JP2007124438A - 無線通信機の中間周波回路および中間周波信号処理方法 - Google Patents

Abstract

【課題】帯域制限フィルタに従来のアナログ的な帯域制限フィルタが使用でき、かつ、デジタル処理が容易な中間周波回路および中間周波回路信号処理方法を提供する。
【解決手段】ＦＭ変調中間周波信号の周波数を４５６ｋＨｚとし、セラミックバンドパスフィルタ１で帯域制限し、帯域制限されたＦＭ変調中間周波信号をＡ／Ｄコンバータ２によってサンプリング周波数９６ｋＨｚでアンダーサンプリングして２４ｋｈｚ（＝９６×１０／２−４５６）に信号がのった状態の信号を得て、該信号を発振周波数２４ｋｈｚのＤＤＳの出力を用いて直交変換し、直交変換出力をそれぞれ各別に第１および第２のＦＩＲ型ローパスフィルタに入力し、両ＦＩＲ型ローパスフィルタ９の出力の比の逆正接を逆正接演算回路１３にて演算して、復調するようにした。
【選択図】 図１

Description

本発明は無線通信機の中間周波回路および中間周波信号処理方法に関する。

陸上用移動無線通信機は、近年、全世界的に狭帯域化が進められており、例えば米国では狭帯域（１２．５ｋＨｚ帯域幅）から新狭帯域（６．２５ｋＨｚ帯域幅）への移行が検討されている。また、デジタル化と共に、狭帯域化にしたがい、アナログＦＭ方式から、より情報量を圧縮することができるデジタル方式への移行が注目されている。

従来のスーパーヘテロダイン方式のアナログ狭帯域ＦＭ無線通信機においては、第２中間周波数として４５０ｋＨｚや４５５ｋＨｚを使用することが多い。この周波数は従来から慣例的に使用されてきた周波数で、現在市場にあるＲＦ部品もこの周波数に合わせたものが多い。

一方、デジタル方式への移行では、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数をどのように定めるかという問題がある。これも慣用的に音声のＰＣＭ変換で利用される１２ｋＨｚ、２４ｋＨｚ、４８ｋＨｚ、または９６ｋＨｚが使用されることが多く、部品もこれらに対応したものが多い。同様にこのサンプリング周波数は、復調後のデジタルデータの通信レートでも多く見られる１２００ｂｐｓ、２４００ｂｐｓ、４８００ｂｐｓ、９６００ｂｐｓとの相性が良いという意味からも好まれて使用される。例えば第２中間周波信号のデジタル処理に際して１２ｋＨｚでサンプリングしたものを復調処理して、デジタルビットデータに変換した場合、１０サンプリング毎に１ビットが出てきて（１２００ｂｐｓの場合）好都合である。なお、強いて言えばＳＤＰの信号処理のノウハウについては、ＣＱ出版社の「ＤＳＰ処理のノウハウ」という文献がある。（例えば、非特許文献１参照）。
西村芳一著 「ＤＳＰ処理のノウハウ」 ＣＱ出版社 ２０００年５月

しかし、上記したような新狭帯域化に対応させ、かつデジタル化させた無線通信機における基準的な中間周波回路はなかった。

本発明は、帯域制限フィルタに従来のアナログ的な帯域制限フィルタが使用でき、かつ、デジタル処理が容易な中間周波回路および中間周波信号処理方法を提供することを目的とする。

本発明の請求項１にかかる無線通信機の中間周波回路は、無線通信機の中間周波回路であって、ＦＭ変調中間周波信号の帯域制限をするバンドパスフィルタと、バンドパスフィルタからの出力信号をダウンサンプリングによりＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータと、Ａ／Ｄコンバータからの出力を直交変換する直交変換手段と、直交変換手段からの直交変換出力をそれぞれ各別に入力する第１および第２のＦＩＲ型ローパスフィルタと、第１および第２のＦＩＲ型ローパスフィルタの出力の比の逆正接を演算する逆正接演算回路とを備え、前記中間周波数信号の中心周波数をＩｆ、Ａ／Ｄコンバータのサンプリング周波数をＡｄ、ｎを１以上の正の整数としたとき、中間周波数信号の中心周波数ＩｆとＡ／Ｄコンバータのサンプリング周波数Ａｄとの間に
Ｉｆ＝Ａｄ（２ｎ−１）／４
との関係を有するように前記中間周波数信号の中心周波数およびＡ／Ｄコンバータのサンプリング周波数を設定したことを特徴とする。

