いることにより、各時点ｋにおけるｚ〔ｋ〕に基づく計算を容易なものとするようになされる。
【００７６】
ｍ（ｉ，ｋ）
＝〔Ｌ（ｉ，ｋ）−ｚ〔ｋ〕2 −（Ａ＋Ｂ）2 〕／２／（Ａ＋Ｂ）（１９）
式（１９）をＳ０〜Ｓ３の各状態に適用すると、具体的な規格化パスメトリックは、以下のように２乗計算を含まないものとなる。このため、後述する、加算、比較、選択回路（ＡＣＳ）２１における計算を容易なものとすることができる。
【００７７】
但し、式（２０）〜（２３）中のαおよびβは、以下のようなものである。
【００７８】
α＝Ａ／（Ａ＋Ｂ） （２４）
β＝Ｂ×（Ｂ＋２×Ａ）／２／（Ａ＋Ｂ） （２５）
このような規格化パスメトリックに基づく４値４状態ビタビ復号方法における状態遷移の条件について図９に示す。上述の４個の規格化パスメトリックの内に、２個から１個を選択する式が２つあるので、２×２＝４通りの条件がある。
【００７９】
〔４値４状態ビタビ復号器の概要〕
上述した４値４状態ビタビ復号方法を実現するビタビ復号器１３について以下に説明する。図１０にビタビ復号器１３の全体構成を示す。ビタビ復号器１３は、ブランチメトリック計算回路（以下、ＢＭＣと表記する）２０、加算、比較および選択回路（以下、ＡＣＳと表記する）２１、圧縮およびラッチ回路２２およびパスメモリユニット（以下、ＰＭＵと表記する）２３から構成される。これらの各構成要素に対して上述のリードクロックＤＣＫ（以下の説明においては、単にクロックと表記する）が供給されることにより、ビタビ復号器１３全体の動作タイミングが合わされる。以下、各構成要素について説明する。
【００８０】
ＢＭＣ２０は、入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基づいて、規格化パスメトリックに対応するブランチメトリックの値ＢＭ０，ＢＭ１，ＢＭ２およびＢＭ３を計算する。ＢＭ０〜ＢＭ３は、上述の式（２０）〜（２３）の規格化パスメトリックを計算するために必要とされる、以下のようなものである。
【００８１】
ＢＭ０＝ｚ（ｋ） （２６）
ＢＭ１＝α×ｚ〔ｋ〕−β （２７）
ＢＭ２＝−ｚ（ｋ） （２８）
ＢＭ３＝−α×ｚ〔ｋ〕−β （２９）
この計算に必要なαおよびβは、上述の式（２３）および（２４）に示した意味を持つ基準値である。αおよびβの値は、再生信号ｚ〔ｋ〕に基づいて、所定の手段によって算出され、ＢＭＣ２０に供給される。算出方法の一例として、再生信号ｚ〔ｋ〕から、エンベロープ検出によってＡ，Ａ＋Ｂの値を求めて、式（２３）および（２４）に従ってαおよびβの値を算出する等が行われる。
【００８２】
ＢＭ０〜ＢＭ３の値は、ＡＣＳ２１に供給される。一方、ＡＣＳ２１は、後述するような圧縮およびラッチ回路２２から、１クロック前の規格化パスメトリックの値（但し、後述するように圧縮のなされたもの）Ｍ０，Ｍ１，Ｍ２およびＭ３を供給される。そして、Ｍ０〜Ｍ３と、ＢＭ０〜ＢＭ３とを加算して、後述するようにして、最新の規格化パスメトリックの値Ｌ０，Ｌ１，Ｌ２およびＬ３を計算する。Ｍ０〜Ｍ３が圧縮のなされたものであるため、Ｌ０〜Ｌ３を計算する際のオーバーフローを避けることができる。
【００８３】
さらに、ＡＣＳ２１は、最新の規格化パスメトリックの値Ｌ０〜Ｌ３に基づいて、後述するように、最尤な状態遷移を選択し、また、選択結果に対応して、パスメモリ２３に供給される選択信号ＳＥＬ０およびＳＥＬ２を'High'または'Low' とする。
【００８４】
また、ＡＣＳ２１は、Ｌ０〜Ｌ３を圧縮およびラッチ回路２２に供給する。圧縮およびラッチ回路２２は、供給されるＬ０〜Ｌ３を圧縮した後にラッチする。その後、１クロック前の規格化パスメトリックＭ０〜Ｍ３としてＡＣＳ２１に供給する。
【００８５】
この際の圧縮の方法としては、例えば以下に示すように、最新の規格化パスメトリックＬ０〜Ｌ３から、そのうちの１個、例えばＬ０を一律に差し引く等の方法が用いられる。
【００８６】
Ｍ０＝Ｌ０−Ｌ０ （３０）
Ｍ１＝Ｌ１−Ｌ０ （３１）
Ｍ２＝Ｌ２−Ｌ０ （３２）
Ｍ３＝Ｌ３−Ｌ０ （３３）
この結果として、Ｍ０が常に０の値をとることになるが、以下の説明においては、一般性を損なわないために、このままＭ０と表記する。式（３０）〜（３３）によって計算されるＭ０〜Ｍ３の値の差は、Ｌ０〜Ｌ３の値の差と等しいものとなる。上述したように、最尤な状態遷移の選択においては、規格化パスメトリック間の値の差のみが問題となる。従って、このような圧縮方法は、最尤な状態遷移の選択結果に影響せずに規格化パスメトリックの値を圧縮し、オーバーフローを防止する方法として有効である。このように、ＡＣＳ２１と圧縮およびラッチ回路２２は、規格化パスメトリックの計算に関するループを構成する。
【００８７】
上述のＡＣＳ２１について、図１１を参照してより詳細に説明する。ＡＣＳ２１は、６個の加算器５１、５２、５３、５４、５６、５８および２個の比較器５５、５７から構成される。一方、上述したようにＡＣＳ２１には、１クロック前の圧縮された規格化パスメトリックの値Ｍ０〜Ｍ３および規格化パスメトリックに対応するブランチメトリックの値ＢＭ０〜ＢＭ３が供給される。
【００８８】
加算器５１には、Ｍ０およびＢＭ０が供給される。加算器５１は、これらを加算して以下のようなＬ００を算出する。
【００８９】
Ｌ００＝Ｍ０＋ＢＭ０ （３４）
上述したように、Ｍ０は、時点ｋ−１において状態Ｓ０に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ０は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基づいて上述の（２６）式に従って計算されるもの、すなわちｚ〔ｋ〕の値そのものである。従って、式（３４）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２０）中のｍ（０，ｋ−１）＋ｚ〔ｋ〕の値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ０であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ０→Ｓ０によって最終的に状態遷移Ｓ０に至った場合に対応する計算値である。
【００９０】
一方、加算器５２には、Ｍ３およびＢＭ１が供給される。加算器５１は、これらを加算して以下のようなＬ３０を算出する。
【００９１】
Ｌ３０＝Ｍ３＋ＢＭ１ （３５）
上述したように、Ｍ３は、時点ｋ−１において状態Ｓ３に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する、圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ１は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基づいて上述の（２７）式に従って計算されるもの、すなわちα×ｚ〔ｋ〕−βである。従って、式（３５）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２０）中のｍ（３，ｋ−１）＋α×ｚ〔ｋ〕−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ３であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ３→Ｓ０によって最終的に状態遷移Ｓ０に至った場合に対応する計算値である。
【００９２】
上述のＬ００およびＬ３０は、比較器５５に供給される。比較器５５は、Ｌ００およびＬ３０の値を比較し、小さい方を最新の規格化パスメトリックＬ０とすると供に、選択結果に応じて、上述したように選択信号ＳＥＬ０の極性を切替える。このような構成は、式（２０）において、最小値が選択されることに対応するものである。すなわち、Ｌ００＜Ｌ３０の場合（この時は、Ｓ０→Ｓ０が選択される）に、Ｌ００をＬ０として出力し、且つ、ＳＥＬ０を例えば、'Low' とする。また、Ｌ３０＜Ｌ００の場合（この時は、Ｓ３→Ｓ０が選択される）には、Ｌ３０をＬ０として出力し、且つ、ＳＥＬ０を例えば'High'とする。ＳＥＬ０は、後述するように、状態Ｓ０に対応するＡ型パスメモリ２４に供給される。
【００９３】
このように、加算器５１、５２および比較器５５は、上述の式（２０）に対応して、Ｓ０→Ｓ０とＳ３→Ｓ０の内から、時点ｋにおける状態遷移として最尤なものを選択する動作を行う。そして、選択結果に応じて、最新の規格化パスメトリックＬ０および選択信号ＳＥＬ０を出力する。
【００９４】
また、加算器５６には、Ｍ０およびＢＭ１が供給される。加算器５１は、これらを加算して以下のようなＬ１を算出する。
【００９５】
Ｌ１＝Ｍ０＋ＢＭ１ （３６）
上述したように、Ｍ０は、時点ｋ−１において状態Ｓ０に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ１は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基づいて上述の（２７）式に従って計算されるもの、すなわちα×ｚ〔ｋ〕−βである。従って、式（３６）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２１）の右辺ｍ（０，ｋ−１）＋α×ｚ〔ｋ〕−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ０であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ０→Ｓ１によって最終的に状態遷移Ｓ１に至った場合に対応する計算値である。式（２１）が値の選択を行わないことに対応して、加算器５６の出力がそのまま最新の規格化パスメトリックＬ１とされる。
【００９６】
加算器５３には、Ｍ２およびＢＭ２が供給される。加算器５３は、これらを加算して以下のようなＬ２２を算出する。
【００９７】
Ｌ２２＝Ｍ２＋ＢＭ２ （３７）
上述したように、Ｍ２は、時点ｋ−１において状態Ｓ２に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ０は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基づいて上述の（２８）式に従って計算されるもの、すなわち−ｚ〔ｋ〕である。従って、式（３７）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２２）中のｍ（２，ｋ−１）−ｚ〔ｋ〕の値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ２であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ２→Ｓ２によって最終的に状態遷移Ｓ２に至った場合に対応する計算値である。
【００９８】
一方、加算器５４には、Ｍ１およびＢＭ３が供給される。加算器５３は、これらを加算して以下のようなＬ１２を算出する。
【００９９】
Ｌ１２＝Ｍ１＋ＢＭ３ （３８）
上述したように、Ｍ１は、時点ｋ−１において状態Ｓ１に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ３は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基づいて上述の（２９）式に従って計算されるもの、すなわち−α×ｚ〔ｋ〕−β である。従って、式（３８）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２２）中のｍ（１，ｋ−１）−α×ｚ〔ｋ〕−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ１であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ１→Ｓ２によって最終的に状態遷移Ｓ２に至った場合に対応する計算値である。
【０１００】
上述のＬ２２およびＬ１２は、比較器５７に供給される。比較器５７は、Ｌ２２およびＬ１２の値を比較し、小さい方を最新の規格化パスメトリックＬ２とすると共に、選択結果に応じて、上述したように選択信号ＳＥＬ２の極性を切替える。このような構成は、式（２２）において、最小値が選択されることに対応するものである。すなわち、Ｌ２２＜Ｌ１２の場合（この時は、Ｓ２→Ｓ２が選択される）に、Ｌ２２をＬ２として出力し、且つ、ＳＥＬ２を例えば、'Low' とする。また、Ｌ１２＜Ｌ２２の場合（この時は、Ｓ１→Ｓ２が選択される）には、Ｌ１２をＬ２として出力し、且つ、ＳＥＬ２を例えば'High'とする。ＳＥＬ２は、後述するように、状態Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６に供給される。
【０１０１】
このように、加算器５３、５４および比較器５７は、上述の式（２２）に対応して、Ｓ１→Ｓ２とＳ２→Ｓ２の内から、時点ｋにおける状態遷移として最尤なものを選択する。そして、選択結果に応じて、最新の規格化パスメトリックＬ２および選択信号ＳＥＬ２を出力する。
【０１０２】
また、加算器５８には、Ｍ２およびＢＭ３が供給される。加算器５８は、これらを加算して以下のようなＬ３を算出する。
【０１０３】
Ｌ３＝Ｍ２＋ＢＭ３ （３９）
上述したように、Ｍ２は、時点ｋ−１において状態Ｓ２に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ３は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基づいて上述の（２９）式に従って計算されるもの、すなわち−α×ｚ〔ｋ〕−βである。従って、式（３９）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２３）の右辺ｍ（２，ｋ−１）＋α×ｚ〔ｋ〕−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ０であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ２→Ｓ３によって最終的に状態遷移Ｓ３に至った場合に対応する計算値である。式（２３）が値の選択を行わないことに対応して、加算器５８の出力がそのまま最新の規格化パスメトリックＬ３とされる。
【０１０４】
上述したようにして, ＡＣＳ２１が出力するＳＥＬ０およびＳＥＬ２に従って、パスメモリユニット（以下、ＰＭＵと表記する）２３が動作することによって、記録データａ〔ｋ〕に対する最尤復号系列としての復号データａ’〔ｋ〕が生成される。ＰＭＵ２３は、図７に示した４個の状態間の状態遷移に対応するために、２個のＡ型パスメモリおよび２個のＢ型パスメモリから構成される。
【０１０５】
Ａ型パスメモリは、その状態に至る遷移として２つの遷移（すなわち、自分自身からの遷移と、他の１個の状態からの遷移）を有し、且つ、その状態を起点とする２つの遷移（すなわち、自分自身に至る遷移と他の１個の状態に至る遷移）を有する状態に対応するための構成とされる。従って、Ａ型パスメモリは、図７に示した４個の状態の内、Ｓ０およびＳ２に対応するものである。
【０１０６】
一方、Ｂ型パスメモリは、その状態に至る遷移が１つのみであり、且つ、その状態を起点とする遷移が１つのみである状態に対応するための構成とされる。従って、Ｂ型パスメモリは、図７に示した４個の状態の内、Ｓ１およびＳ３に対応するものである。
【０１０７】
これら２個のＡ型パスメモリおよび２個のＢ型パスメモリが図７に示した状態遷移図に従う動作を行うために、ＰＭＵ２３において、図１０に示すような復号データの受渡しがなされるように構成される。すなわち、Ａ型パスメモリ２４がＳ０に対応し、Ａ型パスメモリ２６がＳ２に対応する。また、Ｂ型パスメモリ２５がＳ１に対応し、また、Ｂ型パスメモリ２７がＳ３に対応する。このように構成すれば、Ｓ０を起点として生じ得る状態遷移がＳ０→Ｓ０およびＳ０→Ｓ１であり、Ｓ２を起点として生じ得る状態遷移がＳ２→Ｓ２およびＳ２→Ｓ３であることに合致する。また、Ｓ１を起点として生じ得る状態遷移がＳ１→Ｓ２のみであり、Ｓ３を起点として生じ得る状態遷移がＳ３→Ｓ０のみであることにも合致する。
【０１０８】
