JP2002190165A - デジタルデータ再生装置及びデジタルデータ再生方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】この発明は、ＰＲ等化後の波形値のレベルが５
乃至７となるＰＲクラスの場合にも、ユーザデータ領域
で再生されたデータとリカバリされたチャネルクロック
との同期制御を、高い信頼性をもって可能とし得るデジ
タルデータ再生装置及びデジタルデータ再生方法を提供
することを目的としている。 【解決手段】記録媒体から読み取った信号をクロック周
期でサンプリングしてデジタルデータに変換する変換手
段と、このデジタルデータをクロックに基づいてパーシ
ャルレスポンスのクラスに合致した波形に等化する等化
手段と、この等化された信号波形に対してクロックに基
づいてデータ検出を行なう検出手段と、等化された信号
波形とクロックとの位相誤差の勾配を検出する位相誤差
勾配検出手段と、この手段で検出された位相誤差勾配に
基づいてクロックの周波数を制御する制御手段とを備え
ている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、例えばディスク
等の記録媒体に、光学的、磁気的または光磁気的に記録
されたデジタルデータを再生するデジタルデータ再生装
置及びデジタルデータ再生方法の改良に関する。

【０００２】

【従来の技術】周知のように、光学的、磁気的または光
磁気的にデータパターンを記録する記憶装置の再生信号
処理系は、一般に、記録媒体から再生ヘッドにより読み
出された再生信号を増幅し、さらに波形等化器で再生信
号波形を等化した後、データ検出器に入力してデータ識
別を行ない、デコーダで復号を行なうことにより、再生
データを得る構成となっている。

【０００３】すなわち、波形等化器により、データが記
録チャンネルを通過した結果生じた歪みが補正されて、
信号の誤り検出率が許容範囲内に収められ、データ検出
器により、波形のピーク位置や、微分してゼロクロス点
が求められる。近年のＰＲＭＬ（Partial Response Max
imum Likelihood）信号処理方式では、信号の前後の相
関を利用してシーケンスとして検出する方法が使われて
いる。

【０００４】ここで、データを検出するためには、デー
タが記録された間隔、すなわちチャネルクロックの周波
数とその位相情報とが必要である。このチャンネルクロ
ックは、再生された信号から、フェーズロックドループ
（ＰＬＬ）を使うことによってリカバリ（回復）され
る。

【０００５】記録媒体に記録されたデータには、ＰＬＬ
を引き込むために、データを記録するクロックの整数倍
の単一繰り返しデータパターンで信号が記録されたＶＦ
Ｃ領域が、データの最初の部分に存在する。波形等化後
のＶＦＣ信号のピーク位置、あるいは、特定の閾値を信
号が横切る位置を検出し、このタイミングでＰＬＬを引
き込むことにより、記録されたデータの周波数と位相に
同期させることができる。

【０００６】以後のデータは、この同期させたクロック
を使用して検出を行なうが、ディスクの回転数の変動等
で、データの始めの部分と後の部分とでは、その位相は
必ずしも合っていない。そこで、データの再生中でも、
データの検出タイミングとＰＬＬによる再生クロックと
の位相のずれをＰＬＬにフィードバックして、データ部
分での位相のドリフトにもクロックを追従させるように
している。

【０００７】ＶＦＣ領域は単一波長であるので、高品位
の位相信号が得られるが、データ部分は複雑な波形であ
るため、位相差の検出できる位置も少なく、波形干渉の
影響で、その品位も低くなっている。ＰＬＬは、通常、
ＶＦＣ領域では、“引き込みモード”といって、高速に
周波数を引き込み、その位相に追従するが、データ領域
では、“トレースモード”というＰＬＬのループゲイン
を低く抑えた動作に移行する。トレースモードでは、回
転変動のような緩やかな周波数変動には追従するが、ノ
イズや波形干渉等によるビット単位の急激な変動には、
追従することができない。

【０００８】ＰＲＭＬ信号処理方式では、再生信号を波
形等化器に入力する前に、Ａ／Ｄコンバータを使用して
離散時間で量子化する場合が多い。この場合の、Ａ／Ｄ
コンバータに与えるサンプリングクロックも、ＰＬＬを
使用してリカバリしたチャネルクロックが使用される。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】図２５には、ＰＲＭＬ
信号処理で多用されるような離散時間で再生信号をサン
プリングするのではなく、連続時間で閾値を検出し、デ
ータの検出を行なう場合の、光ディスク装置の信号が示
されている。

【００１０】記録されるべきユーザデータは、０と１の
ランダムな組み合わせのデータ列であるが、記録媒体に
記録するには、図２５（ａ）に示すような１と１との間
の０の数が特定の範囲に制御されるランレングス制限
（ＲＬＬ）符号に変調される。データの書き込み信号
は、マークエッジ記録の場合に、データ（ａ）が１の位
置でオン／オフをトグルさせた信号（ｂ）になり、その
結果、媒体上には、マーク（ｃ）が記録される。このマ
ーク（ｃ）を読み出した場合の再生信号（ｄ）は、微分
回路に通されることで、微分波形（ｅ）が得られる。微
分波形（ｅ）のピークは、データ（ａ）のＲＬＬ符号で
変調されたデータの１の位置に対応する。

【００１１】ＶＦＣ領域の信号を使ってＰＬＬ回路でリ
カバリされたチャネルクロックが（ｇ）であったとする
と、このクロック（ｇ）を基にして、データ検出ウィン
ドウ（ｆ）を作ることができる。このデータ検出ウィン
ドウ（ｆ）内に微分波形のピークがあれば１、ピークが
ない場合には０を出力するようにすれば、検出データ
（ｈ）を求めることができる。これは、データ（ａ）が
ＲＬＬ符号データであるから、これを復号回路に通せ
ば、記録されたユーザデータを復元することができる。

【００１２】再生信号の位相とチャネルクロックの位相
とが一致している場合には、微分信号（ｅ）のピーク
は、データ検出ウィンドウ（ｆ）の中央に位置してい
て、データ検出ウィンドウ（ｆ）内にピークがあるか否
かを検出するのは容易であるが、位相がずれてくると、
微分信号（ｅ）のピークがデータ検出ウィンドウ（ｆ）
の端の方にずれて行き、最後には隣のウィンドウに入っ
てしまって検出誤りを生じる。

【００１３】そこで、図２６に示すように、微分波形の
ピーク位置とチャネルクロックとの位相差をＰＬＬの位
相比較器で検出し、チャージポンプで電圧値に変換し、
その結果で電圧制御発振器（ＶＣＯ）を制御する。これ
により、再生信号とＰＬＬでリカバリされるクロックの
位相を一致させることができる。

【００１４】このような方式では、マークのエッジが、
データ検出ウィンドウ内の時間で立ち上がっていないと
検出誤りを起こし易い。記録密度を高くしていくと、媒
体の周波数応答特性の影響でエッジの立ち上がりが緩慢
になる。これを、より急峻な立ち上がりに補正するため
には、波形等化器で高周波特性を持ち上げる必要があ
る。しかしながら、この補正は、高域の雑音成分をも持
ち上げるためＳ／Ｎが悪化する。このため、こうした信
号処理方式では、高密度化には限界がある。

【００１５】これを克服するための方式の１つが、ＰＲ
ＭＬ信号処理方式である。ＰＲＭＬでは、あるビットに
対する応答波形の影響が隣接または複数のビットに及ぶ
ことを許容するので、信号の周波数帯域を上げずに、よ
り高密度な記録を行なうことができる。

【００１６】その代わりに、複数ビットへの影響の度合
いは、ＰＲクラスにより決められた値に制御される必要
がある。ビット相互の干渉の度合いが制御されているの
で、閾値では検出できないような緩慢な変化を持つ波形
も、波形のシーケンスで最尤検出（ＭＬ検出）すること
で、誤りなくデータを検出することができる。

【００１７】図２７は、図２５と同じデータ列が、ＰＲ
ＭＬ方式ではどうなるかを示している。図２７（ｃ）
は、チャネルクロック毎の書き込み信号（ｂ）がオンの
場合を１、オフの場合を０としたビット列である。今、
仮に、ＰＲのクラスを（ｄ）に示したように（１，２，
２，１）であると仮定する。

【００１８】このＰＲ等化では、書き込みビットが１で
ある場合にチャネルから再生される応答波形が（ｄ）の
ようであることを意味し、書き込みビット列（ｃ）に対
応する再生波形は、（ｅ）に示すように、各ビットの応
答波形の重ね合わせとして表わされ、（ｆ）のような波
形が得られる。

【００１９】このようにＰＲ等化の場合、ＰＲ等化器に
より制御され、ＭＬ検出器の入力として用いられるの
は、サンプリングの時点における振幅値である。このた
め、ＰＲＭＬ信号処理では、再生信号を等化器に入力す
る前に、Ａ／Ｄコンバータにより、チャネルクロック毎
の離散時間で量子化された振幅値系列に変換し、以後、
デジタル回路で処理する場合がほとんどである。

【００２０】ＰＲＭＬ信号処理方式の光ディスク装置に
使用されるＰＬＬの位相誤差検出器では、等化器出力信
号は時間方向に離散化されているので、図２５を用いて
説明した方法のように、データの位相とＰＬＬによりリ
カバリされるチャネルクロックの位相とを直接比較する
ことはできない。サンプリングされた振幅値のずれを位
相誤差に変換する必要がある。

【００２１】例えば、米国特許４，８９０，２９９に
は、振幅値のずれを位相誤差に変換する手法とその構成
とが開示されている。現在の振幅値と、１乃至２サンプ
ル前の振幅値と、それらに対応する理想等化振幅値とか
ら、位相誤差がプラス／マイナスにどれくらいの勾配を
持っているかを算出している。

【００２２】ただし、ここで開示されているのは、ＰＲ
等化後の再生波形の理想値が、３レベルになる場合にお
いてである。記録密度が高くなってくると、媒体の周波
数特性が相対的に不足してくるため、ＰＲのクラスを上
げる必要があるが、これらのクラスは、波形が相互に干
渉するサンプル点数が多くなるため、波形の等化後の振
幅レベルが高くなって、３レベルを仮定した方法では位
相誤差の検出ができないことになる。