本発明の請求項４にかかる無線通信機の中間周波回路は、無線通信機の中間周波回路であって、ＦＭ変調中間周波信号の帯域制限をするバンドパスフィルタと、バンドパスフィルタからの出力信号をダウンサンプリングによりＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータと、Ａ／Ｄコンバータからの出力を複素変換する複素変換手段と、複素変換手段からの出力中のキャリア周波数を前記サンプリング周波数の１／４のキャリア周波数に変換するするキャリア周波数変換手段と、キャリア周波数変換手段からの変換出力を直交変換する直交変換手段と、直交変換手段からの直交変換出力をそれぞれ各別に入力する第１および第２のＦＩＲ型ローパスフィルタと、第１および第２のＦＩＲ型ローパスフィルタの出力の比の逆正接を演算する逆正接演算回路とを備えたことを特徴とする。

本発明の請求項７にかかる無線通信機の中間周波信号処理方法は、無線通信機の中間周波信号処理方法であって、ＦＭ変調中間周波信号をバンドパスフィルタで帯域制限し、バンドパスフィルタからの出力信号をダウンサンプリングによりＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ出力を直交変換し、直交変換出力の高域成分をそれぞれ各別に除去し、前記高域成分が除去されたそれぞれの信号の比の逆正接を演算し、前記中間周波数信号の中心周波数をＩｆ、Ａ／Ｄ変換のときのサンプリング周波数をＡｄ、ｎを１以上の正の整数としたとき、前記中間周波数信号の中心周波数ＩｆとＡ／Ｄコンバータのサンプリング周波数Ａｄとの間に
Ｉｆ＝Ａｄ（２ｎ−１）／４
との関係を有するように前記中間周波数信号の中心周波数およびＡ／Ｄ変換のときのサンプリング周波数を設定することを特徴とする。

本発明の請求項８にかかる無線通信機の中間周波信号処理方法は、無線通信機の中間周波信号処理方法であって、ＦＭ変調中間周波信号をバンドパスフィルタで帯域制限し、バンドパスフィルタからの出力信号をダウンサンプリングによりＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換出力を複素変換し、複素変換出力中のキャリア周波数を前記サンプリング周波数の１／４のキャリア周波数に周波数変換し、キャリア周波数変換を直交変換し、直交変換出力の高域成分をそれぞれ各別に除去し、前記高域成分が除去されたそれぞれの信号の比の逆正接を演算することを特徴とする。

本発明の請求項１および７にかかる無線通信機の中間周波回路および中間周波信号処理方法によれば、セラミックバンドパスフィルタにより帯域制限されたＦＭ変調中間周波信号がダウンサンプリングによりＡ／ＤコンバータにてＡ／Ｄ変換され、Ａ／Ｄコンバータからの出力が直交変換され、直交変換出力がそれぞれ各別に第１および第２のＦＩＲ型ローパスフィルタによって高域成分が制限され、第１および第２のＦＩＲ型ローパスフィルタの出力の比の逆正接が逆正接演算回路にて演算される。しかるに、Ａ／Ｄコンバータからはサンプリング周波数の１／４の周波数であるキャリア周波数に信号がのった状態で出力されるために、直交変換手段、第１および第２のＦＩＲ型ローパスフィルタの演算処理が低減される。

