JP5628161B2 - 直接直交サンプリング装置および方法 - Google Patents

Description

本願は、２００８年６月２７日出願の米国非暫定特許出願第１２／１６３，９６２号に基づく優先権を主張するものであり、この内容は参照により本明細書中に組み込まれる。

本開示は、バンドパス信号のサンプリングに関し、より具体的には、ブロードバンド直交信号の直接アナログ・デジタル変換に関する。

受信信号から情報を効率的に抽出するため、幅広い様々な用途で直交信号処理が利用されている。このような用途には、画像通信および配信システム、ならびに無線データおよび／または音声通信などが含まれてもよいが、これらに限定されるものではない。このような用途は、コヒーレント通信システムとして知られているシステムに大別され得る。これらのシステムは典型的には、受信信号の位相を維持し、その中で符号化された任意の情報の信頼できる抽出を可能とする。

コヒーレント通信システムの場合、直交信号の表現は、位相情報を抽出するための便利な形式を提供する。さらに、直交形式で表現された信号は、ベースバンドを中心とする正および負の周波数の一義的な検出を可能とする。受信信号の直交形式を用いることにより、周波数弁別をわかりやすいものにできる。

受信信号を直交形式に変換する技法は、直交サンプリング、または同相／直交（ＩＱ）サンプリングとして周知である。図１Ａに示すように、従来、これは、まず搬送波周波数を中心とするバンドパス信号を、直流（ＤＣ）（つまり、ゼロＩＦ（中間周波数））を中心とする同相（Ｉ）および直交（Ｑ）ベースバンド信号に下方変換し、次にこれらの信号を２つの別個のＩおよびＱアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）によりサンプリングすることで達成され得る。別の方法では、図１Ｂに示すように、より高い速度（図１Ａに示すよりも少なくとも２倍高い速度、つまり、ナイキスト速度の少なくとも４倍の速度で）でＩおよびＱを逐次的にサンプリングするように１台のＡＤＣが使用されてもよい。これらの方法は、ＩおよびＱのサンプリングの前に周波数変換するステップを伴うため、「間接直交サンプリング」と呼ばれる場合がある。一方、直接直交サンプリングは、ゼロＩＦへの変換せずに信号を直接サンプリングすることを意味する。

図１Ａは、従来の「間接」直交サンプリングの一例を示す。これには、局所発振器１１８と、移相器１１６と、第１および第２の乗算器１０２および１１４と、第１および第２のローパスフィルター（ＬＰＦ）１０４および１１２と、第１および第２のＡＤＣ１０６および１１０と、を含んでもよい。ＩおよびＱチャネルの出力は、任意の処理装置、例えば、デジタル信号プロセッサー（ＤＳＰ）１０８に渡されてもよいし、または、以降の処理のためにデジタル的に記録されてもよい。

図１Ｂは、ＩサンプルおよびＱサンプルを生成するために、１つのＡＤＣ１２２だけが必要となるよう（しかしながら２倍の速度サンプリングする）、ＩチャネルおよびＱチャネルの両方を逐次的にサンプリングするため、ＡＤＣ１０６およびＡＤＣ１１０をスイッチ１２０と置換し得る、従来の間接サンプリングアーキテクチャーの別の例を示す。ＡＤＣの数を減らすことで、ＩＱのマッチングを改善し、コストを低減し得る。ＩチャネルおよびＱチャネルは、スイッチ１２０によって「直列に」サンプリングされるため、その結果生じるＩサンプルおよびＱサンプルはサンプル時間の約半分ほど時間においてずれが生じ、さらなる処理に対して、時間的に整列させる必要がでてくる。

図１Ｃは、ＩＦ周波数における従来の直交サンプリングの例を示す。この例において、入力信号は、最初は４７６ＭＨｚのＲＦ周波数を中心としてもよい。入力信号は、信号増幅器１３０および局所発振器（ＬＯ）１３５により生成された４７１．１ＭＨｚの正弦波信号によって、４．９ＭＨｚを中心とするＩＦ信号に下方変換され得る。周波数がシフトした画像は、バンドパスフィルター１４０によりフィルタリングすることで除去され得る。フィルタリングされたＩＦ信号は、ＩＦ中心周波数（例：１９．６ＭＨｚ）の４倍のクロック速度を用いて、ＡＤＣ１４５によりサンプリングされ得る。分波器１５０は、ＩＦ中心周波数（例：９．８ＭＨｚ）の２倍でＩＦサンプルを分波し得る。次に分波された各ストリームはそれぞれ、ＩＦ中心周波数速度（例：４．９ＮＨｚ）の１倍で、ＩＦ信号を多重化（符号反転を実行）することで、ベースバンドに下方変換され得る。

直交サンプリングを正確に実行するための従来の技法は、システムのサンプリングクロック周波数に対応した単一周波数周辺の狭い周波数範囲（例えば、１％程度）に制限され得る。この制限は、ＩＦ信号の周波数がサンプリング周波数からずれるので、ＩサンプルおよびＱサンプル間の位相オフセットが９０度ずれる場合があるために生じる。さらに、従来の技法は、ＲＦ入力信号を直接サンプリングできず、典型的には、サンプリング前に少なくとも１つの周波数下方変換ステップを必要とする。

従って、これらの従来の技法は、広比帯域幅を有する広帯域信号に適さない場合がある。システム性能の改善に対する高まりつつある期待を鑑みれば、広帯域信号を用いることは、ますます一般化しつつある。直交ＡＤＣの周波数範囲を拡大する従来の手法は、より複雑な処理アーキテクチャーという結果になり得る。このような手法は、しばしば調整可能な局所発振器周波数を用いたベースバンドへの周波数変換を伴うことがある。このベースバンドは、直交信号を供給するため、適切に混合され、次にＡＤＣによってサンプリングされる。従来の広帯域信号の直交サンプリングのための従来の手法の複雑さの増加を鑑みれば、このような実施はコストの増加、信頼性の低下、および性能の低下に関連し得る。

従って、広帯域信号に適用し、さらに前述の従来手法の問題を回避し得る直接直交サンプリング技法が必要である。

信号の直接直交サンプリングの装置および方法を本明細書に開示する。バンドパス信号の直交ベースバンド成分をサンプリングする一実施形態は、バンドパス信号を受信することと、第１のサンプリングクロックおよび第２のサンプリングクロックを用いてバンドパス信号をサンプリングすることであって、第１および第２のサンプリングクロックは、同じ周波数を有し、所定の位相によりオフセットされるサンプリングすることと、ベースバンド同相および直交成分に対応した同相および直交サンプルを生成するためにサンプリングされた信号を時間的に整列させることとを含む。

バンドパス信号の直交ベースバンド成分をサンプリングする別の実施形態は、実数値のバンドパス信号を受信することと、第１のアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）を用いてバンドパス信号をデジタル化することによって、第１のサンプルセットを生成することと、第１および第２のＡＤＣが同じ周波数を有し、かつ所定の位相によってオフセットされ得るクロック信号を使用し得る、第２のＡＤＣを用いてバンドパス信号をデジタル化することで、第２のサンプルセットを生成することと、補間された第１のサンプルセットおよび第２のサンプルセットを同期させるために、第２のサンプルセット内の対応するサンプルに各補間されたサンプルが一致し得るように第１のサンプルセットを補間することであって、補間された第１のサンプルセットは同相サンプルを表し得、第２のサンプルセットはベースバンド直交成分の直交サンプルを示し得る第１のサンプルセットを補間することとを含む。

