JP3843536B2 - 情報再生装置および再生方法 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えば光磁気ディスク装置等の情報再生装置および再生方法に関する。
【0002】
【従来の技術】
光磁気ディスク装置等の情報再生装置では、一般に記録媒体から再生される再生信号を2値化することがなされる。2値化の方法としては、再生RF信号のピーク値およびボトム値を検出し、ピーク値およびボトム値を演算することによってスライスレベルを生成し、スライスレベルと再生RF信号を比較する方法が知られている。記録媒体上にスライスレベルを規定するための専用の領域を設ける場合もある。また、最近では、ビタビ復号法を利用して2値化することが実用化されつつある。
【0003】
ディジタル変調方法として、CDにおいて採用されているようなDCフリーのものを使用すれば、再生RF信号中のDC成分が平均的にゼロとすることができる。しかしながら、RLL(2,7)、RLL(1,7)等の光磁気ディスクにおいて使用されるディジタル変調方式の場合では、再生RF信号がDC成分を有する。このようなDC成分は、オフセットと称される。再生RF信号のオフセットが一定であれば、それを取り除くことが容易である。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、DCフリーでないディジタル変調方式を採用している場合では、再生信号のパターンによって、オフセットが変動する。また、光磁気ディスクの基板製造時に生じた力学的な歪みによって、光学的な複屈折が生じ、再生RF信号のオフセットが低い周波数で変動する。オフセットの変動によって、スライスレベルが理想的な位置からずれ、2値化エラーが発生する。また、ビタビ復号器を採用している場合では、その前段のA/D変換器のダイナミックレンジを狭くし、A/D変換の分解能を低下させる。それによって、ビタビ復号の精度の低下が生じる。さらに、ビタビ復号の振幅基準値がずれ、ブランチメトリックの計算値が不正確となり、その結果、復号精度が低下する。
【0005】
従って、この発明の目的は、再生RF信号のオフセットをキャンセルすることにより、ビタビ復号の精度を向上させることが可能な情報再生装置および再生方法を提供することにある。
【0006】
【課題を解決するための手段】
請求項1の発明は、記録媒体に再生される再生信号をビタビ復号方法によって復号するようにした情報再生装置であって、
クロックに従ってサンプリングされる再生信号値に基づいて、最尤な状態遷移そのものを表現するクロック毎の状態データを生成する状態データ生成手段と、
状態データに基づいて、復号データを出力する復号データ出力手段と、
状態データから、再生信号の立ち上がりまたは立ち下がりエッジと対応する、オフセットの検出タイミングを発生する手段と、
検出タイミングにおける再生信号の立ち上がり時点の再生信号値とされるサンプリング値と、立ち上がり時点の1クロック後の再生信号値とされるサンプリング値と、立ち下がり時点の再生信号値とされるサンプリング値と、立ち下がり時点の1クロック後の再生信号値とされるサンプリング値を用いて演算することによってオフセット信号を生成する手段と、
オフセット信号を再生信号に対してフィードバックし、オフセットをキャンセルするための信号路とを有し、
状態データ生成手段は、状態メモリユニットを含み、
復号データを出力する状態メモリユニットのメモリ長より短いメモリ長の段階で取り出された状態データであって、メトリックの最も小さいものに対応する状態における状態データに基づいて検出タイミングを発生することを特徴とする情報再生装置である。
【0007】
請求項4の発明は、記録媒体に再生される再生信号をビタビ復号方法によって復号するようにした情報再生方法であって、
クロックに従ってサンプリングされる再生信号値に基づいて、再尤な状態遷移そのものを表現するクロック毎の状態データを生成する状態生成ステップと、
状態データに基づいて、復号データを出力するステップと、
状態データから、再生信号の立ち上がりまたは立ち下がりエッジと対応する、オフセットの検出タイミングを発生するステップと、
検出タイミングにおける再生信号の立ち上がり時点の再生信号値とされるサンプリング値と、立ち上がり時点の1クロック後の再生信号値とされるサンプリング値と、立ち下がり時点の再生信号値とされるサンプリング値と、立ち下がり時点の1クロック後の再生信号値とされるサンプリング値を用いて演算することによってオフセット信号を生成するステップと、
オフセット信号を再生信号に対してフィードバックし、オフセットをキャンセルするスッテップとを有し、
状態生成ステップは、復号データを出力する状態メモリユニットのメモリ長より短いメモリ長の段階で取り出された状態データであって、メトリックの最も小さいものに対応する状態における状態データに基づいて検出タイミングを発生することを特徴とする情報再生方法である。
【0008】
この発明では、ビタビ復号の状態データに基づいて再生RF信号の立ち上がり、立ち下がりのタイミングを検出することができ、再生RF信号中のオフセットを検出することができる。また、A/D変換出力のMSBの反転するタイミングから再生RF信号の立ち上がり、立ち下がりのタイミングを検出することができ、再生RF信号中のオフセットを検出することができる。検出されたオフセットを再生RF信号から減算することによって、オフセットをキャンセルする。
【0009】
この発明では、再生RF信号からオフセットを検出することができ、記録媒体上にオフセット検出用の特別な領域を必要とせず、記録媒体上のデータ記録領域の減少を防止できる。また、ピークレベル、ボトムレベル等を検出するレベル検出回路を省略できる。さらに、再生動作中に連続的にオフセットをキャンセルすることができる。このようにオフセットをキャンセルすることによって、ビタビ復号の精度を高くできる。
【0010】
【発明の実施の形態】
以下に、この発明の理解を容易とするために、ビタビ復号方法を行う再生系を有する記録/再生装置の一例について、装置の全体構成、記録媒体のセクタフォーマット、4値4状態ビタビ復号方法の概要、4値4状態ビタビ復号方法を実現するビタビ復号器の構成および動作、および4値4状態ビタビ復号方法以外のビタビ復号方法の順に説明する。
【0011】
〔ディスク記録再生装置の概要〕
以下、ビタビ復号方法を行う再生系を有する記録/再生装置の一例について説明する。図1は、ビタビ復号方法を行う再生系を有する光磁気ディスク装置の一例の全体構成を示すブロック図である。記録時には、コントローラ2がホストコンピュータ1の指令に従って、記録すべきユーザデータを受取り、情報語としてのユーザデータに基づいてエンコードを行って、符号語としてのRLL(1,7)符号を生成する。この符号語が記録データとしてレーザパワーコントロール部(以下、LPCと表記する)4に供給される。コントローラ2は、このような処理の他に、後述する復号化処理、および記録、再生、消去等の各モードの制御、並びにホストコンピュータ1との交信等の動作を行う。
【0012】
LPC4は、供給された記録データに対応して、光ピックアップ7のレーザパワーを制御して光磁気ディスク6上に磁気極性を有するピット列を形成することにより、記録を行う。この記録の際に、磁気ヘッド5が光磁気ディスク6にバイアス磁界を付与する。実際には、記録データに基づいて後述するように生成されるプリコード出力に従って、後述するようなマークエッジ記録が行われる。
【0013】
後述するように、記録位置すなわちピットの形成位置の制御は、磁気ヘッド5および光ピックアップ7等の位置決めを行う、図示しない手段によってなされる。このため、記録動作時においても、光ピックアップ7がアドレス部等を通過する際には、後述するような再生時の動作と同様な動作が行われる。
【0014】
上述したようにして形成される各ピットを、記録データに基づいて後述するようにして生成されるプリコード出力中の各ビットに対応させる方法について、図2を参照して説明する。プリコード出力中の、例えば'1' に対してピットを形成し、'0' に対してピットを形成しない記録方法をマーク位置記録方法と称する。一方、各ピットのエッジによって表現される、プリコード出力中の各ビットの境界における極性の反転を、例えば'1' に対応させる記録方法をマークエッジ記録方法と称する。再生時には、再生信号中の各ビットの境界は、後述するようにして生成されるリードクロックDCKに従って認識される。
【0015】
次に、再生系の構成および動作について説明する。光ピックアップ7は、光磁気ディスク6にレーザ光を照射し、それによって生じる反射光を受光して、再生信号を生成する。再生信号は、和信号R+ 、差信号R- および図示しないフォーカスエラー信号ならびにトラッキングエラー信号の4種類の信号からなる。和信号R+ は、アンプ8によってゲイン調整等がなされた後に切替えスイッチ10に供給される。また、差信号R- は、アンプ9によってゲイン調整等がなされた後に切替えスイッチ10に供給される。さらに、フォーカスエラー信号は、フォーカスエラーを解消する手段(図示せず)に供給される。一方、トラッキングエラー信号は、図示しないサーボ系等に供給され、それらの動作において用いられる。
【0016】
切替えスイッチ10には、後述するような切替え信号Sが供給される。切替えスイッチ10は、この切替え信号Sに従って、以下のように、和信号R+ または差信号R- をフィルタ部11に供給する。すなわち、後述するような光磁気ディスク6のセクタフォーマットにおいて、エンボス加工によって形成される部分から再生される再生信号が切替えスイッチ10に供給される期間には、和信号R+ をフィルタ部11に供給する。また、光磁気的に記録される部分から再生される再生信号が切替えスイッチ10に供給される期間には、差信号R- をフィルタ部11に供給する。
【0017】
切替え信号Sは、例えば次のようにして生成される。すなわち、まず、再生信号から、セクタフォーマットに規定される所定のパターンから再生される信号を検出する。このような所定のパターンとしては、例えば後述するセクタマークSM等が用いられる。そして、かかる検出がなされた時点を基準として、後述するリードクロックを数える等の方法によって認識される所定時点において、切替え信号Sが生成される。
【0018】
フィルタ部11は、ノイズカットを行うローパスフィルタおよび波形等化を行う波形等化器から構成される。後述するように、この際の波形等化処理において用いられる波形等化特性は、ビタビ復号器13が行うビタビ復号方法に適合するものとされる。フィルタ部11の出力を供給されるA/D変換器12は、後述するようにして供給されるリードクロックDCKに従って再生信号値z〔k〕をサンプリングする。ビタビ復号器13は、再生信号値z〔k〕に基づいて、ビタビ復号方法によって復号データを生成する。かかる復号データは、上述したようにして記録される記録データに対する最尤復号系列である。従って、復号エラーが無い場合には、復号データは、記録データと一致する。
【0019】
復号データは、コントローラ2に供給される。上述したように、記録データは、ユーザデータからチャンネル符号化等の符号化によって生成された符号語である。従って、復号エラーレートが充分低ければ、復号データは、符号語としての記録データとみなすことができる。コントローラ2は、復号データに、上述のチャンネル符号化等の符号化に対応する復号化処理を施すことにより、ユーザデータ等を再生する。
【0020】
また、フィルタ部11の出力は、PLL部14にも供給される。PLL部14は、供給された信号に基づいて、リードクロックDCKを生成する。リードクロックDCKは、コントローラ2、A/D変換器12、ビタビ復号器13等に供給される。コントローラ2、A/D変換器12、ビタビ復号器13の動作は、リードクロックDCKに従うタイミングでなされる。さらに、リードクロックDCKは、図示しないタイミングジェネレータに供給される。タイミングジェネレータは、例えば、記録/再生動作の切替え等の装置の動作タイミングを制御する信号を生成する。
【0021】
上述したような再生動作において、光磁気ディスク6から再生される再生信号に基いて、より正しい再生データを得るために、再生系の各構成要素の動作を再生信号の品質に応じて適正化することが行われる。このような操作をキャリブレーションと称する。キャリブレーションは、再生信号の品質等が例えば加工精度等の記録媒体の特性、および例えば記録用レーザ光のパワーの変動、周囲温度等の記録/再生時の条件等によって変化する可能性があることに対応するために再生系のパラメータを適正化するためのものである。
【0022】
キャリブレーションの内容は、例えば光ピックアップ7の読取り用レーザ光パワーの調整、アンプ8および9のゲインの調整、フィルタ部11の波形等化特性の調整、およびビタビ復号器13の動作において用いられる振幅基準値の調整等である。このようなキャリブレーションは、電源投入直後または記録媒体の交換時等に、図1中には図示しない構成によって行われる。
【0023】
〔記録媒体のセクタフォーマットの概要〕
