JP4149663B2 - 受信ｈｄｔｖ信号のｄｃオフセットを削除するためのネットワーク - Google Patents

Description

【０００１】
本発明は、高精細度テレビジョン信号を処理するための受信機システム、例えば、米国のＧｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅによって提案されたＶＳＢ変調形式の高精細度テレビジョン信号を処理するための受信機システムに関する。
【０００２】
シンボル形式においてデジタル情報を伝達する変調信号からのデータのリカバリ（復元）は、通常、受信機において３つの機能を必要とする。すなわち、シンボル同期化のためのタイミング・リカバリ、搬送波リカバリ（ベースバンドへの周波数復調）、およびチャネル等化である。タイミング・リカバリは、受信機クロック（タイムベース）が送信機クロックへ同期化されるプロセスである。これは、受信信号を最適な時点で標本化することを可能にし、受信シンボル値の指向判定処理（ｄｅｃｉｓｉｏｎ−ｄｉｒｅｃｔｅｄ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）に関係付けられたスライシング・エラーを減少させる。搬送波リカバリは、下位中間周波数通過帯域（例えば、ベースバンドに近い）へ周波数変換された後で変調したベースバンド情報をリカバリするように、受信高周波信号がベースバンドへ周波数偏移されることに関するプロセスである。適応チャネル等化は、信号伝送チャネルにおける変化する条件および外乱の影響が補償されることに関するプロセスである。このプロセスは、一般に、伝送チャネルのタイム・バリアント特性（ｔｉｍｅ ｖａｒｉａｎｔ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ）に左右される周波数に起因する振幅歪みおよび位相歪を取り除くフィルタを使用し、シンボル判定能力を改良する。
【０００３】
本発明の原理によれば、高精細度テレビジョン情報を含んだ受信残留側波帯（ＶＳＢ）変調信号を処理するためのシステムは、オーバーサンプリング・レートでオーバーサンプルされたシンボル・データストリームを処理してシンボルのＤＣオフセット成分を取り除くための補償ネットワークを含む。
【０００４】
図１において、地上放送アナログ入力ＨＤＴＶ信号は、ＲＦ同調回路を含む入力ネットワーク１４と、ＩＦ通過帯域出力信号を生成するための複変換（ｄｏｕｂｌｅ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）チューナおよび適切な自動利得制御（ＡＧＣ）回路を含む中間周波数（ＩＦ）プロセッサ１６によって処理される。受信信号は、Ｇｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅによって提案された如く、搬送波抑圧８−ＶＳＢ変調信号であり、米国での使用のために採用される。そのようなＶＳＢ信号は、一次元データシンボル・コンステレーションによって表現され、この場合、唯一の軸は、受信機によってリカバリされる量子化データを含む。図を簡単にするために、例示の機能ブロックをクロッキング（ｃｌｏｃｋｉｎｇ）するための信号は示されない。
【０００５】
１９９４年、４月１４日付けのＧｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅ ＨＤＴＶシステム仕様において記載された如く、ＶＳＢ伝送システムは、図２に示す規定されたデータ・フレーム・フォーマットでデータを伝達する。抑圧搬送波周波数における小パイロット信号は、ＶＳＢ受信機における搬送波ロックの実現に役立たせるために、伝送信号へ付加される。図２を参照すると、各データ・フレームは、２つのフィールドを具備し、各フィールドは、８３２個の多重レベルシンボルからなる３１３個のセグメントを含んでいる。各フィールドの第１セグメントは、フィールド同期セグメントと呼ばれ、そして残りの３１２個のセグメントは、データ・セグメントと呼ばれる。データ・セグメントは、一般に、ＭＰＥＧ互換データ・パケットを含む。各データ・セグメントは、４シンボル・セグメント同期キャラクタを具備し、８２８個のデータ・シンボルが続く。各フィールド・セグメントは、４シンボル・セグメント同期キャラクタを含み、所定の５１１シンボル擬似乱数（ＰＮ）シーケンスと３つの所定の６３シンボルＰＮシーケンスを具備するフィールド同期成分が続き、３つのＰＮシーケンスの中間のものは、連続フィールドにおいて反転される。ＶＳＢモード制御信号（ＶＳＢシンボル・コンステレーション・サイズを規定する）は、９６個の予備シンボルと前フィールドから複写された１２個のシンボルを伴う最後の６３ＰＮシーケンスに続く。
