CN1154027A - 相位误差检测方法及相位跟踪环路 - Google Patents

Abstract

一种用于VSB接收机或QAM接收机的相位误差检测方法，包括以下步骤：数字滤波已发送的I通道数据以恢复Q通道数据；根据反馈的相位误差校正I通道数据和Q通道数据的相位；在预定I通道电平值当中判定一个接近相位校正的I通道数据的I通道电平值；从相位校正的I通道数据减去判定的I通道电平值而获得相位误差值并以差值成分的符号乘以差值；将出自预定加权函数的加权值应用于相位误差值；并输出该值作为已加权的相位误差值，因此，相位误差检测的可靠性可以增加。

Description

相位误差检测方法及相位跟踪环路

本发明涉及相位误差检测方法及其在数字解调系统中实施本方法的电路，尤其涉及在采用数字残留边带(VSB)系统或正交调幅系统(QAM)的接收机中用于检测在解调过程中所产生的相位误差的方法，及适于实施该相位误差检测方法的电路。

目前，在发展大屏幕及高清晰度电视方面已作了相当大的努力。作为这种努力的结果已在日本制成了高清晰度电视(HDTV)接收机用以接收HDTV信号。而且，这种HDTV信号以模拟式的多重亚(multiple sub-Nyquist)取样编码(MUSE)过程发送。

在美国，已由大联盟(Grand-Alliance(GA))委员会提出了用于指定HDTV系统的技术标准。具体而言，GA委员会已采用残留边带(VSB)调制作为GA-HDTV调制标准。而且，该VSB调制系统还在普通电视广播中用于调制模拟视频信号。早期适用于HDTV的数字频谱所采用的是利用2级的2-VSB调制系统或利用4级的4-VSB调制系统。另一方面，GA-HDTV采用了使用8级的8-VSB调制系统用于陆地(terrestrial)广播模式，而使用16级的16-VSB调制系统用于高速缆线(cable)模式。

GA委员会还提出了用于解调VSB信号的接收机的构形。所提出的接收机的特征在于其数据的检测仅由一个同相I-通道信号实现，与其它数字解调器相对照，其取样是以符号率(symbol rate)执行的。因此，该VSB接收机能够以比任何其它接收机，例如使用正交Q-通道以及I-通道的QAM接收机更简单的硬件来实现。而且，由于取样是以符号率执行，所以，即使其处理速度与部分速率(fractional rate)接收机相比属相对低，该VSB接收机仍能检测数据。

该VSB接收机采用相干的(coherent)检测方法，其中是以对载波进行恢复来解调已调信号。较之以非相干(incoherent)检测方法，这种相干检测方法的优点在于其在相同信号噪比的条件下能以更低的误差率检测数据。然而，这种载波恢复电路的明显的缺陷是其增加了接收机结构的复杂性。

为实现VSB接收机中的相干检测，发送信号的相位检测是以两步执行的，一个是在频率相位锁相环路(FPLL)中，另一是在相位跟踪环路(PTL)中。

FPLL利用包括在VSB信号中的导频信号估计所发送的VSB信号的相位。这种FPLL易于由惯用的PLL频率误差检测电路所实现，它公开于1994年2月由GA-HDTV委员会披露的“大联盟HDTV说明”中。该相位跟踪环路(PTL)电路把由FPLL输出的信号经过一个信道均衡器(equalizer)输入，并消除在相位上的残存噪声，即消除没有由FPLL完全去除的相位误差。在GA-HDTV接收机中的FPLL的构形除去其仅利用I-通道的取样数据估计旋动信号点的成分并因此补偿了相位误差值这一点之外，它几乎与由E、A、Lee和D、G、Messerschmitt在“数字通信”一文(Kluwer学术出版社，波士顿，MA 1988)中公开的判定直接载波恢复(DDCR)装置的FPLL完全一样。

I通道数据包括将要发送的信息。虽然Q通道没有发送信息的作用，但它减少了调制信号的频谱。可是当在解调过程中出现相位误差时，Q通道信号以及I通道信号将被包括在I通道的取样数据中。这意味着Q通道的数据对于PTL电路中相位误差的补偿也是需要的。Q通道数据可由I通道数据的希尔伯特(Hilbert)变换而获得。