光磁気ディスク6には、セクタを記録/再生の単位としてユーザデータが記録される。図3を参照して、光磁気ディスク6において用いられるセクタフォーマットの一例について説明する。図3Aに示すように、1セクタは、記録/再生の順に従って、ヘッダ、ALPC,ギャップ、VFO3 、シンク、データフィールド、バッファの各エリアに区分されている。図3中に付した数字は、バイト数を表す。光磁気ディスク6上には、ブロック符号化等の符号化がなされたデータが記録される。例えば8ビットが12チャンネルビットに変換されて記録される。
【0024】
このセクタフォーマットの一例においては、ユーザデータ量が1024バイトのフォーマットと、ユーザデータ量が512バイトのフォーマットとが用意されている。ユーザデータ量が1024バイトのフォーマットでは、データフィールドのバイト数が670バイトとされる。また、ユーザデータ量が512バイトのフォーマットでは、データフィールドのバイト数が1278バイトとされる。これら2つのセクタフォーマットにおいて、63バイトのプリフォーマットされたヘッダと、ALPC,ギャップエリアの18バイトは、同一とされている。
【0025】
図3Bは、63バイトのヘッダを拡大して示す。ヘッダは、セクタマークSM(8バイト)、VFOフィールドのVFO1 (26バイト)、アドレスマークAM(1バイト)、IDフィールドのID1 (5バイト)、VFOフィールドのVFO2 (16バイト)、アドレスマークAM(1バイト)、IDフィールドのID2 (5バイト)、およびポストアンブルPA(1バイト)が順に配列された構成とされている。
【0026】
図3Cは、18バイトのALPC,ギャップエリアを拡大して示す。18バイトは、ギャップフィールド(5バイト)、フラグフィールド(5バイト)、ギャップフィールド(2バイト)、ALPC(6バイト)からなる。
【0027】
次に、これらのフィールドについて説明する。セクタマークSMは、セクタの開始を識別するためのマークであり、RLL(1,7)符号において生じないエンボス加工によって形成されたパターンを有する。VFOフィールドは、上述のPLL部18中のVFO(Variable Frequency Oscillator) を同期させるためのもので、VFO1 、VFO2 およびVFO3 からなる。VFO1 およびVFO2 は、エンボス加工によって形成されている。また、VFO3 は、そのセクタに対して記録動作が行われる際に光磁気的に書かれる。VFO1 、VFO2 およびVFO3 は、それぞれチャンネルビットの'0' と'1' が交互に現れるパターン(2Tパターン)を有する。従って、1チャンネルビットの時間長に対応する時間をTとすると、VFOフィールドを再生した時に、2T毎にレベルが反転する再生信号が得られる。
【0028】
アドレスマークAMは、後続のIDフィールドのためのバイト同期を装置に対して与えるために使用され、RLL(1,7)符号において生じないエンボスされたパターンを有する。IDフィールドは、セクタのアドレス、すなわち、トラック番号およびセクタ番号の情報と、これらの情報に対するエラー検出用のCRCバイトを有する。IDフィールドは、5バイトからなる。ID1 およびID2 によって、同一のアドレス情報が二重に記録される。ポストアンブルPAは、チャンネルビットの'0' と'1' とが交互に現れるパターン(2Tパターン)を有する。ID1 、ID2 およびポストアンブルPAも、エンボス加工によって形成されている。このように、ヘッダの領域は、エンボス加工によりピットが形成されたプリフォーマットされた領域である。
【0029】
図3Cは、ALPC,ギャップエリアを拡大して示す。ギャップには、ピットが形成されない。最初のギャップフィールド(5バイト)は、プリフォーマットされたヘッダの後の最初のフィールドであり、これによって、ヘッダの読取りを完了した後の処理に装置が要する時間が確保される。2番目のギャップフィールド(2バイト)は、後のVFO3 の位置のずれを許容するためのものである。
【0030】
ALPC,ギャップエリアには、5バイトのフラグフィールドが記録される。フラグフィールドは、セクタのデータが記録される時に、連続した2Tパターンが記録される。ALPC(Auto Laser Power Control)フィールドは、記録時のレーザパワーをテストするために設けられている。シンクフィールド(4バイト)は、続くデータフィールドのためのバイト同期を装置が得るために設けられており、所定のビットパターンを有する。
【0031】
データフィールドは、ユーザデータを記録するために設けられる。上述した670バイトのデータフィールドには、512バイトのユーザデータと、144バイトのエラー検出、訂正用のパリティ等と、12バイトのセクタ書込みフラグと、2バイト(FF)とからなる。また、1278バイトのデータフィールドの場合には、1024バイトのユーザデータと、242バイトのエラー検出、訂正用のパリティ等と、12バイトのセクタ書込みフラグとからなる。セクタの最後のバッファフィールドは、電気的、あるいは機械的な誤差に対する許容範囲として使用される。
【0032】
上述したセクタフォーマットの例において、ヘッダは、エンボス加工によりピットが形成されたエリアである。また、ALPC,ギャップエリアは、再生時には、使用されないエリアである。さらに、VFO3 、シンクフィールドおよびデータフィールドは、光磁気記録されたデータのエリアである。
【0033】
〔4値4状態ビタビ復号方法の概要〕
以下、ビタビ復号器13によって行われるビタビ復号方法について説明する。上述したように、ユーザデータは、様々な符号化方法によって記録データとしての符号語に変換される。符号化方法は、記録媒体の性質および記録/再生方法等に応じて適切なものが採用される。光磁気ディスク装置においては、ブロック符号化において、Run Lengthすなわち'1' と'1' の間の'0' の数を制限するRLL(Run Length Limited)符号化方法が用いられることが多い。従来から幾つかのRLL符号化方法が用いられている。一般に、'1' と'1' の間の'0' の数を最小でd個、最大でk個とするm/nブロック符号をRLL(d,k;m,n)符号と称する。
【0034】
例えば、2/3ブロック符号において、'1' と'1' の間の'0' の数を最小で1個、最大で7個とするブロック符号化方法は、RLL(1,7;2,3)符号である。一般にRLL(1,7;2,3)符号をRLL(1,7)符号と称することが多いので、以下の説明においても単にRLL(1,7)符号と表記した場合には、RLL(1,7;2,3)符号を指すことにする。
【0035】
このようなRLL符号化方法と、上述したマークエッジ記録方法との組合わせによって記録されたデータから再生される再生信号を復号するために、ビタビ復号方法を用いることができる。
【0036】
このようなRLL符号化方法は、記録密度の向上、および再生動作の安定性の確保という2つの観点から、符号化方法に要求される条件に対応できるものである。まず、上述したように、マークエッジ記録方法は、記録データに基づいて後述するように生成されるプリコード出力における'1' を各ピットのエッジによって表現される極性の反転に対応させるものなので、'1' と'1' の間の'0' の数を多くする程、各ピット1個当たりに記録されるビット数を大きくすることができる。従って、記録密度を大きくすることができる。
【0037】
一方、再生系の動作タイミングを合わせるために必要なリードクロックDCKは、上述したように、再生信号に基づいてPLL部14によって生成される。このため、記録データにおいて'1' と'1' の間の'0' の数を多くすると、再生動作の際にPLL部の動作が不安定となるので、再生動作全体が不安定なものとなる。
【0038】
これら2つの条件を考慮すると、'1' と'1' の間の'0' の数は、多過ぎたり、少な過ぎたりしない、適切な範囲内に設定される必要がある。このような、記録データ中の'0' の数の設定に関して、RLL符号化方法が有効となる。
【0039】
ところで、図4に示すように、上述したRLL(1,7)符号化方法とマークエッジ記録方法の組み合わせにおいては、記録データに基づいて生成されるプリコード出力中の'1' と'1' の間に最低1個の'0' が含まれるので、最小反転幅が2となる。このような、最小反転幅が2となる符号化方法が用いられる場合に、符号間干渉およびノイズ等の影響を受けている再生信号から記録データを復号する方法として、後述するように、4値4状態ビタビ復号方法を適用することができる。
【0040】
上述したように、再生信号には、フィルタ部11によって波形等化処理がなされる。ビタビ復号方法の前段としてなされるこのような波形等化処理には、符号間干渉を積極的に利用するパーシャルレスポンス方法が用いられる。この際に用いられる波形等化特性は、一般に(1+D)n で表されるパーシャルレスポンス特性の内から、記録/再生系の線記録密度およびMTF(Modulation Transfer Function)を考慮して決められる。上述したRLL(1,7)符号化方法とマークエッジ記録方法の組み合わせによって記録されたデータに対して、PR(1,2,1)を用いる波形等化処理は、4値4状態ビタビ復号方法の前段となる。
【0041】
一方、マークエッジ記録方法においては、光磁気ディスク媒体等に対する実際の記録に先立って、上述のRLL符号化等によって符号化された記録データに基づくプリコードが行われる。各時点kにおける記録データ列をa〔k〕、これに基づくプリコード出力をb〔k〕とすると、プリコードは、以下のように行われる。
【0042】
b〔k〕=mod2{a〔k〕+b〔k−1〕} (1)
このようなプリコード出力b〔k〕が実際に光磁気ディスク媒体等に記録される。一方、フィルタ部11中の波形等化器によってなされる、波形等化特性PR(1,2,1)での波形等化処理について説明する。但し、以下の説明においては、信号の振幅を規格化せずに、波形等化特性をPR(B,2A,B)とする。また、ノイズを考慮しない場合の再生信号の値をc〔k〕と表記する。さらに、ノイズを含む実際の再生信号(すなわち、記録媒体から再生された再生信号)をz〔k〕と表記する。
【0043】
PR(B,2A,B)は、ある時点kにおける再生信号の値に対して、時点kにおける振幅の寄与が振幅値の2A倍とされ、さらに前後の時点k−1およびk+1における振幅の寄与が各々の時点での信号の振幅のB倍とされるものである。従って、再生信号の値の最大値は、時点k−1、k、k+1において何れもパルスが検出される場合である。このような場合には、再生信号の値の最大値は、以下のようになる。
【0044】
B+2A+B=2A+2B
また、再生信号の値の最小値は0となる。但し、実際の取り扱いにおいては、c〔k〕として、DC成分のA+Bを差し引いた以下のようなものが用いられる。
【0045】
c〔k〕=B×b〔k−2〕+2A×b〔k−1〕+B×b〔k〕
−A−B (2)
従って、ノイズを考慮しない場合の再生信号c〔k〕は、A+B,A,−A,−A−Bの内の何れかの値をとることになる。一般に、再生信号の性質を示す方法の1つとして、例えば5個の時点を単位として、再生信号を多数重ね合わせたものをアイパターンと称する。この発明を適用することができる光磁気ディスク装置において、PR(B,2A,B)の下で波形等化処理された実際の再生信号z〔k〕についてのアイパターンの一例を図5に示す。図5から各時点における再生信号z〔k〕の値は、ノイズによるばらつきを有するが、ほぼ、A+B,A,−A,−A−Bの内の何れかになることが確認できる。後述するように、A+B,A,−A,−A−Bの値は、識別点として用いられる。
【0046】
上述したような波形等化処理がなされた再生信号を復号する、ビタビ復号方法の概略は、次のようなものである。ステップ▲1▼符号化方法および記録媒体に対する記録方法に基づいて、生じ得る全ての状態を特定する。ステップ▲2▼ある時点における各状態を起点として、次の時点において生じ得る全ての状態遷移と、各状態遷移が生じる時の記録データa〔k〕および再生信号の値c〔k〕を特定する。ステップ▲1▼および▲2▼の結果として特定された全ての状態および状態遷移と、各状態遷移が生じる時の〔記録データの値a〔k〕/再生信号の値c〔k〕〕を図の形式で表現したものを状態遷移図と称する。後述するように、4値4状態ビタビ復号方法における状態遷移図は、図7に示すようなものである。そして、この状態遷移図に基づく復号動作を行うように、ビタビ復号器13が構成される。
【0047】
さらに、ステップ▲3▼上述したように、状態遷移図を前提として、記録媒体から各時点kにおいて再生される再生信号z〔k〕に基づく最尤な状態遷移が選択される。但し、上述したように、z〔k〕は、ビタビ復号器13に供給される前段において波形等化されたものである。このような最尤な状態遷移の選択がなされる毎に、選択された状態遷移に対応して、状態遷移図に記載された記録データa〔k〕の値を復号値とすることによって、記録データに対する最尤復号値系列としての復号データa' 〔k〕を得ることができる。但し、各時点kにおける復号データ値から、最尤復号値系列とするための構成は、後述するビタビ復号器13中のPMU23である。従って、上述したように、復号データ列a' 〔k〕は、復号エラーが無い場合には、記録データ列a〔k〕と一致する。上述のステップ▲1▼〜ステップ▲3▼について、以下に詳細に説明する。
【0048】
