JP4081900B2 - 情報再生装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ビタビ復号方式が採用されている情報再生装置として好適なものであり、特にＰＬＬの位相エラーの検出に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル信号再生装置においては、再生されたデジタル信号と同期するクロックを生成するためにＰＬＬが使用される。従来では、再生信号のエッジを検出し、このエッジの位相情報を利用して位相エラーを検出し、検出された位相エラーによりＶＣＯ（電圧制御型発振器）、あるいはＶＦＯ（可変周波数発振器）の周波数を制御し、それによって、再生信号と同期したクロック信号をＰＬＬで発生するようにしていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで近年、記録媒体に対する高密度記録を実現するための記録再生方式が各種研究されている。特に光ディスクの分野では、波長とレンズのＮＡで決まるレーザスポット径よりも小さなピット情報を再生できるＭＳＲ（MAGNETICALLY INDUCED SUPER RESOLUTION）方式が開発されており、飛躍的な高密度化が期待されている。
さらにデータ記録再生の際の伝送方式として符号間干渉を積極的に利用したパーシャルレスポンス方式も開発されており、このパーシャルレスポンスとビタビ復号方式を採用した情報再生装置が実用化に向けられている。
【０００４】
ところが、上記ＭＳＲ方式で読み出される再生信号波形は、歪みを持っているものが多いという事情があり、このような系にデジタル型のパーシャルレスポンス方式／ビタビ復号を併用すると、ＰＬＬの安定性が悪くなるという問題が生じている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明はこのような問題に鑑みて、デジタル型のパーシャルレスポンス方式／ビタビ復号を採用する情報再生装置において、安定したＰＬＬ動作を実現することを目的とする。
【０００６】
このため情報再生装置において、クロック信号に従ってサンプリングされる再生信号値に基づいて、前記クロック信号に応じたタイミングで最尤な状態遷移を表す状態データを生成する状態データ生成手段と、前記状態データに基づいて復号データを出力する復号データ出力手段と、前記状態データから、位相エラー信号の第１〜第４の検出タイミングを発生するタイミング発生手段と、前記第１〜第４の検出タイミングでの再生信号値のうちで、前記第１、第２の各検出タイミングにおける各再生信号値に所定の演算を施して位相エラー信号を生成する第１の演算機能と、前記第３、第４の各検出タイミングにおける各再生信号値に所定の演算を施して位相エラー信号を生成する第２の演算機能と、前記第１、第２、第３、第４の各検出タイミングにおける各再生信号値に所定の演算を施して位相エラー信号を生成する第３の演算機能を備え、前記第１の演算機能、第２の演算機能、第３の演算機能によって生成できる各位相エラー信号のうちの１つを選択して、それを前記クロック発生手段に供給する位相エラー信号とする選択機能によって、位相エラー信号を生成する位相エラー生成手段と、前記選択機能による選択状態を切り換えるタイミングを所定単位の再生動作の再生開始タイミングとする切換タイミング制御手段と、前記位相エラー生成手段で生成された位相エラー信号に応じて前記クロック信号を発生させるクロック発生手段とを備えるようにする。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について説明するが、実施の形態の理解を容易とするために、下記順序のように、まずビタビ復号方法を行う再生系を有する記録再生装置の構成、ビタビ復号方法等について説明し、その後、実施の形態としての記録再生装置の構成及び動作を説明していく。
１．ビタビ復号方法を行う再生系を有する記録再生装置の説明
１−１ 装置構成の概要
１−２ 記録媒体のセクターフォーマット
１−３ ４値４状態ビタビ復号方法
１−４ ４値４状態ビタビ復号器
１−５ ４値４状態ビタビ復号方法以外のビタビ復号方法
２．実施の形態の記録再生装置
２−１ 状態データを使用した４値４状態ビタビ復号方法
２−２ 装置構成
２−３ 位相エラー検出に基づくＰＬＬ動作
【０００９】
１．ビタビ復号方法を行う再生系を有する記録再生装置の説明
１−１ 装置構成の概要
以下、ビタビ復号方法を行う再生系を有する、典型的な記録／再生装置の一例について説明する。
図１は、ビタビ復号方法を行う再生系を有する光磁気ディスク装置の一例の全体構成を示すブロック図である。
記録時には、コントローラ２がホストコンピュータ１の指令に従って、記録すべきユーザデータを受取リ、情報語としてのユーザデータに基づいてエンコードを行って、符号語としてのＲＬＬ（１，７）符号を生成する。この符号語が記録データとしてレーザパワーコントロール部（以下、ＬＰＣと表記する）４に供給される。コントローラ２は、このような処理の他に、後述する復号化処理、および記録、再生、消去等の各モードの制御、並びにホストコンピュータ１との交信等の動作を行う。
【００１０】
ＬＰＣ４は、供給された記録データに対応して、光ピックアップ７のレーザパワーを制御して光磁気ディスク６上に磁気極性を有するピット列を形成することにより、記録を行う。この記録の際に、磁気へッド５が光磁気ディスク６にバイアス磁界を付与する。実際には、記録データに基づいて後述するように生成されるプリコード出力に従って、後述するようなマークエッジ記録が行われる。
【００１１】
後述するように、記録位置すなわちピットの形成位置の制御は、磁気へッド５および光ピックアップ７等の位置決めを行う図示しない手段によってなされる。このため、記録動作時においても、光ピックアップ７がアドレス部等を通過する際には、後述するような再生時の動作と同様な動作が行われる。
【００１２】
上述したようにして形成される各ピットを、記録データに基づいて後述するようにして生成されるプリコード出力中の各ピットに対応させる方法について、図２を参照して説明する。プリコード出力中の、例えば’１’に対してピットを形成し、’０’に対してピットを形成しない記録方法をマーク位置記録方法と称する。
一方、各ピットのエッジによって表現される、プリコード出力中の各ピットの境界における極性の反転を、例えば’１’に対応させる記録方法をマークエッジ記録方法と称する。再生時には、再生信号中の各ピットの境界は、後述するようにして生成されるリードクロックＤＣＫに従って認識される。
【００１３】
次に、再生系の構成および動作について説明する。光ピックアップ７は、光磁気ディスク６にレーザ光を照射し、それによって生じる反射光を受光して、再生信号を生成する。再生信号は、和信号Ｒ＋、差信号Ｒ−および図示しないフォーカスエラー信号ならびにトラッキングエラー信号の４種類の信号からなる。
和信号Ｒ＋は、アンプ８によってゲイン調整等がなされた後に切替えスイッチ１０に供給される。また、差信号Ｒ−は、アンプ９によってゲイン調整等がなされた後に切替えスイッチ１０に供給される。さらに、フォーカスエラー信号は、フォーカスエラーを解消する手段（図示せず）に供給される。一方、トラッキングエラー信号は、図示しないサーボ系等に供給され、それらの動作において用いられる。
【００１４】
切替えスイッチ１０には、後述するような切替え信号Ｓが供給される。切替えスイッチ１０は、この切替え信号Ｓに従って、以下のように、和信号Ｒ＋または差信号Ｒ−をフィルタ部１１に供給する。
すなわち、後述するような光磁気ディスク６のセクタフォーマットにおいて、エンボス加工によって形成される部分から再生される再生信号が切替えスイッチ１０に供給される期間には、和信号Ｒ＋をフィルタ部１１に供給する。また、光磁気的に記録される部分から再生される再生信号が切替えスイッチ１０に供給される期間には、差信号Ｒ−をフィルタ部１１に供給する。
【００１５】
切替え信号Ｓは、例えば次のようにして生成される。すなわち、まず、再生信号から、セクタフォーマットに規定される所定のパターンから再生される信号を検出する。このような所定のパターンとしては、例えば後述するセクタマークＳＭ等が用いられる。そして、かかる検出がなされた時点を基準として、後述するリードクロックを数える等の方法によって認識される所定時点において、切替え信号Ｓが生成される。
【００１６】
フィルタ部１１は、ノイズカットを行うローパスフィルタおよび波形等化を行う波形等化器から構成される。後述するように、この際の波形等化処理において用いられる波形等化特性は、ビタビ復号器１３が行うビタビ復号方法に適合するものとされる。フィルタ部１１の出力が供給されるＡ／Ｄ変換器１２は、後述するようにして供給されるリードクロックＤＣＫに従って再生信号値ｚ［ｋ］をサンプリングする。
ビタビ復号器１３は、再生信号値ｚ［ｋ］に基づいて、ビタビ復号方法によって復号データを生成する。かかる復号データは、上述したようにして記録される記録データに対する最尤復号系列である。従って、復号エラーが無い場合には、復号データは、記録データと一致する。
【００１７】
復号データは、コントローラ２に供給される。上述したように、記録データは、ユーザデータからチャンネル符号化等の符号化によって生成された符号語である。従って、復号エラーレートが充分低ければ、復号データは、符号語としての記録データとみなすことができる。コントロ―ラ２は、復号データに、上述のチャンネル符号化等の符号化に対応する復号化処理を施すことにより、ユーザデータ等を再生する。
【００１８】
また、フィルタ部１１の出力は、ＰＬＬ部１４にも供給される。ＰＬＬ部１４は、供給された信号に基づいて、リードクロックＤＣＫを生成する。このＰＬＬ部１４は、従来の構成の場合では、光磁気ディスク６中に記録される一定周波数の信号を利用して位相エラーを検出する構成とされている。リードクロックＤＣＫは、コントローラ２、Ａ／Ｄ変換器１２、ビタビ復号器１３等に供給される。コントローラ２、Ａ／Ｄ変換器１２、ビタビ復号器１３の動作は、リードクロックＤＣＫに従うタイミングでなされる。さらに、リードクロックＤＣＫは、図示しないタイミングジェネレータに供給される。タイミングジェネレータは、例えば、記録／再生動作の切替え等の装置の動作タイミングを制御する信号を生成する。
【００１９】
上述したような再生動作において、光磁気ディスク６から再生される再生信号に基いて、より正しい再生データを得るために、再生系の各構成要素の動作を再生信号の品質に応じて適正化することが行われる。このような操作をキャリブレーションと称する。
キャリブレーションは、再生信号の品質等が例えば加工精度等の記録媒体の特性、および例えば記録用レーザ光のパワーの変動、周囲温度等の記録／再生時の条件等によって変化する可能性があることに対応するために再生系のパラメータを適正化するためのものである。
【００２０】
キャリブレーションの内容は、例えば光ピックアップ７の読取り用レーザ光パワーの調整、アンプ８、９のゲインの調整、フィルタ部１１の波形等化特性の調整、およびビタビ復号器１３の動作において用いられる振幅基準値の調整等である。このようなキャリブレーションは、電源投入直後または記録媒体の交換時等に、図１中には図示しない構成によって行われる。
【００２１】
１−２ 記録媒体のセクターフォーマット
以上のような構成の記録再生装置に対応するディスク６のセクタフォーマットを図３に示す。
光磁気ディスク６には、セクタを記録／再生の単位としてユーザデータが記録される。
図３（ａ）に示すように、１セクタは、記録／再生の順にしたがって、ヘッダ、ＡＬＰＣ，ギャップ、ＶＦＯ３、シンク、データフィールド、バッファの各エリアに区分されている。なお図中に付した数字はバイト数を表す。
このような１セクタは、大きく分けてアドレス部（すなわちヘッダ）とデータ部が設けられ、その間にＡＬＰＣギャップが位置する。
【００２２】
なおセクタフォーマットとしては、ユーザデータ量が１０２４バイトのフォーマットと、５１２バイトのフォーマットとが用意されている。
ユーザデータ量が５１２バイトのフォーマットでは、データフィールドのバイト数が６７０バイトとされる。また、ユーザデータ量が１０２４バイトのフォーマットでは、データフィールドのバイト数が１２７８バイトとされる。これら２つのセクタフォーマットにおいて、６３バイトのプリフォーマットされたへッダと、ＡＬＰＣギャップエリアの１８バイトは、同一とされている。
【００２３】
図３（ｂ）は、アドレス部としての６３バイトのへッダを拡大して示している。へッダは、セクタマークＳＭ（８バイト）、ＶＦＯフィールドのＶＦＯ１（２６バイト）、アドレスマークＡＭ（１バイト）、ＩＤフィールドのＩＤ１（５バイト）、ＶＦＯフィールドのＶＦＯ２（１６バイト）、アドレスマークＡＭ（１バイト）、ＩＤフィールドのＩＤ２（５バイト）、およびポストアンブルＰＡ（１バイト）が順に配列された構成とされている。
【００２４】
セクタマークＳＭは、セクタの開始を識別するためのマークであり、ＲＬＬ（１，７）符号において生じないエンボス加工によって形成されたパターンを有する。
【００２５】
ひとつのセクタにおけるＶＦＯフィールドは、上述のＰＬＬ部１４中のＶＦＯ（Variable Frequency Oscillator）を同期させるためのもので、ＶＦＯ１、ＶＦＯ２およびＶＦＯ３からなる。つまりこれらはＰＬＬ引込領域となる。
そして、アドレス部にはＶＦＯ１およびＶＦＯ２がエンボス加工によって形成されている。
なお、ＶＦＯ３は図３（ａ）に示したようにデータ部に設けられ、そのセクタに対して記録動作が行われる際に光磁気的に書かれる。
【００２６】
ＶＦＯ１、ＶＦＯ２、ＶＦＯ３は、それぞれチャネルビットの‘０’と‘１’が交互に現れるパターン（２Ｔパターン）を有する。したがって、１チャネルビットの時間長に対応する時間をＴとすると、ＶＦＯフィールドを再生したときに、２Ｔ毎にレベルが反転する再生信号が得られる。
【００２７】
アドレスマークＡＭは、後続のＩＤフィールドのためのバイト同期を装置に対して与えるために使用され、ＲＬＬ（１，７）符号において生じないエンボスされたパターンを有する。
ＩＤフィールドは、セクタのアドレス、すなわち、トラック番号およびセクタ番号の情報と、これらの情報に対するエラー検出用のＣＲＣバイトを有する。
５バイトの各ＩＤフィールドＩＤ１、ＩＤ２はセクタのアドレス情報となるが、これらは同一のデータとされている。つまりひとつのセクタ内にはアドレスが２回記録されるものとなっている。
【００２８】
ポストアンブルＰＡは、チャネルビットの‘０’と‘１’とが交互に現れるパターン（２Ｔパターン）を有する。
以上のようなアドレス部としてのヘッダ領域は、エンボス加工によりピットが形成されたプリフォーマット領域である。
【００２９】
図３（ｃ）は１８バイトのＡＬＰＣギャップエリアを拡大して示す。１８バイトは、ギャップフィールド（５バイト）、フラグフィールド（５バイト）、ギャップフィールド（２バイト）、ＡＬＰＣ（６バイト）からなる。
【００３０】
最初のギャップフィールド（５バイト）は、プリフォーマットされたへッダの後の最初のフィールドであり、これによって、ヘッダの読取りを完了した後の処理に装置が要する時間が確保される。２番目のギャップフィールド（２バイト）は、後のＶＦＯ３の位置のずれを許容するためのものである。
【００３１】
５バイトのフラグフィールドは、セクタのデータが記録されるときに、連続した２Ｔパターンが記録される。
ＡＬＰＣ（Auto Laser Power Control）フィールドは、記録時のレーザパワーをテストするために設けられている。
【００３２】
また、図３（ａ）のようにデータ部はＶＦＯ３、シンクフィールド、データフィールド、バッファフィールドから構成されるが、シンクフィールド（４バイト）は、続くデータフィールドのためのバイト同期を装置が得るために設けられており、所定のシンクパターンを有する。
【００３３】
データフィールドは、ユーザデータを記録するために設けられる。６７０バイト場合は、５１２バイトのユーザデータと、１４４バイトのエラー検出、訂正用のパリティ等と、１２バイトのセクタ書込みフラグと、２バイト（ＦＦ）とからなる。また、１２７８バイトの場合には、１０２４バイトのユーザデータと、２４２バイトのエラー検出、訂正用のパリティ等と、１２バイトのセクタ書込みフラグとからなる。
なお図示していないが、データフィールドには所定の位置に同期のためのリシンクパターンが配されている。
バッファフィールドは、電気的、あるいは機械的な誤差に対する許容範囲として使用される。
【００３４】
１−３ ４値４状態ビタビ復号方法
以下、ビタビ復号器１３によって行われるビタビ復号方法について説明する。上述したように、ユーザデータは、様々な符号化方法によって記録データとしての符号語に変換される。符号化方法は、記録媒体の性質および記録／再生方法等に応じて適切なものが採用される。図１に示した記録再生装置においては、ブロック符号化において、”１”と”１”の間の”０”の数を制限するＲＬＬ（Run Length Limited）符号化方法が用いられている。
【００３５】
このようなＲＬＬ符号化方法と、上述したマークエッジ記録方法との組合わせによって記録されたテータから再生される再生信号を復号するために、ビタビ復号方法を用いることができる。
【００３６】
このようなＲＬＬ符号化方法は、記録密度の向上、および再生動作の安定性の確保という２つの観点から、符号化方法に要求される条件に対応できるものである。まず、上述したように、マークエッジ記録方法は、記録データに基づいて後述するように生成されるプリコード出力における”１”を各ピットのエッジによって表現される極性の反転に対応させるものなので、”１”と”１”の間の”０”の数を多くする程、各ピットｌ個当たりに記録されるピット数を多くすることができる。したがって、記録密度を大きくすることができる。
【００３７】
一方、再生系の動作タイミングを合わせるために必要な再生クロックＤＣＫは、上述したように、再生信号に基づいてＰＬＬ部１４によって生成される。このため、記録データにおいて”１”と”１”の間の”０”の数を多くすると、再生動作の際にＰＬＬ部１４の動作が不安定となるので、再生動作全体が不安定なものとなる。
【００３８】
これら２つの条件を考慮すると、”１”と”１”の間の”０”の数は、多過ぎたり、少な過ぎたりしない、適切な範囲内に設定される必要がある。このような、記録データ中の”０”の数の設定に関して、ＲＬＬ符号化方法が有効となる。
【００３９】
ところで、図４に示すように、上述したＲＬＬ(１，７)符号化方法とマークエッジ記録方法の組み合わせにおいては、記録データに基づいて生成されるプリコード出力中の”１”と”１”の間に最低１個の”０”が含まれるので、最小反転幅(ＲＬｍｉｎ)が２となる。このような、最小反転幅が２となる符号化方法が用いられる場合に、符号間干渉およびノイズ等の影響を受けている再生信号から記録データを復号する方法として、後述するように、４値４状態ビタビ復号方法を適用することができる。
【００４０】
上述したように、再生信号には、フィルタ部１１によって波形等化処理が施される。ビタビ復号方法の前段として行われるこのような波形等化処理には、符号間干渉を積極的に利用するパーシャルレスポンス方法が用いられる。この際に用いられる波形等化特性は、一般に（１＋Ｄ）nで表されるパーシャルレスポンス特性の内から、記録／再生系の線記録密度およびＭＴＦ(Modulation Transfer Function)を考慮して決められる。
上述したＲＬＬ(１，７)符号化方法とマークエッジ記録方法の組み合わせによって記録されたデータに対して、ＰＲ(１，２，１)を用いる波形等化処理は、４値４状態ビタビ復号方法の前段となる。
【００４１】
上述した図４のように、マークエッジ記録方法においては、光磁気ディスク等に対する実際の記録に先立って、上述のＲＬＬ符号化等によって符号化された記録データに基づくプリコードが行われる。各時点ｋにおける記録データ列をａ[ｋ]、これに基づくプリコード出方をｂ[ｋ]とすると、プリコードは、以下のように行われる。
ｂ[ｋ]＝ｍｏｄ２｛ａ[ｋ]＋ｂ［ｋ−１］｝・・・（１）
このようなプリコード出力ｂ[ｋ]が実際に光磁気ディスク６に記録される。
【００４２】
このような記録データの再生時にフィルタ部１１中の波形等化器によってなされる波形等化特性ＰＲ(１，２，１)での波形等化処理について説明する。但し、以下の説明においては、信号の振幅を規格化せずに、波形等化特性をＰＲ（Ｂ，２Ａ，Ｂ）とする。また、ノイズを考慮しない場合の再生信号の値をｃ[ｋ]と表記する。さらに、ノイズを含む実際の再生信号（すなわち、記録媒体から再生された再生信号）をｚ[ｋ]と表記する。
【００４３】
ＰＲ（Ｂ，２Ａ，Ｂ）は、ある時点ｋにおける再生信号の値に対して、時点ｋにおける振幅の寄与が振幅値の２Ａ倍とされ、さらに前後の時点ｋ−１およびｋ＋１における振幅の寄与が各々の時点での信号の振幅のＢ倍とされるものである。したがって、再生信号の値の最大値は、時点ｋ−ｌ、ｋ、ｋ＋１において何れもパルスが検出される場合である。このような場合には、再生信号の値の最大値は、以下のようになる。
【００４４】
Ｂ＋２Ａ＋Ｂ＝２Ａ＋２Ｂ
また、再生信号の値の最少値は０となる。但し、実際の取り扱いにおいては、ｃ[ｋ]として、ＤＣ成分のＡ＋Ｂを差し引いた以下のようなものが用いられる。
ｃ[ｋ]＝Ｂ×ｂ(ｋ−２)＋２Ａ×ｂ(ｋ−１)＋Ｂ×ｂ[ｋ]−Ａ−Ｂ・・・(２)
【００４５】
したがって、ノイズを考慮しない場合の再生信号ｃ[ｋ]は、Ａ＋Ｂ，Ａ，−Ａ，−Ａ−Ｂの内の何れかの値をとることになる。
一般に、再生信号の性質を示す方法のひとつとして、例えば５個の時点を単位として、再生信号を多数重ね合わせたものをアイパターンと称する。この発明を適用することができる記録再生装置において、ＰＲ(Ｂ，２Ａ，Ｂ)の下で波形等化処理された実際の再生信号ｚ[ｋ]についてのアイパターンの一例を図５に示す。図５から各時点における再生信号ｚ[ｋ]の値は、ノイズによるばらつきを有するが、ほぼ、Ａ＋Ｂ，Ａ，−Ａ，−Ａ−Ｂの内の何れかになることが確認できる。後述するように、Ａ＋Ｂ，Ａ，−Ａ，−Ａ−Ｂの値は、識別点として用いられる。
【００４６】
上述したような波形等化処理が施された再生信号を復号するビタビ復号方法の概略は、ステップ1乃至ステップ3に示すようにされる。
ステップ1・・・・符号化方法および記録媒体に対する記録方法に基づいて、生じ得る全ての状態を特定する。
ステップ2・・・ある時点における各状態を起点として、次の時点において生じ得る全ての状態遷移と、各状態遷移が生じるときの記録データａ[ｋ]および再生信号の値ｃ[ｋ]を特定する。
なお、ステップ1および2の結果として特定された全ての状態および状態遷移と、各状態遷移が生じるときの｛記録データの値ａ[ｋ]／再生信号の値ｃ[ｋ]｝を模式的に示すと後で詳しく説明する図７に示すような状態遷移図となる。そして、この状態遷移図に基づく復号動作を行うように、ビタビ複号器１３が構成される。
【００４７】
ステップ▲３▼・・・ステップ▲１▼、▲２▼に示す状態遷移を前提として、記録媒体から各時点ｋにおいて再生される再生信号ｚ[ｋ]に基づく最尤な状態遷移が選択される。但し、上述したように、再生信号ｚ[ｋ]は、ビタビ復号器１３に供給される前段において波形等化されたものである。
このような最尤な状態遷移の選択が行われる毎に、選択された状態遷移に対応して、記録データａ[ｋ]の値を復号値とすることによって、記録データに対する最尤復号値系列しての復号データａ’[ｋ]を得ることができる。但し、各時点ｋにおける復号データ値から、最尤復号値系列とするための構成は、後述するビタビ復号器１３中のＰＭＵ２３である。
従って、上述したように、復号データ列ａ’[ｋ]は、復号エラーがない場合には、記録データ列ａ［ｋ］と一致する。
【００４８】
以下、上述のステップ▲１▼〜▲３▼について詳細に説明する。
まずステップ▲１▼について詳しく説明する。ここで用いられる状態として、ある時点ｋにおける状態を、時点ｋおよびそれ以前のプリコード出力を用いて次のように定義する。すなわち、ｎ＝ｂ[ｋ]、ｍ＝ｂ[ｋ−１]、ｌ＝ｂ[ｋ−２]のときの状態をＳｎｍｌと定義する。
このような定義によって、２3＝８個の状態があると考えられるが、上述したように、実際に生じ得る状態は、符号化方法等に基づいて制限される。ＲＬＬ(１，７)符号として符号化された記録データ列ａ[ｋ]においては、”１”と”１”の間に最低１個の”０”が含まれるので、２個以上の”１”が連続することがない。記録データ列ａ[ｋ]に課されるこのような条件に基づいてプリコード出力ｂ[ｋ]について一定の条件が課され、その結果として生じ得る状態に制限が加えられる。
【００４９】
このような制限について具体的に説明する。上述したようにＲＬＬ(１，７)符号化によって生成される記録データ列中に、２個以上の”１”が連続するもの、すなわち以下のパターンはあり得ない。
ａ[ｋ]＝１，ａ[ｋ−１]＝１，ａ[ｋ−２]＝１ ・・・ (３)
ａ[ｋ]＝１，ａ[ｋ−１]＝１，ａ[ｋ−２]＝０ ・・・ (４)
ａ[ｋ]＝０，ａ[ｋ−１]＝１，ａ[ｋ−２]＝１ ・・・ (５)
記録データ列に課されるこのような条件に基づいて、上述の(１)式にしたがってｂ[ｋ]について課される条件について検討すると、上記Ｓｎｍｌの定義において、Ｓ０１０およびＳ１０１の２個の状態は生じ得ないことがわかる。したがって、生じ得る状態は、２3−２＝６個である。
【００５０】
次に、ステップ▲２▼について詳しく説明する。ある時点ｊにおける状態を起点として、次の時点ｊ＋１において生じ得る状態を求めるためには、時点ｊ＋１における記録データの値ａ[ｊ＋１]が１となる場合、または０となる場合に分けて調べる必要がある。
【００５１】
ここでは、状態Ｓ０００を例として説明する。上述の(１)式にしたがって、Ｓ０００すなわちｎ＝ｂ[ｊ]＝０，ｍ＝ｂ[ｊ−１]＝０，ｌ＝ｂ[ｊ−２]＝０とプリコードされる記録データとしては、以下の２個が考えられる。
ａ[ｊ]＝０、ａ[ｊ−１]＝０、ａ[ｊ−２]＝１・・・(６)
ａ[ｊ]＝０、ａ[ｊ−１]＝０、ａ[ｊ−２]＝０・・・(７)
【００５２】
・・・ａ[ｊ＋１]＝１のとき
このとき、(１)式にしたがって、ｂ[ｊ＋１]は、以下のように計算される。
したがって、再生信号ｃ[ｊ]の値は、上述の(２)式にしたがって、次のように計算される。
【００５３】
【００５４】
また、次の時点[ｊ＋１]での状態Ｓｎｍｌについては、ｎ＝ｂ[ｊ＋１]，ｍ＝ｂ[ｊ]，ｌ＝ｂ[ｊ−１]である。そして、上述したようにｂ[ｊ＋１]＝１，ｂ[ｊ]＝０，ｂ[ｊ−１]＝０となるので、次の時点、ｊ＋１における状態は、Ｓ１００である。したがって、ａ[ｊ＋１]＝１の場合には、Ｓ０００→Ｓ１００という遷移が生じることが特定できる。
【００５５】
・・・ ａ[ｊ＋１]＝０のとき
このとき、(１)式にしたがって、ｂ[ｊ＋１]は、以下のように計算される。
したがって、再生信号ｃ[ｊ＋１]の値は、上述の(２)式にしたがって、次のように計算される。
【００５６】
【００５７】
また、次の時点ｊ＋１における状態Ｓｎｍｌについては、ｎ＝ｂ[ｊ＋１]，ｍ＝ｂ[ｊ]，ｌ＝ｂ[ｊ−１]である。そして、上述したようにｂ[ｊ＋１]＝０，ｂ[ｊ]＝０，ｂ[ｊ−１]＝０となるので、次の時点における状態は、Ｓ０００である。したがって、ａ[ｊ＋１]＝０の場合には、Ｓ０００→Ｓ０００という遷移が生じることが特定できる。
【００５８】
このようにして、時点ｊにおけるＳ０００以外の各状態についても、それらを起点として次の時点ｊ＋１において生じ得る状態遷移と、そのような各状態遷移が生じるときの記録テータ値ａ[ｊ＋１]および再生信号値ｃ[ｊ＋１]との対応を求めることができる。
【００５９】