图1是GA-HDTV制式的GA-HDTV接收机的框图。参考图1，GA-HDTV接收机采用VSB调制系统将被描述。

首先，调谐器10接收来自天线的信号。在此，从调谐器10输出的VSB信号y(t)由下式表示： $y\left(t\right)=\stackrel{-}{x}\left(t\right)e^{j({\mathrm{\ω}}_{c}t\·\mathrm{\θ}\left(t\right))}---\left(1\right)$ 其中e^jwct表示复数指数载波，ω_c表示载波频率，θ(t)是载波相位，而 X(t)是有实部成分X_r和虚部成分X_i的复数信号。即，

x(t)＝x_r(t)+jx_i(t)                  …(2)

FPLL20利用包括在从调谐器10接收的VSB信号中的导频信号恢复载波e^jwct，并以复数指数e^jwct乘以VSB信号，以获得如下的基带信号i(t)

i(t)＝x_r(t)cosθ(t)-x_i(t)sinθ(t)    …(3)另一方面，Q通道成分q(t)是

q(t)＝x_r(t)sinθ(t)+x_i(t)cosθ(t)    …(4)

公式(3)和(4)中的θ(t)表示在FPLL 20中估计的相位误差值。如上所述，由于进行调制的载波和恢复的信号载波之间的相位误差，残留相位成分是存在的，这样的成分使解调的信号失真。在上述的信号中，GA接收机仅用I通道信号进行VSB调制。

符号定时恢复(STR)单元40输入由FPLL20输出的信号i(t)，并恢复输入信号的符号定时，以控制模一数转换器30的操作定时。而且，模一数转换器30输入由FPLL20输出的信号i(t)，并根据由符号定时恢复单元40所控制的符号率将其转换成数字信号I[nT]。

从均衡器50输出的数字信号由下式确定：

i[nT]＝x_r[nT]cos(θ[nT])-x_i[nT]sin(θ[nT])…(5)其特点在于假设全部通带信号均被均衡。

假设等式(5)中的θ(nT)缓变，则可视其对于若干符号定时周期是一个恒量。经均衡器50，PTL60输入由载波解调的信号的I通道成分，并估计对其补偿的θ值。

但是，由于X_r和X_i在VSB调制系统中都有非零值，因而仅用由公式(5)中给出的I通道信号不能估计出相位误差θ值。因此。为估计该相位误差，就需要Q通道成分Q[nT]。但由于仅有I通道信号输入到PTL60，所以该PTL60不能不从经过数字滤波器的I通道信号I[nT]来估计Q通道的信号。

通道解调器70对PTL60的输出作格构(trellis)解调、对已格构解调的数据解交错、并利用奇偶校验对交叉积(cross-product)数据进行误差纠正解调。

源解调器80对由通道解调器70所纠错且解调的数据进行可变长度解调，利用编码所用的量化级尺度对其逆量化，并由逆离散余弦变换(IDCT)恢复为原始信号。

图2是传统PTL的框图。参考图2，其中的数字滤波器63(希尔伯特变换滤波器)滤波从乘法器61输出的I通道数据，并输出重构的Q通道信号Q’。其中VSB信号的I通道成分和Q通道成分有以下关系：

X_r*h_vsb＝X_i    (6)其中h_vsb是希尔伯特变换滤波器和高通滤波器级连脉冲响应。该高通滤波器保证了在VSB调制信号的频谱中残留边带的存在。残留边带在适于GA-HDTV的VSB信号的频谱中占0.31MHE。而且，基带VSB信号的带宽是5.59MHZ。因此，与基带信号相比，该残留边带只占小的带宽。可以说，对于单边带(SSB)频谱而言，包括在接近VSB信号频谱中的误差可忽略不计。此时，h_vsb被近似成希尔伯特变换滤波器的脉冲响应h_H。由于希尔伯特变换用于将信号的相位移动90°，所以建立了X_r和X_i之间的下列关系：

x_r*h_H＝x_i             …(7)

x_i*h_H＝-x_r            …(8)此情况中的θ[nT]变化是十分小的，公式(5)中的每项分别满足：

x_rcosθ*h_H＝x_icosθ    …(9)

x_isinθ*h_H＝-x_rsinθ    …(10)因此，

I*h_H＝x_icosθ+x_rsinθ

    ＝Q                    …(11)