Ａ型パスメモリ２４について、その詳細な構成を図１２に示す。Ａ型パスメモリ２４は、パスメモリ長に対応する個数のフリップフロップとセレクタを、交互に接続したものである。図１０には、１４ビットのデコードデータ長に対応する構成を示した。すなわち、１４個のセレクタ３１1 〜３１14および１５個のフリップフロップ３０0 〜３０14を有するものである。セレクタ３１1 〜３１14は、何れも２個のデータを受取り、その内の１個を選択的に後段に供給するものである。また、フリップフロップ３０0 〜３０14にクロックが供給されることにより、Ａ型パスメモリ２４全体の動作タイミングが合わされる。
【０１０９】
図７を用いて上述したように、状態Ｓ０に至る遷移は、Ｓ０→Ｓ０すなわち自分自身から継承する遷移、およびＳ３→Ｓ０である。このような状況に対応する構成として、各セレクタは、前段のフリップフロップから供給されるデータすなわちＳ０→Ｓ０に対応する復号データと、状態Ｓ３に対応するＢ型パスメモリ２７から供給されるデータすなわちＳ３→Ｓ０に対応する復号データＰＭ３とを受取る。さらに、各セレクタは、ＡＣＳ２１からＳＥＬ０を供給される。そして、ＳＥＬ０の極性に応じて、供給される２個の復号データの内の一方を後段のフリップフロップに供給する。また、このようにして後段のフリップフロップに供給される復号データは、状態Ｓ１に対応するＢ型パスメモリ２５にもＰＭ０として供給される。
【０１１０】
すなわち、例えばセレクタ３１14は、前段のフリップフロップ３０13から供給されるデータと、Ｂ型パスメモリ２７から供給される１４ビットからなるＰＭ３の１４番目のビット位置のデータとを受取る。そして、これら２個のデータの内から以下のようにして選択したデータを、後段のフリップフロップ３０14に供給する。上述したようにＳＥＬ０は、選択結果に応じて、'Low' または'High'とされる。ＳＥＬ０が例えば'Low' の時は、前段のフリップフロップ３０13からのデータが選択されるようになされる。また、ＳＥＬ０が例えば'High'の時は、ＰＭ３の１４番目のビット位置のデータが選択されるようになされる。選択されたデータは、後段のフリップフロップ３０14に供給され、また、ＰＭ０の１４番目のビット位置のデータとして、状態Ｓ１に対応するＢ型パスメモリ２５に供給される。
【０１１１】
Ａ型パスメモリ２４中の他のセレクタ３１1 〜３１13においても、ＳＥＬ０の極性に応じて、同様な動作が行われる。従って、Ａ型パスメモリ２４全体としては、ＳＥＬ０が例えば'Low' の時は、Ａ型パスメモリ２４中で、各々のフリップフロップがその前段に位置するフリップフロップのデータを継承するシリアルシフトを行う。また、ＳＥＬ０が例えば'High'の時は、Ｂ型パスメモリ２７から供給される１４ビットからなる復号データＰＭ３を継承するパラレルロードを行う。何れの場合にも、継承される復号データは、Ｂ型パスメモリ２５に１４ビットの復号データＰＭ０として供給される。
【０１１２】
また、最初の処理段となるフリップフロップ３０0 には、クロックに同期して常に'0' が入力される。かかる動作は、Ｓ０に至る状態遷移Ｓ０→Ｓ０とＳ２→Ｓ０の何れにおいても、図７に示すように、復号データが'0' なので、最新の復号データは、常に'0' となることに対応している。
【０１１３】
上述したように、Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６についても、構成自体は、Ａ型パスメモリ２４と全く同様である。但し、ＡＣＳ２１から入力される選択信号は、ＳＥＬ２である。また、図６に示すように状態Ｓ２に至る遷移としては、Ｓ２→Ｓ２すなわち自分自身から継承する遷移と、Ｓ１→Ｓ２とがある。このため、状態Ｓ１に対応するＢ型パスメモリ２５からＰＭ１を供給される。さらに、状態Ｓ２を起点として生じ得る状態がＳ２すなわち自分自身と、Ｓ３であることに対応して、状態Ｓ３に対応するＢ型パスメモリ２７にＰＭ２を供給する。また、Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６においても、最初の処理段となるフリップフロップには、クロックに同期して常に'0' が入力される。かかる動作は、Ｓ２に至る状態遷移Ｓ２→Ｓ２とＳ１→Ｓ０の何れにおいても、図７に示すように、復号データが'0' なので、最新の復号データは、常に'0' となることに対応している。
【０１１４】
他方、Ｂ型パスメモリ２５について、その詳細な構成を図１３に示す。Ｂ型パスメモリ２５は、デコードデータ長に対応する個数のフリップフロップを接続したものである。図１３には、１４ビットのパスメモリ長に対応する構成を示した。すなわち、１５個のフリップフロップ３２0 〜３２14を有するものである。フリップフロップ３２0 〜３２14にクロックが供給されることにより、Ｂ型パスメモリ２５全体の動作タイミングが合わされる。
【０１１５】
各フリップフロップ３２1 〜３２14には、状態Ｓ０に対応するＡ型パスメモリ２４から、１４ビットの復号データがＰＭ０として供給される。例えば、フリップフロップ３２1 には、ＰＭ０の１ビット目が供給される。各フリップフロップ３２1 〜３２14は、供給された値を１クロックの間保持する。そして、状態Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６に、１４ビットの復号データＰＭ１として出力する。例えば、フリップフロップ３２1 は、ＰＭ１の２ビット目を出力する。
【０１１６】
Ｂ型パスメモリ２５中の他のセレクタ３２1 〜３２13においても、同様な動作が行われる。従って、Ｂ型パスメモリ２５全体としては、Ａ型パスメモリ２４から供給される１４ビットからなる復号データＰＭ０を受取り、またＡ型パスメモリ２６に１４ビットからなる復号データＰＭ１を供給する。
【０１１７】
また、フリップフロップ３２0 には、クロックに同期して常に'1' が入力される。かかる動作は、図７に示したように、最新の状態遷移がＳ０→Ｓ１である場合に復号データが'1' であることに対応している。
【０１１８】
また、上述のように、状態Ｓ３に対応するＢ型パスメモリ２７についても、Ｂ型パスメモリ２５と全く同様な構成とされる。但し、図７に示すように状態Ｓ３に至る遷移は、Ｓ２→Ｓ３なので、状態Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６からＰＭ２を供給される。さらに、状態Ｓ３を起点として生じ得る状態がＳ０であることに対応して、状態Ｓ０に対応するＡ型パスメモリ２４にＰＭ３を供給するようになされる。Ｂ型パスメモリ２７においても、最初の処理段となるフリップフロップには、クロックに同期して常に'1' が入力される。かかる動作は、図７に示したように、最新の状態遷移がＳ２→Ｓ３である場合に復号データが'1' であることに対応している。
【０１１９】
上述したようにして、ＰＭＵ２３中の４個のパスメモリは、各々復号データを生成する。このようにして生成される４個の復号データは、常に正確なビタビ復号動作がなされる場合には、互いに一致することになる。ところで、実際のビタビ復号動作においては、４個の復号データに不一致が生じることも起こり得る。このような不一致は、再生信号に含まれるノイズの影響等により、上述の識別点ＡおよびＢを検出する際に誤差が生じる等の要因により、ビタビ復号動作が不正確なものとなることによって生じる。
【０１２０】
一般に、このような不一致が生じる確率は、再生信号の品質に対応してパスメモリの処理段数を充分に大きく設定することによって減少させることができる。すなわち、再生信号のＣ／Ｎ等の品質が良い場合には、パスメモリの処理段数が比較的小さくても復号データ間の不一致が生じる確率は小さい。これに対して、再生信号の品質が良くない場合には、上述の不一致が生じる確率を小さくするためには、パスメモリの処理段数を大きくする必要がある。再生信号の品質に対してパスメモリの処理段数が比較的小さくて、復号データ間の不一致が生じる確率を充分に低くすることができない場合には、４個の復号データから、例えば多数決等の方法によって、より的確なものを選択するような、図示しない構成がＰＭＵ２３中の４個のパスメモリの後段に設けられる。
【０１２１】
〔４値４状態ビタビ復号方法以外のビタビ復号方法〕
上述した４値４状態ビタビ復号方法は、フィルタ部１１において用いられる波形等化特性がＰＲ（１，２，１）であり、且つ、記録データとしてＲＬＬ（１，７）符号が採用される場合に用いられる。例えば、記録線密度０．４０μｍ，レーザ波長６８５ｎｍ，ＮＡ＝０．５５の場合には、波形等化特性をＰＲ（１，２，１）とし、４値４状態ビタビ復号方法を用いることが最適となる。他方、波形等化特性または記録データを生成するための符号化方法に応じて、他の種類のビタビ復号方法が用いられることもある。
【０１２２】
例えば、波形等化特性がＰＲ（１，１）であり、且つ、記録データとしてＲＬＬ（１，７）符号が用いられる場合には、３値４状態ビタビ復号方法が用いられる。また、波形等化特性がＰＲ（１，３，３，１）であり、且つ、記録データとしてＲＬＬ（１，７）符号が用いられる場合には、７値６状態ビタビ復号方法が用いられる。このようなビタビ復号方法の内、何れを用いるかを選択するための要素の１つとなる波形等化特性は、再生信号上の符号間干渉に適合する程度が良いものが採用される。従って、上述したように、線記録密度およびＭＴＦを考慮して最適なものとされる。
【０１２３】
以下、図１４を参照してこの発明の一実施例について説明する。この発明の一実施例は、４値４状態ビタビ復号方法を行う光磁気ディスク装置にこの発明を適用したものである。図１を参照して説明した上述の光磁気ディスク装置の一例に用いられるフィルタ部１１がディジタルフィルタから構成されるのが一般的であるのに対し、図１４中のフィルタ部１１０は、後述するようなアナログフィルタから構成される。
【０１２４】
また、装置制御部（以下、ＣＰＵと表記する）１００およびＤＳＰ（Digital Signal Processor）１０１は、コントローラ２の指令に従う記録／再生動作を実行するために、装置の構成要素の動作パラメータ等を制御するための動作を行う。特に、ＣＰＵ１００は、フィルタ部１１０の後述するような可変部分の動作を制御することにより、アナログフィルタから構成されるフィルタ部１１０を、ディジタルフィルタと同等の特性を有するものとする。ＣＰＵ１００およびＤＳＰ１０１は、上述の光磁気ディスク装置の一例にも用いられているが、図１においては図示を省略したものである。この発明について説明するにあたっては、説明を明確なものとするために図１４中に図示した。これら以外の構成要素については、図１中の各構成要素と同様なので、同じ符号を付した。
【０１２５】
記録系の構成および動作については、上述の光磁気ディスク装置の一例と同様である。図１４中にＣＰＵ１００を図示したので、ＬＰＣ４に対する記録データと直接関係しない制御、例えばレーザパワーの制御等がＣＰＵ１００によって行われることが図示されているが、かかる制御は、図１を参照して上述した光磁気ディスク装置の一例においても同様になされる。
【０１２６】
また、再生系においても、フィルタ部１１０以外については、構成、動作ともに上述の光磁気ディスク装置の一例と同様である。但し、後の説明の都合により、Ａ／Ｄ変換器１２の出力をｚ〔ｔ〕すなわち時点ｔにおけるサンプリング値と表記することにする。ｚ〔ｔ〕は、ビタビ復号器１３に供給されると共に、ＣＰＵ１００に供給される。
【０１２７】
このようなフィルタ部１１０を構成するアナログフィルタとしては、８次のイクイリップルフィルタを用いることができる。このようなアナログフィルタの伝達関数は、式（５０）のように表せる。
【０１２８】
【数１】
【０１２９】
但し、式（５０）中のωp1〜ωp2は、後述するように、アナログフィルタの構成要素の特性によって決められる定数である。また、ωza, ωzbは以下のようなものである。また、Ｓ＝１／ωである。
【０１３０】
ωza＝０．５８×（１５／ｎａ）×ωC （５１）
ωzb＝０．５８×（１５／ｎｂ）×ωC （５２）
式（５１）および（５２）において、ωC は、カットオフ周波数である。また、ｎａ，ｎｂは、例えば４ビット等のレジスタを用いて設定される値に基づいて独立に変えることができる数である。従って、式（５０）を実現するアナログフィルタにおいて、ｎａ，ｎｂの値を変えることによって特性を変えることができる。この発明の一実施例においては、４ビットのレジスタによって、０または６〜２０までの全部で１６個の整数値をとり得る。
【０１３１】
図１５Ａおよび図１５Ｂに，それぞれ式（１）の伝達関数に従うアナログフィルタのインパルス応答の例をしめす。図１５Ａに示した例は、時点ｋに関して時間方向に対称な応答をしている。一方、図１５Ｂに示した例は、時点ｋに関して時間方向に非対称な応答をしている。インパルス応答が対称になるのは、ｎａ＝ｎｂ，すなわち式（５１）および（５２）によってωza＝ωzbとなる時である。
【０１３２】
ところで、このようなアナログフィルタの時点ｎにおける離散インパルス応答をｈ（ｎ）、時点ｎにおける入力信号値をｘ（ｎ）とすると、時点ｎにおける応答ｙ（ｎ）は、以下のように表せる。
【０１３３】
【数２】
【０１３４】
ここで、Ｍは、ディジタルフィルタのタップ数に相当する。すなわち、図１６に示すようなディジタルフィルタを用いたフィルタ部と同等な特性を有するようなアナログフィルタについては、Ｍ＝３である。図１６において、フィルタ２００は、ノイズカット等を行うためのものである。また、遅延回路２０１および２０２は、供給される信号を１時点（１リードクロック）分遅延させる。さらに、乗算器２０２、２０３および２０４のタップ係数ａ0 、ａ1 およびａ2 は、ＣＰＵによって制御され、最適な波形等化が行われるようになされる。
【０１３５】
アナログフィルタにおいてかかるタップ係数に相当するものが離散インパルス応答ｈ（ｎ）である。従って、図１６に示すようなディジタルフィルタを用いたフィルタ部と同等な特性を有するようなアナログフィルタについては、ｈ（１），ｈ（２），ｈ（３）は、それぞれ図１６中のａ0 ，ａ1 ，ａ2 に相当する。
【０１３６】
一方、アナログフィルタのインパルス応答を図示した図１５ＡまたはＢにおいてはｈ（１），ｈ（２），ｈ（３）がそれぞれｚ，ｙ，ｘに相当する。
【０１３７】
このようなアナログフィルタの特性を最適なものとするためのｎａおよびｎｂの値の設定方法について以下に説明する。まず、ｎａおよびｎｂの値の適応の程度を表現する誤差信号として２乗平均誤差、すなわち誤差信号の２乗平均値を用いることにする。このため、期待される応答ｄ（ｔ）と出力ｙ（ｔ）との差をｅ（ｔ）と定義し、ｅ（ｔ）の２乗平均誤差（以下、ＭＳＥと表記する）ε（ｔ）を定義する。
【０１３８】
ｅ（ｔ）＝ｄ（ｔ）−ｙ（ｔ） （５４）
ε（ｔ）＝Ｅ〔ｅ2 （ｔ）〕 （５５）
式（５５）に式（５４）を代入して計算すると、以下のようになる。
【０１３９】
ε(t) ＝ E [d 2 (t)] − 2E[d(t)y(t)] ＋ E[y 2 (t)] （５６）
さらに、式（５６）に応答ｙ（ｔ）を表す式（５３）を代入すると、ＭＳＥε（ｔ）は、以下のようになる。
【０１４０】
【数３】
【０１４１】
式（５７）から、ＭＳＥは、Ｍ個の離散インパルス応答ｈ（１）〜ｈ（Ｍ）について、それぞれの２次関数になることがわかる。単一の最小点を有するボール状の曲面として視覚的に表現される。ＭＳＥが最小となるのは、ＭＳＥを離散インパルス応答の２次関数と見たときの導関数の値が零となる場合である。
【０１４２】
上述したように、図１６に示すようなタップ数が３のディジタルフィルタと同等な特性を得るためには、Ｍ＝３とすれば良いので、３個の離散インパルス応答ｈ（１）〜ｈ（３）について考えれば良い。但し、インパルス応答全体としては、３個の内の１個を基準として、他の２個の比率を独立に定めることによって一意的に表現することが可能である。
【０１４３】
上述した考え方に沿ったインパルス応答の具体的な求め方について説明する。８次のイクイリップルフィルタの伝達関数を表す上述の式（５０）において、可変数ｎａ，ｎｂを変化させることにより、伝達関数が変化し、それに伴ってインパルス応答の振幅比ｘ1 ，ｘ2 も変化する。ここでインパルス応答の振幅比ｘ1 ，ｘ2 は、３個の時点における離散インパルス応答の内、１つを基準としたときの他の２つの比である。例えば、図１５Ｂにおいて、次のように計算することができる。
【０１４４】
ｘ1 ＝ ｘ／ｙ （５８）
ｘ2 ＝ ｚ／ｙ （５９）
ｎａ，ｎｂを各々４ビットの範囲で変化させてｘ1 ，ｘ2 を計算することにより、図１７および図１８に示すようなマップを作成することができる。図１７および図１８において、ｎａ、ｎｂの組合わせをｎａ／ｎｂと表記した。