上述のステップ▲1▼について説明する。まず、ここで用いられる状態として、ある時点kにおける状態を、時点kおよびそれ以前のプリコード出力を用いて次のように定義する。すなわち、n=b〔k〕、m=b〔k−1〕、l=b〔k−2〕の時の状態をSnml と定義する。このような定義によって、23 =8個の状態があると考えられるが、上述したように、実際に生じ得る状態は、符号化方法等に基づいて制限される。RLL(1,7)符号として符号化された記録データ列a〔k〕においては、'1' と'1' の間に最低1個の'0' が含まれるので、2個以上の'1' が連続することが無い。記録データ列a〔k〕に課されるこのような条件に基づいてプリコード出力b〔k〕について一定の条件が課され、その結果として生じ得る状態に制限が加えられる。
【0049】
このような制限について具体的に説明する。上述したようにRLL(1,7)符号化によって生成される記録データ列中に、2個以上の'1' が連続するもの、すなわち以下のものはあり得ない。
【0050】
a〔k〕=1,a〔k−1〕=1,a〔k−2〕=1 (3)
a〔k〕=1,a〔k−1〕=1,a〔k−2〕=0 (4)
a〔k〕=0,a〔k−1〕=1,a〔k−2〕=1 (5)
記録データ列に課されるこのような条件に基づいて、上述の(1)式に従ってb〔k〕について課される条件について検討すると、S010およびS101の2個の状態は生じ得ないことがわかる。従って、生じ得る状態は、23 −2=6個である。
【0051】
次に、ステップ▲2▼について説明する。ある時点jにおける状態を起点として、次の時点j+1において生じ得る状態を求めるためには、時点j+1における記録データの値a〔j+1〕が1となる場合、および0となる場合に分けて調べる必要がある。
【0052】
ここでは、状態S000を例として説明する。上述の(1)式に従って、S000すなわちn=b〔j〕=0,l=b〔j−1〕=0,m=b〔j−2〕=0とプリコードされる記録データとしては、以下の2個が考えられる。
【0053】
a〔j〕=0、a〔j−1〕=0、a〔j−2〕=1 (6)
a〔j〕=0、a〔j−1〕=0、a〔j−2〕=0 (7)
〔a〔j+1〕=1の時〕
この時、(1)式に従って、b〔j+1〕は、以下のように計算される。
【0054】
b〔j+1〕=mod2{a〔j+1〕+b〔j〕}
=mod2{ 1 + 0 }
=1 (8)
従って、再生信号c〔j〕の値は、上述の(2)式に従って、次のように計算される。
【0055】
c〔j+1〕={B×b〔j+1〕+2A×b〔j〕+B×b〔j−1〕}
−A−B
={B×1+2A×0+B×0}−A−B
=−A (9)
また、次の時点j+1での状態Snlm については、n=b〔j+1〕,l=b〔j〕,m=b〔j−1〕である。そして、上述したようにb〔j+1〕=1,b〔j〕=0,b〔j−1〕=0となるので、次の時点j+1における状態は、S100である。従って、a〔j+1〕=1の場合には、S000→S100という遷移が生じることが特定できる。
【0056】
〔a〔j+1〕=0の時〕
この時、(1)式に従って、b〔j+1〕は、以下のように計算される。
【0057】
b〔j+1〕=mod2{a〔j+1〕+b〔j〕}
=mod2{ 0 + 0}
=0 (10)
従って、再生信号c〔j+1〕の値は、上述の(2)式に従って、次のように計算される。
【0058】
c〔j+1〕={B×b〔j+1〕+2A×b〔j〕+B×b〔j−1〕}
−A−B
={B×0+2A×0+B×0}−A−B
=−A−B (11)
また、次の時点j+1における状態Snlm については、n=b〔j+1〕,l=b〔j〕,m=b〔j−1〕である。そして、上述したようにb〔j+1〕=0,b〔j〕=0,b〔j−1〕=0となるので、次の時点における状態は、S000である。従って、a〔j+1〕=0の場合には、S000→S000という遷移が生じることが特定できる。
【0059】
このようにして、時点jにおけるS000以外の各状態についても、それらを起点として次の時点j+1において生じ得る状態遷移と、そのような各状態遷移が生じる時の記録データ値a〔j+1〕および再生信号値c〔j+1〕との対応を求めることができる。
【0060】
上述したようにして、各状態について、それらを起点として生じ得る状態遷移と、各状態遷移が生じる時の記録データの値および再生信号の値との対応を求め、図の形式に表したものが図6である。上述の時点jおよびj+1は、特別の時点ではない。従って、上述したようにして求まる、生じ得る状態遷移とそれらに伴う記録データの値および再生信号の値との対応は、任意の時点において適用することができる。このため、図6においては、任意の時点kにおいて生じる状態遷移に伴う記録データの値をa〔k〕と表記し、再生信号の値をc〔k〕と表記する。
【0061】
図6において、状態遷移は、矢印によって表される。また、各矢印に付した符号が〔記録データ値a〔k〕/再生信号値c〔k〕〕を示している。状態S000,S001,S111およびS110を起点とする状態遷移は、2通り有るのに対して、状態S011およびS100を起点として生じ得る遷移は1通りのみである。
【0062】
さらに、図6においてS000とS001は、何れもa〔k〕=1に対しては、c〔k〕=−Aという値を取り、S100に遷移している。一方、a〔k〕=0に対しては、c〔k〕=−A−Bという値を取り、S000に遷移している。また、S111とS110も同様に、同じa〔k+1〕の値について同じc〔k+1〕の値を取り、且つ、同じ状態に遷移している。従って、S000とS001をまとめてS0と表現し、S111とS110をまとめてS2と表現することができる。さらに、S011をS3とし、S100をS1と表現することにして、整理したものが図7である。
【0063】
上述したように、図7が4値4状態ビタビ復号方法に用いられる状態遷移図である。図7中には、S0〜S3の4個の状態、および再生信号c〔k+1〕の値としての−A−B,−A,A,A+Bの4個の値が示されている。状態S0およびS2を起点とする状態遷移は、2通り有るのに対して、状態S1およびS3を起点とする状態遷移は、1通りのみである。
【0064】
一方、状態遷移を時間に沿って表現する形式として、図8に示すようなトレリス線図が用いられる。図8では、2個の時点間の遷移を示しているが、さらに多数の時点間の遷移を示すこともできる。時間経過に伴い、順次右の時点に遷移していく様子が表現される。従って、水平な矢印は、例えばS0→S0等の同じ状態への遷移を表し、斜めの矢印は、例えばS1→S2等の異なる状態への遷移を表すことになる。
【0065】
上述したビタビ復号方法のステップ▲3▼、すなわち図7に示した状態遷移図を前提として、ノイズを含む実際の再生信号z〔k〕から最尤な状態遷移を選択する方法について以下に説明する。
【0066】
最尤な状態遷移を選択するためには、まず、ある時点kにおける状態について、その状態に至る過程において経由してきた複数時点間の状態遷移の尤度の和を計算し、さらに、計算された尤度の和を比較して、最尤の復号系列を選択することが必要である。このような尤度の和をパスメトリックと称する。
【0067】
パスメトリックを計算するためには、まず、隣接する時点間の状態遷移の尤度を計算することが必要となる。このような尤度の計算は、上述の状態遷移図を参照して、再生信号z〔k〕の値に基づいて以下のようになされる。まず、一般的な説明として、時点k−1において、状態Saである場合について考える。この時、ビタビ復号器31に再生信号z〔k〕が入力された場合に、状態Sbへの状態遷移が生じる尤度が次式に従って計算される。但し、状態Saおよび状態Sbは、図7の状態遷移図に記載されている4個の状態の何れかとする。
【0068】
(z〔k〕−c(Sa,Sb))2 (12)
上式において、c(Sa,Sb)は、状態Saから状態Sbへの状態遷移について、図7の状態遷移図に記載されている再生信号の値である。すなわち、上述の図7において、例えば状態遷移S0→S1について、−Aと算出されている値である。従って、式(12)は、ノイズを含む実際の再生信号z〔k〕の値と、ノイズを考慮せずに計算された再生信号c(Sa,Sb)の値の間のユークリッド距離となる。ある時点におけるパスメトリックは、その時点に至るまでのこのような隣接時点間の状態遷移の尤度の総和として定義される。
【0069】
ところで、時点kにおいて状態Saである場合を考える。この場合に、時点k−1において状態Saに遷移し得る状態をSpとすれば、パスメトリックL(Sa,k)は、時点k−1におけるパスメトリックを用いて次式のように計算される。
【0070】
L(Sa,k)
=L(Sp,k−1)+(z〔k〕−c(Sp,Sa))2 (13)
すなわち、時点k−1において状態Spに至った場合のパスメトリックL(Sp,k−1)と、時点k−1と時点kの間で生じるSp→Saなる状態遷移の尤度(z〔k〕−c(Sp,Sa))2 とを加算することによって、パスメトリックL(Sa,k)が計算される。この(z〔k〕−c(Sp,Sa))2 のような、最新の状態遷移の尤度は、ブランチメトリックと称される。但し、ここでのブランチメトリックは、後述するビタビ復号器13中のブランチメトリック計算回路(BMC)20によって計算されるブランチメトリック、すなわち、規格化メトリックに対応するブランチメトリックとは、別のものであることに注意が必要である。
【0071】
また、時点kにおいて状態Saである場合に、時点k−1において状態Saに遷移し得る状態が複数個存在することがある。図7においては、状態S0およびS2がこのような場合である。すなわち時点kにおいて状態S0である場合に、時点k−1において状態S0に遷移し得る状態は、S0とS3の2個である。また、時点kにおいて状態S2である場合に、時点k−1において状態S2に遷移し得る状態は、S1とS2の2個である。一般的な説明として、時点kにおいて状態Saであり、且つ、時点k−1において状態Saに遷移し得る状態がSpおよびSqの2個である場合に、パスメトリックL(Sa,k)は、次式のように計算される。
【0072】
L(Sa,k)
=min{L(Sp,k−1)+(z〔k〕−c(Sp,Sa))2 ,
L(Sq,k−1)+(z〔k〕−c(Sq,Sa))2 }(14)
すなわち、時点k−1において状態Spであり、Sp→Saなる状態遷移によって状態Saに至った場合と、時点k−1において状態Sqであり、Sq→Saなる状態遷移によって状態Saに至った場合の各々について、尤度の和を計算する。そして、各々の計算値を比較し、より小さい値を時点kにおける状態Saに関するパスメトリックL(Sa,k)とする。
【0073】
このようなパスメトリックの計算を、図7を用いて上述した4値4状態について具体的に適用すると、時点kにおける各状態S0,S1,S2およびS3についてのパスメトリックL(0,k),L(1,k),L(2,k)およびL(3,k)は、時点k−1における各状態S0〜S3についてのパスメトリックL(0,k−1)〜L(3,k−1)を用いて以下のように計算できる。
【0074】
L(0,k)=min{L(0,k−1)+(z〔k〕+A+B)2 ,
L(3,k−1)+(z〔k〕+A)2 } (15)
L(1,k)=L(0,k−1)+(z〔k〕+A)2 (16)
L(2,k)=min{L(2,k−1)+(z〔k〕−A−B)2
L(1,k−1)+(z〔k〕−A)2 } (17)
L(3,k)=L(2,k−1)+(z〔k〕−A)2 (18)
上述したように、このようにして計算されるパスメトリックの値を比較して、最尤な状態遷移が選択されれば良い。ところで、最尤な状態遷移を選択するためには、パスメトリックの値そのものを計算しなくても、パスメトリックの値の比較ができれば良い。そこで、実際の4値4状態ビタビ復号方法においては、パスメトリックの代わりに以下に定義するような規格化パスメトリックを用いることにより、各時点kにおけるz〔k〕に基づく計算を容易なものとするようになされる。
【0075】
m(i,k)
=〔L(i,k)−z〔k〕2 −(A+B)2 〕/2/(A+B)(19)
式(19)をS0〜S3の各状態に適用すると、具体的な規格化パスメトリックは、以下のように2乗計算を含まないものとなる。このため、後述する、加算、比較、選択回路(ACS)21における計算を容易なものとすることができる。
【0076】
m(0,k)=min{m(0,k−1)+z〔k〕,
m(3,k−1)+α×z〔k〕−β} (20)
m(1,k)=m(0,k−1)+α×z〔k〕−β (21)
m(2,k)=min{m(2,k−1)−z〔k〕,
m(1,k−1)−α×z〔k〕−β} (22)
m(3,k)=m(2,k−1)+α×z〔k〕−β (23)
但し、式(20)〜(23)中のαおよびβは、以下のようなものである。
【0077】
α=A/(A+B) (24)
β=B×(B+2×A)/2/(A+B) (25)
このような規格化パスメトリックに基づく4値4状態ビタビ復号方法における状態遷移の条件について図9に示す。上述の4個の規格化パスメトリックの内に、2個から1個を選択する式が2つあるので、2×2=4通りの条件がある。
【0078】
〔4値4状態ビタビ復号器の概要〕
