WO2012131831A1 - 変換装置および受信装置 - Google Patents

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WO2012131831A1
WO2012131831A1 PCT/JP2011/007152 JP2011007152W WO2012131831A1 WO 2012131831 A1 WO2012131831 A1 WO 2012131831A1 JP 2011007152 W JP2011007152 W JP 2011007152W WO 2012131831 A1 WO2012131831 A1 WO 2012131831A1
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WO
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unit
signal
digital signal
amplification factor
received
Prior art date
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PCT/JP2011/007152
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English (en)
French (fr)
Inventor
秀行 藤井
樋口　啓介
Original Assignee
三洋電機株式会社
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Publication date
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    • G—PHYSICS
    • G08—SIGNALLING
    • G08G—TRAFFIC CONTROL SYSTEMS
    • G08G1/00—Traffic control systems for road vehicles
    • G08G1/16—Anti-collision systems
    • G08G1/164—Centralised systems, e.g. external to vehicles
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/06—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
    • H03M1/0617—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence
    • H03M1/0626—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence by filtering
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00—Networks using digital techniques
    • H03H17/02—Frequency selective networks
    • H03H17/0202—Two or more dimensional filters; Filters for complex signals
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00—Networks using digital techniques
    • H03H17/02—Frequency selective networks
    • H03H17/06—Non-recursive filters
    • H03H17/0621—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing
    • H03H17/0635—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies
    • H03H17/065—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies the ratio being integer
    • H03H17/0664—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies the ratio being integer where the output-delivery frequency is lower than the input sampling frequency, i.e. decimation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/12—Analogue/digital converters

Definitions

  • the present invention relates to a conversion technique, and more particularly to a conversion device and a reception device that convert a sampling rate of a received packet signal.
  • Road-to-vehicle communication is being studied to prevent collisions at intersections.
  • information on the situation of the intersection is communicated between the roadside device and the vehicle-mounted device.
  • Road-to-vehicle communication requires the installation of roadside equipment, which increases labor and cost.
  • installation of a roadside machine will become unnecessary.
  • the current position information is detected in real time by GPS (Global Positioning System), etc., and the position information is exchanged between the vehicle-mounted devices so that the own vehicle and the other vehicle each enter the intersection. (See, for example, Patent Document 1).
  • CSMA / CA Carrier Sense Multiple Access Avoidance
  • ITS Intelligent Transport Systems
  • the use of 720 MHz and 760 MHz as the radio frequency of ITS and the use of 9 MHz as the occupied bandwidth are planned.
  • OFDM Orthogonal Frequency-Division Multiplexing
  • OFDM symbols are processed in units of 10 MHz.
  • the AD converter is operated at a frequency of 10 MHz or an integer multiple thereof.
  • harmonic components of these frequencies are generated.
  • harmonic components interfere with the band used in ITS, and communication quality deteriorates.
  • the present invention has been made in view of such circumstances, and its purpose is to sample data at a frequency that does not enter the use band even if it is multiplied by an integer, in order to process data of the frequency that enters the use band when multiplied by an integer.
  • a conversion device generates a first digital signal by sampling a first analog signal corresponding to an in-phase component at a first sampling rate, and supports a quadrature component.
  • the second analog signal is sampled at a first sampling rate and at a timing different from that of the first digital signal, and an analog / digital conversion unit that generates the second digital signal and a second analog signal generated by the analog / digital conversion unit
  • a first filter unit that generates a third digital signal having a second sampling rate lower than the first sampling rate by performing filtering with a plurality of taps on one digital signal, and an analog / digital conversion unit
  • a plurality of tags A second filter unit that generates a fourth digital signal having a second sampling rate at a timing that matches the third digital signal, and a plurality of taps in the first filter unit and the second filter unit.
  • the apparatus includes a receiving unit that receives a predetermined signal, an amplifying unit that amplifies the signal received by the receiving unit, and a third digital signal and a fourth digital signal based on the signal amplified by the amplifying unit.
  • a conversion device that generates the digital signal, and an amplification factor control unit that controls the amplification factor in the amplification unit based on the digital signal generated in the conversion device and causes the amplification unit to use the controlled amplification factor.
  • the amplification factor control unit differs depending on whether the signal received at the receiving unit is a known signal arranged at the head portion of the packet signal or when the signal received at the receiving unit is a signal other than the packet signal. Control.
  • the present invention in order to process the data of the frequency that falls within the use band when multiplied by an integer, it is possible to perform sampling at a frequency that does not fall within the use band even when multiplied by an integer.