另一方面，所发送的信号X_r+jx_i与包括相位误差的信号I+jQ有下列关系：

e^jθ(x_r+jx_i)＝I+jQ              (12)所以： $\cos \mathrm{\θ}+j\sin \mathrm{\θ}=\frac{(I+\mathrm{jQ})(x_r-{\mathrm{jx}}_i)}{x_r^2+x_i^2}---\left(13\right)$ 考虑在等式(13)中两侧的虚部成分： $\sin \mathrm{\θ}=\frac{x_{r}Q-x_{i}I}{x_r^2+x_i^2}---\left(14\right)$ 因此，当θ[nT]是小值时，由下式计算相位误差： $\mathrm{\θ}={\sin }^{-1}\frac{x_{r}Q-x_{i}I}{x_r^2+x_i^2}$ $\frac{x_{r}Q-x_{i}I}{x_r^2+x_i^2}---\left(15\right)$

然而，X_r和X_i的确切值是未知的，因此必须估计。当等式(5)中的θ为小值时，I信号的值接近X_r的值。然后，I信号的值变为X_r的估计值。另一方面，当等式(5)和(11)的两侧分别被平方且相加时，得到如下的与θ无关的等式：

I²+Q²＝x_r ²+x_i ²   …(16)

因此，X_i的估计值χ_i由下式获得 $x_i=\sqrt{I^2+Q^2-x_r^2}---\left(17\right)$

当θ是小值时，我们能从等式(12)见到Q的幅值接近于χ_i的值。此外，χ_i的符号被确定为与Q的符号一样，即：

x_r＝I              …(18)

x_i＝sgn(Q)·|x_i| $=\mathrm{sgn}\left(Q\right)\·\sqrt{I^2+Q^2-x_r^2}---\left(19\right)$

在上述的表达式中，为简化起见，用于离散时间变量的标记[nT]被省略。

因此，可利用等式(15)得到相位误差。该相位误差在累加器67中累加。正弦和余弦表ROM68输出对应于累加的相位误差信号平均值的正弦和余弦值。通过重复上述过程消除残存相位成分。

PTL60的性能主要决定于检测输入信号和产生在PTL60内的信号之间的相位差的方法。但是，由于GA-HDTV采用多级VSB调制系统(即用于陆地广播的8级和用于缆线广播的16级)，在直接判断(DD)系统中的PTL操作以及该判断的精确性确定了PTL的线性操作的范围。就是说，由于该PTL仅利用I通道信号来判定X_r的值，因此，相位检测的线性操作范围取决于所判定的相位误差。当相位误差判定不正确时，该PTL的操作变得不稳定。

换句话说，由于只有I通道信号的值用于确定X_r的值，所以，在所确定的信号点每处的斜率将随着在PTL中残余相位值的增加和斜率的下降而变缓。因此，利用图3中的窄虚线所指示的判定区还是难以获得精确判断的。

为克服这一问题，已经有建议使用自适应DD方法的PTL，它针对图3斜线所示的具有倾斜的判定区，它利用Q通道信号以及I通道信号实现最优判定。

该PTL根据下列等式检测相位误差： $\mathrm{\θ}=\arctan \left(\frac{I_e}{Q^{\′\′}}\right)---\left(20\right)$ 其中

I_e＝I″-I          …(21)

此处的I”是相位校正的I通道数据而I是已判定的I通道电平值。

虽然采用固定DD系统的PTL即使有可能以起因于固定判定区的小的残余相位误差作出不正确的判定，但自适应DD型PTL通过利用从公式(20)获得的斜率自适应地判定在传统固定判定区之外的符号电平，由此而降低由不正确判定所引起的操作误差。然而，采用自适应DD系统的PTL仍有如下的不足，即不正确的斜率招致了误差，并要求复杂处理以获得精确的斜率。