上述したようにして、各状態について、それらを起点として生じ得る状態遷移と、各状態遷移が生じるときの記録データの値および再生信号の値との対応を求め、模式図として示したのが図６である。上述の時点ｊおよびｊ＋１は、特別の時点ではない。したがって、上述したようにして求まる、生じ得る状態遷移とそれらに伴う記録データの値および再生信号の値との対応は、任意の時点において適用することができる。このため、図６においては、任意の時点ｋにおいて生じる状態遷移に伴う記録データの値をａ[ｋ]と表記し、再生信号の値をｃ[ｋ]と表記する。
【００６０】
図６において、状態遷移は矢印によって表される。また、各矢印に付した符号が｛記録データ値ａ[ｋ]／再生信号値ｃ[ｋ]｝を示している。状態Ｓ０００，Ｓ００１，Ｓ１１１およびＳ１１０を起点とする状態遷移は、２通りあるのに対して、状態Ｓ０１１およびＳ１００を起点として生じ得る遷移は１通りのみである。
【００６１】
さらに、図６においてＳ０００とＳ００１は、何れもａ[ｋ]＝１に対しては、ｃ[ｋ]＝−Ａという値を取り、Ｓ１００に遷移している。一方、ａ[ｋ]＝０に対しては、ｃ[ｋ]＝−Ａ−Ｂという値を取りＳ０００に遷移している。
また、Ｓ１１１とＳ１１０も同様に、同じａ[ｋ＋ｌ]の値について同じｃ[ｋ＋１]の値を取り、且つ、同じ状態に遷移している。したがって、Ｓ０００とＳ００１をまとめてＳ０と表現し、Ｓ１１１とＳ１１０をまとめてＳ２と表現することができる。さらに、Ｓ０１１をＳ３とし、Ｓ１００をＳ１と表現することにして、整理したものが図７である。
【００６２】
図７が４値４状態ビタビ復号方法に用いられる状態遷移図である。
図７には、４値４状態ビタビ復号方法に用いられる状態遷移として、Ｓ０〜Ｓ３の４個の状態、および再生信号ｃ[ｋ＋１]の値としての−Ａ−Ｂ，−Ａ，Ａ，Ａ＋Ｂの４個の値が示されている。状態Ｓ０およびＳ２を起点とする状態遷移は、２通りあるのに対して、状態Ｓ１およびＳ３を起点とする状態遷移は１通りのみである。
【００６３】
図７に対応して、状態遷移を時間に沿って表現する形式として、図８に示すようなトレリス線図が用いられる。図８では、２個の時点間の遷移を示しているが、さらに多数の時点間の遷移を示すこともできる。時間経過に伴い、順次右の時点に遷移していく様子が表現される。したがって、水平な矢印は、例えばＳ０→Ｓ０等の同じ状態への遷移を表し、斜めの矢印は、例えばＳ１→Ｓ２等の異なる状態への遷移を表すことになる。
【００６４】
上述したビタビ復号方法のステップ▲３▼、すなわち図７に示した状態遷移図を前提として、ノイズを含む実際の再生信号ｚ［ｋ］から最尤な状態遷移を選択する方法について以下に説明する。
【００６５】
最尤な状態遷移を選択するためには、まず、ある時点ｋにおける状態について、その状態に至る過程において経由してきた複数時点間の状態遷移の尤度の和を計算し、さらに、計算された尤度の和を比較して、最尤の復号系列を選択することが必要である。このような尤度の和をパスメトリックと称する。
【００６６】
パスメトリックを計算するためには、まず、隣接する時点間の状態遷移の尤度を計算することが必要となる。このような尤度の計算は、上述の状態遷移図を参照して、再生信号ｚ［ｋ］の値に基づいて以下のようになされる。まず、一般的な説明として、時点ｋ−１において、状態Ｓａである場合について考える。この時、ビタビ復号器３１に再生信号ｚ［ｋ］が入力された場合に、状態Ｓｂへの状態遷移が生じる尤度が次式に従って計算される。但し、状態Ｓａおよび状態Ｓｂは、図７の状態遷移図に記載されている４個の状態の何れかとする。
【００６７】
（ｚ［ｋ］−ｃ（Ｓａ，Ｓｂ））2 ・・・（１２）
上式において、ｃ（Ｓａ，Ｓｂ）は、状態Ｓａから状態Ｓｂへの状態遷移について、図７の状態遷移図に記載されている再生信号の値である。すなわち、上述の図７において、例えば状態遷移Ｓ０→Ｓ１について、−Ａと算出されている値である。従って、式（１２）は、ノイズを含む実際の再生信号ｚ［ｋ］の値と、ノイズを考慮せずに計算された再生信号ｃ（Ｓａ，Ｓｂ）の値の間のユークリッド距離となる。ある時点におけるパスメトリックは、その時点に至るまでのこのような隣接時点間の状態遷移の尤度の総和として定義される。
【００６８】
ところで、時点ｋにおいて状態Ｓａである場合を考える。この場合に、時点ｋ−１において状態Ｓａに遷移し得る状態をＳｐとすれば、パスメトリックＬ（Ｓａ，ｋ）は、時点ｋ−１におけるパスメトリックを用いて次式のように計算される。
【００６９】
Ｌ（Ｓａ，ｋ）
＝Ｌ（Ｓｐ，ｋ−１）＋（ｚ［ｋ］−ｃ（Ｓｐ，Ｓａ））2 ・・・（１３）
すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓｐに至った場合のパスメトリックＬ（Ｓｐ，ｋ−１）と、時点ｋ−１と時点ｋの間で生じるＳｐ→Ｓａなる状態遷移の尤度（ｚ［ｋ］−ｃ（Ｓｐ，Ｓａ））2とを加算することによって、パスメトリックＬ（Ｓａ，ｋ）が計算される。この（ｚ［ｋ］−ｃ（Ｓｐ，Ｓａ））2のような、最新の状態遷移の尤度は、ブランチメトリックと称される。但し、ここでのブランチメトリックは、後述するビタビ復号器１３中のブランチメトリック計算回路（ＢＭＣ）２０によって計算されるブランチメトリック、すなわち、規格化メトリックに対応するブランチメトリックとは、別のものであることに注意が必要である。
【００７０】
また、時点ｋにおいて状態Ｓａとなる場合に、時点ｋ−１における状態（状態Ｓａに遷移し得る状態）が複数個存在することがある。図７においては、状態Ｓ０およびＳ２がこのような場合である。すなわち時点ｋにおいて状態Ｓ０となる場合は、時点ｋ−１としてあり得る状態は、Ｓ０とＳ３の２個である。また、時点ｋにおいて状態Ｓ２となる場合に、時点ｋ−１においてあり得る状態は、Ｓ１とＳ２の２個である。一般的な説明として、時点ｋにおいて状態Ｓａであり、且つ、時点ｋ−１において状態Ｓａに遷移し得る状態がＳｐおよびＳｑの２個である場合に、パスメトリックＬ（Ｓａ，ｋ）は、次式のように計算される。
【００７１】
すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓｐであり、Ｓｐ→Ｓａなる状態遷移によって状態Ｓａに至った場合と、時点ｋ−１において状態Ｓｑであり、Ｓｑ→Ｓａなる状態遷移によって状態Ｓａに至った場合の各々について、尤度の和を計算する。そして、各々の計算値を比較し、より小さい値を時点ｋにおける状態Ｓａに関するパスメトリックＬ（Ｓａ，ｋ）とする。
【００７２】
このようなパスメトリックの計算を、図７を用いて上述した４値４状態について具体的に適用すると、時点ｋにおける各状態Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２およびＳ３についてのパスメトリックＬ（０，ｋ），Ｌ（１，ｋ），Ｌ（２，ｋ）およびＬ（３，ｋ）は、時点ｋ−１における各状態Ｓ０〜Ｓ３についてのパスメトリックＬ（０，ｋ−１）〜Ｌ（３，ｋ−１）を用いて以下のように計算できる。
【００７３】
【００７４】
上述したように、このようにして計算されるパスメトリックの値を比較して、最尤な状態遷移が選択されれば良い。ところで、最尤な状態遷移を選択するためには、パスメトリックの値そのものを計算しなくても、パスメトリックの値の比較ができれば良い。そこで、実際の４値４状態ビタビ復号方法においては、パスメトリックの代わりに以下に定義するような規格化パスメトリックを用いることにより、各時点ｋにおけるｚ［ｋ］に基づく計算を容易なものとするようになされる。
【００７５】
ｍ（ｉ，ｋ）
＝［Ｌ（ｉ，ｋ）−ｚ［ｋ］2−（Ａ＋Ｂ）2］／２／（Ａ＋Ｂ）・・・（１９）
式（１９）をＳ０〜Ｓ３の各状態に適用すると、具体的な規格化パスメトリックは、以下のように２乗計算を含まないものとなる。このため、後述する、加算、比較、選択回路（ＡＣＳ）２１における計算を容易なものとすることができる。
【００７６】
但し、式（２０）〜（２３）中のαおよびβは、以下のようなものである。
【００７７】
α＝Ａ／（Ａ＋Ｂ） ・・・（２４）
β＝Ｂ×（Ｂ＋２×Ａ）／２／（Ａ＋Ｂ） ・・・（２５）
このような規格化パスメトリックに基づく４値４状態ビタビ復号方法における状態遷移の条件について図９に示す。上述の４個の規格化パスメトリックの内に、２個から１個を選択する式が２つあるので、２×２＝４通りの条件がある。
【００７８】
１−４ ４値４状態ビタビ復号器
上述した４値４状態ビタビ復号方法を実現するビタビ復号器１３について以下に説明する。
図１０にビタビ復号器１３の全体構成を示す。ビタビ復号器１３は、ブランチメトリック計算回路（以下、ＢＭＣと表記する）２０、加算、比較および選択回路（以下、ＡＣＳと表記する）２１、圧縮およびラッチ回路２２およびパスメモリユニット（以下、ＰＭＵと表記する）２３から構成される。これらの各構成要素に対して上述のリードクロックＤＣＫ（以下の説明においては、単にクロックと表記する）が供給されることにより、ビタビ復号器１３全体の動作タイミングが合わされる。以下、各構成要素について説明する。
【００７９】
ＢＭＣ２０は、入力される再生信号ｚ［ｋ］に基づいて、規格化パスメトリックに対応するブランチメトリックの値ＢＭ０，ＢＭ１，ＢＭ２およびＢＭ３を計算する。ＢＭ０〜ＢＭ３は、上述の式（２０）〜（２３）の規格化パスメトリックを計算するために必要とされる、以下のようなものである。
【００８０】
ＢＭ０＝ｚ [ｋ] ・・・（２６）
ＢＭ１＝α×ｚ［ｋ］−β ・・・（２７）
ＢＭ２＝−ｚ [ｋ] ・・・（２８）
ＢＭ３＝−α×ｚ [ｋ] −β ・・・（２９）
この計算に必要なαおよびβは、上述の式（２４）および（２５）に従ってＢＭＣ２０によって計算される基準値である。かかる計算は、例えば再生信号ｚ［ｋ］に基づくエンベロープ検出等の方法で検出され、ＢＭＣ２０に供給される識別点−Ａ−Ｂ，−Ａ，ＡおよびＡ＋Ｂの値に基づいてなされる。
【００８１】
ＢＭ０〜ＢＭ３の値は、ＡＣＳ２１に供給される。一方、ＡＣＳ２１は、後述するような圧縮およびラッチ回路２２から、１クロック前の規格化パスメトリックの値（但し、後述するように圧縮のなされたもの）Ｍ０，Ｍ１，Ｍ２およびＭ３が供給される。そして、Ｍ０〜Ｍ３と、ＢＭ０〜ＢＭ３とを加算して、後述するようにして、最新の規格化パスメトリックの値Ｌ０，Ｌ１，Ｌ２およびＬ３を計算する。Ｍ０〜Ｍ３が圧縮のなされたものであるため、Ｌ０〜Ｌ３を計算する際のオーバーフローを避けることができる。
【００８２】
さらに、ＡＣＳ２１は、最新の規格化パスメトリックの値Ｌ０〜Ｌ３に基づいて、後述するように、最尤な状態遷移を選択し、また、選択結果に対応して、パスメモリ２３に供給される選択信号ＳＥＬ０およびＳＥＬ２を「High」または「Low」とする。
【００８３】
また、ＡＣＳ２１は、Ｌ０〜Ｌ３を圧縮およびラッチ回路２２に供給する。圧縮およびラッチ回路２２は、供給されるＬ０〜Ｌ３を圧縮した後にラッチする。その後、１クロック前の規格化パスメトリックＭ０〜Ｍ３としてＡＣＳ２１に供給する。
【００８４】
この際の圧縮の方法としては、例えば以下に示すように、最新の規格化パスメトリックＬ０〜Ｌ３から、そのうちの１個、例えばＬ０を一律に差し引く等の方法が用いられる。
【００８５】
Ｍ０＝Ｌ０−Ｌ０ ・・・（３０）
Ｍ１＝Ｌ１−Ｌ０ ・・・（３１）
Ｍ２＝Ｌ２−Ｌ０ ・・・（３２）
Ｍ３＝Ｌ３−Ｌ０ ・・・（３３）
この結果として、Ｍ０が常に０の値をとることになるが、以下の説明においては、一般性を損なわないために、このままＭ０と表記する。式（３０）〜（３３）によって計算されるＭ０〜Ｍ３の値の差は、Ｌ０〜Ｌ３の値の差と等しいものとなる。上述したように、最尤な状態遷移の選択においては、規格化パスメトリック間の値の差のみが問題となる。従って、このような圧縮方法は、最尤な状態遷移の選択結果に影響せずに規格化パスメトリックの値を圧縮し、オーバーフローを防止する方法として有効である。このように、ＡＣＳ２１と圧縮およびラッチ回路２２は、規格化パスメトリックの計算に関するループを構成する。
【００８６】
上述のＡＣＳ２１について、図１１を参照してより詳細に説明する。ＡＣＳ２１は、６個の加算器５１、５２、５３、５４、５６、５８および２個の比較器５５、５７から構成される。一方、上述したようにＡＣＳ２１には、１クロック前の圧縮された規格化パスメトリックの値Ｍ０〜Ｍ３および規格化パスメトリックに対応するブランチメトリックの値ＢＭ０〜ＢＭ３が供給される。
【００８７】
加算器５１には、Ｍ０およびＢＭ０が供給される。加算器５１は、これらを加算して以下のようなＬ００を算出する。
【００８８】
Ｌ００＝Ｍ０＋ＢＭ０ ・・・（３４）
上述したように、Ｍ０は、時点ｋ−１において状態Ｓ０に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ０は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ［ｋ］に基づいて上述の（２６）式に従って計算されるもの、すなわちｚ［ｋ］の値そのものである。従って、式（３４）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２０）中のｍ（０，ｋ−１）＋ｚ［ｋ］の値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ０であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ０→Ｓ０によって最終的に状態遷移Ｓ０に至った場合に対応する計算値である。
【００８９】
一方、加算器５２には、Ｍ３およびＢＭ１が供給される。加算器５１は、これらを加算して以下のようなＬ３０を算出する。
【００９０】
Ｌ３０＝Ｍ３＋ＢＭ１ ・・・（３５）
上述したように、Ｍ３は、時点ｋ−１において状態Ｓ３に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する、圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ１は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ［ｋ］に基づいて上述の（２７）式に従って計算されるもの、すなわちα×ｚ［ｋ］−βである。従って、式（３５）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２０）中のｍ（３，ｋ−１）＋α×ｚ［ｋ］−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ３であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ３→Ｓ０によって最終的に状態遷移Ｓ０に至った場合に対応する計算値である。
【００９１】
上述のＬ００およびＬ３０は、比較器５５に供給される。比較器５５は、Ｌ００およびＬ３０の値を比較し、小さい方を最新の規格化パスメトリックＬ０とすると共に、選択結果に応じて、上述したように選択信号ＳＥＬ０の極性を切替える。このような構成は、式（２０）において、最小値が選択されることに対応するものである。すなわち、Ｌ００＜Ｌ３０の場合（この時は、Ｓ０→Ｓ０が選択される）に、Ｌ００をＬ０として出力し、且つ、ＳＥＬ０を例えば、「Low」とする。また、Ｌ３０＜Ｌ００の場合（この時は、Ｓ３→Ｓ０が選択される）には、Ｌ３０をＬ０として出力し、且つ、ＳＥＬ０を例えば「High」とする。ＳＥＬ０は、後述するように、状態Ｓ０に対応するＡ型パスメモリ２４に供給される。
【００９２】
このように、加算器５１、５２および比較器５５は、上述の式（２０）に対応して、Ｓ０→Ｓ０とＳ３→Ｓ０の内から、時点ｋにおける状態遷移として最尤なものを選択する動作を行う。そして、選択結果に応じて、最新の規格化パスメトリックＬ０および選択信号ＳＥＬ０を出力する。
【００９３】
また、加算器５６には、Ｍ０およびＢＭ１が供給される。加算器５１は、これらを加算して以下のようなＬ１を算出する。
【００９４】
Ｌ１＝Ｍ０＋ＢＭ１ ・・・（３６）
上述したように、Ｍ０は、時点ｋ−１において状態Ｓ０に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ１は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ［ｋ］に基づいて上述の（２７）式に従って計算されるもの、すなわちα×ｚ［ｋ］−βである。従って、式（３６）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２１）の右辺ｍ（０，ｋ−１）＋α×ｚ［ｋ］−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ０であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ０→Ｓ１によって最終的に状態遷移Ｓ１に至った場合に対応する計算値である。式（２１）が値の選択を行わないことに対応して、加算器５６の出力がそのまま最新の規格化パスメトリックＬ１とされる。
【００９５】
加算器５３には、Ｍ２およびＢＭ２が供給される。加算器５３は、これらを加算して以下のようなＬ２２を算出する。
【００９６】
Ｌ２２＝Ｍ２＋ＢＭ２ ・・・（３７）
上述したように、Ｍ２は、時点ｋ−１において状態Ｓ２に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ０は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ［ｋ］に基づいて上述の（２８）式に従って計算されるもの、すなわち−ｚ［ｋ］である。従って、式（３７）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２２）中のｍ（２，ｋ−１）−ｚ［ｋ］の値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ２であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ２→Ｓ２によって最終的に状態遷移Ｓ２に至った場合に対応する計算値である。
【００９７】
一方、加算器５４には、Ｍ１およびＢＭ３が供給される。加算器５３は、これらを加算して以下のようなＬ１２を算出する。
【００９８】
Ｌ１２＝Ｍ１＋ＢＭ３ ・・・（３８）
上述したように、Ｍ１は、時点ｋ−１において状態Ｓ１に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ３は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ［ｋ］に基づいて上述の（２９）式に従って計算されるもの、すなわち−α×ｚ［ｋ］−βである。従って、式（３８）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２２）中のｍ（１，ｋ−１）−α×ｚ［ｋ］−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ１であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ１→Ｓ２によって最終的に状態遷移Ｓ２に至った場合に対応する計算値である。
【００９９】
上述のＬ２２およびＬ１２は、比較器５７に供給される。比較器５７は、Ｌ２２およびＬ１２の値を比較し、小さい方を最新の規格化パスメトリックＬ２とすると共に、選択結果に応じて、上述したように選択信号ＳＥＬ２の極性を切替える。このような構成は、式（２２）において、最小値が選択されることに対応するものである。すなわち、Ｌ２２＜Ｌ１２の場合（この時は、Ｓ２→Ｓ２が選択される）に、Ｌ２２をＬ２として出力し、且つ、ＳＥＬ２を例えば、「Low」とする。また、Ｌ１２＜Ｌ２２の場合（この時は、Ｓ１→Ｓ２が選択される）には、Ｌ１２をＬ２として出力し、且つ、ＳＥＬ２を例えば「High」とする。ＳＥＬ２は、後述するように、状態Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６に供給される。
【０１００】
このように、加算器５３、５４および比較器５７は、上述の式（２２）に対応して、Ｓ１→Ｓ２とＳ２→Ｓ２の内から、時点ｋにおける状態遷移として最尤なものを選択する。そして、選択結果に応じて、最新の規格化パスメトリックＬ２および選択信号ＳＥＬ２を出力する。
【０１０１】
また、加算器５８には、Ｍ２およびＢＭ３が供給される。加算器５８は、これらを加算して以下のようなＬ３を算出する。
【０１０２】
Ｌ３＝Ｍ２＋ＢＭ３ ・・・（３９）
上述したように、Ｍ２は、時点ｋ−１において状態Ｓ２に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ３は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ［ｋ］に基づいて上述の（２９）式に従って計算されるもの、すなわち−α×ｚ［ｋ］−βである。従って、式（３９）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２３）の右辺ｍ（２，ｋ−１）−α×ｚ［ｋ］−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ０であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ２→Ｓ３によって最終的に状態遷移Ｓ３に至った場合に対応する計算値である。式（２３）が値の選択を行わないことに対応して、加算器５８の出力がそのまま最新の規格化パスメトリックＬ３とされる。
【０１０３】
上述したようにして、ＡＣＳ２１が出力するＳＥＬ０およびＳＥＬ２に従って、パスメモリユニット（以下、ＰＭＵと表記する）２３が動作することによって、記録データａ［ｋ］に対する最尤復号系列としての復号データａ’［ｋ］が生成される。ＰＭＵ２３は、図７に示した４個の状態間の状態遷移に対応するために、２個のＡ型パスメモリおよび２個のＢ型パスメモリから構成される。
【０１０４】
Ａ型パスメモリは、その状態に至る遷移として２つの遷移（すなわち、自分自身からの遷移と、他の１個の状態からの遷移）を有し、且つ、その状態を起点とする２つの遷移（すなわち、自分自身に至る遷移と他の１個の状態に至る遷移）を有する状態に対応するための構成とされる。従って、Ａ型パスメモリは、図７に示した４個の状態の内、Ｓ０およびＳ２に対応するものである。
【０１０５】
一方、Ｂ型パスメモリは、その状態に至る遷移が１つのみであり、且つ、その状態を起点とする遷移が１つのみである状態に対応するための構成とされる。従って、Ｂ型パスメモリは、図７に示した４個の状態の内、Ｓ１およびＳ３に対応するものである。
【０１０６】
これら２個のＡ型パスメモリおよび２個のＢ型パスメモリが図７に示した状態遷移図に従う動作を行うために、ＰＭＵ２３において、図１０に示すような復号データの受渡しがなされるように構成される。すなわち、Ａ型パスメモリ２４がＳ０に対応し、Ａ型パスメモリ２６がＳ２に対応する。また、Ｂ型パスメモリ２５がＳ１に対応し、また、Ｂ型パスメモリ２７がＳ３に対応する。このように構成すれは、Ｓ０を起点として生じ得る状態遷移がＳ０→Ｓ０およびＳ０→Ｓ１であり、Ｓ２を起点として生じ得る状態遷移がＳ２→Ｓ２およびＳ２→Ｓ３であることに合致する。また、Ｓ１を起点として生じ得る状態遷移がＳ１→Ｓ２のみであり、Ｓ３を起点として生じ得る状態遷移がＳ３→Ｓ０のみであることにも合致する。
【０１０７】
Ａ型パスメモリ２４について、その詳細な構成を図１２に示す。Ａ型パスメモリ２４は、パスメモリ長に対応する個数のフリップフロップとセレクタを、交互に接続したものである。図１２には、１４ビットのデコードデータ長に対応する構成を示した。すなわち、１４個のセレクタ３１-1〜３１-14および１５個のフリップフロップ３０-0〜３０-14を有するものである。セレクタ３１-1〜３１-14は、何れも２個のデータを受取リ、その内の１個を選択的に後段に供給するものである。また、フリップフロップ３０-0〜３０-14にクロックが供給されることにより、Ａ型パスメモリ２４全体の動作タイミングが合わされる。
【０１０８】
図７を用いて上述したように、状態Ｓ０に至る遷移は、Ｓ０→Ｓ０すなわち自分自身から継承する遷移、およびＳ３→Ｓ０である。このような状況に対応する構成として、各セレクタは、前段のフリップフロップから供給されるデータすなわちＳ０→Ｓ０に対応する復号データと、状態Ｓ３に対応するＢ型パスメモリ２７から供給されるデータすなわちＳ３→Ｓ０に対応する復号データＰＭ３とを受取る。さらに、各セレクタは、ＡＣＳ２１からＳＥＬ０を供給される。そして、ＳＥＬ０の極牲に応じて、供給される２個の復号データの内の一方を後段のフリップフロップに供給する。また、このようにして後段のフリップフロップに供給される復号データは、状態Ｓ１に対応するＢ型パスメモリ２５にもＰＭ０として供給される。
【０１０９】
すなわち、例えばセレクタ３１-14は、前段のフリップフロップ３０-13から供給されるデータと、Ｂ型パスメモリ２７から供給される１４ビットからなるＰＭ３の１４番目のビット位置のデータとを受取る。そして、これら２個のデータの内から以下のようにして選択したデータを、後段のフリップフロップ３０-14に供給する。上述したようにＳＥＬ０は、選択結果に応じて、「Low」または「High」とされる。ＳＥＬ０が例えば「Low」の時は、前段のフリップフロップ３０-13からのデータが選択されるようになされる。また、ＳＥＬ０が例えば「High」の時は、ＰＭ３の１４番目のビット位置のデータが選択されるようになされる。選択されたデータは、後段のフリップフロップ３０-14に供給され、また、ＰＭ０の１４番目のビット位置のデータとして、状態Ｓ１に対応するＢ型パスメモリ２５に供給される。
【０１１０】
Ａ型パスメモリ２４中の他のセレクタ３１-1〜３１-13においても、ＳＥＬ０の極性に応じて、同様な動作が行われる。従って、Ａ型パスメモリ２４全体としては、ＳＥＬ０が例えば「Low」の時は、Ａ型パスメモリ２４中で、各々のフリップフロップがその前段に位置するフリップフロップのデータを継承するシリアルシフトを行う。また、ＳＥＬ０が例えば「High」の時は、Ｂ型パスメモリ２７から供給される１４ビットからなる復号データＰＭ３を継承するパラレルロードを行う。何れの場合にも、継承される復号データは、Ｂ型パスメモリ２５に１４ビットの復号データＰＭ０として供給される。
【０１１１】
また、最初の処理段となるフリップフロップ３０0には、クロックに同期して常に’０’が入力される。かかる動作は、Ｓ０に至る状態遷移Ｓ０→Ｓ０とＳ２→Ｓ０の何れにおいても、図７に示すように、復号データが’０’なので、最新の復号データは、常に’０’となることに対応している。
【０１１２】
上述したように、Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６についても、構成自体は、Ａ型パスメモリ２４と全く同様である。但し、ＡＣＳ２１から入力される選択信号は、ＳＥＬ２である。また、図６に示すように状態Ｓ２に至る遷移としては、Ｓ２→Ｓ２すなわち自分自身から継承する遷移と、Ｓ１→Ｓ２とがある。このため、状態Ｓ１に対応するＢ型パスメモリ２５からＰＭ１を供給される。さらに、状態Ｓ２を起点として生じ得る状態がＳ２すなわち自分自身と、Ｓ３であることに対応して、状態Ｓ３に対応するＢ型パスメモリ２７にＰＭ２を供給する。
【０１１３】
また、Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６においても、最初の処理段となるフリップフロップには、クロックに同期して常に’０’が入力される。かかる動作は、Ｓ２に至る状態遷移Ｓ２→Ｓ２とＳ１→Ｓ０の何れにおいても、図７に示すように、復号データが’０’なので、最新の復号データは、常に’０’となることに対応している。
【０１１４】