【００２３】ＰＲ等化後の波形の値がいくつのレベルに
別れるかは、ＰＲのクラスと変調方式とに依存する。図
２７に示したの例のように、ＰＲクラスとして（１，
２，２，１）を、変調方式に１と１との間に存在する０
の最低個数（ｄ制約）が２個に制限されるＰＬＬ（２，
７）を用いた場合には、０、１、３、５、６の５レベル
となる。

【００２４】また、ＰＲクラスは同じ（１，２，２，
１）でも、変調方式に、ｄ制約が１個に制限されるＰＬ
Ｌ（１，７）を用いた場合や、ｄ制約が０の場合には、
０、１、２、３、４、５、６の７レベルとなる。ただ
し、１と１との間に存在する０の最大個数（ｋ制約）が
いずれも４以上であるとする。

【００２５】このように、ＰＲ等化後の波形値のレベル
が５乃至７のクラスの場合には、米国特許４，８９０，
２９９の手法では、波形振幅値から位相誤差勾配を算出
することはできない。

【００２６】なお、この問題に関しては、本件特許出願
人と同じ出願人により、特開２０００−１９５１９１号
公報に示されるように、等化後の振幅レベルが５乃至７
値になるＰＲクラスにおいても、離散時間でサンプルさ
れた振幅値から位相誤差勾配を検出することによって、
データとクロックとの位相同期が容易に行なえるように
した対策技術が既に出願されているが、技術開発の盛ん
な現状では、これとは別の構成による対策も望まれる傾
向にある。

【００２７】そこで、この発明は上記事情を考慮してな
されたもので、ＰＲ等化後の波形値のレベルが５乃至７
となるＰＲクラスの場合にも、ユーザデータ領域で再生
されたデータとリカバリされたチャネルクロックとの同
期制御を、高い信頼性をもって可能とし得る極めて良好
なデジタルデータ再生装置及びデジタルデータ再生方法
を提供することを目的とする。

【００２８】

【課題を解決するための手段】この発明は、上記課題を
解決するために、位相誤差の勾配を、以下の構成によっ
て求めることにより、ＰＲ等化後の波形値のレベルが５
乃至７のＰＲクラスの場合にも、データに同期したチャ
ネルクロックをリカバリできるデジタルデータ再生装置
及びデジタルデータ再生方法を提供する。

【００２９】すなわち、この発明に係るデジタルデータ
再生装置は、記録媒体から読み取った信号を、可変周波
数発振手段から出力されるクロック周期でサンプリング
することによりデジタルデータに変換する変換手段と、
この変換手段から出力されたデジタルデータを、可変周
波数発振手段から出力されるクロックに基づいて、パー
シャルレスポンスのクラスに合致した波形に等化する等
化手段と、この等化手段から出力された信号波形に対し
て、可変周波数発振手段から出力されるクロックに基づ
いて、データの検出を行なうデータ検出手段と、等化手
段から出力された信号波形と可変周波数発振手段から出
力されるクロックとの位相誤差の勾配を検出する位相誤
差勾配検出手段と、この位相誤差勾配検出手段で検出さ
れた位相誤差勾配に基づいて、可変周波数発振手段の発
振周波数を制御する制御手段とを備えるようにしたもの
である。

【００３０】また、この発明に係るデジタルデータ再生
方法は、記録媒体から読み取った信号を、可変周波数発
振手段から出力されるクロック周期でサンプリングする
ことによりデジタルデータに変換する第１の工程と、こ
の第１の工程で出力されたデジタルデータを、可変周波
数発振手段から出力されるクロックに基づいて、パーシ
ャルレスポンスのクラスに合致した波形に等化する第２
の工程と、この第２の工程で出力された信号波形に対し
て、可変周波数発振手段から出力されるクロックに基づ
いて、データの検出を行なう第３の工程と、第２の工程
で出力された信号波形と可変周波数発振手段から出力さ
れるクロックとの位相誤差の勾配を検出する第４の工程
と、この第４の工程で検出された位相誤差勾配に基づい
て、可変周波数発振手段の発振周波数を制御する第５の
工程とを経るようにしたものである。

【００３１】上記のような構成及び方法によれば、等化
後の振幅レベルが５〜７値になるＰＲクラスにおいて
も、離散時間でサンプルされた振幅値から位相誤差勾配
を検出することができるため、ＰＲ等化後の波形値のレ
ベルが５乃至７となるＰＲクラスの場合にも、ユーザデ
ータ領域で再生されたデータとリカバリされたチャネル
クロックとの同期制御を、高い信頼性をもって可能とす
ることができる。

【００３２】

【発明の実施の形態】以下、この発明の第１の実施の形
態について図面を参照して詳細に説明する。図１は、こ
の第１の実施の形態で説明する光ディスク装置の要部を
示している。すなわち、この光ディスク装置は、主とし
て、記録媒体である書き替え可能な光ディスク１と、こ
の光ディスク１に対してデータの書き込み及び読み出し
を行なう光ヘッド３と、データ再生系と、データ記録系
と、ドライブコントローラ１２と、インターフェース１
３とから構成されている。

【００３３】光ディスク１は、スピンドルモータ２によ
り回転駆動される。光ヘッド３は、サーボモータ４によ
り移動調整されて、レーザドライバ１５による駆動で光
ディスク１にレーザ光を照射し、光学的に情報の記録再
生を行なうものである。スピンドルモータ２とサーボモ
ータ４は、ドライブコントローラ１２により駆動制御回
路１４を介して駆動制御される。

【００３４】データ記録系は、レーザドライバ１５及び
変調回路１６を有している。変調回路１６は、ドライブ
コントローラ１２から送出された記録データを所定の符
号ビット列に変換する符号化処理を実行する。レーザド
ライバ１５は、変調回路１６から出力された符号ビット
列にしたがったマークを、光ディスク１上に記録するよ
うに光ヘッド３を駆動する。

【００３５】データ再生系は、プリアンプ５と、ＶＧＡ
（可変利得増幅器）６と、Ａ／Ｄ変換回路７と、等化器
８と、データ検出回路１０と、デコーダ１１とを有す
る。プリアンプ５とＶＧＡ６とは、光ヘッド３によって
読み出された再生信号を増幅する。Ａ／Ｄ変換回路７
は、増幅された再生信号を離散時間の量子化サンプル値
であるデジタル信号に変換する。等化器８は、離散時間
の量子化サンプル値であるデジタル信号を、ＰＲクラス
に合致した波形に等化する。

【００３６】データ検出回路１０は、パーシャルレスポ
ンスの所定のクラスに等化した再生信号波形からデータ
を検出する最尤系列推定方式の信号処理回路であり、具
体的にはビタビ検出器からなる。デコーダ１１は、デー
タ検出回路１０により検出された符号ビット列を元のユ
ーザデータに復元する。

【００３７】ドライブコントローラ１２は、この光ディ
スク装置のメイン制御装置であり、インターフェース１
３を介して例えばパーソナルコンピュータと接続し、記
録再生データの転送制御を実行する。なお、この光ディ
スク装置には、図示はしないが、映像情報の記録再生に
必要な動画圧縮回路、動画伸張回路及びデコーダ１１か
ら出力されたデータの誤り検出訂正処理を行なう誤り検
出訂正回路等も含まれている。

【００３８】等化器８の出力は、タイミング制御回路１
７の一部である位相誤差勾配検出回路１８にも入力され
る。この位相誤差勾配検出回路１８の出力は、ループフ
ィルタ１９を通してＶＣＯ（電圧制御発振器）２０に入
力され、チャネルクロックの位相を制御する。ＶＣＯ２
０の出力は、リカバリされたチャネルクロックとして、
Ａ／Ｄ変換回路７のサンプリングクロックや、等化器８
及びデータ検出回路（ＭＬ検出器）１０の動作クロック
として提供される。

【００３９】図１に示した例では、ＶＣＯ２０により、
Ａ／Ｄ変換回路７のサンプリング周波数と位相とを再生
信号に同期させているが、図２に、読み出しクロックと
再生信号とを同期させる他の例を示している。図２で
は、図１のＶＧＡ６からデータ検出回路１０までの部分
について、他の例を示している。

【００４０】すなわち、Ａ／Ｄ変換回路７のサンプリン
グクロックは、シンセサイザ６０２から供給される再生
信号のビット周期より若干高い周波数のクロックで、再
生信号とは同期していない。等化器８の出力は、補間フ
ィルタ６００によって、位相のみがフェーズ計算回路６
０１の出力で制御される値だけ、ずらされて出力され
る。

【００４１】この補間フィルタ６００の出力は、位相誤
差勾配検出回路１８に入力される。この位相誤差勾配検
出回路１８の出力は、ループフィルタ１９を介してフェ
ーズ計算回路６０１に入力され、補間フィルタ６００に
おける位相のずれ量が制御される。クロックコントロー
ル６０３は、フェーズ計算回路６０１からの位相制御情
報を基に、シンセサイザ６０２の出力を再生信号周波数
に合うように間引きをして、データ検出回路１０の動作
クロックとして供給する。

【００４２】以後の説明では、このＰＲＭＬ信号処理系
のＰＲクラスは（１，２，２，１）であると仮定する。
図３を用いて、この第１の実施の形態における位相誤差
勾配検出回路１８の動作を説明する。以後、ｎ番目のサ
ンプリング周期においてサンプルされた再生信号の振幅
値をｙ（ｎ）と表わすものとする。

【００４３】図３に示す位相誤差勾配検出回路１８は、
図４に示すＶＦＯパターンに対する位相誤差勾配を効率
よく検出する回路である。ＶＦＯパターンとは、高速に
位相合わせを行なうための専用のデータパターンで、図
４に示すような単一周波数の繰り返しパターンである。

【００４４】図４のパターンの例では、ＰＲ等化された
サンプル点の振幅値は、サンプリング位相が合っている
場合には、１、１、３、５、５、３、１、１、……とい
う値の繰り返しになる。ただし、数値処理の説明を簡単
にするため、ｙ（ｎ）の値はＰＲ等化処理後レベルの３
を中心として、−３〜＋３の値を取り得るものとする。
すなわち、ＰＲ等化出力レベルの１、１、３、５、５、
３、１、１は、−２、−２、０、＋２、＋２となる。