而且，在某些情形中，由于由噪声和过大相位误差值所引发的输入符号的宽分布，所以，不能获得正确的倾斜(inclination)。

因此，需要精制的数字滤波器来在自适应DD系统的PTL中估计Q值。而且，用于实施反正切操作的添加成分和算法对于PTL的实现强加了许多限制。

为克服上述的问题，本发明的目的在于提供通过变化判定区的加权(weights)来检测相位误差的方法。

本发明的另一目的是提供VSB接收机中检测相位误差的方法，其中，通过调节应用于相位误差的加权函数，来增加误差检测的可靠性该相位误差是利用发送的序列(training sequence)获得的。

本发明的又一目的是提供借助于改变在QAM接收机中判定区的加权来检测相位误差的方法。

本发明的进一步目的是提供一个相位跟踪环路，它能在VSB接收机中实施上述方法。

为实现上述目的，在数字VSB调制系统的通信装置中提供了一种相位误差检测方法，它包括以下步骤：(a)通过数字化滤波发送的I通道数据来恢复Q通道的数据；(b)以预定加权的相位误差校正I通道数据和Q通道数据的相位；(c)在预定I通道电平值当中，判定一个最接近于已校正的I通道数据的I通道电平值；(d)从相位校正的I通道数据减去已判定的I通道电平值，并将相减结果乘以相减结果的符号，从而获得相位误差值；以及(e)根据预定的加权函数，使相位误差值与加仅值相乘，以将加权的相位误差值反馈回步骤(b)。

本发明还提供了在数字VSB调制系统通信装置中的一个相位跟踪环路，它包括：恢复装置，用于，通过数字化滤波发送的I通道的数据来恢复Q通道数据；相位校正装置，用于以预定加权的相位误差值校正I通道和Q通道数据；估计装置，用于在预定I通道电平值当中估计一个最接近于已校正相位的I通道数据的I通道电平值；以及，检测装置，用于检测相位校正的I通道数据和已估计的I通道电平值之间的差值，将该差值乘以该差值的符号以获得相位误差值，将根据预定加权函数的加权值应用于相位误差值，并将加权的相位误差值反馈回相位校正装置。

通过结合附图对本发明最佳实施例的详细介绍将使本发明的目的及优点更为清楚。

图1是将本发明应用到普通GA-HDTV接收机的框图；

图2是图1的普通相位跟踪环路框图；

图3为传统相位跟踪环路中离散(scattering)输入信号；

图4是根据本发明的相位跟踪环路的示意框图

图5和6A-6E是根据本发明提出的加权函数的实例；

图7A-7B是用于VSB信号的加权函数的实例；

图8是根据本发明的QAM接收机的框图；

图9和10是根据本发明及传统方法的电路的模拟会聚(convergence)特性的比较示意图。

图4示出根据本发明最佳实施例的PTL。它包括数字滤波器310、适迟单元320、复合乘法器330、乘法器340、估计器350、残余相位检测器360、除法器370、累加器380、正弦及余弦表ROM390及累加限制器400。

数字滤波器310对I通道数据进行希尔伯特变换滤波，并输出Q′通道数据。

延迟单元320输入I通道数据，为数字滤波器310所需的滤波时间将该数据延迟，并输出I′通道数据。

复合乘法器330将I′通道数据和Q′通道数据分别与对应于由相位跟踪环路所检测的相位误差的正弦和余弦值相乘，并输出相位校正的I”和Q”通道值。

乘法器340将I”通道数据与由累加限制器400输出的累加限制值相乘，并按数据序列输出已相乘的数据。

估计器350输入有Q”通道数据、在乘法器340中校正的I”通道数据及其残余相位误差，并估计出接近于I”通道数据的值I，并输出估计值I、I”通道数据和Q”通道数据。

残留相位检测器360从已接收的I值、I”通道数据和Q”通道数据检测残留相位θ，并将从预定加权函数获得的加权值应用到被测残留相位θ。

除法器370，把以加权值相乘的已接收的残留相位θ由预定除数M所除，以使相位跟踪回路不会发散，并输出作为相位误差值的结果。

累加器380累加来自除法器370的相位误差值。

正弦和余弦表ROM390输出对应于从累加器380输出的累加值的正弦与余弦值。

累加限制器400接收I和I”通道数据，产生作为累加限制值的I”-I值，当I”通道数据的绝对值是一个预定值或更高值时，即当该I”通道数据的绝对值被判定为一个最大电平时，将累加限制值限制成在预定限制范围0.8-1.2之内的近似值，并将累加限制值输出到乘法器340。