他方、Ｂ型パスメモリ２５について、その詳細な構成を図１３に示す。Ｂ型パスメモリ２５は、パスメモリ長に対応する個数のフリップフロップを接続したものである。図１３には、１４ビットのデコードデータ長に対応する構成を示した。すなわち、１５個のフリップフロップ３２-0〜３２-14を有するものである。フリップフロップ３２-0〜３２-14にクロックが供給されることにより、Ｂ型パスメモリ２５全体の動作タイミングが合わされる。
【０１１５】
各フリップフロップ３２-1〜３２-14には、状態Ｓ０に対応するＡ型パスメモリ２４から、１４ビットの復号データがＰＭ０として供給される。例えば、フリップフロップ３２-1には、ＰＭ０の１ビット目が供給される。各フリップフロップ３２-1〜３２-14は、供給された値を１クロックの間保持する。そして、状態Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６に、１４ビットの復号データＰＭＬとして出力する。例えば、フリップフロップ３２-1は、ＰＭＬの２ビット目を出力する。
【０１１６】
Ｂ型パスメモリ２５中の他のセレクタ３２-1〜３２-13においても、同様な動作が行われる。従って、Ｂ型パスメモリ２５全体としては、Ａ型パスメモリ２４から供給される１４ビットからなる復号データＰＭ０を受取リ、またＡ型パスメモリ２６に１４ビットからなる復号データＰＭ１を供給する。
【０１１７】
また、フリップフロップ３２-0には、クロックに同期して常に’１’が入力される。かかる動作は、図７に示したように、最新の状態遷移がＳ０→Ｓ１である場合に復号データが’１’であることに対応している。
【０１１８】
また、上述のように、状態Ｓ３に対応するＢ型パスメモリ２７についても、Ｂ型パスメモリ２５と全く同様な構成とされる。但し、図７に示すように状態Ｓ３に至る遷移は、Ｓ２→Ｓ３なので、状態Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６からＰＭ２を供給される。さらに、状態Ｓ３を起点として生じ得る状態がＳ０であることに対応して、状態Ｓ０に対応するＡ型パスメモリ２４にＰＭ３を供給するようになされる。Ｂ型パスメモリ２７においても、最初の処理段となるフリップフロップには、クロックに同期して常に’１’が入力される。かかる動作は、図７に示したように、最新の状態遷移がＳ２→Ｓ３である場合に復号データが’１’であることに対応している。
【０１１９】
上述したようにして、ＰＭＵ２３中の４個のパスメモリは、各々復号データを生成する。このようにして生成される４個の復号データは、常に正確なビタビ復号動作がなされる場合には、互いに一致することになる。ところで、実際のビタビ復号動作においては、４個の復号データに不一致が生じることも起こり得る。このような不一致は、再生信号に含まれるノイズの影響等により、上述の識別点ＡおよびＢを検出する際に誤差が生じる等の要因により、ビタビ復号動作が不正確なものとなることによって生じる。
【０１２０】
一般に、このような不一致が生じる確率は、再生信号の品質に対応してパスメモリの処理段数（メモリ長）を充分に大きく設定することによって減少させることができる。すなわち、再生信号のＣ／Ｎ等の品質が良い場合には、パスメモリの処理段数が比較的小さくても復号データ間の不一致が生じる確率は小さい。これに対して、再生信号の品質が良くない場合には、上述の不一致が生じる確率を小さくするためには、パスメモリの処理段数を大きくする必要がある。再生信号の品質に対してパスメモリの処理段数が比較的小さくて、復号データ間の不一致が生じる確率を充分に低くすることができない場合には、４個の復号データから、例えは多数決等の方法によって、より的確なものを選択するような、図示しない構成がＰＭＵ２３中の４個のパスメモリの後段に設けられる。
【０１２１】
１−５ ４値４状態ビタビ復号方法以外のビタビ復号方法
上述した４値４状態ビタビ復号方法は、フィルタ部１１において用いられる波形等化特性がＰＲ（１，２，１）であり、且つ、記録データとしてＲＬＬ（１，７）符号が採用される場合に用いられる。例えば、記録線密度０．４０μｍ，レーザ波長６８５ｎｍ，ＮＡ＝０．５５の場合には、波形等化特性をＰＲ（１，２，１）とし、４値４状態ビタビ復号方法を用いることが最適となる。他方、波形等化特性または記録データを生成するための符号化方法に応じて、他の種類のビタビ復号方法が用いられることもある。
【０１２２】
例えば、波形等化特性がＰＲ（１，１）であり、且つ、記録データとしてＲＬＬ（１，７）符号が用いられる場合には、３値４状態ビタビ復号方法が用いられる。また、波形等化特性がＰＲ（１，３，３，１）であり、且つ、記録データとしてＲＬＬ（１，７）符号が用いられる場合には、７値６状態ビタビ復号方法が用いられる。このようなビタビ復号方法の内、何れを用いるかを選択するための要素の１つとなる波形等化特性は、再生信号上の符号間干渉に適合する程度が良いものが採用される。従って、上述したように、線記録密度およびＭＴＦを考慮して最適なものとされる。
【０１２３】
２．実施の形態の記録再生装置
２−１ 状態データを使用した４値４状態ビタビ復号方法
上述した光磁気ディスク装置の一例中のビタビ復号器１３は、再生信号値に基づいて選択した最尤な状態遷移に対応して復号データ値の系列としての復号データを生成するものである。これに対して、復号データ値の代わりに状態そのものを表現する状態データ値を用いることによって、選択される状態遷移そのものを表現する状態データを生成することも可能である。このような場合には、上述の光磁気ディスク装置の一例におけるパスメモリユニットＰＭＵの代わりに、後述するようにして状態データ値の系列を生成するステータスメモリユニット（以下、ＳＭＵと表記する）が用いられる。後述するように、この発明の実施の一形態では、ＰＬＬの位相エラーの抽出タイミングをこのような状態データで表される状態遷移に基づいて生成する。
【０１２４】
例えば４値４状態ビタビ復号方法においては、４個の状態を２ビットで表現できるので、このような２ビットのデータを状態データ値として用いることができる。そこで、図７中のＳ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３を、それぞれ２ビットの状態データ値、００，０１，１１，１０を用いて表現することができる。そこで、以下の実施の形態としての記録再生装置の説明においては、図７中のＳ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３をそれぞれＳ００，Ｓ０１，Ｓ１１，Ｓ１０と表記することにし、４値４状態ビタビ復号方法の状態遷移図として、図７の代わりに図１４を用いる。
なお、図１４では、Ｃｐｑｒとして６個の識別点の値（ＰＬＬ（１，７），ＰＲ（Ｂ，２Ａ，Ｂ）の場合）を示している。ｐ，ｑ，ｒはそれぞれｂ[ｊ−１]，ｂ[ｊ]，ｂ[ｊ＋１]を表現している。
【０１２５】
また、以下の説明においては、波形等化特性として、上述のＰＲ（Ｂ，２Ａ，Ｂ）の代わりに、規格化されたものすなわちＰＲ（１，２，１）を前提とする。このため、識別点の値すなわちノイズを考慮しない計算によって求まる再生信号値ｃ［ｋ］は、図７中の−Ａ−Ｂ，−Ａ，Ａ，Ａ＋Ｂの代わりにそれぞれ０、１、３、４と表現される。この場合、Ｃ０００が「０」、Ｃ１００及びＣ００１が「１」、Ｃ０１１及びＣ１１０が「３」、Ｃ１１１が「４」に相当する。
【０１２６】
さらに、規格化パスメトリックを計算する式（２０）〜（２４）中で、最新の状態遷移に対応する全部で６個の加算部分（例えば、式（２０）においては、Ｓ０→Ｓ０に対応するｚ［ｋ］およびＳ３→Ｓ０に対応するα×ｚ［ｋ］−β）についても、図１４における状態の表記方法に従って以下のように表記することにする。かかる加算部分は、式（１３）によって定義されるブランチメトリックとは異なるものであるが、以下の説明においては、表記を簡潔にするために、かかる加算部分をブランチメトリックと表記する。
【０１２７】
まず、遷移前の状態と遷移後の状態を表記するそれぞれ２ビットの状態データ値を書き並べて４個の数字の列とする。次に、中央寄りの２個の（すなわち２番目と３番目の）数字を１個の数字とすることによって、３個の数字の列として、１リードクロックの間に生じ得るブランチメトリックを表記する。例えば状態遷移Ｓ１１→Ｓ１０に伴うブランチメトリックは、「ｂｍ１１０」と表記される。このようにして、図１４中の６種類の状態遷移に対応するブランチメトリックを、図１５に示すように表記できる。
【０１２８】
２−２ 装置構成
図１６は、この発明の一実施形態例の全体構成を示すブロック図である。この例は、光磁気デイスク記録再生装置に対して本発明を適用したものである。
なお、図１等を参照して上述した光磁気ディスク装置の一例と同様の構成要素には、同一の符号を付した。記録系および図示しないサーボ系等については、上述した光磁気ディスク装置の一例と同様である。また光ピックアップ７からＡ／Ｄ変換器１２までの再生系の構成および動作は、上述の光磁気ディスク装置の一例と同様である。
【０１２９】
ビタビ復号器１３０は、Ａ／Ｄ変換器１２から供給される再生信号値ｚ［ｋ］に基づいて、後述するようにして復号データおよび不一致検出信号ＮＭを生成し、コントローラ２に供給する。コントローラ２は、上述した光磁気ディスク装置の一例と同様に、供給される復号データに基づく復号化処理を行い、ユーザデータおよびアドレスデータ等を再生する。また、コントローラ２内には計数手段が設けられ、不一致検出信号ＮＭに基づいて状態データ間の不一致の数を計数する。
【０１３０】
ビタビ復号器１３０は、ＢＭＣ１３２，ＡＣＳ１３３、ＳＭＵ１３４およびマージブロック１３５から構成される。そして、これらの各構成要素には、ＰＬＬ部１４からリードクロックＤＣＫ（以下、クロックと表記する）が供給され、動作タイミングが合わされる。
【０１３１】
ＢＭＣ１３２は、再生信号値ｚ［ｋ］に基づいてブランチメトリックを計算し、計算したブランチメトリックをＡＣＳ１３３に供給する。
【０１３２】
ＡＣＳ１３３について、図１９を参照して説明する。ＡＣＳ１３３は、上述の光磁気ディスク装置の一例におけるＡＣＳ２１中の構成要素と、圧縮およびラッチ回路２２中の構成要素とを含む構成とされる。このような構成が各状態に対応して設けられるので、４個のブロックから構成されることになる。そして、各サブブロックが出力する規格化パスメトリックの値が図１４に示す状態遷移図に従って受け渡されるように接続されている。
【０１３３】
この内、自身を継承し得る状態Ｓ００およびＳ１１には、後述するＡ型サブブロックが対応する。図１９においては、Ａ型サブブロック１４５、１４７がそれぞれ状態Ｓ００、Ｓ１１に対応するよう図示した。また、自身を継承し得ない状態Ｓ０１およびＳ１０には、後述するＢ型サブブロックが対応する。図１９においては、Ｂ型サブブロック１４６、１４８がそれぞれ状態Ｓ０１、Ｓ１０に対応するよう図示した。
【０１３４】
Ａ型サブブロック１４５は、上述の光磁気ディスク装置の一例中のＡＣＳ２１（図１１参照）中の、選択信号の生成を行う部分の構成要素を有している。すなわち、２個の規格化パスメトリックの値を更新するための２個の加算器と、１個の比較器を有している。さらに、Ａ型サブブロック１４５は、圧縮およびラッチ回路２２と同様の動作を行う、更新されるパスメトリックの値を保持する手段を有している。
【０１３５】
このようなＡ型サブブロック１４５には、ＢＭＣ１３２からＳ００→Ｓ００に対応するブランチメトリックｂｍ０００、およびＳ１０→Ｓ００に対応するブランチメトリックｂｍ１００がクロックに従って供給される。また、Ｓ１０に対応するＢ型サブブロック１４８から１クロック前に更新された規格化パスメトリックＭ１０の値を供給される。Ａ型サブブロック１４５は、かかる１クロック前に更新された規格化パスメトリックＭ１０の値にｂｍ０００の値を加算することによって、最新の遷移がＳ１０→Ｓ００である場合の尤度の総和を計算する。
【０１３６】
さらに、Ａ型サブブロック１４５は、自身でラッチしている１クロック前の規格化パスメトリックＭ００の値にｂｍ０００の値を加算することによって、最新の遷移がＳ００→Ｓ００である場合の尤度の総和を計算する。
【０１３７】
そして、Ａ型サブブロック１４５は、このようにして計算される２個の尤度の総和を比較して、最尤な状態遷移を選択する。選択された状態遷移に対応する尤度の総和が更新された規格化パスメトリックＭ００の値としてラッチされ、且つ、選択結果に対応する選択信号ＳＥＬ００が出力される。更新された規格化パスメトリックＭ００の値は、Ａ型サブブロック１４５自身がラッチすると共に、Ｓ０１に対応するＢ型サブブロック１４６に供給される。
【０１３８】
状態Ｓ１１に対応するＡ型サブブロック１４７は、Ａ型サブブロック１４５と同様に構成される。但し、供給されるブランチメトリックは、図１４中の状態遷移Ｓ１１→Ｓ１１およびＳ０１→Ｓ１１に対応するｂｍ１１１およびｂｍ０１１である。また、更新される規格化パスメトリックＭ１１は、Ａ型サブブロック１４７自身によってラッチされると共に、状態Ｓ１０に対応するＢ型サブブロック１４８に供給される。
【０１３９】
Ｂ型サブブロック１４６は、上述の光磁気ディスク装置の一例中のＡＣＳ２１（図１１参照）で、選択信号の生成を行わない部分の構成要素を有している。すなわち、１個のパスメトリックの値を更新するための１個の加算器を有している。さらに、Ｂ型サブブロック１４６は、圧縮およびラッチ回路２２と同様の機能を有する、更新されるパスメトリックの値を保持する手段を有している。
【０１４０】
このようなＢ型サブブロック１４６には、ＢＭＣ１３２からＳ００→Ｓ０１に対応するブランチメトリックｂｍ００１がクロックに従って供給される。また、Ｓ００に対応するＡ型サブブロック１４５から１クロック前に更新された規格化パスメトリックＭ００の値を供給される。Ｂ型サブブロック１４６は、かかる１クロック前に更新された規格化パスメトリックＭ００の値にｂｍ００１の値を加算することによって、最新の遷移がＳ００→Ｓ０１である場合の尤度の総和を計算し、計算結果を更新された規格化パスメトリックＭ０１としてラッチする。規格化パスメトリックＭ０１の値は、クロックに従うタイミングで、Ｓ１１に対応するＡ型サブブロック１４７に供給される。
【０１４１】
状態Ｓ１０に対応するＢ型サブブロック１４８は、Ｂ型サブブロック１４６と同様に構成される。但し、供給されるブランチメトリックは、状態遷移Ｓ１１→Ｓ１０に対応するｂｍ１１０である。また、更新される規格化パスメトリックＭ１０は、自身でラッチすると共に、状態Ｓ００に対応するＡ型サブブロック１４５に供給される。
【０１４２】
また、各サブブロックは、クロックに従う各時点毎に更新される規格化パスメトリックの値を、規格化パスメトリック比較回路１４９に供給する。すなわち、Ａ型サブブロック１４５，Ｂ型サブブロック１４６，Ａ型サブブロック１４７およびＢ型サブブロック１４８は、それぞれ規格化パスメトリックＭ００，Ｍ０１，Ｍ１１およびＭ１０の値を規格化パスメトリック比較回路１４９に供給する。規格化パスメトリック比較回路１４９は、これら４個の規格化パスメトリックの内で最小の値をとるものに対応する２ビットの信号ＭＳを出力し、後述するマージブロック１３５に供給する。
【０１４３】
次に、ＳＭＵ１３４について図２０を参照して説明する。上述した光磁気ディスク装置の一例中のＰＭＵ２３が１ビットの復号データ値を単位とする処理を行うものであるのに対し、ＳＭＵ１３４は、２ビットの状態データ値を単位とする処理を行うものである。
【０１４４】
図２０に示すように、ＳＭＵ１３４は、２個のＡ型ステータスメモリ１５０および１５１、並びに２個のＢ型ステータスメモリ１５２および１５３を有している。さらにセレクト信号ＳＥＬ００およびＳＥＬ１１、クロック、並びに他のステータスメモリとの状態データの受渡し等のための信号線を接続されて構成される。Ａ型ステータスメモリ１５０と１５１は、それぞれ、状態Ｓ００とＳ１１に対応する。また、Ｂ型ステータスメモリ１５２と１５３は、それぞれ状態Ｓ０１とＳ１０に対応する。これら４個のステータスメモリ相互の接続は、図１４の状態遷移図に従うものとされる。
【０１４５】
図２１を参照して、状態Ｓ００に対応するＡ型ステータスメモリ１５０についてより詳細に説明する。Ａ型ステータスメモリ１５０は、ｎ個の処理段を有する。すなわち、ｎ個のセレクタ２０１-0・・・２０１-(n-1)と、ｎ個のレジスタ２０２-0・・・２０２-(n-1)とが交互に接続されている。各セレクタ２０１-0〜２０１-(n-1)には、セレクト信号ＳＥＬ００が供給される。さらに、各セレクタには、上述したように、Ｓ１０に対応するＢ型ステータスメモリ１５３から継承する状態データがｎビットからなるＳＭｉｎとして供給される。また、各レジスタには、上述したように、Ｓ０１に対応するＢ型ステータスメモリ１５２に継承される状態データがｎ−１個の状態データ値からなるＳＭｏｕｔとして出力される。また、各レジスタ２０２-0〜２０２-(n-1)には、クロックが供給される。
【０１４６】
各セレクタの動作について説明する。図１４に示すように、Ｓ００にて遷移し得る１クロック前の状態は、Ｓ００およびＳ１０の何れかである。１クロック前の状態がＳ００である時は、自身を継承する遷移がなされることになる。このため、１段目のセレクタ２０１-0には、シリアルシフトによって生成される状態データ中の最新の状態データ値として、’００’が入力される。セレクタ２０１-0には、パラレルロ―ドとして、Ｂ型ステータスメモリ１５３から供給される状態データ中の最新の状態データ値ＳＭｉｎ［１］が供給される。セレクタ２０１-0は、上述の選択信号ＳＥＬ００に従って、これら２個の状態データ値の内の１個を後段のレジスタ２０２-0に供給する。
【０１４７】
また、２段目以降の各セレクタ２０１-1〜２０１-(n-1)は、２個のデータすなわち、パラレルロードとしてＳ１０に対応するＢ型ステータスメモリ１５３から供給される１個の状態データ値と、シリアルシフトとして前段のレジスタから供給される１個の状態データ値とを受取る。そして、これら２個の状態データの内から、選択信号ＳＥＬ００に従って、最尤なものと判断された状態データ値を後段のレジスタに供給する。セレクタ２０１-0〜２０１-(n-1)が全て同一の選択信号ＳＥＬ００に従うので、ＡＣＳ１３３が選択する最尤な状態データ値の系列としての状態データが継承される。
【０１４８】
さらに、各レジスタ２０２-0〜２０２-(n-1)は、上述したように供給される状態データ値をクロックに従って取込むことによって、保持している状態データ値を更新する。また、上述したように、各レジスタの出力は、１クロック後に遷移し得る状態に対応するステータスメモリに供給される。すなわち、Ｓ００自身に遷移し得るので、シリアルシフトとして後段のセレクタに供給される。また、パラレルロードとして、Ｓ０１に対応するＢ型ステータスメモリ１５２に対して供給される。最終段のレジスタ２０２-(n-1)から、状態データ値ＶＭ００が出力される。
【０１４９】
状態Ｓ１１に対応するＡ型ステータスメモリ１５１は、Ａ型ステータスメモリ１５０と同様に構成される。但し、図１４中の状態遷移Ｓ０１→Ｓ１１に対応するパラレルロードとして、Ｓ０１に対応するＢ型ステータスメモリ１５２から状態データを供給される。また、図１４中の状態遷移Ｓ１１→Ｓ１０に対応するパラレルロードとして、Ｓ１０に対応するＢ型ステータスメモリ１５３に状態データを供給する。
【０１５０】
次に図２２を参照して、状態Ｓ０１に対応するＢ型ステータスメモリ１５２についてより詳細に説明する。Ｂ型ステータスメモリは、図１４において自身を継承せず、且つ、１クロック後に遷移し得る状態が１個だけである状態に対応するものである。このため、シリアルシフトを行わず、且つ、セレクタが設けられていない。従って、ｎ個のレジスタ２１２-0，２１２-1，・・・２１２-(n-1)が設けられ、各レジスタにクロックが供給されて動作タイミングが合わされる。
【０１５１】
各レジスタ２１２-0，２１２-1，・・・２１２-(n-1)には、Ｓ００に対応するＡ型ステータスメモリ１５０から継承する状態データがｎ−１個の状態データ値からなるＳＭｉｎとして供給される。但し、最初の処理段となるレジスタ２１２0には、クロックに同期して常に’００’が入力される。かかる動作は、図１４に示されるように、Ｓ０１に遷移し得る最新の状態遷移が常にＳ００であることに対応している。各レジスタ２１２-0〜２１２-(n-1)は、供給される状態データ値をクロックに従って取込むことによって、保持している状態データ値を更新する。また、クロックに従ってなされる各レジスタの出力は、n-1個の状態データ値からなる状態データＳＭｏｕｔとして、１クロック後に遷移し得る状態Ｓ１１に対応するＡ型ステータスメモリ１５１に供給される。最終段のレジスタ２１２-(n-1)から、状態データ値ＶＭ０１が出力される。
【０１５２】
状態Ｓ１０に対応するＢ型ステータスメモリ１５３は、Ｂ型ステータスメモリ１５２と同様に構成される。但し、図１４中の状態遷移Ｓ１１→Ｓ１０に対応するパラレルロードとして、Ｓ１１に対応するＡ型ステータスメモリ１５１から状態データを供給される。また、図１４中の状態遷移Ｓ１０→Ｓ００に対応するパラレルロードとして、Ｓ００に対応するＡ型ステータスメモリ１５０に状態データを供給する。また、最初の処理段となるレジスタには、クロックに同期して、常に’１１’が入力される。かかる動作は、図１４に示すように、Ｓ１０に遷移し得る１クロック前の状態がＳ１１であることに対応するものである。
【０１５３】
ところで、ビタビ復号方法においては、各ステータスメモリが生成する状態データ値は、本来、一致する。従って、ＳＭＵ１３４中の４個のステータスメモリが生成する４個の状態データ値ＶＭ００，ＶＭ１１，ＶＭ０１およびＶＭ１０が一致するはずである。ところが、データの記録条件が良くない、または、記録媒体に物理的な欠陥が生じる等の原因によって再生ＲＦ信号の信号品質が低下する場合には、４個の状態データ値ＶＭ００，ＶＭ１１，ＶＭ０１およびＶＭ１０が互いに不一致となることがある。このような不一致が生じる確率は、再生系内の各構成要素の性能および動作パラメータ等にも影響される。
【０１５４】
一方、再生ＲＦ信号の信号品質および再生系の条件が同程度の場合には、ステータスメモリのメモリ長（すなわち処理段数）を大きくする程、状態データ値間の不一致が生じる確率を小さくすることができる。但し、ステータスメモリのメモリ長が大きい程、ＳＭＵの回路規模およびＳＭＵの動作によって生じる遅延時間が増大する等の観点から、ステータスメモリのメモリ長をあまり大きく設定することは現実的でない。このため、一般には、状態データ値間の不一致がある程度の確率で生じることを前提とし、不一致が生じた時に最も的確な状態データ値を選択する構成が設けられることが多い。後述するマージブロック１３５は、このような構成を含むものである。
【０１５５】
また、ステータスメモリのメモリ長が一定の場合に、状態データ値間の不一致の数を計数できれば、計数値は、状態データおよびそれに基づいて生成される復号データの品質の評価に用いることができる。また、かかる計数値は、再生信号の信号品質、および再生系内の各構成要素の動作パラメータ等の再生信号に対する適応の程度を評価するためにも用いることができる。後述するマージブロック１３５には、このような計数を行う構成が含まれている。
【０１５６】
図２３を参照してマージブロック１３５について説明する。マージブロック１３５は、ＳＭＵ１３４からクロックに従うタイミングで供給される状態データ値ＶＭ００，ＶＭ１１，ＶＭ０１およびＶＭ１０から的確なものを選択する状態選択回路２５０、状態選択回路２５０の出力を１クロック遅延させるレジスタ２５１、復号マトリクス部２５２、および状態データ値ＶＭ００，ＶＭ１１，ＶＭ０１およびＶＭ１０の不一致を検出する不一致検出回路２５３を有している。
【０１５７】
状態選択回路２５０は、ＡＣＳ１３３から上述したようにして供給される２ビットの信号ＭＳを参照して、ＶＭ００，ＶＭ１１，ＶＭ０１およびＶＭ１０の内から最も的確なものを選択し、選択される状態データ値をＶＭとして出力する。かかる状態選択回路２５０は、図２４に示すように、ＶＭを選択する。このようにして、最も正しい状態データ値が選択される確率を高くすることができる。
【０１５８】
上述したようにして選択されるＶＭは、レジスタ２５１および復号マトリクス部２５２に供給される。レジスタ２５１は、供給されるＶＭを１クロック遅延させて復号マトリクス部２５２に供給する。以下の説明においては、レジスタ２５１の出力をＶＭＤと表記する。従って、復号マトリクス部２５２には、状態データ値ＶＭおよびその１クロック前の状態データ値ＶＭＤが供給される。復号マトリクス部２５２は、図２５に示す復号マトリクス（復号テーブル）に従って、ＶＭおよびＶＭＤに基づいて復号データ値を出力する，復号マトリクスは、ＲＯＭテーブルとして持っても良く、またはハードウエアの構成でも良い。このような動作がクロックに従うタイミングで行われることにより、復号データが生成される。
【０１５９】
図２５の復号マトリクスについて説明する。図１４の状態遷移図から、復号データ値は、連続する２個の状態データ値に対応していることがわかる。例えば、時点ｔにおける状態データ値ＶＭが’０１’で、１クロック前の時点、ｔ−１における状態データ値ＶＭＤが’００’である場合には、復号データ値として’１’が対応する。このような対応をまとめたものが図２５である。
【０１６０】
一方、不一致検出回路２５３は、例えは排他的論理和回路を用いて構成することができる。不一致検出回路２５３には、ＶＭ００，ＶＭ１１，ＶＭ０１およびＶＭ１０が供給され、これら４個の状態データ値の間の不一致が検出される。検出結果が不一致検出信号ＮＭとして出力される。不一致検出信号ＮＭは、４個の状態データ値が全て一致する場合以外は、イネーブルまたはアクティブとされる。本例においては、不一致検出回路２５３をマージブロック１３５内に設けたが、ＳＭＵ１３４から出力される全ての状態データを供給されることが可能な位置であれば、他の位置に設けても良い。
【０１６１】
不一致検出信号ＮＭは、４個の状態データ値が供給される毎に、すなわちクロックに従うタイミングで出力され、コントローラ２内に設けられる所定の計数手段に供給される。このような構成によって、４個の状態データ値の間に生じる不一致の数が所定期間、例えば１セクタ毎に計数される。この発明の一実施例においては、計数手段をコントローラ２内に設けたが、不一致検出信号ＮＭを供給されることが可能な位置であれば、他の位置に設けても良い。不一致検出回路２５３を設けているのは、計数結果によって復号データの信頼性、再生信号の品質等を評価するためである。
【０１６２】
２−３ 位相エラー検出に基づくＰＬＬ動作
図１６に戻ってビタビ判定モードを行うための構成について説明する。ビタビ判定モードは、後述するように、ＳＭＵ１３４の出力から再生ＲＦ信号の立ち上がりまたは立ち下がりのタイミングを得ることによって位相エラー検出（または抽出）のタイミングを得る方法である。
【０１６３】
本例において、ビタビ判定モードによる位相エラー検出を行って、その位相エラー信号からクロックＤＣＫを発生させるＰＬＬ部１４の構成を図１６の一点鎖線内に示した。
図示するようにＰＬＬ部１４としては、シフトレジスタ１３６、位相エラー演算器（以下、ＰＥＣと表記する）１３７、タイミング生成器１３８、Ｄ／Ａ変換器１３９、ループフィルタ１４０、ＶＣＯ１４１が設けられる。
【０１６４】
Ａ／Ｄ変換器１２から供給される再生信号値ｚ［ｋ］は、シフトレジスタ１３６に供給される。シフトレジスタ１３６は、ｚ［ｋ］を遅延させて、位相エラー演算器（ＰＥＣ）１３７に供給する。この遅延の時間は、ＳＭＵ１３４の出力までに要する遅延時間を参照して決められる。
【０１６５】
また、ＰＥＣ１３７には、タイミング生成器１３８から位相エラーを抽出するタイミング信号が供給される。タイミング生成器１３８には、ＳＭＵ１３４の出力である状態データが供給される。タイミング生成器１３８は、状態データを参照して位相エラーを抽出すべきタイミングを示す４個のタイミング信号（後述する図１７に示すＧＰ、ＧＳ、ＧＱ、ＧＲ）を発生する。ＰＥＣ１３７は、この４個のタイミング信号でそれぞれ示されるタイミングの再生信号値を演算することによって、位相エラー信号ＰＥを生成する。