上述した4値4状態ビタビ復号方法を実現するビタビ復号器13について以下に説明する。図10にビタビ復号器13の全体構成を示す。ビタビ復号器13は、ブランチメトリック計算回路(以下、BMCと表記する)20、加算、比較および選択回路(以下、ACSと表記する)21、圧縮およびラッチ回路22およびパスメモリユニット(以下、PMUと表記する)23から構成される。これらの各構成要素に対して上述のリードクロックDCK(以下の説明においては、単にクロックと表記する)が供給されることにより、ビタビ復号器13全体の動作タイミングが合わされる。以下、各構成要素について説明する。
【0079】
BMC20は、入力される再生信号z〔k〕に基づいて、規格化パスメトリックに対応するブランチメトリックの値BM0,BM1,BM2およびBM3を計算する。BM0〜BM3は、上述の式(20)〜(23)の規格化パスメトリックを計算するために必要とされる、以下のようなものである。
【0080】
BM0=z(k) (26)
BM1=α×z〔k〕−β (27)
BM2=−z(k) (28)
BM3=−α×z〔k〕−β (29)
この計算に必要なαおよびβは、上述の式(24)および(25)に従ってBMC20によって計算される基準値である。かかる計算は、例えば再生信号z〔k〕に基づくエンベロープ検出等の方法で検出され、BMC20に供給される識別点−A−B,−A,AおよびA+Bの値に基づいてなされる。
【0081】
BM0〜BM3の値は、ACS21に供給される。一方、ACS21は、後述するような圧縮およびラッチ回路22から、1クロック前の規格化パスメトリックの値(但し、後述するように圧縮のなされたもの)M0,M1,M2およびM3を供給される。そして、M0〜M3と、BM0〜BM3とを加算して、後述するようにして、最新の規格化パスメトリックの値L0,L1,L2およびL3を計算する。M0〜M3が圧縮のなされたものであるため、L0〜L3を計算する際のオーバーフローを避けることができる。
【0082】
さらに、ACS21は、最新の規格化パスメトリックの値L0〜L3に基づいて、後述するように、最尤な状態遷移を選択し、また、選択結果に対応して、パスメモリ23に供給される選択信号SEL0およびSEL2を'High'または'Low' とする。
【0083】
また、ACS21は、L0〜L3を圧縮およびラッチ回路22に供給する。圧縮およびラッチ回路22は、供給されるL0〜L3を圧縮した後にラッチする。その後、1クロック前の規格化パスメトリックM0〜M3としてACS21に供給する。
【0084】
この際の圧縮の方法としては、例えば以下に示すように、最新の規格化パスメトリックL0〜L3から、そのうちの1個、例えばL0を一律に差し引く等の方法が用いられる。
【0085】
M0=L0−L0 (30)
M1=L1−L0 (31)
M2=L2−L0 (32)
M3=L3−L0 (33)
この結果として、M0が常に0の値をとることになるが、以下の説明においては、一般性を損なわないために、このままM0と表記する。式(30)〜(33)によって計算されるM0〜M3の値の差は、L0〜L3の値の差と等しいものとなる。上述したように、最尤な状態遷移の選択においては、規格化パスメトリック間の値の差のみが問題となる。従って、このような圧縮方法は、最尤な状態遷移の選択結果に影響せずに規格化パスメトリックの値を圧縮し、オーバーフローを防止する方法として有効である。このように、ACS21と圧縮およびラッチ回路22は、規格化パスメトリックの計算に関するループを構成する。
【0086】
上述のACS21について、図11を参照してより詳細に説明する。ACS21は、6個の加算器51、52、53、54、56、58および2個の比較器55、57から構成される。一方、上述したようにACS21には、1クロック前の圧縮された規格化パスメトリックの値M0〜M3および規格化パスメトリックに対応するブランチメトリックの値BM0〜BM3が供給される。
【0087】
加算器51には、M0およびBM0が供給される。加算器51は、これらを加算して以下のようなL00を算出する。
【0088】
L00=M0+BM0 (34)
上述したように、M0は、時点k−1において状態S0に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、BM0は、時点kにおいて入力される再生信号z〔k〕に基づいて上述の(26)式に従って計算されるもの、すなわちz〔k〕の値そのものである。従って、式(34)の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式(20)中のm(0,k−1)+z〔k〕の値を計算したものとなる。すなわち、時点k−1において状態S0であり、時点kにおける状態遷移S0→S0によって最終的に状態遷移S0に至った場合に対応する計算値である。
【0089】
一方、加算器52には、M3およびBM1が供給される。加算器51は、これらを加算して以下のようなL30を算出する。
【0090】
L30=M3+BM1 (35)
上述したように、M3は、時点k−1において状態S3に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する、圧縮された規格化パスメトリックである。また、BM1は、時点kにおいて入力される再生信号z〔k〕に基づいて上述の(27)式に従って計算されるもの、すなわちα×z〔k〕−βである。従って、式(35)の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式(20)中のm(3,k−1)+α×z〔k〕−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点k−1において状態S3であり、時点kにおける状態遷移S3→S0によって最終的に状態遷移S0に至った場合に対応する計算値である。
【0091】
上述のL00およびL30は、比較器55に供給される。比較器55は、L00およびL30の値を比較し、小さい方を最新の規格化パスメトリックL0とすると供に、選択結果に応じて、上述したように選択信号SEL0の極性を切替える。このような構成は、式(20)において、最小値が選択されることに対応するものである。すなわち、L00<L30の場合(この時は、S0→S0が選択される)に、L00をL0として出力し、且つ、SEL0を例えば、'Low' とする。また、L30<L00の場合(この時は、S3→S0が選択される)には、L30をL0として出力し、且つ、SEL0を例えば'High'とする。SEL0は、後述するように、状態S0に対応するA型パスメモリ24に供給される。
【0092】
このように、加算器51、52および比較器55は、上述の式(20)に対応して、S0→S0とS3→S0の内から、時点kにおける状態遷移として最尤なものを選択する動作を行う。そして、選択結果に応じて、最新の規格化パスメトリックL0および選択信号SEL0を出力する。
【0093】
また、加算器56には、M0およびBM1が供給される。加算器51は、これらを加算して以下のようなL1を算出する。
【0094】
L1=M0+BM1 (36)
上述したように、M0は、時点k−1において状態S0に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、BM1は、時点kにおいて入力される再生信号z〔k〕に基づいて上述の(27)式に従って計算されるもの、すなわちα×z〔k〕−βである。従って、式(36)の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式(21)の右辺m(0,k−1)+α×z〔k〕−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点k−1において状態S0であり、時点kにおける状態遷移S0→S1によって最終的に状態遷移S1に至った場合に対応する計算値である。式(21)が値の選択を行わないことに対応して、加算器56の出力がそのまま最新の規格化パスメトリックL1とされる。
【0095】
加算器53には、M2およびBM2が供給される。加算器53は、これらを加算して以下のようなL22を算出する。
【0096】
L22=M2+BM2 (37)
上述したように、M2は、時点k−1において状態S2に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、BM0は、時点kにおいて入力される再生信号z〔k〕に基づいて上述の(28)式に従って計算されるもの、すなわち−z〔k〕である。従って、式(37)の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式(22)中のm(2,k−1)−z〔k〕の値を計算したものとなる。すなわち、時点k−1において状態S2であり、時点kにおける状態遷移S2→S2によって最終的に状態遷移S2に至った場合に対応する計算値である。
【0097】
一方、加算器54には、M1およびBM3が供給される。加算器53は、これらを加算して以下のようなL12を算出する。
【0098】
L12=M1+BM3 (38)
上述したように、M1は、時点k−1において状態S1に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、BM3は、時点kにおいて入力される再生信号z〔k〕に基づいて上述の(29)式に従って計算されるもの、すなわち−α×z〔k〕−β である。従って、式(38)の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式(22)中のm(1,k−1)−α×z〔k〕−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点k−1において状態S1であり、時点kにおける状態遷移S1→S2によって最終的に状態遷移S2に至った場合に対応する計算値である。
【0099】
上述のL22およびL12は、比較器57に供給される。比較器57は、L22およびL12の値を比較し、小さい方を最新の規格化パスメトリックL2とすると共に、選択結果に応じて、上述したように選択信号SEL2の極性を切替える。このような構成は、式(22)において、最小値が選択されることに対応するものである。すなわち、L22<L12の場合(この時は、S2→S2が選択される)に、L22をL2として出力し、且つ、SEL2を例えば、'Low' とする。また、L12<L22の場合(この時は、S1→S2が選択される)には、L12をL2として出力し、且つ、SEL2を例えば'High'とする。SEL2は、後述するように、状態S2に対応するA型パスメモリ26に供給される。
【0100】
このように、加算器53、54および比較器57は、上述の式(22)に対応して、S1→S2とS2→S2の内から、時点kにおける状態遷移として最尤なものを選択する。そして、選択結果に応じて、最新の規格化パスメトリックL2および選択信号SEL2を出力する。
【0101】
また、加算器58には、M2およびBM3が供給される。加算器58は、これらを加算して以下のようなL3を算出する。
【0102】
L3=M2+BM3 (39)
上述したように、M2は、時点k−1において状態S2に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、BM3は、時点kにおいて入力される再生信号z〔k〕に基づいて上述の(29)式に従って計算されるもの、すなわち−α×z〔k〕−βである。従って、式(39)の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式(23)の右辺m(2,k−1)+α×z〔k〕−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点k−1において状態S0であり、時点kにおける状態遷移S2→S3によって最終的に状態遷移S3に至った場合に対応する計算値である。式(23)が値の選択を行わないことに対応して、加算器58の出力がそのまま最新の規格化パスメトリックL3とされる。
【0103】
上述したようにして, ACS21が出力するSEL0およびSEL2に従って、パスメモリユニット(以下、PMUと表記する)23が動作することによって、記録データa〔k〕に対する最尤復号系列としての復号データa’〔k〕が生成される。PMU23は、図7に示した4個の状態間の状態遷移に対応するために、2個のA型パスメモリおよび2個のB型パスメモリから構成される。
【0104】
A型パスメモリは、その状態に至る遷移として2つの遷移(すなわち、自分自身からの遷移と、他の1個の状態からの遷移)を有し、且つ、その状態を起点とする2つの遷移(すなわち、自分自身に至る遷移と他の1個の状態に至る遷移)を有する状態に対応するための構成とされる。従って、A型パスメモリは、図7に示した4個の状態の内、S0およびS2に対応するものである。
【0105】
一方、B型パスメモリは、その状態に至る遷移が1つのみであり、且つ、その状態を起点とする遷移が1つのみである状態に対応するための構成とされる。従って、B型パスメモリは、図7に示した4個の状態の内、S1およびS3に対応するものである。
【0106】