图4 PTL的操作将结合图1作描述。

已接收的信号最初由图1的GA-HDTV接收机中的FPLL 20解调。解调的信号由模-数转换器30以受控于符号定时恢复器40的符号率转换成数字信号。经均衡器50，将数字信号输入到图4 PTL。

图4中，由于只有数字信号的I通道成分输入到PTL，所以，需要Q通道信息，以提取相位信息和校正相位误差。所以，Q通道信号是利用在数字滤波器310中的I通道信号所恢复。

就是说，数字滤波器310对从均衡器50接收的I通道数据作希尔伯特变换滤波，并恢复Q′通道数据。为了数字滤波器的滤波定时，延迟单元320对从均衡器50接收的I通道数据延迟，并输出I′通道数据。

对应于由残留相位误差检测器360检测的相位误差，复合乘法器330分别将I′通道数据和Q′通道数据与正弦值和余弦值复合相乘，并输出相位校正的I”和Q”通道数据。就是说，借助于Q′通道数据，复合乘法器330通过从已经通过延迟单元320的输入I通道信号的相位减去PTL中产生的正弦和余弦值的相位来执行相位校正。

乘法器340将从累加限制器400接收的累加限制值与I”～通道数据相乘，并输出校正的I”通道数据序列到图1的通道解调器70。

估计器350从乘法器340接收校正的Q”通道和I”通道数据利用预定残余相位误差的一个正比值估计接近于I～通道数据的I通道的值I，并将值I、I”～通道数据、和Q”通道数据输出。

残余相位检测器360接收I、I”通道数据、Q”通道数据，检测残留相位θ，并根据形成判定的可靠性把从预定加权函数获得的加权值应用于检测的θ值。

现在来描述根据本发明实施例利用残留相位检测器360检测相位误差的方法。

在本发明中，由于仅使用Q”通道值、即Q”信道的符号值的方向性，因而避免了对精制数字滤波器的需求。即，相位误差由下式给出：

θ＝sgn(Q″)I″-I        …(22)

所以，仅用I信号的判定值误差和Q”通道数据的方向性获得相位误差。

等式(22)可简化成：

θ＝sgn(Q″)sgn I″-I    …(23)

因此，仅利用I”和Q”通道数据的方向性可使实施的硬件变的简单。

根据θ的可靠性，残留相位检测器360将从等式(22)或(23)获得的相位误差θ与从加权函数获得的加权值相乘，并将相乘的结果输出。

图5示出根据本发明而进行加权的实例。

根据I的位置，图5中的输入信号I的电平被判定为A或B。

普通DD系统只是简单通过确定I的位置是否接近A或B来判定I的电平。根据这种判定估计相位误差。

此情况中，当相位误差的幅度是大值时，输入信号的电平可被不正确地判定为相邻符号的电平。这种不正确地判定导致了不正确的相位误差值，因而有害地影响PTL的操作。本发明中，PTL的稳定操作是由将加权函数应用到在传统DD系统中获得的相位误差值而实现的。根据加权函数，加权是随着符号A和B间的i的位置而变化的，因而减少了错误判定及由此而产生的错误相位误差值。

图5的加权函数的每一个分别示于图6A-6D中。这些加权函数易于修正成常数、一阶等式或高阶等式的形式。而且，示出的加权函数只是示例的应用，很清楚，只要是能降低相位误差的误判断(它是在符号之间相邻区域中由可能产生的判定误差所引起的)任何加权函数都能使用。

用于图6A-6D所示的不同加权函数(wf)的表达式如下：

图6A的加权函数1：

图6B的加权函数2：

W(I)＝I-|I-I|

＝1-I-I·sgnI-I

图6C的加权函数3：

图6D的加权函数4：

在加权函数1-4中，I表示判定值，K是在0到1之间的实数。关于在加权函数4中的±号，负号(-)在两个相邻判定电平中央的左侧有效，而正号(+)在右侧有效。

此外，DD的普通函数是W(I)＝1。

图7A示出了图6B加权函数2对于GA-VSB的应用。而且图7B示出了一个改进的加权函数，其中为1的加权值被加到高于+7或低于-7的符号电平，因为在该最大符号电平处或比该电平更高处很小可能有错误判定。