【０１６６】
ＰＥＣ１３７で生成された位相エラー信号ＰＥは、Ｄ／Ａ変換器１３９によってＤ／Ａ変換された後に、ループフィルタ１４０を通過してＶＣＯ１４１に供給される。ＶＣＯ１４１は、位相エラー信号ＰＥが制御信号として供給され、位相エラー信号ＰＥに応じた位相のリードクロックＤＣＫを生成する。リードクロックＤＣＫがＡ／Ｄ変換器１２、ビタビ復号器１３０の各ユニット、シフトレジスタ１３６、ＰＥＣ１３７、タイミング生成器１３８、Ｄ／Ａ変換器１３９等に供給される。
【０１６７】
上述した構成によりなされる、ビタビ判定モードによる位相エラー検出についてより詳細に説明する。
タイミング生成器１３８においては、状態データに基づいて、以下のようにして再生ＲＦ信号の立ち上がりおよび立ち下がりのタイミングを得ることができる。
【０１６８】
図２６は、Ａ／Ｄ変換器１２に供給される再生ＲＦ信号の一例について、リードクロックＤＣＫに従うサンプリング点に黒丸を付して示すものである。再生ＲＦ信号の下方に、各時点において選択される状態を示す。
図２６（ａ）は、位相エラーが無い場合について示している。また、図２６（ｂ）がリードクロックＤＣＫの位相が進んでいる場合について示しており、図２６（ｃ）がリードクロックＤＣＫの位相が遅れている場合について示している。
【０１６９】
図２６（ａ）〜図２６（ｃ）において、Ｐが上述したような立ち上がり時の再生信号値とされるサンプリング値である。すなわち、Ｓ００の１リードクロック後の再生信号値Ｐがノイズによる誤差の範囲内で１なので、状態Ｓ０１への遷移が生じている。さらに、かかる状態Ｓ０１の１リードクロック後の再生信号値とされるサンプリング値Ｑがノイズによる誤差の範囲内で３なので、状態Ｓ１１への遷移が生じている。従って、ＰおよびＱがサンプリングされる期間において再生ＲＦ信号が立ち上がっていることが確認できる。
【０１７０】
他方、図１４において、リードクロックＤＣＫによって表示するある時点ｊにおいて状態Ｓ１１から状態Ｓ１０への遷移が生じた場合には、次の時点ｊ＋１において必ず状態Ｓ００に遷移することがわかる。この場合の再生信号の値は、ノイズによる誤差の範囲内でｚ［ｊ］＝３，ｚ［ｊ＋１］＝１となる。従って、状態データに基づいて、このような時点ｊを再生ＲＦ信号の立ち下がり時点と認識することができる。
【０１７１】
図２６（ａ）〜図２６（ｃ）において、Ｒが上述したような立ち下がり時の再生信号値とされるサンプリング値である。すなわち、状態Ｓ１１の１リードクロック後の再生信号値Ｒがノイズによる誤差の範囲内で３なので、状態Ｓ１０への遷移が生じている。さらに、かかる状態Ｓ１０の１リードクロック後の再生信号値とされるサンプリング値Ｓがノイズによる誤差の範囲内で１なので、状態Ｓ００への遷移が生じている。従って、ＲおよびＳがサンプリングされる期間において再生ＲＦ信号が立ち下がっていることが確認できる。以上のようなＰ，Ｑ，Ｒ，Ｓと状態遷移の関係は、以下のようになる。
【０１７２】
Ｐ：立ち上がり時点（状態Ｓ００→Ｓ０１）の再生信号値
Ｑ：立ち上がり時点の１リードクロック後（状態Ｓ０１→Ｓ１１）の再生信号値
Ｒ：立ち下がり時点（状態Ｓ１１→Ｓ１０）の再生信号値
Ｓ：立ち下がり時点の１リードクロック後（状態Ｓ１０→Ｓ００）の再生信号値
【０１７３】
タイミング生成器１３８は、ＳＭＵ１３４から出力される状態データを受け取リ、上述したＰ，Ｑ，Ｒ，Ｓの再生信号値を得るべきタイミングをＰＥＣ１３７に教える。ＰＥＣ１３７は、このタイミングにおいてシフトレジスタ１３６を介された再生ＲＦ信号をサンプリングし、再生信号値Ｐ，Ｑ，Ｒ，Ｓを発生する。
【０１７４】
図２６（ａ）に示すように、リードクロックＤＣＫの位相が再生信号の位相に正確に合っている場合には、図１４から、ＰとＳが何れもノイズによる誤差の範囲内で識別点の値１に等しい。また、Ｑの値とＲの値は、何れも図７から、ノイズによる誤差の範囲内で識別点の値３に等しい。従って、Ｐ＝Ｓ且つＱ＝Ｒとなる。
【０１７５】
一方、図２６（ｂ）に示すように、リードクロックＤＣＫの位相が再生信号の位相よりも進んでいる場合には、図２６（ａ）の場合よりもサンプリングのタイミングが早くなる。このため、ＰおよびＱについては、図２６（ａ）の場合よりも小さい値がサンプリングされ、ＲおよびＳについては、図２６（ａ）の場合よりも大きい値がサンプリングされる。従って、Ｐ＜Ｓ且つＱ＜Ｒとなるので、Ｐ−Ｓ＜０、且つ、Ｑ−Ｒ＜０となる。
【０１７６】
他方、図２６（ｃ）に示すように、リードクロックＤＣＫの位相が再生信号の位相よりも遅れている場合には、図２６（ａ）の場合よりもサンプリングのタイミングが遅くなる。このため、ＰおよびＱについては、図２６（ａ）の場合よりも大きい値がサンプリングされ、ＲおよびＳについては、図２６（ａ）の場合よりも小さい値がサンプリングされる。従って、Ｐ＞Ｓ且つＱ＞Ｒとなるので、Ｐ−Ｓ＞０、且つ、Ｑ−Ｒ＞０となる。
【０１７７】
従って、［（Ｐ−Ｓ）＋（Ｑ−Ｒ）］の値を位相エラーとして用いることができる。すなわち、ＰＦＣ１３７で生成する上述の位相エラー信号ＰＥ（ＰＥ１）の値は、次のようなものである。
ＰＥ１＝（Ｐ−Ｓ）＋（Ｑ−Ｒ） ・・・（４０）
なお、後述するように本例ではＰＦＣ１３７で生成する位相エラー信号ＰＥとして、この式（４０）による定義以外にも複数定義されて、選択的に用いられるようにすることから、この式（４０）の位相エラー信号を「ＰＥ１」と表すことにしている（他のＰＥ２，ＰＥ３については後述する）。またＰＥ１〜ＰＥ３の中から選択される位相エラー信号を「ＰＥｓ」、さらに実際にＶＣＯ１４１側に供給される位相エラー信号を「ＰＥ」と表記して区別することとする。
【０１７８】
このような位相エラー信号ＰＥ１により、リードクロックＤＣＫの位相が再生信号の位相よりも進んでいる時（図２６（ｂ））には、ＰＥ１＜０となる。また、リードクロックＤＣＫの位相が再生信号の位相よりも遅れている時（図２６（ｃ））には、ＰＥ１＞０となる。基本的には、このようなＰＥ１の値が位相エラー信号としてＶＣＯ１４１に供給され、ＶＣＯ１４１の発生する周波数の制御に使用される。
【０１７９】
但し、以上は理想的な状態（ＰＲ（１，２，１）で、かつ波形にオフセットがない状態）を前提としており、現実的には波形にオフセットが含まれるので、上記式（４０）によって得られる位相エラー信号ＰＥ１からオフセット分を差し引くことが必要になる。このオフセット（以下、フェイズオフセットと呼ぶ）ＰＯは次のように算出される。なおフェイズオフセットＰＯについても後述するように複数定義されて選択的に用いられるため、次の式（４１）によるフェイズオフセットを説明上「ＰＯ１」とし、選択されるフェイズオフセットを「ＰＯｓ」ということとする。
ＰＯ１＝（Ｐ＋Ｓ）＋（Ｑ＋Ｒ） ・・・（４１）
【０１８０】
従って実際は、（位相エラー信号ＰＥ１（＝ＰＥｓのとき））−（フェイズオフセットＰＯ１（＝ＰＯｓのとき））の値が、最終的な位相エラー信号ＰＥとされて、ＶＣＯ１４１に供給されることになる。
【０１８１】
ところが、上記式（４０）（４１）によって得られる位相エラー信号ＰＥは、ＲＦ信号に波形歪みが多い場合（例えばＲＡＤ（REAR APERTURE DETECTION）タイプのＭＳＲ方式が採用された系の場合など）では、正確な位相エラーを表す情報とはならないことが多い。
図２７（ａ）は、波形歪みの少ない場合のＲＦ波形を、また図２７（ｂ）には、波形歪みが大きい場合のＲＦ波形を、それぞれ示している。
これらの図において黒丸で示すポイントは、上記図２６（ａ）で述べた理想的なタイミングとしてのサンプルポイントであり、×で示すポイントは、図２６（ｃ）のようにクロックＤＣＫの位相が遅れている場合のサンプルポイントとなる。
【０１８２】
図２７（ａ）の場合は、上記図２６（ａ）〜（ｃ）で説明した方式で、正しく位相エラー信号ＰＥを得ることができるが、図２７（ｂ）のような場合は、上記式（４０）におけるＰ、Ｑ、Ｒ、Ｓの値の一部が不正確な値となることから（この図の例では、Ｑ、Ｒが不適切な値となる）、正しい位相エラー信号ＰＥが得られないことになる。
【０１８３】
そこで本例では、このような場合にも正しい位相エラー信号ＰＥを得ることができるように、上記式（４０）で表される位相エラー信号ＰＥ１以外に、次のような、さらに２つの位相エラー信号ＰＥ２、ＰＥ３も定義する。即ち、
ＰＥ２＝（Ｐ−Ｓ）×２ ・・・（４２）
ＰＥ３＝（Ｑ−Ｒ）×２ ・・・（４３）
【０１８４】
また、フェイズオフセットＰＯについても、上記式（４１）のフェイズオフセットＰＯ１に加えて次の４つを定義する。
ＰＯ２＝（Ｐ＋Ｑ）×２ ・・・（４４）
ＰＯ３＝（Ｐ＋Ｒ）×２ ・・・（４５）
ＰＯ４＝（Ｓ＋Ｒ）×２ ・・・（４６）
ＰＯ５＝（Ｓ＋Ｑ）×２ ・・・（４７）
【０１８５】
本例ではこれらを定義することで、位相エラー信号ＰＥとしては、上記式（４０）、式（４２）、式（４３）の３種類の位相エラー信号ＰＥ１、ＰＥ２、ＰＥ３を選択的に使用できるようにし、またフェイズオフセットＰＯとしては、上記式（４１）、式（４４）、式（４５）、式（４６）、式（４７）の５種類の位相エラー信号ＰＯ１〜ＰＯ５を選択的に使用できるようにするものである。
【０１８６】
このように位相エラー信号（ＰＥ１〜ＰＥ３）、及びフェイズオフセット（ＰＯ１〜ＰＯ５）を選択して使用し、ＶＣＯ１４１に対する位相エラー信号ＰＥを生成するようにしたＰＥＣ１３７の構成を図１７に示す。
【０１８７】
図示するように、ＰＥＣ１３７は、４個のレジスタ３０１、３０２、３０３、３０４、減算器３０５，３０６、加算器３０７、乗算器３０８、セレクタ３０９，３１０、減算器３１１、フェイズオフセット算出部３１２、レジスタ３１３から構成される。
レジスタ３０１〜３０４のデータ入力としては、図１６に示したシフトレジスタ１３６の出力、すなわち遅延させられた再生ＲＦ信号が供給される。
またレジスタ３０１〜３０４のクロック入力としてタイミング生成器１３８からタイミング信号ＧＰ，ＧＱ，ＧＲ，ＧＳが供給され、レジスタ３０１〜３０４に再生信号値を取リ込むタイミングが指示される。それによって、各レジスタ３０１、３０２、３０３、３０４には、それぞれ上述したＰ，Ｑ，Ｒ，Ｓの値が適切にラッチされることになる。
【０１８８】
このように各レジスタ３０１、３０２、３０３、３０４でラッチされたＰ，Ｑ，Ｒ，Ｓの値に基づいて、上述の各位相エラー信号ＰＥ１〜ＰＥ３、及びフェイズオフセットＰＯ１〜ＰＯ５が算出される。
まず減算器３０５には、レジスタ３０１、３０２のラッチ出力Ｐ、Ｓが供給され、（Ｐ−Ｓ）の演算が行われる。そして減算器３０５からの出力（Ｐ−Ｓ）が加算器３０７と、セレクタ３０９のｔ２端子に供給される。
また減算器３０６には、レジスタ３０３、３０４のラッチ出力Ｑ、Ｒが供給され、（Ｑ−Ｒ）の演算が行われる。そして減算器３０６からの出力（Ｑ−Ｒ）が加算器３０７と、セレクタ３０９のｔ３端子に供給される。
【０１８９】
加算器３０７では、（Ｐ−Ｓ）＋（Ｑ−Ｒ）の演算が行われる。即ち位相エラー信号ＰＥ１が算出されて、セレクタ３１０のｔ１端子に供給される。
【０１９０】
セレクタ３０９，３１０は、それぞれレジスタ３１３に設定された制御値ＳＳ１、ＳＳ２により接続端子が選択される。
セレクタ３０９がｔ２端子に接続されている場合は、減算器３０５からの出力（Ｐ−Ｓ）が乗算器３０８に供給され、乗算器３０８から（Ｐ−Ｓ）×２という出力が得られる。即ち位相エラー信号ＰＥ２であり、これがセレクタ３１０のｔ２３端子に供給される。
またセレクタ３０９がｔ３端子に接続されている場合は、減算器３０６からの出力（Ｑ−Ｒ）が乗算器３０８に供給され、乗算器３０８から（Ｑ−Ｒ）×２という出力が得られる。即ち位相エラー信号ＰＥ３であり、これがセレクタ３１０のｔ２３端子に供給される。
【０１９１】
従って、セレクタ３０９，３１０が次の各選択状態にあるときに、選択される位相エラー信号ＰＥｓは、次のようになる。
セレクタ３１０がｔ１・・・・・・・・・・・・・・・・ＰＥｓ＝ＰＥ１
セレクタ３０９がｔ２かつセレクタ３１０がｔ２３・・・ＰＥｓ＝ＰＥ２
セレクタ３０９がｔ３かつセレクタ３１０がｔ２３・・・ＰＥｓ＝ＰＥ３
このようにして選択される位相エラー信号ＰＥｓは、減算器３１１に供給される。
【０１９２】
一方、レジスタ３０１、３０２、３０３、３０４でラッチされたＰ，Ｑ，Ｒ，Ｓの値は、フェイズオフセット算出部３１２に供給され、フェイズオフセットＰＯ１〜ＰＯ５が算出される。
フェイズオフセット算出部３１２の構成を図１８に示す。
図示するようにフェイズオフセット算出部３１２は、加算器４０１，４０２，４０３，４０４，４０５、セレクタ４０７，４０８、乗算器４０６から構成される。
【０１９３】
加算器４０１では（Ｐ＋Ｑ）の演算が行われ、この出力（Ｐ＋Ｑ）は加算器４０５及びセレクタ４０７のｔｃ端子に供給される。
加算器４０２では（Ｐ＋Ｒ）の演算が行われ、この出力（Ｐ＋Ｒ）はセレクタ４０７のｔｄ端子に供給される。
加算器４０３では（Ｓ＋Ｒ）の演算が行われ、この出力（Ｓ＋Ｒ）は加算器４０５及びセレクタ４０７のｔｅ端子に供給される。
加算器４０４では（Ｓ＋Ｑ）の演算が行われ、この出力（Ｓ＋Ｑ）はセレクタ４０７のｔｆ端子に供給される。
【０１９４】
また加算器４０５では（Ｐ＋Ｑ）＋（Ｓ＋Ｒ）の演算が行われ、この出力（Ｐ＋Ｑ）＋（Ｓ＋Ｒ）、即ちフェイズオフセットＰＯ１は、セレクタ４０８のｔａ端子に供給される。
【０１９５】
セレクタ４０７，４０８も、それぞれ上記レジスタ３１３に設定された制御値ＳＳ３、ＳＳ４により接続端子が選択される。
セレクタ４０７がｔｃ端子に接続されている場合は、加算器４０１からの出力（Ｐ＋Ｑ）が乗算器４０６に供給され、その（Ｐ＋Ｑ）×２という出力、即ちフェイズオフセットＰＯ２がセレクタ４０８のｔｂ端子に供給される。
セレクタ４０７がｔｄ端子に接続されている場合は、加算器４０２からの出力（Ｐ＋Ｒ）が乗算器４０６に供給され、その（Ｐ＋Ｒ）×２という出力、即ちフェイズオフセットＰＯ３がセレクタ４０８のｔｂ端子に供給される。
セレクタ４０７がｔｅ端子に接続されている場合は、加算器４０３からの出力（Ｓ＋Ｒ）が乗算器４０６に供給され、その（Ｓ＋Ｒ）×２という出力、即ちフェイズオフセットＰＯ４がセレクタ４０８のｔｂ端子に供給される。
セレクタ４０７がｔｆ端子に接続されている場合は、加算器４０４からの出力（Ｓ＋Ｑ）が乗算器４０６に供給され、その（Ｓ＋Ｑ）×２という出力、即ちフェイズオフセットＰＯ５がセレクタ４０８のｔｂ端子に供給される。
【０１９６】
従って、セレクタ４０７，４０８が次の各選択状態にあるときに、選択されるフェイズオフセットＰＯｓは、次のようになる。
セレクタ４０８がｔａ・・・・・・・・・・・・・・・ＰＯｓ＝ＰＯ１
セレクタ４０７がｔｃかつセレクタ４０８がｔｂ・・・ＰＯｓ＝ＰＯ２
セレクタ４０７がｔｄかつセレクタ４０８がｔｂ・・・ＰＯｓ＝ＰＯ３
セレクタ４０７がｔｅかつセレクタ４０８がｔｂ・・・ＰＯｓ＝ＰＯ４
セレクタ４０７がｔｆかつセレクタ４０８がｔｂ・・・ＰＯｓ＝ＰＯ５
このようにして選択されるフェイズオフセットＰＯｓは、図１７の減算器３１１に供給される
【０１９７】
図１７の減算器３１１では、選択された位相エラー信号ＰＥｓから選択されたフェイズオフセットＰＯｓを減算する処理を行い、位相エラー信号ＰＥとして出力する。この位相エラー信号ＰＥが、図１６のＤ／Ａ変換器１３９およびループフィルタ１４０を介して、ＶＣＯ１４１に供給され、ＶＣＯ１４１の発振周波数の制御に用いられることになる。
【０１９８】
ＰＥＣ１３７が以上のように構成されることで、本例では、状況に応じて位相エラー信号ＰＥ１〜ＰＥ３及びフェイズオフセットＰＯ１〜ＰＯ５を選択的に用いて、位相エラー信号ＰＥを得ることができる。
従って、例えば図２７（ａ）のようにＲＦ信号波形に歪みが少ない場合は、位相エラー信号ＰＥ１、フェイズオフセットＰＯ１を用いて位相エラー信号ＰＥを得るようにし、一方、図２７（ｂ）のような場合は、位相エラー信号ＰＥ２、フェイズオフセットＰＯ５を用いて位相エラー信号ＰＥを得るようにすることなどが可能となる。
そしてこのように位相エラー信号ＰＥの生成方式が切り換えられることにより、再生ＲＦ信号の品質等によらず、常に最適な位相エラー信号ＰＥを得ることができ、もってクロックＤＣＫの適正化、復号データの信頼性向上を実現できる。
【０１９９】
実際の選択は、ユーザーが再生状況に応じて切換操作を行うことで、選択状態が切り換えられるようにしたり、或いはコントローラ２が再生データの品質が最も良好となる選択状態を検出して自動的にその選択状態に設定するなどが考えられる。例えば上述のようにコントローラ２は不一致検出信号ＮＭをカウントすることで復号データの信頼性や再生信号品質を評価できるが、その評価結果に応じて選択状態を切り換えるようにしても良い。
【０２００】
そして上述のように選択状態の制御は、レジスタ３１３に設定される制御値ＳＳ１〜ＳＳ４によりセレクタ３０９，３１０，４０７，４０８が制御されることによってなされるわけであるが、このためにコントローラ２は、ユーザーの操作もしくは自動的な選択設定処理により、レジスタ３１３に制御値ＳＳ１〜ＳＳ４をロードさせるコマンドセットを行うことになる。
【０２０１】
また、レジスタ３１３にセットされた制御値ＳＳ１〜ＳＳ４は、リードゲート信号をトリガとして各セレクタ３０９，３１０，４０７，４０８に供給され、切換が行われることになるが、このリードゲート信号は、１単位の再生動作の再生開始時点でアクティブとなるパルスである。つまり本例では、再生動作の途中では各セレクタ３０９，３１０，４０７，４０８が切り換えられることはないようにしており、これにより再生動作の途中で切り換えられて位相エラー信号ＰＥが乱れることを防止している。
なお、選択状態の切換はあくまでもリードゲート信号タイミングとなるため、レジスタ３１３へのコマンドセット（制御値の設定）は非同期に行われればよい。
【０２０２】
位相エラー信号ＰＥ１〜ＰＥ３及びフェイズオフセットＰＯ１〜ＰＯ５についての選択は、ＲＦ信号品質や歪みの傾向に応じて好適なものが選ばれるべきものであるため、具体的にどのような状況のときにどのような選択がなされるかは、固定されるものではない。
但し、基本的には、位相エラー信号については、通常は位相エラー信号ＰＥ１が選択され、一方ＲＦ信号の歪みが大きい場合には位相エラー信号ＰＥ２又はＰＥ３のうちで良好な方が選択されるようにすればよい。
またフェイズオフセットについては、基本的にはフェイズオフセットＰＯ１を用いるようにするが、ＲＦ信号の歪みが大きい場合にはフェイズオフセトＰＯ５又はＰＯ３を選択することが考えられ、さらに場合によってはフェイズオフセトＰＯ２又はＰＯ４を選択するようにすることが考えられる。
【０２０３】
また、ディスク６のセクターフォーマットにおけるＶＦＯ領域（図３参照）でのＰＬＬ引込時には必ず位相エラー信号ＰＥ１及びフェイズオフセットＰＯ１が選択されている状態とし、データ部の再生時には位相エラー信号ＰＥ１〜ＰＥ３及びフェイズオフセットＰＯ１〜ＰＯ５が任意に選択できるようにすることが好適である。
【０２０４】
なお位相エラー信号ＰＥ２、ＰＥ３については、乗算器３０８で２倍値とされて得られるようにしたことは、位相エラー信号ＰＥ１と数値的な整合をとるためである。
またフェイズオフセットＰＯ２〜ＰＯ５について、乗算器４０６で２倍値とされて得られるようにしたことは、フェイズオフセットＰＯ１と数値的な整合をとるためである。
つまり、各位相エラー信号ＰＥ１〜ＰＥ３のレベル、及びフェイズオフセットＰＯ１〜ＰＯ５のレベルが、同等となるようにゲイン調整が行われることで、選択状態の切換によって出力される位相エラー信号ＰＥの値が大きく変動してしまうことを防止し、これによって後段のＤ／Ａ変換器１３９〜ＶＣＯ１４１の動作に悪影響を与えないようにしている。
【０２０５】
以上、４値４状態ビタビ復号方法を行う光磁気ディスク装置に本発明を適用した実施の形態を説明してきたが、本発明は３値４状態ビタビ復号方法や、７値６状態ビタビ復号方法等の他の種類のビタビ復号方法を採用した光磁気デイスク装置にも適用することができる。
【０２０６】
また、上記例は位相エラー信号の検出にビタビ判定モードを用いる例で説明しているが、他に、Ａ／Ｄ変換器１２の出力の符号が変化したときに、上記Ｐ、Ｑ、Ｒ、Ｓを対応させるＭＳＢモードと呼ばれる方法があり、そのＭＳＢモードにより位相エラー信号を検出する構成の場合でも本発明は適用できる。なお、その場合は上記Ｐ、Ｑ、Ｒ、Ｓに対する位相エラー信号の算出のための演算方式は多少異なるものとなるが、いずれにしても位相エラー信号の定義を複数用意し、それを切り換えることができるようにすればよい。
【０２０７】
また、この発明は、記録媒体に記録されたデータから再生される再生信号から、リードデータを復号するためにビタビ復号方法を用いることができる各種の情報再生装置に適用することができる。すなわち、光磁気デイスク（ＭＯ）以外にも、例えばＤＶＤ等の相変化型ディスク、ＣＤ−ＲＷ（CD-Rewritable）等の書き換え可能ディスク、ＣＤ−Ｒ（CD-wo）等の追記型ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ等の読み出し専用ディスク等の光ディスク装置に適用することが可能である。
【０２０８】
また、この発明は、この実施例に限定されることなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の応用および変形が考えられる。
【０２０９】
【発明の効果】
以上、説明したように本発明は、状態データから発生される第１〜第４の検出タイミングでの各再生信号値のうちで、選択された全部又は一部の各再生信号値を用いた所定の演算で位相エラー信号を生成するようにしている。即ち、基本的には第１〜第４の検出タイミングでの各再生信号値を用いて位相エラー信号を生成するところ、場合によっては、第１〜第４の検出タイミングでの各再生信号値のうちの一部を用いて位相エラー信号を生成できるようにする。そしてその位相エラー信号を用いてクロック信号を生成するようにしている。
従って、再生される信号波形の歪みなどに応じて、位相エラー生成のために用いる信号を選択できることになり、これは、歪みが大きく適正な位相エラーの算出に障害となる再生信号値を排除できることを意味する。即ち例えばＭＳＲ方式のように再生信号の波形歪みが比較的大きくなるような再生系であっても、適切に位相エラーを算出できることになり、ＰＬＬの誤動作やそれによるクロックの乱れを防止し、再生性能を向上させることができるという効果が得られる。
【０２１０】
またより具体的には、位相エラー生成手段には、例えば上記Ｐ、Ｓのデータに対応する第１、第２の各検出タイミングにおける各再生信号値に所定の演算を施して位相エラー信号を生成する第１の演算機能（Ｐ−Ｓ）と、例えば上記Ｑ、Ｒのデータに対応する第３、第４の各検出タイミングにおける各再生信号値に所定の演算を施して位相エラー信号を生成する第２の演算機能（Ｑ−Ｒ）と、第１〜第４の各検出タイミングにおける各再生信号値に所定の演算を施して位相エラー信号を生成する第３の演算機能（（Ｐ−Ｓ）＋（Ｑ−Ｒ））とを備え、さらに、これら第１〜第３の演算機能によって生成できる各位相エラー信号のうちの１つを選択して、それをクロック発生手段に供給する位相エラー信号とする選択機能とを備えるようにすることで、最も適切な位相エラー信号を得ることができる。
【０２１１】
また、上記第１の演算機能、第２の演算機能、第３の演算機能によって生成される各位相エラー信号のレベルが同等となるようにゲイン調整を行うゲイン調整機能（例えば図１７の乗算器３０８）が備えられていることで、位相エラー信号がどれに選択されても、後段のクロック発生手段（例えば図１７のＤ／Ａ変換器１３９〜ＶＣＯ１４１）に影響を与えないで常に適正な動作を実現させることができる。
【０２１２】
また選択機能による位相エラー信号の選択状態を切り換えるタイミングを制御する切換タイミング制御手段（例えば図１７のレジスタ３１３）が備えられていることで、切り換えタイミングを良好に保つことができ、換言すれば、読出途中で切り換えられるなどを防止することができ、これにより上記本発明の機能が逆に悪影響を与えてしまうといったようなことを回避できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明が適用できる記録再生装置のブロック図である。
【図２】マーク位置記録方法およびマークエッジ記録方法の概要の説明図である。
【図３】実施の形態の記録再生装置に装填される光磁気ディスクのセクタフォーマットの説明図である。
【図４】ＲＬＬ（１，７）符号化方法における最小磁化反転幅の説明図である。
【図５】ＲＬＬ（１，７）符号とマークエッジ記録方法によって記録されたデータの再生信号をＰＲ（１，２，１）で波形等化したときのアイパターンの説明図である。
【図６】４値４状態ビタビ復号方法の状態遷移の過程の説明図である。
【図７】４値４状態ビタビ復号方法の状態遷移の説明図である。
【図８】４値４状態ビタビ復号方法の状態遷移のトレリス線図の説明図である。
【図９】規格化パスメトリックに基づく４値４状態ビタビ復号方法における状態遷移の条件の説明図である。
【図１０】４値４状態ビタビ復号を行うビタビ復号器のブロック図である。
【図１１】４値４状態ビタビ復号を行うビタビ復号器のＡＣＳのブロック図である。
【図１２】４値４状態ビタビ復号を行うビタビ復号器のＡ型パスメモリのブロック図である。
【図１３】４値４状態ビタビ復号を行うビタビ復号器のＢ型パスメモリのブロック図である。
【図１４】図７とは異なる表記方法での４値４状態ビタビ復号方法の状態遷移の説明図である。
【図１５】ブランチメトリックの表記方法の説明図である。
【図１６】実施の形態のディスク記録再生装置のブロック図である。
【図１７】実施の形態のディスク記録再生装置のＰＥＣのブロック図である。
【図１８】実施の形態のディスク記録再生装置のＰＥＣ内のフェイズオフセット算出部のブロック図である。
【図１９】実施の形態のディスク記録再生装置のＡＣＳのブロック図である。
【図２０】実施の形態のディスク記録再生装置のＳＭＵのブロック図である。
【図２１】実施の形態のディスク記録再生装置のＳＭＵのＡ型ステータスメモリのブロック図である。
【図２２】実施の形態のディスク記録再生装置のＳＭＵのＢ型ステータスメモリのブロック図である。
【図２３】実施の形態のディスク記録再生装置のマージブロックのブロック図である。
【図２４】実施の形態のマージブロックにおける状態データ値の選択動作の説明図である。
【図２５】実施の形態のマージブロックで復号データが生成される際に参照されるテーブルの説明図である。
【図２６】実施の形態の位相エラー信号検出方式の説明図である。
【図２７】実施の形態の信号波形歪みに対応する位相エラー信号検出方式の説明図である。
【符号の説明】
１ ホストコンピュータ、２ ドライブコントローラ、３ ＣＰＵ、４ レーザパワーコントロール部、５ 磁気ヘッド、６ ディスク、７ 光ピックアップ、８ アンプ、９ スピンドルモータ、１０ 切替えスイッチ、１１ フィルタ部、１２ Ａ／Ｄ変換器、１３，１３０ ビタビ復号器、１４ ＰＬＬ部、１３６ シフトレジスタ、１３７ ＰＥＣ、１３８ タイミング発生器、１３９ Ｄ／Ａ変換器、１４０ ループフィルタ、１４１ ＶＣＯ、３０１，３０２，３０３，３０４ レジスタ、３０５，３０６ 減算器、３０７，４０１，４０２，４０３，４０４，４０５ 加算器、３０８，４０６ 乗算器、３０９，３１０，４０７，４０８ セレクタ、３１１ 減算器、３１２ フェイズオフセット算出部、３１３ レジスタ
【発明の属する技術分野】