【００４５】図３の符号１００〜１０２は、それぞれ、
入力したサンプル値を１サンプリング周期遅らせて出力
する遅延回路であり、遅延回路１００の入力がｙ（ｎ）
の場合、各遅延回路１００〜１０２の出力は、ｙ（ｎ−
１）、ｙ（ｎ−２）、ｙ（ｎ−３）となる。

【００４６】図３の符号１０９〜１１１も、それぞれ、
入力したサンプル値を１サンプリング周期遅らせて出力
する遅延回路であり、遅延回路１０９の入力がｇ（ｎ）
の場合、各遅延回路１０９〜１１１の出力は、ｇ（ｎ−
１）、ｇ（ｎ−２）、ｇ（ｎ−３）となる。

【００４７】ここで、ｇ（ｎ）は、ｎ番目のサンプリン
グ周期においてサンプルされた再生信号の振幅値ｙ
（ｎ）の変化の方向を表わす値とする。すなわち、図４
において、（ｆ）の波形のサンプル１５０〜１５２は＋
１の方向を持つものと定義し、サンプル１５３〜１５５
は−１の方向を持つものとする。

【００４８】符号１０８は閾値判定回路で、加算回路１
０３により加算されたｙ（ｎ）とｙ（ｎ−１）からｙ
（ｎ）の変化の方向を判定する。判定のための閾値η
（ｎ）には、閾値決定回路１１２の出力が用いられる。
閾値決定回路１１２は、３サンプル時刻前の変化の方向
ｇ（ｎ−３）を入力し、その値が＋１の場合は＋εとい
う値を、−１の場合には−εという値を出力する。

【００４９】閾値判定回路１０８は、ｇ（ｎ−１）の値
も入力し、ｇ（ｎ−３）が＋１の場合には、ｙ（ｎ）＋
ｙ（ｎ−１）が＋ε以下になった場合に、ｇ（ｎ）とし
て−１を出力し、変化の方向を反転させるが、条件が満
たされない場合にはｇ（ｎ−１）と同じ値を出力する。
同様に、ｇ（ｎ−３）が−１の場合には、ｙ（ｎ）＋ｙ
（ｎ−１）が−ε以下になった場合に、ｇ（ｎ）として
＋１を出力し、変化の方向を反転させるが、条件が満た
されない場合にはｇ（ｎ−１）と同じ値を出力する。

【００５０】位相誤差勾配Δτ１０７は、加算回路１０
６により、乗算回路１０４，１０５の各出力と補正値出
力回路１１５の出力とを加算した結果となる。乗算回路
１０４は、ｙ（ｎ）とｇ（ｎ）との積を算出し、乗算回
路１０５は、ｙ（ｎ−３）とｇ（ｎ−３）との積を算出
する。補正値出力回路１１５は、比較器１１３比較結果
と比較器１１４の比較結果とにしたがって、位相誤差勾
配Δτ１０７を算出するための補正値を出力する。

【００５１】図５（ａ），（ｂ）及び図６（ａ），
（ｂ）を用いて、より具体的に動作を説明する。図５
（ａ）において、ｙ（ｎ）が、位相が合っていた場合の
振幅値２０３に対して、実際のサンプル値２０４は、位
相誤差τ２のために振幅値が＋２＋γであるとする。ま
た、ｙ（ｎ−３）が、位相が合っていた場合の振幅値２
０１に対して、実際のサンプル値２０２は、位相誤差τ
１のために振幅値が−２−βであるとする。さらに、変
化の方向としてｇ（ｎ）は＋１、ｇ（ｎ−３）は−１で
あるから、乗算回路１０４の出力は、 （＋２＋γ）×（＋１）＝＋２＋γ となり、乗算回路１０５の出力は、 （−２−β）×（−１）＝＋２＋β となる。

【００５２】また、比較器１１３の出力は、 ｇ（ｎ）＝＋１、ｇ（ｎ−１）＝＋１ なので ｇ（ｎ）＝ｇ（ｎ−１） であるから１となり、比較器１１４の出力は、 ｇ（ｎ）＝＋１、ｇ（ｎ−２）＝＋１ なのでｇ（ｎ）＝ｇ（ｎ−２） であるから１となり、補正値出力回路１１５の出力は−
４となる。

【００５３】これらのことから、位相誤差勾配Δτ１０
７は、 （＋２＋γ）＋（＋２＋β）−４＝γ＋β となる。そして、ＰＲ等化基準値とのずれ、γとβとの
和が、位相誤差勾配として出力される。

【００５４】位相誤差が逆方向の場合の例を、図５
（ｂ）に示している。すなわち、乗算回路１０４の出力
は、 （＋２−γ）×（＋１）＝＋２−γ であり、乗算回路１０５の出力は、 （−２＋β）×（−１）＝＋２−β となる。また、比較器１１３の出力は、 ｇ（ｎ）＝＋１、ｇ（ｎ−１）＝＋１ なので ｇ（ｎ）＝ｇ（ｎ−１） であるから１となり、比較器１１４の出力は、 ｇ（ｎ）＝＋１、ｇ（ｎ−２）＝＋１ なので ｇ（ｎ）＝ｇ（ｎ−２） であるから１となり、補正値出力回路１１５の出力は−
４となる。

【００５５】これらのことから、位相誤差勾配Δτ１０
７は、 （＋２−γ）＋（＋２−β）−４＝−γ−β となる。そして、ＰＲ等化基準値とのずれ、−γと−β
との和が、位相誤差勾配として出力される。

【００５６】ｙ（ｎ）が図６（ａ）の場合は、ｇ（ｎ）
は−１、ｇ（ｎ−３）は＋１であるから、乗算回路１０
４の出力は、 （＋２−γ）×（−１）＝−２＋γ となり、乗算回路１０５の出力は、 （−２＋β）×（＋１）＝−２＋β となる。

【００５７】また、比較器１１３の出力は、 ｇ（ｎ）＝−１、ｇ（ｎ−１）＝＋１ なのでｇ（ｎ）とｇ（ｎ−１）とは等しくないので０と
なり、比較器１１４の出力は、 ｇ（ｎ）＝−１、ｇ（ｎ−２）＝＋１ なのでｇ（ｎ）とｇ（ｎ−２）とは等しくないので０と
なり、補正値出力回路１１５の出力は＋４となる。

【００５８】これらのことから、位相誤差勾配Δτ１０
７は、 （−２＋γ）＋（−２＋β）＋４＝γ＋β となる。そして、ＰＲ等化基準値とのずれ、γとβとの
和が、位相誤差勾配として出力される。

【００５９】ｙ（ｎ）が図６（ｂ）の場合は、ｇ（ｎ）
は−１、ｇ（ｎ−３）は＋１であるから、乗算回路１０
４の出力は、 （−γ）×（−１）＝＋γ となり、乗算回路１０５の出力は、 （＋β）×（＋１）＝＋β となる。

【００６０】また、比較器１１３の出力は、 ｇ（ｎ）＝−１、ｇ（ｎ−１）＝−１ なのでｇ（ｎ）＝ｇ（ｎ−１） であるから１となり、比較器１１４の出力は、 ｇ（ｎ）＝−１、ｇ（ｎ−２）＝＋１ なのでｇ（ｎ）とｇ（ｎ−２）とは等しくないので０と
なり、補正値出力回路１１５の出力は０となる。

【００６１】これらのことから、位相誤差勾配Δτ１０
７は、 （＋γ）＋（＋β）＝γ＋β となる。そして、ＰＲ等化基準値とのずれ、γとβとの
和が、位相誤差勾配として出力される。

【００６２】以下、同様にして、位相誤差により生じた
振幅の基準値からのずれ量が位相誤差勾配として正しく
出力される。

【００６３】図７に、この第１の実施の形態における動
作をまとめたフローチャートを示している。

【００６４】この第１の実施の形態によれば、現在のサ
ンプル値ｙ（ｎ）と１サンプル時刻前の値ｙ（ｎ−１）
とを用いている。ノイズのない状態では、ｙ（ｎ）のみ
の値でも判定を誤らないようにすることが可能だが、ノ
イズの乗った実信号では、判定を誤る確立が増加して位
相誤差勾配を正しく求めることができない。２時刻のサ
ンプル点を用いて波形のピーク位置を推定して振幅の変
化の方向を求める、この第１の実施の形態の方式は、平
均化により雑音の影響を除去する効果が大きいので、位
相誤差勾配の算出を正確に行なうことができる。

【００６５】図８は、この発明の第２の実施の形態に係
る位相誤差勾配検出回路１８を示している。この位相誤
差勾配検出回路１８も、図４に示したＶＦＯパターンに
対する位相誤差勾配を効率よく検出する回路である。

【００６６】図８の符号１００〜１０２は、図３同様
に、入力したサンプル値を１サンプリング周期遅らせて
出力する遅延回路であり、遅延回路１００の入力をｙ
（ｎ）とした場合、各遅延回路１００〜１０２の出力
は、ｙ（ｎ−１）、ｙ（ｎ−２）、ｙ（ｎ−３）とな
る。

【００６７】また、符号１０９〜１１１も同様に、入力
したサンプル値を１サンプリング周期遅らせて出力する
遅延回路であり、遅延回路１０９の入力をｇ（ｎ）とし
た場合、各遅延回路１０９〜１１１の出力は、ｇ（ｎ−
１）、ｇ（ｎ−２）、ｇ（ｎ−３）となる。

【００６８】ここで、ｇ（ｎ）は、ｎ番目のサンプリン
グ周期においてサンプルされた再生信号の振幅値ｙ
（ｎ）のレベルが、ＰＲ等化後の基準値＋２、０、−２
のいずれと見なされるべきかを表わす値で、振幅値が＋
２であると見なされるべきときには＋１、振幅値が０で
あると見なされるべきときには０、振幅値が−２である
と見なされるべきときには−１を取るものとする。便宜
的に、以下の説明では、このｇ（ｎ）を判定レベルと称
することにする。

【００６９】また、符号３０８は閾値判定回路で、ｙ
（ｎ）の値からｇ（ｎ）の取るべき値を判定する。閾値
決定回路３１２の出力η（ｎ）に、加算回路３２０，３
２１によってそれぞれ−δ，＋δが加えられることによ
り、＋１と０との判定閾値であるη（ｎ）−δと、０と
−１との判定閾値であるη（ｎ）＋δとに分けられて、
閾値判定回路３０８に入力される。