  • FIG. 6 (a) to 6 (d) are diagrams showing an outline of the operation in the frequency conversion unit of FIG.
  • 9A and 9B are diagrams showing an outline of the operation of the determination unit in FIG. It is a figure which shows the structure of the instruction
  • Embodiments of the present invention relate to a communication system that performs vehicle-to-vehicle communication between terminal devices mounted on a vehicle, and also executes road-to-vehicle communication from a base station device installed at an intersection or the like to a terminal device.
  • the communication system corresponds to ITS.
  • the terminal device broadcasts a packet signal that stores information such as the speed and position of the vehicle.
  • the other terminal device receives the packet signal and recognizes the approach of the vehicle based on the information.
  • the base station apparatus broadcasts a packet signal storing traffic jam information and construction information.
  • the terminal device receives the packet signal and recognizes the occurrence of a traffic jam or a construction section based on the information.
  • the communication system is similar to a wireless LAN and uses OFDM.
  • 10 MHz is a processing unit.
  • the communication system uses a radio frequency of 720 MHz or 760 MHz and a bandwidth of 9 MHz.
  • the AD converter when the AD converter is operated at a frequency of 10 MHz of an OFDM symbol or an integer multiple thereof, harmonics of an integer multiple of 10 MHz are generated, which may interfere with the communication system. Therefore, even if the data processing unit is 10 MHz, AD conversion at a sampling rate that does not fall within the 720 MHz or 760 MHz band even if it is an integer multiple is desired.
  • the reception function hereinafter referred to as “reception device” in the base station device and the terminal device of the communication system according to the present embodiment executes the following processing.
  • the AD converter When the reception device uses 720 MHz as a radio frequency, the AD converter is operated at 14 MHz, for example, as a sampling rate that does not fall within the 9 MHz bandwidth at the center of 720 MHz even when multiplied by an integer. Therefore, an analog signal is converted into a digital signal at a sampling rate of 14 MHz.
  • the receiving device inputs a 14 MHz digital signal to a FIR (Finite Impulse Response) filter.
  • a tap coefficient for converting 14 MHz data into 10 MHz data is set in the FIR filter.
  • the FIR filter generates a 10 MHz digital signal from the 14 MHz digital signal.
  • the receiving apparatus also executes the following process in order to reduce the circuit scale of the AD converter.
  • the 14 MHz AD conversion is performed on each of the analog signal of the in-phase component and the analog signal of the quadrature component, but the sampling timings thereof are different. That is, at a predetermined timing, the AD converter AD-converts only one of the in-phase component analog signal and the quadrature component analog signal.
  • the FIR filter is provided for each of the digital signal of the in-phase component and the digital signal of the quadrature component. By differentiating their tap coefficients, a 10 MHz digital signal corresponding to the same sampling timing is generated.
  • the format of the packet signal used in the communication system is similar to that of the wireless LAN, and an STF (Short Training Field) is arranged at the head portion, followed by an LTF (Long Training Field).
  • the LTF includes two OFDM symbols.
  • the front is referred to as LTF1 and the rear is referred to as LTF2.
  • AGC Automatic Gain Control
  • the demodulation of the packet signal and the like are executed.
  • the AGC processing is stopped when no packet signal is received.
  • a maximum value is set as an amplification factor in order to detect reception of a packet signal even when AGC processing is stopped.
  • the packet signal is easily distorted.
  • the amplification factor is small, the signal is not amplified to a level necessary for demodulation. As a result, reception characteristics are deteriorated. In order to suppress the deterioration of the reception characteristics, it is necessary to set an amplification factor suitable for the received packet signal.
  • the receiving apparatus controls the amplification factor even during a period in which no packet signal is received.
  • a period in which no packet signal is received a stable operation is desired rather than a quick follow-up of the propagation environment. Therefore, in such a period, the receiving apparatus lengthens the period for averaging received signals (hereinafter referred to as “average period”), lowers the target value of the amplified received signal, and increases the amplification factor.
  • the update frequency is also made lower.
  • the reception apparatus uses the amplification factor used immediately before the reception of the packet signal immediately after the reception of the packet signal.
  • the receiving apparatus stops controlling the amplification factor and fixes the amplification factor. Note that when the amplification factor reaches the maximum value during control, the receiving apparatus widens the target range in order to prevent the amplification factor from being lowered and to terminate the control early.
  • FIG. 1 shows a configuration of a communication system 100 according to an embodiment of the present invention. This corresponds to a case where one intersection is viewed from above.