この発明は、ビタビ復号方式が採用されている情報再生装置として好適なものであり、特にＰＬＬの位相エラーの検出に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル信号再生装置においては、再生されたデジタル信号と同期するクロックを生成するためにＰＬＬが使用される。従来では、再生信号のエッジを検出し、このエッジの位相情報を利用して位相エラーを検出し、検出された位相エラーによりＶＣＯ（電圧制御型発振器）、あるいはＶＦＯ（可変周波数発振器）の周波数を制御し、それによって、再生信号と同期したクロック信号をＰＬＬで発生するようにしていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで近年、記録媒体に対する高密度記録を実現するための記録再生方式が各種研究されている。特に光ディスクの分野では、波長とレンズのＮＡで決まるレーザスポット径よりも小さなピット情報を再生できるＭＳＲ（MAGNETICALLY INDUCED SUPER RESOLUTION）方式が開発されており、飛躍的な高密度化が期待されている。
さらにデータ記録再生の際の伝送方式として符号間干渉を積極的に利用したパーシャルレスポンス方式も開発されており、このパーシャルレスポンスとビタビ復号方式を採用した情報再生装置が実用化に向けられている。
【０００４】
ところが、上記ＭＳＲ方式で読み出される再生信号波形は、歪みを持っているものが多いという事情があり、このような系にデジタル型のパーシャルレスポンス方式／ビタビ復号を併用すると、ＰＬＬの安定性が悪くなるという問題が生じている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明はこのような問題に鑑みて、デジタル型のパーシャルレスポンス方式／ビタビ復号を採用する情報再生装置において、安定したＰＬＬ動作を実現することを目的とする。
【０００６】
このため情報再生装置において、クロック信号に従ってサンプリングされる再生信号値に基づいて、前記クロック信号に応じたタイミングで最尤な状態遷移を表す状態データを生成する状態データ生成手段と、前記状態データに基づいて復号データを出力する復号データ出力手段と、前記状態データから、位相エラー信号の第１〜第４の検出タイミングを発生するタイミング発生手段と、前記第１〜第４の検出タイミングでの再生信号値のうちで、前記第１、第２の各検出タイミングにおける各再生信号値に所定の演算を施して位相エラー信号を生成する第１の演算機能と、前記第３、第４の各検出タイミングにおける各再生信号値に所定の演算を施して位相エラー信号を生成する第２の演算機能と、前記第１、第２、第３、第４の各検出タイミングにおける各再生信号値に所定の演算を施して位相エラー信号を生成する第３の演算機能を備え、前記第１の演算機能、第２の演算機能、第３の演算機能によって生成できる各位相エラー信号のうちの１つを選択して、それを前記クロック発生手段に供給する位相エラー信号とする選択機能によって、位相エラー信号を生成する位相エラー生成手段と、前記選択機能による選択状態を切り換えるタイミングを所定単位の再生動作の再生開始タイミングとする切換タイミング制御手段と、前記位相エラー生成手段で生成された位相エラー信号に応じて前記クロック信号を発生させるクロック発生手段とを備えるようにする。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について説明するが、実施の形態の理解を容易とするために、下記順序のように、まずビタビ復号方法を行う再生系を有する記録再生装置の構成、ビタビ復号方法等について説明し、その後、実施の形態としての記録再生装置の構成及び動作を説明していく。
１．ビタビ復号方法を行う再生系を有する記録再生装置の説明
１−１ 装置構成の概要
１−２ 記録媒体のセクターフォーマット
１−３ ４値４状態ビタビ復号方法
１−４ ４値４状態ビタビ復号器
１−５ ４値４状態ビタビ復号方法以外のビタビ復号方法
２．実施の形態の記録再生装置
２−１ 状態データを使用した４値４状態ビタビ復号方法
２−２ 装置構成
２−３ 位相エラー検出に基づくＰＬＬ動作
【０００９】
１．ビタビ復号方法を行う再生系を有する記録再生装置の説明
１−１ 装置構成の概要
以下、ビタビ復号方法を行う再生系を有する、典型的な記録／再生装置の一例について説明する。
図１は、ビタビ復号方法を行う再生系を有する光磁気ディスク装置の一例の全体構成を示すブロック図である。
記録時には、コントローラ２がホストコンピュータ１の指令に従って、記録すべきユーザデータを受取リ、情報語としてのユーザデータに基づいてエンコードを行って、符号語としてのＲＬＬ（１，７）符号を生成する。この符号語が記録データとしてレーザパワーコントロール部（以下、ＬＰＣと表記する）４に供給される。コントローラ２は、このような処理の他に、後述する復号化処理、および記録、再生、消去等の各モードの制御、並びにホストコンピュータ１との交信等の動作を行う。
【００１０】
ＬＰＣ４は、供給された記録データに対応して、光ピックアップ７のレーザパワーを制御して光磁気ディスク６上に磁気極性を有するピット列を形成することにより、記録を行う。この記録の際に、磁気へッド５が光磁気ディスク６にバイアス磁界を付与する。実際には、記録データに基づいて後述するように生成されるプリコード出力に従って、後述するようなマークエッジ記録が行われる。
【００１１】
後述するように、記録位置すなわちピットの形成位置の制御は、磁気へッド５および光ピックアップ７等の位置決めを行う図示しない手段によってなされる。このため、記録動作時においても、光ピックアップ７がアドレス部等を通過する際には、後述するような再生時の動作と同様な動作が行われる。
【００１２】
上述したようにして形成される各ピットを、記録データに基づいて後述するようにして生成されるプリコード出力中の各ピットに対応させる方法について、図２を参照して説明する。プリコード出力中の、例えば’１’に対してピットを形成し、’０’に対してピットを形成しない記録方法をマーク位置記録方法と称する。
一方、各ピットのエッジによって表現される、プリコード出力中の各ピットの境界における極性の反転を、例えば’１’に対応させる記録方法をマークエッジ記録方法と称する。再生時には、再生信号中の各ピットの境界は、後述するようにして生成されるリードクロックＤＣＫに従って認識される。
【００１３】
次に、再生系の構成および動作について説明する。光ピックアップ７は、光磁気ディスク６にレーザ光を照射し、それによって生じる反射光を受光して、再生信号を生成する。再生信号は、和信号Ｒ＋、差信号Ｒ−および図示しないフォーカスエラー信号ならびにトラッキングエラー信号の４種類の信号からなる。
和信号Ｒ＋は、アンプ８によってゲイン調整等がなされた後に切替えスイッチ１０に供給される。また、差信号Ｒ−は、アンプ９によってゲイン調整等がなされた後に切替えスイッチ１０に供給される。さらに、フォーカスエラー信号は、フォーカスエラーを解消する手段（図示せず）に供給される。一方、トラッキングエラー信号は、図示しないサーボ系等に供給され、それらの動作において用いられる。
【００１４】
切替えスイッチ１０には、後述するような切替え信号Ｓが供給される。切替えスイッチ１０は、この切替え信号Ｓに従って、以下のように、和信号Ｒ＋または差信号Ｒ−をフィルタ部１１に供給する。
すなわち、後述するような光磁気ディスク６のセクタフォーマットにおいて、エンボス加工によって形成される部分から再生される再生信号が切替えスイッチ１０に供給される期間には、和信号Ｒ＋をフィルタ部１１に供給する。また、光磁気的に記録される部分から再生される再生信号が切替えスイッチ１０に供給される期間には、差信号Ｒ−をフィルタ部１１に供給する。
【００１５】
切替え信号Ｓは、例えば次のようにして生成される。すなわち、まず、再生信号から、セクタフォーマットに規定される所定のパターンから再生される信号を検出する。このような所定のパターンとしては、例えば後述するセクタマークＳＭ等が用いられる。そして、かかる検出がなされた時点を基準として、後述するリードクロックを数える等の方法によって認識される所定時点において、切替え信号Ｓが生成される。
【００１６】
フィルタ部１１は、ノイズカットを行うローパスフィルタおよび波形等化を行う波形等化器から構成される。後述するように、この際の波形等化処理において用いられる波形等化特性は、ビタビ復号器１３が行うビタビ復号方法に適合するものとされる。フィルタ部１１の出力が供給されるＡ／Ｄ変換器１２は、後述するようにして供給されるリードクロックＤＣＫに従って再生信号値ｚ［ｋ］をサンプリングする。
ビタビ復号器１３は、再生信号値ｚ［ｋ］に基づいて、ビタビ復号方法によって復号データを生成する。かかる復号データは、上述したようにして記録される記録データに対する最尤復号系列である。従って、復号エラーが無い場合には、復号データは、記録データと一致する。
【００１７】
復号データは、コントローラ２に供給される。上述したように、記録データは、ユーザデータからチャンネル符号化等の符号化によって生成された符号語である。従って、復号エラーレートが充分低ければ、復号データは、符号語としての記録データとみなすことができる。コントロ―ラ２は、復号データに、上述のチャンネル符号化等の符号化に対応する復号化処理を施すことにより、ユーザデータ等を再生する。
【００１８】
また、フィルタ部１１の出力は、ＰＬＬ部１４にも供給される。ＰＬＬ部１４は、供給された信号に基づいて、リードクロックＤＣＫを生成する。このＰＬＬ部１４は、従来の構成の場合では、光磁気ディスク６中に記録される一定周波数の信号を利用して位相エラーを検出する構成とされている。リードクロックＤＣＫは、コントローラ２、Ａ／Ｄ変換器１２、ビタビ復号器１３等に供給される。コントローラ２、Ａ／Ｄ変換器１２、ビタビ復号器１３の動作は、リードクロックＤＣＫに従うタイミングでなされる。さらに、リードクロックＤＣＫは、図示しないタイミングジェネレータに供給される。タイミングジェネレータは、例えば、記録／再生動作の切替え等の装置の動作タイミングを制御する信号を生成する。
【００１９】
上述したような再生動作において、光磁気ディスク６から再生される再生信号に基いて、より正しい再生データを得るために、再生系の各構成要素の動作を再生信号の品質に応じて適正化することが行われる。このような操作をキャリブレーションと称する。
キャリブレーションは、再生信号の品質等が例えば加工精度等の記録媒体の特性、および例えば記録用レーザ光のパワーの変動、周囲温度等の記録／再生時の条件等によって変化する可能性があることに対応するために再生系のパラメータを適正化するためのものである。
【００２０】
キャリブレーションの内容は、例えば光ピックアップ７の読取り用レーザ光パワーの調整、アンプ８、９のゲインの調整、フィルタ部１１の波形等化特性の調整、およびビタビ復号器１３の動作において用いられる振幅基準値の調整等である。このようなキャリブレーションは、電源投入直後または記録媒体の交換時等に、図１中には図示しない構成によって行われる。
【００２１】
１−２ 記録媒体のセクターフォーマット
以上のような構成の記録再生装置に対応するディスク６のセクタフォーマットを図３に示す。
光磁気ディスク６には、セクタを記録／再生の単位としてユーザデータが記録される。
図３（ａ）に示すように、１セクタは、記録／再生の順にしたがって、ヘッダ、ＡＬＰＣ，ギャップ、ＶＦＯ３、シンク、データフィールド、バッファの各エリアに区分されている。なお図中に付した数字はバイト数を表す。
このような１セクタは、大きく分けてアドレス部（すなわちヘッダ）とデータ部が設けられ、その間にＡＬＰＣギャップが位置する。
【００２２】
なおセクタフォーマットとしては、ユーザデータ量が１０２４バイトのフォーマットと、５１２バイトのフォーマットとが用意されている。
ユーザデータ量が５１２バイトのフォーマットでは、データフィールドのバイト数が６７０バイトとされる。また、ユーザデータ量が１０２４バイトのフォーマットでは、データフィールドのバイト数が１２７８バイトとされる。これら２つのセクタフォーマットにおいて、６３バイトのプリフォーマットされたへッダと、ＡＬＰＣギャップエリアの１８バイトは、同一とされている。
【００２３】
図３（ｂ）は、アドレス部としての６３バイトのへッダを拡大して示している。へッダは、セクタマークＳＭ（８バイト）、ＶＦＯフィールドのＶＦＯ１（２６バイト）、アドレスマークＡＭ（１バイト）、ＩＤフィールドのＩＤ１（５バイト）、ＶＦＯフィールドのＶＦＯ２（１６バイト）、アドレスマークＡＭ（１バイト）、ＩＤフィールドのＩＤ２（５バイト）、およびポストアンブルＰＡ（１バイト）が順に配列された構成とされている。
【００２４】
セクタマークＳＭは、セクタの開始を識別するためのマークであり、ＲＬＬ（１，７）符号において生じないエンボス加工によって形成されたパターンを有する。
【００２５】
ひとつのセクタにおけるＶＦＯフィールドは、上述のＰＬＬ部１４中のＶＦＯ（Variable Frequency Oscillator）を同期させるためのもので、ＶＦＯ１、ＶＦＯ２およびＶＦＯ３からなる。つまりこれらはＰＬＬ引込領域となる。
そして、アドレス部にはＶＦＯ１およびＶＦＯ２がエンボス加工によって形成されている。
なお、ＶＦＯ３は図３（ａ）に示したようにデータ部に設けられ、そのセクタに対して記録動作が行われる際に光磁気的に書かれる。
【００２６】
ＶＦＯ１、ＶＦＯ２、ＶＦＯ３は、それぞれチャネルビットの‘０’と‘１’が交互に現れるパターン（２Ｔパターン）を有する。したがって、１チャネルビットの時間長に対応する時間をＴとすると、ＶＦＯフィールドを再生したときに、２Ｔ毎にレベルが反転する再生信号が得られる。
【００２７】
アドレスマークＡＭは、後続のＩＤフィールドのためのバイト同期を装置に対して与えるために使用され、ＲＬＬ（１，７）符号において生じないエンボスされたパターンを有する。
ＩＤフィールドは、セクタのアドレス、すなわち、トラック番号およびセクタ番号の情報と、これらの情報に対するエラー検出用のＣＲＣバイトを有する。
５バイトの各ＩＤフィールドＩＤ１、ＩＤ２はセクタのアドレス情報となるが、これらは同一のデータとされている。つまりひとつのセクタ内にはアドレスが２回記録されるものとなっている。
【００２８】
ポストアンブルＰＡは、チャネルビットの‘０’と‘１’とが交互に現れるパターン（２Ｔパターン）を有する。
以上のようなアドレス部としてのヘッダ領域は、エンボス加工によりピットが形成されたプリフォーマット領域である。
【００２９】
図３（ｃ）は１８バイトのＡＬＰＣギャップエリアを拡大して示す。１８バイトは、ギャップフィールド（５バイト）、フラグフィールド（５バイト）、ギャップフィールド（２バイト）、ＡＬＰＣ（６バイト）からなる。
【００３０】
最初のギャップフィールド（５バイト）は、プリフォーマットされたへッダの後の最初のフィールドであり、これによって、ヘッダの読取りを完了した後の処理に装置が要する時間が確保される。２番目のギャップフィールド（２バイト）は、後のＶＦＯ３の位置のずれを許容するためのものである。
【００３１】
５バイトのフラグフィールドは、セクタのデータが記録されるときに、連続した２Ｔパターンが記録される。
ＡＬＰＣ（Auto Laser Power Control）フィールドは、記録時のレーザパワーをテストするために設けられている。
【００３２】
また、図３（ａ）のようにデータ部はＶＦＯ３、シンクフィールド、データフィールド、バッファフィールドから構成されるが、シンクフィールド（４バイト）は、続くデータフィールドのためのバイト同期を装置が得るために設けられており、所定のシンクパターンを有する。
【００３３】
データフィールドは、ユーザデータを記録するために設けられる。６７０バイト場合は、５１２バイトのユーザデータと、１４４バイトのエラー検出、訂正用のパリティ等と、１２バイトのセクタ書込みフラグと、２バイト（ＦＦ）とからなる。また、１２７８バイトの場合には、１０２４バイトのユーザデータと、２４２バイトのエラー検出、訂正用のパリティ等と、１２バイトのセクタ書込みフラグとからなる。
なお図示していないが、データフィールドには所定の位置に同期のためのリシンクパターンが配されている。
バッファフィールドは、電気的、あるいは機械的な誤差に対する許容範囲として使用される。
【００３４】
１−３ ４値４状態ビタビ復号方法
以下、ビタビ復号器１３によって行われるビタビ復号方法について説明する。上述したように、ユーザデータは、様々な符号化方法によって記録データとしての符号語に変換される。符号化方法は、記録媒体の性質および記録／再生方法等に応じて適切なものが採用される。図１に示した記録再生装置においては、ブロック符号化において、”１”と”１”の間の”０”の数を制限するＲＬＬ（Run Length Limited）符号化方法が用いられている。
【００３５】
このようなＲＬＬ符号化方法と、上述したマークエッジ記録方法との組合わせによって記録されたテータから再生される再生信号を復号するために、ビタビ復号方法を用いることができる。
【００３６】
このようなＲＬＬ符号化方法は、記録密度の向上、および再生動作の安定性の確保という２つの観点から、符号化方法に要求される条件に対応できるものである。まず、上述したように、マークエッジ記録方法は、記録データに基づいて後述するように生成されるプリコード出力における”１”を各ピットのエッジによって表現される極性の反転に対応させるものなので、”１”と”１”の間の”０”の数を多くする程、各ピットｌ個当たりに記録されるピット数を多くすることができる。したがって、記録密度を大きくすることができる。
【００３７】
一方、再生系の動作タイミングを合わせるために必要な再生クロックＤＣＫは、上述したように、再生信号に基づいてＰＬＬ部１４によって生成される。このため、記録データにおいて”１”と”１”の間の”０”の数を多くすると、再生動作の際にＰＬＬ部１４の動作が不安定となるので、再生動作全体が不安定なものとなる。
【００３８】
これら２つの条件を考慮すると、”１”と”１”の間の”０”の数は、多過ぎたり、少な過ぎたりしない、適切な範囲内に設定される必要がある。このような、記録データ中の”０”の数の設定に関して、ＲＬＬ符号化方法が有効となる。
【００３９】
ところで、図４に示すように、上述したＲＬＬ(１，７)符号化方法とマークエッジ記録方法の組み合わせにおいては、記録データに基づいて生成されるプリコード出力中の”１”と”１”の間に最低１個の”０”が含まれるので、最小反転幅(ＲＬｍｉｎ)が２となる。このような、最小反転幅が２となる符号化方法が用いられる場合に、符号間干渉およびノイズ等の影響を受けている再生信号から記録データを復号する方法として、後述するように、４値４状態ビタビ復号方法を適用することができる。
【００４０】
上述したように、再生信号には、フィルタ部１１によって波形等化処理が施される。ビタビ復号方法の前段として行われるこのような波形等化処理には、符号間干渉を積極的に利用するパーシャルレスポンス方法が用いられる。この際に用いられる波形等化特性は、一般に（１＋Ｄ）nで表されるパーシャルレスポンス特性の内から、記録／再生系の線記録密度およびＭＴＦ(Modulation Transfer Function)を考慮して決められる。
上述したＲＬＬ(１，７)符号化方法とマークエッジ記録方法の組み合わせによって記録されたデータに対して、ＰＲ(１，２，１)を用いる波形等化処理は、４値４状態ビタビ復号方法の前段となる。
【００４１】
上述した図４のように、マークエッジ記録方法においては、光磁気ディスク等に対する実際の記録に先立って、上述のＲＬＬ符号化等によって符号化された記録データに基づくプリコードが行われる。各時点ｋにおける記録データ列をａ[ｋ]、これに基づくプリコード出方をｂ[ｋ]とすると、プリコードは、以下のように行われる。
ｂ[ｋ]＝ｍｏｄ２｛ａ[ｋ]＋ｂ［ｋ−１］｝・・・（１）
このようなプリコード出力ｂ[ｋ]が実際に光磁気ディスク６に記録される。
【００４２】
このような記録データの再生時にフィルタ部１１中の波形等化器によってなされる波形等化特性ＰＲ(１，２，１)での波形等化処理について説明する。但し、以下の説明においては、信号の振幅を規格化せずに、波形等化特性をＰＲ（Ｂ，２Ａ，Ｂ）とする。また、ノイズを考慮しない場合の再生信号の値をｃ[ｋ]と表記する。さらに、ノイズを含む実際の再生信号（すなわち、記録媒体から再生された再生信号）をｚ[ｋ]と表記する。
【００４３】
ＰＲ（Ｂ，２Ａ，Ｂ）は、ある時点ｋにおける再生信号の値に対して、時点ｋにおける振幅の寄与が振幅値の２Ａ倍とされ、さらに前後の時点ｋ−１およびｋ＋１における振幅の寄与が各々の時点での信号の振幅のＢ倍とされるものである。したがって、再生信号の値の最大値は、時点ｋ−ｌ、ｋ、ｋ＋１において何れもパルスが検出される場合である。このような場合には、再生信号の値の最大値は、以下のようになる。
【００４４】
Ｂ＋２Ａ＋Ｂ＝２Ａ＋２Ｂ
また、再生信号の値の最少値は０となる。但し、実際の取り扱いにおいては、ｃ[ｋ]として、ＤＣ成分のＡ＋Ｂを差し引いた以下のようなものが用いられる。
ｃ[ｋ]＝Ｂ×ｂ(ｋ−２)＋２Ａ×ｂ(ｋ−１)＋Ｂ×ｂ[ｋ]−Ａ−Ｂ・・・(２)
【００４５】
したがって、ノイズを考慮しない場合の再生信号ｃ[ｋ]は、Ａ＋Ｂ，Ａ，−Ａ，−Ａ−Ｂの内の何れかの値をとることになる。
一般に、再生信号の性質を示す方法のひとつとして、例えば５個の時点を単位として、再生信号を多数重ね合わせたものをアイパターンと称する。この発明を適用することができる記録再生装置において、ＰＲ(Ｂ，２Ａ，Ｂ)の下で波形等化処理された実際の再生信号ｚ[ｋ]についてのアイパターンの一例を図５に示す。図５から各時点における再生信号ｚ[ｋ]の値は、ノイズによるばらつきを有するが、ほぼ、Ａ＋Ｂ，Ａ，−Ａ，−Ａ−Ｂの内の何れかになることが確認できる。後述するように、Ａ＋Ｂ，Ａ，−Ａ，−Ａ−Ｂの値は、識別点として用いられる。
【００４６】
上述したような波形等化処理が施された再生信号を復号するビタビ復号方法の概略は、ステップ1乃至ステップ3に示すようにされる。
ステップ1・・・・符号化方法および記録媒体に対する記録方法に基づいて、生じ得る全ての状態を特定する。
ステップ2・・・ある時点における各状態を起点として、次の時点において生じ得る全ての状態遷移と、各状態遷移が生じるときの記録データａ[ｋ]および再生信号の値ｃ[ｋ]を特定する。
なお、ステップ1および2の結果として特定された全ての状態および状態遷移と、各状態遷移が生じるときの｛記録データの値ａ[ｋ]／再生信号の値ｃ[ｋ]｝を模式的に示すと後で詳しく説明する図７に示すような状態遷移図となる。そして、この状態遷移図に基づく復号動作を行うように、ビタビ複号器１３が構成される。
【００４７】
ステップ▲３▼・・・ステップ▲１▼、▲２▼に示す状態遷移を前提として、記録媒体から各時点ｋにおいて再生される再生信号ｚ[ｋ]に基づく最尤な状態遷移が選択される。但し、上述したように、再生信号ｚ[ｋ]は、ビタビ復号器１３に供給される前段において波形等化されたものである。
このような最尤な状態遷移の選択が行われる毎に、選択された状態遷移に対応して、記録データａ[ｋ]の値を復号値とすることによって、記録データに対する最尤復号値系列しての復号データａ’[ｋ]を得ることができる。但し、各時点ｋにおける復号データ値から、最尤復号値系列とするための構成は、後述するビタビ復号器１３中のＰＭＵ２３である。
従って、上述したように、復号データ列ａ’[ｋ]は、復号エラーがない場合には、記録データ列ａ［ｋ］と一致する。
【００４８】
以下、上述のステップ▲１▼〜▲３▼について詳細に説明する。
まずステップ▲１▼について詳しく説明する。ここで用いられる状態として、ある時点ｋにおける状態を、時点ｋおよびそれ以前のプリコード出力を用いて次のように定義する。すなわち、ｎ＝ｂ[ｋ]、ｍ＝ｂ[ｋ−１]、ｌ＝ｂ[ｋ−２]のときの状態をＳｎｍｌと定義する。
このような定義によって、２3＝８個の状態があると考えられるが、上述したように、実際に生じ得る状態は、符号化方法等に基づいて制限される。ＲＬＬ(１，７)符号として符号化された記録データ列ａ[ｋ]においては、”１”と”１”の間に最低１個の”０”が含まれるので、２個以上の”１”が連続することがない。記録データ列ａ[ｋ]に課されるこのような条件に基づいてプリコード出力ｂ[ｋ]について一定の条件が課され、その結果として生じ得る状態に制限が加えられる。
【００４９】
このような制限について具体的に説明する。上述したようにＲＬＬ(１，７)符号化によって生成される記録データ列中に、２個以上の”１”が連続するもの、すなわち以下のパターンはあり得ない。
ａ[ｋ]＝１，ａ[ｋ−１]＝１，ａ[ｋ−２]＝１ ・・・ (３)
ａ[ｋ]＝１，ａ[ｋ−１]＝１，ａ[ｋ−２]＝０ ・・・ (４)
ａ[ｋ]＝０，ａ[ｋ−１]＝１，ａ[ｋ−２]＝１ ・・・ (５)
記録データ列に課されるこのような条件に基づいて、上述の(１)式にしたがってｂ[ｋ]について課される条件について検討すると、上記Ｓｎｍｌの定義において、Ｓ０１０およびＳ１０１の２個の状態は生じ得ないことがわかる。したがって、生じ得る状態は、２3−２＝６個である。
【００５０】
次に、ステップ▲２▼について詳しく説明する。ある時点ｊにおける状態を起点として、次の時点ｊ＋１において生じ得る状態を求めるためには、時点ｊ＋１における記録データの値ａ[ｊ＋１]が１となる場合、または０となる場合に分けて調べる必要がある。
【００５１】
ここでは、状態Ｓ０００を例として説明する。上述の(１)式にしたがって、Ｓ０００すなわちｎ＝ｂ[ｊ]＝０，ｍ＝ｂ[ｊ−１]＝０，ｌ＝ｂ[ｊ−２]＝０とプリコードされる記録データとしては、以下の２個が考えられる。
ａ[ｊ]＝０、ａ[ｊ−１]＝０、ａ[ｊ−２]＝１・・・(６)
ａ[ｊ]＝０、ａ[ｊ−１]＝０、ａ[ｊ−２]＝０・・・(７)
【００５２】
・・・ａ[ｊ＋１]＝１のとき
このとき、(１)式にしたがって、ｂ[ｊ＋１]は、以下のように計算される。
【００５３】
また、次の時点[ｊ＋１]での状態Ｓｎｍｌについては、ｎ＝ｂ[ｊ＋１]，ｍ＝ｂ[ｊ]，ｌ＝ｂ[ｊ−１]である。そして、上述したようにｂ[ｊ＋１]＝１，ｂ[ｊ]＝０，ｂ[ｊ−１]＝０となるので、次の時点、ｊ＋１における状態は、Ｓ１００である。したがって、ａ[ｊ＋１]＝１の場合には、Ｓ０００→Ｓ１００という遷移が生じることが特定できる。
【００５５】
・・・ ａ[ｊ＋１]＝０のとき
このとき、(１)式にしたがって、ｂ[ｊ＋１]は、以下のように計算される。
【００５６】
また、次の時点ｊ＋１における状態Ｓｎｍｌについては、ｎ＝ｂ[ｊ＋１]，ｍ＝ｂ[ｊ]，ｌ＝ｂ[ｊ−１]である。そして、上述したようにｂ[ｊ＋１]＝０，ｂ[ｊ]＝０，ｂ[ｊ−１]＝０となるので、次の時点における状態は、Ｓ０００である。したがって、ａ[ｊ＋１]＝０の場合には、Ｓ０００→Ｓ０００という遷移が生じることが特定できる。
【００５８】
このようにして、時点ｊにおけるＳ０００以外の各状態についても、それらを起点として次の時点ｊ＋１において生じ得る状態遷移と、そのような各状態遷移が生じるときの記録テータ値ａ[ｊ＋１]および再生信号値ｃ[ｊ＋１]との対応を求めることができる。
【００５９】
上述したようにして、各状態について、それらを起点として生じ得る状態遷移と、各状態遷移が生じるときの記録データの値および再生信号の値との対応を求め、模式図として示したのが図６である。上述の時点ｊおよびｊ＋１は、特別の時点ではない。したがって、上述したようにして求まる、生じ得る状態遷移とそれらに伴う記録データの値および再生信号の値との対応は、任意の時点において適用することができる。このため、図６においては、任意の時点ｋにおいて生じる状態遷移に伴う記録データの値をａ[ｋ]と表記し、再生信号の値をｃ[ｋ]と表記する。
【００６０】
図６において、状態遷移は矢印によって表される。また、各矢印に付した符号が｛記録データ値ａ[ｋ]／再生信号値ｃ[ｋ]｝を示している。状態Ｓ０００，Ｓ００１，Ｓ１１１およびＳ１１０を起点とする状態遷移は、２通りあるのに対して、状態Ｓ０１１およびＳ１００を起点として生じ得る遷移は１通りのみである。
【００６１】
さらに、図６においてＳ０００とＳ００１は、何れもａ[ｋ]＝１に対しては、ｃ[ｋ]＝−Ａという値を取り、Ｓ１００に遷移している。一方、ａ[ｋ]＝０に対しては、ｃ[ｋ]＝−Ａ−Ｂという値を取りＳ０００に遷移している。