本発明の請求項４および８にかかる無線通信機の中間周波回路および中間周波信号処理方法によれば、セラミックバンドパスフィルタにより帯域制限されたＦＭ変調中間周波信号がダウンサンプリングによりＡ／ＤコンバータにてＡ／Ｄ変換され、Ａ／Ｄコンバータからの出力が複素変換され、複素変換出力のキャリア周波数がキャリア周波数変換手段によりサンプリング周波数の１／４の周波数であるキャリア周波数に変換され、キャリア変換出力が直交変換され、直交変換出力がそれぞれ各別に第１および第２のＦＩＲ型ローパスフィルタによって高域成分が制限され、第１および第２のＦＩＲ型ローパスフィルタの出力の比の逆正接が逆正接演算回路にて演算される。しかるに、複素変換されたＡ／Ｄコンバータの出力中のキャリア周波数はサンプリング周波数の１／４の周波数であるキャリア周波数に周波数変換され、キャリア周波数変換出力はサンプリング周波数の１／４の周波数であるキャリア周波数に信号がのった状態で出力されるために、直交変換手段、第１および第２のＦＩＲ型ローパスフィルタの演算処理が低減される。

以下、本発明にかかる無線通信機の中間周波回路を実施の形態によって説明する。

図１は本発明の実施の第一の形態にかかる無線通信機における受信部の中間周波回路の構成を示すブロック図である。

本発明の実施の第一の形態にかかる無線通信機における受信部の中間周波回路は図１に示す如く、ＦＭ変調されたＲＦ受信信号を周波数変換して第１中間周波信号に変換し、第１中間周波信号を更に周波数変換して第２中間周波信号に変換し、第２中間周波信号を狭帯域のセラミックバンドパスフィルタ１に供給して帯域制限を行う。ここで第２中間周波信号の中心周波数（キャリア周波数）は４５６ｋＨｚに設定してある。

セラミックバンドパスフィルタ１にて帯域制限された第２中間周波数信号は、Ａ／Ｄコンバータに供給してアンダーサンプリングの手法によりＡ／Ｄ変換する。ここで、サンプリング周波数ｆｓをｆｓ＝９６ｋＨｚにてサンプリングしてデジタル変換する。サンプリング周波数より高い周波数成分は、サンプリング周波数の１／２の倍数毎に折り返して投影される。

サンプリング周波数ｆｓ＝９６ｋＨｚとしたのは、第２中間周波数４５６ｋＨｚとした場合、Ａ／Ｄコンバータ２においてサンプリング周波数の１／２の１０倍である４８０ｋＨｚと第２中間周波数４５６ｋＨｚの差である２４ｋＨｚに中心周波数があるように変換されてデジタル化される。即ち、Ａ／Ｄコンバータ２の出力は模式的に言えば、キャリア周波数（中心周波数）２４ｋＨｚに信号がのった状態の９６ｋＨｚの信号となる。

このように、本発明にかかる実施の第一の形態の無線通信機の中間周波回路は、中間周波数４５６ｋＨｚの第２中間周波信号を狭帯域のセラミックバンドパスフィルタ１に供給して隣接チャンネルの信号を除去したうえ、Ａ／Ｄコンバータ２に供給してサンプリング周波数ｆｓ（＝９６ｋＨｚ）によりアンダーサンプリングしてデジタル変換し、Ａ／Ｄコンバータ２からの出力をＤＳＰ、ＦＰＧＡまたはＡＳＩＣなどで構成されたデジタル信号処理部３にてデジタル信号処理して、復調のうえ出力する。デジタル信号処理部３に代わってデジタル回路で構成してもよい。

ここで、第２中間周波信号の周波数を４５６ｋＨｚに設定し、Ａ／Ｄコンバータ２のサンプリング周波数を９６ｋＨｚに設定した例を示したが、これは、Ａ／Ｄコンバータ２の出力中におけるキャリア周波数（中心周波数＝２４ｋＨｚ）がサンプリング周波数（＝９６ｋＨｚ）の１／４倍になるようにするためである。このようにすることで、後記するように、後段の処理が簡単になる。

この場合の第２中間周波数の設定とサンプリング周波数との関係を一般化して示せば、第２中間周波数をＩｆ、サンプリング周波数をＡｄ、ｎを１以上の正の整数として、次式の如くになる。
（Ａｄ／２）ｎ−Ｉｆ＝Ａｄ／４ から、
Ｉｆ＝Ａｄ（２ｎ−１）／４
第２中間周波数を４５６ｋＨｚに設定し、サンプリング周波数を９６ｋＨｚに設定した上記の例はｎ＝１０に設定した場合である。