【０００６】
さらに図１に関して、ユニット１６からの通過帯域ＩＦ出力信号は、アナログ／デジタル変換器１９によってオーバーサンプルされたデジタル・シンボル・データストリームへ変換される。ＡＤＣ１９からのオーバーサンプルされたデジタル・データストリームの出力は、全デジタル復調器／搬送波リカバリ・ネットワーク２２によってベースバンドへ復調される。これは、受信ＶＳＢデータ・ストリームにおける小リファレンス・パイロット搬送波に応答して、全デジタル位相同期ループによって行われる。ユニット２２は、図３を参照して非常に詳細に記載される如く、出力Ｉ位相復調シンボル・データストリームを生成する。
【０００７】
ＡＤＣ１９は、入力した１０．７６Ｍｓｙｍｂｏｌｓ／秒のＶＳＢシンボル・データストリームを、２１．５２ＭＨｚのサンプリング・クロック、すなわち、受信シンボル・レートの２倍で、オーバーサンプリングし、これにより、シンボル当たり２つのサンプルによりオーバーサンプリングされた２１．５２Ｍｓａｍｐｌｅｓ／秒のデータストリームを供給する。そのようなシンボル当たり２サンプルのサンプルをベースにした処理を使用することは、シンボル毎（シンボル当たり一サンプル）のシンボルをベースにした処理に比べて、後述される如く、例えば、ＤＣ補償ユニット２６とＮＴＳＣ干渉検出器３０に関係した後続の信号処理機能について都合の良い働きを生じさせる。
【０００８】
ＡＤＣ１９と復調器２２に付随して、セグメント同期およびシンボル・クロック・リカバリ・ネットワーク２４がある。ネットワーク２４は、ランダム・データから各データ・フレームの反復データ・セグメント同期成分を検出し、分離する。セグメント同期は、アナログ／デジタル変換器１９によるデータストリーム・シンボル・サンプリングを制御するために使用される適正な位相の２１．５２ＭＨｚのクロックを再生するために使用される。図４と図５に関連して議論される如く、ネットワーク２４は、セグメント同期を検出するために、短縮された２シンボル相関リファレンス・パターンと、対応する２シンボル・データ相関器を、都合よく使用する。
【０００９】
ＤＣ補償ユニット２６は、適応トラッキング回路を使用し、図６に関連して後述される如く、パイロット信号成分によるＤＣオフセット成分を、復調ＶＳＢ信号から取り除く。ユニット２８は、各受信データ・セグメントを、受信器のメモリに記憶された理想フィールド・リファレンス信号と比較することにより、データ・フィールド同期成分を検出する。フィールド同期化のほかに、フィールド同期信号は、チャネル・イコライザ３４に対してトレーニング信号を供給する。
【００１０】
ＮＴＳＣ干渉検出および抑圧は、図７と図８に関して非常に詳細に以下に議論される如く、ユニット３０によって行われる。その後、信号は、ブラインド、トレーニング、および指向判定モードの組み合わせにおいて動作するチャネル・イコライザ３４によって適応的に等化される。イコライザ３４は、Ｇｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅ ＨＤＴＶシステム仕様と、Ｗ．Ｂｒｅｔｌ他著の論文「ＶＳＢ Ｍｏｄｅｍ Ｓｕｂｓｙｓｔｅｍ Ｄｅｓｉｇｎ ｆｏｒ Ｇｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ、１９９５年８月、において記載された形式である。イコライザ３４はまた、Ｓｈｉｕｅ他の同時係属米国特許出願Ｎｏ．（ＲＣＡ８８，９４７）において記載された形式でもある。検出器３０からの出力データストリームは、イコライザ３４の前に、一サンプル／シンボル（１０．７６Ｍｓｙｍｂｏｌｓ／秒）データストリームへダウンコンバートされる。このダウンコンバージョンは、適切なダウンサンプリング・ネットワーク（図面を簡単にするために不図示）によって実現される。
【００１１】