【０１４５】
このようなマップを用いて、以下に説明するようなＬＭＳ(Least Mean Square) 方法を行う。まず、ｘ1 を固定して、ｘ2 を順に変化させ、各ｘ2 毎にＭＳＥの値を後述するようにして計算する。そして、ＭＳＥの値を最小とするｘ2 を選択する。次に、このようにして選択したｘ2 を固定して、ｘ1 を順に変化させ、ｘ1 毎にＭＳＥの値を後述するようにして計算する。このようにしてＭＳＥの値を最小とする（ｘ1 、ｘ2 ）の値を選択することができ、従って、ＭＳＥの値を最小とするｎａ、ｎｂの組合わせを選択することができる。
【０１４６】
上述したような方法を実行する手順の一例について、図１９のフローチャートを参照して説明する。図１９において、ｋ、ｎは、上述のマップ上に現れるそれぞれｎａ，ｎｂの値を示す数である。すなわち、以下のようになる。
【０１４７】
ｎａ（０）＝０およびｎａ（ｋ）＝ｋ＋５（ｋは、１以上１５以下の整数）
ｎｂ（０）＝０およびｎｂ（ｎ）＝ｎ＋５（ｎは、１以上１５以下の整数）
また、最終的に選択されるｎａ，ｎｂの値がそれぞれ変数Ａ，Ｂに確保される。前半すなわちステップＳ０１〜ステップＳ０８までは、ｎａを固定して（すなわちｘ1 を固定して）ＭＳＥを最小とするｎｂを選択し、選択した値をＢに確保する過程である。前半の過程において計算されるＭＳＥの値をＭＳＥ１と表記する。一方、後半すなわちステップＳ１０〜ステップＳ１７までは、前半の過程によってＢに確保されたｎｂを固定して（すなわちｘ2 を固定して）ＭＳＥを最小とするｎａの値を選択し、選択した値をＡに確保する過程である。後半の過程において計算されるＭＳＥの値をＭＳＥ２と表記する。これらの過程によってＭＳＥを最小とするｎａ，ｎｂの組合わせを選択することができる。
【０１４８】
まず、前半の過程について説明する。ステップＳ０１として、ｋ、ｎおよびＫ，Ｎの値を初期化する。初期化は、例えばｋ＝ｎ＝０およびＫ＝Ｎ＝０とすれば良い。ｋおよびｎは、上述したように、マップ上のそれぞれｎａおよびｎｂの値を参照するための変数である。また、ＫおよびＮは、後述するようにしてｍｉｎ１およびｍｉｎ２の値が更新された時に、それぞれｋおよびｎの値を確保するための変数である。
【０１４９】
ステップＳ０２として、ステップＳ０１によって初期化されたｋを用いて、ｎａ（ｋ）の値をＡに設定し、また、ｍｉｎ１に無限大の値を設定する。後述するようにｍｉｎ１には、その時点までに計算されたＭＳＥの値すなわち前半の過程におけるＭＳＥの計算値の内、最小のものが確保される。ステップＳ０３として、後述するステップＳ０８においてなされる判定結果に従って、ｍｉｎ１の値を更新する。ステップＳ０４として、Ｎにｎの値を確保する。ステップＳ０４によって，ｍｉｎ１の値が更新された時のｎの値が確保される。ステップＳ０５として、ｎｂの値としてｎｂ（ｎ）を設定する。ｎの値は、ステップＳ０６において更新される。
【０１５０】
ステップＳ０７として、ステップＳ０２およびステップＳ０５によって設定されるｎａ，ｎｂの下でＭＳＥ１の値を後述するようにして計算する。ステップＳ０８においては、以下のような判定がなされる。すなわち、ＭＳＥ１＜ｍｉｎ１の時は、ステップＳ０３に移行し、ＭＳＥ１の値をｍｉｎ１の値として確保する。一方、ＭＳＥ１＜ｍｉｎ１以外の時は、ステップＳ０９に移行する。このようにして、ｍｉｎ１には、その時点までに計算されたＭＳＥ１の値の内、最小のものが確保されることになる。
【０１５１】
ステップＳ０９においては、ｎの値に基づく以下のような判定がなされる。すなわち、ｎが１５以下である場合には、ステップＳ０５に移行し、ｎｂ（ｎ）以降のｎｂについて処理を続行する。一方、ｎが１５以下でない場合には、上述のマップ上の全てのｎｂについてＭＳＥ１の計算を行ったと判断して前半の過程を終了する。この際のｎｂ（Ｎ）の値がＭＳＥを最小とするｎｂの値として選択されたことになる。
【０１５２】
次に、後半の過程について説明する。ステップＳ１０として、前半の過程によって選択されたｎｂ（Ｎ）の値をＢの値として設定する。上述したように、かかるＢ＝ｎｂ（Ｎ）が後半の過程におけるｎｂの固定値とされる。また、ｍｉｎ２に無限大の値を設定する。後述するようにｍｉｎ２には、その時点までに計算されたＭＳＥ２すなわち後半の過程におけるＭＳＥの計算値の内、最小のものが確保される。ステップＳ１１として、後述するステップＳ１６においてなされる判定結果に従って、ｍｉｎ２の値を更新する。ステップＳ１２として、Ｋにｋの値を確保する。ステップＳ１２によって，ｍｉｎ２の値が更新された時のｋの値が確保される。ステップＳ１３として、ｎａの値としてｎａ（ｋ）を設定する。ｋの値は、ステップＳ１４において更新される。
【０１５３】
ステップＳ１５として、ステップＳ１０およびステップＳ１２によって設定されるｎｂおよびｎａの下でＭＳＥ２の値を後述するようにして計算する。ステップＳ１６においては、以下のような判定がなされる。すなわち、ＭＳＥ２＜ｍｉｎ２の時は、ステップＳ１１に移行し、ＭＳＥ２の値をｍｉｎ２の値として確保する。一方、ＭＳＥ２＜ｍｉｎ２以外の時は、ステップＳ１７に移行する。このようにして、ｍｉｎ２には、その時点までに計算されたＭＳＥ２の値の内、最小のものが確保されることになる。
【０１５４】
ステップＳ１７においては、ｋの値に基づく以下のような判定がなされる。すなわち、ｋが１５以下である場合には、ステップＳ１３に移行し、次のｎａ（ｋ）以降のｎａについて処理を続行する。一方、ｋが１５以下でない場合には、上述のマップ上の全てのｎａについて、ＭＳＥ２の計算を行ったと判断される。従って、この際のｎａ（Ｋ）の値がＭＳＥを最小とするｎｂの値として選択されたことになるので、ステップＳ１８に移行し、ｎａ（Ｋ）の値をＡに確保する。
【０１５５】
以上のようなステップＳ０１〜ステップＳ１８までの過程によって、ＭＳＥを最小とするｎａ，ｎｂの組合わせがＡ＝ｎａ〔Ｎ〕およびＢ＝ｎｂ〔Ｋ〕として選択されることになる。
【０１５６】
このようなｎａ，ｎｂの組合わせの選択を実現する構成について説明する。まず、図１を参照して上述したように、ＣＰＵ１００にはＡ／Ｄ変換器１２から再生信号値ｚ〔ｔ〕が供給されるようになされる。ところで、再生信号値ｚ〔ｔ〕が例えば上述のキャリブレーション時等に装置中のＲＯＭ等の所定の手段に記憶されている所定の信号を記録媒体のマニュファクチャライトゾーン等に記録し、その後再生することよって得られるものである場合には、期待される応答ｄ（ｔ）は、かかる所定の信号に従う既知のものである。
【０１５７】
このため、かかるｄ（ｔ）とＡ／Ｄ変換器１２から供給される再生信号値ｚ〔ｔ〕とに基づいて、ＣＰＵ１００がＭＳＥを計算するようにすることができる。このようなＭＳＥの計算をｎａ，ｎｂの値を上述したように変える毎に行うことによって、ステップＳ０６およびステップＳ１４を実現することができる。
【０１５８】
さらに、図１７および図１８に示すようなマップを例えば図２０に示すようにＤＳＰ１０１中のメモリ領域に記憶させるようにすることにより、上述のステップＳ０４およびステップＳ１２においてマップの内容が参照されるようにすることができる。従って、ＣＰＵ１００がマップの内容を参照してＭＥＳの値を計算することができる。図２０中のマップは、一例として記載したものであり、図１７および図１８を用いて上述したマップとは別のものである。以上のようにして、図１９を用いて上述したようなＬＭＳ方法によるアルゴリズムを実行することによって、キャリブレーション時等にアナログフィルタの動作を最適化し、ディジタルフィルタと同様な特性を有するように調整することができる。
【０１５９】
上述したようにして選択されるｎａ，ｎｂが設定された場合に、ディジタルフィルタと同等な特性を有することができるアナログフィルタの構成について以下に説明する。伝達関数を表す上述の式（５０）は、以下のような４つの部分Ｈ1 （ω），Ｈ2 （ω），Ｈ3 （ω）およびＨ4 （ω）の積として表現できる。
【０１６０】
【数４】
【０１６１】
【数５】
【０１６２】
【数６】
【０１６３】
【数７】
【０１６４】
さらに、Ｈ3 （ω）は、以下に示す２つの部分の積として、すなわちＨ' 3 （ω）×Ｈ'' 3（ω）として表現できる。
【０１６５】
【数８】
【０１６６】
【数９】
【０１６７】
Ｈ4 （ω）についても、Ｈ3 （ω）と同様にＨ' 4 （ω）×Ｈ'' 4（ω）として表現できる。
【０１６８】
【数１０】
【０１６９】
【数１１】
【０１７０】
式（６４）および（６６）より、Ｈ3 ' （ω）およびＨ4 ' （ω）は、Ｈ1 （ω）およびＨ2 （ω）と同様な関数形であることがわかる。従って、ｎａ，ｎｂに無関係な非可変部分Ｈ1 （ω）、Ｈ2 （ω）、Ｈ3 ' （ω）およびＨ4 ' （ω）は、何れも例えば図２１に示す回路構成によって実現される。図２１の回路の伝達関数Ｈ' （ω）は、以下のようになる。
【０１７１】
【数１２】
【０１７２】
式（６８）においてＥ，ＦおよびＧは、回路に用いるコンデンサの容量および抵抗の抵抗値によって決まる定数である。従って、例えば図２１のような回路においてＨ1 （ω）、Ｈ2 （ω）、Ｈ3 ' （ω）およびＨ4 ' （ω）の各式を実現するようなコンデンサおよび抵抗の組合わせを用いたものを順に接続することにより、非可変部分を構成することができる。
【０１７３】
一方、ｎａ，ｎｂの値によって特性が変化する可変部分Ｈ3 ''（ω）およびＨ4 ''（ω）は、何れも例えば図２２に示す回路構成によって実現される。図２２の回路の伝達関数Ｈ' （ω）は、以下のようになる。
【０１７４】
Ｈ' （ω）＝−Ｄ×Ｓ （６９）
式（６９）においてＤ＝Ｃ×Ｒである。従って、例えば図２２のような回路において可変コンデンサ１３２の容量Ｃおよび可変抵抗器１３３の抵抗値Ｒの値が４ビットのレジスタによって設定される値に従ってＣＰＵ１００によって制御されるようにした回路を２個接続することによって、可変部分を構成することができる。そして、一方をｎａに従って制御される部分（すなわちＨ3 ''（ω））として用い、他方をｎｂに従って制御される部分（すなわちＨ4 ''（ω））として用いるようにすれば良い。
【０１７５】
この発明の一実施例においては、可変部分をωzaおよびωzbの２個とし、ｎａ，ｎｂとして４ビットで表現できる整数を用いた。アナログフィルタの最適化の精度を向上させるためには、ｎａ，ｎｂの値をさらに細かく設定することが有効である。このため、最適化の精度を向上させるためにｎａ，ｎｂをさらに大きいビット数で表現するようにしても良い。また、最適化の精度を向上させるためにカットオフ周波数ωC の値に対応する可変数を用いてωC も可変とするようにしても良い。
【０１７６】
また、この発明は、記録媒体に記録されたデータから再生される再生信号から、リードデータを復号するためにビタビ復号方法を用いる情報再生装置に適用することができる。すなわち、光磁気ディスク（ＭＯ）以外にも、例えば相変化型ディスクＰＤ、ＣＤ−Ｅ（CD-Erasable ）等の書き換え可能ディスク、ＣＤ−Ｒ等の追記型ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ等の読み出し専用ディスク等の光ディスク装置に適用することが可能である。また、この発明は、この実施例に限定されることなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の応用および変形が考えられる。
【０１７７】
【発明の効果】
上述したように、この発明は、伝達関数を２個の独立な可変数を用いて変化させることによって、アナログフィルタのインパルス応答を制御できるように構成したものなので、インパルス応答を非対称に制御することが可能である。
【０１７８】
従って、キャリブレーション時等に、ＭＳＥを最小とするようにアナログフィルタのインパルス応答を制御することによって、ディジタルフィルタと同等なインパルス応答を得ることができる。
【０１７９】
一方、ディジタルフィルタを使用する場合に比べてフィルタ部のハード構成を簡略化することができる。さらに、ディジタルフィルタの動作において問題となる、クロック周期分の遅延が生じることを避けることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】４値４状態ビタビ復号方法を行う光磁気ディスク装置の一例の全体構成を示すブロック図である。
【図２】マーク位置記録方法およびマークエッジ記録方法について説明するための略線図である。
【図３】光磁気ディスクのセクタフォーマットの一例について説明するための略線図である。
【図４】ＲＬＬ（１，７）符号化方法において、最小磁化反転幅が２であることを示す略線図である。
【図５】ＲＬＬ（１，７）符号とマークエッジ記録方法の組合わせによって記録されたデータから再生される再生信号を、パーシャルレスポンス特性ＰＲ（１，２，１）の下で波形等化した時のアイ・パターンについて説明するための略線図である。
【図６】４値４状態ビタビ復号方法の状態遷移図を作成する過程について説明するための略線図である。
【図７】４値４状態ビタビ復号方法の状態遷移図である。
【図８】４値４状態ビタビ復号方法におけるトレリス線図の一例を示す略線図である。
【図９】４値４状態ビタビ復号方法において、規格化メトリックに基づく状態遷移の条件を示す略線図である。
【図１０】４値４状態ビタビ復号を行うビタビ復号器の一例の全体構成を示すブロック図である。
【図１１】図１０に示したビタビ復号器の一例の一部分の一例の構成を詳細に示すブロック図である。
【図１２】図１０に示したビタビ復号器の一例の他の一部分の構成を詳細に示すブロック図である。
【図１３】図１０に示したビタビ復号器の一例のさらに他の一部分の構成を詳細に示すブロック図である。
【図１４】この発明の一実施例の全体構成を示すブロック図である。
【図１５】この発明を適用することができるイクイリップルフィルタのインパルス応答について説明するための略線図である。
【図１６】この発明と対比されるディタルフィルタについて説明するための略線図である。
【図１７】この発明の一実施例において用いられるマップについて説明するための略線図の一部である。
【図１８】この発明の一実施例において用いられるマップについて説明するための略線図他の一部である。
【図１９】この発明の一実施例においてなされるｎａおよびｎｂを選択する手順について説明するためのフローチャートである。
【図２０】図１９を用いて説明したｎａおよびｎｂを選択する手順を実現するための構成の一例について説明するための略線図である。
【図２１】この発明の一実施例において用いられるフィルタ部の一例について、一部の構成を詳細に示す略線図である。
【図２２】この発明の一実施例において用いられるフィルタ部の一例について、他の一部の構成を詳細に示す略線図である。
【符号の説明】
２・・・コントローラ、４・・・レーザパワーコントロール部（ＬＰＣ）、５・・・磁気ヘッド、６・・・光磁気ディスク、７・・・光ピックアップ、１０・・・切替えスイッチ、１１・・・フィルタ部、１２・・・Ａ／Ｄ変換器、１３・・・ビタビ復号器、１４・・・ＰＬＬ部、２０・・・ブランチメトリック計算回路（ＢＭＣ）、２１・・・加算、比較および選択回路（ＡＣＳ）、２２・・・圧縮およびラッチ回路、２３・・・パスメモリユニット（ＰＭＵ）、２４・・・Ａ型パスメモリ、２５・・・Ｂ型パスメモリ、２６・・・Ａ型パスメモリ、２７・・・Ｂ型パスメモリ、５１・・・加算器、５２・・・加算器、５３・・・加算器、５４・・・加算器、５５・・・比較器、５６・・・加算器、５７・・・比較器、５８・・・加算器、３０0 〜３０14・・・フリップフロップ、３１1 〜３１14・・・セレクタ、３２0 〜３２14・・・フリップフロップ、１１０・・・フィルタ部、１００・・・装置制御部（ＣＰＵ）、１０１・・・Digital Signal Processor（ＤＳＰ）、１３２・・・可変コンデンサ、１３３・・・可変抵抗器
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えば光磁気ディスク装置等の情報再生装置、特にＰＲＭＬ（Pertial Response Maximum Likelihood ）方法を用いる情報再生装置および再生方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