【００７０】この閾値決定回路３１２は、３サンプル時
刻前の判定レベルｇ（ｎ−３）を入力し、その値が＋１
の場合は＋ηという値を、−１の場合は−ηという値
を、０のときには０を出力する。

【００７１】そして、閾値判定回路３０８は、ｇ（ｎ−
３）が＋１の場合には、ｙ（ｎ）が＋ε−δ以下になっ
た場合にｇ（ｎ）として−１、＋ε±δの範囲では０、
＋ε＋δ以上では＋１を出力する。また、閾値判定回路
３０８は、ｇ（ｎ−３）が０の場合には、ｙ（ｎ）が−
δ以下になった場合にｇ（ｎ）として−１、±δの範囲
では０、＋δ以上では＋１を出力する。さらに、閾値判
定回路３０８は、ｇ（ｎ−３）が−１の場合には、ｙ
（ｎ）が−ε＋δ以上になった場合にｇ（ｎ）として＋
１、−ε±δの範囲では０、−ε＋δ以下では−１を出
力する。

【００７２】位相誤差勾配Δτ１０７は、選択回路３３
０が比較器３３１，３３２の比較結果を基に選択した位
相誤差勾配の値として出力される。すなわち、ｇ（ｎ）
とｇ（ｎ−１）とが等しくなく、かつ、ｇ（ｎ）とｇ
（ｎ−３）とが等しくない場合には、加算回路３２９及
び乗算回路３２７，３２８により計算された （−１）×ｙ（ｎ）×ｇ（ｎ−２）＋ｙ（ｎ−２）×ｇ
（ｎ） の値が出力される。

【００７３】また、ｇ（ｎ）＝ｇ（ｎ−１）で、かつ、
ｇ（ｎ）とｇ（ｎ−３）とが等しくない場合には、加算
回路３２６及び乗算回路３２４，３２５により計算され
た （−１）×ｙ（ｎ）×ｇ（ｎ−１）＋ｙ（ｎ−１）×ｇ
（ｎ） の値が出力される。さらに、ｇ（ｎ）＝ｇ（ｎ−３）の
場合には、加算回路３２２及び乗算回路３２３により計
算された ｇ（ｎ−１）×［−ｙ（ｎ）＋ｙ（ｎ−３）］ の値が出力される。

【００７４】図９（ａ），（ｂ）及び図１０を用いて、
より具体的に動作を説明する。まず、図９（ａ）におい
て、ｙ（ｎ）が、位相が合っていた場合の振幅値２０３
に対して、実際のサンプル値２０４は、位相誤差τ２の
ために振幅値が＋２＋γであるとする。この場合、ｇ
（ｎ）＝＋１、ｇ（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝−
１、ｇ（ｎ−３）＝−１であるから、位相誤差勾配とし
て選択される計算値は、 （−１）×ｙ（ｎ）×ｇ（ｎ−２）＋ｙ（ｎ−２）×ｇ
（ｎ） である。

【００７５】ｙ（ｎ−２）が、位相が合っていた場合の
振幅値２０１に対して、実際のサンプル値２０２は、位
相誤差τ１のために振幅値が−２＋βであるとする。こ
のため、 （−１）×（＋２＋γ）×（−１）＋（−２＋β）×
（＋１）＝＋γ＋β となる。ＰＲ等化基準値とのずれ、つまり、γとβとの
和が位相誤差勾配として出力される。

【００７６】図９（ｂ）において、ｙ（ｎ）が、位相が
合っていた場合の振幅値２０７に対して、実際のサンプ
ル値２０８は、位相誤差τ４のために振幅値が＋２−γ
であるとする。この場合、ｇ（ｎ）＝＋１、ｇ（ｎ−
１）＝＋１、ｇ（ｎ−２）＝０、ｇ（ｎ−３）＝−１で
あるから、位相誤差勾配として選択される計算値は、 （−１）×ｙ（ｎ）×ｇ（ｎ−１）＋ｙ（ｎ−１）×ｇ
（ｎ） である。

【００７７】ｙ（ｎ−１）が、位相が合っていた場合の
振幅値２０５に対して、実際のサンプル値２０６は、位
相誤差τ３のために振幅値が＋２＋βであるとする。こ
のため、 （−１）×（＋２−γ）×（＋１）＋（＋２＋β）×
（＋１）＝＋γ＋β となる。ＰＲ等化基準値とのずれ、つまり、γとβとの
和が位相誤差勾配として出力される。

【００７８】図１０において、ｙ（ｎ）が、位相が合っ
ていた場合の振幅値２１２に対して、実際のサンプル値
２１１は、位相誤差τ６のために振幅値が−γであると
する。この場合、ｇ（ｎ）＝０、ｇ（ｎ−１）＝＋１、
ｇ（ｎ−２）＝＋１、ｇ（ｎ−３）＝０であるから、位
相誤差勾配として選択される計算値は、 ｇ（ｎ−１）×［−ｙ（ｎ）＋ｙ（ｎ−３）］ である。

【００７９】ｙ（ｎ−３）が、位相が合っていた場合の
振幅値２０９に対して、実際のサンプル値２１０は、位
相誤差τ５のために振幅値が＋βであるとする。する
と、 （＋１）×（−１）×（−γ＋β）＝＋γ＋β となる。ＰＲ等化基準値とのずれ、つまり、γとβとの
和が位相誤差勾配として出力される。

【００８０】図１１に、この第２の実施の形態における
動作をまとめたフローチャートを示している。

【００８１】この第２の実施の形態によれば、推定され
る振幅レベルと推定された振幅レベルの履歴を基に位相
誤差勾配の計算方法を切り替えることで、位相誤差勾配
の検出を効率よく行なうことができる。

【００８２】以上の第１及び第２の実施の形態は、単一
周波数のＶＦＯパターン部分に対する位相誤差勾配を求
めるものであったが、ＶＦＯパターン部分で位相を引き
込んだ後も、回転変動等の比較的緩やかな位相の変動に
もクロックを追従させなければならない。ユーザデータ
部分はランダムなデータ系列による信号であるから、上
記のＶＦＯ部分と同様の方法では位相誤差勾配を求める
ことができない。

【００８３】図１２（ａ），（ｂ），（ｃ）は、データ
系列によって、ＰＲ（１，２，２，１）等化信号の振幅
値がどのように変化し得るかを説明するための状態遷移
図を示している。

【００８４】図１２（ａ），（ｂ），（ｃ）は、それぞ
れ、ｄ制約が０、１、２の場合である。ｄ制約とは、変
調符号における制約の１つで、変調後の符号の１と１と
の間に最低０がいくつ入らなければならないかという制
約である。すなわち、ｄ＝０の場合には、図２７（ａ）
に示したＲＬＬ符号に１が連続する １１１００１１０１００１ というようなパターンがあってもかまわないが、ｄ＝１
の場合には、１が連続することは許されないので、 １０１０００１０１０１００ というように、１と１との間には、必ず１個以上の０が
入る。さらに、ｄ＝２の場合は、 １００１０００１００１０ というように、１と１との間には、必ず２個以上の０が
入る。

【００８５】図１２（ａ），（ｂ），（ｃ）の状態遷移
図において、丸の中のＳｘｘｘは、３つ連続する書き込
みビット列により状態を表わしている。書き込みビット
列とは、図２７（ｃ）に示したように、ＲＬＬ符号列を
ＮＲＺＩ形式に変換した離散時間で表わされた書き込み
電流である。ｄ＝０の場合には、書き込みビット列は０
と１の任意の値に変化し得る。例えば、００１という系
列の次の状態として、０１０も０１１も取り得る。

【００８６】 ＲＬＬ符号 書き込みビット列 ００１１１１ ００１０１０ ００１０１１ ００１１０１ ｄ＝０の場合には、ＲＬＬ符号の１と１との間には０が
最低１個入るので、例えば、書き込みビット列００１の
次には０１１しか取り得ない。

【００８７】 ＲＬＬ符号 書き込みビット列 ００１０１００１ ００１１０００１ ００１００１０１ ００１１１００１ さらに、ｄ＝２の場合には、ＲＬＬ符号の１と１との間
には０が最低２個入るので、例えば、０１１という状態
の次には１１１しか取り得ない。

【００８８】 ＲＬＬ符号 書き込みビット列 ００１００１００１ ００１１１０００１ ００１００１０００ ００１１１００００ 図１２（ａ），（ｂ），（ｃ）の状態遷移図において、
矢印についている数字は、状態が変化するときの振幅値
である。ここでは、振幅値は、０〜６までの値を取ると
する。図１３（ａ），（ｂ）及び図１４は、それぞれ、
状態遷移図を基に、ｄ＝０、ｄ＝１、ｄ＝２の場合の波
形の立ち上がりで取り得る振幅パターンを示したもので
ある。

【００８９】ＰＲ等化基準値（理想値）と実際の振幅値
とから位相誤差を求めるには、その時点の基準値がどの
値であるかを知る必要があるが、その値を正確に知るこ
とができるならば、後段の検出器は必要ないわけで、こ
の時点では、予測値が多少不正確になるのは仕方がない
として、なるべく間違わないような方法を取らざるを得
ない。また、全てのサンプル点から誤差信号を得る必要
もなく、緩やかな位相ずれを補正できるだけの検出感度
が稼げれば良い。

【００９０】以上の状況を考慮して、上記した第１及び
第２の実施の形態では、ＰＲ等化後の振幅の遷移のう
ち、波形振幅の勾配が大きい部分からだけ位相誤差情報
を抽出し、雑音により値の判定を誤り易くなる振幅の変
化の少ない部分では位相誤差を検出しないことで、位相
誤差勾配の検出精度を向上させて安定なクロックタイミ
ングのリカバリを実現する。

【００９１】図１５は、この発明の第３の実施の形態を
示すもので、ランダムデータ系列波形に対応する位相誤
差勾配検出回路１８を示している。ＰＲクラスは、
（１，２，２，１）とし、ｄ制約は１以上であるとす
る。また、以後の説明では、再び振幅値は−３〜＋３ま
での値を取ることにする。

【００９２】図１５の符号１００〜１０２は、図３と同
様に、入力したサンプル値を１サンプリング周期遅らせ
て出力する遅延回路であり、遅延回路１００の入力がｙ
（ｎ）の場合、各遅延回路１００〜１０２の出力は、ｙ
（ｎ−１）、ｙ（ｎ−２）、ｙ（ｎ−３）となる。