バンドパス信号のベースバンド直交成分を直接サンプリングする一実施形態をさらに示す。この実施形態は、バンドパス信号を受信するよう構成され、第１のクロック信号に連結されてもよい第１のＡＤＣと、バンドパス信号を受信するよう構成され、第１のＡＤＣと並列に配置され、第１のクロック信号に対して、位相オフセットを有するよう構成された第２のクロック信号と連結し得る第２のＡＤＣと、第１のＡＤＣに連結され、第１のＡＤＣに関連するサンプリングされた信号を補間するよう構成され、補間された各サンプルは第２のＡＤＣからの対応するサンプリングされた信号に一致し得る補間器とを含んでいてもよい。

バンドパス信号から直接サンプリングされた直交信号内の画像を除去する一実施形態も示す。１つの実施形態は、バンドパス信号を受信するよう構成された、第１のアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）であって、第１のクロック信号を使用し得る第１のＡＤＣと、第１のＡＤＣと並列にバンドパス信号を受信するよう構成された第２のＡＤＣであって、第１のクロック信号に対して位相オフセットを有してもよい第２のクロック信号を使用し得る第２のＡＤＣと、第１のＡＤＣに連結され、第１のＡＤＣに関してサンプリングされた信号を補間するように構成され得る、その結果、補間された各サンプルが第２のＡＤＣからの対応するサンプリングされた信号に一致し得る補間器と、第２のＡＤＣに連結された遅延要素と、遅延要素および補間器に連結された位相変調器であって、干渉画像を生成し得る位相変調器と、干渉画像と直交信号ベースバンド成分を結合するキャンセルモジュールとを含む。

添付の図は、本開示の実施形態の説明を支援するために示され、単に実施形態を図示するためにのみ提供されるものであり、本開示の範囲を限定する趣旨のものではない。

従来の直交サンプリング手法を示すブロック図である。 従来の直交サンプリング手法を示すブロック図である。 従来の直交サンプリング手法を示すブロック図である。 シフトサンプリングクロックを用いた例示的な直接直交サンプリングアナログ・デジタル変換器（ＤＱＳ ＡＤＣ）を示すブロック図である。 時間および周波数領域においてシフトサンプリングクロックおよび関連するサンプリング関数を用いた理想的なサンプラーを示す図である。 同相および直交チャネルの両方においてバンドパス入力信号のスペクトル画像およびベースバンド画像を示す図である。 ＩおよびＱチャネルによって生成されたサンプルを時間的に整列させるために使用される補間プロセスを示すグラフである。 直交サンプリングアナログ・デジタル変換器によって処理された信号の画像除去の例示的な技術を示すトップレベルのブロック図である。 図６に示す実施形態に基づき構成される例示的な画像除去受信器を示す図である。 画像除去技法を用いたチャネルを有する例示的なマルチチャネルチューナーを示すブロック図である。 アナログ・デジタル変換器の配列を駆動する複数の位相サンプリングクロックを有する例示的なマルチチャネル画像除去チューナーを示すブロック図である。

以下の説明および関連する図面は、開示された方法および装置の具体的な実施形態に関する。本開示の範囲から逸脱することなく、別の実施形態が考案され得る。また、本開示の公知の要素は詳細に説明しないか、または開示されている関連する詳細を不明瞭にしないよう省略される。

「例示的（ｅｘｅｍｐｌａｒｙ）」という語は、本開示の全体を通して、「「例（ｅｘａｍｐｌｅ）」、「具体例（ｉｎｓｔａｎｃｅ）」または「例証（ｉｌｌｕｓｔｒａｔｉｏｎ）」として使用する」という意味で用いられている。本開示において「例示的」なものとして説明されるいずれかの実施形態は、必ずしも他の実施形態に優れて好ましく、または有利であると解釈すべきものであるとは限らない。本開示を通して用いられる場合、「直接サンプリング（ｄｉｒｅｃｔ ｓａｍｐｌｉｎｇ）」という語は、入力信号において実行されるいかなる周波数の下方変換よりも前にアナログ入力信号がサンプリングされ得るという意味である。

さらに、多くの実施形態は、例えば、計算装置の要素によって実行される一連の動作の観点から説明される。本開示で説明される様々な動作は、少し記述するだけでも、特定の回路（例えば、特定用途集積回路（ＡＳＩＣ））によって、１つまたは複数のプロセッサーによって実行されるプログラム命令によって、状態機械によってまたは別個の構成要素の組み合わせによって、またはこれらの任意の組み合わせによって実行できることを当業者は理解することを認識するであろう。また、本開示で説明される一連の動作は、実行時に関連するプロセッサーに本開示で説明される機能を実行させる対応するコンピューター命令のセットを内部に格納した任意の形式のコンピューター可読のデータ記憶媒体内で全体的に実施されると判断することができる。従って、開示される方法および装置の様々な態様は、いくつかの異なる形式で実施してもよい。これらの形式のすべては、開示される主題の範囲内にあると考えられている。また、本開示で説明する各実施形態に対して、このような任意の実施形態の対応する形式は、例えば、説明される動作を実行するよう「構成された論理」として本開示において説明されてもよい。

直交信号表示
通信システムによって受信される入力信号は一般的に、直交変調成分を有する変調搬送波として説明することができる帯域制限バンドパス信号である。実際の情報は、直交変調成分によって表される。この信号をｘ（ｔ）で表すと、次式によって数学的に表現され得る。

上式において、ｃｏｓ（ω_ｃｔ）およびｓｉｎ（ω_ｃｔ）はそれぞれ、搬送波の同相および直交成分である。Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）はそれぞれ、ベースバンド変調信号の同相および直交成分である。本開示で使用される場合、直交ベースバンド成分という用語は、集合的にＩ（ｔ）成分およびＱ（ｔ）成分の両方を集合的に意味する。一般的に、式（１）における搬送波角周波数ω_ｃは、任意の恣意的な周波数でもよい。しかし、以下で説明するように、ＩおよびＱサンプルの抽出を容易にする信号を表すため、式（１）で選択され得る具体的な周波数があってもよい。

式（１）における所与の信号ｘ（ｔ）および角周波数ω_ｃに対して、対応する直交ベースバンド成分Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）は、次式を用いて表すことができる。

は、ｘ（ｔ）のヒルベルト変換である。異なる搬送波角周波数ω_ｃを選択すると、Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）のペアが異なるが、このようなペアはすべて信号ｘ（ｔ）を完全に説明する同じ情報を含む。搬送波周波数ｆ_ｃ（式中ｆ_ｃ＝ω_ｃ／２π）は典型的に、無線周波数（ＲＦ）帯域内に位置するが、このような周波数に限定されるものではない。バンドパス信号スペクトルが限られた帯域幅内、搬送波周波数ｆ_ｃの周辺を中心とするＢＷに限られ、およびｆ_ｃがＢＷと同じかまたはＢＷよりも大きい場合（つまり、ＢＷ≦ｆ_ｃ）、ベースバンドとバンドパス信号間でスペクトラムの重なりまたはエイリアシングが生じる。

直接直交サンプリングの導入
図２は、例示的なＤＱＳ ＡＤＣ２００のブロック図である。ＤＱＳ ＡＤＣ２００は、第１のＡＤＣ２０４と、第２のＡＤＣ２０６と、補間器２０８と、時間遅延ユニット２１０とを含む。ＤＱＳ ＡＤＣ２００は、２つの並列チャネルである、ＩチャネルおよびＱチャネルを有するよう構成される。Ｉチャネルは、直列に構成された第１のＡＤＣ２０４と、補間器２０８とを含む。Ｑチャネルは、同様に直列に構成された第２のＡＤＣ２０６と、遅延ユニット２１０とを含む。しかし、他の実施形態においては、補間器２０８および遅延ユニット２１０（補間器２０８は、Ｑチャネルにあり、遅延ユニット２１０は、Ｉチャネルにある）は、ＤＱＳ ＡＤＣ２００の出力を実質的に変化させることなく、入れ替え得る。