然后，除法器370接收加权的相位误差，并以预定除数M(例如30)去除该值，以使相位跟踪环路不发散。累加器380对从除法器370输出的已被除过的相位误差值进行累加，并将累加的值输出到正弦和余弦表ROM390。

包括对应每一相位的正弦和余弦值的正弦和余弦表ROM390把与累加器380的输出相对应的正弦及余弦值输出到复合乘法器330。

同时，累加器380以足够的增益α(α≤1)乘以自除法器370接收的已加权相位误差，并将结果加到先前的输出值θ′_n-1。

θ′_n＝θ_n-1+αW(I_n)θ_n    …(24)

其中α是与相位校正带宽相关的一个值，θ′是最终残留相位误差值，θ是判定的相位误差值。n是当前符号间隔，n-1是先前符号间隔。

结果是，W(I_n)起到一个滤波器的作用，由取决于I值的一个数值乘以相位误差。所以，残留相位误差平稳地收敛(converges)，如同其已通过低通滤波器一样。换言之，该滤波器根据判定的可靠性执行后置滤波(post-filters)。

累加限制器400从估计器350接收I及I”通道的数据，产生I”-I的差值作为累加限制值。当I″通道数据绝对值是预定值时，即在电平6或更高(当它被确定为最大电平)时，累加限制器400把累加限制值限制成为在0.8-1.2范围内的近似值，并将该值输出到乘法器340。

当I”通道数据绝对值小于预定值时，累加限制器400还输出差值I”-I，作为累加限制值，到乘法器340。

图4作为例子采用了最简单的一阶环路，以描述利用本发明的相位误差检测方法的PTL的操作。但当环路具有更高阶时，则以高阶滤波器取代简单累加器。

另外，本发明的加权函数可根据通道状态而被自适应地应用。就是说，如在GA-VSB中那样，如果对应于两段每帧(场同步段)的序列(trainingsequence)被发送，就能确定一个判定的可靠性。由于加权函数能够根据所获得的可靠性加以调节，所以其性能可被改善，而且因此有可能自适应地将加权函数用于通道状态。

例如，当采用图6A的函数1且序列的判定误差已增加时，则该判定是不能被依据的。因而最好如图6E所示，要减小ΔI并增加符号A和B之间的区域。

图8是根据本发明另一实施例的QAM接收机框图。在R、L、Cupo和R、D、(Gitlin)等人的文章“用于数字数据通信接收机的自适应载波恢复系统”(见IEEE通信集1989年12月发表，1328-1339页)中，描述了传统QAM接收机的构成及操作。

图8中已接收的QAM信号只是I通道信号数据，通过对I通道数据的滤波，希尔伯特滤波器510恢复Q通道的数据，并输出I和Q通道数据。

带通(passband)式自适应均衡器520去除了包括在希尔伯特变换滤波器510的输出中的重影及噪声。该自适应均衡器520的输出X[nT]表示为： $x\left[\mathrm{nT}\right]=a\left[\mathrm{nT}\right]e^{j({\mathrm{\ω}}_0\mathrm{nT}\·\mathrm{\θ}[\mathrm{nT}\left]\right)}+v\left[\mathrm{nT}\right]---\left(25\right)$

其中a[nT]＝a_r[nT]+ja_i[nT]是第(n-1)个发送的符号，具有同相数据为a_r[nT]，而正交数据是a_i[nT]，W₀是发送的载波频率，T是符号周期，θ[nT]是没校正的载波相位，V[nT]是白高斯噪声。

通常载波相位误差θ[nT]包括三个成分，相位抖动(jitter)、频偏(offset)及相偏(offset)。

解调器530把出自均衡器520的信号与出自载波恢复器560的信号相乘，并将相乘的值送到限制器(slicer)540。

在此，已接收的信号载波和恢复的载波之间存在相位差。所以，限制器540和相位误差计算器550估计该相位误差。

在限制器540具有传统的固定DD系统判定区的场合，限制器540把已调信号发送的相位判定为基准相位±45°和±135°之一，它最接近于包括在解调器530的输出信号之中的相位差。

但本发明的限制器540使用了图6E的加权函数的判定区。即限制器540把包括在解调器530的输出信号中的相位差与出自预定加权函数的加权值相乘，并确定该发送的相位是最接近已加权相位差的基准相位。