比較的最近開発されている、記録媒体に対する記録方法としてマークエッジ記録方法を用いる光磁気ディスク装置等の情報再生装置においては、再生信号から記録データを復号するためにＰＲＭＬ方法が用いられる。ＰＲＭＬ方法は、まず、記録媒体から再生される再生信号にフィルタ部によって施される波形等化処理として、パーシャルレスポンス方法を用いる。そして、波形等化処理された信号に基づいて、最尤復号方法、具体的には、ビタビ復号方法によって復号データを生成する方法である。波形等化処理に用いられるパーシャルレスポンス特性は、採用されるビタビ復号方法の種類に合致するものが用いられる。
【０００３】
ビタビ復号方法においては、入力される再生信号値に基づいて尤度を計算し、最も尤度が大きい状態遷移を選択することにより復号を行う方法である。尤度を正しく計算するためには、波形等化処理が高精度で行われる必要がある。このため、ディジタルフィルタを用い、乗算器の係数を制御することによって、所望の波形等化特性を実現する方法が多用されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、乗算器を用いるとフィルタ部の構成が複雑なものとなるため、製造コスト等の設計上の問題点が生じる。また、ディジタルフィルタの動作に不可欠なクロックに起因して、遅延時間が生じるという問題点もある。
【０００５】
従って、この発明の目的は、アナログフィルタを用いてディジタルフィルタと同等若しくはそれに近い精度で波形等化処理を行うことの可能な情報再生装置および再生方法を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、ＰＲＭＬ方法を用いる情報再生装置であって、
記録媒体から再生される再生信号を波形等化し、その伝達関数が一組の数値によって制御可能なアナログフィルタと、
波形等化により生成された信号に基づいて、２乗平均誤差量を計算する誤差量検出手段と、
離散インパルス応答において一つの基準インパルス応答に対して他の複数のインパルス応答の振幅比をそれぞれ独立に定め、振幅比の組み合せと一組の数値の対応関係のマップを記憶する記憶手段と、
２乗平均誤差量を最小とする振幅比を選択し、選択された振幅比に対応する一組の数値を選択してアナログフィルタを調整する制御手段と
を有することを特徴とする情報再生装置である。
【０００７】
請求項２の発明は、ＰＲＭＬ方法を用いる情報再生方法であって、
その伝達関数が一組の数値によって制御可能なアナログフィルタによって記録媒体から再生される再生信号を波形等化するステップと、
波形等化により生成された信号に基づいて、２乗平均誤差量を計算する誤差量検出ステップと、
離散インパルス応答において一つの基準インパルス応答に対して他の複数のインパルス応答の振幅比をそれぞれ独立に定め、振幅比の組み合せと一組の数値の対応関係のマップを記憶する記憶ステップと、
２乗平均誤差量を最小とする振幅比を選択し、選択された振幅比に対応する一組の数値を選択してアナログフィルタを調整する制御ステップと
を有することを特徴とする情報再生方法である。
【０００８】
以上のような発明によれば、アナログフィルタを用いることによりフィルタ部の構成が簡略なものとなる。
【０００９】
また、アナログフィルタのインパルス応答を制御し、かかる制御がなされたアナログフィルタを用いて波形等化処理を行うことができる。
【００１０】
このため、アナログフィルタのインパルス応答を適切に制御することによって、高精度の波形等化処理を行うことが可能となる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下に、この発明の理解を容易とするために、ビタビ復号方法を行う再生系を有する記録／再生装置の一例について、装置の全体構成、記録媒体のセクタフォーマット、４値４状態ビタビ復号方法の概要、４値４状態ビタビ復号方法を実現するビタビ復号器の構成および動作、および４値４状態ビタビ復号方法以外のビタビ復号方法の順に説明する。
【００１２】
〔ディスク記録再生装置の概要〕
以下、ビタビ復号方法を行う再生系を有する記録／再生装置の一例について説明する。図１は、ビタビ復号方法を行う再生系を有する光磁気ディスク装置の一例の全体構成を示すブロック図である。記録時には、コントローラ２がホストコンピュータ１の指令に従って、記録すべきユーザデータを受取り、情報語としてのユーザデータに基づいてエンコードを行って、符号語としてのＲＬＬ（１，７）符号を生成する。この符号語が記録データとしてレーザパワーコントロール部（以下、ＬＰＣと表記する）４に供給される。コントローラ２は、このような処理の他に、後述する復号化処理、および記録、再生、消去等の各モードの制御、並びにホストコンピュータ１との交信等の動作を行う。
【００１３】
ＬＰＣ４は、供給された記録データに対応して、光ピックアップ７のレーザパワーを制御して光磁気ディスク６上に磁気極性を有するピット列を形成することにより、記録を行う。この記録の際に、磁気ヘッド５が光磁気ディスク６にバイアス磁界を付与する。実際には、記録データに基づいて後述するように生成されるプリコード出力に従って、後述するようなマークエッジ記録が行われる。
【００１４】
後述するように、記録位置すなわちピットの形成位置の制御は、磁気ヘッド５および光ピックアップ７等の位置決めを行う、図示しない手段によってなされる。このため、記録動作時においても、光ピックアップ７がアドレス部等を通過する際には、後述するような再生時の動作と同様な動作が行われる。
【００１５】
上述したようにして形成される各ピットを、記録データに基づいて後述するようにして生成されるプリコード出力中の各ビットに対応させる方法について、図２を参照して説明する。プリコード出力中の、例えば'1' に対してピットを形成し、'0' に対してピットを形成しない記録方法をマーク位置記録方法と称する。一方、各ピットのエッジによって表現される、プリコード出力中の各ビットの境界における極性の反転を、例えば'1' に対応させる記録方法をマークエッジ記録方法と称する。再生時には、再生信号中の各ビットの境界は、後述するようにして生成されるリードクロックＤＣＫに従って認識される。
【００１６】
次に、再生系の構成および動作について説明する。光ピックアップ７は、光磁気ディスク６にレーザ光を照射し、それによって生じる反射光を受光して、再生信号を生成する。再生信号は、和信号Ｒ+ 、差信号Ｒ- および図示しないフォーカスエラー信号の３種類の信号からなる。和信号Ｒ+ は、アンプ８によってゲイン調整等がなされた後に切替えスイッチ１０に供給される。また、差信号Ｒ- は、アンプ９によってゲイン調整等がなされた後に切替えスイッチ１０に供給される。さらに、アンプ８の出力は、図示しないサーボ系および位置制御系等に供給され、それらの動作において用いられる。一方、フォーカスエラー信号は、フォーカスエラーを解消する手段（図示せず）に供給される。
【００１７】
切替えスイッチ１０には、後述するような切替え信号Ｓが供給される。切替えスイッチ１０は、この切替え信号Ｓに従って、以下のように、和信号Ｒ+ または差信号Ｒ- をフィルタ部１１に供給する。すなわち、後述するような光磁気ディスク６のセクタフォーマットにおいて、エンボス加工によって形成される部分から再生される再生信号が切替えスイッチ１０に供給される期間には、和信号Ｒ+ をフィルタ部１１に供給する。また、光磁気的に記録される部分から再生される再生信号が切替えスイッチ１０に供給される期間には、差信号Ｒ- をフィルタ部１１に供給する。
【００１８】
切替え信号Ｓは、例えば次のようにして生成される。すなわち、まず、再生信号から、セクタフォーマットに規定される所定のパターンから再生される信号を検出する。このような所定のパターンとしては、例えば後述するセクタマークＳＭ等が用いられる。そして、かかる検出がなされた時点を基準として、後述するリードクロックを数える等の方法によって認識される所定時点において、切替え信号Ｓが生成される。
【００１９】
フィルタ部１１は、ノイズカットを行うローパスフィルタおよび波形等化を行う波形等化器から構成される。後述するように、この際の波形等化処理において用いられる波形等化特性は、ビタビ復号器１３が行うビタビ復号方法に適合するものとされる。ビタビ復号器１３は、供給された信号からビタビ復号方法によって復号データを生成する。かかる復号データは、上述したようにして記録される記録データに対する最尤復号系列である。従って、復号エラーが無い場合には、復号データは、記録データと一致する。
【００２０】
復号データは、コントローラ２に供給される。上述したように、記録データは、ユーザデータからチャンネル符号化等の符号化によって生成された符号語である。従って、復号エラーレートが充分低ければ、復号データは、符号語としての記録データとみなすことができる。コントローラ２は、復号データに、上述のチャンネル符号化等の符号化に対応する復号化処理を施すことにより、ユーザデータ等を再生する。
【００２１】
また、波形等化器の出力は、ＰＬＬ部１４にも供給される。ＰＬＬ部１４は、供給された信号に基づいて、リードクロックＤＣＫを生成する。リードクロックＤＣＫは、コントローラ２、Ａ／Ｄ変換器１２、ビタビ復号器１３等に供給される。コントローラ２、Ａ／Ｄ変換器１２、ビタビ復号器１３の動作は、リードクロックＤＣＫに従うタイミングでなされる。さらに、リードクロックＤＣＫは、図示しないタイミングジェネレータに供給される。タイミングジェネレータは、例えば、記録／再生動作の切替え等の装置の動作タイミングを制御する信号を生成する。
【００２２】
上述したような再生動作において、光磁気ディスク６から再生される再生信号に基いて、より正しい再生データを得るために、再生系の各構成要素の動作を再生信号の品質に応じて適正化することが行われる。このような操作をキャリブレーションと称する。キャリブレーションは、再生信号の品質等が例えば加工精度等の記録媒体の特性、および例えば記録用レーザ光のパワーの変動、周囲温度等の記録／再生時の条件等によって変化する可能性があることに対応するために再生系のパラメータを適正化するためのものである。
【００２３】
キャリブレーションの内容は、例えば光ピックアップ７の読取り用レーザ光パワーの調整、アンプ８および９のゲインの調整、フィルタ部１１の波形等化特性の調整、およびビタビ復号器１３の動作において用いられる振幅基準値の調整等である。このようなキャリブレーションは、電源投入直後または記録媒体の交換時等に、図１中には図示しない構成によって行われる。
【００２４】
〔記録媒体のセクタフォーマットの概要〕
光磁気ディスク６には、セクタを記録／再生の単位としてユーザデータが記録される。図３を参照して、光磁気ディスク６において用いられるセクタフォーマットの一例について説明する。図３Ａに示すように、１セクタは、記録／再生の順に従って、ヘッダ、ＡＬＰＣ，ギャップ、ＶＦＯ3 、シンク、データフィールド、バッファの各エリアに区分されている。図３中に付した数字は、バイト数を表す。光磁気ディスク６上には、ブロック符号化等の符号化がなされたデータが記録される。例えば８ビットが１２チャンネルビットに変換されて記録される。
【００２５】
このセクタフォーマットの一例においては、ユーザデータ量が１０２４バイトのフォーマットと、ユーザデータ量が５１２バイトのフォーマットとが用意されている。ユーザデータ量が１０２４バイトのフォーマットでは、データフィールドのバイト数が６７０バイトとされる。また、ユーザデータ量が５１２バイトのフォーマットでは、データフィールドのバイト数が１２７８バイトとされる。これら２つのセクタフォーマットにおいて、６３バイトのプリフォーマットされたヘッダと、ＡＬＰＣ，ギャップエリアの１８バイトは、同一とされている。
【００２６】
図３Ｂは、６３バイトのヘッダを拡大して示す。ヘッダは、セクタマークＳＭ（８バイト）、ＶＦＯフィールドのＶＦＯ1 （２６バイト）、アドレスマークＡＭ（１バイト）、ＩＤフィールドのＩＤ1 （５バイト）、ＶＦＯフィールドのＶＦＯ2 （１６バイト）、アドレスマークＡＭ（１バイト）、ＩＤフィールドのＩＤ2 （５バイト）、およびポストアンブルＰＡ（１バイト）が順に配列された構成とされている。
【００２７】
図３Ｃは、１８バイトのＡＬＰＣ，ギャップエリアを拡大して示す。１８バイトは、ギャップフィールド（５バイト）、フラグフィールド（５バイト）、ギャップフィールド（２バイト）、ＡＬＰＣ（６バイト）からなる。
【００２８】
次に、これらのフィールドについて説明する。セクタマークＳＭは、セクタの開始を識別するためのマークであり、ＲＬＬ（１，７）符号において生じないエンボス加工によって形成されたパターンを有する。ＶＦＯフィールドは、上述のＰＬＬ部１８中のＶＦＯ(Variable Frequency Oscillator) を同期させるためのもので、ＶＦＯ1 、ＶＦＯ2 およびＶＦＯ3 からなる。ＶＦＯ1 およびＶＦＯ2 は、エンボス加工によって形成されている。また、ＶＦＯ3 は、そのセクタに対して記録動作が行われる際に光磁気的に書かれる。ＶＦＯ1 、ＶＦＯ2 およびＶＦＯ3 は、それぞれチャンネルビットの'0' と'1' が交互に現れるパターン（２Ｔパターン）を有する。従って、１チャンネルビットの時間長に対応する時間をＴとすると、ＶＦＯフィールドを再生した時に、２Ｔ毎にレベルが反転する再生信号が得られる。
【００２９】
アドレスマークＡＭは、後続のＩＤフィールドのためのバイト同期を装置に対して与えるために使用され、ＲＬＬ（１，７）符号において生じないエンボスされたパターンを有する。ＩＤフィールドは、セクタのアドレス、すなわち、トラック番号およびセクタ番号の情報と、これらの情報に対するエラー検出用のＣＲＣバイトを有する。ＩＤフィールドは、５バイトからなる。ＩＤ1 およびＩＤ2 によって、同一のアドレス情報が二重に記録される。ポストアンブルＰＡは、チャンネルビットの'0' と'1' とが交互に現れるパターン（２Ｔパターン）を有する。ＩＤ1 、ＩＤ2 およびポストアンブルＰＡも、エンボス加工によって形成されている。このように、ヘッダの領域は、エンボス加工によりピットが形成されたプリフォーマットされた領域である。
【００３０】
図３Ｃは、ＡＬＰＣ，ギャップエリアを拡大して示す。ギャップには、ピットが形成されない。最初のギャップフィールド（５バイト）は、プリフォーマットされたヘッダの後の最初のフィールドであり、これによって、ヘッダの読取りを完了した後の処理に装置が要する時間が確保される。２番目のギャップフィールド（２バイト）は、後のＶＦＯ3 の位置のずれを許容するためのものである。
【００３１】
ＡＬＰＣ，ギャップエリアには、５バイトのフラグフィールドが記録される。フラグフィールドは、セクタのデータが記録される時に、連続した２Ｔパターンが記録される。ＡＬＰＣ(Auto Laser Power Control)フィールドは、記録時のレーザパワーをテストするために設けられている。シンクフィールド（４バイト）は、続くデータフィールドのためのバイト同期を装置が得るために設けられており、所定のビットパターンを有する。
【００３２】
データフィールドは、ユーザデータを記録するために設けられる。上述した６７０バイトのデータフィールドには、５１２バイトのユーザデータと、１４４バイトのエラー検出、訂正用のパリティ等と、１２バイトのセクタ書込みフラグと、２バイト（ＦＦ）とからなる。また、１２７８バイトのデータフィールドの場合には、１０２４バイトのユーザデータと、２４２バイトのエラー検出、訂正用のパリティ等と、１２バイトのセクタ書込みフラグとからなる。セクタの最後のバッファフィールドは、電気的、あるいは機械的な誤差に対する許容範囲として使用される。
【００３３】
上述したセクタフォーマットの例において、ヘッダは、エンボス加工によりピットが形成されたエリアである。また、ＡＬＰＣ，ギャップエリアは、再生時には、使用されないエリアである。さらに、ＶＦＯ3 、シンクフィールドおよびデータフィールドは、光磁気記録されたデータのエリアである。
【００３４】
〔４値４状態ビタビ復号方法の概要〕
以下、ビタビ復号器１３によって行われるビタビ復号方法について説明する。上述したように、ユーザデータは、様々な符号化方法によって記録データとしての符号語に変換される。符号化方法は、記録媒体の性質および記録／再生方法等に応じて適切なものが採用される。光磁気ディスク装置においては、ブロック符号化において、Run Lengthすなわち'1' と'1' の間の'0' の数を制限するＲＬＬ（Run Length Limited）符号化方法が用いられることが多い。従来から幾つかのＲＬＬ符号化方法が用いられている。一般に、'1' と'1' の間の'0' の数を最小でｄ個、最大でｋ個とするｍ／ｎブロック符号をＲＬＬ（ｄ，ｋ；ｍ，ｎ）符号と称する。