２つのＡＤＣ２０４、２０６も、並列で動作してもよく、それぞれ同じバンドパス入力信号ｘ（ｔ）を受信する。しかしサンプルは、各ＡＤＣから同時に出力されない。第１のＡＤＣ２０４および第２のＡＤＣ２０６の両方は、同じ周波数ｆｓを有するサンプリングクロックによって駆動されるが、一方のＡＤＣは、他方のクロック信号に対して、時間値τの分だけ遅延されるクロック信号を有し得る。例えば、図２に示すように、ＡＤＣ２０６を駆動するサンプリングクロックは、ＡＤＣ２０４を駆動するサンプリングクロックに対して、τの分だけ遅延される。正確な同相および直交サンプルを生成するため、時間遅延は、サンプリング周波数ｆ_ｓの周期の４分の１であってもよい。これは、この周波数での９０度の相対位相差に対応している。

ベースバンド直交成分を表すのに用いられる上記の式（２）および（３）で説明されたように、搬送波周波数ω_ｃは、バンドパス信号ｘ（ｔ）の帯域幅を支持するのに十分高い値である限り、恣意的に選択してもよい。ＤＱＳ ＡＤＣ２００の場合、搬送波周波数は、一般性が失われることなく、サンプリングクロック周波数ｆｓ（サンプリング周期Ｔに対応している）またはサンプリング周波数の任意の高調波と一致するよう、選択し得る。これに応じて、搬送波周波数は、ｆ_ｃ＝ｋｆ_ｓ（ｋ＝１、２、３、・・・）、または角周波数に関しては、ωｃ＝ｋω_ｓ（ω_ｓ＝２πｆ_ｓ）であってもよい。これに従い、ＤＱＳ ＡＤＣ２００によってサンプリングされた入力バンドパス信号ｘ（ｔ）は、ＡＤＣ２０４、２０６のサンプリングクロックｆ_ｓまたはその高調波の周辺を中心としてもよい。これは、以下の図４の説明で詳細に説明されるように、サンプリングされる入力信号のスペクトルが異なるナイキストゾーンにあってもよいということを意味する。

サンプリングされた入力信号ｘ（ｔ）は、最大ｆ_ｓ（つまりＢＷ≦ｆ_ｓ）の幅のＢＷ、搬送波の各側に最大ｆ_ｓの１／２までの幅を有し得る。これは最初はナイキストの定理に反しているように見え得る。ナイキストの定理は、信号ＢＷは、信号速度ｆ_ｓの１倍ではなく、最大２分の１にしかなりえないとしている。しかし、異なる時間にクロックされる２つのＡＤＣが使用されるため、実際にはナイキストの定理への違反はない。クロック速度は、サンプリング速度を２つのクロック間の時間遅延τに関連付けることにより、その周期Ｔによって暗示されるもの、つまり１／τの周波数を有する実効クロック（ｆ_ｓよりも高い、例えば、１／４のサイクル遅延τの場合、ｆ_ｓの４倍に等しい）よりも効果的に高いと考えることができる。

ＡＤＣ２０４および２０６からのサンプルは時間において一致しないために、これらを時間的に適切に整列させるため、さらなる処理が実行される。例えば、ＤＱＳ ＡＤＣ２００のＩチャネルにおいて、同相サンプルは、補間器２０８によって、Ｑチャネルの第２のＡＤＣ２０６によって生成されるサンプルと実質的に一致するよう補間される。ＩおよびＱチャネルにおける基本となるアナログ波形はすでに時間的に一致しており、一方が他方に対して遅延され得ないため、この場合、単純な時間遅延は適切ではないことに注意されたい。この場合、図５と共に、後でより詳細に説明されるように、一方のチャネルが他方のチャネルのサンプリング時間に対して再サンプリングされ、サンプリングされた別個の点自体が実質的に一致するため、補間が実行される。

補間器２０８がＩサンプルを補間するのに必要とする時間を補償するために、ＡＤＣ２０６が生成したＱサンプルは、補間器２０８における処理時間遅延に実質的に一致する遅延ユニット２１０を用いて、時間遅延Ｔｄの分だけ遅延される。補間器が（サンプリング周期Ｔのごく一部内に入るほど）十分速い速度で再サンプリングできた場合、遅延ユニット２１０は必要でない場合がある。しかし、実際のシステムではほとんど、遅延ユニット２１０が典型的に用いられる。２つのＩおよびＱチャネルによってその結果生成される出力サンプルは、標的となる時間一致ベースバンド直交成分Ｉ（ｎ）およびＱ（ｎ）を表す。これらは、以降の使用のためにさらに処理および／または格納される。

ＡＤＣ２０４および２０６は典型的には、従来の成分であり、動画処理および配信用途において使用できる。遅延ユニット２１０は典型的には、補間遅延およびサンプリング速度ｆ_ｓに基づいてサイズが決まるメモリー（例：適切にパッケージされたＲＡＭなどの不揮発性メモリー）となる。メモリーは、いかなる適切な記憶素子、シフトレジスターなどを含んでいてもよい。補間プロセスの詳細は、以下に図５の説明において示される。

２つのチャネルにおける条件は互いに関連していることを考慮することには得るものがあり、例示的な事例のみを図２に示す。第１および第２のクロック、遅延ユニットおよび補間器またはチャネル全体は入れ替え可能である。さらに、２つのチャネル間の位相シフトは、正または負である可能性がある。

ＤＱＳ ＡＤＣ２００によって実行される直交変換は、入力信号の帯域幅（ＢＷ）がサンプリングクロック周波数ｆ_ｓに相当する広い周波数帯域にわたって、ＩおよびＱサンプル間で一定して９０度の位相差を達成できる利点を有する。

さらに、ＤＱＳ ＡＤＣ２００は、最初の周波数下方変換作業を回避するバンドパスサンプリング手法を利用する。バンドパスサンプリング手法は、ナイキストゾーン２および３において直接エイリアススペクトルをサンプリングすることで機能する。これについては、以下で、図４の説明において詳しく説明する。バンドパスサンプリング手法は、図１Ａ〜図１Ｃに示す従来のＱＡ ＡＤＣで使用される追加の信号乗算器（１０２、１１４）、移相器（１１６）およびローパスフィルター（１０２、１１４）を除去する利点を有する。これらの構成要素を回避することで、装置のコストを低減し、ＩおよびＱチャネル間の位相バランスを改善し得る。

直接直交サンプリングの理論的説明
図３は、時間および周波数領域においてシフトサンプリングクロックおよび関連するサンプリング関数を用いた理想的なサンプラーを示す図である。直接直交サンプリングアナログ・デジタル変換器（ＤＱＳ ＡＤＣ）２００の理論的根拠を提供するため、説明を以下に示す。

図３（Ａ）に示すように、バンドパス入力信号ｘ（ｔ）は、２つのサンプリング信号でサンプリングされる。サンプリング作業は、コム関数Δ（ｔ）と呼ばれる理想的なサンプリング信号によって入力信号を乗算することとして数学的に表すことができる。第１のサンプリングされた信号ｘ_ｓ（ｔ）は、ｘ（ｔ）に第１のコム関数Δ（ｔ）を乗算することによって生成される。第２のサンプリングされた信号ｘ_ｓｄは、ｘ（ｔ）に第１のコム関数の時間遅延バージョンである第２のコム関数Δ（ｔ−τ）を乗算することによって生成される。コム関数は、ＤＱＳ ＡＤＣ２００におけるＡＤＣ２０４および２０６のサンプリングクロックを表し得る公知のディラックのデルタインパルス列である。上記のように、サンプリングクロックの基本周波数は、ｆ_ｓで、Ｔは、クロックの周期である（ｆ_ｓ＝１／Ｔ）。サンプリングされた信号は、次式によって数学的に表し得る。