このように、第２中間周波数を従来の４５５ｋＨｚではなく、４５６ｋＨｚとし、Ａ／Ｄコンバータ２は入手しやすく、かつＡ／Ｄコンバータ２のサンプリング周波数は復調後のビットレート（前記した１２００ｂｐｓの倍で構成されるもの）とも親和性のよい９６ｋＨｚとした。

図２はデジタル信号処理部３の構成を示すブロック図である。デジタル信号処理部３では、Ａ／Ｄコンバータ２の出力をデジタル処理にて処理することは勿論であり、次に説明する。

Ａ／Ｄコンバータ２の出力は、最初に隣接チャンネルの信号を除去し、かつ必要帯域の信号を取り出すためにＦＩＲ型バンドパスフィルタ４に供給して帯域幅を制限する。隣接チャンネルの信号の除去と信号ノイズ除去比の改善とのために、ＦＩＲ型バンドパスフィルタ４には急峻な遷移域が求められる。なお、ＦＩＲ型バンドパスフィルタ４の遅延特定は平坦であることが求められる。このために、ＩＩＲ型バンドパスフィルタよりもＦＩＲ型バンドパスフィルタが好都合である。

９６ｋＨｚサンプルで中心周波数２４ｋＨｚのバンドパスフィルタを構成する場合、ＦＩＲ型バンドパスフィルタ４に次数（タップ数）が奇数のものを用いる。これは規格化周波数０．２５を中心に対称形で奇数次のＦＩＲ型バンドパスフィルタ４を設計すると、フィルタ係数がサンプリング時間の２倍ごとに０点を通過するようになるため、フィルタ係数が１つ飛びに０になることを利用して、ＦＩＲ型バンドパスフィルタ４の積和演算の回数を半分にすることができて、演算処理量を削減することができるためである。

次に、復調にｔａｎ^―１演算処理によるＦＭ復調をするために、ＦＩＲ型バンドパスフィルタ４の出力を直交変換する。この直交変換は、中心周波数（キャリア周波数）である２４ｋＨｚの発振をするダイレクトデジタル周波数シンセサイザ（ＤＤＳ）５からの出力（正弦波）とＦＩＲ型バンドパスフィルタ４の出力とを乗算器８にて乗算し、ＤＤＳ５からの出力をπ／２ラジアン移相器６にてπ／２ラジアン移相した信号（余弦波）とＦＩＲ型バンドパスフィルタ４の出力とを乗算器７にて乗算して行う。ここで、ＤＤＳ５と移相器６と乗算器７および８とは直交変換手段を構成している。

ここで、キャリア周波数（２４ｋＨｚ）はサンプリング周波数（９６ｋＨｚ）の１／４であるため、正弦波は０、１、０、−１となり、余弦波は１、０、−１、０となって、複雑なＤＤＳは不要なり、バンドパスフィルタ４からの出力とＤＤＳ５からの出力１との乗算ではバンドパスフィルタ４からの出力データをそのまま出力し、バンドパスフィルタ４からの出力とＤＤＳ５からの出力０との乗算はバンドパスフィルタ４からの出力データをクリアし、バンドパスフィルタ４からの出力とＤＤＳ５からの出力−１との乗算はバンドパスフィルタ４からの出力データの正負の反転処理することで実現できて、乗算器７および８における演算処理は簡単になる。

さらに、ＤＤＳには周波数シンセサイズのために普通は、精度に見合った記憶容量の大きい記憶テーブルを必要とするが、ＤＤＳ５では正弦波は０、１、０、−１となり、余弦波は１、０、−１、０となって、波形テーブルは不要となり、構成は簡単になると共に波形テーブルによる誤差もなくなる。