イコライザ３４は、チャネル歪を訂正するが、位相雑音は、シンボル・コンステレーションをランダムに回転させる。位相トラッキング・ネットワーク３６は、パイロット信号に応答する前段の搬送波リカバリ・ネットワークによって除去されなかった位相雑音を含むイコライザ３４からの出力信号における残留位相および利得雑音を取り除く。それから、位相が訂正された信号は、ユニット４０によってトレリス復号され、ユニット４２によってデインタリーブされ、リード・ソロモン誤りはユニット４４によって訂正され、ユニット４６によってデスクランブル（デランダマイズ）される。その後、復号されたデータストリームは、ユニット５０により音声、ビデオおよび表示の処理に委ねられる。
【００１２】
チューナ１４、ＩＦプロセッサ１６、フィールド同期検出器２８、イコライザ３４、位相トラッキング・ループ３６、トレリス・デコーダ４０、デインタリーバ４２、リード・ソロモン・デコーダ４４、およびデスクランブラ４６は、１９９４年４月４日のＧｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅ ＨＤＴＶシステム仕様と上記のＢｒｅｔｌ他の論文において記載された形式の回路を使用する。ユニット１９と５０の機能を実現するための適切な回路はよく知られている。
【００１３】
ユニット２２における復調は、搬送波リカバリを実現するために、全デジタル自動位相制御（ＡＰＣ）ループによって行われる。この位相同期ループは、初期捕そくのためのリファレンスとしてパイロット成分と、位相捕そくのための通常の位相検出器を使用する。パイロット信号は、ランダムで雑音状のパターンを示すデータを含んだ受信データストリーム中に埋め込まれている。ランダム・データは、復調器ＡＰＣループのフィルタ作用によって基本的に無視される。ＡＤＣ１９への１０．７６Ｍｓｙｍｂｏｌｓ／秒の入力信号は、５．３８ＭＨｚにおいてＶＳＢ周波数スペクトルの中心をもち、２．６９ＭＨｚにパイロット成分が位置するベースバンド信号に近い信号である。入力データストリームは、都合の良いことに、２１．５２ＭＨｚでＡＤＣ１９によって２倍にオーバーサンプリングされる。ユニット２２からの復調データストリームにおいて、パイロット成分は、ＤＣへ周波数偏移される。
【００１４】
図３は、デジタル復調器２２の詳細を示す。非常に低い周波数のパイロット成分を含むＡＤＣ１９からの８−ＶＳＢ変調オーバーサンプリング・デジタル・シンボル・データ・ストリームは、ヒルベルト・フィルタ３２０とディレー・ユニット３２２の入力へ加えられる。フィルタ３２０は、入来ＩＦ標本化データストリームを、「Ｉ」（同相）および「Ｑ」（直角位相）成分へ分離する。ディレー３２２は、ヒルベルト・フィルタ３２０の遅延に一致する遅延を示す。ＩおよびＱ成分は、ＡＰＣループにおける複合乗算器（コンプレックス・マルチプライア）３２４を使用して、ベースバンドへ回転される。一旦ループが同期化されるならば、乗算器３２４の出力は、複合ベースバンド信号である。乗算器３２４からの出力Ｉデータストリームは、実復調器出力として使用され、そしてまた、ローパス・フィルタ３２６を用いて、受信データストリームのパイロット成分を抽出するために使用される。乗算器３２４からの出力Ｑデータストリームは、受信信号の位相を抽出するために使用される。
【００１５】
位相制御ループにおいて、乗算器３２４からのＩおよびＱ出力信号は、それぞれ、ローパス・フィルタ３２６と３２８へ加えられる。フィルタ３２６と３２８は、約１ＭＨｚの遮断周波数を有するナイキスト・ローパス・フィルタであり、ユニット３３０と３３２による８：１データ・ダウンサンプリングの前に、信号帯域幅を減少するために設けられる。ダウンサンプリングされたＱ信号は、自動周波数制御（ＡＦＣ）フィルタ３３６によって濾波される。濾波の後、Ｑ信号は、ユニット３３８によって振幅制限され、位相検出器３４０が必要とするダイナミックレンジを減少させる。位相検出器３４０は、その入力へ加えられたＩおよびＱ信号の間の位相差を検出および訂正し、ＡＰＣフィルタ３４４、例えば、二次ローパス・フィルタによって濾波されるところの出力位相エラー信号を発生する。ユニット３４０によって検出された位相エラーは、ＤＣに近い期待パイロット信号周波数と受信パイロット信号周波数の間の周波数差を表現する。
【００１６】