上式において、Ｔは、サンプリング周期Ｔに等しい倍率である。

図３（Ｂ）は、遅延の無いサンプリングコム信号（同図の左側の時間領域内）、時定数ｔ＝０、Ｔ、２Ｔ、・・・でのサンプリングを示し、かつ同図の右側にそのフーリエ変換を周波数領域内に、サンプリング周波数ｆ_ｓに等しく離間したスペクトル成分と共に示す。すべてのスペクトル成分の位相は０度である。

図３（Ｃ）は、遅延時刻ｔ＝τ、Ｔ＋τ、２Ｔ＋τ、・・・でサンプリングする遅延サンプリングコム信号Δ（ｔ−τ）、および周波数領域におけるそのフーリエ変換を、図３（Ｂ）で示すように、サンプリング周波数ｆ_ｓで離間するスペクトル成分と共に示す。しかし、この図における周波数成分は、以下に示すように、調和次数の関数として変化するスペクトル成分の位相および遅延τまたは位相φを有する。

数学的に言えば、（５）における遅延サンプリングコムは、デルタ関数の式を用いて表し得る。この式は、パルス列をフーリエ級数として表す。

上式において、ｋ＝０、±１、±２、・・・は、調和次数であり、ｋφは、対応するスペクトル成分の位相であり、φは、（ｋ＝１の基本成分の）遅延クロックの位相である。

（６）を（５）に代入すると、遅延されサンプリングされた信号ｘ_ｓｄ（ｔ）のフーリエ変換ｘ_ｓｄ（ｆ、）は次のように計算され得る。

Ｘ（ｆ）は、元の信号ｘ（ｔ）のフーリエ変換である（Ｘ（ｆ）＝Ｆ{ｘ（ｔ）}）。

式（８）において遅延τまたは位相φを０と置換すると、遅延されていないサンプリングされた信号ｘ_ｓ（ｔ）のフーリエ変換は、次式によって得られる。

（８）および（９）における２つのスペクトルは、（変換され、サンプリングクロックの高調波の周辺を中心とする元の信号ｘ（ｔ）の複製スペクトラムである）同じ大きさを有する。この差は、位相項ｋφにある（２つのスペクトル間の位相は、調和次数および時間遅延τに比例する。例えば、ｋ＝１（基本）の場合、τが４分の１サイクル遅延（式（７）によりτ＝Ｔ／４）、つまり、遅延クロックが、遅延の無いクロックに対して−９０度位相シフトした場合に直交状態が発生する。ｋがいかなる値でも（０を除く）、対応する調和周波数において直交状態を達成するよう遅延τを調整できる。

ｋ＝０の特異な事例の場合、（８）および（９）の両方のスペクトルは元の信号スペクトルＸ（ｆ）と完全に一致し、この２つの間の移相は、遅延τの量に関係なく０となる。この事例は、信号のスペクトルがクロック周波数の半分未満、つまり、ＤＣと±１／２ｆ_ｓとの間である場合に、ベースバンドサンプリングに対応する。その他のｋの値はすべて、高調波またはバンドパスサンプリング（本開示の焦点である）に対応する。

上記のスペクトルと位相の関係の分析により、次にｋ＝１の場合に、デルタ関数を直接使用したより直接的な方法は導き出される。遅延なしのサンプリングコムは、（６）でτを０に置き換え、この式を展開することにより表すことができる。

４分の１サイクル遅延の特異な事例の場合、コムは（６）からも表すことができる。

サンプリング（およびＡＤＣでのその後の量子化およびデジタル領域への変換）後、デジタル表示においては、第１のナイキストゾーンへ変換される周波数のみ存在する。このゾーンの外にある項はデジタル表示には表示されない。これは、デジタル領域内の周波数帯域が、データクロック速度の２分の１、つまり、１／２ｆ_ｓに制限または限定されるためである。そのため、入力信号スペクトルが第２および第３ナイキストゾーン、つまり１／２ｆ_ｓと３／２ｆ_ｓとの間に含まれる場合、基本周波数ｆ_ｓのために、変換項のみ第１のナイキストゾーンに入り、デジタル領域で表される唯一の項となる。ＤＣまたは、この例では、第１のナイキストゾーン外にある第２、第３その他のクロック高調波により、変換生成物はデジタル領域に存在しない。従って、式（１０）および（１１）において第２の項（ｆ_ｓに対応）のみを取り出し、（４）および（５）にそれぞれ代入すると、次のようになる。

上記の図２の説明で説明したように、以下に示すように、角サンプリング周波数ω_ｓに対して、ｘ（ｔ）の搬送波周波数ω_ｃを選択してもよい。

上式において、ω_ｓは、サンプリングクロック周波数で、ｋ＝１，２，３、・・・は、クロックの調和次数である。サンプリング周波数ω_ｓに対して設定される搬送波周波数の賢明な選択は、（１２）および（１３）に示すｘ_ｓ（ｔ）およびｘ_ｓｄ（ｔ）の表現に対して式（１０）および（１１）の第２項を除くすべてを無視できるものであることに注意されたい。この搬送波周波数の選択は、ＤＱＳ ＡＤＣ２００がＩおよびＱチャネルにおいてローパスフィルターの使用を省略することを可能とする。

（１４）からｘ（ｔ）を（１２）および（１３）に代入すると、ｋ＝１の場合、サンプリングされた信号が実際にベースバンド直交成分Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）を表すことを示し得る。

上式において、周波数ｆ_ｓの２倍の項は、上記と同じ理由からデジタル表示においていかなる信号をも発生せず、それ自体は取り除かれ、上記の式（１５）および（１６）において矢印で示されるようにＩ（ｔ）およびＱ（ｔ）項のみが残る。上記の式（１５）および（１６）で、サンプリングされた入力信号ｘ_ｓ（ｔ）が実際にベースバンド同相成分Ｉ（ｔ）に対応し、遅延サンプリング信号ｘ_ｓｄ（ｔ）でサンプリングされた入力信号は、ベースバンド直交成分Ｑ（ｔ）に対応することを示すために、連続時間表示が使用されてきたことに注意されたい。実際のシステムでは、ベースバンド成分は、異なる時間指数（例えば、Ｉ（ｎ)およびＱ（ｍ））を有する別個の時間信号となる。両方の信号に共通の時間指数を作成することは、上記の補間器２０８が生み出すものである。補間器の詳細は、以下の図５の説明で示される。

図４は、図６に示される例のように、本開示の様々な実施形態によって達成される画像除去の例示的なプロセスを示す図である。

図４（Ａ）は、図２に示す実施形態によってサンプリングされる入力バンドパス信号ｘ（ｔ）の例示的なスペクトルＸ（ｆ)を示す図である。スペクトルＸ（ｆ）は、サンプリングクロック周波数＋ｆｓの周辺を中心とする、−ｆ_ｓを中心とするスペクトル鏡像を有する。この約０Ｈｚの対称的なスペクトル画像は、ｘ（ｔ）が実数値信号となる結果である。スペクトルＸ（ｆ）は、サンプリング周波数ｆ_ｓ−周辺の±１／２ｆ_ｓの帯域幅ＢＷを占めている。例えば、クロック周波数が１ＧＨｚの場合、バンドパス信号のＢＷは最大１ＧＨｚで、０．５から１．５ＧＨｚの間で、１ＧＨｚを中心とする。スペクトルの上半分は「Ｕ］と表され、スペクトルの下半分は「Ｌ」と表される。

図４（Ａ）はさらに、Ｘ（ｆ）が、ナイキストゾーン２および３と知られている２つの特定のスペクトル領域内に入ることを示す図である。ナイキストゾーンは、無数のｆ_ｓ／２周波数帯域に分けられる連続周波数スペクトルの一部である。これらのバンドのそれぞれがナイキストゾーンと呼ばれる。ＤＣおよびｆ_ｓ／２間の周波数スペクトルは第１のナイキストゾーンとして知られている。１／２ｆｓとｆｓとの間の帯域は第２のナイキストゾーン知られ、等々となる。