これら2個のA型パスメモリおよび2個のB型パスメモリが図7に示した状態遷移図に従う動作を行うために、PMU23において、図10に示すような復号データの受渡しがなされるように構成される。すなわち、A型パスメモリ24がS0に対応し、A型パスメモリ26がS2に対応する。また、B型パスメモリ25がS1に対応し、また、B型パスメモリ27がS3に対応する。このように構成すれば、S0を起点として生じ得る状態遷移がS0→S0およびS0→S1であり、S2を起点として生じ得る状態遷移がS2→S2およびS2→S3であることに合致する。また、S1を起点として生じ得る状態遷移がS1→S2のみであり、S3を起点として生じ得る状態遷移がS3→S0のみであることにも合致する。
【0107】
A型パスメモリ24について、その詳細な構成を図12に示す。A型パスメモリ24は、パスメモリ長に対応する個数のフリップフロップとセレクタを、交互に接続したものである。図12には、14ビットのデコードデータ長に対応する構成を示した。すなわち、14個のセレクタ311 〜3114および15個のフリップフロップ300 〜3014を有するものである。セレクタ311 〜3114は、何れも2個のデータを受取り、その内の1個を選択的に後段に供給するものである。また、フリップフロップ300 〜3014にクロックが供給されることにより、A型パスメモリ24全体の動作タイミングが合わされる。
【0108】
図7を用いて上述したように、状態S0に至る遷移は、S0→S0すなわち自分自身から継承する遷移、およびS3→S0である。このような状況に対応する構成として、各セレクタは、前段のフリップフロップから供給されるデータすなわちS0→S0に対応する復号データと、状態S3に対応するB型パスメモリ27から供給されるデータすなわちS3→S0に対応する復号データPM3とを受取る。さらに、各セレクタは、ACS21からSEL0を供給される。そして、SEL0の極性に応じて、供給される2個の復号データの内の一方を後段のフリップフロップに供給する。また、このようにして後段のフリップフロップに供給される復号データは、状態S1に対応するB型パスメモリ25にもPM0として供給される。
【0109】
すなわち、例えばセレクタ3114は、前段のフリップフロップ3013から供給されるデータと、B型パスメモリ27から供給される14ビットからなるPM3の14番目のビット位置のデータとを受取る。そして、これら2個のデータの内から以下のようにして選択したデータを、後段のフリップフロップ3014に供給する。上述したようにSEL0は、選択結果に応じて、'Low' または'High'とされる。SEL0が例えば'Low' の時は、前段のフリップフロップ3013からのデータが選択されるようになされる。また、SEL0が例えば'High'の時は、PM3の14番目のビット位置のデータが選択されるようになされる。選択されたデータは、後段のフリップフロップ3014に供給され、また、PM0の14番目のビット位置のデータとして、状態S1に対応するB型パスメモリ25に供給される。
【0110】
A型パスメモリ24中の他のセレクタ311 〜3113においても、SEL0の極性に応じて、同様な動作が行われる。従って、A型パスメモリ24全体としては、SEL0が例えば'Low' の時は、A型パスメモリ24中で、各々のフリップフロップがその前段に位置するフリップフロップのデータを継承するシリアルシフトを行う。また、SEL0が例えば'High'の時は、B型パスメモリ27から供給される14ビットからなる復号データPM3を継承するパラレルロードを行う。何れの場合にも、継承される復号データは、B型パスメモリ25に14ビットの復号データPM0として供給される。
【0111】
また、最初の処理段となるフリップフロップ300 には、クロックに同期して常に'0' が入力される。かかる動作は、S0に至る状態遷移S0→S0とS2→S0の何れにおいても、図7に示すように、復号データが'0' なので、最新の復号データは、常に'0' となることに対応している。
【0112】
上述したように、S2に対応するA型パスメモリ26についても、構成自体は、A型パスメモリ24と全く同様である。但し、ACS21から入力される選択信号は、SEL2である。また、図6に示すように状態S2に至る遷移としては、S2→S2すなわち自分自身から継承する遷移と、S1→S2とがある。このため、状態S1に対応するB型パスメモリ25からPM1を供給される。さらに、状態S2を起点として生じ得る状態がS2すなわち自分自身と、S3であることに対応して、状態S3に対応するB型パスメモリ27にPM2を供給する。
【0113】
また、S2に対応するA型パスメモリ26においても、最初の処理段となるフリップフロップには、クロックに同期して常に'0' が入力される。かかる動作は、S2に至る状態遷移S2→S2とS1→S0の何れにおいても、図7に示すように、復号データが'0' なので、最新の復号データは、常に'0' となることに対応している。
【0114】
他方、B型パスメモリ25について、その詳細な構成を図13に示す。B型パスメモリ25は、パスメモリ長に対応する個数のフリップフロップを接続したものである。図13には、14ビットのデコードデータ長に対応する構成を示した。すなわち、15個のフリップフロップ320 〜3214を有するものである。フリップフロップ320 〜3214にクロックが供給されることにより、B型パスメモリ25全体の動作タイミングが合わされる。
【0115】
各フリップフロップ321 〜3214には、状態S0に対応するA型パスメモリ24から、14ビットの復号データがPM0として供給される。例えば、フリップフロップ321 には、PM0の1ビット目が供給される。各フリップフロップ321 〜3214は、供給された値を1クロックの間保持する。そして、状態S2に対応するA型パスメモリ26に、14ビットの復号データPM1として出力する。例えば、フリップフロップ321 は、PM1の2ビット目を出力する。
【0116】
B型パスメモリ25中の他のセレクタ321 〜3213においても、同様な動作が行われる。従って、B型パスメモリ25全体としては、A型パスメモリ24から供給される14ビットからなる復号データPM0を受取り、またA型パスメモリ26に14ビットからなる復号データPM1を供給する。
【0117】
また、フリップフロップ320 には、クロックに同期して常に'1' が入力される。かかる動作は、図7に示したように、最新の状態遷移がS0→S1である場合に復号データが'1' であることに対応している。
【0118】
また、上述のように、状態S3に対応するB型パスメモリ27についても、B型パスメモリ25と全く同様な構成とされる。但し、図7に示すように状態S3に至る遷移は、S2→S3なので、状態S2に対応するA型パスメモリ26からPM2を供給される。さらに、状態S3を起点として生じ得る状態がS0であることに対応して、状態S0に対応するA型パスメモリ24にPM3を供給するようになされる。B型パスメモリ27においても、最初の処理段となるフリップフロップには、クロックに同期して常に'1' が入力される。かかる動作は、図7に示したように、最新の状態遷移がS2→S3である場合に復号データが'1' であることに対応している。
【0119】
上述したようにして、PMU23中の4個のパスメモリは、各々復号データを生成する。このようにして生成される4個の復号データは、常に正確なビタビ復号動作がなされる場合には、互いに一致することになる。ところで、実際のビタビ復号動作においては、4個の復号データに不一致が生じることも起こり得る。このような不一致は、再生信号に含まれるノイズの影響等により、上述の識別点AおよびBを検出する際に誤差が生じる等の要因により、ビタビ復号動作が不正確なものとなることによって生じる。
【0120】
一般に、このような不一致が生じる確率は、再生信号の品質に対応してパスメモリの処理段数を充分に大きく設定することによって減少させることができる。すなわち、再生信号のC/N等の品質が良い場合には、パスメモリの処理段数が比較的小さくても復号データ間の不一致が生じる確率は小さい。これに対して、再生信号の品質が良くない場合には、上述の不一致が生じる確率を小さくするためには、パスメモリの処理段数を大きくする必要がある。再生信号の品質に対してパスメモリの処理段数が比較的小さくて、復号データ間の不一致が生じる確率を充分に低くすることができない場合には、4個の復号データから、例えば多数決等の方法によって、より的確なものを選択するような、図示しない構成がPMU23中の4個のパスメモリの後段に設けられる。
【0121】
〔4値4状態ビタビ復号方法以外のビタビ復号方法〕
上述した4値4状態ビタビ復号方法は、フィルタ部11において用いられる波形等化特性がPR(1,2,1)であり、且つ、記録データとしてRLL(1,7)符号が採用される場合に用いられる。例えば、記録線密度0.40μm,レーザ波長685nm,NA=0.55の場合には、波形等化特性をPR(1,2,1)とし、4値4状態ビタビ復号方法を用いることが最適となる。他方、波形等化特性または記録データを生成するための符号化方法に応じて、他の種類のビタビ復号方法が用いられることもある。
【0122】
例えば、波形等化特性がPR(1,1)であり、且つ、記録データとしてRLL(1,7)符号が用いられる場合には、3値4状態ビタビ復号方法が用いられる。また、波形等化特性がPR(1,3,3,1)であり、且つ、記録データとしてRLL(1,7)符号が用いられる場合には、7値6状態ビタビ復号方法が用いられる。このようなビタビ復号方法の内、何れを用いるかを選択するための要素の1つとなる波形等化特性は、再生信号上の符号間干渉に適合する程度が良いものが採用される。従って、上述したように、線記録密度およびMTFを考慮して最適なものとされる。この発明の実施の一形態(ビタビ復号の状態データを利用してオフセット検出のタイミングを生成する方式)は、何れのビタビ復号の方法に対しても適用できる。また、この発明の実施の他の形態(MSB(Most Significant Bit) の反転を利用してオフセット検出のタイミングを生成する方式)は、3値、7値等の中央の振幅基準値を持つビタビ復号方法に対しては適用できない。
【0123】
また、波形等化特性の理論値からのずれ、および再生信号の振幅変動、非対称歪等によって、識別点の値が理論と異なる場合もある。このような場合を考慮して、ビタビ復号方法を修正して用いることも行われる。例えば4値4状態ビタビ復号方法において、波形等化特性を正確にPR(1,2,1)とすることは困難である点を考慮して、後述するように6個の識別点を前提とした6値4状態ビタビ復号方法が用いられることもある。
【0124】
上述したような光磁気ディスク装置においては、光学的な特性(MTF)のために、再生RF信号がDC成分を持つ。CDにおける8−14変調のように、DC成分が平均的にゼロになるようなディジタル変調方式を採用している場合では、DCオフセットが問題とならない。しかしながら、上述したRLL(1,7)符号の場合では、RF信号にDC成分が含まれる。このDC成分によって、再生RF信号は、平均的にその分のオフセットを有する。しかも、再生RF信号のデータパターンによってオフセット値が上下に変動する。つまり、マーク部分が短く、スペース部分が長いデータパターンと、反対に、マーク部分が長く、スペース部分が短いデータパターンとが繰り返された場合では、オフセット値がかなり変動する。また、ディジタルの基板製造時に力学的な歪が生じたことによって、光学的な複屈折が発生し、それによって再生RF信号のDCレベルが変動する。オフセットの変動があると、ビタビ復号の精度が低下し、復号データのエラーレートが劣化する。
【0125】
ビタビ復号器を用いて再生RF信号の2値化(復号)を行う場合、図1に示す構成のように、フィルタ部11によってパーシャル・レスポンス特性に波形選択した後にA/D変換し、ディジタル的にビタビ復号がなされる。この構成以外に、A/D変換後に、トランスバーサルフィルタ等のディジタルフィルタを用いてパーシャル・レスポンス特性として後にビタビ復号を行う構成も可能である。何れの方式に対してもこの発明を適用できる。また、何れの方式においても、オフセットの変動を含む再生RF信号のピークツウピークがA/D変換器のダイナミックレンジに収まる必要がある。従って、オフセットの変動が大きいと、実際の再生RF信号のピークツウピークは、A/D変換器のダイナミックレンジに対して小さくなる。その結果、再生RF信号に対するA/D変換器の分解能が小さくなる。このことは、ビタビ復号器の復号精度を低下させる。
【0126】
従って、ビタビ復号器を用いて再生RF信号を復号する場合には、オフセットの変動をキャンセルすることが必要である。この発明の実施の一形態では、ビタビ復号器のSMUの状態データ(ACSによって選択される状態遷移そのものを表現する状態データ値)の系列に基づいてオフセット検出のタイミングを生成し、かかる検出タイミングに従ってオフセットを検出する。このため、ビタビ判定モードを行うためには、状態データを生成することができるビタビ復号器が用いられることが前提となる。以下に説明するこの発明の実施の一形態中のビタビ復号器130には、後述するように、上述の光磁気ディスク装置の一例中のビタビ復号器13に含まれるPMU23の代わりに、状態データを生成するステータスメモリユニット(以下、SMUと表記する)134が用いられる。
【0127】