  • the communication system 100 includes a base station device 10, a first vehicle 12a, a second vehicle 12b, a third vehicle 12c, a fourth vehicle 12d, a fifth vehicle 12e, a sixth vehicle 12f, and a seventh vehicle 12g, collectively referred to as a vehicle 12. , The eighth vehicle 12h, and the network 80.
  • Each vehicle 12 is equipped with a terminal device (not shown).
  • An area 82 is formed around the base station apparatus 10, and the outside of the area 82 is an outside area 84.
  • the road that goes in the horizontal direction of the drawing that is, the left and right direction
  • intersects the vertical direction of the drawing that is, the road that goes in the up and down direction, at the central portion.
  • the upper side of the drawing corresponds to the direction “north”
  • the left side corresponds to the direction “west”
  • the lower side corresponds to the direction “south”
  • the right side corresponds to the direction “east”.
  • the intersection of the two roads is an “intersection”.
  • the first vehicle 12a and the second vehicle 12b are traveling from left to right
  • the third vehicle 12c and the fourth vehicle 12d are traveling from right to left
  • the fifth vehicle 12e and the sixth vehicle 12f are traveling from the top to the bottom
  • the seventh vehicle 12g and the eighth vehicle 12h are traveling from the bottom to the top.
  • the communication system 100 arranges the base station apparatus 10 at the intersection.
  • the base station apparatus 10 receives traffic jam information and construction information from the network 80.
  • the base station apparatus 10 generates a packet signal in which traffic jam information and construction information are stored, and notifies the packet signal.
  • the notification is made to the terminal apparatus existing in the area 82 formed by the base station apparatus 10.
  • the terminal device mounted on the vehicle 12 receives the packet signal from the base station device 10
  • the terminal device extracts the traffic jam information and the construction information stored in the packet signal.
  • the terminal device notifies the driver of the extracted traffic jam information and construction information.
  • the notification is made, for example, by display on a monitor.
  • the terminal device acquires information related to the presence position using GPS or the like, and generates a packet signal in which information related to the presence position is stored.
  • the terminal device broadcasts a packet signal by CSMA / CA.
  • the terminal device receives a packet signal from another terminal device, the terminal device notifies the driver of the approach of the vehicle 12 on
  • FIG. 2 shows a configuration of the wireless device 20 mounted on the vehicle 12.
  • the wireless device 20 includes an RF unit 22, a modem unit 24, a processing unit 26, and a control unit 28.
  • the wireless device 20 corresponds to a terminal device mounted on the vehicle 12 in FIG. 1, but may correspond to the base station device 10 in FIG. 1.
  • the terminal device and the base station device 10 may be collectively referred to as “wireless device 20”, and the terminal device or the base station device 10 may be referred to as “wireless device 20”, but these are not clearly shown.
  • wireless device 20 the terminal device and the base station device 10 may be collectively referred to as “wireless device 20”
  • the terminal device or the base station device 10 may be referred to as “wireless device 20”, but these are not clearly shown.
  • wireless device 20 the terminal device or the base station device 10
  • the RF unit 22 receives a packet signal from another radio device 20 (not shown) by an antenna as a reception process.
  • the RF unit 22 performs frequency conversion on the received radio frequency packet signal to generate a baseband packet signal. Further, the RF unit 22 outputs a baseband packet signal to the modem unit 24.
  • baseband packet signals are formed by in-phase and quadrature components, so two signal lines should be shown, but here only one signal line is shown for clarity. Shall be shown.
  • the RF unit 22 includes an LNA (Low Noise Amplifier), a mixer, and an AGC.
  • LNA Low Noise Amplifier
  • the RF unit 22 performs frequency conversion on the baseband packet signal input from the modem unit 24 as a transmission process, and generates a radio frequency packet signal. Further, the RF unit 22 transmits a radio frequency packet signal from the antenna during the road and vehicle transmission period.
  • the RF unit 22 also includes a PA (Power Amplifier) and a mixer.
  • the modem unit 24 demodulates the baseband packet signal from the RF unit 22 as a reception process. Further, the modem unit 24 outputs the demodulated result to the processing unit 26. The modem unit 24 also modulates the data from the processing unit 26 as a transmission process. Further, the modem unit 24 outputs the modulated result to the RF unit 22 as a baseband packet signal.
  • the modem unit 24 since the communication system 100 corresponds to the OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) modulation method, the modem unit 24 also executes FFT (Fast Fourier Transform) as reception processing and IFFT (Inverse TransFastFast) as transmission processing. Also execute.