乗算器７および８による直交変換出力はそれぞれローパスフィルタ９および１１に各別に供給して高域成分を除去する。この場合ローパスフィルタ９および１１をＦＩＲ型ローパスフィルタにて構成した場合、直交変換におけるＤＤＳ５の出力（０、１、０、−１）が０となるとき、即ち４回の内２回はＦＩＲ型ローパスフィルタ９および１１における積和演算処理はスキップすることができて、ＦＩＲ型ローパスフィルタ９および１１における演算処理量が減少する。

ＦＩＲ型ローパスフィルタ９および１１からの出力は各別に間引き回路１０および１２に供給して、１／２の間引きを行い４８ｋＨｚの出力を得て、間引き回路１０の出力（ｘ（ｋ））と間引き回路１２の出力（ｙ（ｋ））との比の逆正接ｔａｎ^−１｛ｘ（ｋ）／（ｙ（ｋ）｝を逆正接演算回路１３にて演算し、逆正接演算回路１３の出力を、遅延回路１４と微分回路１５に供給して遅延出力と微分出力とによってＦＭ復調する。

このように、Ａ／Ｄコンバータ２でのサンプリング周波数を９６ｋＨｚに設定し、第２中間周波数を４５６ｋＨｚに設定することによって、デジタル信号処理部３におけるＦＩＲ型バンドパスフィルタ４、ＤＤＳ５、乗算器７および８、ＦＩＲ型ローパスフィルタ９および１１における演算処理量は削減できて、デジタル信号処理部３における演算処理は簡単になる。

また、セラミックバンドパスフィルタ１は、中心周波数４５６ｋＨｚの狭帯域のものでよいが、隣接チャンネルの除去はデジタル信号処理部３においてＦＩＲ型バンドパスフィルタ４で行うので、中心周波数は第２中間周波数に必ずしも一致しなくてもよい。また、帯域幅もＡ／Ｄコンバータ２のサンプリング周波数の１／２以上の帯域が十分に除去されておれば、比較的に広くてもよい。

狭帯域の通信も、新狭帯域の通信も行える共用の無線通信機の場合には、狭帯域の動作時に処理負荷を減らしたい場合は、セラミックバンドパスフィルタ１の中心周波数は第２中間周波数と同一にして、帯域幅を狭帯域でも隣接チャンネル除去に対応できるものを選択することで、デジタル処理のＦＩＲ型バンドパスフィルタ４が不要になり、演算処理負荷が抑えられる。

本発明の実施の第一の形態にかかる無線通信機における受信部の中間周波回路によれば、中間周波数を４５６ｋＨｚとし、Ａ／Ｄコンバータのサンプリング周波数を９６ｋＨｚにしたことにより、ＦＩＲ型バンドパスフィルタ４、ＦＩＲ型ローパスフィルタ９および１１の演算処理量や、ＤＤＳ５、乗算器７および８の演算処理量を大幅に減らすことができるという効果を得ることができる。更に、デジタル信号演算部３での演算処理量が減少するために、消費電力が減少するという効果も得られる。さらに、セラミックバンドパスフィルタ１は、急峻な特性のものは必要なく、安価で強度の高いものが使用できるという効果も得られる。

ここで、Ａ／Ｄコンバータ２のサンプリング周波数を９６ｋＨｚとし、仮に中間周波数を従来の場合と同様に４５５ｋＨｚとした場合は、サンプリング周波数の１／２の１０倍である４８０ｋＨｚと第２中間周波数４５５ｋＨｚの差である２５ｋＨｚに中心周波数があるように変換されてデジタル化される。即ち、Ａ／Ｄコンバータ２の出力は模式的に言えば、キャリア周波数（中心周波数）２５ｋＨｚに信号がのった９６ｋＨｚのＦＭ信号となり、ＤＳＰ、ＦＰＧＡまたはＡＳＩＣなどのデジタル信号処理部にてデジタル信号処理して検波出力を得ることになる。