図４（Ｂ）および図４（Ｃ）は、ベースバンドスペクトル成分Ｉ（ｆ）およびＱ（ｆ）が、スペクトルＸ（ｆ）をそれぞれ第１のＡＤＣクロック２０４および第２のＡＤＣクロック２０８によってシフトさせることでどのように得られるかを示す。ナイキストゾーン２および３で、信号ｘ（ｔ）をサンプリングすることで、ＤＱＳ ＡＤＣ２００は直接バンドパスサンプリングを実行する。このバンドパスサンプリング作業は実際ＩおよびＱ成分の周波数成分を第１のナイキストゾーン内に折りたたむ（すなわち、エイリアスする）。図４（Ｂ）および図４（Ｃ）では矢印で示される、この周波数折りたたみ効果は、図１Ａ〜図１Ｃに示す従来の直交サンプリングＡＤＣで実行される混合作業の代わりとなるものとして解釈できる。Ｑ（ｆ）の位相を９０度シフトすることで、２つの画像が逆の方向に回転し、一方がＩ（ｆ）と同相になり、他方が位相不一致となる。Ｑ（ｆ）の位相シフトしたバージョンと位相回転したバージョン版にＩ（ｆ）を組み合わせることで、図４（Ｄ）および図４（Ｅ）にそれぞれ示すように、および以下で図６の説明と共に詳細に説明するように、別個の上下の画像を生成する。

本開示の様々な実施形態は、時間遅延τに応じて、特定のナイキストゾーンにおいて信号の直交サンプルを提供する。上記で説明し、かつ図４（Ａ）で図示されているように、ナイキストゾーンはサンプリングクロックに対して定義されている。第１のゾーンは０から１／２ｆ_ｓの間、第２のゾーンは１／２ｆ_ｓからｆ_ｓの間、第３のゾーンはｆ_ｓから３／２ｆ_ｓの間、等々というように定義される。適切な時間遅延を選択することにより、異なるナイキストゾーン内の信号は、以下に説明する条件の下で、直交サンプリングできる。

直交条件は、τ／Ｔ＝１／（４ｋ）へと変換される、式（７）で先に定義したφにより、ｋφ＝π／２またはπ／２の奇数倍の場合に発生する。

τ／Ｔ＝１／（４ｋ）の場合、ナイキストゾーン２（ｋ＋４ｍ）および２（ｋ＋４ｍ）＋１、ｋ＝１、２、３、・・・（このゾーンは４を法とするｋで繰り返される）および、ｍ＝０、１、２、３、・・・の場合はカバーされる。数字ｋは、本方法により処理できる第１の信号帯域をその中心とするクロック高調波で、ｋと合わせ、ｍは、ゾーン指数を定義する。例えば、ｋ＝１⇒τ＝Ｔ／４（基本クロック周波数で９０°）の場合、カバーされるものは、ナイキスト領域、２および３（ｍ＝０）、１０および１１（ｍ＝１）などとなる。

別の実施形態では、ｋ＝３（対象はクロックの第３の高調波周辺の帯域である）⇒τ＝Ｔ／１２（基本クロックで３０°⇒第３の高調波で９０°）の場合、カバーされるナイキストゾーンは、６および７（ｍ＝０）、１４および１５（ｍ＝１）などとなる。

図５は、ＩおよびＱチャネルによって生成されたサンプルを時間的に整列させるために、補間器２０８によって実行される補間プロセスを示すグラフである。図５（Ａ）および図５（Ｂ）はそれぞれ、ベースバンド信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）のサンプリングを示す。上記および式（１５）および（１６）で示すように、実際のサンプルは、信号ｘ（ｔ）をサンプリングすることで得られる。しかし、サンプリング時に、サンプルはその個々のベースバンド波形のみを表す。Ｉサンプルは、Ｉ（ｔ）波形のみを「取り」、Ｑサンプルは、Ｑ（ｔ）波形の値のみを取る。これは、（１４）の搬送波成分が直交であるため、または、言い換えれば、相互に直交しているため（一方が１で、他方が０、またはその逆）、およびサンプリングクロックがコヒーレントで、搬送波で整列された位相であるために発生する。これは、サンプリング周波数ω_ｓとして、同じ値を割り当てられる搬送波周波数ω_ｃの選択により発生する。この選択の理由は、上記の結果を得るためであった。

Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）を正確にデジタルで表すには、ＩおよびＱサンプルは時間において一致すべきである。つまり、これらは同じ時間に個々の波形値を表すべきである。別個の時間の展望から、補間プロセスは、ＩおよびＱチャネルの両方からのサンプル点を共通の時間指数で表すことを可能にする。例えば、図５（Ａ）および図５（Ｂ）に示すサンプルは、相互に対して時間値τの分だけ時間をシフトし、共通の時間指数に対して再整列すべきである。これは、サンプリングされた点間に位置する波形値を生成する補間器（例：２０６）によって達成される。

補間の結果は図５（Ｃ）に示される。ここでは、例えば、τによってオフセットされる瞬時の新しいＩサンプルは、Ｑサンプルに正確に整列される。図５（Ｃ）に示す補間されたＩサンプルおよび図５（Ｂ）に示す元々サンプリングされたＱサンプルは、さらなるデジタル処理の準備ができ得る、時間整列されたＩ、Ｑペアである。

時間がシフトされたサンプルの値は、当該技術において周知である任意の適切な補間アルゴリズムを用いて計算し得る。使用し得る幅広い様々な補間手法がある。このような例は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルター、多項式補間、３次スプライン補間、および／またはサンプルおよび保持補間を含む畳み込み補間を含む。

用いられるフィルターは十分理解されており、実施は非常に柔軟で、補間式の質も簡単に特定され、幅広く様々な効果的なハードウェアおよびソフトウェア実装も選択に利用できるため、畳み込み補間は、信号処理技術で一般的に使用される手法である。畳み込み補間により、サンプリングされた波形のための再構成式は、再構成フィルター（例えば、時間領域内の重み付けされたｓｉｎｃ関数）のインパルス応答により、サンプリングした波形の畳み込みを計算する。このプロセスは、新しい瞬時（図５（Ｃ）に示す例では、τによってシフトされる時点）にあるサンプルの値を計算する。補間された値を計算するには、畳み込みが計算できるようになる前に、一定数のサンプル（例：Ｎ）が累積される必要がある（対応する数のクロックサイクル遅延が生じる）。列の長さＮは、必要とされる精度によって決まる。より正確な補間が必要なほど、列はより長くなる。

補間器２０８によって関連付けられる時間遅延を補償するために、図２で示すように、同等で、一致する時間遅延を他方のチャネル（この場合はＱチャネル）に挿入してもよい。

直接直交サンプリングの適用
図６は、直接直交サンプリングアナログ・デジタル変換器によって処理された直交信号を用いる例示的な画像除去受信器６００のトップレベルのブロック図である。

画像除去受信器６００のフロントエンドは、図２に描かれたＤＱＳ ＡＤＣ２００で示す類似した部品を含む。これらの構成要素は、第１および第２のＡＤＣ６０３および６０４、補間器６０６、および遅延ユニット６１４を含む。基準局所発信器６１８およびクロック発生器６１６を含む、いくつかのサンプリングクロック生成構成要素を図６に明示的に示す。クロック発生器６１６は、２つのクロック信号を供給する。これらはそれぞれが同じサンプリング周波数ｆ_ｓを有するが、位相において９０度オフセットされる。０度の位相オフセットを有するサンプリングクロック信号は、第１のＡＤＣ６０３に供給される。−９０度の位相オフセットを有する第２のサンプリングクロック信号が、ＡＤＣ６０４に供給される。受信器６００のフロントエンドの作業は、ＤＱＳ ＡＤＣ２００に類似し、その説明はここでは繰り返さない。受信器のフロントエンドは、出力ＩおよびＱとして、時間において適切に整列されるサンプルＩ（ｎ）およびＱ（ｎ）を供給する。