受信パイロット信号が、ＤＣに近い期待周波数を示すならば、ＡＦＣユニット３３６は、位相偏移を生成しない。位相検出器３４０へ入力されたＩおよびＱチャネル・パイロット成分は、相互直角位相関係からの偏差を示さず、これにより、位相検出器３４０は、ゼロまたはゼロに近い値の位相エラー出力信号を生成する。しかし、受信パイロット信号が不正確な周波数を示すならば、ＡＦＣユニット３３６は、位相偏移を生成する。これは、位相検出器３４０の入力へ加えられたＩおよびＱチャネル・パイロット信号の間の付加的な位相差を生ずる。検出器３４０は、この位相差に応答して、出力エラー値を生成する。
【００１７】
フィルタ３４４からの濾波された位相エラー信号は、ユニット３３０と３３２による前段のダウンサンプリングを償うために、インターポレータ（補間器）３４６によって１：８にアップサンプリングされ、その結果、ＮＣＯ３４８は、２１．５２ＭＨｚにおいて動作する。補間器３４６の出力は、ＮＣＯ３４８の制御入力へ加えられ、受信データストリームを復調するためのパイロット信号を局所的に再生する。ＮＣＯ３４８は、ユニット３４０、３４４、３４６からの位相制御信号に応答して、正しい位相においてパイロット・トーンを再生するためのＳＩＮＥおよびＣＯＳＩＮＥのルックアップ・テーブルを含む。ＮＣＯ３４８の出力は、乗算器３２４のＩおよびＱ信号出力が検出器３４０により生成された位相エラー信号を実質的にゼロとするまで、制御され、これにより、適正に復調されたベースバンドＩ信号が乗算器３２４の出力において存在することを指し示す。
【００１８】
デジタル復調器２２において、主信号処理エンジンは、本質的に、要素３３６、３３８、３４０、３４４を具備する。ユニット３３０と３３２によって提供される８：１ダウンサンプリングは、都合の良いことに、復調器の処理パワーおよびハードウェアを節約し、低クロックレートにおいて、すなわち、２１．５２ＭＨｚの代わりに２１．５２ＭＨｚ／８、すなわち２．６９ＭＨｚのクロックを使用して、ＡＰＣループ要素３３６、３３８、３４０、３４４がクロッキングされることを許可し、効率的な処理を可能にしている。デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）が、ネットワーク２２、特に位相検出器ループを実現するために使用されるとき、上記のデータ・リダクションは、例えば、命令コードについて比例した少数の行（ライン）数しか必要としないことになり、ソフトウェア効率を高めることになる。ＤＳＰマシン・サイクルが、他の信号処理目的のために利用可能になる。特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）が、ネットワーク２２を実現するために使用されるとき、データ・リダクションは、ハードウェアおよびパワー要件を削減させ、集積回路表面積を縮小させる。復調器は、搬送波リカバリを実現するために、パイロット成分を使用し、スライサー判定データを使用する複雑で時間を消費するフィードバック処理ではなく、フィード・フォワード処理を都合よく使用する。
【００１９】
復調Ｉチャネル・データストリームは、図４と図５に詳細に示された如く、セグメント同期およびシンボル・クロック・リカバリ・ユニット２４へ加えられる。反復データ・セグメント同期パルスが受信データストリームのランダム・データ・パターンからリカバリされるとき、セグメント同期は、アナログ／デジタル変換器１９（図１）のサンプリング動作を制御するシンボルレート・サンプリング・クロックの２倍の適正な位相の２１．５２ＭＨｚを再生することにより、適正なシンボル・タイミングを実現するために使用される。図５は、Ｇｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅ ＨＤＴＶ仕様に従い、８−ＶＳＢ変調地上放送信号に対して、対応セグメント同期を含めて、８レベル（−７から＋７）データ・セグメントの部分を描く。セグメント同期は、各データ・セグメントの開始時に発生し、４シンボル間隔を占有する。セグメント同期は、＋５から−５のセグメント同期パルスの振幅レベルに対応するパターン１ −１ −１ １によって規定される。
【００２０】