【００３５】
例えば、２／３ブロック符号において、'1' と'1' の間の'0' の数を最小で１個、最大で７個とするブロック符号化方法は、ＲＬＬ（１，７；２，３）符号である。一般にＲＬＬ（１，７；２，３）符号をＲＬＬ（１，７）符号と称することが多いので、以下の説明においても単にＲＬＬ（１，７）符号と表記した場合には、ＲＬＬ（１，７；２，３）符号を指すことにする。
【００３６】
このようなＲＬＬ符号化方法と、上述したマークエッジ記録方法との組合わせによって記録されたデータから再生される再生信号を復号するために、ビタビ復号方法を用いることができる。
【００３７】
このようなＲＬＬ符号化方法は、記録密度の向上、および再生動作の安定性の確保という２つの観点から、符号化方法に要求される条件に対応できるものである。まず、上述したように、マークエッジ記録方法は、記録データに基づいて後述するように生成されるプリコード出力における'1' を各ピットのエッジによって表現される極性の反転に対応させるものなので、'1' と'1' の間の'0' の数を多くする程、各ピット１個当たりに記録されるビット数を大きくすることができる。従って、記録密度を大きくすることができる。
【００３８】
一方、再生系の動作タイミングを合わせるために必要なリードクロックＤＣＫは、上述したように、再生信号に基づいてＰＬＬ部１４によって生成される。このため、記録データにおいて'1' と'1' の間の'0' の数を多くすると、再生動作の際にＰＬＬ部の動作が不安定となるので、再生動作全体が不安定なものとなる。
【００３９】
これら２つの条件を考慮すると、'1' と'1' の間の'0' の数は、多過ぎたり、少な過ぎたりしない、適切な範囲内に設定される必要がある。このような、記録データ中の'0' の数の設定に関して、ＲＬＬ符号化方法が有効となる。
【００４０】
ところで、図４に示すように、上述したＲＬＬ（１，７）符号化方法とマークエッジ記録方法の組み合わせにおいては、記録データに基づいて生成されるプリコード出力中の'1' と'1' の間に最低１個の'0' が含まれるので、最小反転幅が２となる。このような、最小反転幅が２となる符号化方法が用いられる場合に、符号間干渉およびノイズ等の影響を受けている再生信号から記録データを復号する方法として、後述するように、４値４状態ビタビ復号方法を適用することができる。
【００４１】
上述したように、再生信号には、フィルタ部１１によって波形等化処理がなされる。ビタビ復号方法の前段としてなされるこのような波形等化処理には、符号間干渉を積極的に利用するパーシャルレスポンス方法が用いられる。この際に用いられる波形等化特性は、一般に（１＋Ｄ）n で表されるパーシャルレスポンス特性の内から、記録／再生系の線記録密度およびＭＴＦ（Modulation Transfer Function）を考慮して決められる。上述したＲＬＬ（１，７）符号化方法とマークエッジ記録方法の組み合わせによって記録されたデータに対して、ＰＲ（１，２，１）を用いる波形等化処理は、４値４状態ビタビ復号方法の前段となる。
【００４２】
一方、マークエッジ記録方法においては、光磁気ディスク媒体等に対する実際の記録に先立って、上述のＲＬＬ符号化等によって符号化された記録データに基づくプリコードが行われる。各時点ｋにおける記録データ列をａ〔ｋ〕、これに基づくプリコード出力をｂ〔ｋ〕とすると、プリコードは、以下のように行われる。
【００４３】
ｂ〔ｋ〕＝ｍｏｄ２｛ａ〔ｋ〕＋ｂ〔ｋ−１〕｝ （１）
このようなプリコード出力ｂ〔ｋ〕が実際に光磁気ディスク媒体等に記録される。一方、フィルタ部１１中の波形等化器によってなされる、波形等化特性ＰＲ（１，２，１）での波形等化処理について説明する。但し、以下の説明においては、信号の振幅を規格化せずに、波形等化特性をＰＲ（Ｂ，２Ａ，Ｂ）とする。また、ノイズを考慮しない場合の再生信号の値をｃ〔ｋ〕と表記する。さらに、ノイズを含む実際の再生信号（すなわち、記録媒体から再生された再生信号）をｚ〔ｋ〕と表記する。
【００４４】
ＰＲ（Ｂ，２Ａ，Ｂ）は、ある時点ｋにおける再生信号の値に対して、時点ｋにおける振幅の寄与が振幅値の２Ａ倍とされ、さらに前後の時点ｋ−１およびｋ＋１における振幅の寄与が各々の時点での信号の振幅のＢ倍とされるものである。従って、再生信号の値の最大値は、時点ｋ−１、ｋ、ｋ＋１において何れもパルスが検出される場合である。このような場合には、再生信号の値の最大値は、以下のようになる。
【００４５】
Ｂ＋２Ａ＋Ｂ＝２Ａ＋２Ｂ
また、再生信号の値の最小値は０となる。但し、実際の取り扱いにおいては、ｃ〔ｋ〕として、ＤＣ成分のＡ＋Ｂを差し引いた以下のようなものが用いられる。
【００４６】
【００４７】
上述したような波形等化処理がなされた再生信号を復号する、ビタビ復号方法の概略は、次のようなものである。ステップ▲１▼符号化方法および記録媒体に対する記録方法に基づいて、生じ得る全ての状態を特定する。ステップ▲２▼ある時点における各状態を起点として、次の時点において生じ得る全ての状態遷移と、各状態遷移が生じる時の記録データａ〔ｋ〕および再生信号の値ｃ〔ｋ〕を特定する。ステップ▲１▼および▲２▼の結果として特定された全ての状態および状態遷移と、各状態遷移が生じる時の〔記録データの値ａ〔ｋ〕／再生信号の値ｃ〔ｋ〕〕を図の形式で表現したものを状態遷移図と称する。後述するように、４値４状態ビタビ復号方法における状態遷移図は、図７に示すようなものである。そして、この状態遷移図に基づく復号動作を行うように、ビタビ復号器１３が構成される。
【００４８】
さらに、ステップ▲３▼上述したように、状態遷移図を前提として、記録媒体から各時点ｋにおいて再生される再生信号ｚ〔ｋ〕に基づく最尤な状態遷移が選択される。但し、上述したように、ｚ〔ｋ〕は、ビタビ復号器１３に供給される前段において波形等化されたものである。このような最尤な状態遷移の選択がなされる毎に、選択された状態遷移に対応して、状態遷移図に記載された記録データａ〔ｋ〕の値を復号値とすることによって、記録データに対する最尤復号値系列としての復号データａ' 〔ｋ〕を得ることができる。但し、各時点ｋにおける復号データ値から、最尤復号値系列とするための構成は、後述するビタビ復号器１３中のＰＭＵ２３である。従って、上述したように、復号データ列ａ' 〔ｋ〕は、復号エラーが無い場合には、記録データ列ａ〔ｋ〕と一致する。上述のステップ▲１▼〜ステップ▲３▼について、以下に詳細に説明する。
【００４９】
上述のステップ▲１▼について説明する。まず、ここで用いられる状態として、ある時点ｋにおける状態を、時点ｋおよびそれ以前のプリコード出力を用いて次のように定義する。すなわち、ｎ＝ｂ〔ｋ〕、ｍ＝ｂ〔ｋ−１〕、ｌ＝ｂ〔ｋ−２〕の時の状態をＳnml と定義する。このような定義によって、２3 ＝８個の状態があると考えられるが、上述したように、実際に生じ得る状態は、符号化方法等に基づいて制限される。ＲＬＬ（１，７）符号として符号化された記録データ列ａ〔ｋ〕においては、'1' と'1' の間に最低１個の'0' が含まれるので、２個以上の'1' が連続することが無い。記録データ列ａ〔ｋ〕に課されるこのような条件に基づいてプリコード出力ｂ〔ｋ〕について一定の条件が課され、その結果として生じ得る状態に制限が加えられる。
【００５０】
このような制限について具体的に説明する。上述したようにＲＬＬ（１，７）符号化によって生成される記録データ列中に、２個以上の'1' が連続するもの、すなわち以下のものはあり得ない。
【００５１】
ａ〔ｋ〕＝１，ａ〔ｋ−１〕＝１，ａ〔ｋ−２〕＝１ （３）
ａ〔ｋ〕＝１，ａ〔ｋ−１〕＝１，ａ〔ｋ−２〕＝０ （４）
ａ〔ｋ〕＝０，ａ〔ｋ−１〕＝１，ａ〔ｋ−２〕＝１ （５）
記録データ列に課されるこのような条件に基づいて、上述の（１）式に従ってｂ〔ｋ〕について課される条件について検討すると、Ｓ０１０およびＳ１０１の２個の状態は生じ得ないことがわかる。従って、生じ得る状態は、２3 −２＝６個である。
【００５２】
次に、ステップ▲２▼について説明する。ある時点ｊにおける状態を起点として、次の時点ｊ＋１において生じ得る状態を求めるためには、時点ｊ＋１における記録データの値ａ〔ｊ＋１〕が１となる場合、および０となる場合に分けて調べる必要がある。
【００５３】
ここでは、状態Ｓ０００を例として説明する。上述の（１）式に従って、Ｓ０００すなわちｎ＝ｂ〔ｊ〕＝０，ｌ＝ｂ〔ｊ−１〕＝０，ｍ＝ｂ〔ｊ−２〕＝０とプリコードされる記録データとしては、以下の２個が考えられる。
【００５４】
ａ〔ｊ〕＝０、ａ〔ｊ−１〕＝０、ａ〔ｊ−２〕＝１ （６）
ａ〔ｊ〕＝０、ａ〔ｊ−１〕＝０、ａ〔ｊ−２〕＝０ （７）
〔ａ〔ｊ＋１〕＝１の時〕
この時、（１）式に従って、ｂ〔ｊ＋１〕は、以下のように計算される。
【００５５】
【００５６】
【００５７】
〔ａ〔ｊ＋１〕＝０の時〕
この時、（１）式に従って、ｂ〔ｊ＋１〕は、以下のように計算される。
【００５８】
【００５９】
【００６０】
このようにして、時点ｊにおけるＳ０００以外の各状態についても、それらを起点として次の時点ｊ＋１において生じ得る状態遷移と、そのような各状態遷移が生じる時の記録データ値ａ〔ｊ＋１〕および再生信号値ｃ〔ｊ＋１〕との対応を求めることができる。
【００６１】
上述したようにして、各状態について、それらを起点として生じ得る状態遷移と、各状態遷移が生じる時の記録データの値および再生信号の値との対応を求め、図の形式に表したものが図６である。上述の時点ｊおよびｊ＋１は、特別の時点ではない。従って、上述したようにして求まる、生じ得る状態遷移とそれらに伴う記録データの値および再生信号の値との対応は、任意の時点において適用することができる。このため、図６においては、任意の時点ｋにおいて生じる状態遷移に伴う記録データの値をａ〔ｋ〕と表記し、再生信号の値をｃ〔ｋ〕と表記する。
【００６２】
図６において、状態遷移は、矢印によって表される。また、各矢印に付した符号が〔記録データ値ａ〔ｋ〕／再生信号値ｃ〔ｋ〕〕を示している。状態Ｓ０００，Ｓ００１，Ｓ１１１およびＳ１１０を起点とする状態遷移は、２通り有るのに対して、状態Ｓ０１１およびＳ１００を起点として生じ得る遷移は１通りのみである。
【００６３】
さらに、図６においてＳ０００とＳ００１は、何れもａ〔ｋ〕＝１に対しては、ｃ〔ｋ〕＝−Ａという値を取り、Ｓ１００に遷移している。一方、ａ〔ｋ〕＝０に対しては、ｃ〔ｋ〕＝−Ａ−Ｂという値を取り、Ｓ０００に遷移している。また、Ｓ１１１とＳ１１０も同様に、同じａ〔ｋ＋１〕の値について同じｃ〔ｋ＋１〕の値を取り、且つ、同じ状態に遷移している。従って、Ｓ０００とＳ００１をまとめてＳ０と表現し、Ｓ１１１とＳ１１０をまとめてＳ２と表現することができる。さらに、Ｓ０１１をＳ３とし、Ｓ１００をＳ１と表現することにして、整理したものが図７である。
【００６４】
上述したように、図７が４値４状態ビタビ復号方法に用いられる状態遷移図である。図７中には、Ｓ０〜Ｓ３の４個の状態、および再生信号ｃ〔ｋ＋１〕の値としての−Ａ−Ｂ，−Ａ，Ａ，Ａ＋Ｂの４個の値が示されている。状態Ｓ０およびＳ２を起点とする状態遷移は、２通り有るのに対して、状態Ｓ１およびＳ３を起点とする状態遷移は、１通りのみである。
【００６５】
一方、状態遷移を時間に沿って表現する形式として、図８に示すようなトレリス線図が用いられる。図８では、２個の時点間の遷移を示しているが、さらに多数の時点間の遷移を示すこともできる。時間経過に伴い、順次右の時点に遷移していく様子が表現される。従って、水平な矢印は、例えばＳ０→Ｓ０等の同じ状態への遷移を表し、斜めの矢印は、例えばＳ１→Ｓ２等の異なる状態への遷移を表すことになる。
【００６６】
上述したビタビ復号方法のステップ▲３▼、すなわち図７に示した状態遷移図を前提として、ノイズを含む実際の再生信号ｚ〔ｋ〕から最尤な状態遷移を選択する方法について以下に説明する。
【００６７】
最尤な状態遷移を選択するためには、まず、ある時点ｋにおける状態について、その状態に至る過程において経由してきた複数時点間の状態遷移の尤度の和を計算し、さらに、計算された尤度の和を比較して、最尤の復号系列を選択することが必要である。このような尤度の和をパスメトリックと称する。
【００６８】
パスメトリックを計算するためには、まず、隣接する時点間の状態遷移の尤度を計算することが必要となる。このような尤度の計算は、上述の状態遷移図を参照して、再生信号ｚ〔ｋ〕の値に基づいて以下のようになされる。まず、一般的な説明として、時点ｋ−１において、状態Ｓａである場合について考える。この時、ビタビ復号器３１に再生信号ｚ〔ｋ〕が入力された場合に、状態Ｓｂへの状態遷移が生じる尤度が次式に従って計算される。但し、状態Ｓａおよび状態Ｓｂは、図７の状態遷移図に記載されている４個の状態の何れかとする。
【００６９】
（ｚ〔ｋ〕−ｃ（Ｓａ，Ｓｂ））2 （１２）
上式において、ｃ（Ｓａ，Ｓｂ）は、状態Ｓａから状態Ｓｂへの状態遷移について、図７の状態遷移図に記載されている再生信号の値である。すなわち、上述の図７において、例えば状態遷移Ｓ０→Ｓ１について、−Ａと算出されている値である。従って、式（１２）は、ノイズを含む実際の再生信号ｚ〔ｋ〕の値と、ノイズを考慮せずに計算された再生信号ｃ（Ｓａ，Ｓｂ）の値の間のユークリッド距離となる。ある時点におけるパスメトリックは、その時点に至るまでのこのような隣接時点間の状態遷移の尤度の総和として定義される。
【００７０】
ところで、時点ｋにおいて状態Ｓａである場合を考える。この場合に、時点ｋ−１において状態Ｓａに遷移し得る状態をＳｐとすれば、パスメトリックＬ（Ｓａ，ｋ）は、時点ｋ−１におけるパスメトリックを用いて次式のように計算される。
【００７１】
Ｌ（Ｓａ，ｋ）
＝Ｌ（Ｓｐ，ｋ−１）＋（ｚ〔ｋ〕−ｃ（Ｓｐ，Ｓａ））2 （１３）
すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓｐに至った場合のパスメトリックＬ（Ｓｐ，ｋ−１）と、時点ｋ−１と時点ｋの間で生じるＳｐ→Ｓａなる状態遷移の尤度（ｚ〔ｋ〕−ｃ（Ｓｐ，Ｓａ））2 とを加算することによって、パスメトリックＬ（Ｓａ，ｋ）が計算される。この（ｚ〔ｋ〕−ｃ（Ｓｐ，Ｓａ））2 のような、最新の状態遷移の尤度は、ブランチメトリックと称される。但し、ここでのブランチメトリックは、後述するビタビ復号器１３中のブランチメトリック計算回路（ＢＭＣ）２０によって計算されるブランチメトリック、すなわち、規格化メトリックに対応するブランチメトリックとは、別のものであることに注意が必要である。
【００７２】
また、時点ｋにおいて状態Ｓａである場合に、時点ｋ−１において状態Ｓａに遷移し得る状態が複数個存在することがある。図７においては、状態Ｓ０およびＳ２がこのような場合である。すなわち時点ｋにおいて状態Ｓ０である場合に、時点ｋ−１において状態Ｓ０に遷移し得る状態は、Ｓ０とＳ３の２個である。また、時点ｋにおいて状態Ｓ２である場合に、時点ｋ−１において状態Ｓ２に遷移し得る状態は、Ｓ１とＳ２の２個である。一般的な説明として、時点ｋにおいて状態Ｓａであり、且つ、時点ｋ−１において状態Ｓａに遷移し得る状態がＳｐおよびＳｑの２個である場合に、パスメトリックＬ（Ｓａ，ｋ）は、次式のように計算される。
【００７３】
【００７４】
このようなパスメトリックの計算を、図７を用いて上述した４値４状態について具体的に適用すると、時点ｋにおける各状態Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２およびＳ３についてのパスメトリックＬ（０，ｋ），Ｌ（１，ｋ），Ｌ（２，ｋ）およびＬ（３，ｋ）は、時点ｋ−１における各状態Ｓ０〜Ｓ３についてのパスメトリックＬ（０，ｋ−１）〜Ｌ（３，ｋ−１）を用いて以下のように計算できる。
【００７５】
【００７６】
ｍ（ｉ，ｋ）
＝〔Ｌ（ｉ，ｋ）−ｚ〔ｋ〕2 −（Ａ＋Ｂ）2 〕／２／（Ａ＋Ｂ）（１９）
式（１９）をＳ０〜Ｓ３の各状態に適用すると、具体的な規格化パスメトリックは、以下のように２乗計算を含まないものとなる。このため、後述する、加算、比較、選択回路（ＡＣＳ）２１における計算を容易なものとすることができる。
【００７７】
【００７８】
α＝Ａ／（Ａ＋Ｂ） （２４）
β＝Ｂ×（Ｂ＋２×Ａ）／２／（Ａ＋Ｂ） （２５）
このような規格化パスメトリックに基づく４値４状態ビタビ復号方法における状態遷移の条件について図９に示す。上述の４個の規格化パスメトリックの内に、２個から１個を選択する式が２つあるので、２×２＝４通りの条件がある。