また、Ｓ１１１とＳ１１０も同様に、同じａ[ｋ＋ｌ]の値について同じｃ[ｋ＋１]の値を取り、且つ、同じ状態に遷移している。したがって、Ｓ０００とＳ００１をまとめてＳ０と表現し、Ｓ１１１とＳ１１０をまとめてＳ２と表現することができる。さらに、Ｓ０１１をＳ３とし、Ｓ１００をＳ１と表現することにして、整理したものが図７である。
【００６２】
図７が４値４状態ビタビ復号方法に用いられる状態遷移図である。
図７には、４値４状態ビタビ復号方法に用いられる状態遷移として、Ｓ０〜Ｓ３の４個の状態、および再生信号ｃ[ｋ＋１]の値としての−Ａ−Ｂ，−Ａ，Ａ，Ａ＋Ｂの４個の値が示されている。状態Ｓ０およびＳ２を起点とする状態遷移は、２通りあるのに対して、状態Ｓ１およびＳ３を起点とする状態遷移は１通りのみである。
【００６３】
図７に対応して、状態遷移を時間に沿って表現する形式として、図８に示すようなトレリス線図が用いられる。図８では、２個の時点間の遷移を示しているが、さらに多数の時点間の遷移を示すこともできる。時間経過に伴い、順次右の時点に遷移していく様子が表現される。したがって、水平な矢印は、例えばＳ０→Ｓ０等の同じ状態への遷移を表し、斜めの矢印は、例えばＳ１→Ｓ２等の異なる状態への遷移を表すことになる。
【００６４】
上述したビタビ復号方法のステップ▲３▼、すなわち図７に示した状態遷移図を前提として、ノイズを含む実際の再生信号ｚ［ｋ］から最尤な状態遷移を選択する方法について以下に説明する。
【００６５】
最尤な状態遷移を選択するためには、まず、ある時点ｋにおける状態について、その状態に至る過程において経由してきた複数時点間の状態遷移の尤度の和を計算し、さらに、計算された尤度の和を比較して、最尤の復号系列を選択することが必要である。このような尤度の和をパスメトリックと称する。
【００６６】
パスメトリックを計算するためには、まず、隣接する時点間の状態遷移の尤度を計算することが必要となる。このような尤度の計算は、上述の状態遷移図を参照して、再生信号ｚ［ｋ］の値に基づいて以下のようになされる。まず、一般的な説明として、時点ｋ−１において、状態Ｓａである場合について考える。この時、ビタビ復号器３１に再生信号ｚ［ｋ］が入力された場合に、状態Ｓｂへの状態遷移が生じる尤度が次式に従って計算される。但し、状態Ｓａおよび状態Ｓｂは、図７の状態遷移図に記載されている４個の状態の何れかとする。
【００６７】
（ｚ［ｋ］−ｃ（Ｓａ，Ｓｂ））2 ・・・（１２）
上式において、ｃ（Ｓａ，Ｓｂ）は、状態Ｓａから状態Ｓｂへの状態遷移について、図７の状態遷移図に記載されている再生信号の値である。すなわち、上述の図７において、例えば状態遷移Ｓ０→Ｓ１について、−Ａと算出されている値である。従って、式（１２）は、ノイズを含む実際の再生信号ｚ［ｋ］の値と、ノイズを考慮せずに計算された再生信号ｃ（Ｓａ，Ｓｂ）の値の間のユークリッド距離となる。ある時点におけるパスメトリックは、その時点に至るまでのこのような隣接時点間の状態遷移の尤度の総和として定義される。
【００６８】
ところで、時点ｋにおいて状態Ｓａである場合を考える。この場合に、時点ｋ−１において状態Ｓａに遷移し得る状態をＳｐとすれば、パスメトリックＬ（Ｓａ，ｋ）は、時点ｋ−１におけるパスメトリックを用いて次式のように計算される。
【００６９】
Ｌ（Ｓａ，ｋ）
＝Ｌ（Ｓｐ，ｋ−１）＋（ｚ［ｋ］−ｃ（Ｓｐ，Ｓａ））2 ・・・（１３）
すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓｐに至った場合のパスメトリックＬ（Ｓｐ，ｋ−１）と、時点ｋ−１と時点ｋの間で生じるＳｐ→Ｓａなる状態遷移の尤度（ｚ［ｋ］−ｃ（Ｓｐ，Ｓａ））2とを加算することによって、パスメトリックＬ（Ｓａ，ｋ）が計算される。この（ｚ［ｋ］−ｃ（Ｓｐ，Ｓａ））2のような、最新の状態遷移の尤度は、ブランチメトリックと称される。但し、ここでのブランチメトリックは、後述するビタビ復号器１３中のブランチメトリック計算回路（ＢＭＣ）２０によって計算されるブランチメトリック、すなわち、規格化メトリックに対応するブランチメトリックとは、別のものであることに注意が必要である。
【００７０】
また、時点ｋにおいて状態Ｓａとなる場合に、時点ｋ−１における状態（状態Ｓａに遷移し得る状態）が複数個存在することがある。図７においては、状態Ｓ０およびＳ２がこのような場合である。すなわち時点ｋにおいて状態Ｓ０となる場合は、時点ｋ−１としてあり得る状態は、Ｓ０とＳ３の２個である。また、時点ｋにおいて状態Ｓ２となる場合に、時点ｋ−１においてあり得る状態は、Ｓ１とＳ２の２個である。一般的な説明として、時点ｋにおいて状態Ｓａであり、且つ、時点ｋ−１において状態Ｓａに遷移し得る状態がＳｐおよびＳｑの２個である場合に、パスメトリックＬ（Ｓａ，ｋ）は、次式のように計算される。
【００７１】
【００７２】
このようなパスメトリックの計算を、図７を用いて上述した４値４状態について具体的に適用すると、時点ｋにおける各状態Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２およびＳ３についてのパスメトリックＬ（０，ｋ），Ｌ（１，ｋ），Ｌ（２，ｋ）およびＬ（３，ｋ）は、時点ｋ−１における各状態Ｓ０〜Ｓ３についてのパスメトリックＬ（０，ｋ−１）〜Ｌ（３，ｋ−１）を用いて以下のように計算できる。
【００７３】
上述したように、このようにして計算されるパスメトリックの値を比較して、最尤な状態遷移が選択されれば良い。ところで、最尤な状態遷移を選択するためには、パスメトリックの値そのものを計算しなくても、パスメトリックの値の比較ができれば良い。そこで、実際の４値４状態ビタビ復号方法においては、パスメトリックの代わりに以下に定義するような規格化パスメトリックを用いることにより、各時点ｋにおけるｚ［ｋ］に基づく計算を容易なものとするようになされる。
【００７５】
ｍ（ｉ，ｋ）
＝［Ｌ（ｉ，ｋ）−ｚ［ｋ］2−（Ａ＋Ｂ）2］／２／（Ａ＋Ｂ）・・・（１９）
式（１９）をＳ０〜Ｓ３の各状態に適用すると、具体的な規格化パスメトリックは、以下のように２乗計算を含まないものとなる。このため、後述する、加算、比較、選択回路（ＡＣＳ）２１における計算を容易なものとすることができる。
【００７６】
【００７７】
α＝Ａ／（Ａ＋Ｂ） ・・・（２４）
β＝Ｂ×（Ｂ＋２×Ａ）／２／（Ａ＋Ｂ） ・・・（２５）
このような規格化パスメトリックに基づく４値４状態ビタビ復号方法における状態遷移の条件について図９に示す。上述の４個の規格化パスメトリックの内に、２個から１個を選択する式が２つあるので、２×２＝４通りの条件がある。
【００７８】
１−４ ４値４状態ビタビ復号器
上述した４値４状態ビタビ復号方法を実現するビタビ復号器１３について以下に説明する。
図１０にビタビ復号器１３の全体構成を示す。ビタビ復号器１３は、ブランチメトリック計算回路（以下、ＢＭＣと表記する）２０、加算、比較および選択回路（以下、ＡＣＳと表記する）２１、圧縮およびラッチ回路２２およびパスメモリユニット（以下、ＰＭＵと表記する）２３から構成される。これらの各構成要素に対して上述のリードクロックＤＣＫ（以下の説明においては、単にクロックと表記する）が供給されることにより、ビタビ復号器１３全体の動作タイミングが合わされる。以下、各構成要素について説明する。
【００７９】
ＢＭＣ２０は、入力される再生信号ｚ［ｋ］に基づいて、規格化パスメトリックに対応するブランチメトリックの値ＢＭ０，ＢＭ１，ＢＭ２およびＢＭ３を計算する。ＢＭ０〜ＢＭ３は、上述の式（２０）〜（２３）の規格化パスメトリックを計算するために必要とされる、以下のようなものである。
【００８０】
ＢＭ０＝ｚ [ｋ] ・・・（２６）
ＢＭ１＝α×ｚ［ｋ］−β ・・・（２７）
ＢＭ２＝−ｚ [ｋ] ・・・（２８）
ＢＭ３＝−α×ｚ [ｋ] −β ・・・（２９）
この計算に必要なαおよびβは、上述の式（２４）および（２５）に従ってＢＭＣ２０によって計算される基準値である。かかる計算は、例えば再生信号ｚ［ｋ］に基づくエンベロープ検出等の方法で検出され、ＢＭＣ２０に供給される識別点−Ａ−Ｂ，−Ａ，ＡおよびＡ＋Ｂの値に基づいてなされる。
【００８１】
ＢＭ０〜ＢＭ３の値は、ＡＣＳ２１に供給される。一方、ＡＣＳ２１は、後述するような圧縮およびラッチ回路２２から、１クロック前の規格化パスメトリックの値（但し、後述するように圧縮のなされたもの）Ｍ０，Ｍ１，Ｍ２およびＭ３が供給される。そして、Ｍ０〜Ｍ３と、ＢＭ０〜ＢＭ３とを加算して、後述するようにして、最新の規格化パスメトリックの値Ｌ０，Ｌ１，Ｌ２およびＬ３を計算する。Ｍ０〜Ｍ３が圧縮のなされたものであるため、Ｌ０〜Ｌ３を計算する際のオーバーフローを避けることができる。
【００８２】
さらに、ＡＣＳ２１は、最新の規格化パスメトリックの値Ｌ０〜Ｌ３に基づいて、後述するように、最尤な状態遷移を選択し、また、選択結果に対応して、パスメモリ２３に供給される選択信号ＳＥＬ０およびＳＥＬ２を「High」または「Low」とする。
【００８３】
また、ＡＣＳ２１は、Ｌ０〜Ｌ３を圧縮およびラッチ回路２２に供給する。圧縮およびラッチ回路２２は、供給されるＬ０〜Ｌ３を圧縮した後にラッチする。その後、１クロック前の規格化パスメトリックＭ０〜Ｍ３としてＡＣＳ２１に供給する。
【００８４】
この際の圧縮の方法としては、例えば以下に示すように、最新の規格化パスメトリックＬ０〜Ｌ３から、そのうちの１個、例えばＬ０を一律に差し引く等の方法が用いられる。
【００８５】
Ｍ０＝Ｌ０−Ｌ０ ・・・（３０）
Ｍ１＝Ｌ１−Ｌ０ ・・・（３１）
Ｍ２＝Ｌ２−Ｌ０ ・・・（３２）
Ｍ３＝Ｌ３−Ｌ０ ・・・（３３）
この結果として、Ｍ０が常に０の値をとることになるが、以下の説明においては、一般性を損なわないために、このままＭ０と表記する。式（３０）〜（３３）によって計算されるＭ０〜Ｍ３の値の差は、Ｌ０〜Ｌ３の値の差と等しいものとなる。上述したように、最尤な状態遷移の選択においては、規格化パスメトリック間の値の差のみが問題となる。従って、このような圧縮方法は、最尤な状態遷移の選択結果に影響せずに規格化パスメトリックの値を圧縮し、オーバーフローを防止する方法として有効である。このように、ＡＣＳ２１と圧縮およびラッチ回路２２は、規格化パスメトリックの計算に関するループを構成する。
【００８６】
上述のＡＣＳ２１について、図１１を参照してより詳細に説明する。ＡＣＳ２１は、６個の加算器５１、５２、５３、５４、５６、５８および２個の比較器５５、５７から構成される。一方、上述したようにＡＣＳ２１には、１クロック前の圧縮された規格化パスメトリックの値Ｍ０〜Ｍ３および規格化パスメトリックに対応するブランチメトリックの値ＢＭ０〜ＢＭ３が供給される。
【００８７】
加算器５１には、Ｍ０およびＢＭ０が供給される。加算器５１は、これらを加算して以下のようなＬ００を算出する。
【００８８】
Ｌ００＝Ｍ０＋ＢＭ０ ・・・（３４）
上述したように、Ｍ０は、時点ｋ−１において状態Ｓ０に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ０は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ［ｋ］に基づいて上述の（２６）式に従って計算されるもの、すなわちｚ［ｋ］の値そのものである。従って、式（３４）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２０）中のｍ（０，ｋ−１）＋ｚ［ｋ］の値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ０であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ０→Ｓ０によって最終的に状態遷移Ｓ０に至った場合に対応する計算値である。
【００８９】
一方、加算器５２には、Ｍ３およびＢＭ１が供給される。加算器５１は、これらを加算して以下のようなＬ３０を算出する。
【００９０】
Ｌ３０＝Ｍ３＋ＢＭ１ ・・・（３５）
上述したように、Ｍ３は、時点ｋ−１において状態Ｓ３に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する、圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ１は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ［ｋ］に基づいて上述の（２７）式に従って計算されるもの、すなわちα×ｚ［ｋ］−βである。従って、式（３５）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２０）中のｍ（３，ｋ−１）＋α×ｚ［ｋ］−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ３であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ３→Ｓ０によって最終的に状態遷移Ｓ０に至った場合に対応する計算値である。
【００９１】
上述のＬ００およびＬ３０は、比較器５５に供給される。比較器５５は、Ｌ００およびＬ３０の値を比較し、小さい方を最新の規格化パスメトリックＬ０とすると共に、選択結果に応じて、上述したように選択信号ＳＥＬ０の極性を切替える。このような構成は、式（２０）において、最小値が選択されることに対応するものである。すなわち、Ｌ００＜Ｌ３０の場合（この時は、Ｓ０→Ｓ０が選択される）に、Ｌ００をＬ０として出力し、且つ、ＳＥＬ０を例えば、「Low」とする。また、Ｌ３０＜Ｌ００の場合（この時は、Ｓ３→Ｓ０が選択される）には、Ｌ３０をＬ０として出力し、且つ、ＳＥＬ０を例えば「High」とする。ＳＥＬ０は、後述するように、状態Ｓ０に対応するＡ型パスメモリ２４に供給される。
【００９２】
このように、加算器５１、５２および比較器５５は、上述の式（２０）に対応して、Ｓ０→Ｓ０とＳ３→Ｓ０の内から、時点ｋにおける状態遷移として最尤なものを選択する動作を行う。そして、選択結果に応じて、最新の規格化パスメトリックＬ０および選択信号ＳＥＬ０を出力する。
【００９３】
また、加算器５６には、Ｍ０およびＢＭ１が供給される。加算器５１は、これらを加算して以下のようなＬ１を算出する。
【００９４】
Ｌ１＝Ｍ０＋ＢＭ１ ・・・（３６）
上述したように、Ｍ０は、時点ｋ−１において状態Ｓ０に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ１は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ［ｋ］に基づいて上述の（２７）式に従って計算されるもの、すなわちα×ｚ［ｋ］−βである。従って、式（３６）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２１）の右辺ｍ（０，ｋ−１）＋α×ｚ［ｋ］−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ０であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ０→Ｓ１によって最終的に状態遷移Ｓ１に至った場合に対応する計算値である。式（２１）が値の選択を行わないことに対応して、加算器５６の出力がそのまま最新の規格化パスメトリックＬ１とされる。
【００９５】
加算器５３には、Ｍ２およびＢＭ２が供給される。加算器５３は、これらを加算して以下のようなＬ２２を算出する。
【００９６】
Ｌ２２＝Ｍ２＋ＢＭ２ ・・・（３７）
上述したように、Ｍ２は、時点ｋ−１において状態Ｓ２に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ０は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ［ｋ］に基づいて上述の（２８）式に従って計算されるもの、すなわち−ｚ［ｋ］である。従って、式（３７）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２２）中のｍ（２，ｋ−１）−ｚ［ｋ］の値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ２であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ２→Ｓ２によって最終的に状態遷移Ｓ２に至った場合に対応する計算値である。
【００９７】
一方、加算器５４には、Ｍ１およびＢＭ３が供給される。加算器５３は、これらを加算して以下のようなＬ１２を算出する。
【００９８】
Ｌ１２＝Ｍ１＋ＢＭ３ ・・・（３８）
上述したように、Ｍ１は、時点ｋ−１において状態Ｓ１に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ３は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ［ｋ］に基づいて上述の（２９）式に従って計算されるもの、すなわち−α×ｚ［ｋ］−βである。従って、式（３８）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２２）中のｍ（１，ｋ−１）−α×ｚ［ｋ］−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ１であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ１→Ｓ２によって最終的に状態遷移Ｓ２に至った場合に対応する計算値である。
【００９９】
上述のＬ２２およびＬ１２は、比較器５７に供給される。比較器５７は、Ｌ２２およびＬ１２の値を比較し、小さい方を最新の規格化パスメトリックＬ２とすると共に、選択結果に応じて、上述したように選択信号ＳＥＬ２の極性を切替える。このような構成は、式（２２）において、最小値が選択されることに対応するものである。すなわち、Ｌ２２＜Ｌ１２の場合（この時は、Ｓ２→Ｓ２が選択される）に、Ｌ２２をＬ２として出力し、且つ、ＳＥＬ２を例えば、「Low」とする。また、Ｌ１２＜Ｌ２２の場合（この時は、Ｓ１→Ｓ２が選択される）には、Ｌ１２をＬ２として出力し、且つ、ＳＥＬ２を例えば「High」とする。ＳＥＬ２は、後述するように、状態Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６に供給される。
【０１００】
このように、加算器５３、５４および比較器５７は、上述の式（２２）に対応して、Ｓ１→Ｓ２とＳ２→Ｓ２の内から、時点ｋにおける状態遷移として最尤なものを選択する。そして、選択結果に応じて、最新の規格化パスメトリックＬ２および選択信号ＳＥＬ２を出力する。
【０１０１】
また、加算器５８には、Ｍ２およびＢＭ３が供給される。加算器５８は、これらを加算して以下のようなＬ３を算出する。
【０１０２】
Ｌ３＝Ｍ２＋ＢＭ３ ・・・（３９）
上述したように、Ｍ２は、時点ｋ−１において状態Ｓ２に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ３は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ［ｋ］に基づいて上述の（２９）式に従って計算されるもの、すなわち−α×ｚ［ｋ］−βである。従って、式（３９）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２３）の右辺ｍ（２，ｋ−１）−α×ｚ［ｋ］−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ０であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ２→Ｓ３によって最終的に状態遷移Ｓ３に至った場合に対応する計算値である。式（２３）が値の選択を行わないことに対応して、加算器５８の出力がそのまま最新の規格化パスメトリックＬ３とされる。
【０１０３】
上述したようにして、ＡＣＳ２１が出力するＳＥＬ０およびＳＥＬ２に従って、パスメモリユニット（以下、ＰＭＵと表記する）２３が動作することによって、記録データａ［ｋ］に対する最尤復号系列としての復号データａ’［ｋ］が生成される。ＰＭＵ２３は、図７に示した４個の状態間の状態遷移に対応するために、２個のＡ型パスメモリおよび２個のＢ型パスメモリから構成される。
【０１０４】
Ａ型パスメモリは、その状態に至る遷移として２つの遷移（すなわち、自分自身からの遷移と、他の１個の状態からの遷移）を有し、且つ、その状態を起点とする２つの遷移（すなわち、自分自身に至る遷移と他の１個の状態に至る遷移）を有する状態に対応するための構成とされる。従って、Ａ型パスメモリは、図７に示した４個の状態の内、Ｓ０およびＳ２に対応するものである。
【０１０５】
一方、Ｂ型パスメモリは、その状態に至る遷移が１つのみであり、且つ、その状態を起点とする遷移が１つのみである状態に対応するための構成とされる。従って、Ｂ型パスメモリは、図７に示した４個の状態の内、Ｓ１およびＳ３に対応するものである。
【０１０６】
これら２個のＡ型パスメモリおよび２個のＢ型パスメモリが図７に示した状態遷移図に従う動作を行うために、ＰＭＵ２３において、図１０に示すような復号データの受渡しがなされるように構成される。すなわち、Ａ型パスメモリ２４がＳ０に対応し、Ａ型パスメモリ２６がＳ２に対応する。また、Ｂ型パスメモリ２５がＳ１に対応し、また、Ｂ型パスメモリ２７がＳ３に対応する。このように構成すれは、Ｓ０を起点として生じ得る状態遷移がＳ０→Ｓ０およびＳ０→Ｓ１であり、Ｓ２を起点として生じ得る状態遷移がＳ２→Ｓ２およびＳ２→Ｓ３であることに合致する。また、Ｓ１を起点として生じ得る状態遷移がＳ１→Ｓ２のみであり、Ｓ３を起点として生じ得る状態遷移がＳ３→Ｓ０のみであることにも合致する。
【０１０７】
Ａ型パスメモリ２４について、その詳細な構成を図１２に示す。Ａ型パスメモリ２４は、パスメモリ長に対応する個数のフリップフロップとセレクタを、交互に接続したものである。図１２には、１４ビットのデコードデータ長に対応する構成を示した。すなわち、１４個のセレクタ３１-1〜３１-14および１５個のフリップフロップ３０-0〜３０-14を有するものである。セレクタ３１-1〜３１-14は、何れも２個のデータを受取リ、その内の１個を選択的に後段に供給するものである。また、フリップフロップ３０-0〜３０-14にクロックが供給されることにより、Ａ型パスメモリ２４全体の動作タイミングが合わされる。
【０１０８】
図７を用いて上述したように、状態Ｓ０に至る遷移は、Ｓ０→Ｓ０すなわち自分自身から継承する遷移、およびＳ３→Ｓ０である。このような状況に対応する構成として、各セレクタは、前段のフリップフロップから供給されるデータすなわちＳ０→Ｓ０に対応する復号データと、状態Ｓ３に対応するＢ型パスメモリ２７から供給されるデータすなわちＳ３→Ｓ０に対応する復号データＰＭ３とを受取る。さらに、各セレクタは、ＡＣＳ２１からＳＥＬ０を供給される。そして、ＳＥＬ０の極牲に応じて、供給される２個の復号データの内の一方を後段のフリップフロップに供給する。また、このようにして後段のフリップフロップに供給される復号データは、状態Ｓ１に対応するＢ型パスメモリ２５にもＰＭ０として供給される。
【０１０９】
すなわち、例えばセレクタ３１-14は、前段のフリップフロップ３０-13から供給されるデータと、Ｂ型パスメモリ２７から供給される１４ビットからなるＰＭ３の１４番目のビット位置のデータとを受取る。そして、これら２個のデータの内から以下のようにして選択したデータを、後段のフリップフロップ３０-14に供給する。上述したようにＳＥＬ０は、選択結果に応じて、「Low」または「High」とされる。ＳＥＬ０が例えば「Low」の時は、前段のフリップフロップ３０-13からのデータが選択されるようになされる。また、ＳＥＬ０が例えば「High」の時は、ＰＭ３の１４番目のビット位置のデータが選択されるようになされる。選択されたデータは、後段のフリップフロップ３０-14に供給され、また、ＰＭ０の１４番目のビット位置のデータとして、状態Ｓ１に対応するＢ型パスメモリ２５に供給される。
【０１１０】
Ａ型パスメモリ２４中の他のセレクタ３１-1〜３１-13においても、ＳＥＬ０の極性に応じて、同様な動作が行われる。従って、Ａ型パスメモリ２４全体としては、ＳＥＬ０が例えば「Low」の時は、Ａ型パスメモリ２４中で、各々のフリップフロップがその前段に位置するフリップフロップのデータを継承するシリアルシフトを行う。また、ＳＥＬ０が例えば「High」の時は、Ｂ型パスメモリ２７から供給される１４ビットからなる復号データＰＭ３を継承するパラレルロードを行う。何れの場合にも、継承される復号データは、Ｂ型パスメモリ２５に１４ビットの復号データＰＭ０として供給される。
【０１１１】
また、最初の処理段となるフリップフロップ３０0には、クロックに同期して常に’０’が入力される。かかる動作は、Ｓ０に至る状態遷移Ｓ０→Ｓ０とＳ２→Ｓ０の何れにおいても、図７に示すように、復号データが’０’なので、最新の復号データは、常に’０’となることに対応している。
【０１１２】
上述したように、Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６についても、構成自体は、Ａ型パスメモリ２４と全く同様である。但し、ＡＣＳ２１から入力される選択信号は、ＳＥＬ２である。また、図６に示すように状態Ｓ２に至る遷移としては、Ｓ２→Ｓ２すなわち自分自身から継承する遷移と、Ｓ１→Ｓ２とがある。このため、状態Ｓ１に対応するＢ型パスメモリ２５からＰＭ１を供給される。さらに、状態Ｓ２を起点として生じ得る状態がＳ２すなわち自分自身と、Ｓ３であることに対応して、状態Ｓ３に対応するＢ型パスメモリ２７にＰＭ２を供給する。
【０１１３】
また、Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６においても、最初の処理段となるフリップフロップには、クロックに同期して常に’０’が入力される。かかる動作は、Ｓ２に至る状態遷移Ｓ２→Ｓ２とＳ１→Ｓ０の何れにおいても、図７に示すように、復号データが’０’なので、最新の復号データは、常に’０’となることに対応している。
【０１１４】
他方、Ｂ型パスメモリ２５について、その詳細な構成を図１３に示す。Ｂ型パスメモリ２５は、パスメモリ長に対応する個数のフリップフロップを接続したものである。図１３には、１４ビットのデコードデータ長に対応する構成を示した。すなわち、１５個のフリップフロップ３２-0〜３２-14を有するものである。フリップフロップ３２-0〜３２-14にクロックが供給されることにより、Ｂ型パスメモリ２５全体の動作タイミングが合わされる。
【０１１５】
各フリップフロップ３２-1〜３２-14には、状態Ｓ０に対応するＡ型パスメモリ２４から、１４ビットの復号データがＰＭ０として供給される。例えば、フリップフロップ３２-1には、ＰＭ０の１ビット目が供給される。各フリップフロップ３２-1〜３２-14は、供給された値を１クロックの間保持する。そして、状態Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６に、１４ビットの復号データＰＭＬとして出力する。例えば、フリップフロップ３２-1は、ＰＭＬの２ビット目を出力する。
【０１１６】
Ｂ型パスメモリ２５中の他のセレクタ３２-1〜３２-13においても、同様な動作が行われる。従って、Ｂ型パスメモリ２５全体としては、Ａ型パスメモリ２４から供給される１４ビットからなる復号データＰＭ０を受取リ、またＡ型パスメモリ２６に１４ビットからなる復号データＰＭ１を供給する。
【０１１７】
また、フリップフロップ３２-0には、クロックに同期して常に’１’が入力される。かかる動作は、図７に示したように、最新の状態遷移がＳ０→Ｓ１である場合に復号データが’１’であることに対応している。