例えば4値4状態ビタビ復号方法等の4個の状態を有する場合には、かかる4個の状態を2ビットで表現できるので、このような2ビットのデータを状態データ値として用いることができる。そこで、図7中のS0,S1,S2,S3を、それぞれ2ビットの状態データ値、00,01,11,10を用いて表現することができる。そこで、以下の説明においては、図7中のS0,S1,S2,S3をそれぞれS00,S01,S11,S10と表記することにする。
【0128】
また、以下の説明においては、波形等化特性として、上述のPR(B,2A,B)の代わりに、PR(α,β,γ)を前提とする。このような前提は、実際の光磁気ディスク装置等においては、理想通りのパーシャルレスポンス特性を得ることが難しく、波形等化特性が非対称なものとなることが多いことを考慮したものである。
【0129】
理想通りのパーシャルレスポンス特性を得ることが難しい原因としては、波形等化器の動作精度の限界、記録時のレーザパワーが過大または過小であることに起因するアシンメトリ(波形の非対称性)および再生信号からA/D変換器によるサンプリングを行う際に用いられるリードクロックの位相誤差等がある。
【0130】
上述した4値4状態ビタビ復号方法の場合と同様に考えると、記録時にRLL(1,7)符号化等のRLmin=2となる符号化を行い、且つ、再生時のパーシャルレスポンス特性がPR(α,β,γ)である場合には、6値4状態となることがわかる。すなわち、RLmin=2という条件によって除かれる2個の状態以外の23 −2=6個の{b〔j−1〕,b〔j〕,b〔j+1〕}の組の各々について、識別点の値すなわちノイズが無い理想的な場合における波形等化後の再生信号値c〔j+1〕が異なる値をとる。
【0131】
このような6個の識別点の値をcpqrと表記する。ここでp,q,rは、それぞれb〔j−1〕,b〔j〕,b〔j+1〕を表現している。従って、定義通りのブランチメトリックは、以下のようになる。ここで、RLmin=2であるため、c010およびc101が無いことに注意が必要である。各識別点の値と状態遷移の関係を図14に示す。以下の説明は、図14の状態遷移図に従う6値4状態を前提として行う。
【0132】
また、図14中の6個の状態遷移に対応して計算されるブランチメトリックを以下のように表記する。まず、遷移前の状態と遷移後の状態を表記するそれぞれ2ビットの状態データ値を書き並べて4個の数字の列とする。次に、中央寄りの2個の(すなわち2番目と3番目の)数字を1個の数字とすることによって、3個の数字の列として、1リードクロックの間に生じ得るブランチメトリックを表記する。例えば状態遷移S11→S10に伴うブランチメトリックは、bm110と表記される。このようにして、図14中の6種類の状態遷移に対応するブランチメトリックを、図15に示すように表記できる。
【0133】
さらに、リードクロックに従って動作するA/D変換器によってサンプリングされる実際の再生信号値z〔k〕と各識別点の値のユークリッド距離として定義されるブランチメトリックは、以下のように計算される。
【0134】
bm000=(z〔k〕−c000)2 (40)
bm001=(z〔k〕−c001)2 (41)
bm011=(z〔k〕−c011)2 (42)
bm111=(z〔k〕−c111)2 (43)
bm110=(z〔k〕−c110)2 (44)
bm100=(z〔k〕−c100)2 (45)
ブランチメトリックをこのように計算する場合には、各識別点の値がそのまま振幅基準値とされる。2乗計算を避ける等の目的で規格化パスメトリックを用いる場合には、規格化パスメトリックに対応するブランチメトリックは、式(40)〜(45)に従うものとは異なる。このような場合には、振幅基準値として各識別点の値をそのまま用いることはできないが、この発明を適用することは可能である。
【0135】
このようなブランチメトリックの値を用いて、時点kにおける状態Sijのパスメトリックmij〔k〕が以下のように計算される。これらの式は、4値4状態ビタビ復号方法における上述の(15)〜(18)に相当するものである。
【0136】
m10〔k〕=m11〔k−1〕+bm110 (46)
m11〔k〕=min{m11〔k−1〕+bm111,
m01〔k−1〕+bm011} (47)
m01〔k〕=m00〔k−1〕+bm001 (48)
m00〔k〕=min{m00〔k−1〕+bm000,
m10〔k−1〕+bm100} (49)
以下、この発明の実施の一形態について、図16を参照して以下に説明する。この発明の実施の一形態は、光磁気ディスク装置に対してこの発明を適用したものである。図1等を参照して上述した光磁気ディスク装置の一例と同様の構成要素には、同一の符号を付した。図示を省略した記録系およびサーボ系等については、上述した光磁気ディスク装置の一例と同様である。
【0137】
再生系の構成および動作について説明する。光ピックアップ7、アンプ8および9、切替えスイッチ10およびフィルタ部11については、図1を用いて上述した光磁気ディスク装置の一例と同様である。また、図示を省略したが、コントローラ2にもリードクロックDCKが供給され、その動作タイミングが合わされる。
【0138】
フィルタ部11によって波形等化等がなされた再生信号は、オフセットキャンセル用の減算器101に供給される。後述するように、減算器101には、フィードバックされたオフセット信号が供給され、減算器101の出力には、オフセットが除かれた再生RF信号が発生する。減算器101の出力信号がA/D変換器12およびPLL14に供給される。A/D変換器12は、PLL14からリードクロックDCKが供給され、リードクロックDCKに従って、減算器101の出力がディジタル化される。そして、サンプリング値が再生信号値z〔k〕としてビタビ復号器130およびシフトレジスタ102に供給される。
【0139】
この発明の実施の一形態においては、A/D変換器12は、2の補数のコードの形式で表現されたディジタル出力を発生する。また、オフセットが0で、無信号の時のA/D変換器12の出力を0とすると、再生RF信号のオフセット値は、サンプリング値の総平均で表される。この発明では、サンプリング値の総平均でオフセット値を求めないで、後述するように、再生RF信号の立ち上がり、立ち下がりのタイミングでのサンプル値の平均として、オフセットを求めるようにしている。なお、オフセットをキャンセルする場合に、ディジタル的な処理によって行っても良い。また、2の補数コードに限らず、バイナリーコードの出力をA/D変換器12が発生する場合にもこの発明を適用できる。
【0140】
ビタビ復号器130は、供給される再生信号値に基づいて、後述するように、SMU134によって状態データを生成し、生成した状態データに基づいてマージブロック135によって復号データを生成して、コントローラ2に供給する。また、かかる状態データは、オフセット検出タイミング生成回路(以下、タイミング生成回路と表記する)100にも供給される。
【0141】
タイミング生成回路100は、ビタビ復号器130のSMU134から供給される状態データに基づいて、後述するように、オフセット検出タイミングを発生する。そして、オフセット検出タイミングに基づいて、所定の時間幅のサンプリングパルスVGP ,VGQ ,VGR およびVGS を生成する。このサンプリングパルスVGP ,VGQ ,VGR およびVGS は、オフセット演算ユニット(以下、OCUと表記する)103に供給される。
【0142】
一方、シフトレジスタ102は、上述したようにしてA/D変換器12から供給される再生信号値z〔k〕を、所定時間遅延させてOCU103に供給する。シフトレジスタ102は、OCU103に供給されるサンプリングパルスVGP ,VGQ ,VGR およびVGS と再生信号値z〔k〕との間の時間ずれを補償するために設けられている。
【0143】
OCU103は、このようにして遅延時間の補償がなされた再生信号値に対して、サンプリングパルスVGP ,VGQ ,VGR およびVGS に従うサンプリングを行い、サンプリング値に基づいて、後述するような計算を行うことによって、再生RF信号中に含まれているものと対応するオフセット信号を生成する。オフセット信号がD/A変換器104に供給され、D/A変換される。D/A変換されたオフセット信号OEは、減算器101にフィードバックされる。
【0144】
オフセット検出のタイミングを発生するためには、状態データを生成することができるビタビ復号器が用いられることが前提となる。ビタビ復号器130は、上述したように6値4状態のビタビ復号を行う。4個の状態を2ビットで表現できるので、このような2ビットのデータを状態データ値として用いることができる。この例では、図14の状態遷移図に示すような6値4状態のビタビ復号をビタビ復号器130が行う。
【0145】
ビタビ復号器130について図17を参照して説明する。ビタビ復号器130は、BMC132、ACS133、SMU134,およびマージブロック135を有する。BMC132およびACS133としては、例えば、図1等を参照して上述した光磁気ディスク装置の一例中のBMC20およびACS21を用いればよい。但し、上述した状態の表記方法に合致させるため、ACS133が生成する選択信号をSEL00およびSEL11と表記する。
【0146】
SMU134は、ACS133から供給される選択信号SEL00およびSEL11に基づいて、選択される状態遷移そのものを表現する状態データを生成し、タイミング生成回路100およびマージブロック135に供給する。マージブロック135は、供給される状態データに基づいて、復号データを生成する。
【0147】
SMU134について図18を参照して説明する。図10等を参照して上述したPMU23が1ビットの復号データ値を単位とする処理を行うものであるのに対し、SMU134は、2ビットの状態データ値を単位とする処理を行うものである。
【0148】
図18に示すように、SMU134は、2個のA型ステータスメモリ150および151、並びに2個のB型ステータスメモリ152および153を有している。さらにセレクト信号SEL00およびSEL11、リードクロックDCK、並びに他のステータスメモリとの状態データの受渡し等のための信号線を接続されて構成される。但し、以下の説明においては、リードクロックDCKをクロックと表記する。
【0149】
A型ステータスメモリ150と151は、それぞれ、状態S00とS11に対応する。また、B型ステータスメモリ152と153は、それぞれ状態S01とS10に対応する。これら4個のステータスメモリ相互の接続は、図14の状態遷移図に従うものとされる。
【0150】
さらに、図19を参照して、状態S00に対応するA型ステータスメモリ150について説明する。A型ステータスメモリ150は、n個の処理段を有する。すなわち、n個のセレクタ2010 ・・・201n-1 と、n個のレジスタ2020 ・・・202n-1 とが交互に接続されている。各セレクタ2010 〜201n-1 には、セレクト信号SEL00が供給される。さらに、各セレクタには、上述したように、S10に対応するB型ステータスメモリ153から継承する状態データがnビットからなるSMinとして供給される。また、各レジスタには、上述したように、S01に対応するB型ステータスメモリ152に継承される状態データがnビットからなるSMoutとして出力される。また、各レジスタ2020 〜202n-1 には、クロックが供給される。
【0151】
各セレクタの動作について説明する。図14に示すように、S00に遷移し得る1クロック前の状態は、S00およびS10の何れかである。1クロック前の状態がS00である時は、自身を継承する遷移がなされることになる。このため、1段目のセレクタ2010 には、シリアルシフトによって生成される状態データ中の最新の状態データ値として、00が入力される。また、セレクタ2010 には、パラレルロードとして、S10に対応するB型ステータスメモリ153から供給される状態データ中の最新の状態データ値SMin〔1〕が供給される。セレクタ2010 は、上述の選択信号SEL00に従って、これら2個の状態データ値の内の1個を後段のレジスタ2020 に供給する。
【0152】
また、2段目以降の各セレクタ2011 〜201n-1 は、2個のデータすなわち、パラレルロードとしてS10に対応するB型ステータスメモリ153から供給される1個の状態データ値と、シリアルシフトとして前段のレジスタから供給される1個の状態データ値とを受取る。そして、これら2個の状態データの内から、選択信号SEL00に従って、最尤なものと判断された状態データ値を後段のレジスタに供給する。セレクタ2010 〜201n-1 が全て同一の選択信号SEL00に従うので、ACS21が選択する最尤な状態データ値の系列としての状態データが継承される。
【0153】
さらに、各レジスタ2020 〜202n-1 は、上述したように供給される状態データ値をクロックに従って取込むことによって、保持している状態データ値を更新する。また、上述したように、各レジスタの出力は、1クロック後に遷移し得る状態に対応するステータスメモリに供給される。すなわち、S00自身に遷移し得るので、シリアルシフトとして後段のセレクタに供給される。また、パラレルロードとして、S01に対応するB型ステータスメモリ153に対して供給される。最終段のレジスタ202n-1 から、状態データ値VM00が出力される。状態データ値VM00がクロックに従って出力されることにより、全体として状態データが生成される。