４シンボル・セグメント同期は、８３２シンボル毎に生ずるが、データはランダムで、雑音状の特性を有するために、復調ＶＳＢデジタル・データストリームにおける所在位置を突き止めることは困難である。これらの条件下でセグメント同期を検出するために、データ相関器の一入力へ復調Ｉチャネル・データストリームを加え、復調データとの比較のために、相関器のリファレンス入力へ１ −１ −１ １特性を有するリファレンス・パターンを加えることは従来の慣行であった。相関器は、８３２シンボル毎にリファレンス・パターンと一致する補強（ｒｅｉｎｆｏｒｃｅｍｅｎｔ）を作出する。補強されたデータ事象（ｅｖｅｎｔｓ）は、相関器に付随したアキュムレータによって累算される。介在するランダムな（非補強）相関は、補強された相関セグメント同期成分に関して消失する。このようにしてセグメント同期データをリカバリするためのネットワークは、例えば、Ｇｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅ ＨＤＴＶ仕様と前記のＢｒｅｔｌ他の論文から公知である。
【００２１】
ここで、セグメント同期は一般に所在位置を見いだすことが困難であるが、マルチパス（「ゴースト」）条件が存在する状態で検出することは、特に困難であることが認識されている。さらに、セグメント同期パターン（−１ １）の最後の２つの特性（振幅レベル）は、マルチパスのような伝送歪によって容易に形が損なわれるが、セグメント同期パターン（１ −１）の最初の２つの特性は、非常に形が損なわれ難いことが認識されている。さらに、セグメント同期パターンの最初の２つの振幅特性（１ −１）の形状が損なわれるとしても、それらは、同じ態様で形状が損なわれ、その態様は最初の２つの特性を相関技術により容易に検出させることが判明している。こうして、開示されたシステムにおいて、セグメント同期を検出するために相関器へ加えられたリファレンス・パターンは、好ましくは、すべての４つのパターン・レベル（１ −１ −１ １）ではなく、最初の２つのパターン・レベル（１ −１）によって構成される。こうして、相関器リファレンス・パターンは、好ましくは、２シンボル間隔のみを包含する。
【００２２】
図４において、復調器２２（図１と図３）からのオーバーサンプリングされた出力データストリームは、位相検出器４１０の一信号入力と８３２シンボル相関器（コリレータ）４２０へ加えられる。位相検出器４１０の他方の信号入力は、相関器４２０と、相関器４２０のリファレンス入力へ結合された対応する相関リファレンス・パターン発生器４３０と、セグメント・インテグレータ（積分器）およびアキュムレータ（累算器）４２４とを含むデータ相関処理径路（パス）から入力信号を受信する。相関器４２０は、本質的に、コード化されたデータ・セグメント同期のシンボルに応答する。リファレンス・パターン発生器４３０は、比較的簡単で短縮されたリファレンス・パターン１ −１を供給し、これにより、簡易相関器ネットワークの使用を許容している。簡易リファレンス・パターンは、より安定で信頼できる情報が使用されるために、同期検出プロセス、特に劣悪な信号条件において、混乱を生じにくい。開示されたシステムは、４つの相関の内の２つの形状が損なわれたとしても、混乱を起こしにくい。さらに、相関器４２０による計算時間は大幅に短縮されている。
【００２３】
相関器４２０からの出力は、ユニット４２４によって積分および累算される。所定のしきい値との比較器を含むセグメント同期発生器４２８は、データ・セグメント同期間隔に対応するデータストリームにおける適切な時点においてセグメント同期を発生することにより、ユニット４２４の出力に応答する。これは、補強されたデータ事象（ｅｖｅｎｔ）（セグメント同期の出現）の累算が所定レベルを超えるとき、発生する。位相検出器４１０は、ユニット２２からの復調データストリームにおいて出現するセグメント同期の位相とユニット４２８によって発生されたセグメント同期の位相を比較し、出力位相エラー信号を生成する。このエラー信号は、自動位相制御（ＡＰＣ）フィルタ４３４によって低域濾波され、ＡＤＣ１９に対して２１．５２ＭＨｚのオーバーサンプリング・クロックを供給するところの２１．５２ＭＨｚの電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）４３６を制御するための好適な信号を、生成する。このサンプリング・クロックは、位相エラー信号がＡＰＣ作用によりほぼゼロであるとき、適正なタイミングを示す。シンボル・タイミング（クロック）・リカバリは、この点において完了する。ユニット４２８によって発生されたセグメント同期は、また、自動利得制御（ＡＧＣ）回路（不図示）を含むほかのデコーダ（復号器）ネットワークへ加えられる。