【０１１８】
また、上述のように、状態Ｓ３に対応するＢ型パスメモリ２７についても、Ｂ型パスメモリ２５と全く同様な構成とされる。但し、図７に示すように状態Ｓ３に至る遷移は、Ｓ２→Ｓ３なので、状態Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６からＰＭ２を供給される。さらに、状態Ｓ３を起点として生じ得る状態がＳ０であることに対応して、状態Ｓ０に対応するＡ型パスメモリ２４にＰＭ３を供給するようになされる。Ｂ型パスメモリ２７においても、最初の処理段となるフリップフロップには、クロックに同期して常に’１’が入力される。かかる動作は、図７に示したように、最新の状態遷移がＳ２→Ｓ３である場合に復号データが’１’であることに対応している。
【０１１９】
上述したようにして、ＰＭＵ２３中の４個のパスメモリは、各々復号データを生成する。このようにして生成される４個の復号データは、常に正確なビタビ復号動作がなされる場合には、互いに一致することになる。ところで、実際のビタビ復号動作においては、４個の復号データに不一致が生じることも起こり得る。このような不一致は、再生信号に含まれるノイズの影響等により、上述の識別点ＡおよびＢを検出する際に誤差が生じる等の要因により、ビタビ復号動作が不正確なものとなることによって生じる。
【０１２０】
一般に、このような不一致が生じる確率は、再生信号の品質に対応してパスメモリの処理段数（メモリ長）を充分に大きく設定することによって減少させることができる。すなわち、再生信号のＣ／Ｎ等の品質が良い場合には、パスメモリの処理段数が比較的小さくても復号データ間の不一致が生じる確率は小さい。これに対して、再生信号の品質が良くない場合には、上述の不一致が生じる確率を小さくするためには、パスメモリの処理段数を大きくする必要がある。再生信号の品質に対してパスメモリの処理段数が比較的小さくて、復号データ間の不一致が生じる確率を充分に低くすることができない場合には、４個の復号データから、例えは多数決等の方法によって、より的確なものを選択するような、図示しない構成がＰＭＵ２３中の４個のパスメモリの後段に設けられる。
【０１２１】
１−５ ４値４状態ビタビ復号方法以外のビタビ復号方法
上述した４値４状態ビタビ復号方法は、フィルタ部１１において用いられる波形等化特性がＰＲ（１，２，１）であり、且つ、記録データとしてＲＬＬ（１，７）符号が採用される場合に用いられる。例えば、記録線密度０．４０μｍ，レーザ波長６８５ｎｍ，ＮＡ＝０．５５の場合には、波形等化特性をＰＲ（１，２，１）とし、４値４状態ビタビ復号方法を用いることが最適となる。他方、波形等化特性または記録データを生成するための符号化方法に応じて、他の種類のビタビ復号方法が用いられることもある。
【０１２２】
例えば、波形等化特性がＰＲ（１，１）であり、且つ、記録データとしてＲＬＬ（１，７）符号が用いられる場合には、３値４状態ビタビ復号方法が用いられる。また、波形等化特性がＰＲ（１，３，３，１）であり、且つ、記録データとしてＲＬＬ（１，７）符号が用いられる場合には、７値６状態ビタビ復号方法が用いられる。このようなビタビ復号方法の内、何れを用いるかを選択するための要素の１つとなる波形等化特性は、再生信号上の符号間干渉に適合する程度が良いものが採用される。従って、上述したように、線記録密度およびＭＴＦを考慮して最適なものとされる。
【０１２３】
２．実施の形態の記録再生装置
２−１ 状態データを使用した４値４状態ビタビ復号方法
上述した光磁気ディスク装置の一例中のビタビ復号器１３は、再生信号値に基づいて選択した最尤な状態遷移に対応して復号データ値の系列としての復号データを生成するものである。これに対して、復号データ値の代わりに状態そのものを表現する状態データ値を用いることによって、選択される状態遷移そのものを表現する状態データを生成することも可能である。このような場合には、上述の光磁気ディスク装置の一例におけるパスメモリユニットＰＭＵの代わりに、後述するようにして状態データ値の系列を生成するステータスメモリユニット（以下、ＳＭＵと表記する）が用いられる。後述するように、この発明の実施の一形態では、ＰＬＬの位相エラーの抽出タイミングをこのような状態データで表される状態遷移に基づいて生成する。
【０１２４】
例えば４値４状態ビタビ復号方法においては、４個の状態を２ビットで表現できるので、このような２ビットのデータを状態データ値として用いることができる。そこで、図７中のＳ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３を、それぞれ２ビットの状態データ値、００，０１，１１，１０を用いて表現することができる。そこで、以下の実施の形態としての記録再生装置の説明においては、図７中のＳ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３をそれぞれＳ００，Ｓ０１，Ｓ１１，Ｓ１０と表記することにし、４値４状態ビタビ復号方法の状態遷移図として、図７の代わりに図１４を用いる。
なお、図１４では、Ｃｐｑｒとして６個の識別点の値（ＰＬＬ（１，７），ＰＲ（Ｂ，２Ａ，Ｂ）の場合）を示している。ｐ，ｑ，ｒはそれぞれｂ[ｊ−１]，ｂ[ｊ]，ｂ[ｊ＋１]を表現している。
【０１２５】
また、以下の説明においては、波形等化特性として、上述のＰＲ（Ｂ，２Ａ，Ｂ）の代わりに、規格化されたものすなわちＰＲ（１，２，１）を前提とする。このため、識別点の値すなわちノイズを考慮しない計算によって求まる再生信号値ｃ［ｋ］は、図７中の−Ａ−Ｂ，−Ａ，Ａ，Ａ＋Ｂの代わりにそれぞれ０、１、３、４と表現される。この場合、Ｃ０００が「０」、Ｃ１００及びＣ００１が「１」、Ｃ０１１及びＣ１１０が「３」、Ｃ１１１が「４」に相当する。
【０１２６】
さらに、規格化パスメトリックを計算する式（２０）〜（２４）中で、最新の状態遷移に対応する全部で６個の加算部分（例えば、式（２０）においては、Ｓ０→Ｓ０に対応するｚ［ｋ］およびＳ３→Ｓ０に対応するα×ｚ［ｋ］−β）についても、図１４における状態の表記方法に従って以下のように表記することにする。かかる加算部分は、式（１３）によって定義されるブランチメトリックとは異なるものであるが、以下の説明においては、表記を簡潔にするために、かかる加算部分をブランチメトリックと表記する。
【０１２７】
まず、遷移前の状態と遷移後の状態を表記するそれぞれ２ビットの状態データ値を書き並べて４個の数字の列とする。次に、中央寄りの２個の（すなわち２番目と３番目の）数字を１個の数字とすることによって、３個の数字の列として、１リードクロックの間に生じ得るブランチメトリックを表記する。例えば状態遷移Ｓ１１→Ｓ１０に伴うブランチメトリックは、「ｂｍ１１０」と表記される。このようにして、図１４中の６種類の状態遷移に対応するブランチメトリックを、図１５に示すように表記できる。
【０１２８】
２−２ 装置構成
図１６は、この発明の一実施形態例の全体構成を示すブロック図である。この例は、光磁気デイスク記録再生装置に対して本発明を適用したものである。
なお、図１等を参照して上述した光磁気ディスク装置の一例と同様の構成要素には、同一の符号を付した。記録系および図示しないサーボ系等については、上述した光磁気ディスク装置の一例と同様である。また光ピックアップ７からＡ／Ｄ変換器１２までの再生系の構成および動作は、上述の光磁気ディスク装置の一例と同様である。
【０１２９】
ビタビ復号器１３０は、Ａ／Ｄ変換器１２から供給される再生信号値ｚ［ｋ］に基づいて、後述するようにして復号データおよび不一致検出信号ＮＭを生成し、コントローラ２に供給する。コントローラ２は、上述した光磁気ディスク装置の一例と同様に、供給される復号データに基づく復号化処理を行い、ユーザデータおよびアドレスデータ等を再生する。また、コントローラ２内には計数手段が設けられ、不一致検出信号ＮＭに基づいて状態データ間の不一致の数を計数する。
【０１３０】
ビタビ復号器１３０は、ＢＭＣ１３２，ＡＣＳ１３３、ＳＭＵ１３４およびマージブロック１３５から構成される。そして、これらの各構成要素には、ＰＬＬ部１４からリードクロックＤＣＫ（以下、クロックと表記する）が供給され、動作タイミングが合わされる。
【０１３１】
ＢＭＣ１３２は、再生信号値ｚ［ｋ］に基づいてブランチメトリックを計算し、計算したブランチメトリックをＡＣＳ１３３に供給する。
【０１３２】
ＡＣＳ１３３について、図１９を参照して説明する。ＡＣＳ１３３は、上述の光磁気ディスク装置の一例におけるＡＣＳ２１中の構成要素と、圧縮およびラッチ回路２２中の構成要素とを含む構成とされる。このような構成が各状態に対応して設けられるので、４個のブロックから構成されることになる。そして、各サブブロックが出力する規格化パスメトリックの値が図１４に示す状態遷移図に従って受け渡されるように接続されている。
【０１３３】
この内、自身を継承し得る状態Ｓ００およびＳ１１には、後述するＡ型サブブロックが対応する。図１９においては、Ａ型サブブロック１４５、１４７がそれぞれ状態Ｓ００、Ｓ１１に対応するよう図示した。また、自身を継承し得ない状態Ｓ０１およびＳ１０には、後述するＢ型サブブロックが対応する。図１９においては、Ｂ型サブブロック１４６、１４８がそれぞれ状態Ｓ０１、Ｓ１０に対応するよう図示した。
【０１３４】
Ａ型サブブロック１４５は、上述の光磁気ディスク装置の一例中のＡＣＳ２１（図１１参照）中の、選択信号の生成を行う部分の構成要素を有している。すなわち、２個の規格化パスメトリックの値を更新するための２個の加算器と、１個の比較器を有している。さらに、Ａ型サブブロック１４５は、圧縮およびラッチ回路２２と同様の動作を行う、更新されるパスメトリックの値を保持する手段を有している。
【０１３５】
このようなＡ型サブブロック１４５には、ＢＭＣ１３２からＳ００→Ｓ００に対応するブランチメトリックｂｍ０００、およびＳ１０→Ｓ００に対応するブランチメトリックｂｍ１００がクロックに従って供給される。また、Ｓ１０に対応するＢ型サブブロック１４８から１クロック前に更新された規格化パスメトリックＭ１０の値を供給される。Ａ型サブブロック１４５は、かかる１クロック前に更新された規格化パスメトリックＭ１０の値にｂｍ０００の値を加算することによって、最新の遷移がＳ１０→Ｓ００である場合の尤度の総和を計算する。
【０１３６】
さらに、Ａ型サブブロック１４５は、自身でラッチしている１クロック前の規格化パスメトリックＭ００の値にｂｍ０００の値を加算することによって、最新の遷移がＳ００→Ｓ００である場合の尤度の総和を計算する。
【０１３７】
そして、Ａ型サブブロック１４５は、このようにして計算される２個の尤度の総和を比較して、最尤な状態遷移を選択する。選択された状態遷移に対応する尤度の総和が更新された規格化パスメトリックＭ００の値としてラッチされ、且つ、選択結果に対応する選択信号ＳＥＬ００が出力される。更新された規格化パスメトリックＭ００の値は、Ａ型サブブロック１４５自身がラッチすると共に、Ｓ０１に対応するＢ型サブブロック１４６に供給される。
【０１３８】
状態Ｓ１１に対応するＡ型サブブロック１４７は、Ａ型サブブロック１４５と同様に構成される。但し、供給されるブランチメトリックは、図１４中の状態遷移Ｓ１１→Ｓ１１およびＳ０１→Ｓ１１に対応するｂｍ１１１およびｂｍ０１１である。また、更新される規格化パスメトリックＭ１１は、Ａ型サブブロック１４７自身によってラッチされると共に、状態Ｓ１０に対応するＢ型サブブロック１４８に供給される。
【０１３９】
Ｂ型サブブロック１４６は、上述の光磁気ディスク装置の一例中のＡＣＳ２１（図１１参照）で、選択信号の生成を行わない部分の構成要素を有している。すなわち、１個のパスメトリックの値を更新するための１個の加算器を有している。さらに、Ｂ型サブブロック１４６は、圧縮およびラッチ回路２２と同様の機能を有する、更新されるパスメトリックの値を保持する手段を有している。
【０１４０】
このようなＢ型サブブロック１４６には、ＢＭＣ１３２からＳ００→Ｓ０１に対応するブランチメトリックｂｍ００１がクロックに従って供給される。また、Ｓ００に対応するＡ型サブブロック１４５から１クロック前に更新された規格化パスメトリックＭ００の値を供給される。Ｂ型サブブロック１４６は、かかる１クロック前に更新された規格化パスメトリックＭ００の値にｂｍ００１の値を加算することによって、最新の遷移がＳ００→Ｓ０１である場合の尤度の総和を計算し、計算結果を更新された規格化パスメトリックＭ０１としてラッチする。規格化パスメトリックＭ０１の値は、クロックに従うタイミングで、Ｓ１１に対応するＡ型サブブロック１４７に供給される。
【０１４１】
状態Ｓ１０に対応するＢ型サブブロック１４８は、Ｂ型サブブロック１４６と同様に構成される。但し、供給されるブランチメトリックは、状態遷移Ｓ１１→Ｓ１０に対応するｂｍ１１０である。また、更新される規格化パスメトリックＭ１０は、自身でラッチすると共に、状態Ｓ００に対応するＡ型サブブロック１４５に供給される。
【０１４２】
また、各サブブロックは、クロックに従う各時点毎に更新される規格化パスメトリックの値を、規格化パスメトリック比較回路１４９に供給する。すなわち、Ａ型サブブロック１４５，Ｂ型サブブロック１４６，Ａ型サブブロック１４７およびＢ型サブブロック１４８は、それぞれ規格化パスメトリックＭ００，Ｍ０１，Ｍ１１およびＭ１０の値を規格化パスメトリック比較回路１４９に供給する。規格化パスメトリック比較回路１４９は、これら４個の規格化パスメトリックの内で最小の値をとるものに対応する２ビットの信号ＭＳを出力し、後述するマージブロック１３５に供給する。
【０１４３】
次に、ＳＭＵ１３４について図２０を参照して説明する。上述した光磁気ディスク装置の一例中のＰＭＵ２３が１ビットの復号データ値を単位とする処理を行うものであるのに対し、ＳＭＵ１３４は、２ビットの状態データ値を単位とする処理を行うものである。
【０１４４】
図２０に示すように、ＳＭＵ１３４は、２個のＡ型ステータスメモリ１５０および１５１、並びに２個のＢ型ステータスメモリ１５２および１５３を有している。さらにセレクト信号ＳＥＬ００およびＳＥＬ１１、クロック、並びに他のステータスメモリとの状態データの受渡し等のための信号線を接続されて構成される。Ａ型ステータスメモリ１５０と１５１は、それぞれ、状態Ｓ００とＳ１１に対応する。また、Ｂ型ステータスメモリ１５２と１５３は、それぞれ状態Ｓ０１とＳ１０に対応する。これら４個のステータスメモリ相互の接続は、図１４の状態遷移図に従うものとされる。
【０１４５】
図２１を参照して、状態Ｓ００に対応するＡ型ステータスメモリ１５０についてより詳細に説明する。Ａ型ステータスメモリ１５０は、ｎ個の処理段を有する。すなわち、ｎ個のセレクタ２０１-0・・・２０１-(n-1)と、ｎ個のレジスタ２０２-0・・・２０２-(n-1)とが交互に接続されている。各セレクタ２０１-0〜２０１-(n-1)には、セレクト信号ＳＥＬ００が供給される。さらに、各セレクタには、上述したように、Ｓ１０に対応するＢ型ステータスメモリ１５３から継承する状態データがｎビットからなるＳＭｉｎとして供給される。また、各レジスタには、上述したように、Ｓ０１に対応するＢ型ステータスメモリ１５２に継承される状態データがｎ−１個の状態データ値からなるＳＭｏｕｔとして出力される。また、各レジスタ２０２-0〜２０２-(n-1)には、クロックが供給される。
【０１４６】
各セレクタの動作について説明する。図１４に示すように、Ｓ００にて遷移し得る１クロック前の状態は、Ｓ００およびＳ１０の何れかである。１クロック前の状態がＳ００である時は、自身を継承する遷移がなされることになる。このため、１段目のセレクタ２０１-0には、シリアルシフトによって生成される状態データ中の最新の状態データ値として、’００’が入力される。セレクタ２０１-0には、パラレルロ―ドとして、Ｂ型ステータスメモリ１５３から供給される状態データ中の最新の状態データ値ＳＭｉｎ［１］が供給される。セレクタ２０１-0は、上述の選択信号ＳＥＬ００に従って、これら２個の状態データ値の内の１個を後段のレジスタ２０２-0に供給する。
【０１４７】
また、２段目以降の各セレクタ２０１-1〜２０１-(n-1)は、２個のデータすなわち、パラレルロードとしてＳ１０に対応するＢ型ステータスメモリ１５３から供給される１個の状態データ値と、シリアルシフトとして前段のレジスタから供給される１個の状態データ値とを受取る。そして、これら２個の状態データの内から、選択信号ＳＥＬ００に従って、最尤なものと判断された状態データ値を後段のレジスタに供給する。セレクタ２０１-0〜２０１-(n-1)が全て同一の選択信号ＳＥＬ００に従うので、ＡＣＳ１３３が選択する最尤な状態データ値の系列としての状態データが継承される。
【０１４８】
さらに、各レジスタ２０２-0〜２０２-(n-1)は、上述したように供給される状態データ値をクロックに従って取込むことによって、保持している状態データ値を更新する。また、上述したように、各レジスタの出力は、１クロック後に遷移し得る状態に対応するステータスメモリに供給される。すなわち、Ｓ００自身に遷移し得るので、シリアルシフトとして後段のセレクタに供給される。また、パラレルロードとして、Ｓ０１に対応するＢ型ステータスメモリ１５２に対して供給される。最終段のレジスタ２０２-(n-1)から、状態データ値ＶＭ００が出力される。
【０１４９】
状態Ｓ１１に対応するＡ型ステータスメモリ１５１は、Ａ型ステータスメモリ１５０と同様に構成される。但し、図１４中の状態遷移Ｓ０１→Ｓ１１に対応するパラレルロードとして、Ｓ０１に対応するＢ型ステータスメモリ１５２から状態データを供給される。また、図１４中の状態遷移Ｓ１１→Ｓ１０に対応するパラレルロードとして、Ｓ１０に対応するＢ型ステータスメモリ１５３に状態データを供給する。
【０１５０】
次に図２２を参照して、状態Ｓ０１に対応するＢ型ステータスメモリ１５２についてより詳細に説明する。Ｂ型ステータスメモリは、図１４において自身を継承せず、且つ、１クロック後に遷移し得る状態が１個だけである状態に対応するものである。このため、シリアルシフトを行わず、且つ、セレクタが設けられていない。従って、ｎ個のレジスタ２１２-0，２１２-1，・・・２１２-(n-1)が設けられ、各レジスタにクロックが供給されて動作タイミングが合わされる。
【０１５１】
各レジスタ２１２-0，２１２-1，・・・２１２-(n-1)には、Ｓ００に対応するＡ型ステータスメモリ１５０から継承する状態データがｎ−１個の状態データ値からなるＳＭｉｎとして供給される。但し、最初の処理段となるレジスタ２１２0には、クロックに同期して常に’００’が入力される。かかる動作は、図１４に示されるように、Ｓ０１に遷移し得る最新の状態遷移が常にＳ００であることに対応している。各レジスタ２１２-0〜２１２-(n-1)は、供給される状態データ値をクロックに従って取込むことによって、保持している状態データ値を更新する。また、クロックに従ってなされる各レジスタの出力は、n-1個の状態データ値からなる状態データＳＭｏｕｔとして、１クロック後に遷移し得る状態Ｓ１１に対応するＡ型ステータスメモリ１５１に供給される。最終段のレジスタ２１２-(n-1)から、状態データ値ＶＭ０１が出力される。
【０１５２】
状態Ｓ１０に対応するＢ型ステータスメモリ１５３は、Ｂ型ステータスメモリ１５２と同様に構成される。但し、図１４中の状態遷移Ｓ１１→Ｓ１０に対応するパラレルロードとして、Ｓ１１に対応するＡ型ステータスメモリ１５１から状態データを供給される。また、図１４中の状態遷移Ｓ１０→Ｓ００に対応するパラレルロードとして、Ｓ００に対応するＡ型ステータスメモリ１５０に状態データを供給する。また、最初の処理段となるレジスタには、クロックに同期して、常に’１１’が入力される。かかる動作は、図１４に示すように、Ｓ１０に遷移し得る１クロック前の状態がＳ１１であることに対応するものである。
【０１５３】
ところで、ビタビ復号方法においては、各ステータスメモリが生成する状態データ値は、本来、一致する。従って、ＳＭＵ１３４中の４個のステータスメモリが生成する４個の状態データ値ＶＭ００，ＶＭ１１，ＶＭ０１およびＶＭ１０が一致するはずである。ところが、データの記録条件が良くない、または、記録媒体に物理的な欠陥が生じる等の原因によって再生ＲＦ信号の信号品質が低下する場合には、４個の状態データ値ＶＭ００，ＶＭ１１，ＶＭ０１およびＶＭ１０が互いに不一致となることがある。このような不一致が生じる確率は、再生系内の各構成要素の性能および動作パラメータ等にも影響される。
【０１５４】
一方、再生ＲＦ信号の信号品質および再生系の条件が同程度の場合には、ステータスメモリのメモリ長（すなわち処理段数）を大きくする程、状態データ値間の不一致が生じる確率を小さくすることができる。但し、ステータスメモリのメモリ長が大きい程、ＳＭＵの回路規模およびＳＭＵの動作によって生じる遅延時間が増大する等の観点から、ステータスメモリのメモリ長をあまり大きく設定することは現実的でない。このため、一般には、状態データ値間の不一致がある程度の確率で生じることを前提とし、不一致が生じた時に最も的確な状態データ値を選択する構成が設けられることが多い。後述するマージブロック１３５は、このような構成を含むものである。
【０１５５】
また、ステータスメモリのメモリ長が一定の場合に、状態データ値間の不一致の数を計数できれば、計数値は、状態データおよびそれに基づいて生成される復号データの品質の評価に用いることができる。また、かかる計数値は、再生信号の信号品質、および再生系内の各構成要素の動作パラメータ等の再生信号に対する適応の程度を評価するためにも用いることができる。後述するマージブロック１３５には、このような計数を行う構成が含まれている。
【０１５６】
図２３を参照してマージブロック１３５について説明する。マージブロック１３５は、ＳＭＵ１３４からクロックに従うタイミングで供給される状態データ値ＶＭ００，ＶＭ１１，ＶＭ０１およびＶＭ１０から的確なものを選択する状態選択回路２５０、状態選択回路２５０の出力を１クロック遅延させるレジスタ２５１、復号マトリクス部２５２、および状態データ値ＶＭ００，ＶＭ１１，ＶＭ０１およびＶＭ１０の不一致を検出する不一致検出回路２５３を有している。
【０１５７】
状態選択回路２５０は、ＡＣＳ１３３から上述したようにして供給される２ビットの信号ＭＳを参照して、ＶＭ００，ＶＭ１１，ＶＭ０１およびＶＭ１０の内から最も的確なものを選択し、選択される状態データ値をＶＭとして出力する。かかる状態選択回路２５０は、図２４に示すように、ＶＭを選択する。このようにして、最も正しい状態データ値が選択される確率を高くすることができる。
【０１５８】
上述したようにして選択されるＶＭは、レジスタ２５１および復号マトリクス部２５２に供給される。レジスタ２５１は、供給されるＶＭを１クロック遅延させて復号マトリクス部２５２に供給する。以下の説明においては、レジスタ２５１の出力をＶＭＤと表記する。従って、復号マトリクス部２５２には、状態データ値ＶＭおよびその１クロック前の状態データ値ＶＭＤが供給される。復号マトリクス部２５２は、図２５に示す復号マトリクス（復号テーブル）に従って、ＶＭおよびＶＭＤに基づいて復号データ値を出力する，復号マトリクスは、ＲＯＭテーブルとして持っても良く、またはハードウエアの構成でも良い。このような動作がクロックに従うタイミングで行われることにより、復号データが生成される。
【０１５９】
図２５の復号マトリクスについて説明する。図１４の状態遷移図から、復号データ値は、連続する２個の状態データ値に対応していることがわかる。例えば、時点ｔにおける状態データ値ＶＭが’０１’で、１クロック前の時点、ｔ−１における状態データ値ＶＭＤが’００’である場合には、復号データ値として’１’が対応する。このような対応をまとめたものが図２５である。
【０１６０】
一方、不一致検出回路２５３は、例えは排他的論理和回路を用いて構成することができる。不一致検出回路２５３には、ＶＭ００，ＶＭ１１，ＶＭ０１およびＶＭ１０が供給され、これら４個の状態データ値の間の不一致が検出される。検出結果が不一致検出信号ＮＭとして出力される。不一致検出信号ＮＭは、４個の状態データ値が全て一致する場合以外は、イネーブルまたはアクティブとされる。本例においては、不一致検出回路２５３をマージブロック１３５内に設けたが、ＳＭＵ１３４から出力される全ての状態データを供給されることが可能な位置であれば、他の位置に設けても良い。
【０１６１】
不一致検出信号ＮＭは、４個の状態データ値が供給される毎に、すなわちクロックに従うタイミングで出力され、コントローラ２内に設けられる所定の計数手段に供給される。このような構成によって、４個の状態データ値の間に生じる不一致の数が所定期間、例えば１セクタ毎に計数される。この発明の一実施例においては、計数手段をコントローラ２内に設けたが、不一致検出信号ＮＭを供給されることが可能な位置であれば、他の位置に設けても良い。不一致検出回路２５３を設けているのは、計数結果によって復号データの信頼性、再生信号の品質等を評価するためである。
【０１６２】
２−３ 位相エラー検出に基づくＰＬＬ動作
図１６に戻ってビタビ判定モードを行うための構成について説明する。ビタビ判定モードは、後述するように、ＳＭＵ１３４の出力から再生ＲＦ信号の立ち上がりまたは立ち下がりのタイミングを得ることによって位相エラー検出（または抽出）のタイミングを得る方法である。
【０１６３】
本例において、ビタビ判定モードによる位相エラー検出を行って、その位相エラー信号からクロックＤＣＫを発生させるＰＬＬ部１４の構成を図１６の一点鎖線内に示した。
図示するようにＰＬＬ部１４としては、シフトレジスタ１３６、位相エラー演算器（以下、ＰＥＣと表記する）１３７、タイミング生成器１３８、Ｄ／Ａ変換器１３９、ループフィルタ１４０、ＶＣＯ１４１が設けられる。
【０１６４】
Ａ／Ｄ変換器１２から供給される再生信号値ｚ［ｋ］は、シフトレジスタ１３６に供給される。シフトレジスタ１３６は、ｚ［ｋ］を遅延させて、位相エラー演算器（ＰＥＣ）１３７に供給する。この遅延の時間は、ＳＭＵ１３４の出力までに要する遅延時間を参照して決められる。
【０１６５】
また、ＰＥＣ１３７には、タイミング生成器１３８から位相エラーを抽出するタイミング信号が供給される。タイミング生成器１３８には、ＳＭＵ１３４の出力である状態データが供給される。タイミング生成器１３８は、状態データを参照して位相エラーを抽出すべきタイミングを示す４個のタイミング信号（後述する図１７に示すＧＰ、ＧＳ、ＧＱ、ＧＲ）を発生する。ＰＥＣ１３７は、この４個のタイミング信号でそれぞれ示されるタイミングの再生信号値を演算することによって、位相エラー信号ＰＥを生成する。
【０１６６】
ＰＥＣ１３７で生成された位相エラー信号ＰＥは、Ｄ／Ａ変換器１３９によってＤ／Ａ変換された後に、ループフィルタ１４０を通過してＶＣＯ１４１に供給される。ＶＣＯ１４１は、位相エラー信号ＰＥが制御信号として供給され、位相エラー信号ＰＥに応じた位相のリードクロックＤＣＫを生成する。リードクロックＤＣＫがＡ／Ｄ変換器１２、ビタビ復号器１３０の各ユニット、シフトレジスタ１３６、ＰＥＣ１３７、タイミング生成器１３８、Ｄ／Ａ変換器１３９等に供給される。
【０１６７】
上述した構成によりなされる、ビタビ判定モードによる位相エラー検出についてより詳細に説明する。
タイミング生成器１３８においては、状態データに基づいて、以下のようにして再生ＲＦ信号の立ち上がりおよび立ち下がりのタイミングを得ることができる。
【０１６８】
図２６は、Ａ／Ｄ変換器１２に供給される再生ＲＦ信号の一例について、リードクロックＤＣＫに従うサンプリング点に黒丸を付して示すものである。再生ＲＦ信号の下方に、各時点において選択される状態を示す。
図２６（ａ）は、位相エラーが無い場合について示している。また、図２６（ｂ）がリードクロックＤＣＫの位相が進んでいる場合について示しており、図２６（ｃ）がリードクロックＤＣＫの位相が遅れている場合について示している。
【０１６９】