ＩおよびＱサンプルの位相は、各Ｉ、Ｑサンプルペア間の相対位相差が−９０度になるよう改変される。この位相調整は、デジタル移相ユニット６０８によって実行される。デジタル移相ユニットは、例えば、ヒルベルト変換器または多相フィルターを用いて実装してもよい。

デジタル移相ユニット６０８から出力された後に、各サンプルＱ（ｎ）は、減算器ユニット６１０によって対応するサンプルＩ（ｎ）から差し引かれ、入力信号ｘ（ｔ）の上方画像として出力される。各サンプルは、加算器６１２によって各Ｑ（ｎ）サンプルに追加され、結果、ｘ（ｔ）の下方画像として出力される信号となる。

画像除去受信器６００で行われる信号処理の例示的な数学的説明を以下に提供する。上方サイドバンドスペクトルおよび下方サイドバンドスペクトル（相互に異なり、同じ信号の二重サイドバンド変調ではないもの、つまり、それぞれのサイドバンドが異なる情報を運ぶ）を有する信号ｘ（ｔ）は、画像除去分析の目的のために、非変調搬送波によって表される。入力信号は、以下のようになる。

式（１２）から（１７）までを用いると、以下が得られる。

Ｑチャネル内の位相を−９０°シフトすることにより、以下が生じる。

上式において、Ｑ_ｓ（ｔ）は、−９０°移相された直交成分である。（１８）および（１９）を足すと、下方サイドバンド（上方画像が除去される）が得られ、一方で、（１８）から（２０）を差し引くと、上方画像が提供される（下方画像は除去される）。従って、画像除去／サイドバンド抽出作業を達成する。

上記のように、９０°の移相は、周知のＤＳＰ法によりデジタル的に実現される。さらに、この作業は、より効率的なデジタル信号処理の実施のため、補間器６０６および遅延ユニット６１４の機能と結合、またはその一部として指定され得る。また、画像除去／抽出は典型的には、ウィーバーアーキテクチャーおよび／またはハートレーアーキテクチャーを含む、その他の周知の技術を用いて実行される。

Ｉ、Ｑチャネルにおける条件は、相互に関連しており、上記の図には例示的な事例のみを示す。第１および第２のクロック、遅延および補間器、またはチャネル全体を入れ替えることができる。また、２つのチャネル間の移相は、負または正とすることができる。選択した位相条件に一致して、適切な加算（＋または−）を使用することで、出力での正しい画像を得られる。

図７は、図６に示す実施形態に基づいて構築された例示的な画像除去受信器７００を示す図である。この実施形態では、ＲＦ入力信号は、随意のフロントエンドユニット７０２に伝えられる。入力信号ｘ（ｔ）は、１ＧＨｚを中心とするＲＦ信号で、１ＧＨｚの帯域幅を有する。随意のフロントエンド７０２は、低雑音増幅（ＬＮＡ）、自動利得制御（ＡＧＣ）、および／またはスロープ制御（ＳＬＣ）を含む。次に信号は、一切の不要な周波数アーティファクトを除去するため、随意のバンドパスフィルターに渡される。バンドパスフィルター７０４は１ＧＨｚを中心とし、１ＧＨｚの帯域幅を有する。次にフィルター信号は、随意の増幅器および／または自動利得制御７０６によって調整される。信号は、Ｑチャネル内のＡＤＣを駆動するサンプルクロック信号の位相が、ＩチャネルのＡＤＣを駆動するサンプリングクロックに対して、−９０度シフトされる１ＧＨｚでクロックされた２つのＡＤＣを有するＤＱＳ ＡＤＣ７０８に出力される。ＤＱＳ ＡＤＣは、ＤＳＰ７１０に対して、同相および直交サンプルＩ（ｎ）およびＱ（ｎ）を供給する。これは、周知の前述の画像除去技術を用いて、上方および／または下方画像抽出を実行する。

図８は、画像除去を用いたチャネルを有するダイプレックス周波数帯域を有する例示的なマルチチャネルチューナーを示すブロック図である。この実施形態では、ＲＦ入力信号は最初に随意のフロントエンドユニット８０２に伝えられる。入力信号ｘ（ｔ）は、１ＧＨｚを中心とするＲＦ信号で、５０ＭＨｚと１ＧＨｚとの間のスペクトルを有する。随意のフロントエンド８０２は、低雑音増幅（ＬＮＡ）、自動利得制御（ＡＧＣ）、および／またはスロープ制御（ＳＬＣ）を含む。次に信号はトリプレックスフィルター８０４、８０６および８０８のセットを通じて渡される。フィルター８０４は、５０ＭＨｚから４００ＭＨｚの間のスペクトルを有するバンドパスフィルターである。フィルター８０６は、４００ＭＨｚから６００ＭＨｚの間のスペクトルを有する。フィルター８０８は、６００ＭＨｚから１ＧＨｚの間のスペクトルを有する。フィルター８０４、８０６、および８０８内の帯域はそれぞれ、異なる中心周波数を有する。

フィルター８０４の出力で供給される信号は、増幅器８１０により随意的に増幅され、１ＧＨｚのサンプリングクロック周波数によって駆動されるＡＤＣ８１６によってサンプリングできる。ＡＤＣ８１６からのサンプルはその後の処理のためにＤＳＰ８２８に転送される。フィルター８０６によって供給される信号は、増幅器８１２により随意的に増幅され、ＡＤＣ８１８によってサンプリングできる。ＡＤＣ８１８は、７５０ＭＨｚの周波数を有するサンプリングクロック信号によって駆動される。

フィルター８０８は、画像除去処理を用いて除去される好ましくない画像帯域８０７を有する。さらに、画像除去処理は、低次フィルターを許容するより広い遷移帯域８０２を許可するか、または一部の事例では、フィルターを必要としなくてもよい。この手法は、そうでない場合は、高次フィルターを必要とする極めて近くにあるその他の画像を除去する。フィルター８０８の出力は、増幅器８０２を通じて随意的に渡され、次に、ＤＱＳ ＡＤＣ８１４に供給される。ＤＱＳ ＡＤＣ８１４は、１ＧＨｚクロックによって駆動される１つのＡＤＣ８２０および同じ周波数で駆動されるもう１つのＡＤＣ８２２を有するが、−９０度の相対位相差を有する。

サンプリングクロックは、局所発振器基準８２６によって駆動されるクロック発生器８２４によって供給される。クロック発生器は、１つは７５０ＭＨｚの周波数を有し、他の２つは１ＧＨｚの周波数を有する３つのサンプリングクロック信号を供給する。２つの１ＧＨｚのクロックは、９０度の相対位相差を有する。ＤＱＳ ＡＤＣ８１４は、同相および直交サンプルＩ（ｎ）およびＱ（ｎ）をＤＳＰ８２８に供給する。ＤＳＰ８２８は、上記の周知の画像除去技術のいずれかを用いて、フィルター８０８の上方帯域で画像除去を実行する。