【００２４】
受信ＶＳＢ信号における低い周波数の抑圧搬送波パイロット成分により、復調器２２からの復調された出力Ｉシンボル・データ中にＤＣオフセットが存在する。このＤＣオフセットは、すべてのシンボルに付随し、後の処理に先だって補償ネットワーク２６（図１）によって除去される。伝送されたシンボルＤＣ成分の除去は、８−ＶＳＢ信号の対称シンボル値、すなわち、±７±５±３±１のリカバリを容易にする。図６は、主にＤＣトラッキング・フィードバック・ネットワークであるネットワーク２６の詳細を示す。図６におけるネットワーク２６の配置は、都合の良いことに、２倍のシンボル・レートにおいてクロッキングされ、ＤＣ成分を迅速に排除させる。この作用は、受信機およびその幾つかの相互従属するサブシステムの迅速な収束を促進し、表示用の受信ビデオデータを処理するための適正な動作条件を迅速に生成する。
【００２５】
図６において、非所望のＤＣオフセットを含むオーバーサンプリング復調データストリームは、負のコンバイナ６１０の一入力へ加えられる。コンバイナ６１０の反転入力（−）は、次の如く、コンバイナ６１０の出力に応答して生成された制御信号に応答して、ＤＣ電圧発生器６１６からＤＣ補償電圧を受け取る。コンバイナ６１０からの出力信号におけるＤＣオフセットは、２倍のシンボル・レートのオーバーサンプリング・レートにおいてフィードバック作用により漸次的に減衰される。このＤＣオフセットは、ユニット６２２によって検出され、比較器６２４によってリファレンスと比較される。比較器６２４の出力は、残留ＤＣオフセットの大きさおよび極性を指示し、制御信号発生器６２６から制御信号を生成するために使用される。制御信号により、発生器６１６は、復調データストリームと結合されたＤＣ値の大きさおよび極性を増分的に調整する。このプロセスは、定常状態条件に達するまで継続し、この場合、フィードバック作用により、それ以上のＤＣ値の調整はユニット６１６によって行われない。伝送チャネル外乱は、受信機において正負の補償値が必要とされる如く、伝送器で付加される（正）ＤＣオフセットを変化させるので、発生器６１６は正負のＤＣ補償値を供給する。
【００２６】
図７は、図１におけるＮＴＳＣコチャネル（ｃｏ−ｃｈａｎｎｅｌ）干渉検出ネットワーク３０の詳細を示す。Ｇｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅ ＨＤＴＶシステム仕様において説明された如く、ＶＳＢ伝送システムの干渉波抑圧特性は、６ＭＨｚテレビジョン・チャネル内のＮＴＳＣコチャネル干渉信号の主要成分の周波数位置、およびＶＳＢ受信機のベースバンド櫛形フィルタの周期的ノッチに基づいている。これらの櫛形フィルタ・ノッチは、高エネルギーＮＴＳＣ成分に干渉する周波数位置において高減衰（ヌル）を示す。これらの成分は、低帯域エッジから１．２５ＭＨｚに位置するビデオ搬送波、ビデオ搬送波周波数よりも高い３．５８ＭＨｚに位置する色副搬送波、およびビデオ搬送波周波数よりも上の４．５ＭＨｚに位置する音声搬送波を含んでいる。
【００２７】
ＮＴＳＣ干渉は、図７に示された回路によって検出され、ここで、フィールド同期パターンについての信号に対する干渉および雑音は、櫛形フィルタ・ネットワークの入力と出力において測定され、これらのパターンは相互に比較される。この目的のために使用されたリファレンス・フィールド同期パターンは、プログラムされ、ローカルに記憶された受信ＶＳＢ信号フィールド同期パターンの「理想」バージョンである。
【００２８】
図７において、オーバーサンプリングされた復調Ｉチャネル・シンボル・データは、ＮＴＳＣリジェクション櫛形フィルタ７１０の入力、マルチプレクサ７４５の第１入力、および負のコンバイナ７２０の入力へ加えられる。櫛形フィルタ７１０は、櫛形Ｉチャネル・シンボル・データストリームを生成するために、入力Ｉデータから遅延要素７１４によって遅延されたサンプルを減算する減算器７１２を含む。櫛形フィルタ７１０は、前記のＮＴＳＣ周波数に干渉する高エネルギーの周波数において、大きな振幅減衰、すなわち「ヌル」を生ずる。フィルタ７１０からの櫛形Ｉデータは、マルチプレクサ７４５の第２入力へ加えられる。櫛形フィルタ遅延要素７１４は、都合の良いことに、下記の如く２４サンプル遅延を示す。