【００７９】
〔４値４状態ビタビ復号器の概要〕
上述した４値４状態ビタビ復号方法を実現するビタビ復号器１３について以下に説明する。図１０にビタビ復号器１３の全体構成を示す。ビタビ復号器１３は、ブランチメトリック計算回路（以下、ＢＭＣと表記する）２０、加算、比較および選択回路（以下、ＡＣＳと表記する）２１、圧縮およびラッチ回路２２およびパスメモリユニット（以下、ＰＭＵと表記する）２３から構成される。これらの各構成要素に対して上述のリードクロックＤＣＫ（以下の説明においては、単にクロックと表記する）が供給されることにより、ビタビ復号器１３全体の動作タイミングが合わされる。以下、各構成要素について説明する。
【００８０】
ＢＭＣ２０は、入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基づいて、規格化パスメトリックに対応するブランチメトリックの値ＢＭ０，ＢＭ１，ＢＭ２およびＢＭ３を計算する。ＢＭ０〜ＢＭ３は、上述の式（２０）〜（２３）の規格化パスメトリックを計算するために必要とされる、以下のようなものである。
【００８１】
ＢＭ０＝ｚ（ｋ） （２６）
ＢＭ１＝α×ｚ〔ｋ〕−β （２７）
ＢＭ２＝−ｚ（ｋ） （２８）
ＢＭ３＝−α×ｚ〔ｋ〕−β （２９）
この計算に必要なαおよびβは、上述の式（２３）および（２４）に示した意味を持つ基準値である。αおよびβの値は、再生信号ｚ〔ｋ〕に基づいて、所定の手段によって算出され、ＢＭＣ２０に供給される。算出方法の一例として、再生信号ｚ〔ｋ〕から、エンベロープ検出によってＡ，Ａ＋Ｂの値を求めて、式（２３）および（２４）に従ってαおよびβの値を算出する等が行われる。
【００８２】
ＢＭ０〜ＢＭ３の値は、ＡＣＳ２１に供給される。一方、ＡＣＳ２１は、後述するような圧縮およびラッチ回路２２から、１クロック前の規格化パスメトリックの値（但し、後述するように圧縮のなされたもの）Ｍ０，Ｍ１，Ｍ２およびＭ３を供給される。そして、Ｍ０〜Ｍ３と、ＢＭ０〜ＢＭ３とを加算して、後述するようにして、最新の規格化パスメトリックの値Ｌ０，Ｌ１，Ｌ２およびＬ３を計算する。Ｍ０〜Ｍ３が圧縮のなされたものであるため、Ｌ０〜Ｌ３を計算する際のオーバーフローを避けることができる。
【００８３】
さらに、ＡＣＳ２１は、最新の規格化パスメトリックの値Ｌ０〜Ｌ３に基づいて、後述するように、最尤な状態遷移を選択し、また、選択結果に対応して、パスメモリ２３に供給される選択信号ＳＥＬ０およびＳＥＬ２を'High'または'Low' とする。
【００８４】
また、ＡＣＳ２１は、Ｌ０〜Ｌ３を圧縮およびラッチ回路２２に供給する。圧縮およびラッチ回路２２は、供給されるＬ０〜Ｌ３を圧縮した後にラッチする。その後、１クロック前の規格化パスメトリックＭ０〜Ｍ３としてＡＣＳ２１に供給する。
【００８５】
この際の圧縮の方法としては、例えば以下に示すように、最新の規格化パスメトリックＬ０〜Ｌ３から、そのうちの１個、例えばＬ０を一律に差し引く等の方法が用いられる。
【００８６】
Ｍ０＝Ｌ０−Ｌ０ （３０）
Ｍ１＝Ｌ１−Ｌ０ （３１）
Ｍ２＝Ｌ２−Ｌ０ （３２）
Ｍ３＝Ｌ３−Ｌ０ （３３）
この結果として、Ｍ０が常に０の値をとることになるが、以下の説明においては、一般性を損なわないために、このままＭ０と表記する。式（３０）〜（３３）によって計算されるＭ０〜Ｍ３の値の差は、Ｌ０〜Ｌ３の値の差と等しいものとなる。上述したように、最尤な状態遷移の選択においては、規格化パスメトリック間の値の差のみが問題となる。従って、このような圧縮方法は、最尤な状態遷移の選択結果に影響せずに規格化パスメトリックの値を圧縮し、オーバーフローを防止する方法として有効である。このように、ＡＣＳ２１と圧縮およびラッチ回路２２は、規格化パスメトリックの計算に関するループを構成する。
【００８７】
上述のＡＣＳ２１について、図１１を参照してより詳細に説明する。ＡＣＳ２１は、６個の加算器５１、５２、５３、５４、５６、５８および２個の比較器５５、５７から構成される。一方、上述したようにＡＣＳ２１には、１クロック前の圧縮された規格化パスメトリックの値Ｍ０〜Ｍ３および規格化パスメトリックに対応するブランチメトリックの値ＢＭ０〜ＢＭ３が供給される。
【００８８】
加算器５１には、Ｍ０およびＢＭ０が供給される。加算器５１は、これらを加算して以下のようなＬ００を算出する。
【００８９】
Ｌ００＝Ｍ０＋ＢＭ０ （３４）
上述したように、Ｍ０は、時点ｋ−１において状態Ｓ０に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ０は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基づいて上述の（２６）式に従って計算されるもの、すなわちｚ〔ｋ〕の値そのものである。従って、式（３４）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２０）中のｍ（０，ｋ−１）＋ｚ〔ｋ〕の値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ０であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ０→Ｓ０によって最終的に状態遷移Ｓ０に至った場合に対応する計算値である。
【００９０】
一方、加算器５２には、Ｍ３およびＢＭ１が供給される。加算器５１は、これらを加算して以下のようなＬ３０を算出する。
【００９１】
Ｌ３０＝Ｍ３＋ＢＭ１ （３５）
上述したように、Ｍ３は、時点ｋ−１において状態Ｓ３に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する、圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ１は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基づいて上述の（２７）式に従って計算されるもの、すなわちα×ｚ〔ｋ〕−βである。従って、式（３５）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２０）中のｍ（３，ｋ−１）＋α×ｚ〔ｋ〕−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ３であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ３→Ｓ０によって最終的に状態遷移Ｓ０に至った場合に対応する計算値である。
【００９２】
上述のＬ００およびＬ３０は、比較器５５に供給される。比較器５５は、Ｌ００およびＬ３０の値を比較し、小さい方を最新の規格化パスメトリックＬ０とすると供に、選択結果に応じて、上述したように選択信号ＳＥＬ０の極性を切替える。このような構成は、式（２０）において、最小値が選択されることに対応するものである。すなわち、Ｌ００＜Ｌ３０の場合（この時は、Ｓ０→Ｓ０が選択される）に、Ｌ００をＬ０として出力し、且つ、ＳＥＬ０を例えば、'Low' とする。また、Ｌ３０＜Ｌ００の場合（この時は、Ｓ３→Ｓ０が選択される）には、Ｌ３０をＬ０として出力し、且つ、ＳＥＬ０を例えば'High'とする。ＳＥＬ０は、後述するように、状態Ｓ０に対応するＡ型パスメモリ２４に供給される。
【００９３】
このように、加算器５１、５２および比較器５５は、上述の式（２０）に対応して、Ｓ０→Ｓ０とＳ３→Ｓ０の内から、時点ｋにおける状態遷移として最尤なものを選択する動作を行う。そして、選択結果に応じて、最新の規格化パスメトリックＬ０および選択信号ＳＥＬ０を出力する。
【００９４】
また、加算器５６には、Ｍ０およびＢＭ１が供給される。加算器５１は、これらを加算して以下のようなＬ１を算出する。
【００９５】
Ｌ１＝Ｍ０＋ＢＭ１ （３６）
上述したように、Ｍ０は、時点ｋ−１において状態Ｓ０に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ１は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基づいて上述の（２７）式に従って計算されるもの、すなわちα×ｚ〔ｋ〕−βである。従って、式（３６）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２１）の右辺ｍ（０，ｋ−１）＋α×ｚ〔ｋ〕−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ０であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ０→Ｓ１によって最終的に状態遷移Ｓ１に至った場合に対応する計算値である。式（２１）が値の選択を行わないことに対応して、加算器５６の出力がそのまま最新の規格化パスメトリックＬ１とされる。
【００９６】
加算器５３には、Ｍ２およびＢＭ２が供給される。加算器５３は、これらを加算して以下のようなＬ２２を算出する。
【００９７】
Ｌ２２＝Ｍ２＋ＢＭ２ （３７）
上述したように、Ｍ２は、時点ｋ−１において状態Ｓ２に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ０は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基づいて上述の（２８）式に従って計算されるもの、すなわち−ｚ〔ｋ〕である。従って、式（３７）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２２）中のｍ（２，ｋ−１）−ｚ〔ｋ〕の値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ２であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ２→Ｓ２によって最終的に状態遷移Ｓ２に至った場合に対応する計算値である。
【００９８】
一方、加算器５４には、Ｍ１およびＢＭ３が供給される。加算器５３は、これらを加算して以下のようなＬ１２を算出する。
【００９９】
Ｌ１２＝Ｍ１＋ＢＭ３ （３８）
上述したように、Ｍ１は、時点ｋ−１において状態Ｓ１に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ３は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基づいて上述の（２９）式に従って計算されるもの、すなわち−α×ｚ〔ｋ〕−β である。従って、式（３８）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２２）中のｍ（１，ｋ−１）−α×ｚ〔ｋ〕−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ１であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ１→Ｓ２によって最終的に状態遷移Ｓ２に至った場合に対応する計算値である。
【０１００】
上述のＬ２２およびＬ１２は、比較器５７に供給される。比較器５７は、Ｌ２２およびＬ１２の値を比較し、小さい方を最新の規格化パスメトリックＬ２とすると共に、選択結果に応じて、上述したように選択信号ＳＥＬ２の極性を切替える。このような構成は、式（２２）において、最小値が選択されることに対応するものである。すなわち、Ｌ２２＜Ｌ１２の場合（この時は、Ｓ２→Ｓ２が選択される）に、Ｌ２２をＬ２として出力し、且つ、ＳＥＬ２を例えば、'Low' とする。また、Ｌ１２＜Ｌ２２の場合（この時は、Ｓ１→Ｓ２が選択される）には、Ｌ１２をＬ２として出力し、且つ、ＳＥＬ２を例えば'High'とする。ＳＥＬ２は、後述するように、状態Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６に供給される。
【０１０１】
このように、加算器５３、５４および比較器５７は、上述の式（２２）に対応して、Ｓ１→Ｓ２とＳ２→Ｓ２の内から、時点ｋにおける状態遷移として最尤なものを選択する。そして、選択結果に応じて、最新の規格化パスメトリックＬ２および選択信号ＳＥＬ２を出力する。
【０１０２】
また、加算器５８には、Ｍ２およびＢＭ３が供給される。加算器５８は、これらを加算して以下のようなＬ３を算出する。
【０１０３】
Ｌ３＝Ｍ２＋ＢＭ３ （３９）
上述したように、Ｍ２は、時点ｋ−１において状態Ｓ２に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ３は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基づいて上述の（２９）式に従って計算されるもの、すなわち−α×ｚ〔ｋ〕−βである。従って、式（３９）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２３）の右辺ｍ（２，ｋ−１）＋α×ｚ〔ｋ〕−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ０であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ２→Ｓ３によって最終的に状態遷移Ｓ３に至った場合に対応する計算値である。式（２３）が値の選択を行わないことに対応して、加算器５８の出力がそのまま最新の規格化パスメトリックＬ３とされる。
【０１０４】
上述したようにして, ＡＣＳ２１が出力するＳＥＬ０およびＳＥＬ２に従って、パスメモリユニット（以下、ＰＭＵと表記する）２３が動作することによって、記録データａ〔ｋ〕に対する最尤復号系列としての復号データａ’〔ｋ〕が生成される。ＰＭＵ２３は、図７に示した４個の状態間の状態遷移に対応するために、２個のＡ型パスメモリおよび２個のＢ型パスメモリから構成される。
【０１０５】
Ａ型パスメモリは、その状態に至る遷移として２つの遷移（すなわち、自分自身からの遷移と、他の１個の状態からの遷移）を有し、且つ、その状態を起点とする２つの遷移（すなわち、自分自身に至る遷移と他の１個の状態に至る遷移）を有する状態に対応するための構成とされる。従って、Ａ型パスメモリは、図７に示した４個の状態の内、Ｓ０およびＳ２に対応するものである。
【０１０６】
一方、Ｂ型パスメモリは、その状態に至る遷移が１つのみであり、且つ、その状態を起点とする遷移が１つのみである状態に対応するための構成とされる。従って、Ｂ型パスメモリは、図７に示した４個の状態の内、Ｓ１およびＳ３に対応するものである。
【０１０７】
これら２個のＡ型パスメモリおよび２個のＢ型パスメモリが図７に示した状態遷移図に従う動作を行うために、ＰＭＵ２３において、図１０に示すような復号データの受渡しがなされるように構成される。すなわち、Ａ型パスメモリ２４がＳ０に対応し、Ａ型パスメモリ２６がＳ２に対応する。また、Ｂ型パスメモリ２５がＳ１に対応し、また、Ｂ型パスメモリ２７がＳ３に対応する。このように構成すれば、Ｓ０を起点として生じ得る状態遷移がＳ０→Ｓ０およびＳ０→Ｓ１であり、Ｓ２を起点として生じ得る状態遷移がＳ２→Ｓ２およびＳ２→Ｓ３であることに合致する。また、Ｓ１を起点として生じ得る状態遷移がＳ１→Ｓ２のみであり、Ｓ３を起点として生じ得る状態遷移がＳ３→Ｓ０のみであることにも合致する。
【０１０８】
Ａ型パスメモリ２４について、その詳細な構成を図１２に示す。Ａ型パスメモリ２４は、パスメモリ長に対応する個数のフリップフロップとセレクタを、交互に接続したものである。図１０には、１４ビットのデコードデータ長に対応する構成を示した。すなわち、１４個のセレクタ３１1 〜３１14および１５個のフリップフロップ３０0 〜３０14を有するものである。セレクタ３１1 〜３１14は、何れも２個のデータを受取り、その内の１個を選択的に後段に供給するものである。また、フリップフロップ３０0 〜３０14にクロックが供給されることにより、Ａ型パスメモリ２４全体の動作タイミングが合わされる。
【０１０９】