【００９３】また、符号１０９，１１０も同様に、入力
したサンプル値を１サンプリング周期遅らせて出力する
遅延回路であり、遅延回路１０９の入力がｇ（ｎ）の場
合、各遅延回路１０９，１１０の出力は、ｇ（ｎ−
１）、ｇ（ｎ−２）となる。

【００９４】ここで、ｇ（ｎ）は、ｎ番目のサンプリン
グ周期においてサンプルされた再生信号の振幅値ｙ
（ｎ）のレベルが、ＰＲ等化後の基準値＋２以上、＋
１、０、−１、−２以下のいずれと見なされるべきかを
表わす値で、振幅値が＋２以上であると見なされるべき
ときには＋１、振幅値が＋１、０、−１であると見なさ
れるべきときには０、振幅値が−２以下であると見なさ
れるべきときには−１を取るものとする。便宜的に、以
下では、このｇ（ｎ）を判定レベルと称することにす
る。

【００９５】この第３の実施の形態では、判定レベルの
サンプリング時点の前後の振幅判定値が、振幅の勾配が
大きくなる判定値−１または＋１であるかどうかを調
べ、条件が合致する場合に位相誤差勾配の計算式を条件
に応じて切り替えて値を算出する。より具体的には、ｇ
（ｎ）、ｇ（ｎ−１）、ｇ（ｎ−２）の組み合わせが、 （−１ ０ ０） （＋１ ０ ０） （−１ ０ ＋１） （＋１ ０ −１） （ ０ ０ ＋１） （ ０ ０ −１） であるような場合に、位相誤差勾配の計算式を条件に応
じて切り替えて値を算出する。

【００９６】符号３５３は閾値判定回路で、選択回路３
５２の出力の値からｇ（ｎ）の取るべき値を判定する。
選択回路３５２は、ｇ（ｎ−１）の値が０の場合には、
加算回路３５０の出力であるｙ（ｎ＋１）＋ｙ（ｎ）を
選択し、ｇ（ｎ−１）の値が０以外の場合には、加算回
路３５１の出力であるｙ（ｎ）＋ｙ（ｎ−１）を選択す
る。

【００９７】図１６（ａ）〜（ｆ）に、ｇ（ｎ−１）の
値が０以外の場合の波形の遷移の様子を示している。図
１６（ａ），（ｂ）の場合は、ｇ（ｎ−１）＝−１で、
ｙ（ｎ−１）とｙ（ｎ）はともに−２以下であり、図１
６（ｃ）の場合は、ｇ（ｎ−１）＝−１で、ｙ（ｎ−
１）とｙ（ｎ）は０と−２であるから、例えば閾値判定
回路３５３の−ε＝−２．５とすれば、図１６（ａ），
（ｂ）の場合を判定レベル−１、図１６（ｃ）の場合を
判定レベル０と判定することができる。同様に波形の立
ち下がりでも、図１６（ｄ），（ｅ）の場合は判定レベ
ル＋１、図１６（ｆ）の場合は判定レベル０とすること
ができる。

【００９８】図１７（ａ）〜（ｆ）に、ｇ（ｎ−１）の
値が０の場合の波形の遷移の様子を示している。図１７
（ａ），（ｂ）の場合は、ｇ（ｎ−１）＝０で、ｙ
（ｎ）とｙ（ｎ＋１）はともに＋２以上であり、図１７
（ｃ）の場合は、ｇ（ｎ−１）＝０で、ｙ（ｎ）とｙ
（ｎ＋１）は＋１と０であるから、例えば閾値判定回路
３５３のε＝２．５とすれば、図１７（ａ），（ｂ）の
場合を判定レベル＋１、図１７（ｃ）の場合を判定レベ
ル０と判定することができる。同様に、波形の立ち下が
りでも、図１７（ｄ），（ｅ）の場合は判定レベル−
１、図１７（ｆ）の場合は判定レベル０とすることがで
きる。

【００９９】位相誤差勾配Δτ１０７は、加算回路３５
６によって、乗算回路３６３，３６０，３５７の出力を
合算した結果をｇ（ｎ−１）が０の場合だけ出力する。
乗算回路３６３は、ｙ（ｎ−１）と係数決定回路３６４
の出力との積を出力する。乗算回路３６０は、係数決定
回路３６５の出力と加算回路３６１の出力との積を出力
する。加算回路３６１は、係数決定回路３６５の出力と
係数αとを乗算回路３６２で乗算した結果と、ｙ（ｎ−
２）との和を出力する。乗算回路３５７は、係数決定回
路３６６の出力と加算回路３５８の出力との積を出力す
る。加算回路３５８は、係数決定回路３６６の出力と係
数αとを乗算回路３５９で乗算した結果と、ｙ（ｎ）と
の和を出力する。

【０１００】図１８（ａ）〜（ｆ）を用いて、より具体
的に動作を説明する。図１８（ａ）の場合、ｇ（ｎ）＝
０、ｇ（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝−１であるか
ら、比較器３６９の出力は１、比較器３７０の出力は
０、比較器３７１の出力は０、比較器３７２の出力は０
となり、位相誤差勾配は、 ｙ（ｎ−１）＋［ｙ（ｎ−２）＋１×α］×１ から求める。

【０１０１】今、係数α＝２とし、ｙ（ｎ−１）が、位
相が合っていた場合の振幅値２０３に対して、実際のサ
ンプル値２０４は、位相誤差τ２のために振幅値が＋γ
であるとする。また、ｙ（ｎ−２）が、位相が合ってい
た場合の振幅値２０１に対して、実際のサンプル値２０
２は、位相誤差τ１のために振幅値が−２＋βであると
すると、 ＋γ＋（−２＋β＋２）＝＋γ＋β となる。ＰＲ等化基準値とのずれ、つまり、γとβとの
和が、位相誤差勾配として出力される。

【０１０２】図１８（ｂ）の場合、ｇ（ｎ）＝＋１、ｇ
（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝−１であるから、比較
器３６９の出力は１、比較器３７０の出力は１、比較器
３７１の出力は０、比較器３７２の出力は０となり、位
相誤差勾配は、 ｙ（ｎ−１）＋［ｙ（ｎ−２）＋１×α］×１＋［ｙ
（ｎ）＋（−１）×α］×１ から求める。

【０１０３】今、係数α＝２とし、ｙ（ｎ−１）が、位
相が合っていた場合の振幅値２０３に対して、実際のサ
ンプル値２０４は、位相誤差τ２のために振幅値が＋γ
であるとする。また、ｙ（ｎ−２）が、位相が合ってい
た場合の振幅値２０１に対して、実際のサンプル値２０
２は、位相誤差τ１のために振幅値が−２＋βであると
する。さらに、y（ｎ）が、位相が合っていた場合の振
幅値２０５に対して、実際のサンプル値２０６は、位相
誤差τ３のために振幅値が＋２＋δであるとすると、 ＋γ＋（−２＋β＋２）＋（＋２＋δ−２）＝＋γ＋β
＋δ となる。ＰＲ等化基準値とのずれ、つまり、γとβとδ
との和が、位相誤差勾配として出力される。

【０１０４】図１８（ｃ）の場合、ｇ（ｎ）＝＋１、ｇ
（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝０であるから、比較器
３６９の出力は０、比較器３７０の出力は１、比較器３
７１の出力は０、比較器３７２の出力は０となり、位相
誤差勾配は、 ｙ（ｎ−１）＋［ｙ（ｎ）＋（−１）×α］×１ から求める。

【０１０５】今、係数α＝２とし、ｙ（ｎ−１）が、位
相が合っていた場合の振幅値２０３に対して、実際のサ
ンプル値２０４は、位相誤差τ２のために振幅値が＋γ
であるとする。また、y（ｎ）が、位相が合っていた場
合の振幅値２０５に対して、実際のサンプル値２０６
は、位相誤差τ３のために振幅値が＋２＋δであるとす
ると、 ＋γ＋（＋２＋δ−２）＝＋γ＋δ となる。ＰＲ等化基準値とのずれ、つまり、γとδとの
和が、位相誤差勾配として出力される。

【０１０６】図１８（ｄ）の場合、ｇ（ｎ）＝０、ｇ
（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝＋１であるから、比較
器３６９の出力は０、比較器３７０の出力は０、比較器
３７１の出力は１、比較器３７２の出力は０となり、位
相誤差勾配は、 ｙ（ｎ−１）×（−１）＋［ｙ（ｎ−２）＋（−１）×
α］×（−１） から求める。

【０１０７】今、係数α＝２とし、ｙ（ｎ−１）が、位
相が合っていた場合の振幅値２０３に対して、実際のサ
ンプル値２０４は、位相誤差τ２のために振幅値が−γ
であるとする。また、ｙ（ｎ−２）が、位相が合ってい
た場合の振幅値２０１に対して、実際のサンプル値２０
２は、位相誤差τ１のために振幅値が＋２−βであると
すると、 −γ×（−１）＋（＋２−β−２）×（−１）＝＋γ＋
β となる。ＰＲ等化基準値とのずれ、つまり、γとβとの
和が、位相誤差勾配として出力される。

【０１０８】図１８（ｅ）の場合、ｇ（ｎ）＝−１、ｇ
（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝＋１であるから、比較
器３６９の出力は０、比較器３７０の出力は０、比較器
３７１の出力は１、比較器３７２の出力は１となり、位
相誤差勾配は、 ｙ（ｎ−１）×（−１）＋［ｙ（ｎ−２）＋（−１）×
α］×（−１）＋［ｙ（ｎ）＋（＋１）×α］×（−
１） から求める。

【０１０９】今、係数α＝２とし、ｙ（ｎ−１）が、位
相が合っていた場合の振幅値２０３に対して、実際のサ
ンプル値２０４は、位相誤差τ２のために振幅値が−γ
であるとする。また、ｙ（ｎ−２）が、位相が合ってい
た場合の振幅値２０１に対して、実際のサンプル値２０
２は、位相誤差τ１のために振幅値が＋２−βであると
する。さらに、y（ｎ）が、位相が合っていた場合の振
幅値２０５に対して、実際のサンプル値２０６は、位相
誤差τ３のために振幅値が−２−δであるとすると、 −γ×（−１）＋（＋２−β−２）＋（−２−δ＋２）
×（−１）＝＋γ＋β＋δ となる。ＰＲ等化基準値とのずれ、つまり、γとβとδ
との和が、位相誤差勾配として出力される。