図２６（ａ）〜図２６（ｃ）において、Ｐが上述したような立ち上がり時の再生信号値とされるサンプリング値である。すなわち、Ｓ００の１リードクロック後の再生信号値Ｐがノイズによる誤差の範囲内で１なので、状態Ｓ０１への遷移が生じている。さらに、かかる状態Ｓ０１の１リードクロック後の再生信号値とされるサンプリング値Ｑがノイズによる誤差の範囲内で３なので、状態Ｓ１１への遷移が生じている。従って、ＰおよびＱがサンプリングされる期間において再生ＲＦ信号が立ち上がっていることが確認できる。
【０１７０】
他方、図１４において、リードクロックＤＣＫによって表示するある時点ｊにおいて状態Ｓ１１から状態Ｓ１０への遷移が生じた場合には、次の時点ｊ＋１において必ず状態Ｓ００に遷移することがわかる。この場合の再生信号の値は、ノイズによる誤差の範囲内でｚ［ｊ］＝３，ｚ［ｊ＋１］＝１となる。従って、状態データに基づいて、このような時点ｊを再生ＲＦ信号の立ち下がり時点と認識することができる。
【０１７１】
図２６（ａ）〜図２６（ｃ）において、Ｒが上述したような立ち下がり時の再生信号値とされるサンプリング値である。すなわち、状態Ｓ１１の１リードクロック後の再生信号値Ｒがノイズによる誤差の範囲内で３なので、状態Ｓ１０への遷移が生じている。さらに、かかる状態Ｓ１０の１リードクロック後の再生信号値とされるサンプリング値Ｓがノイズによる誤差の範囲内で１なので、状態Ｓ００への遷移が生じている。従って、ＲおよびＳがサンプリングされる期間において再生ＲＦ信号が立ち下がっていることが確認できる。以上のようなＰ，Ｑ，Ｒ，Ｓと状態遷移の関係は、以下のようになる。
【０１７２】
Ｐ：立ち上がり時点（状態Ｓ００→Ｓ０１）の再生信号値
Ｑ：立ち上がり時点の１リードクロック後（状態Ｓ０１→Ｓ１１）の再生信号値
Ｒ：立ち下がり時点（状態Ｓ１１→Ｓ１０）の再生信号値
Ｓ：立ち下がり時点の１リードクロック後（状態Ｓ１０→Ｓ００）の再生信号値
【０１７３】
タイミング生成器１３８は、ＳＭＵ１３４から出力される状態データを受け取リ、上述したＰ，Ｑ，Ｒ，Ｓの再生信号値を得るべきタイミングをＰＥＣ１３７に教える。ＰＥＣ１３７は、このタイミングにおいてシフトレジスタ１３６を介された再生ＲＦ信号をサンプリングし、再生信号値Ｐ，Ｑ，Ｒ，Ｓを発生する。
【０１７４】
図２６（ａ）に示すように、リードクロックＤＣＫの位相が再生信号の位相に正確に合っている場合には、図１４から、ＰとＳが何れもノイズによる誤差の範囲内で識別点の値１に等しい。また、Ｑの値とＲの値は、何れも図７から、ノイズによる誤差の範囲内で識別点の値３に等しい。従って、Ｐ＝Ｓ且つＱ＝Ｒとなる。
【０１７５】
一方、図２６（ｂ）に示すように、リードクロックＤＣＫの位相が再生信号の位相よりも進んでいる場合には、図２６（ａ）の場合よりもサンプリングのタイミングが早くなる。このため、ＰおよびＱについては、図２６（ａ）の場合よりも小さい値がサンプリングされ、ＲおよびＳについては、図２６（ａ）の場合よりも大きい値がサンプリングされる。従って、Ｐ＜Ｓ且つＱ＜Ｒとなるので、Ｐ−Ｓ＜０、且つ、Ｑ−Ｒ＜０となる。
【０１７６】
他方、図２６（ｃ）に示すように、リードクロックＤＣＫの位相が再生信号の位相よりも遅れている場合には、図２６（ａ）の場合よりもサンプリングのタイミングが遅くなる。このため、ＰおよびＱについては、図２６（ａ）の場合よりも大きい値がサンプリングされ、ＲおよびＳについては、図２６（ａ）の場合よりも小さい値がサンプリングされる。従って、Ｐ＞Ｓ且つＱ＞Ｒとなるので、Ｐ−Ｓ＞０、且つ、Ｑ−Ｒ＞０となる。
【０１７７】
従って、［（Ｐ−Ｓ）＋（Ｑ−Ｒ）］の値を位相エラーとして用いることができる。すなわち、ＰＦＣ１３７で生成する上述の位相エラー信号ＰＥ（ＰＥ１）の値は、次のようなものである。
ＰＥ１＝（Ｐ−Ｓ）＋（Ｑ−Ｒ） ・・・（４０）
なお、後述するように本例ではＰＦＣ１３７で生成する位相エラー信号ＰＥとして、この式（４０）による定義以外にも複数定義されて、選択的に用いられるようにすることから、この式（４０）の位相エラー信号を「ＰＥ１」と表すことにしている（他のＰＥ２，ＰＥ３については後述する）。またＰＥ１〜ＰＥ３の中から選択される位相エラー信号を「ＰＥｓ」、さらに実際にＶＣＯ１４１側に供給される位相エラー信号を「ＰＥ」と表記して区別することとする。
【０１７８】
このような位相エラー信号ＰＥ１により、リードクロックＤＣＫの位相が再生信号の位相よりも進んでいる時（図２６（ｂ））には、ＰＥ１＜０となる。また、リードクロックＤＣＫの位相が再生信号の位相よりも遅れている時（図２６（ｃ））には、ＰＥ１＞０となる。基本的には、このようなＰＥ１の値が位相エラー信号としてＶＣＯ１４１に供給され、ＶＣＯ１４１の発生する周波数の制御に使用される。
【０１７９】
但し、以上は理想的な状態（ＰＲ（１，２，１）で、かつ波形にオフセットがない状態）を前提としており、現実的には波形にオフセットが含まれるので、上記式（４０）によって得られる位相エラー信号ＰＥ１からオフセット分を差し引くことが必要になる。このオフセット（以下、フェイズオフセットと呼ぶ）ＰＯは次のように算出される。なおフェイズオフセットＰＯについても後述するように複数定義されて選択的に用いられるため、次の式（４１）によるフェイズオフセットを説明上「ＰＯ１」とし、選択されるフェイズオフセットを「ＰＯｓ」ということとする。
ＰＯ１＝（Ｐ＋Ｓ）＋（Ｑ＋Ｒ） ・・・（４１）
【０１８０】
従って実際は、（位相エラー信号ＰＥ１（＝ＰＥｓのとき））−（フェイズオフセットＰＯ１（＝ＰＯｓのとき））の値が、最終的な位相エラー信号ＰＥとされて、ＶＣＯ１４１に供給されることになる。
【０１８１】
ところが、上記式（４０）（４１）によって得られる位相エラー信号ＰＥは、ＲＦ信号に波形歪みが多い場合（例えばＲＡＤ（REAR APERTURE DETECTION）タイプのＭＳＲ方式が採用された系の場合など）では、正確な位相エラーを表す情報とはならないことが多い。
図２７（ａ）は、波形歪みの少ない場合のＲＦ波形を、また図２７（ｂ）には、波形歪みが大きい場合のＲＦ波形を、それぞれ示している。
これらの図において黒丸で示すポイントは、上記図２６（ａ）で述べた理想的なタイミングとしてのサンプルポイントであり、×で示すポイントは、図２６（ｃ）のようにクロックＤＣＫの位相が遅れている場合のサンプルポイントとなる。
【０１８２】
図２７（ａ）の場合は、上記図２６（ａ）〜（ｃ）で説明した方式で、正しく位相エラー信号ＰＥを得ることができるが、図２７（ｂ）のような場合は、上記式（４０）におけるＰ、Ｑ、Ｒ、Ｓの値の一部が不正確な値となることから（この図の例では、Ｑ、Ｒが不適切な値となる）、正しい位相エラー信号ＰＥが得られないことになる。
【０１８３】
そこで本例では、このような場合にも正しい位相エラー信号ＰＥを得ることができるように、上記式（４０）で表される位相エラー信号ＰＥ１以外に、次のような、さらに２つの位相エラー信号ＰＥ２、ＰＥ３も定義する。即ち、
ＰＥ２＝（Ｐ−Ｓ）×２ ・・・（４２）
ＰＥ３＝（Ｑ−Ｒ）×２ ・・・（４３）
【０１８４】
また、フェイズオフセットＰＯについても、上記式（４１）のフェイズオフセットＰＯ１に加えて次の４つを定義する。
ＰＯ２＝（Ｐ＋Ｑ）×２ ・・・（４４）
ＰＯ３＝（Ｐ＋Ｒ）×２ ・・・（４５）
ＰＯ４＝（Ｓ＋Ｒ）×２ ・・・（４６）
ＰＯ５＝（Ｓ＋Ｑ）×２ ・・・（４７）
【０１８５】
本例ではこれらを定義することで、位相エラー信号ＰＥとしては、上記式（４０）、式（４２）、式（４３）の３種類の位相エラー信号ＰＥ１、ＰＥ２、ＰＥ３を選択的に使用できるようにし、またフェイズオフセットＰＯとしては、上記式（４１）、式（４４）、式（４５）、式（４６）、式（４７）の５種類の位相エラー信号ＰＯ１〜ＰＯ５を選択的に使用できるようにするものである。
【０１８６】
このように位相エラー信号（ＰＥ１〜ＰＥ３）、及びフェイズオフセット（ＰＯ１〜ＰＯ５）を選択して使用し、ＶＣＯ１４１に対する位相エラー信号ＰＥを生成するようにしたＰＥＣ１３７の構成を図１７に示す。
【０１８７】
図示するように、ＰＥＣ１３７は、４個のレジスタ３０１、３０２、３０３、３０４、減算器３０５，３０６、加算器３０７、乗算器３０８、セレクタ３０９，３１０、減算器３１１、フェイズオフセット算出部３１２、レジスタ３１３から構成される。
レジスタ３０１〜３０４のデータ入力としては、図１６に示したシフトレジスタ１３６の出力、すなわち遅延させられた再生ＲＦ信号が供給される。
またレジスタ３０１〜３０４のクロック入力としてタイミング生成器１３８からタイミング信号ＧＰ，ＧＱ，ＧＲ，ＧＳが供給され、レジスタ３０１〜３０４に再生信号値を取リ込むタイミングが指示される。それによって、各レジスタ３０１、３０２、３０３、３０４には、それぞれ上述したＰ，Ｑ，Ｒ，Ｓの値が適切にラッチされることになる。
【０１８８】
このように各レジスタ３０１、３０２、３０３、３０４でラッチされたＰ，Ｑ，Ｒ，Ｓの値に基づいて、上述の各位相エラー信号ＰＥ１〜ＰＥ３、及びフェイズオフセットＰＯ１〜ＰＯ５が算出される。
まず減算器３０５には、レジスタ３０１、３０２のラッチ出力Ｐ、Ｓが供給され、（Ｐ−Ｓ）の演算が行われる。そして減算器３０５からの出力（Ｐ−Ｓ）が加算器３０７と、セレクタ３０９のｔ２端子に供給される。
また減算器３０６には、レジスタ３０３、３０４のラッチ出力Ｑ、Ｒが供給され、（Ｑ−Ｒ）の演算が行われる。そして減算器３０６からの出力（Ｑ−Ｒ）が加算器３０７と、セレクタ３０９のｔ３端子に供給される。
【０１８９】
加算器３０７では、（Ｐ−Ｓ）＋（Ｑ−Ｒ）の演算が行われる。即ち位相エラー信号ＰＥ１が算出されて、セレクタ３１０のｔ１端子に供給される。
【０１９０】
セレクタ３０９，３１０は、それぞれレジスタ３１３に設定された制御値ＳＳ１、ＳＳ２により接続端子が選択される。
セレクタ３０９がｔ２端子に接続されている場合は、減算器３０５からの出力（Ｐ−Ｓ）が乗算器３０８に供給され、乗算器３０８から（Ｐ−Ｓ）×２という出力が得られる。即ち位相エラー信号ＰＥ２であり、これがセレクタ３１０のｔ２３端子に供給される。
またセレクタ３０９がｔ３端子に接続されている場合は、減算器３０６からの出力（Ｑ−Ｒ）が乗算器３０８に供給され、乗算器３０８から（Ｑ−Ｒ）×２という出力が得られる。即ち位相エラー信号ＰＥ３であり、これがセレクタ３１０のｔ２３端子に供給される。
【０１９１】
従って、セレクタ３０９，３１０が次の各選択状態にあるときに、選択される位相エラー信号ＰＥｓは、次のようになる。
セレクタ３１０がｔ１・・・・・・・・・・・・・・・・ＰＥｓ＝ＰＥ１
セレクタ３０９がｔ２かつセレクタ３１０がｔ２３・・・ＰＥｓ＝ＰＥ２
セレクタ３０９がｔ３かつセレクタ３１０がｔ２３・・・ＰＥｓ＝ＰＥ３
このようにして選択される位相エラー信号ＰＥｓは、減算器３１１に供給される。
【０１９２】
一方、レジスタ３０１、３０２、３０３、３０４でラッチされたＰ，Ｑ，Ｒ，Ｓの値は、フェイズオフセット算出部３１２に供給され、フェイズオフセットＰＯ１〜ＰＯ５が算出される。
フェイズオフセット算出部３１２の構成を図１８に示す。
図示するようにフェイズオフセット算出部３１２は、加算器４０１，４０２，４０３，４０４，４０５、セレクタ４０７，４０８、乗算器４０６から構成される。
【０１９３】
加算器４０１では（Ｐ＋Ｑ）の演算が行われ、この出力（Ｐ＋Ｑ）は加算器４０５及びセレクタ４０７のｔｃ端子に供給される。
加算器４０２では（Ｐ＋Ｒ）の演算が行われ、この出力（Ｐ＋Ｒ）はセレクタ４０７のｔｄ端子に供給される。
加算器４０３では（Ｓ＋Ｒ）の演算が行われ、この出力（Ｓ＋Ｒ）は加算器４０５及びセレクタ４０７のｔｅ端子に供給される。
加算器４０４では（Ｓ＋Ｑ）の演算が行われ、この出力（Ｓ＋Ｑ）はセレクタ４０７のｔｆ端子に供給される。
【０１９４】
また加算器４０５では（Ｐ＋Ｑ）＋（Ｓ＋Ｒ）の演算が行われ、この出力（Ｐ＋Ｑ）＋（Ｓ＋Ｒ）、即ちフェイズオフセットＰＯ１は、セレクタ４０８のｔａ端子に供給される。
【０１９５】
セレクタ４０７，４０８も、それぞれ上記レジスタ３１３に設定された制御値ＳＳ３、ＳＳ４により接続端子が選択される。
セレクタ４０７がｔｃ端子に接続されている場合は、加算器４０１からの出力（Ｐ＋Ｑ）が乗算器４０６に供給され、その（Ｐ＋Ｑ）×２という出力、即ちフェイズオフセットＰＯ２がセレクタ４０８のｔｂ端子に供給される。
セレクタ４０７がｔｄ端子に接続されている場合は、加算器４０２からの出力（Ｐ＋Ｒ）が乗算器４０６に供給され、その（Ｐ＋Ｒ）×２という出力、即ちフェイズオフセットＰＯ３がセレクタ４０８のｔｂ端子に供給される。
セレクタ４０７がｔｅ端子に接続されている場合は、加算器４０３からの出力（Ｓ＋Ｒ）が乗算器４０６に供給され、その（Ｓ＋Ｒ）×２という出力、即ちフェイズオフセットＰＯ４がセレクタ４０８のｔｂ端子に供給される。
セレクタ４０７がｔｆ端子に接続されている場合は、加算器４０４からの出力（Ｓ＋Ｑ）が乗算器４０６に供給され、その（Ｓ＋Ｑ）×２という出力、即ちフェイズオフセットＰＯ５がセレクタ４０８のｔｂ端子に供給される。
【０１９６】
従って、セレクタ４０７，４０８が次の各選択状態にあるときに、選択されるフェイズオフセットＰＯｓは、次のようになる。
セレクタ４０８がｔａ・・・・・・・・・・・・・・・ＰＯｓ＝ＰＯ１
セレクタ４０７がｔｃかつセレクタ４０８がｔｂ・・・ＰＯｓ＝ＰＯ２
セレクタ４０７がｔｄかつセレクタ４０８がｔｂ・・・ＰＯｓ＝ＰＯ３
セレクタ４０７がｔｅかつセレクタ４０８がｔｂ・・・ＰＯｓ＝ＰＯ４
セレクタ４０７がｔｆかつセレクタ４０８がｔｂ・・・ＰＯｓ＝ＰＯ５
このようにして選択されるフェイズオフセットＰＯｓは、図１７の減算器３１１に供給される
【０１９７】
図１７の減算器３１１では、選択された位相エラー信号ＰＥｓから選択されたフェイズオフセットＰＯｓを減算する処理を行い、位相エラー信号ＰＥとして出力する。この位相エラー信号ＰＥが、図１６のＤ／Ａ変換器１３９およびループフィルタ１４０を介して、ＶＣＯ１４１に供給され、ＶＣＯ１４１の発振周波数の制御に用いられることになる。
【０１９８】
ＰＥＣ１３７が以上のように構成されることで、本例では、状況に応じて位相エラー信号ＰＥ１〜ＰＥ３及びフェイズオフセットＰＯ１〜ＰＯ５を選択的に用いて、位相エラー信号ＰＥを得ることができる。
従って、例えば図２７（ａ）のようにＲＦ信号波形に歪みが少ない場合は、位相エラー信号ＰＥ１、フェイズオフセットＰＯ１を用いて位相エラー信号ＰＥを得るようにし、一方、図２７（ｂ）のような場合は、位相エラー信号ＰＥ２、フェイズオフセットＰＯ５を用いて位相エラー信号ＰＥを得るようにすることなどが可能となる。
そしてこのように位相エラー信号ＰＥの生成方式が切り換えられることにより、再生ＲＦ信号の品質等によらず、常に最適な位相エラー信号ＰＥを得ることができ、もってクロックＤＣＫの適正化、復号データの信頼性向上を実現できる。
【０１９９】
実際の選択は、ユーザーが再生状況に応じて切換操作を行うことで、選択状態が切り換えられるようにしたり、或いはコントローラ２が再生データの品質が最も良好となる選択状態を検出して自動的にその選択状態に設定するなどが考えられる。例えば上述のようにコントローラ２は不一致検出信号ＮＭをカウントすることで復号データの信頼性や再生信号品質を評価できるが、その評価結果に応じて選択状態を切り換えるようにしても良い。
【０２００】
そして上述のように選択状態の制御は、レジスタ３１３に設定される制御値ＳＳ１〜ＳＳ４によりセレクタ３０９，３１０，４０７，４０８が制御されることによってなされるわけであるが、このためにコントローラ２は、ユーザーの操作もしくは自動的な選択設定処理により、レジスタ３１３に制御値ＳＳ１〜ＳＳ４をロードさせるコマンドセットを行うことになる。
【０２０１】
また、レジスタ３１３にセットされた制御値ＳＳ１〜ＳＳ４は、リードゲート信号をトリガとして各セレクタ３０９，３１０，４０７，４０８に供給され、切換が行われることになるが、このリードゲート信号は、１単位の再生動作の再生開始時点でアクティブとなるパルスである。つまり本例では、再生動作の途中では各セレクタ３０９，３１０，４０７，４０８が切り換えられることはないようにしており、これにより再生動作の途中で切り換えられて位相エラー信号ＰＥが乱れることを防止している。
なお、選択状態の切換はあくまでもリードゲート信号タイミングとなるため、レジスタ３１３へのコマンドセット（制御値の設定）は非同期に行われればよい。
【０２０２】
位相エラー信号ＰＥ１〜ＰＥ３及びフェイズオフセットＰＯ１〜ＰＯ５についての選択は、ＲＦ信号品質や歪みの傾向に応じて好適なものが選ばれるべきものであるため、具体的にどのような状況のときにどのような選択がなされるかは、固定されるものではない。
但し、基本的には、位相エラー信号については、通常は位相エラー信号ＰＥ１が選択され、一方ＲＦ信号の歪みが大きい場合には位相エラー信号ＰＥ２又はＰＥ３のうちで良好な方が選択されるようにすればよい。
またフェイズオフセットについては、基本的にはフェイズオフセットＰＯ１を用いるようにするが、ＲＦ信号の歪みが大きい場合にはフェイズオフセトＰＯ５又はＰＯ３を選択することが考えられ、さらに場合によってはフェイズオフセトＰＯ２又はＰＯ４を選択するようにすることが考えられる。
【０２０３】
また、ディスク６のセクターフォーマットにおけるＶＦＯ領域（図３参照）でのＰＬＬ引込時には必ず位相エラー信号ＰＥ１及びフェイズオフセットＰＯ１が選択されている状態とし、データ部の再生時には位相エラー信号ＰＥ１〜ＰＥ３及びフェイズオフセットＰＯ１〜ＰＯ５が任意に選択できるようにすることが好適である。
【０２０４】
なお位相エラー信号ＰＥ２、ＰＥ３については、乗算器３０８で２倍値とされて得られるようにしたことは、位相エラー信号ＰＥ１と数値的な整合をとるためである。
またフェイズオフセットＰＯ２〜ＰＯ５について、乗算器４０６で２倍値とされて得られるようにしたことは、フェイズオフセットＰＯ１と数値的な整合をとるためである。
つまり、各位相エラー信号ＰＥ１〜ＰＥ３のレベル、及びフェイズオフセットＰＯ１〜ＰＯ５のレベルが、同等となるようにゲイン調整が行われることで、選択状態の切換によって出力される位相エラー信号ＰＥの値が大きく変動してしまうことを防止し、これによって後段のＤ／Ａ変換器１３９〜ＶＣＯ１４１の動作に悪影響を与えないようにしている。
【０２０５】
以上、４値４状態ビタビ復号方法を行う光磁気ディスク装置に本発明を適用した実施の形態を説明してきたが、本発明は３値４状態ビタビ復号方法や、７値６状態ビタビ復号方法等の他の種類のビタビ復号方法を採用した光磁気デイスク装置にも適用することができる。
【０２０６】
また、上記例は位相エラー信号の検出にビタビ判定モードを用いる例で説明しているが、他に、Ａ／Ｄ変換器１２の出力の符号が変化したときに、上記Ｐ、Ｑ、Ｒ、Ｓを対応させるＭＳＢモードと呼ばれる方法があり、そのＭＳＢモードにより位相エラー信号を検出する構成の場合でも本発明は適用できる。なお、その場合は上記Ｐ、Ｑ、Ｒ、Ｓに対する位相エラー信号の算出のための演算方式は多少異なるものとなるが、いずれにしても位相エラー信号の定義を複数用意し、それを切り換えることができるようにすればよい。
【０２０７】
また、この発明は、記録媒体に記録されたデータから再生される再生信号から、リードデータを復号するためにビタビ復号方法を用いることができる各種の情報再生装置に適用することができる。すなわち、光磁気デイスク（ＭＯ）以外にも、例えばＤＶＤ等の相変化型ディスク、ＣＤ−ＲＷ（CD-Rewritable）等の書き換え可能ディスク、ＣＤ−Ｒ（CD-wo）等の追記型ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ等の読み出し専用ディスク等の光ディスク装置に適用することが可能である。
【０２０８】
また、この発明は、この実施例に限定されることなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の応用および変形が考えられる。
【０２０９】
【発明の効果】
以上、説明したように本発明は、状態データから発生される第１〜第４の検出タイミングでの各再生信号値のうちで、選択された全部又は一部の各再生信号値を用いた所定の演算で位相エラー信号を生成するようにしている。即ち、基本的には第１〜第４の検出タイミングでの各再生信号値を用いて位相エラー信号を生成するところ、場合によっては、第１〜第４の検出タイミングでの各再生信号値のうちの一部を用いて位相エラー信号を生成できるようにする。そしてその位相エラー信号を用いてクロック信号を生成するようにしている。
従って、再生される信号波形の歪みなどに応じて、位相エラー生成のために用いる信号を選択できることになり、これは、歪みが大きく適正な位相エラーの算出に障害となる再生信号値を排除できることを意味する。即ち例えばＭＳＲ方式のように再生信号の波形歪みが比較的大きくなるような再生系であっても、適切に位相エラーを算出できることになり、ＰＬＬの誤動作やそれによるクロックの乱れを防止し、再生性能を向上させることができるという効果が得られる。
【０２１０】
またより具体的には、位相エラー生成手段には、例えば上記Ｐ、Ｓのデータに対応する第１、第２の各検出タイミングにおける各再生信号値に所定の演算を施して位相エラー信号を生成する第１の演算機能（Ｐ−Ｓ）と、例えば上記Ｑ、Ｒのデータに対応する第３、第４の各検出タイミングにおける各再生信号値に所定の演算を施して位相エラー信号を生成する第２の演算機能（Ｑ−Ｒ）と、第１〜第４の各検出タイミングにおける各再生信号値に所定の演算を施して位相エラー信号を生成する第３の演算機能（（Ｐ−Ｓ）＋（Ｑ−Ｒ））とを備え、さらに、これら第１〜第３の演算機能によって生成できる各位相エラー信号のうちの１つを選択して、それをクロック発生手段に供給する位相エラー信号とする選択機能とを備えるようにすることで、最も適切な位相エラー信号を得ることができる。
【０２１１】
また、上記第１の演算機能、第２の演算機能、第３の演算機能によって生成される各位相エラー信号のレベルが同等となるようにゲイン調整を行うゲイン調整機能（例えば図１７の乗算器３０８）が備えられていることで、位相エラー信号がどれに選択されても、後段のクロック発生手段（例えば図１７のＤ／Ａ変換器１３９〜ＶＣＯ１４１）に影響を与えないで常に適正な動作を実現させることができる。
【０２１２】
また選択機能による位相エラー信号の選択状態を切り換えるタイミングを制御する切換タイミング制御手段（例えば図１７のレジスタ３１３）が備えられていることで、切り換えタイミングを良好に保つことができ、換言すれば、読出途中で切り換えられるなどを防止することができ、これにより上記本発明の機能が逆に悪影響を与えてしまうといったようなことを回避できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明が適用できる記録再生装置のブロック図である。
【図２】マーク位置記録方法およびマークエッジ記録方法の概要の説明図である。
【図３】実施の形態の記録再生装置に装填される光磁気ディスクのセクタフォーマットの説明図である。
【図４】ＲＬＬ（１，７）符号化方法における最小磁化反転幅の説明図である。
【図５】ＲＬＬ（１，７）符号とマークエッジ記録方法によって記録されたデータの再生信号をＰＲ（１，２，１）で波形等化したときのアイパターンの説明図である。
【図６】４値４状態ビタビ復号方法の状態遷移の過程の説明図である。
【図７】４値４状態ビタビ復号方法の状態遷移の説明図である。
【図８】４値４状態ビタビ復号方法の状態遷移のトレリス線図の説明図である。
【図９】規格化パスメトリックに基づく４値４状態ビタビ復号方法における状態遷移の条件の説明図である。
【図１０】４値４状態ビタビ復号を行うビタビ復号器のブロック図である。
【図１１】４値４状態ビタビ復号を行うビタビ復号器のＡＣＳのブロック図である。
【図１２】４値４状態ビタビ復号を行うビタビ復号器のＡ型パスメモリのブロック図である。
【図１３】４値４状態ビタビ復号を行うビタビ復号器のＢ型パスメモリのブロック図である。
【図１４】図７とは異なる表記方法での４値４状態ビタビ復号方法の状態遷移の説明図である。
【図１５】ブランチメトリックの表記方法の説明図である。
【図１６】実施の形態のディスク記録再生装置のブロック図である。
【図１７】実施の形態のディスク記録再生装置のＰＥＣのブロック図である。
【図１８】実施の形態のディスク記録再生装置のＰＥＣ内のフェイズオフセット算出部のブロック図である。
【図１９】実施の形態のディスク記録再生装置のＡＣＳのブロック図である。
【図２０】実施の形態のディスク記録再生装置のＳＭＵのブロック図である。
【図２１】実施の形態のディスク記録再生装置のＳＭＵのＡ型ステータスメモリのブロック図である。
【図２２】実施の形態のディスク記録再生装置のＳＭＵのＢ型ステータスメモリのブロック図である。
【図２３】実施の形態のディスク記録再生装置のマージブロックのブロック図である。
【図２４】実施の形態のマージブロックにおける状態データ値の選択動作の説明図である。
【図２５】実施の形態のマージブロックで復号データが生成される際に参照されるテーブルの説明図である。
【図２６】実施の形態の位相エラー信号検出方式の説明図である。
【図２７】実施の形態の信号波形歪みに対応する位相エラー信号検出方式の説明図である。
【符号の説明】
１ ホストコンピュータ、２ ドライブコントローラ、３ ＣＰＵ、４ レーザパワーコントロール部、５ 磁気ヘッド、６ ディスク、７ 光ピックアップ、８ アンプ、９ スピンドルモータ、１０ 切替えスイッチ、１１ フィルタ部、１２ Ａ／Ｄ変換器、１３，１３０ ビタビ復号器、１４ ＰＬＬ部、１３６ シフトレジスタ、１３７ ＰＥＣ、１３８ タイミング発生器、１３９ Ｄ／Ａ変換器、１４０ ループフィルタ、１４１ ＶＣＯ、３０１，３０２，３０３，３０４ レジスタ、３０５，３０６ 減算器、３０７，４０１，４０２，４０３，４０４，４０５ 加算器、３０８，４０６ 乗算器、３０９，３１０，４０７，４０８ セレクタ、３１１ 減算器、３１２ フェイズオフセット算出部、３１３ レジスタ
Claims (2)
- 記録媒体から再生される再生信号をビタビ復号方法によって復号するようにした情報再生装置において、
クロック信号に従ってサンプリングされる再生信号値に基づいて、前記クロック信号に応じたタイミングで最尤な状態遷移を表す状態データを生成する状態データ生成手段と、
前記状態データに基づいて復号データを出力する復号データ出力手段と、
前記状態データから、位相エラー信号の第１〜第４の検出タイミングを発生するタイミング発生手段と、
前記第１〜第４の検出タイミングでの再生信号値のうちで、前記第１、第２の各検出タイミングにおける各再生信号値に所定の演算を施して位相エラー信号を生成する第１の演算機能と、前記第３、第４の各検出タイミングにおける各再生信号値に所定の演算を施して位相エラー信号を生成する第２の演算機能と、前記第１、第２、第３、第４の各検出タイミングにおける各再生信号値に所定の演算を施して位相エラー信号を生成する第３の演算機能を備え、前記第１の演算機能、第２の演算機能、第３の演算機能によって生成できる各位相エラー信号のうちの１つを選択して、それを前記クロック発生手段に供給する位相エラー信号とする選択機能によって、位相エラー信号を生成する位相エラー生成手段と、
前記選択機能による選択状態を切り換えるタイミングを所定単位の再生動作の再生開始タイミングとする切換タイミング制御手段と、
前記位相エラー生成手段で生成された位相エラー信号に応じて前記クロック信号を発生させるクロック発生手段と、
を備えたことを特徴とする情報再生装置。 - 前記位相エラー生成手段には、
前記第１の演算機能、第２の演算機能、第３の演算機能によって生成される各位相エラー信号のレベルが同等となるようにゲイン調整を行うゲイン調整機能が備えられていることを特徴とする請求項１に記載の情報再生装置。
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