図７を用いて上述したように、状態Ｓ０に至る遷移は、Ｓ０→Ｓ０すなわち自分自身から継承する遷移、およびＳ３→Ｓ０である。このような状況に対応する構成として、各セレクタは、前段のフリップフロップから供給されるデータすなわちＳ０→Ｓ０に対応する復号データと、状態Ｓ３に対応するＢ型パスメモリ２７から供給されるデータすなわちＳ３→Ｓ０に対応する復号データＰＭ３とを受取る。さらに、各セレクタは、ＡＣＳ２１からＳＥＬ０を供給される。そして、ＳＥＬ０の極性に応じて、供給される２個の復号データの内の一方を後段のフリップフロップに供給する。また、このようにして後段のフリップフロップに供給される復号データは、状態Ｓ１に対応するＢ型パスメモリ２５にもＰＭ０として供給される。
【０１１０】
すなわち、例えばセレクタ３１14は、前段のフリップフロップ３０13から供給されるデータと、Ｂ型パスメモリ２７から供給される１４ビットからなるＰＭ３の１４番目のビット位置のデータとを受取る。そして、これら２個のデータの内から以下のようにして選択したデータを、後段のフリップフロップ３０14に供給する。上述したようにＳＥＬ０は、選択結果に応じて、'Low' または'High'とされる。ＳＥＬ０が例えば'Low' の時は、前段のフリップフロップ３０13からのデータが選択されるようになされる。また、ＳＥＬ０が例えば'High'の時は、ＰＭ３の１４番目のビット位置のデータが選択されるようになされる。選択されたデータは、後段のフリップフロップ３０14に供給され、また、ＰＭ０の１４番目のビット位置のデータとして、状態Ｓ１に対応するＢ型パスメモリ２５に供給される。
【０１１１】
Ａ型パスメモリ２４中の他のセレクタ３１1 〜３１13においても、ＳＥＬ０の極性に応じて、同様な動作が行われる。従って、Ａ型パスメモリ２４全体としては、ＳＥＬ０が例えば'Low' の時は、Ａ型パスメモリ２４中で、各々のフリップフロップがその前段に位置するフリップフロップのデータを継承するシリアルシフトを行う。また、ＳＥＬ０が例えば'High'の時は、Ｂ型パスメモリ２７から供給される１４ビットからなる復号データＰＭ３を継承するパラレルロードを行う。何れの場合にも、継承される復号データは、Ｂ型パスメモリ２５に１４ビットの復号データＰＭ０として供給される。
【０１１２】
また、最初の処理段となるフリップフロップ３０0 には、クロックに同期して常に'0' が入力される。かかる動作は、Ｓ０に至る状態遷移Ｓ０→Ｓ０とＳ２→Ｓ０の何れにおいても、図７に示すように、復号データが'0' なので、最新の復号データは、常に'0' となることに対応している。
【０１１３】
上述したように、Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６についても、構成自体は、Ａ型パスメモリ２４と全く同様である。但し、ＡＣＳ２１から入力される選択信号は、ＳＥＬ２である。また、図６に示すように状態Ｓ２に至る遷移としては、Ｓ２→Ｓ２すなわち自分自身から継承する遷移と、Ｓ１→Ｓ２とがある。このため、状態Ｓ１に対応するＢ型パスメモリ２５からＰＭ１を供給される。さらに、状態Ｓ２を起点として生じ得る状態がＳ２すなわち自分自身と、Ｓ３であることに対応して、状態Ｓ３に対応するＢ型パスメモリ２７にＰＭ２を供給する。また、Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６においても、最初の処理段となるフリップフロップには、クロックに同期して常に'0' が入力される。かかる動作は、Ｓ２に至る状態遷移Ｓ２→Ｓ２とＳ１→Ｓ０の何れにおいても、図７に示すように、復号データが'0' なので、最新の復号データは、常に'0' となることに対応している。
【０１１４】
他方、Ｂ型パスメモリ２５について、その詳細な構成を図１３に示す。Ｂ型パスメモリ２５は、デコードデータ長に対応する個数のフリップフロップを接続したものである。図１３には、１４ビットのパスメモリ長に対応する構成を示した。すなわち、１５個のフリップフロップ３２0 〜３２14を有するものである。フリップフロップ３２0 〜３２14にクロックが供給されることにより、Ｂ型パスメモリ２５全体の動作タイミングが合わされる。
【０１１５】
各フリップフロップ３２1 〜３２14には、状態Ｓ０に対応するＡ型パスメモリ２４から、１４ビットの復号データがＰＭ０として供給される。例えば、フリップフロップ３２1 には、ＰＭ０の１ビット目が供給される。各フリップフロップ３２1 〜３２14は、供給された値を１クロックの間保持する。そして、状態Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６に、１４ビットの復号データＰＭ１として出力する。例えば、フリップフロップ３２1 は、ＰＭ１の２ビット目を出力する。
【０１１６】
Ｂ型パスメモリ２５中の他のセレクタ３２1 〜３２13においても、同様な動作が行われる。従って、Ｂ型パスメモリ２５全体としては、Ａ型パスメモリ２４から供給される１４ビットからなる復号データＰＭ０を受取り、またＡ型パスメモリ２６に１４ビットからなる復号データＰＭ１を供給する。
【０１１７】
また、フリップフロップ３２0 には、クロックに同期して常に'1' が入力される。かかる動作は、図７に示したように、最新の状態遷移がＳ０→Ｓ１である場合に復号データが'1' であることに対応している。
【０１１８】
また、上述のように、状態Ｓ３に対応するＢ型パスメモリ２７についても、Ｂ型パスメモリ２５と全く同様な構成とされる。但し、図７に示すように状態Ｓ３に至る遷移は、Ｓ２→Ｓ３なので、状態Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６からＰＭ２を供給される。さらに、状態Ｓ３を起点として生じ得る状態がＳ０であることに対応して、状態Ｓ０に対応するＡ型パスメモリ２４にＰＭ３を供給するようになされる。Ｂ型パスメモリ２７においても、最初の処理段となるフリップフロップには、クロックに同期して常に'1' が入力される。かかる動作は、図７に示したように、最新の状態遷移がＳ２→Ｓ３である場合に復号データが'1' であることに対応している。
【０１１９】
上述したようにして、ＰＭＵ２３中の４個のパスメモリは、各々復号データを生成する。このようにして生成される４個の復号データは、常に正確なビタビ復号動作がなされる場合には、互いに一致することになる。ところで、実際のビタビ復号動作においては、４個の復号データに不一致が生じることも起こり得る。このような不一致は、再生信号に含まれるノイズの影響等により、上述の識別点ＡおよびＢを検出する際に誤差が生じる等の要因により、ビタビ復号動作が不正確なものとなることによって生じる。
【０１２０】
一般に、このような不一致が生じる確率は、再生信号の品質に対応してパスメモリの処理段数を充分に大きく設定することによって減少させることができる。すなわち、再生信号のＣ／Ｎ等の品質が良い場合には、パスメモリの処理段数が比較的小さくても復号データ間の不一致が生じる確率は小さい。これに対して、再生信号の品質が良くない場合には、上述の不一致が生じる確率を小さくするためには、パスメモリの処理段数を大きくする必要がある。再生信号の品質に対してパスメモリの処理段数が比較的小さくて、復号データ間の不一致が生じる確率を充分に低くすることができない場合には、４個の復号データから、例えば多数決等の方法によって、より的確なものを選択するような、図示しない構成がＰＭＵ２３中の４個のパスメモリの後段に設けられる。
【０１２１】
〔４値４状態ビタビ復号方法以外のビタビ復号方法〕
上述した４値４状態ビタビ復号方法は、フィルタ部１１において用いられる波形等化特性がＰＲ（１，２，１）であり、且つ、記録データとしてＲＬＬ（１，７）符号が採用される場合に用いられる。例えば、記録線密度０．４０μｍ，レーザ波長６８５ｎｍ，ＮＡ＝０．５５の場合には、波形等化特性をＰＲ（１，２，１）とし、４値４状態ビタビ復号方法を用いることが最適となる。他方、波形等化特性または記録データを生成するための符号化方法に応じて、他の種類のビタビ復号方法が用いられることもある。
【０１２２】
例えば、波形等化特性がＰＲ（１，１）であり、且つ、記録データとしてＲＬＬ（１，７）符号が用いられる場合には、３値４状態ビタビ復号方法が用いられる。また、波形等化特性がＰＲ（１，３，３，１）であり、且つ、記録データとしてＲＬＬ（１，７）符号が用いられる場合には、７値６状態ビタビ復号方法が用いられる。このようなビタビ復号方法の内、何れを用いるかを選択するための要素の１つとなる波形等化特性は、再生信号上の符号間干渉に適合する程度が良いものが採用される。従って、上述したように、線記録密度およびＭＴＦを考慮して最適なものとされる。
【０１２３】
以下、図１４を参照してこの発明の一実施例について説明する。この発明の一実施例は、４値４状態ビタビ復号方法を行う光磁気ディスク装置にこの発明を適用したものである。図１を参照して説明した上述の光磁気ディスク装置の一例に用いられるフィルタ部１１がディジタルフィルタから構成されるのが一般的であるのに対し、図１４中のフィルタ部１１０は、後述するようなアナログフィルタから構成される。
【０１２４】
また、装置制御部（以下、ＣＰＵと表記する）１００およびＤＳＰ（Digital Signal Processor）１０１は、コントローラ２の指令に従う記録／再生動作を実行するために、装置の構成要素の動作パラメータ等を制御するための動作を行う。特に、ＣＰＵ１００は、フィルタ部１１０の後述するような可変部分の動作を制御することにより、アナログフィルタから構成されるフィルタ部１１０を、ディジタルフィルタと同等の特性を有するものとする。ＣＰＵ１００およびＤＳＰ１０１は、上述の光磁気ディスク装置の一例にも用いられているが、図１においては図示を省略したものである。この発明について説明するにあたっては、説明を明確なものとするために図１４中に図示した。これら以外の構成要素については、図１中の各構成要素と同様なので、同じ符号を付した。
【０１２５】
記録系の構成および動作については、上述の光磁気ディスク装置の一例と同様である。図１４中にＣＰＵ１００を図示したので、ＬＰＣ４に対する記録データと直接関係しない制御、例えばレーザパワーの制御等がＣＰＵ１００によって行われることが図示されているが、かかる制御は、図１を参照して上述した光磁気ディスク装置の一例においても同様になされる。
【０１２６】
また、再生系においても、フィルタ部１１０以外については、構成、動作ともに上述の光磁気ディスク装置の一例と同様である。但し、後の説明の都合により、Ａ／Ｄ変換器１２の出力をｚ〔ｔ〕すなわち時点ｔにおけるサンプリング値と表記することにする。ｚ〔ｔ〕は、ビタビ復号器１３に供給されると共に、ＣＰＵ１００に供給される。
【０１２７】
このようなフィルタ部１１０を構成するアナログフィルタとしては、８次のイクイリップルフィルタを用いることができる。このようなアナログフィルタの伝達関数は、式（５０）のように表せる。
【０１２８】
【数１】
但し、式（５０）中のωp1〜ωp2は、後述するように、アナログフィルタの構成要素の特性によって決められる定数である。また、ωza, ωzbは以下のようなものである。また、Ｓ＝１／ωである。
【０１３０】
ωza＝０．５８×（１５／ｎａ）×ωC （５１）
ωzb＝０．５８×（１５／ｎｂ）×ωC （５２）
式（５１）および（５２）において、ωC は、カットオフ周波数である。また、ｎａ，ｎｂは、例えば４ビット等のレジスタを用いて設定される値に基づいて独立に変えることができる数である。従って、式（５０）を実現するアナログフィルタにおいて、ｎａ，ｎｂの値を変えることによって特性を変えることができる。この発明の一実施例においては、４ビットのレジスタによって、０または６〜２０までの全部で１６個の整数値をとり得る。
【０１３１】
図１５Ａおよび図１５Ｂに，それぞれ式（１）の伝達関数に従うアナログフィルタのインパルス応答の例をしめす。図１５Ａに示した例は、時点ｋに関して時間方向に対称な応答をしている。一方、図１５Ｂに示した例は、時点ｋに関して時間方向に非対称な応答をしている。インパルス応答が対称になるのは、ｎａ＝ｎｂ，すなわち式（５１）および（５２）によってωza＝ωzbとなる時である。
【０１３２】
ところで、このようなアナログフィルタの時点ｎにおける離散インパルス応答をｈ（ｎ）、時点ｎにおける入力信号値をｘ（ｎ）とすると、時点ｎにおける応答ｙ（ｎ）は、以下のように表せる。
【０１３３】
【数２】
ここで、Ｍは、ディジタルフィルタのタップ数に相当する。すなわち、図１６に示すようなディジタルフィルタを用いたフィルタ部と同等な特性を有するようなアナログフィルタについては、Ｍ＝３である。図１６において、フィルタ２００は、ノイズカット等を行うためのものである。また、遅延回路２０１および２０２は、供給される信号を１時点（１リードクロック）分遅延させる。さらに、乗算器２０２、２０３および２０４のタップ係数ａ0 、ａ1 およびａ2 は、ＣＰＵによって制御され、最適な波形等化が行われるようになされる。
【０１３５】
アナログフィルタにおいてかかるタップ係数に相当するものが離散インパルス応答ｈ（ｎ）である。従って、図１６に示すようなディジタルフィルタを用いたフィルタ部と同等な特性を有するようなアナログフィルタについては、ｈ（１），ｈ（２），ｈ（３）は、それぞれ図１６中のａ0 ，ａ1 ，ａ2 に相当する。
【０１３６】
一方、アナログフィルタのインパルス応答を図示した図１５ＡまたはＢにおいてはｈ（１），ｈ（２），ｈ（３）がそれぞれｚ，ｙ，ｘに相当する。
【０１３７】
このようなアナログフィルタの特性を最適なものとするためのｎａおよびｎｂの値の設定方法について以下に説明する。まず、ｎａおよびｎｂの値の適応の程度を表現する誤差信号として２乗平均誤差、すなわち誤差信号の２乗平均値を用いることにする。このため、期待される応答ｄ（ｔ）と出力ｙ（ｔ）との差をｅ（ｔ）と定義し、ｅ（ｔ）の２乗平均誤差（以下、ＭＳＥと表記する）ε（ｔ）を定義する。
【０１３８】
ｅ（ｔ）＝ｄ（ｔ）−ｙ（ｔ） （５４）
ε（ｔ）＝Ｅ〔ｅ2 （ｔ）〕 （５５）
式（５５）に式（５４）を代入して計算すると、以下のようになる。
【０１３９】
ε(t) ＝ E [d 2 (t)] − 2E[d(t)y(t)] ＋ E[y 2 (t)] （５６）
さらに、式（５６）に応答ｙ（ｔ）を表す式（５３）を代入すると、ＭＳＥε（ｔ）は、以下のようになる。
【０１４０】
【数３】
式（５７）から、ＭＳＥは、Ｍ個の離散インパルス応答ｈ（１）〜ｈ（Ｍ）について、それぞれの２次関数になることがわかる。単一の最小点を有するボール状の曲面として視覚的に表現される。ＭＳＥが最小となるのは、ＭＳＥを離散インパルス応答の２次関数と見たときの導関数の値が零となる場合である。
【０１４２】
上述したように、図１６に示すようなタップ数が３のディジタルフィルタと同等な特性を得るためには、Ｍ＝３とすれば良いので、３個の離散インパルス応答ｈ（１）〜ｈ（３）について考えれば良い。但し、インパルス応答全体としては、３個の内の１個を基準として、他の２個の比率を独立に定めることによって一意的に表現することが可能である。
【０１４３】
上述した考え方に沿ったインパルス応答の具体的な求め方について説明する。８次のイクイリップルフィルタの伝達関数を表す上述の式（５０）において、可変数ｎａ，ｎｂを変化させることにより、伝達関数が変化し、それに伴ってインパルス応答の振幅比ｘ1 ，ｘ2 も変化する。ここでインパルス応答の振幅比ｘ1 ，ｘ2 は、３個の時点における離散インパルス応答の内、１つを基準としたときの他の２つの比である。例えば、図１５Ｂにおいて、次のように計算することができる。
【０１４４】
ｘ1 ＝ ｘ／ｙ （５８）
ｘ2 ＝ ｚ／ｙ （５９）
ｎａ，ｎｂを各々４ビットの範囲で変化させてｘ1 ，ｘ2 を計算することにより、図１７および図１８に示すようなマップを作成することができる。図１７および図１８において、ｎａ、ｎｂの組合わせをｎａ／ｎｂと表記した。
【０１４５】
このようなマップを用いて、以下に説明するようなＬＭＳ(Least Mean Square) 方法を行う。まず、ｘ1 を固定して、ｘ2 を順に変化させ、各ｘ2 毎にＭＳＥの値を後述するようにして計算する。そして、ＭＳＥの値を最小とするｘ2 を選択する。次に、このようにして選択したｘ2 を固定して、ｘ1 を順に変化させ、ｘ1 毎にＭＳＥの値を後述するようにして計算する。このようにしてＭＳＥの値を最小とする（ｘ1 、ｘ2 ）の値を選択することができ、従って、ＭＳＥの値を最小とするｎａ、ｎｂの組合わせを選択することができる。
【０１４６】
上述したような方法を実行する手順の一例について、図１９のフローチャートを参照して説明する。図１９において、ｋ、ｎは、上述のマップ上に現れるそれぞれｎａ，ｎｂの値を示す数である。すなわち、以下のようになる。