しかしこの場合には、ＦＩＲ型バンドパスフィルタを介した出力を直交変換し、直交変換された出力をＦＩＲ型ローパスフィルタに供給し、１／２間引いたうえ逆正接演算して復調することになる。この場合、直交変換におけるＤＤＳはキャリア周波数である２５ｋＨｚの正弦波の周波数を発振させることになるが、サンプリング周波数９６ｋＨｚの１／４であるキャリア周波数２４ｋＨｚではないために、ＤＤＳに２５ｋＨｚの正弦波および余弦波のテーブルを記憶させた記憶容量の波形メモリを必要とし、内部サンプリング周波数とキャリア周波数との関係によっては非常に大きな記憶容量の波形メモリを必要とし、更に波形メモリによる誤差も免れず、さらに直交変換のための乗算器の構成も、後続のフィルタでの演算処理も簡単化することはできず、本発明の実施の第一の形態による中間周波回路による場合の効果を得ることはできない。

次に、本発明にかかる無線通信機の中間周波回路の実施の第二の形態について説明する。

図３および４は本発明の実施の第二の形態にかかる無線通信機における受信部の中間周波回路の構成を示すブロック図である。

本発明の実施の第二の形態にかかる無線通信機における受信部の中間周波回路は図３に示す如く、ＦＭ変調されたＲＦ受信信号を周波数変換して第１中間周波信号を得、更に第１中間周波信号を周波数変換して得た第２中間周波信号を狭帯域のセラミックバンドパスフィルタ１Ａに供給して帯域制限を行う。

ここで第２中間周波信号の中心周波数は４５５ｋＨｚに設定してあって、第２の中間周波数は従来の場合における中間周波数４５０ｋＨｚ、４５５ｋＨｚの場合の一方の４５５ｋＨｚに合わせてある。これは、第２中間周波数は慣例的に４５０ｋＨｚ、または４５５ｋＨｚが多く使用されており、使用することができる部品数も豊富であるため、部品コストも低くなるためである。

４５５ｋＨｚの第２中間周波信号は狭帯域のセラミックバンドパスフィルタ１Ａに供給し、狭帯域のセラミックバンドパスフィルタ１Ａからの出力はＡ／Ｄコンバータ２Ａに供給してサンプリング周波数９６ｋＨｚで２５ｋＨｚ（＝（９６ｋＨｚ／２）×１０−４５５ｋＨｚ）にアンダーサンプリングしてデジタル変換し、Ａ／Ｄコンバータ２Ａからの出力をＤＳＰ、ＦＰＧＡまたはＡＳＩＣなどで構成されたデジタル信号処理部３Ａにてデジタル信号処理して、復調のうえ出力する。

Ａ／Ｄコンバータ２Ａの出力信号はキャリア周波数（中心周波数）２５ｋＨｚに信号がのった状態の９６ｋＨｚの信号となる。デジタル信号処理部３Ａでは、先ずＡ／Ｄコンバータ２Ａの出力信号を複素変換する。複素変換にはヒルベルト変換を用いる。次いで、複素変換出力の中心周波数２５ｋＨｚを、中心周波数２４ｋＨｚ（＝９６ｋＨｚ／４）に変換する。

Ａ／Ｄコンバータ２Ａの出力信号は、ＦＩＲ型フィルタで構成されたヒルベルト変換フィルタ２１に供給してフィルタ処理してπ／２ラジアン移相させると共に、遅延回路２２に供給して遅延させて、複素変換する。遅延回路２２はヒルベルト変換フィルタ２１のフィルタ処理に要する時間入力を遅延させる。ここで、ヒルベルト変換フィルタ２１と遅延回路２２は複素変換手段を構成している。

複素変換出力のキャリア周波数変換は、１ｋＨｚ（＝２５ｋＨｚ−２４ｋＨｚ＝４５６ｋＨｚ−４５５ｋＨｚ）の複素信号を発振させ、発振出力に元の複素信号を乗算して実数成分のみを取り出すことによって行い、これによって中心周波数２５ｋＨｚの信号が中心周波数２４ｋＨｚの信号に変換されて出力される。