  • FIG. 3 shows a format of a packet signal defined in the communication system 100.
  • the STF is arranged at the head, and GI2, LTF1, LTF2, SIG, and data are arranged following the STF.
  • STF is a signal of 160 samples, and a signal pattern of 16 samples is repeated 10 times. That is, in the STF, a signal pattern having a period shorter than the period of LTF1 described later is repeated 10 times.
  • LTF1 and LTF2 are the same period of 64 samples and have the same signal pattern.
  • GI2 is a guard interval for LTF1 or LTF2, and is 32 samples.
  • LTF is formed by GI2, LTF1, and LTF2. Note that the LTF may be formed by the LTF 1 and the LTF 2.
  • SIG is a control signal and is 80 samples. The 80 samples include a guard interval of 16 samples.
  • the processing unit 26 receives the demodulation result from the modem unit 24 as a reception process.
  • the processing unit 26 executes processing according to the content of the demodulation result. For example, when the content of the demodulation result is information related to the location of the vehicle 12 on which the other wireless device 20 is mounted, the processing unit 26 notifies the driver of the approach of the other vehicle 12 (not shown) to the driver via a monitor or a speaker. To notify. If the content of the demodulation result is traffic jam information or construction information, the driver is notified of this via a monitor or speaker.
  • the processing unit 26 includes a GPS receiver (not shown), a gyroscope, a vehicle speed sensor, and the like (not shown) for transmission processing, and the vehicle 12 (not shown), that is, the wireless device 20 is mounted by data supplied from them.
  • the vehicle's 12 existing position, traveling direction, moving speed, etc. (hereinafter also referred to as “existing position”) are acquired.
  • the existence position is indicated by latitude and longitude. Since a known technique may be used for these acquisitions, description thereof is omitted here.
  • the processing unit 26 generates a packet signal that stores the location.
  • the processing unit 26 outputs the packet signal to the modem unit 24.
  • the control unit 28 controls the operation timing of the wireless device 20.
  • This configuration can be realized in terms of hardware by a CPU, memory, or other LSI of any computer, and in terms of software, it can be realized by a program loaded in the memory, but here it is realized by their cooperation.
  • Draw functional blocks Accordingly, those skilled in the art will understand that these functional blocks can be realized in various forms only by hardware, or by a combination of hardware and software.
  • FIG. 4 shows the configuration of the receiving device 30 in the wireless device 20.
  • the receiving device 30 includes an RF unit 22, a frequency conversion unit 60, an amplification factor control unit 32, an STF correlation calculation unit 34, a rising edge detection unit 36, a state management unit 38, and a demodulation / reception processing unit 40, and the amplification factor control unit 32.
  • the RF unit 22 receives a predetermined signal via the antenna as described above.
  • the radio frequency of the packet signal is 720 MHz, and the bandwidth is 9 MHz.
  • a combination of a radio frequency of 760 MHz and a bandwidth of 17.5 MHz may be used.
  • the signal received by the RF unit 22 may be the desired packet signal shown in FIG. 3 or other interference signal.
  • the RF unit 22 includes an amplifying unit (not shown), and the amplifying unit amplifies the signal received by the RF unit 22.
  • the amplifying unit may amplify the packet signal.
  • the amplification factor of the amplification unit is set by an amplification factor control unit 32 described later.
  • the RF unit 22 outputs the amplified baseband signal.
  • the frequency converter 60 receives the amplified baseband signal from the RF unit 22.
  • the input baseband signal is an analog signal.
  • the frequency conversion unit 60 generates a digital signal by performing AD conversion on the analog signal at a sampling rate of 14 MHz, for example. Furthermore, the frequency converter 60 generates a digital signal with a sampling rate of 10 MHz from a digital signal with a sampling rate of 14 MHz.
  • the frequency converter 60 outputs a digital signal with a sampling rate of 10 MHz.
  • FIG. 5 shows the configuration of the frequency conversion unit 60.
  • the frequency conversion unit 60 includes an analog switch unit 62, an AD conversion unit 64, a first FIR filter unit 66a, a second FIR filter unit 66b, which are collectively referred to as an FIR filter unit 66, a tap coefficient control unit 68, and a storage unit 68a.
  • the analog switch unit 62 inputs an analog signal from the RF unit 22 (not shown).
  • the analog signal is composed of an in-phase component and a quadrature component.