図９は、アナログ・デジタル変換器の配列を駆動する複数の位相サンプリングクロックを有する例示的なマルチチャネル画像除去チューナーを示すブロック図である。この実施形態では、ＲＦ入力信号は、バンドパスフィルター９０２、可変減衰器９０４、および増幅器９０６によって随意的に調整され得る。次に信号は５つの分離したチャネルに分割され、それぞれが分離したバンドパスフィルター９１２〜９２０、可変増幅器９２２〜９３０、およびデジタイザー９３２〜９４０を有する。第１のチャネル内のＡＤＣ９３２は、位相オフセットのない２５０ＭＨｚクロックによって駆動される標準のＡＤＣである。残りのデジタイザー９３４〜９４０はＤＱＳ ＡＤＣである。ＤＱＳ ＡＤＣ９３４は、サンプリングクロック信号間で９０度の位相差を有し、ＤＱＳ ＡＤＣ９３６は、サンプリングクロック信号間で４５度の位相差を有し、ＤＱＳ ＡＤＣ９３８は、サンプリングクロック信号間で３０度の位相差を有し、およびＤＱＳ ＡＤＣ９４０は、サンプリングクロック信号間で２２．５度の位相差を有する。５つのチャネルそれぞれからのサンプリングされたすべての出力は、ＤＳＰ９４２に渡される。ＡＤＣ９３２は、ＤＱＳ ＡＤＣ９３４〜９４０がそれぞれ別個のＩおよびＱサンプルをＤＳＰ９４２に供給する、実際のサンプルを提供するだけである。

２５０ＭＨｚ多位相クロック発生器９１０は、局所基準発振器９０８により、駆動されるが、２５０ＭＨｚの周波数を有する５つのクロック信号を供給できる。これらは、第１のクロック信号からそれぞれ、−９０、−４５、−３０および−２２．５度オフセットされる。

マルチチャネル画像除去チューナー９００は、高クロック周波数で動作する１つのＡＤＣに対して、低クロック周波数で動作する複数のＡＤＣを使用しているため、従来のアーキテクチャー優る利点を有する。さらに、ＩおよびＱクロックの位相および／または振幅整合など必要とされる性能を達成するために、システムの何らかの校正が必要な場合、この実施形態は、この役割を遂行する上で重要な利点を提供する。これは、異なるＡＤＣペア間で矛盾する要件が一切なく、処理を達成する上でのこの実施形態に関連する自由度のためである。直交サンプリングＡＤＣペアはそれぞれ、その個々の信号を処理するためにサンプリングクロックの高調波を１つだけ使用する。このため、各ＡＤＣペアに対しては、校正は対象の高調波においてのみ実行される。従って、異なるＡＤＣペア間で矛盾する要件が一切なく、ＡＤＣペアのそれぞれに対して、個々におよび独立して校正を行うことができる。

フィルター境界にある遷移周波数において、フィルターの除去は制限されており、隣接するナイキストゾーンの端の近くから、サンプリングされた信号の重なりがある場合がある。このような重なりは、それらの領域からの信号の相互干渉を引き起こし、デジタル領域において互いの上に落ちることになる。その場合、重なった干渉する信号は、例えば、相関技術などの周知のＤＳＰ技術の一部を用いて除去することができる。

当然のことながら、情報および信号は、様々な異なる技術および技法のいずれかを用いて表すことができる。例えば、上記の説明を通じて参照されるデータ、命令、コマンド、情報、信号、ビット、記号およびチップは、電圧、電流、電磁波、磁場または粒子、光場または粒子、またはこれらの任意の組み合わせにより表すことができる。

さらに、当然のことながら、本明細書で開示される実施形態に関連して説明される様々な実例的論理ブロック、モジュール、回路、およびアルゴリズムステップは、電子ハードウェア、コンピューターソフトウェア、またはこれらの組み合わせとして実装することができる。このハードウェアおよびソフトウェアの互換性を明確に示すために、様々な実例的構成要素、ブロック、モジュール、回路およびステップは、その機能の観点から上記で説明されてきた。このような機能がハードウェアまたはソフトウェアとして実装されるかどうかは、特定の用途およびシステム全体に課せられる設計上の制約によって決まる。当業者は、各特定の用途に対して、様々な方法で記載された機能を実施できるが、このような実施の決定は、本開示の範囲からの逸脱を生じさせるものとして解釈されるべきではない。

本明細書で説明された実施形態に関連して説明された方法、順序、および／またはアルゴリズムは、ハードウェアで、またはハードウェアおよびソフトウェアの組み合わせとして直接実施してもよい。ソフトウェアモジュールは、ＲＡＭメモリー、フラッシュメモリー、ＲＯＭメモリー、ＥＰＲＯＭメモリー、ＥＥＰＲＯＭメモリー、レジスター、ハードディスク、リムーバブルディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、または当技術分野で周知である任意の他の形態の記憶媒体に常駐してもよい。例示的な記憶媒体は、プロセッサーがこの記憶媒体から情報を読み込む、およびこの情報内体に情報を書き込むことができるよう、プロセッサーに連結される。別の方法では、記憶媒体はプロセッサーと統合することができる。

従って、本開示は、示される例および本明細書で説明される機能を実行するための一切の手段は、本開示の実施形態に含まれる。

先の議論は本開示の実例的な実施形態を示すが、添付の特許請求の範囲で定められる本開示の範囲から逸脱せずに、これに様々な変更および修正を行い得ることに注目すべきである。本明細書で説明される本開示の実施形態による方法の請求項の機能、ステップ、および／または動作は、特定の順序で実行される必要はない。さらに、本開示の要素は単数で説明または請求されてもよいが、単数への制限が明示されない限り、複数が企図される。

Claims (31)