キャリア周波数２５ｋＨｚの複素変換出力のキャリア周波数２４ｋＨｚへのキャリア周波数の変換は具体的には次のようにして行う。すなわち、ＤＤＳ２３によって１ｋＨｚの正弦波信号を発振させ、ＤＤＳ２３からの正弦波出力とヒルベルト変換フィルタ２１の出力である虚数成分とを乗算器２５にて乗算して実数信号成分を得て、ＤＤＳ２３からの出力をπ／２ラジアン移相器２４にてπ／２ラジアン移相させて余弦波を得て、遅延回路２２からの出力である実数成分と移相器２５からの出力とを乗算器２６にて乗算して実数信号成分を得て、乗算器２５の出力と乗算器２６の出力とを加算器２７にて加算することによってキャリア周波数（中心周波数）２４ｋＨｚの信号に変換し、キャリア周波数（中心周波数）２４ｋＨｚに信号がのった９６ｋＨｚの信号を得る。ここで、ＤＤＳ２３とπ／２ラジアン移相器２４と乗算器２５および２６と加算器２７とはキャリア周波数変換手段を構成している。

ここで、遅延回路２２による遅延時間は前記のように、ヒルベルト変換フィルタ２１の処理による遅延時間（虚数部の遅延時間）と時間を合わせるためのものであり、ヒルベルト変換フィルタ２１のタップ数に応じて設定される。加算器２７の出力に対して、デジタル信号処理部３と同一のデジタル信号処理を行う。

本発明にかかる無線通信機の中間周波回路の実施の第二の形態の場合において、ＤＤＳ２３の周波数を０Ｈｚとした場合は４５６ｋＨｚの第２中間周波数に対応し、ＤＤＳ２３の発振周波数を６ｋＨｚとした場合は４５０ｋＨｚの第２中間周波数に対応するため、ソフトウエアで第２中間周波数を選択することもできる。したがって、ＤＤＳ２３の周波数を選定することで様々な中間周波数に対応することができる。

本発明にかかる無線通信機の中間周波回路の実施の第二の形態の場合、加算器２７以後における信号処理の軽減は本発明にかかる無線通信機の中間周波回路の実施の第一の形態の場合と同様であるが、一方、ヒルベルト変換とＤＤＳ２３による周波数変換のための信号処理が増加する。しかるに、ヒルベルト変換フィルタ２１は３０タップ前後のＦＩＲ型フィルタによって実現でき、ＤＤＳ２３もそれほどの処理負荷はなく、多くても５０タップのＦＩＲ型フィルタと同程度の演算処理負荷となり、本発明にかかる無線通信機の中間周波回路の実施の第一の形態の場合から増加する処理分は８０タップ程度のＦＩＲ型フィルタ相当分ですむ。

本発明の実施の第一の形態にかかる無線通信機における受信部の中間周波回路の構成を示すブロック図である。 図１におけるデジタル信号処理部の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の第二の形態にかかる無線通信機における受信部の中間周波回路の構成を示すブロック図である。 図３におけるデジタル信号処理部の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１および１Ａ セラミックバンドパスフィルタ
２および２Ａ Ａ／Ｄコンバータ
３および３Ａ デジタル信号処理部
４ ＦＩＲ型バンドパスフィルタ
５および２３ ＤＤＳ
６および２４ π／２ラジアン移相器
７、８、２５および２６ 乗算器
９および１１ ＦＩＲ型ローパスフィルタ
１０および１２ 間引き回路
１３ 逆正接演算回路
１４および２２ 遅延回路
１５ 微分回路
２１ ヒルベルト変換フィルタ
２７ 加算器

Claims (8)