  • an analog signal corresponding to the in-phase component is referred to as a “first analog signal”
  • an analog signal corresponding to the quadrature component is referred to as a “second analog signal”.
  • the analog switch unit 62 alternately outputs the first analog signal and the second analog signal. Since the AD converter 64 at the subsequent stage AD-converts each of the first analog signal and the second analog signal at a sampling rate of 14 MHz, the AD converter 64 has the first analog signal and the second analog signal at 28 MHz. Switch between and to output.
  • the AD conversion unit 64 alternately inputs the first analog signal and the second analog signal from the analog switch unit 62.
  • the AD converter 64 AD-converts the input analog signal at a sampling rate of 28 MHz. This corresponds to AD conversion of each of the first analog signal and the second analog signal at a sampling rate of 14 MHz. That is, the AD conversion unit 64 samples the first digital signal and the second digital signal alternately.
  • the sampling rate of 14 MHz is a sampling rate that does not fall within the 720 MHz band even if it is an integral multiple. Note that the sampling rate is not limited to 14 MHz as long as it is a sampling rate that does not fall within the 720 MHz band even when multiplied by an integer.
  • the AD conversion unit 64 outputs a digital signal (hereinafter referred to as “first digital signal”) obtained by sampling the first analog signal to the first FIR filter unit 66a, and samples the second analog signal (hereinafter referred to as “first digital signal”). 2 digital signals ”) is output to the second FIR filter unit 66b.
  • the second digital signal is a signal generated at the same sampling rate as the first digital signal and sampled at a timing different from that of the first digital signal.
  • FIGS. 6A to 6D show an outline of the operation in the frequency conversion unit 60.
  • FIG. FIG. 6A shows the first digital signal.
  • the horizontal axis indicates time, and the first digital signal is indicated as I1, I2, I3, I4, and I5 over time.
  • the interval between I1 and I2 corresponds to a sampling rate of 14 MHz.
  • FIG. 6C shows the second digital signal.
  • the second digital signal is denoted as Q1, Q2, Q3, Q4, Q5 over time.
  • the interval between Q1 and Q2 corresponds to a sampling rate of 14 MHz, similar to the interval between I1 and I2.
  • Q1 is generated at a timing between I1 and I2.
  • the first digital signal and the second digital signal are alternately generated at different sampling timings. 6B and 6D will be described later.
  • the first FIR filter unit 66a receives the first digital signal from the AD conversion unit 64.
  • the first FIR filter unit 66 a includes a plurality of taps, and receives a combination of tap coefficients for the taps from the tap coefficient control unit 68.
  • the first FIR filter unit 66a generates a third digital signal by performing filtering with a plurality of taps on the first digital signal.
  • the third digital signal is generated at a sampling rate of 10 MHz, which is lower than the sampling rate of 14 MHz.
  • the sampling rate of 10 MHz is an OFDM symbol processing unit.
  • the first FIR filter unit 66 a receives another tap coefficient combination from the tap coefficient control unit 68 every time one third digital signal is generated. Such a combination of tap coefficients will be described later.
  • the second FIR filter unit 66b receives the second digital signal from the AD conversion unit 64.
  • the second FIR filter unit 66b is configured in the same manner as the first FIR filter unit 66a, and receives a combination of tap coefficients from the tap coefficient control unit 68.
  • the second FIR filter unit 66b generates a fourth digital signal by performing filtering with a plurality of taps on the second digital signal.
  • the fourth digital signal is generated at a sampling timing in accordance with the third digital signal and at the same sampling rate of 10 MHz as the third digital signal.
  • the first FIR filter unit 66a outputs a third digital signal
  • the second FIR filter unit 66b outputs a fourth digital signal.
  • the third digital signal and the fourth digital signal may be collectively referred to as “digital signal”.
  • FIG. 6B shows a third digital signal generated in the first FIR filter unit 66a.
  • the third digital signal is denoted as I1 ', I2', I3 ', I4' as time passes.
  • I2 ' is generated from I1, I2, I3, and I4 as illustrated.
  • each of I1, I2, I3, and I4 is multiplied by a tap coefficient.
  • the value of each tap coefficient is determined so as to increase as the timing approaches I2 '.
  • a collection of tap coefficients for I1, I2, I3, and I4 corresponds to the combination of tap coefficients described above.
  • the next timing I3 ' is generated from I2, I3, I4, and I5.