根据出自限制器540的基准相位，相位误差计算器550输出估计的相位误差ε。

载波恢复电路560是一个相位锁定环路(PLL)，它根据估计值ε产生与调制载波一样的本机载波(local carrier)α’并将该本机载波α′输出到解调器530和再调制器/误差计算器570，以检测原始信号。

再调制/误差计算器570把从限制器540输出的信号和载波恢复器560的输出信号相乘，并输出该相乘值到均衡器520，因为自适应均衡器520是带通型。

本发明的相位误差检测方法是以图8中的QAM接收机为例加以描述的，但是也能用于多相移键控(MPSK)方式。

图9示出了图4中的本发明(A)的PTL模拟收敛特性与固定的DD系统(B)的特性的比较，其中存在45°的相位误差。

图10示出本发明(A)的QAM接收机的模拟收敛特性与传统固定DD系统(B)的特性的比较，其中存在45°的相位误差。

应用于图9和10的加权函数由图6B所示。

如图9和10所示，本发明(A)的相位误差检测方法给出的收敛特性具有比传统方式(B)小得多的浮动。

本发明的相位误差检测方法和PTL可容易地修正以适用于各种残留相位值的情况。最重要的是，可利用对应于GA-HDTV中的两段/每帧的发送序列检测通道的状态，以调节加权函数。结果是，增加了误差检测的可靠性。

而且，本发明的相位误差检测方法可用于所有的PTL判定，而不论其构形如何，且硬件的实施非常方便。本发明还可以方便地用于QAM或MPSK系统的接收机。

Claims (18)

1、一种数字VSB调制系统的通信装置中的相位误差检测方法，它包括如下步骤：

(a)通过数字化滤波发送的I通道的数据来恢复Q通道的数据；

(b)以预定加权的相位误差校正所说I通道和所说Q通道的数据；

(c)在预定的I通道电平值当中，判定一个最接近于该已校正相位的I通道数据的I通道电平值；

(d)从所说相位校正的I通道数据减去已判定的I通道电平值，并将相减结果乘以相减结果的符号，从而获得相位误差值；以及

(e)根据预定的加权函数，使所说相位误差值与加权值相乘，以将加权的相位误差值反馈回步骤(b)。

2、如权利要求1的相位误差检测方法，其中，

在步骤(e)中所说的加权函数W(I)由下式表达：

其中I是判定值。

3、如权利要求1的相位误差检测方法，其中，在所说步骤(e)中的加权函数W(I)由下式表示：

W(I)＝1－|I－I|＝1－(I-I)·sgn(I－I)

其中I是判定值。

4、如权利要求1的相位误差检测方法，其中，在所说步骤(e)中的加权函数W(I)由下式表示：

其中K是在0和1之间的实数，I是判定值。

5、如权利要求1的相位误差检测方法，其中，在所说步骤(e)中的加权函数W(I)由下式表示：

其中K是在0和1间的实数，I是判定值，且±号表示在判定值左侧的正值及在其判定值右侧的负值。

6、如权利要求1的相位误差检测方法，其中，在所说步骤(e)中包括以下步骤

(e1)利用包括在所说的  发送的I通道数据中的序列获得判定的可靠性；

(e2)根据所说的可靠性调节所说的加权函数；以及

(e3)根据所说的已调节的加权函数，用步骤(d)中所获得的相位误差乘以加权值，以将所说的加权的相位误差值反馈到所说的步骤(b)。

7、一种解调装置中用于解调相位调制信号的相位误差检测方法，包括以下步骤：

(a)通过数字滤波发送的相位调制信号，恢复一个信号

(b)把根据预定加权函数的加权值与包括在已恢复的信号中的相位差信息相乘，并产生所说的加权的相位差信息；

(c)把发送的所说相位调制信号的相位信息判定成为预定基准相位值之一，它最接近所说加权的相位差信息；以及

(d)利用所说加权的相位差信息和判定的相位信息之间的相位差，校正已恢复的信号的相位。

8、一种数字VSB调制系统的通信装置中的相位跟踪环路，包括：

恢复装置，用于通过数字化滤波发送的I通道的数据来恢复Q通道数据；

校正装置，以预定加权的相位误差值校正所说I通道数据和所说Q通道数据；

估计装置，在预定的I通道电平值当中用于估计一个最接近于已校正的I通道数据的I通道电平值；以及

检测装置，用于检测所说相位校正的I通道数据和所说已估计的I通道电平值之间的差值，将该所说的差值乘以该差值的符号以获得相位误差值，根据预定的加权函数将加权值应用于所说相位误差值，并将所说加权的相位误差值反馈到相位校正装置。