【0154】
状態S11に対応するA型ステータスメモリ151は、A型ステータスメモリ150と同様に構成され、最終段のレジスタから状態データ値VM11を出力する。但し、図14中の状態遷移S01→S11に対応するパラレルロードとして、S01に対応するB型ステータスメモリ152から状態データを供給される。また、図14中の状態遷移S11→S10に対応するパラレルロードとして、S10に対応するB型ステータスメモリ153に状態データを供給する。
【0155】
一方、図20を参照して、状態S01に対応するB型ステータスメモリ152について説明する。B型ステータスメモリは、図14において自身を継承せず、且つ、1クロック後に遷移し得る状態が1個だけである状態に対応するものである。このため、シリアルシフトを行わず、且つ、セレクタが設けられていない。従って、n個のレジスタ2120 ,2121 ,・・・212n-1 が設けられ、各レジスタにクロックが供給されて動作タイミングが合わされる。
【0156】
各レジスタ2120 ,2121 ,・・・212n-1 には、S00に対応するA型ステータスメモリ150から継承する状態データがnビットからなるSMinとして供給される。但し、最初の処理段となるレジスタ2120 には、クロックに同期して常に00が入力される。かかる動作は、図14に示されるように、S01に遷移し得る最新の状態遷移が常にS00であることに対応している。各レジスタ2120 〜212n-1 は、供給される状態データ値をクロックに従って取込むことによって、保持している状態データ値を更新する。
【0157】
また、クロックに従ってなされる各レジスタの出力は、nビットからなる状態データSMoutとして,1クロック後に遷移し得る状態S11に対応するA型ステータスメモリ151に供給される。最終段のレジスタ212n-1 から、状態データ値VM01が出力される。状態データ値VM01がクロックに従って出力されることにより、全体として状態データが生成される。
【0158】
状態S10に対応するB型ステータスメモリ153は、B型ステータスメモリ152と同様に構成され、最終段のレジスタから、状態データ値VM10を出力する。但し、図14中の状態遷移S11→S10に対応するパラレルロードとして、S11に対応するA型ステータスメモリ151から状態データを供給される。また、図14中の状態遷移S10→S00に対応するパラレルロードとして、S00に対応するA型ステータスメモリ150に状態データを供給する。
【0159】
ところで、ビタビ復号方法においては、各ステータスメモリが生成する状態データ値VM00,VM11,VM01およびVM10は、ステータスメモリのメモリ長nを充分大きくとれば互いに一致する。このような場合には、4個のステータスメモリが生成する状態データ値の内の何れをsm〔k+n〕として後段に出力しても良い。メモリ長nは、再生信号のC/Nおよび周波数特性等を考慮して決められる。
【0160】
次に、マージブロック135について説明する。マージブロック135は、ROM等の手段に図21に示す復号マトリクスのテーブルを記憶している。そして、かかる復号マトリクスを参照して、状態データに基づく復号データを生成し、コントローラ2に供給する。図14の状態遷移図から、復号データ値は、連続する2個の状態データ値に対応していることがわかる。すなわち、再生信号値z〔k〕に対応して生成される状態データ値sm〔k+n〕と、その1クロック前に、再生信号値z〔k−1〕に対応して生成される状態データ値sm〔k+n−1〕に基づいて、時点k+nにおける復号データ値を決めることができる。
【0161】
例えば、sm〔k+n〕が'01'で、sm〔k+n−1〕が'00'である場合には、図14から、復号データ値として'1' が対応することがわかる。このような対応をまとめたものが図21の復号マトリクスのテーブルである。
【0162】
図22は、マージブロック135の一例を示す。マージブロック135は、VM00,VM11,VM01およびVM10から的確なものを選択する状態選択回路250、状態選択回路250の出力を1クロック遅延させるレジスタ251、復号マトリクス部252、および状態データ値VM00,VM11,VM01およびVM10の不一致を検出する不一致検出回路253を有している。
【0163】
状態選択回路250は、クロック毎にACS133から供給される2ビットの信号MSを参照して、VM00,VM11,VM01およびVM10の内から最も的確なものを選択し、選択される状態データ値をVMとして出力する。かかる信号MSは、各時点において、S00,S11,S01およびS10の内のどの状態に至る場合のパスメトリックの値が最小となるかを示す2ビットの信号である。信号MSは、例えばACS135等によって生成するようになされる。このようにして、最も正しい状態データ値が選択される確率を高くすることができる。
【0164】
上述したようにして選択されるVMは、レジスタ251および復号マトリクス部252に供給される。レジスタ251は、供給されるVMを1クロック遅延させて復号マトリクス部252に供給する。以下の説明においては、レジスタ251の出力をVMDと表記する。従って、復号マトリクス部252には、状態データ値VMおよびその1クロック前の状態データ値VMDが供給される。復号マトリクス部252は、図21に示した復号マトリクスのテーブルをROM等の手段に記憶しており、かかる復号マトリクスのテーブルを参照して、VMDおよびVMに基づいて復号データ値を出力する。
【0165】
一方、不一致検出回路253は、例えば排他的論理和回路を用いて構成することができる。不一致検出回路253には、VM00,VM11,VM01およびVM10が供給され、これら4個の状態データ値の間の不一致が検出される。検出結果が不一致検出信号NMとして出力される。不一致検出信号NMは、4個の状態データ値が全て一致する場合以外は、イネーブルまたはアクティブとされる。かかる不一致検出信号は、復号データおよび再生信号の品質の評価に用いることができる。すなわち,不一致検出信号に基づいて復号データからユーザデータ等を復号化する復号化手段、または再生系の動作条件等を制御するようにすることができる。不一致検出回路253は、4個の状態データ値を供給されることが可能な位置であれば、何処に設けても良く、必ずしもマージブロック135内に設けなくても良い。
【0166】
以上のようなマージブロック135の構成は、再生信号の信号品質があまり良好でないこと等に起因して状態データ値間に不一致が生じる場合に備えるためのものである。従って、再生信号の信号品質が充分良好で状態データ値間の不一致が生じる確率が充分小さく、状態データ値間の不一致に対処する必要が無い場合には、マージブロック135は、レジスタ251および復号マトリクス部252を有するものであれば良い。
【0167】
マージブロック135が状態選択回路250を有するものである場合には、状態選択回路250の出力VMを、各時点における状態データ値sm〔k+n〕としてタイミング生成回路100に供給するようになされる。
【0168】
次に、上述したようなビタビ復号器130中のSMU134によって生成される状態データ(またはマージブロック135の状態選択回路250の出力)に基づいて、タイミング生成回路100によってなされるオフセット検出タイミングの生成について図23を参照して説明する。
【0169】
図23は、A/D変換器12に供給される再生RF信号の一例について、クロックに従うサンプリング点に黒丸を付して示すものである。クロック毎の状態遷移は、図14に示した状態遷移図に従って生じる。図14において、時点jにおいて状態S00から状態S01への遷移が生じた場合には、次の時点j+1において必ず状態S11に遷移することがわかる。このような遷移に伴う再生RF信号の値は、ノイズ等による誤差の範囲内でz〔j〕=c001,z〔j+1〕=c011となる。このため、状態データに基づいて、このような時点jを再生RF信号の立ち上がり時点と認識することができる。このことについて図23を参照して具体的に説明する。
【0170】
図23において、Pが上述したような立ち上がり時の再生信号値とされるサンプリング値である。すなわち、S00の1クロック後の再生信号値Pが識別点c001付近の値をとるので、状態S01への遷移が生じている。そして、かかる状態S01の1クロック後の再生信号値とされるサンプリング値Qが識別点c011付近の値をとるので、状態S11への遷移が生じている。従って、PおよびQがサンプリングされる期間において再生RF信号が立ち上がっていることが確認できる。
【0171】
他方、図14において、ある時点jにおいて状態S11から状態S10への遷移が生じた場合には、次の時点において必ず状態S00に遷移することがわかる。この場合には、ノイズ等による誤差の範囲内でz〔j〕=c110,z〔j+1〕=c100と推移する。従って、状態データに基づいて、このような時点jを再生RF信号の立ち下がり時点と認識することができる。このことについて図23を参照して具体的に説明する。
【0172】
図23において、Rが上述したような立ち下がり時の再生信号値とされるサンプリング値である。すなわち、S11の1クロック後の再生信号値Rが識別点c110付近の値をとるので、状態S10への遷移が生じている。そして、かかる状態S10の1クロック後の再生信号値とされるサンプリング値Qが識別点c1000付近の値をとるので、状態S00への遷移が生じている。従って、RおよびSがサンプリングされる期間において再生RF信号が立ち下がっていることが確認できる。以上のようなP,Q,RおよびSと状態遷移の関係は、以下のようになる。
【0173】
P:立ち上がり時点(状態S01→S11)の再生信号値
Q:立ち上がり時点の1クロック後(状態S11→S10)の再生信号値
R:立ち下がり時点(状態S11→S10)の再生信号値
S:立ち下がり時点の1クロック後(状態S10→S00)の再生信号値
オフセット値は、これら4個のサンプリング値の総和によって与えられる。6値4状態のビタビ復号では、これらの4個のサンプリング値は、ピークトウピークを除いた4個の値であるので、これらの4個のサンプリング値の総和からオフセット値を求めることができる。
【0174】
従って、このようなP,Q,RおよびSの値をサンプリングし、(P+Q+R+S)の値をオフセットとして用いることができる。このようなサンプリングを行うために、タイミング生成回路100は、図23に示すように、サンプリングパルスVGP ,VGQ ,VGR およびVGS を生成する。このオフセット値は、サンプリングパルスが供給される毎に更新される。
【0175】
図24に示すように、OCU103は、4個のレジスタ301、302、303および304と、レジスタ301〜304から供給される値を加算する加算部305を有する。各レジスタ301、302、303、304には、それぞれサンプリングパルスVGP , VGQ , VGR , VGS が供給される。このようなサンプリングパルスVGP , VGQ , VGR , VGS に従って、各レジスタ301、302、303、304は、それぞれP,Q,R,Sの値を適切に取り込むことができる。また、加算部305にはクロックが供給される。
【0176】
シフトレジスタ102から供給される遅延時間を補償された再生信号値、並びにサンプリングパルスの組VGP ,VGQ ,VGR およびVGS は、何れもクロックに従うタイミングで供給されるので、本来、加算部305にクロックを供給する必要はないが、何らかの原因でタイミングがずれる場合に備えて加算部305にクロックを供給するようになされている。従って、加算部305の動作タイミングがずれる可能性が充分小さいときは、このようなクロックの供給を行わない構成としてもよい。このようにして、P,Q,R,Sの値を加算部305が加算することによってオフセット信号の値を計算する。
【0177】
OCU103で計算されたオフセット値がD/A変換器104によってアナログ信号に変換され、減算器101にフィードバックされる。そして、再生RF信号中のオフセットをキャンセルすることができる。オフセット検出のタイミング生成を行う場合、クロックDCKを発生するPLL14がロックしている必要がある。クロックDCKの位相が正しくない場合には、位相誤差が検出したオフセットに影響し、正確にオフセットを検出することができない。従って、PLL14がロックしているか否かを示す状態信号を参照して、オフセット検出動作の有効/無効を決定するようにしても良い。
【0178】
上述したように、ビタビ復号器130のSMU134から出力される状態データ値、あるいはマージブロック135で選択された状態データを使用して、オフセット検出のタイミングを生成する場合、オフセットの検出は、実際にデータが再生されてから、SMU134の入力までの遅延に加えて、SMU134のメモリ長、遅延する。通常、ビタビ復号器130のSMU134のメモリ長は、復号データを確定するために、十分に長いものとされている。従って、上述したように、再生RF信号と検出されたオフセットの間の遅延が大きくなり、オフセットをキャンセルする処理が良好にされないおそれがある。
【0179】