  • the time differences of I1, I2, I3, and I4 with respect to I2 ' are different from the time differences of I2, I3, I4, and I5 with respect to I3'. Therefore, the combination of tap coefficients for generating I3 'is different from the combination of tap coefficients for generating I2'. As a result, the third digital signal is sequentially generated while changing the combination of the first digital signal to be filtered and the tap coefficient.
  • FIG. 6D shows the fourth digital signal generated in the second FIR filter unit 66b.
  • the fourth digital signal is denoted as Q1 ', Q2', Q3 ', Q4' as time passes.
  • Q2 ' is generated from Q1, Q2, Q3, and QI4 as illustrated.
  • each of Q1, Q2, Q3, and Q4 is also multiplied by the tap coefficient.
  • a collection of tap coefficients for each of Q1, Q2, Q3, and Q4 corresponds to the combination of tap coefficients described above.
  • the timing of Q2 ' is the same as the timing of I2', but the timings of Q1, Q2, Q3, and Q4 are different from the timings of I1, I2, I3, and I4.
  • the combination of tap coefficients for generating Q2 ' is different from the combination of tap coefficients for generating I2'. Further, when generating Q3 ', a combination of tap coefficients different from the combination of tap coefficients for generating Q2' is used, as in the case of generating I3 '.
  • the storage unit 68a stores a plurality of types of combinations of tap coefficients for a plurality of taps in the first FIR filter unit 66a and the second FIR filter unit 66b.
  • FIG. 7 shows a data structure of a plurality of combinations stored in the storage unit 68a. As shown, a combination column 230 and a tap coefficient column 232 are included.
  • the combination column 230 stores identifiers for distinguishing combinations such as a first combination, a second combination,..., A tenth combination.
  • the tap coefficient column 232 stores tap coefficients corresponding to each combination. Here, it is assumed that the number of taps of the FIR filter unit 66 is four taps.
  • the tap coefficient control unit 68 sets the first FIR filter unit 66a while switching and selecting a combination of tap coefficients. Further, the tap coefficient control unit 68 sets the second FIR filter unit 66b while switching and selecting a tap coefficient combination different from the tap coefficient combination set in the first FIR filter unit 66a.
  • relative combinations of tap coefficient combinations to be set in the first FIR filter unit 66a and tap coefficient combinations to be set in the second FIR filter unit 66b in the combination of tap coefficients stored in a plurality of types are determined in advance. Yes. For example, when the ninth combination is set for the former, the fourth combination is set for the latter. That is, “five differences” are defined between the two. This corresponds to half of the total number “10” of tap coefficient combinations. This is because the second digital signal is delayed by 1/2 sample with respect to the first digital signal.
  • the tap coefficient control unit 68 determines a combination of tap coefficients to be set in the first FIR filter unit 66a and a combination of tap coefficients to be set in the second FIR filter unit 66b while maintaining the “five differences” in the relative relationship. Select each one. For example, the tenth combination is selected for the first FIR filter unit 66a and the fifth combination is selected for the second FIR filter unit 66b at the next timing of the above-described combination. Note that the first combination is selected after the tenth combination.
  • the power calculator 42 inputs the baseband signal from the frequency converter 60.
  • the power calculator 42 averages the magnitudes of the baseband signals.
  • the moving average in the average period is executed. Two types are defined as the average period.
  • the shorter average period is referred to as a “first average period”
  • the longer average period is referred to as a “second average period”.
  • the first average period is shorter than the STF period.
  • the power calculator 42 sequentially outputs an average value based on the first average period and an average value based on the second average period.
  • the determination unit 44 sequentially inputs an average value based on the first average period and an average value based on the second average period from the power calculation unit 42.
  • the determination unit 44 selects either the average value based on the first average period or the average value based on the second average period according to the notification from the state management unit 38.
  • the determination unit 44 controls the amplification factor in the amplification unit based on the selected average value.
  • the amplification factor is determined so that the average value approaches the target value. Details of the processing in the determination unit 44 will be described later.
  • the determination unit 44 sequentially outputs the determined amplification values to the instruction unit 46.
  • the instruction unit 46 instructs the amplification unit to use the amplification factor determined by the determination unit 44 at a predetermined frequency. That is, the instruction unit 46 causes the amplification unit to use the controlled amplification factor.
  • the STF correlation calculation unit 34 inputs the baseband signal from the frequency conversion unit 60.
  • the STF correlation calculator 34 calculates the cross-correlation between the baseband signal and the pattern of 16 samples of the STF. Since the configuration of the correlator for calculating the cross-correlation is known, the description thereof is omitted here.
  • the STF correlation calculation unit 34 sequentially outputs the cross-correlation values to the rise detection unit 36.