【０１１０】図１８（ｆ）の場合、ｇ（ｎ）＝−１、ｇ
（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝０であるから、比較器
３６９の出力は０、比較器３７０の出力は０、比較器３
７１の出力は０、比較器３７２の出力は１となり、位相
誤差勾配は、 ｙ（ｎ−１）×（−１）＋［ｙ（ｎ）＋（＋１）×α］
×（−１） から求める。

【０１１１】今、係数α＝２とし、ｙ（ｎ−１）が、位
相が合っていた場合の振幅値２０３に対して、実際のサ
ンプル値２０４は、位相誤差τ２のために振幅値が−γ
であるとする。また、ｙ（ｎ）が、位相が合っていた場
合の振幅値２０５に対して、実際のサンプル値２０６
は、位相誤差τ３のために振幅値が−２−δであるとす
ると、 −γ×（−１）＋（−２−δ＋２）×（−１）＝＋γ＋
δ となる。ＰＲ等化基準値とのずれ、つまり、γとδとの
和が、位相誤差勾配として出力される。

【０１１２】図１９に、この第３の実施の形態における
動作をまとめたフローチャートを示している。

【０１１３】書き込まれるデータ系列がランダムである
場合、再生波形の各サンプル点における振幅値は、その
前後のサンプル値と比較して、変化がなくて位相誤差を
検出できないか、変化が少ないため雑音の影響で検出が
困難か、あるいは検出精度が悪くなる場合が多い。

【０１１４】この第３の実施の形態では、判定レベル０
のサンプリング時点の前後の振幅判定値が、振幅の勾配
が大きくなる判定値−１または＋１であるかどうかを調
べ、条件が合致する場合に位相誤差勾配の計算式を条件
に応じて切り替えて値を算出する。すなわち、振幅値の
変化がＰＲ等化後の基準値にして２レベルであるサンプ
ル点を判別し、過去及び現在のサンプル点の判定値を基
に位相誤差勾配の算出方法を選択することにより、雑音
の影響の少ないサンプル点でのみ位相誤差勾配を算出し
ているので、検出精度／品位が向上する。

【０１１５】図２０は、この発明の第４の実施の形態を
示すもので、ランダムデータ系列波形に対応する位相誤
差勾配検出回路１８を示している。図１５と同様に、Ｐ
Ｒクラスは、（１，２，２，１）とし、ｄ制約は１以上
であるとする。また、以後の説明では、振幅値は−３〜
＋３までの値を取るものとする。

【０１１６】先の図１５の例では、判定レベル−１、＋
１における位相誤差勾配を求めるのに、ＰＲ等化基準値
を相殺するための係数αを用いている。このαを信号レ
ベルに応じて能動的に調整できることが理想であるが、
これを固定値とした場合には振幅変動に弱くなる。図２
０に示す第４の実施の形態では、判定レベルに＋１と−
１との両方を用いて位相誤差勾配を求めることで基準レ
ベルの振幅値を係数を用いずに相殺するので、振幅変動
の影響を受け難くなる。

【０１１７】図２０において、符号１００〜１０２は、
図３同様に、入力したサンプル値を１サンプリング周期
遅らせて出力する遅延回路であり、遅延回路１００の入
力がｙ（ｎ）の場合、各遅延回路１００〜１０２の出力
は、ｙ（ｎ−１）、ｙ（ｎ−２）、ｙ（ｎ−３）とな
る。

【０１１８】また、符号１０９，１１０も同様に、入力
したサンプル値を１サンプリング周期遅らせて出力する
遅延回路であり、遅延回路１０９の入力がｇ（ｎ）の場
合、各遅延回路１０９，１１０の出力は、ｇ（ｎ−
１）、ｇ（ｎ−２）となる。

【０１１９】ここで、ｇ（ｎ）は、ｎ番目のサンプリン
グ周期においてサンプルされた再生信号の振幅値ｙ
（ｎ）のレベルが、ＰＲ等化後の基準値＋２以上、＋
１、０、−１、−２以下のいずれと見なされるべきかを
表わす値で、振幅値が＋２以上であると見なされるべき
ときには＋１、振幅値が−１、０、＋１であると見なさ
れるべきときには０、振幅値が−２以下であると見なさ
れるべきときには−１を取るものとする。このｇ（ｎ）
を判定レベルと称することにする。

【０１２０】この第４の実施の形態では、判定レベル０
のサンプリング時点の前後の振幅判定値が、振幅の勾配
が大きくなる判定値−１または＋１であるかどうかを調
べ、条件が合致する場合に、位相誤差勾配の計算式を条
件に応じて切り替えて値を算出する。より具体的に言え
ば、ｇ（ｎ）、ｇ（ｎ−１）、ｇ（ｎ−２）の組み合わ
せが、 （−１ ０ ０） （＋１ ０ ０） （−１ ０ ＋１） （＋１ ０ −１） （ ０ ０ ＋１） （ ０ ０ −１） であるような場合に、位相誤差勾配の計算式を条件に応
じて切り替えて値を算出する。

【０１２１】符号３５３は閾値判定回路で、選択回路３
５２の出力の値からｇ（ｎ）の取るべき値を判定する。
選択回路３５２は、ｇ（ｎ−１）の値が０の場合には、
加算回路３５０の出力であるｙ（ｎ＋１）＋ｙ（ｎ）を
選択し、ｇ（ｎ−１）の値が０以外の場合には、加算回
路３５１の出力であるｙ（ｎ）＋ｙ（ｎ−１）を選択す
る。波形振幅の変化に応じて判定レベルを決定する方法
は、図１６及び図１７を用いた先の図１５に示す第３の
実施の形態と同じである。

【０１２２】位相誤差勾配Δτ１０７は、加算回路３８
０によって、乗算回路３６３，３８１の出力を合算した
結果をｇ（ｎ−１）が０の場合だけ出力する。乗算回路
３６３は、ｙ（ｎ−１）と係数決定回路３６４の出力と
の積を出力する。乗算回路３８１は、係数決定回路３８
３の出力と加算回路３８２の出力との積を出力する。加
算回路３８２は、ｙ（ｎ）とｙ（ｎ−２）との和を出力
する。

【０１２３】図２１（ａ）〜（ｆ）を用いて、より具体
的に動作を説明する。図２１（ａ）の場合、ｇ（ｎ）＝
０、ｇ（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝−１であるか
ら、比較器３６９の出力は１、比較器３７０の出力は
０、比較器３７１の出力は０、比較器３７２の出力は０
となり、位相誤差勾配は、 ｙ（ｎ−１）×（＋１）＋［ｙ（ｎ）＋ｙ（ｎ−２）］
×０ から求める。

【０１２４】ｙ（ｎ−１）が、位相が合っていた場合の
振幅値２０３に対して、実際のサンプル値２０４は、位
相誤差τ２のために振幅値が＋γであるとすると、 ｙ（ｎ−１）×（＋１）＝＋γ となる。ＰＲ等化基準値とのずれγが位相誤差勾配とし
て出力される。

【０１２５】図２１（ｂ）の場合、ｇ（ｎ）＝＋１、ｇ
（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝−１であるから、比較
器３６９の出力は１、比較器３７０の出力は１、比較器
３７１の出力は０、比較器３７２の出力は０となり、位
相誤差勾配は、 ｙ（ｎ−１）×（＋１）＋［ｙ（ｎ）＋ｙ（ｎ−２）］
×１ から求める。

【０１２６】ｙ（ｎ−１）が、位相が合っていた場合の
振幅値２０３に対して、実際のサンプル値２０４は、位
相誤差τ２のために振幅値が＋γであるとする。また、
ｙ（ｎ−２）が、位相が合っていた場合の振幅値２０１
に対して、実際のサンプル値２０２は、位相誤差τ１の
ために振幅値が−２＋βであるとする。さらに、ｙ
（ｎ）が、位相が合っていた場合の振幅値２０５に対し
て、実際のサンプル価２０６は、位相誤差τ３のために
振幅値が＋２＋δであるとすると、 ＋γ＋（＋２＋δ）＋（−２＋β）＝＋γ＋β＋δ となる。ＰＲ等化基準値とのずれ、つまり、γとβとδ
との和が、位相誤差勾配として出力される。

【０１２７】図２１（ｃ）の場合、ｇ（ｎ）＝＋１、ｇ
（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝０であるから、比較器
３６９の出力は０、比較器３７０の出力は１、比較器３
７１の出力は０、比較器３７２の出力は０となり、位相
誤差勾配は、 ｙ（ｎ−１）×（＋１）＋［ｙ（ｎ）＋ｙ（ｎ−２）］
×０ から求める。

【０１２８】ｙ（ｎ−１）が、位相が合っていた場合の
振幅値２０３に対して、実際のサンプル値２０４は、位
相誤差τ２のために振幅値が＋γであるとすると、 ｙ（ｎ−１）×（＋１）＝＋γ となる。ＰＲ等化基準値とのずれγが位相誤差勾配とし
て出力される。

【０１２９】図２１（ｄ）の場合、ｇ（ｎ）＝０、ｇ
（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝＋１であるから、比較
器３６９の出力は０、比較器３７０の出力は０、比較器
３７１の出力は１、比較器３７２の出力は０となり、位
相誤差勾配は、 ｙ（ｎ−１）×（−１）＋［ｙ（ｎ）＋ｙ（ｎ−２）］
×０ から求める。

【０１３０】ｙ（ｎ−１）が、位相が合っていた場合の
振幅値２０３に対して、実際のサンプル値２０４は、位
相誤差τ２のために振幅値が−γであるとすると、 ｙ（ｎ−１）×（−１）＝−γ×（−１）＝＋γ となる。ＰＲ等化基準値とのずれγが位相誤差勾配とし
て出力される。

【０１３１】図２１（ｅ）の場合、ｇ（ｎ）＝−１、ｇ
（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝＋１であるから、比較
器３６９の出力は０、比較器３７０の出力は０、比較器
３７１の出力は１、比較器３７２の出力は１となり、位
相誤差勾配は、 ｙ（ｎ−１）×（−１）＋［ｙ（ｎ）＋ｙ（ｎ−２）］
×（−１） から求める。