この問題の対策として、SMU134の途中段から、その段階での最尤な状態を検出し、その状態の遷移に基づいてオフセット検出タイミングを生成するようにしても良い。例えばSMU134のメモリ長がn段の場合、途中のk−1段目の状態からk段目の状態への遷移を選ぶようになされる。そして、メトリックの最も小さいものに対応する状態を選ぶようになされる。ビタビ復号器では、メトリックの段数が多くなるほど、最尤パスの確度が高くなるので、メトリックの最も小さなものに対応する状態を選択することによって、メトリックがマージしていなくても正しい状態が選択される可能性が非常に高い。
【0180】
図25は、この発明の実施の他の形態を示す。図16に示す実施の一形態の構成と対応する部分には、同一の参照符号を付す。他の実施の形態では、オフセット検出のタイミングをA/D変換器12からの出力のMSB(最上位ビット)の反転に基づいて検出するものである。
【0181】
図25において、105で示すタイミング生成回路に対して、A/D変換器12から再生信号値z〔k〕のMSBが供給される。タイミング生成回路105は、再生信号値に基づいて所定の時間幅のサンプリングパルスMGP ,MGQ ,MGR およびMGS を生成する。このサンプリングパルスがOCU103に供給される。OCU103では、上述した実施の一形態と同様に、シフトレジスタ102からの再生信をサンプリングパルスでサンプリングし、サンプリング値を加算することによってオフセット信号を生成する。そして、オフセット信号がD/A変換器104に供給され、D/A変換器104の出力にオフセット信号OEが出力される。
【0182】
また、この発明の実施の他の形態では、A/D変換器12によって例えば6〜8ビット等のダイナミックレンジでサンプリングされる再生信号値中のMSBの反転を検出し、MSB反転が生じたタイミングに基づいてオフセットを検出する。A/D変換器12は、2の補数のコードの出力を発生するので、ある時点でのMSBが'0' である時には、かかる時点における再生信号値z〔k〕の値がダイナミックレンジの半分以上である。また、ある時点でのMSBが'1' である時には、かかる時点における再生信号値z〔k〕の値がダイナミックレンジの半分以下である。
【0183】
ビタビ復号の状態データに基づく検出タイミングの生成の説明の参考とした図23中に、MSBの変化も示す。ここでは、ダイナミックレンジの半分を示す水平線を付記した。MSBは、再生信号値がダイナミックレンジの半分以上/以下である時にそれぞれ'0' /'1' となる。上述したように6値4状態ビタビ復号方法においては、識別点c001およびc100は、ダイナミックレンジの半分以下の大きさなので、再生信号値がこれらの値をとる時には、MSBが'1' となる。また、識別点c011およびc110は、ダイナミックレンジの半分以上の大きさなので、再生信号値がこれらの値をとる時には、MSBが'0' となる。このため、MSBのビット反転を検出することによって再生RF信号の立ち上がり時点および立ち下がり時点を認識することができる。
【0184】
すなわち、図23に示すように、再生信号値が破線を横切って立ち上がると、MSBが'1' →'0' に反転する。かかる反転が検出された時点から1クロック前の時点の再生信号値を立ち上がり時点のサンプリング値Pと認識することができる。Pの値をサンプリングするために、立ち上がり時点から略1クロック幅のサンプリングパルスMGP が生成される。さらに、立ち上がり時点の1クロック後の時点のサンプリング値をQとする。Qの値をサンプリングするために、MGP から略1クロック遅延したサンプリングパルスMGQ を生成する。
【0185】
他方、再生信号値が破線を横切って立ち下がる時には、MSBの'0' →'1' への反転が検出されるが、かかる反転が検出された時点から1クロック前の時点の再生信号値を立ち下がり時点のサンプリング値Rと認識することができる。Rの値をサンプリングするために、立ち下がり時点から略1クロック幅のサンプリングパルスMGR を生成する。さらに、立ち上がり時点の1クロック後の時点のサンプリング値をSとする。Sの値をサンプリングするために、MGR から略1クロック遅延したサンプリングパルスMGS を生成する。
【0186】
上述したこの発明の実施の一形態および他の形態では、オフセットを検出するようにしているが、オフセット検出と同様にして、PLLの位相誤差を検出することが可能である。PLLの位相誤差がない時には、サンプリング値P,Q,R,Sに関して、(P=S)(Q=R)の関係が成立する。従って、位相誤差は、これらのサンプリング値の差から検出することができる。一例として、位相エラーをPEと表すと、
PE=(P−S)+(Q−R)
の演算により得ることができる。
【0187】
図26は、オフセットエラーOEおよび位相エラーPEを生成することができる演算回路の一例である。サンプリングパルスを生成するためのタイミング生成としては、ビタビ復号の状態データおよびMSBの反転の何れを使用しても良いので、図26では、サンプリングパルスを単に、GP ,GQ ,GR およびGS と表す。加算回路305および306に対しては、それぞれ非反転(+で示す)または反転(−で示す)されたサンプリング値P,Q,R,Sが供給される。加算回路305からは、上述したようなオフセット信号OEが出力され、加算回路306からは、位相エラー信号PEが出力される。
【0188】
上述したこの発明の実施の一形態は、4値4状態ビタビ復号方法を行う光磁気ディスク装置にこの発明を適用したものである。これに対し、上述したような3値4状態ビタビ復号方法、および7値6状態ビタビ復号方法等の他の種類のビタビ復号方法を行う光磁気ディスク装置にも、この発明を適用することができる。
【0189】
また、この発明は、記録媒体に記録されたデータから再生される再生信号から、リードデータを復号するためにビタビ復号方法を用いることができる情報再生装置に適用することができる。すなわち、光磁気ディスク(MO)以外にも、例えば相変化型ディスクPD、CD−E(CD-Erasable )等の書き換え可能ディスク、CD−R等の追記型ディスク、CD−ROM等の読み出し専用ディスク等の光ディスク装置に適用することが可能である。
【0190】
また、この発明は、この実施例に限定されることなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の応用および変形が考えられる。
【0191】
【発明の効果】
上述したように、この発明は、ビタビ復号器の状態データ、またはA/D変換出力に基づいて、再生RF信号の立ち上がり、立ち下がりのタイミングを検出し、検出されたタイミングにおける再生信号値からオフセットを検出する。従って、オフセットキャンセルのために付加すべき回路を小規模とすることができる。また、この発明では、ディジタル的に信号処理を行うので、回路中の各素子の温度特性や、帯域などの影響を考慮する必要がない利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】4値4状態ビタビ復号方法を行う光磁気ディスク装置の一例の全体構成を示すブロック図である。
【図2】マーク位置記録方法およびマークエッジ記録方法について説明するための略線図である。
【図3】光磁気ディスクのセクタフォーマットの一例について説明するための略線図である。
【図4】RLL(1,7)符号化方法において、最小磁化反転幅が2であることを示す略線図である。
【図5】RLL(1,7)符号とマークエッジ記録方法の組合わせによって記録されたデータから再生される再生信号を、パーシャルレスポンス特性PR(1,2,1)の下で波形等化した時のアイ・パターンについて説明するための略線図である。
【図6】4値4状態ビタビ復号方法の状態遷移図を作成する過程について説明するための略線図である。
【図7】4値4状態ビタビ復号方法の状態遷移図の一例を示す略線図である。
【図8】4値4状態ビタビ復号方法におけるトレリス線図の一例を示す略線図である。
【図9】4値4状態ビタビ復号方法において、規格化メトリックに基づく状態遷移の条件を示す略線図である。
【図10】4値4状態ビタビ復号を行うビタビ復号器の全体構成を示すブロック図である。
【図11】ビタビ復号器の一部分の構成を詳細に示すブロック図である。
【図12】ビタビ復号器の他の一部分の構成を詳細に示すブロック図である。
【図13】ビタビ復号器のさらに他の一部分の構成を詳細に示すブロック図である。
【図14】6値4状態ビタビ復号方法の状態遷移図の一例を示す略線図である。
【図15】6値4状態ビタビ復号方法におけるトレリス線図の一例を示す略線図である。
【図16】この発明の実施の一形態の全体構成を示すブロック図である。
【図17】この発明の実施の一形態中で用いられるビタビ復号器の一例について説明するためのブロック図である。
【図18】この発明の実施の一形態に用いられるステータスメモリユニット(SMU)の構成の一例を示すブロック図である。
【図19】SMUの一部の構成について説明するためのブロック図である。
【図20】SMUの他の一部の構成について説明するためのブロック図である。
【図21】この発明の実施の一形態中のマージブロックにおいて参照されるテーブルの一例を示す略線図である。
【図22】この発明の実施の一形態中のマージブロックの一例のブロック図である。
【図23】オフセットの検出方法について説明するための波形図である。
【図24】この発明の実施の一形態において用いられるオフセット演算ユニットの構成の一例のブロック図である。
【図25】この発明の実施の他の形態のブロック図である。
【図26】オフセットおよび位相エラーの両者を求めることができる演算部の構成の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
2・・・コントローラ、12・・・A/D変換器、130・・・ビタビ復号器、132・・・ブランチメトリック計算回路(BMC)、133・・・加算、比較、選択回路(ACS)、134・・・ステ−タスメモリユニット(SMU)、135・・・マージブロック、100・・・タイミング生成回路、101・・・減算器、103・・・オフセット演算ユニット(OCU)
Claims (4)
- 記録媒体に再生される再生信号をビタビ復号方法によって復号するようにした情報再生装置であって、
クロックに従ってサンプリングされる再生信号値に基づいて、最尤な状態遷移そのものを表現する上記クロック毎の状態データを生成する状態データ生成手段と、
上記状態データに基づいて、復号データを出力する復号データ出力手段と、
上記状態データから、再生信号の立ち上がりまたは立ち下がりエッジと対応する、オフセットの検出タイミングを発生する手段と、
上記検出タイミングにおける上記再生信号の立ち上がり時点の再生信号値とされるサンプリング値と、上記立ち上がり時点の1クロック後の再生信号値とされるサンプリング値と、立ち下がり時点の再生信号値とされるサンプリング値と、上記立ち下がり時点の1クロック後の再生信号値とされるサンプリング値を用いて演算することによってオフセット信号を生成する手段と、
上記オフセット信号を再生信号に対してフィードバックし、オフセットをキャンセルするための信号路とを有し、
上記状態データ生成手段は、状態メモリユニットを含み、
復号データを出力する上記状態メモリユニットのメモリ長より短いメモリ長の段階で取り出された状態データであって、メトリックの最も小さいものに対応する状態における状態データに基づいて上記検出タイミングを発生することを特徴とする情報再生装置。 - 請求項1において、
上記状態データは、
ビタビ復号法の種類に応じて決まるビット数の状態データ値の系列であることを特徴とする情報再生装置。 - 請求項1において、
上記再生信号値は、2を補数とするコードの形式であって、
上記オフセット信号は、上記検出タイミングにおける上記再生信号の立ち上がり、立ち下がりのタイミングでの再生信号値とされるサンプル値の平均値として求めたものであることを特徴とする情報再生装置。 - 記録媒体に再生される再生信号をビタビ復号方法によって復号するようにした情報再生方法であって、
クロックに従ってサンプリングされる再生信号値に基づいて、再尤な状態遷移そのものを表現する上記クロック毎の状態データを生成する状態生成ステップと、
上記状態データに基づいて、復号データを出力するステップと、
上記状態データから、再生信号の立ち上がりまたは立ち下がりエッジと対応する、オフセットの検出タイミングを発生するステップと、
上記検出タイミングにおける上記再生信号の立ち上がり時点の再生信号値とされるサンプリング値と、上記立ち上がり時点の1クロック後の再生信号値とされるサンプリング値と、立ち下がり時点の再生信号値とされるサンプリング値と、上記立ち下がり時点の1クロック後の再生信号値とされるサンプリング値を用いて演算することによってオフセット信号を生成するステップと、
上記オフセット信号を再生信号に対してフィードバックし、オフセットをキャンセルするスッテップとを有し、
上記状態生成ステップは、復号データを出力する状態メモリユニットのメモリ長より短いメモリ長の段階で取り出された状態データであって、メトリックの最も小さいものに対応する状態における状態データに基づいて上記検出タイミングを発生することを特徴とする情報再生方法。
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