  • the rising edge detection unit 36 inputs a cross-correlation value from the STF correlation calculation unit 34.
  • the rising edge detection unit 36 detects reception of STF in the packet signal. This corresponds to detecting the rising edge of the packet signal. More specifically, the rising edge detection unit 36 determines that a rising edge has been detected when the cross-correlation value is greater than a threshold value, and notifies the state management unit 38 of the determination result.
  • the STF correlation calculation unit 34 and the rising detection unit 36 may monitor signal strength, for example, RSSI, without calculating cross-correlation.
  • the state management unit 38 manages the reception state of the receiving device 30. More specifically, the state management unit 38 manages whether a packet signal is received or a packet signal is not received.
  • the state management unit 38 receives a notification from the rise detection unit 36 in a state where no packet signal is received, the state management unit 38 recognizes a transition to a state where the packet signal is received. Therefore, the state management unit 38 recognizes in advance the format of the packet signal shown in FIG. As a result, the state management unit 38 receives the STF, receives the LTF1, receives the LTF2, or receives the SIG while receiving the packet signal. Identifies whether or not data is being received. Therefore, the state management unit 38 measures the timing after starting reception of the packet signal.
  • the state management unit 38 may use the demodulation result and the decoding result from the demodulation / reception processing unit 40.
  • the state management unit 38 notifies the determination unit 44 and the instruction unit 46 of the state where the STF is being received and the state where the packet signal is not received.
  • the determination unit 44 receives from the state management unit 38 a notification that the STF is being received and a notification that the packet signal has not been received. When receiving the notification that the STF is being received, the determination unit 44 selects an average value based on the first average period. On the other hand, when receiving a notification that the packet signal is not received, the determination unit 44 selects an average value based on the second average period. This corresponds to changing the length of the average period depending on whether the power calculation unit 42 is receiving STF or not receiving a packet signal. In particular, the latter average period is made longer than the former average period.
  • the determination unit 44 sets a predetermined target value (hereinafter referred to as “first target value”).
  • first target value a target value that is smaller than the first target value
  • second target value a target value that is smaller than the first target value
  • FIG. 8 shows the data structure of the table stored in the determination unit 44.
  • an STF period column 200 and a packet signal outside column 202 are included.
  • a first average period (AP1) and a first target value (TV1) to be used in a state where the STF is being received are shown.
  • the packet signal outside column 202 the second average period (AP2) and the second target value (TV2) to be used in a state where no packet signal is received are shown.
  • the determination unit 44 selects the value indicated in the packet signal outside column 202 or the value indicated in the packet signal outside column 222 in accordance with the notification received from the state management unit 38.
  • the determination unit 44 sets the target range so as to cross the target value.
  • the determination unit 44 adjusts the amplification factor until the average value is included in the target range. For example, the determination unit 44 increases the amplification factor if the average value is lower than the lower limit of the target value, and decreases the amplification factor if the average value is higher than the upper limit of the target value. Such adjustment is repeated during the STF period.
  • FIG. 9 (a)-(b) shows an outline of the operation of the determination unit 44.
  • FIG. FIG. 9A shows a comparison operation in the determination unit 44 in the STF period. The horizontal axis corresponds to time, and after a certain period of time has elapsed from the STF, the average value and the target range are compared as the first comparison. After a certain period of time has passed since the amplification factor was controlled based on the result of the first comparison, the comparison between the average value and the target range is performed again as the second comparison. The reason for waiting until a certain period elapses is to consider the response period in the amplification unit. Such processing is repeatedly executed, and in FIG. 9A, the processing is executed up to the fourth comparison. Note that the number of comparisons is not limited to four. The description of FIG. 9B will be described later. Returning to FIG.
  • the determination unit 44 fixes the amplification factor when the average value is included in the target range.
  • the fixed amplification factor is used for the remaining period of the packet signal.
  • the determination unit 44 fixes the amplification factor and omits the remaining comparisons.
  • the determination unit 44 stops receiving the packet signal when the average value is not included in the target range. That is, the packet signal is discarded assuming that an appropriate amplification factor is not set.
  • the determination unit 44 expands the width of the target range to be used in the comparison of the last timing in the STF period, compared to the width of the target range so far.
  • FIG. 9B shows the first target value (TV1) and the target range set in the determination unit 44.
  • the first range 210 is a target range used in comparisons other than the comparison of the last timing of the STF period, the first comparison to the third comparison in FIG. 9A. As described above, the first range 210 is set across the TV 1.