【０１４７】
ｎａ（０）＝０およびｎａ（ｋ）＝ｋ＋５（ｋは、１以上１５以下の整数）
ｎｂ（０）＝０およびｎｂ（ｎ）＝ｎ＋５（ｎは、１以上１５以下の整数）
また、最終的に選択されるｎａ，ｎｂの値がそれぞれ変数Ａ，Ｂに確保される。前半すなわちステップＳ０１〜ステップＳ０８までは、ｎａを固定して（すなわちｘ1 を固定して）ＭＳＥを最小とするｎｂを選択し、選択した値をＢに確保する過程である。前半の過程において計算されるＭＳＥの値をＭＳＥ１と表記する。一方、後半すなわちステップＳ１０〜ステップＳ１７までは、前半の過程によってＢに確保されたｎｂを固定して（すなわちｘ2 を固定して）ＭＳＥを最小とするｎａの値を選択し、選択した値をＡに確保する過程である。後半の過程において計算されるＭＳＥの値をＭＳＥ２と表記する。これらの過程によってＭＳＥを最小とするｎａ，ｎｂの組合わせを選択することができる。
【０１４８】
まず、前半の過程について説明する。ステップＳ０１として、ｋ、ｎおよびＫ，Ｎの値を初期化する。初期化は、例えばｋ＝ｎ＝０およびＫ＝Ｎ＝０とすれば良い。ｋおよびｎは、上述したように、マップ上のそれぞれｎａおよびｎｂの値を参照するための変数である。また、ＫおよびＮは、後述するようにしてｍｉｎ１およびｍｉｎ２の値が更新された時に、それぞれｋおよびｎの値を確保するための変数である。
【０１４９】
ステップＳ０２として、ステップＳ０１によって初期化されたｋを用いて、ｎａ（ｋ）の値をＡに設定し、また、ｍｉｎ１に無限大の値を設定する。後述するようにｍｉｎ１には、その時点までに計算されたＭＳＥの値すなわち前半の過程におけるＭＳＥの計算値の内、最小のものが確保される。ステップＳ０３として、後述するステップＳ０８においてなされる判定結果に従って、ｍｉｎ１の値を更新する。ステップＳ０４として、Ｎにｎの値を確保する。ステップＳ０４によって，ｍｉｎ１の値が更新された時のｎの値が確保される。ステップＳ０５として、ｎｂの値としてｎｂ（ｎ）を設定する。ｎの値は、ステップＳ０６において更新される。
【０１５０】
ステップＳ０７として、ステップＳ０２およびステップＳ０５によって設定されるｎａ，ｎｂの下でＭＳＥ１の値を後述するようにして計算する。ステップＳ０８においては、以下のような判定がなされる。すなわち、ＭＳＥ１＜ｍｉｎ１の時は、ステップＳ０３に移行し、ＭＳＥ１の値をｍｉｎ１の値として確保する。一方、ＭＳＥ１＜ｍｉｎ１以外の時は、ステップＳ０９に移行する。このようにして、ｍｉｎ１には、その時点までに計算されたＭＳＥ１の値の内、最小のものが確保されることになる。
【０１５１】
ステップＳ０９においては、ｎの値に基づく以下のような判定がなされる。すなわち、ｎが１５以下である場合には、ステップＳ０５に移行し、ｎｂ（ｎ）以降のｎｂについて処理を続行する。一方、ｎが１５以下でない場合には、上述のマップ上の全てのｎｂについてＭＳＥ１の計算を行ったと判断して前半の過程を終了する。この際のｎｂ（Ｎ）の値がＭＳＥを最小とするｎｂの値として選択されたことになる。
【０１５２】
次に、後半の過程について説明する。ステップＳ１０として、前半の過程によって選択されたｎｂ（Ｎ）の値をＢの値として設定する。上述したように、かかるＢ＝ｎｂ（Ｎ）が後半の過程におけるｎｂの固定値とされる。また、ｍｉｎ２に無限大の値を設定する。後述するようにｍｉｎ２には、その時点までに計算されたＭＳＥ２すなわち後半の過程におけるＭＳＥの計算値の内、最小のものが確保される。ステップＳ１１として、後述するステップＳ１６においてなされる判定結果に従って、ｍｉｎ２の値を更新する。ステップＳ１２として、Ｋにｋの値を確保する。ステップＳ１２によって，ｍｉｎ２の値が更新された時のｋの値が確保される。ステップＳ１３として、ｎａの値としてｎａ（ｋ）を設定する。ｋの値は、ステップＳ１４において更新される。
【０１５３】
ステップＳ１５として、ステップＳ１０およびステップＳ１２によって設定されるｎｂおよびｎａの下でＭＳＥ２の値を後述するようにして計算する。ステップＳ１６においては、以下のような判定がなされる。すなわち、ＭＳＥ２＜ｍｉｎ２の時は、ステップＳ１１に移行し、ＭＳＥ２の値をｍｉｎ２の値として確保する。一方、ＭＳＥ２＜ｍｉｎ２以外の時は、ステップＳ１７に移行する。このようにして、ｍｉｎ２には、その時点までに計算されたＭＳＥ２の値の内、最小のものが確保されることになる。
【０１５４】
ステップＳ１７においては、ｋの値に基づく以下のような判定がなされる。すなわち、ｋが１５以下である場合には、ステップＳ１３に移行し、次のｎａ（ｋ）以降のｎａについて処理を続行する。一方、ｋが１５以下でない場合には、上述のマップ上の全てのｎａについて、ＭＳＥ２の計算を行ったと判断される。従って、この際のｎａ（Ｋ）の値がＭＳＥを最小とするｎｂの値として選択されたことになるので、ステップＳ１８に移行し、ｎａ（Ｋ）の値をＡに確保する。
【０１５５】
以上のようなステップＳ０１〜ステップＳ１８までの過程によって、ＭＳＥを最小とするｎａ，ｎｂの組合わせがＡ＝ｎａ〔Ｎ〕およびＢ＝ｎｂ〔Ｋ〕として選択されることになる。
【０１５６】
このようなｎａ，ｎｂの組合わせの選択を実現する構成について説明する。まず、図１を参照して上述したように、ＣＰＵ１００にはＡ／Ｄ変換器１２から再生信号値ｚ〔ｔ〕が供給されるようになされる。ところで、再生信号値ｚ〔ｔ〕が例えば上述のキャリブレーション時等に装置中のＲＯＭ等の所定の手段に記憶されている所定の信号を記録媒体のマニュファクチャライトゾーン等に記録し、その後再生することよって得られるものである場合には、期待される応答ｄ（ｔ）は、かかる所定の信号に従う既知のものである。
【０１５７】
このため、かかるｄ（ｔ）とＡ／Ｄ変換器１２から供給される再生信号値ｚ〔ｔ〕とに基づいて、ＣＰＵ１００がＭＳＥを計算するようにすることができる。このようなＭＳＥの計算をｎａ，ｎｂの値を上述したように変える毎に行うことによって、ステップＳ０６およびステップＳ１４を実現することができる。
【０１５８】
さらに、図１７および図１８に示すようなマップを例えば図２０に示すようにＤＳＰ１０１中のメモリ領域に記憶させるようにすることにより、上述のステップＳ０４およびステップＳ１２においてマップの内容が参照されるようにすることができる。従って、ＣＰＵ１００がマップの内容を参照してＭＥＳの値を計算することができる。図２０中のマップは、一例として記載したものであり、図１７および図１８を用いて上述したマップとは別のものである。以上のようにして、図１９を用いて上述したようなＬＭＳ方法によるアルゴリズムを実行することによって、キャリブレーション時等にアナログフィルタの動作を最適化し、ディジタルフィルタと同様な特性を有するように調整することができる。
【０１５９】
上述したようにして選択されるｎａ，ｎｂが設定された場合に、ディジタルフィルタと同等な特性を有することができるアナログフィルタの構成について以下に説明する。伝達関数を表す上述の式（５０）は、以下のような４つの部分Ｈ1 （ω），Ｈ2 （ω），Ｈ3 （ω）およびＨ4 （ω）の積として表現できる。
【０１６０】
【数４】
【数５】
【数６】
【数７】
さらに、Ｈ3 （ω）は、以下に示す２つの部分の積として、すなわちＨ' 3 （ω）×Ｈ'' 3（ω）として表現できる。
【０１６５】
【数８】
【数９】
Ｈ4 （ω）についても、Ｈ3 （ω）と同様にＨ' 4 （ω）×Ｈ'' 4（ω）として表現できる。
【０１６８】
【数１０】
【数１１】
式（６４）および（６６）より、Ｈ3 ' （ω）およびＨ4 ' （ω）は、Ｈ1 （ω）およびＨ2 （ω）と同様な関数形であることがわかる。従って、ｎａ，ｎｂに無関係な非可変部分Ｈ1 （ω）、Ｈ2 （ω）、Ｈ3 ' （ω）およびＨ4 ' （ω）は、何れも例えば図２１に示す回路構成によって実現される。図２１の回路の伝達関数Ｈ' （ω）は、以下のようになる。
【０１７１】
【数１２】
式（６８）においてＥ，ＦおよびＧは、回路に用いるコンデンサの容量および抵抗の抵抗値によって決まる定数である。従って、例えば図２１のような回路においてＨ1 （ω）、Ｈ2 （ω）、Ｈ3 ' （ω）およびＨ4 ' （ω）の各式を実現するようなコンデンサおよび抵抗の組合わせを用いたものを順に接続することにより、非可変部分を構成することができる。
【０１７３】
一方、ｎａ，ｎｂの値によって特性が変化する可変部分Ｈ3 ''（ω）およびＨ4 ''（ω）は、何れも例えば図２２に示す回路構成によって実現される。図２２の回路の伝達関数Ｈ' （ω）は、以下のようになる。
【０１７４】
Ｈ' （ω）＝−Ｄ×Ｓ （６９）
式（６９）においてＤ＝Ｃ×Ｒである。従って、例えば図２２のような回路において可変コンデンサ１３２の容量Ｃおよび可変抵抗器１３３の抵抗値Ｒの値が４ビットのレジスタによって設定される値に従ってＣＰＵ１００によって制御されるようにした回路を２個接続することによって、可変部分を構成することができる。そして、一方をｎａに従って制御される部分（すなわちＨ3 ''（ω））として用い、他方をｎｂに従って制御される部分（すなわちＨ4 ''（ω））として用いるようにすれば良い。
【０１７５】
この発明の一実施例においては、可変部分をωzaおよびωzbの２個とし、ｎａ，ｎｂとして４ビットで表現できる整数を用いた。アナログフィルタの最適化の精度を向上させるためには、ｎａ，ｎｂの値をさらに細かく設定することが有効である。このため、最適化の精度を向上させるためにｎａ，ｎｂをさらに大きいビット数で表現するようにしても良い。また、最適化の精度を向上させるためにカットオフ周波数ωC の値に対応する可変数を用いてωC も可変とするようにしても良い。
【０１７６】
また、この発明は、記録媒体に記録されたデータから再生される再生信号から、リードデータを復号するためにビタビ復号方法を用いる情報再生装置に適用することができる。すなわち、光磁気ディスク（ＭＯ）以外にも、例えば相変化型ディスクＰＤ、ＣＤ−Ｅ（CD-Erasable ）等の書き換え可能ディスク、ＣＤ−Ｒ等の追記型ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ等の読み出し専用ディスク等の光ディスク装置に適用することが可能である。また、この発明は、この実施例に限定されることなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の応用および変形が考えられる。
【０１７７】
【発明の効果】
上述したように、この発明は、伝達関数を２個の独立な可変数を用いて変化させることによって、アナログフィルタのインパルス応答を制御できるように構成したものなので、インパルス応答を非対称に制御することが可能である。
【０１７８】
従って、キャリブレーション時等に、ＭＳＥを最小とするようにアナログフィルタのインパルス応答を制御することによって、ディジタルフィルタと同等なインパルス応答を得ることができる。
【０１７９】
一方、ディジタルフィルタを使用する場合に比べてフィルタ部のハード構成を簡略化することができる。さらに、ディジタルフィルタの動作において問題となる、クロック周期分の遅延が生じることを避けることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】４値４状態ビタビ復号方法を行う光磁気ディスク装置の一例の全体構成を示すブロック図である。
【図２】マーク位置記録方法およびマークエッジ記録方法について説明するための略線図である。
【図３】光磁気ディスクのセクタフォーマットの一例について説明するための略線図である。
【図４】ＲＬＬ（１，７）符号化方法において、最小磁化反転幅が２であることを示す略線図である。
【図５】ＲＬＬ（１，７）符号とマークエッジ記録方法の組合わせによって記録されたデータから再生される再生信号を、パーシャルレスポンス特性ＰＲ（１，２，１）の下で波形等化した時のアイ・パターンについて説明するための略線図である。
【図６】４値４状態ビタビ復号方法の状態遷移図を作成する過程について説明するための略線図である。
【図７】４値４状態ビタビ復号方法の状態遷移図である。
【図８】４値４状態ビタビ復号方法におけるトレリス線図の一例を示す略線図である。
【図９】４値４状態ビタビ復号方法において、規格化メトリックに基づく状態遷移の条件を示す略線図である。
【図１０】４値４状態ビタビ復号を行うビタビ復号器の一例の全体構成を示すブロック図である。
【図１１】図１０に示したビタビ復号器の一例の一部分の一例の構成を詳細に示すブロック図である。
【図１２】図１０に示したビタビ復号器の一例の他の一部分の構成を詳細に示すブロック図である。
【図１３】図１０に示したビタビ復号器の一例のさらに他の一部分の構成を詳細に示すブロック図である。
【図１４】この発明の一実施例の全体構成を示すブロック図である。
【図１５】この発明を適用することができるイクイリップルフィルタのインパルス応答について説明するための略線図である。
【図１６】この発明と対比されるディタルフィルタについて説明するための略線図である。
【図１７】この発明の一実施例において用いられるマップについて説明するための略線図の一部である。
【図１８】この発明の一実施例において用いられるマップについて説明するための略線図他の一部である。
【図１９】この発明の一実施例においてなされるｎａおよびｎｂを選択する手順について説明するためのフローチャートである。
【図２０】図１９を用いて説明したｎａおよびｎｂを選択する手順を実現するための構成の一例について説明するための略線図である。
【図２１】この発明の一実施例において用いられるフィルタ部の一例について、一部の構成を詳細に示す略線図である。
【図２２】この発明の一実施例において用いられるフィルタ部の一例について、他の一部の構成を詳細に示す略線図である。
【符号の説明】
２・・・コントローラ、４・・・レーザパワーコントロール部（ＬＰＣ）、５・・・磁気ヘッド、６・・・光磁気ディスク、７・・・光ピックアップ、１０・・・切替えスイッチ、１１・・・フィルタ部、１２・・・Ａ／Ｄ変換器、１３・・・ビタビ復号器、１４・・・ＰＬＬ部、２０・・・ブランチメトリック計算回路（ＢＭＣ）、２１・・・加算、比較および選択回路（ＡＣＳ）、２２・・・圧縮およびラッチ回路、２３・・・パスメモリユニット（ＰＭＵ）、２４・・・Ａ型パスメモリ、２５・・・Ｂ型パスメモリ、２６・・・Ａ型パスメモリ、２７・・・Ｂ型パスメモリ、５１・・・加算器、５２・・・加算器、５３・・・加算器、５４・・・加算器、５５・・・比較器、５６・・・加算器、５７・・・比較器、５８・・・加算器、３０0 〜３０14・・・フリップフロップ、３１1 〜３１14・・・セレクタ、３２0 〜３２14・・・フリップフロップ、１１０・・・フィルタ部、１００・・・装置制御部（ＣＰＵ）、１０１・・・Digital Signal Processor（ＤＳＰ）、１３２・・・可変コンデンサ、１３３・・・可変抵抗器
Claims (2)
- ＰＲＭＬ方法を用いる情報再生装置であって、
記録媒体から再生される再生信号を波形等化し、その伝達関数が一組の数値によって制御可能なアナログフィルタと、
上記波形等化により生成された信号に基づいて、２乗平均誤差量を計算する誤差量検出手段と、
離散インパルス応答において一つの基準インパルス応答に対して他の複数のインパルス応答の振幅比をそれぞれ独立に定め、上記振幅比の組み合せと上記一組の数値の対応関係のマップを記憶する記憶手段と、
上記２乗平均誤差量を最小とする上記振幅比を選択し、選択された振幅比に対応する上記一組の数値を選択して上記アナログフィルタを調整する制御手段と
を有することを特徴とする情報再生装置。 - ＰＲＭＬ方法を用いる情報再生方法であって、
その伝達関数が一組の数値によって制御可能なアナログフィルタによって記録媒体から再生される再生信号を波形等化するステップと、
上記波形等化により生成された信号に基づいて、２乗平均誤差量を計算する誤差量検出ステップと、
離散インパルス応答において一つの基準インパルス応答に対して他の複数のインパルス応答の振幅比をそれぞれ独立に定め、上記振幅比の組み合せと上記一組の数値の対応関係のマップを記憶する記憶ステップと、
上記２乗平均誤差量を最小とする上記振幅比を選択し、選択された振幅比に対応する上記一組の数値を選択して上記アナログフィルタを調整する制御ステップと
を有することを特徴とする情報再生方法。
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