9、一种数字VSB调制系统的通信装置中的相位跟踪环路，该环路包括：

数字滤波装置，用于通过滤波发送的I通道数据来重构第一Q通道数据；

延迟装置，用于将所说I通道数据延迟所说数字滤波装置进行滤波的时间，以输出作为第一I通道数据的所说的延迟数据；

第一相乘装置，用于将所说的第一I通道数据和所说第一Q通道数据分别与预定的正弦和余弦值复合相乘，并分别输出相乘的数据值作为第二I通道数据和第二Q通道数据；

第二相乘装置，用于将所说第二I通道数据与预定的累加限制值相乘；

估计装置，用于接收所说的第二Q通道数据和所说第二相乘装置的输出信号，并响应预定的残留相位误差，估计最接近所说第二I通道数据的一个I电平值；

相位误差判定装置，根据所说第二Q通道数据的方向性，用于接收估计的I电平值、第二I通道数据和所说第二Q通道数据，并按照预定的加权函数将加权值应用于所说第二I通道数据和所说估计的I电平值之间的差值，并判定相位误差值；

除法装置，由一预定值去除所说相位误差判定装置的输出，并输出所说的已除过的相位误差值；

累加装置，用于依据一预定数目累加所说除法装置输出的已除相位误差；

正弦和余弦表存储装置，用于将对应于累加的相位误差值的先前存储的正弦和余弦值输出到所说的第一相乘装置；以及

累加限制装置，用于接收所说估计的I电平值和所说的第二I通道数据，并从所说的第二I通道数据减去所说的估计的I电平值，以将作为累加限制值的该差值输出到第二乘法装置。

10、如权利要求9的相位跟踪环路，其中，所说相位误差判定装置根据下列公式判定所说的相位误差值：

θ＝sgn(Q″)·(I″-I)………(22)

11、如权利要求9的相位跟踪环路，其中，所说相位误差判定装置根据下列公式判定所说的相位误差值：

θ＝sgn(Q″)·sgn(I″-I)………(23)

12、如权利要求9的相位跟踪环路，其中，所说的相位误差判定装置以从根据下列等式的加权函数W(I)获得的加权值乘以所说的相位误差值：

其中I是判定值。

13、如权利要求9的相位跟踪环路，其中，所说相位误差判定装置以从根据下列等式的加权函数W(I)获得的加权值乘以所说的相位误差值：

 W(I)＝I-|I-I|＝I-(I－I)·sgn(I-I)；

其中I是判定值。

14、如权利要求9的相位跟踪环路，其中，所说相位误差判定装置以从根据下列等式的加权函数W(I)获得的加权值乘以所说的相位误差值：

其中K是在0和1间的实数，I是判定值。

15、如权利要求9的相位跟踪环路，其中，所说相位误差判定装置以根据下列等式的加权函数W(I)获得的加权值乘以所说的相位误差值：

其中K是在0和1间的实数，I是判定值，而±号指示在判定值左侧的正值及在其右侧的负值。

16、如权利要求9的相位跟踪环路，其中，所说的累加限制装置接收所说的估计的I电平值和所说的第二I通道数据，从所说第二通道数据减去所说的估计的I电平值，并且当所说第二I通道数据的绝对值是基准值或高于该基准值时，在最接近所说差值的累加范围内、输出作为累加限制值的一个值而当所说第二I通道数据的绝对值低于所说基准值时，输出所说的差值作为累加值。

17、如权利要求9的相位跟踪环路，其中，所说相位误差判定装置包括一个滤波器，具有对应于所说预定的加权函数的一个响应。

18、如权利要求17的相位跟踪环路，其中，当所说的加权函数是高阶函数时，所说的累加装置包括高阶滤波器。

Images