【０１３２】ｙ（ｎ−１）が、位相が合っていた場合の
振幅値２０３に対して、実際のサンプル値２０４は、位
相誤差τ２のために振幅値が−γであるとする。また、
ｙ（ｎ−２）が、位相が合っていた場合の振幅値２０１
に対して、実際のサンプル値２０２は、位相誤差τ１の
ために振幅値が＋２−βであるとする。さらに、ｙ
（ｎ）が、位相が合っていた場合の振幅値２０５に対し
て、実際のサンプル価２０６は、位相誤差τ３のために
振幅値が−２−δであるとすると、 −γ×（−１）＋［（−２−δ）＋（＋２−β）］×
（−１）＝＋γ＋β＋δ となる。ＰＲ等化基準値とのずれ、つまり、γとβとδ
との和が、位相誤差勾配として出力される。

【０１３３】図２１（ｆ）の場合、ｇ（ｎ）＝−１、ｇ
（ｎ−１）＝０、ｇ（ｎ−２）＝０であるから、比較器
３６９の出力は０、比較器３７０の出力は０、比較器３
７１の出力は０、比較器３７２の出力は１となり、位相
誤差勾配は、 ｙ（ｎ−１）×（−１）＋［ｙ（ｎ）＋ｙ（ｎ−２）］
×０ から求める。

【０１３４】ｙ（ｎ−１）が、位相が合っていた場合の
振幅値２０３に対して、実際のサンプル値２０４は、位
相誤差τ２のために振幅値が−γであるとすると、 ｙ（ｎ−１）×（−１）＝−γ×（−１）＝＋γ となる。ＰＲ等化基準値とのずれγが位相誤差勾配とし
て出力される。

【０１３５】図２２に、この第４の実施の形態における
動作をまとめたフローチャートを示している。

【０１３６】この第４の実施の形態では、論理積回路３
８４，３８５により、再生波形の振幅値が振幅の中心地
に対して、連続した２サンプル点でマイナスの振幅から
プラスの振幅にＰＲ基準レベルで２レベルづつ変化して
いる点を選択している。先のｇ（ｎ）の判定値による表
記では、ｇ（ｎ）、ｇ（ｎ−１）、ｇ（ｎ−２）の組み
合わせが、（−１ ０ ＋１）と（＋１ ０ −１）の
点を選択していることになる。

【０１３７】このように、ランダム信号系列に対応した
波形から振幅の変化量の特に大きな部分を選択して位相
誤差勾配を求めると、位相ずれによる振幅変化量も大き
くなるので、雑音の影響を少なくできるとともに、ずれ
を測るためのＰＲ等化後の基準値をプラス方向の振幅値
とマイナス方向の振幅値とで容易に相殺できるので、振
幅変動によるＰＲ基準値からのずれによる影響も受け難
くなる。

【０１３８】再生波形の振幅値が、振幅の中心地に対し
て、連続したサンプル点でマイナスの振幅からプラスの
振幅に大きく変化する部分とは、少なくとも（パーシャ
ルレスポンスのクラスの拘束長−１）チャネルクロック
分の連続した“０”と、少なくとも（パーシャルレスポ
ンスのクラスの拘束長−１）チャネルクロック分の連続
した“１”とが隣り合っている書き込み電流パターンに
より形成された記録媒体上のピットまたはマークを読み
出した場合に得られる。

【０１３９】具体的には、ＰＲ（１，２，２，１）クラ
スの場合、拘束長は４であるから、図２７（ｃ）に示し
たような書き込み電流波形が“０００１１１”ならば、
図２７（ｅ），（ｆ）で示したように、再生波形は、 となり、ＰＲ等化レベル１＞レベル３＞レベル５と再生
波形振幅に大きな変化が表われる。

【０１４０】同様に、ＰＲ（１，２，１）クラスの場
合、拘束長は３であるから、図２７（ｃ）に示したよう
な書き込み電流波形が“００１１”ならば、 となり、ＰＲ等化レベル１＞レベル３と再生波形振幅に
大きな変化が表われる。ＰＲ（１，２，１）クラスの場
合、ＰＲ等化レベルは０〜４までの５値しか取らないの
で、レベル１＞レベル３の変化が表われ得る最大の変化
になる。

【０１４１】上記の説明では、０の連続の後に１の連続
が続く立ち上がりエッジについて説明したが、１の連続
の後に０の連続が続く立ち下がりエッジについても同様
である。

【０１４２】図２３は、この発明の第５の実施の形態を
示すもので、ランダムデータ系列波形に対応する位相誤
差勾配検出回路１８を示している。図１５と同様に、Ｐ
Ｒクラスは、（１，２，２，１）とし、ｄ制約は１以上
であるとする。また、以後の説明では、振幅値は−３〜
＋３までの値を取るものとする。

【０１４３】先の図２０の例との相違点は、係数決定回
路３６４の入力Ａが、比較器３６９，３７０の出力の論
理和でなく論理積になり、同じく入力Ｂも、比較器３７
１，３７２の出力の論理和でなく論理積になっている点
である。

【０１４４】この変更により、図２１（ａ），（ｃ），
（ｄ），（ｆ）の振幅パターンでは位相誤差勾配の検出
が行なわれず、振幅の傾きが大きい図２１（ｂ）と
（ｅ）のパターンの場合にのみ位相誤差勾配の検出が行
なわれる。

【０１４５】すなわち、ｇ（ｎ）、ｇ（ｎ−１）、ｇ
（ｎ−２）の組み合わせが、（−１０ ＋１）と（＋１
０ −１）の点のみを選択していることになる。再生
波形の振幅値が、振幅の中心地に対して、連続したサン
プル点でマイナスの振幅からプラスの振幅に大きく変化
する部分、先に述べたように、少なくとも（パーシャル
レスポンスのクラスの拘束長−１）チャネルクロック分
の連続した“０”と、少なくとも（パーシャルレスポン
スのクラスの拘束長−１）チャネルクロック分の連続し
た“１”とが隣り合っている書き込み電流パターンによ
り形成された記録媒体上のピットまたはマークを読み出
した場合にだけ、位相誤差勾配の検出が行なわれる。

【０１４６】図２４に、この第５の実施の形態における
動作をまとめたフローチャートを示している。

【０１４７】なお、この発明は上記した各実施の形態に
限定されるものではなく、この外その要旨を逸脱しない
範囲で種々変形して実施することができる。

【０１４８】

【発明の効果】以上詳述したようにこの発明によれば、
等化後の振幅レベルが５〜７値になるＰＲクラスにおい
ても、離散時間でサンプルされた振幅値から位相誤差勾
配を検出することができるため、タイミングリカバリの
ためにデータ検出系と別の回路を設けることなく、デー
タ検出系のＰＲ等化器の出力でＰＬＬを駆動することが
できる。

【０１４９】したがって、波形干渉が大きく表われるよ
うな高記録密度で記録を行なう記憶装置において、より
干渉量の大きなＰＲクラスを使用しても、データに安定
に同期したクロックが供給されることにより、データ検
出誤り率を低く抑え、大容量で高い信頼性が得られる記
憶装置を提供することが可能となる。

【０１５０】さらに、この発明の位相誤差の勾配を検出
する手段によれば、振幅の変化の方向の判定に、現在の
サンプル値と１サンプル時刻前の値とを用いているた
め、平均化により雑音の影響を除去する効果が大きいの
で、位相勾配の算出を正確に行なうことができる。

【０１５１】また、この発明の位相誤差の勾配を検出す
る手段によれば、推定される振幅レベルと推定された振
幅レベルの履歴とを基に位相誤差勾配の計算方法を切り
替えるので、位相誤差勾配の検出を効率よく行なうこと
ができる。

【０１５２】さらに、この発明の位相誤差の勾配を検出
する手段によれば、少なくとも（パーシャルレスポンス
のクラスの拘束長−１）チャネルクロック分の連続した
“０”と、少なくとも（パーシャルレスポンスのクラス
の拘束長−１）チャネルクロック分の連続した“１”と
が隣り合っている書き込み電流パターンにより形成され
た記録媒体上のピットまたはマークを読み出した場合に
得られる振幅の変化量の特に大きな部分を選択して位相
誤差勾配を求めるので、位相ずれによる振幅変化量が大
きくなって雑音の影響を少なくできるとともに、ずれを
測るためのＰＲ等化後の基準値をプラス方向の振幅値と
マイナス方向の振幅値とで容易に相殺できるので、振幅
変動によるＰＲ基準値からのずれによる影響も受け難く
なる。

【０１５３】以上の説明では、ｄ制約が０または１のと
き、ＰＲ等化レベルが０〜６の7値となるＰＲ（１，
２，２，１）クラスについて説明してきたが、ＰＲ
（１，２，２，１）においても、先に述べたように、ｄ
制約が２の場合にはＰＲ等化レベル２と４の値は取り得
ないので、振幅マージン及び閾値の細かな設定を除けば
５値であると見なすことができる。

【０１５４】この発明の各実施の形態では、振幅の変化
の少ないレベル２とレベル４（実施の形態中ではレベル
３を中心としているので振幅値−１と＋１）は位相誤差
勾配の計算には用いていない。このため、この発明の方
式は、７値のＰＲクラスのみならず、ｄ制約が２のとき
のＰＲ（１，２，２，１）の場合と対応付けることによ
り、５値のＰＲクラスにも容易に適用が可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第１の実施の形態を示すもので、光
ディスク装置の概略を説明するために示すブロック構成
図。