1. 無線通信機の中間周波回路であって、ＦＭ変調中間周波信号の帯域制限をするバンドパスフィルタと、バンドパスフィルタからの出力信号をダウンサンプリングによりＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータと、Ａ／Ｄコンバータからの出力を直交変換する直交変換手段と、直交変換手段からの直交変換出力をそれぞれ各別に入力する第１および第２のＦＩＲ型ローパスフィルタと、第１および第２のＦＩＲ型ローパスフィルタの出力の比の逆正接を演算する逆正接演算回路とを備え、前記中間周波数信号の中心周波数をＩｆ、Ａ／Ｄコンバータのサンプリング周波数をＡｄ、ｎを１以上の正の整数としたとき、中間周波数信号の中心周波数ＩｆとＡ／Ｄコンバータのサンプリング周波数Ａｄとの間に
   Ｉｆ＝Ａｄ（２ｎ−１）／４
   との関係を有するように前記中間周波数信号の中心周波数およびＡ／Ｄコンバータのサンプリング周波数を設定したことを特徴とする無線通信機の中間周波回路。
2. 請求項１記載の無線通信機の中間周波回路において、Ａ／Ｄコンバータからの出力を入力とし、出力を直交変換手段へ送出するＦＩＲ型バンドパスフィルタを備え、ＦＩＲ型バンドパスフィルタの中心周波数を（Ａｄ／２）ｎ−Ｉｆ＝Ａｄ／４としたことを特徴とする無線通信機の中間周波回路。
3. 請求項１記載の無線通信機の中間周波回路において、中間周波数信号の中心周波数を４５６ｋＨｚとし、かつＡ／Ｄコンバータのサンプリング周波数を９６ｋＨｚとしたことを特徴とする無線通信機の中間周波回路。
4. 無線通信機の中間周波回路であって、ＦＭ変調中間周波信号の帯域制限をするバンドパスフィルタと、バンドパスフィルタからの出力信号をダウンサンプリングによりＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータと、Ａ／Ｄコンバータからの出力を複素変換する複素変換手段と、複素変換手段からの出力中のキャリア周波数を前記サンプリング周波数の１／４のキャリア周波数に変換するするキャリア周波数変換手段と、キャリア周波数変換手段からの変換出力を直交変換する直交変換手段と、直交変換手段からの直交変換出力をそれぞれ各別に入力する第１および第２のＦＩＲ型ローパスフィルタと、第１および第２のＦＩＲ型ローパスフィルタの出力の比の逆正接を演算する逆正接演算回路とを備えたことを特徴とする無線通信機の中間周波回路。
5. 請求項４記載の無線通信機の中間周波回路において、キャリア周波数変換手段からの出力を入力とし、出力を直交変換手段へ送出するＦＩＲ型バンドパスフィルタを備え、ＦＩＲ型バンドパスフィルタの中心周波数をＡ／Ｄコンバータのサンプリング周波数の１／４としたことを特徴とする無線通信機の中間周波回路。
6. 請求項４記載の無線通信機の中間周波回路において、Ａ／Ｄコンバータのサンプリング周波数を９６ｋＨｚとしたことを特徴とする無線通信機の中間周波回路。
7. 無線通信機の中間周波信号処理方法であって、ＦＭ変調中間周波信号をバンドパスフィルタで帯域制限し、バンドパスフィルタからの出力信号をダウンサンプリングによりＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ出力を直交変換し、直交変換出力の高域成分をそれぞれ各別に除去し、前記高域成分が除去されたそれぞれの信号の比の逆正接を演算し、前記中間周波数信号の中心周波数をＩｆ、Ａ／Ｄ変換のときのサンプリング周波数をＡｄ、ｎを１以上の正の整数としたとき、前記中間周波数信号の中心周波数ＩｆとＡ／Ｄコンバータのサンプリング周波数Ａｄとの間に
   Ｉｆ＝Ａｄ（２ｎ−１）／４
   との関係を有するように前記中間周波数信号の中心周波数およびＡ／Ｄ変換のときのサンプリング周波数を設定することを特徴とする無線通信機の中間周波信号処理方法。
8. 無線通信機の中間周波信号処理方法であって、ＦＭ変調中間周波信号をバンドパスフィルタで帯域制限し、バンドパスフィルタからの出力信号をダウンサンプリングによりＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換出力を複素変換し、複素変換出力中のキャリア周波数を前記サンプリング周波数の１／４のキャリア周波数に周波数変換し、キャリア周波数変換を直交変換し、直交変換出力の高域成分をそれぞれ各別に除去し、前記高域成分が除去されたそれぞれの信号の比の逆正接を演算することを特徴とする無線通信機の中間周波信号処理方法。
   
   
   

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