1. ａ）バンドパス信号を受信することと、
   ｂ）第１のサンプリングクロックおよび第２のサンプリングクロックを用いて、前記バンドパス信号をサンプリングすることであって、前記第１および前記第２のサンプリングクロックは同じ周波数を有し、所定の位相によってオフセットされ、前記第１および前記第２のサンプリングクロックの周波数は、入力信号の周波数とは無関係で、第１のナイキストゾーンに存在しないように設定され、前記第１のナイキストゾーンは、サンプリングクロック周波数＋ｆ _ｓ を中心とする±(1/2)ｆ _ｓ の帯域幅を占める周波数帯域と、０Ｈｚと、の間の周波数帯域である、前記バンドパス信号をサンプリングすることと、
   ｃ）ベースバンド同相および直交成分に対応する同相および直交サンプルを生成するために、サンプリングした信号を時間的に整列させることと、
   を含む、バンドパス信号の直交ベースバンド成分をサンプリングする方法。
2. 前記整列させることが、前記第１のクロックに関連する前記サンプリングされた信号を補間し、補間されたサンプルがそれぞれ実質的に、前記第２のクロックに関連した対応するサンプルと一致することをさらに含む、請求項１に記載の方法。
3. 補間処理遅延を補正するために、前記第２のクロックと関連した前記サンプリングされた信号を遅延させることをさらに含む、請求項２に記載の方法。
4. 前記補間が、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルター補間、多項式補間、並びに、サンプルおよび保持補間、のうちいずれか１つを含む、請求項２に記載の方法。
5. ベースバンド直交成分をサンプリングするために用いられるバンドパス信号のナイキストゾーンを指定するために、前記所定の位相オフセットを選択することをさらに含む、請求項１に記載の方法。
6. ナイキストゾーンを指定するために、サンプリング周波数の高調波を選択することをさらに含む、請求項５に記載の方法。
7. 前記第１および前記第２のサンプリングクロックの前記周波数が前記バンドパス信号の中心周波数である、請求項１に記載の方法。
8. ベースバンド信号上で画像除去を実行することをさらに含み、
   前記画像除去が、
   ａ）前記直交サンプルが９０度遅延するよう、同相サンプルと前記直交サンプルとの間で相対位相をシフトすることと、
   ｂ）下方画像を生成するために、前記シフトした直交サンプルに前記同相サンプルを追加することと、
   ｃ）上方画像を生成するために、前記同相サンプルから前記シフトした直交サンプルを差し引くことと、
   をさらに含む、請求項１に記載の方法。
9. サンプリング周波数を中心とするバンドパスフィルターで前記バンドパス信号をフィルタリングすることをさらに含む、請求項８に記載の方法。
10. ａ）実数値のバンドパス信号を受信することと、
    ｂ）第１のアナログ・デジタル変換機（ＡＤＣ）を用いて、前記バンドパス信号をデジタル化することにより、第１のサンプルセットを生成することと、
    ｃ）第２のＡＤＣを用いて前記バンドパス信号をデジタル化することにより、第２のサンプルセットを生成することであって、前記第１および第２のＡＤＣは、同じ周波数を有し、所定の位相によってオフセットされることを特徴とするクロック信号を用いる、第２のサンプルセットを生成することと、
    ｄ）前記第１のサンプルセットを補間し、補間された各サンプルが、前記第１のサンプルセットと第２のサンプルセットとを同期化するために、前記第２のサンプルセット内の対応するサンプルと実質的に一致することであって、前記第１の補間されたサンプルセットは、同相サンプルを表し、前記第２のサンプルセットはベースバンド直交成分を表すことを特徴とする、一致することと、
    を含み、
    前記第１および前記第２のＡＤＣが用いるクロック信号の周波数は、入力信号の周波数とは無関係で、第１のナイキストゾーンに存在しないように設定され、前記第１のナイキストゾーンは、サンプリングクロック周波数＋ｆ _ｓ を中心とする±(1/2)ｆ _ｓ の帯域幅を占める周波数帯域と、０Ｈｚと、の間の周波数帯域である、
    バンドパス信号の直交ベースバンド成分をサンプリングする方法。
11. 前記同期化が、補間処理遅延を補償するために、前記第２のサンプルセットを遅延させることをさらに含む、請求項１０に記載の方法。
12. 前記補間が、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルター補間、多項式補間、並びに、サンプルおよび保持補間、のうちいずれか１つを含む、請求項１０に記載の方法。
13. 前記ベースバンド直交成分をサンプリングするために用いられる前記バンドパス信号のナイキストゾーンを指定するために、所定の位相オフセットを選択することをさらに含む、請求項１０に記載の方法。
14. 前記ナイキストゾーンを指定するために、クロック周波数の高調波を選択することをさらに含む、請求項１３に記載の方法。
15. 前記バンドパス信号の中心周波数がクロック周波数と同じ周波数である、請求項１０に記載の方法。
16. ベースバンド信号で画像除去を実行することをさらに含み、
    前記画像除去が、
    ａ）直交サンプルが９０度遅延するよう、前記同相サンプルと前記直交サンプルとの間で相対位相をシフトすることと、
    ｂ）下方画像を生成するために、前記シフトした直交サンプルに前記同相サンプルを追加することと、
    ｃ）上方画像を生成するために、前記同相サンプルから前記シフトした直交サンプルを差し引くことと、
    をさらに含む、請求項１０に記載の方法。
17. サンプリング周波数を中心とするバンドパスフィルターで前記バンドパス信号をフィルタリングすることをさらに含む、請求項１６に記載の方法。
18. バンドパス信号のベースバンド直交成分を直接サンプリングする装置であって、
    ａ）バンドパス信号を受信するよう構成された第１のアナログ・デジタル変換機（ＡＤＣ）であって、第１のクロック信号に連結された第１のＡＤＣと、
    ｂ）前記バンドパス信号を受信するよう構成され、前記第１のＡＤＣと並列に配置された第２のＡＤＣであって、前記第１のクロック信号に対して、位相オフセットを有するよう構成された第２のクロック信号に連結された、第２のＡＤＣと、
    ｃ）前記第１のＡＤＣに連結され、前記第１のＡＤＣに関連するサンプリングされた信号を補間するよう構成され、補間された各サンプルが前記第２のＡＤＣからの対応するサンプリングされた信号に実質的に一致する補間器と、
    を備え、
    前記第１および前記第２のクロック信号の周波数は、入力信号の周波数とは無関係で、第１のナイキストゾーンに存在しないように設定され、前記第１のナイキストゾーンは、サンプリングクロック周波数＋ｆ _ｓ を中心とする±(1/2)ｆ _ｓ の帯域幅を占める周波数帯域と、０Ｈｚと、の間の周波数帯域である、
    装置。
19. 前記第２のＡＤＣに連結された遅延要素であって、補間された各サンプルが前記第２のＡＤＣからの前記対応するサンプリングされた信号と同期するよう、前記第２のＡＤＣからの各サンプリングされた信号を遅延するよう構成された遅延要素をさらに備える、請求項１８に記載の装置。
20. 前記遅延要素が、補間処理遅延を補償するために、前記第２のＡＤＣに関連する前記サンプリングされた信号を格納するよう構成されたメモリーである、請求項１９に記載の装置。
21. 前記補間器が、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルター補間、多項式補間、並びに、サンプルおよび保持補間、のうちいずれか１つをさらに行う、請求項１８に記載の装置。
22. 前記第１および第２のクロック信号が、前記バンドパス信号の中心周波数である共通の周波数を有する、請求項１８に記載の装置。
23. 前記ベースバンド直交成分をサンプリングするために用いられる前記バンドパス信号のナイキストゾーンを指定するために、前記位相オフセットが選択される請求項１８に記載の装置。
24. 前記装置の前記入力に設置されたバンドパスフィルターをさらに含む、請求項１８に記載の装置。
25. バンドパス信号から直接サンプリングされた直交信号内の画像を除去する装置であって、
    ａ）バンドパス信号を受信するよう構成された第１のアナログ・デジタル変換機（ＡＤＣ）であって、第１のクロック信号を利用する第１のＡＤＣと、
    ｂ）前記第１のＡＤＣと並列に前記バンドパス信号を受信するよう構成された第２のＡＤＣであって、前記第１のクロック信号に対して、位相オフセットを有する第２のクロック信号を利用することを特徴とする第２のＡＤＣと、
    ｃ）前記第１のＡＤＣに連結され、前記第１のＡＤＣに関連するサンプリングされた信号を補間するよう構成され、補間された各サンプルが前記第２のＡＤＣからの対応するサンプリングされた信号に実質的に一致する補間器と、
    ｄ）前記第２のＡＤＣに連結された遅延要素と、
    ｅ）前記遅延要素および前記補間器に連結された位相変調器であって、干渉画像を生成する位相変調器と、
    ｆ）前記干渉画像と直交信号のベースバンド成分とを結合するキャンセルモジュールと、
    を備え、
    前記第１および前記第２のクロック信号の周波数は、入力信号の周波数とは無関係で、第１のナイキストゾーンに存在しないように設定され、前記第１のナイキストゾーンは、サンプリングクロック周波数＋ｆ _ｓ を中心とする±(1/2)ｆ _ｓ の帯域幅を占める周波数帯域と、０Ｈｚと、の間の周波数帯域である、
    装置。
26. 前記位相変調器が、
    ａ）前記直交信号の同相成分と直交成分との間で９０度の位相遅れを生じさせる移相ユニットと、
    ｂ）上方画像および下方画像を生成するために、前記同相成分と前記直交成分とを結合する前記移相ユニットに連結された加算器ユニットおよび減算器ユニットと、
    をさらに備える、請求項２５に記載の装置。
27. 前記移相ユニットがヒルベルト変換器または多相フィルターを備える、請求項２６に記載の装置。
28. 前記位相変調器および前記キャンセルモジュールがウィーバーアーキテクチャーまたはハートレーアーキテクチャーをさらに備える、請求項２５に記載の装置。
29. 前記補間器は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルター補間、多項式補間、並びに、サンプルおよび保持補間、のうちいずれか１つをさらに行う、請求項２５に記載の装置。
30. 前記第１および第２のクロック信号は、前記バンドパス信号の中心周波数と同じものである共通周波数を有する、請求項２５に記載の装置。
31. ベースバンド直交成分をサンプリングするために用いられる前記バンドパス信号のナイキストゾーンを指定するために、前記位相オフセットが選択される、請求項２５に記載の装置。

Images