【図２】同第１の実施の形態における読み出しクロック
と再生信号とを同期させる他の例を説明するために示す
ブロック構成図。

【図３】同第１の実施の形態における位相誤差勾配検出
回路の詳細を説明するために示すブロック構成図。

【図４】同第１の実施の形態における位相誤差勾配を検
出するためのＶＦＯパターンを説明するために示す図。

【図５】同第１の実施の形態における位相誤差勾配を検
出する動作を具体的に説明するために示す図。

【図６】同第１の実施の形態における位相誤差勾配を検
出する動作を具体的に説明するために示す図。

【図７】同第１の実施の形態における位相誤差勾配を検
出する動作をまとめて説明するために示すフローチャー
ト。

【図８】この発明の第２の実施の形態を示すもので、位
相誤差勾配検出回路の詳細を説明するために示すブロッ
ク構成図。

【図９】同第２の実施の形態における位相誤差勾配を検
出する動作を具体的に説明するために示す図。

【図１０】同第２の実施の形態における位相誤差勾配を
検出する動作を具体的に説明するために示す図。

【図１１】同第２の実施の形態における位相誤差勾配を
検出する動作をまとめて説明するために示すフローチャ
ート。

【図１２】同第２の実施の形態におけるデータ系列によ
ってＰＲ等化信号の振幅値がどのように変化するのかを
説明するために示す状態遷移図。

【図１３】同第２の実施の形態におけるｄ＝０，１，２
の場合の波形の立ち上がりで取り得る振幅パターンを説
明するために示す図。

【図１４】同第２の実施の形態におけるｄ＝０，１，２
の場合の波形の立ち上がりで取り得る振幅パターンを説
明するために示す図。

【図１５】この発明の第３の実施の形態を示すもので、
位相誤差勾配検出回路の詳細を説明するために示すブロ
ック構成図。

【図１６】同第３の実施の形態におけるｇ（ｎ−１）が
０以外の場合の波形の遷移の状態を説明するために示す
図。

【図１７】同第３の実施の形態におけるｇ（ｎ−１）が
０の場合の波形の遷移の状態を説明するために示す図。

【図１８】同第３の実施の形態における位相誤差勾配を
検出する動作を具体的に説明するために示す図。

【図１９】同第３の実施の形態における位相誤差勾配を
検出する動作をまとめて説明するために示すフローチャ
ート。

【図２０】この発明の第４の実施の形態を示すもので、
位相誤差勾配検出回路の詳細を説明するために示すブロ
ック構成図。

【図２１】同第４の実施の形態における位相誤差勾配を
検出する動作を具体的に説明するために示す図。

【図２２】同第４の実施の形態における位相誤差勾配を
検出する動作をまとめて説明するために示すフローチャ
ート。

【図２３】この発明の第５の実施の形態を示すもので、
位相誤差勾配検出回路の詳細を説明するために示すブロ
ック構成図。

【図２４】同第５の実施の形態における位相誤差勾配を
検出する動作をまとめて説明するために示すフローチャ
ート。

【図２５】光ディスク装置に対する書き込み信号と読み
出し信号とのタイミング関係を説明するために示す図。

【図２６】光ディスク装置における再生信号の位相とチ
ャネルクロックの位相とを一致させるＰＬＬを説明する
ために示すブロック構成図。

【図２７】光ディスク装置におけるＰＲＭＬ方式に基づ
いた書き込み信号と読み出し信号とのタイミング関係を
説明するために示す図。

【符号の説明】

１…光ディスク、 ２…スピンドルモータ、 ３…光ヘッド、 ４…サーボモータ、 ５…プリアンプ、 ６…ＶＧＡ、 ７…Ａ／Ｄ変換回路、 ８…等化器、 １０…データ検出回路、 １１…デコーダ、 １２…ドライブコントローラ、 １３…インターフェース、 １４…駆動制御回路、 １５…レーザドライバ、 １６…変調回路、 １７…タイミング制御回路、 １８…位相誤差勾配検出回路、 １９…ループフィルタ、 ２０…ＶＣＯ。

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 記録媒体から読み取った信号を、可変周
   波数発振手段から出力されるクロック周期でサンプリン
   グすることによりデジタルデータに変換する変換手段
   と、 この変換手段から出力されたデジタルデータを、前記可
   変周波数発振手段から出力されるクロックに基づいて、
   パーシャルレスポンスのクラスに合致した波形に等化す
   る等化手段と、 この等化手段から出力された信号波形に対して、前記可
   変周波数発振手段から出力されるクロックに基づいて、
   データの検出を行なうデータ検出手段と、 前記等化手段から出力された信号波形と、前記可変周波
   数発振手段から出力されるクロックとの位相誤差の勾配
   を検出する位相誤差勾配検出手段と、 この位相誤差勾配検出手段で検出された位相誤差勾配に
   基づいて、前記可変周波数発振手段の発振周波数を制御
   する制御手段とを具備してなることを特徴とするデジタ
   ルデータ再生装置。
2. 【請求項２】 前記位相誤差勾配検出手段は、 前記等化手段から出力された信号波形の時間的に連続し
   た２つのサンプル点における振幅値を加算する加算手段
   と、 この加算手段で得られた加算結果に基づいて、前記等化
   手段から出力された信号波形が、前記可変周波数発振手
   段から出力されるクロックと位相同期している場合の振
   幅値を予測する予測手段と、 この予測手段によって予測された振幅値と、前記等化手
   段から出力された信号波形とに基づいて、位相誤差の勾
   配を検出する検出手段とを具備してなることを特徴とす
   る請求項１記載のデジタルデータ再生装置。
3. 【請求項３】 前記位相誤差勾配検出手段は、 前記等化手段から出力された信号波形が、前記可変周波
   数発振手段から出力されるクロックと位相同期している
   場合の振幅値を予測する予測手段と、 この予測手段によって予測された振幅値の履歴を記録す
   る記録手段と、 前記予測手段によって予測された振幅値及び前記記録手
   段に記録された振幅値の履歴に基づいて、前記等化手段
   から出力された信号波形の複数のサンプル点における位
   相誤差の勾配を算出する演算手段と、 前記予測手段によって予測された振幅値及び前記記録手
   段に記録された振幅値の履歴に基づいて、前記演算手段
   の出力を選択する選択手段とを具備してなることを特徴
   とする請求項１記載のデジタルデータ再生装置。
4. 【請求項４】 前記位相誤差勾配検出手段は、 前記等化手段から出力された信号波形が、前記可変周波
   数発振手段から出力されるクロックと位相同期している
   場合の振幅値を予測する予測手段と、 この予測手段によって予測された振幅値の履歴を記録す
   る記録手段と、 前記予測手段によって予測された振幅値及び前記記録手
   段に記録された振幅値の履歴に基づいて、前記等化手段
   から出力された信号波形の複数のサンプル点系列が、少
   なくとも（パーシャルレスポンスのクラスの拘束長−
   １）クロック分の連続した第１の値と、少なくとも（パ
   ーシャルレスポンスのクラスの拘束長−１）クロック分
   の連続した第２の値とが、隣接している書き込み電流パ
   ターンにより形成された前記記録媒体上のピットまたは
   マークを読み出した場合のサンプル点系列であると判断
   する判定手段と、 この判定手段による判断結果に応じて、前記予測手段に
   よって予測された振幅値及び前記記録手段に記録された
   振幅値の履歴に基づいて、前記等化手段から出力される
   信号波形の複数のサンプル時刻から位相誤差の勾配を算
   出する演算手段とを具備してなることを特徴とする請求
   項１記載のデジタルデータ再生装置。
5. 【請求項５】 記録媒体から読み取った信号を、可変周
   波数発振手段から出力されるクロック周期でサンプリン
   グすることによりデジタルデータに変換する第１の工程
   と、 この第１の工程で出力されたデジタルデータを、前記可
   変周波数発振手段から出力されるクロックに基づいて、
   パーシャルレスポンスのクラスに合致した波形に等化す
   る第２の工程と、 この第２の工程で出力された信号波形に対して、前記可
   変周波数発振手段から出力されるクロックに基づいて、
   データの検出を行なう第３の工程と、 前記第２の工程で出力された信号波形と、前記可変周波
   数発振手段から出力されるクロックとの位相誤差の勾配
   を検出する第４の工程と、 この第４の工程で検出された位相誤差勾配に基づいて、
   前記可変周波数発振手段の発振周波数を制御する第５の
   工程とを経るようにしてなることを特徴とするデジタル
   データ再生方法。
6. 【請求項６】 前記第４の工程は、 前記第２の工程で出力された信号波形の時間的に連続し
   た２つのサンプル点における振幅値を加算する加算工程
   と、 この加算工程で得られた加算結果に基づいて、前記第２
   の工程で出力された信号波形が、前記可変周波数発振手
   段から出力されるクロックと位相同期している場合の振
   幅値を予測する予測工程と、 この予測手段によって予測された振幅値と、前記第２の
   工程で出力された信号波形とに基づいて、位相誤差の勾
   配を検出する検出工程とを経るようにしてなることを特
   徴とする請求項５記載のデジタルデータ再生方法。
7. 【請求項７】 前記第４の工程は、 前記第２の工程で出力された信号波形が、前記可変周波
   数発振手段から出力されるクロックと位相同期している
   場合の振幅値を予測する予測工程と、 この予測工程によって予測された振幅値の履歴を記録す
   る記録工程と、 前記予測工程によって予測された振幅値及び前記記録工
   程によって記録された振幅値の履歴に基づいて、前記第
   ２の工程で出力された信号波形の複数のサンプル点にお
   ける位相誤差の勾配を算出する演算工程と、 前記予測工程によって予測された振幅値及び前記記録工
   程によって記録された振幅値の履歴に基づいて、前記演
   算工程の出力を選択する選択工程とを経るようにしてな
   ることを特徴とする請求項５記載のデジタルデータ再生
   方法。
8. 【請求項８】 前記第４の工程は、 前記第２の工程で出力された信号波形が、前記可変周波
   数発振手段から出力されるクロックと位相同期している
   場合の振幅値を予測する予測工程と、 この予測工程によって予測された振幅値の履歴を記録す
   る記録工程と、 前記予測工程によって予測された振幅値及び前記記録工
   程によって記録された振幅値の履歴に基づいて、前記第
   ２の工程で出力された信号波形の複数のサンプル点系列
   が、少なくとも（パーシャルレスポンスのクラスの拘束
   長−１）クロック分の連続した第１の値と、少なくとも
   （パーシャルレスポンスのクラスの拘束長−１）クロッ
   ク分の連続した第２の値とが、隣接している書き込み電
   流パターンにより形成された前記記録媒体上のピットま
   たはマークを読み出した場合のサンプル点系列であると
   判断する判定工程と、 この判定工程による判断結果に応じて、前記予測工程に
   よって予測された振幅値及び前記記録工程によって記録
   された振幅値の履歴に基づいて、前記第２の工程で出力
   される信号波形の複数のサンプル時刻から位相誤差の勾
   配を算出する演算工程とを経るようにしてなることを特
   徴とする請求項５記載のデジタルデータ再生方法。