【００２９】
プログラムされた２１．５２Ｍｓａｍｐｌｅｓ／秒（２倍のシンボル・レート）のリファレンス・フィールド同期パターンは、受信データストリームのフィールド同期インターバル中、ローカル・メモリから獲得される。フィールド同期リファレンス・パターンは、ＮＴＳＣリジェクション（抑圧）櫛形フィルタ７１８の入力と、コンバイナ７２０の反転入力（−）へ加えられる。櫛形フィルタ７１８は、櫛形フィルタ７１０と同様であり、２４サンプル遅延を都合よく示す遅延要素を含む。図７のネットワーク、特に櫛形フィルタ７１０、７１８および付随した遅延ネットワークは、２１．５２ＭＨｚでクロッキングされる。
【００３０】
コンバイナ７２０の出力において生成された第１エラー信号は、入力データストリームにおける受信フィールド同期パターンとリファレンス・フィールド同期パターンの間の差分を表現する。このエラー信号は、ユニット７２２によって平方（２乗）され、ユニット７２４によって積分される。コンバイナ７３０の出力において生成された第２エラー信号は、フィルタ７１０による櫛形濾波の後の受信フィールド同期パターンとフィルタ７１８による櫛形濾波の後のリファレンス・フィールド同期パターンの間の差分を表現する。この第２エラー信号は、ユニット７３２によって平方（２乗）され、ユニット７３４によって積分される。ユニット７２２と７３２の出力は、それぞれのエラー信号のエネルギーを表現する。積分器（インテグレータ）７２４と７３４からの積分出力信号は、それぞれ、非櫛形および櫛形受信フィールド同期成分の信号対干渉および雑音内容を表現する。これらの積分エネルギー表現信号は、積分された第１および第２エラー信号の大きさを比較するエネルギー検出器（比較器）７４０のそれぞれの入力へ加えられる。検出器７４０からの出力信号は、マルチプレクサ７４５の制御入力に加えられ、マルチプレクサ７４５は、高品質、すなわち、信号対雑音および干渉比の改善を示す入力信号の一つをデータ出力として供給する。こうして、大きなＮＴＳＣコチャネル干渉の場合に、フィルタ７１０からの櫛形濾波された出力信号は、マルチプレクサ７４５から出力されるが、非濾波受信シンボル・データストリームは、そのような干渉の不在において出力される。
【００３１】
櫛形フィルタ７１０と７１８における２４サンプル遅延の使用とともに、オーバーサンプリングされたＩチャネル・データおよびフィールド同期リファレンス・パターン・データの使用は、都合の良いことに、ＮＴＳＣコチャネル干渉についての全スペクトル情報を生成する。これは、都合の良いことに、ＮＴＳＣ干渉分析および検出をより正確にし、櫛形濾波を改善する。具体的に、オーバーサンプリング入力データと対応する回路クロッキングによる櫛形フィルタ７１０と７１８における２４サンプル遅延の使用により、１０．７６Ｍｓｙｍｂｏｌｓ／秒のシンボル・レートにおいて入力データストリームを供給し、１０．７６Ｍｓｙｍｂｏｌｓ／秒のシンボル・レートにおいて櫛形フィルタ７１０と７１８を動作させることにより生成される位相および振幅折り返し効果によって櫛形濾波された周波数スペクトルは損なわれない。櫛形フィルタ７１０と７１８の出力において生成された合成周波数スペクトルは、図８において示され、１０．７６ＭＨｚに中心をもち、両側に２つの櫛形濾波された全ＮＴＳＣ通過帯域成分を含む。減衰ノッチは、上記の如く、干渉する高エネルギーＮＴＳＣ周波数において現れる。
【００３２】
図７は、要素７２２、７２４、７３２、７３４、７４０を含むＮＴＳＣコチャネル干渉検出器の一形式を示す。しかし、他の形式の検出器も使用される。こうして、これらの要素は、４入力検出器、すなわち、所謂「ブラック・ボックス」によって表現され、ここで、検出器は、特定システムの要件に従い動作するようにプログラムされる。そのような場合に、４つの入力は、コンバイナ７２０への２つのオーバーサンプリング（２サンプル／シンボル）入力と、コンバイナ７３０への２つのオーバーサンプリング入力であり、フィルタ７１０の出力からコンバイナ７３０の入力までは特に重要である。
【００３３】
図７の配置（ａｒｒａｎｇｅｍｅｎｔ）は、上側通過帯域成分の下側帯域エッジと下側通過帯域成分の上側帯域エッジの周波数重なりによって生じる振幅および位相の劣化（折り返し歪）を付随させることなく、図８に示された如く、不要なものが取り除かれた（ｃｌｅａｎ）周波数スペクトルを生成する。結果的に、要素７２０、７２２、７２４、７３０、７３２、７３４と７４０によるコチャネル干渉検出は、１０．７６Ｍｓｙｍｂｏｌｓ／秒シンボル・レートにおける１２サンプル遅延処理入力データにより櫛形フィルタを使用するシステムによる検出よりも正確である。後者の場合に、振幅および位相劣化は、５．３８ＭＨｚの近傍において生じやすく、ここで、通過帯域成分が不完全に整合するとき、上側および下側通過帯域は重なり、そのような重なりにおいて取り消されない。そのような不完全な整合は、例えば、マルチパスを含む、信号チャネル条件の下で発生しやすい。この折り返し歪条件は、ＮＴＳＣコチャネル干渉検出の有効性を低下させるが、開示されたシステムによって避けられる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の原理による装置を含む高精細度テレビジョン（ＨＤＴＶ）受信機の一部のブロック図である。
【図２】 米国のＧｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅ ＨＤＴＶシステムによるＶＳＢ変調信号のデータ・フレーム・フォーマットを示す図である。
【図３】 図１におけるデジタル復調器／搬送波リカバリ・ネットワークの詳細を示す図である。
【図４】 図１におけるセグメント同期検出器およびシンボル・クロック・リカバリの詳細を示す図である。
【図５】 図４におけるネットワークの動作を理解する際に役立つ信号波形を示す図である。
【図６】 図１のシステムによって処理されたシンボル・データストリームにおいてＤＣオフセットを除去するための補償ネットワークの詳細を示す図である。
【図７】 図１のシステムにおけるＮＴＳＣコチャネル干渉検出ネットワークの詳細を示す図である。
【図８】 図７におけるネットワークの動作に関連した周波数スペクトルを示す図である。

Claims (3)

1. ＤＣ成分を含むシンボルのコンステレーションによって表現される高精細度ビデオデータを含んだ受信残留側波帯（ＶＳＢ）変調信号を処理するためのシステムにおいて使用される装置であって、前記データは、付随するセグメント同期成分を有する複数のデータセグメントに先行するフィールド同期成分を具備する一連のデータフレームによって構成されたデータフレーム・フォーマットを有し、前記装置は、
   前記受信信号に応答して、前記受信信号のシンボル・レートの倍数となるレートでオーバーサンプリングされた復調シンボル・データストリームを生成するための入力ネットワーク（１９、２２）と、
   復号データストリームを出力チャネルへ供給するためのデコーダ・ネットワーク（２８、３０）と、
   前記入力ネットワークおよび前記デコーダ・ネットワークに結合されており、前記オーバーサンプリング・レートで動作して前記復調シンボル・データストリームからの前記ＤＣ成分を取り除くための補償ネットワーク（２６）とを具備することを特徴とする装置。
2. ＤＣ成分を含むシンボルのコンステレーションによって表現される高精細度ビデオデータを含んだ受信残留側波帯（ＶＳＢ）変調信号を処理するためのシステムにおいて使用される方法であって、前記データは、複数のデータセグメントに先行するフィールド同期成分を具備する一連のデータフレームによって構成されたデータフレーム・フォーマットを有し、前記信号処理方法は、
   前記受信信号のシンボル・レートの倍数となるレートでオーバーサンプリングされた復調シンボル・データストリーム（１９、２２）を生成する段階と、
   前記オーバーサンプリング・レートで前記復調シンボル・データストリーム（２６）を処理し、前記ＤＣ成分を取り除いて補償シンボル・データストリームを生成する段階と、
   前記補償シンボル・データストリームを復号する段階（２８）とを具備することを特徴とする信号処理方法。
3. 前記処理段階は、
   前記データストリームＤＣ成分の値を検知する段階（６２２、６２４）と、
   前記検知段階からの検知ＤＣ成分値に応答してＤＣ補償値を発生する段階（６２６、６１６）と、
   前記補償値を前記ＤＣ成分と結合させて前記ＤＣ成分を取り除く段階（６１０）とを含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。

Images