  • the second range 212 is a target range used in the comparison of the last timing of the STF period and the fourth comparison in FIG.
  • the width of the second range 212 is defined to be wider than the width of the first range 210.
  • the determination unit 44 executes the following process.
  • the determination unit 44 has a target range that is wider than the target range when the amplification factor is smaller than the maximum value (hereinafter, “third range”). Set).
  • the width of the third range 214 is defined to be wider than the width of the first range 210 and the width of the second range 212.
  • the width of the third range 214 only needs to be wider than the width of the first range 210, may be narrower than the width of the second range 212, or may be the same.
  • the determination unit 44 changes the width of the target range when the amplification factor is smaller than the maximum value and the width of the target range when the amplification factor is the maximum value.
  • the instruction unit 46 receives from the state management unit 38 a notification that the STF is being received and a notification that the packet signal has not been received.
  • the instruction unit 46 instructs the RF unit 22 to use the initial value of the amplification factor immediately after receiving the notification that the STF is being received and immediately after receiving the notification that the packet signal is not received.
  • the former corresponds to the timing when the reception of the packet signal is started, and the latter corresponds to the timing when the reception of the packet signal is ended.
  • FIG. 10 shows the configuration of the instruction unit 46.
  • the instruction unit 46 includes an initial value selection unit 50 and a latest value storage unit 54.
  • the latest value storage unit 54 stores the latest value (hereinafter referred to as “latest value”) of the amplification factor updated by the determination unit 44 in a state where no packet signal is received.
  • the latest value is updated each time the amplification factor is updated.
  • the initial value selection unit 50 extracts the latest value from the latest value storage unit 54 when receiving the notification that the STF is being received when receiving the notification that the packet signal is not received,
  • the RF unit 22 is instructed to use the latest value. This is equivalent to starting amplification with the latest value as the initial value when the reception of the packet signal is started.
  • the initial value selection unit 50 receives the notification that the packet signal is not received when receiving the packet signal, the initial value selection unit 50 extracts the same latest value from the latest value storage unit 54 again, and the same value is obtained.
  • the RF unit 22 is instructed to use the latest value. This corresponds to starting the reception of the packet signal, and the amplification factor controller 32 starts a new control with the latest value as the initial value.
  • the latest value can be said to be the final value among the amplification factors used in the past for signals other than packet signals.
  • FIG. 11 shows an outline of the operation of the instruction unit 46.
  • the horizontal axis corresponds to time.
  • the amplification factor is “G1”, and “G1” is the latest value.
  • the amplification factor is “G1”, and the latest value is used.
  • the STF period the amplification factor is controlled with “G1” as an initial value, and the remaining period is amplified with the resultant amplification factor.
  • T3 is the timing when reception of the packet signal is finished.
  • the amplification factor at this time is set to “G1” which is the latest value at that time.
  • the gain is controlled with “G1” as an initial value, and the gain is updated to “G2” at timing “T4”. Also, “G2” is the latest value. Also in “T5”, the amplification factor is “G2”. “T6” is the timing when the reception of the packet signal is finished again. The amplification factor at this time is set to “G2” which is the latest value at that time.
  • the instruction unit 46 instructs the amplification unit to use the amplification factor determined by the determination unit 44 at a predetermined frequency.
  • the instruction unit 46 changes the frequency of amplification factor update depending on whether the notification of the state in which the STF is being received is received or the notification of the state in which the packet signal is not received. More specifically, the instruction unit 46 receives a notification of a state in which a packet signal is not received, rather than an update frequency in the case of receiving a notification of a state in which STF is being received. Reduce the frequency of updates.
  • FIG. 12 shows the data structure of the table stored in the instruction unit 46.
  • an STF period column 220 and a packet signal outside column 222 are included.
  • the first interval shown in the STF period column 220 is an update interval when a notification indicating that the STF is being received is received
  • the second interval shown in the packet signal outer column 222 is a packet interval. This is an update interval when a notification of a state in which no signal is received is received.
  • first interval is a section based on the first average period and the response period of the amplification unit
  • the second interval is based on the second average period, the response period of the amplification unit and the standby period. It is the section made.
  • the second interval is larger at the following two points than the first interval.
  • One is not the first average period but the second average period, and the other is that a waiting period is added.
  • the waiting period is arbitrarily set.
  • the instruction unit 46 instructs the use of the amplification factor at the first interval or the second interval according to the notification content.
  • the instruction unit 46 instructs the RF unit 22 to use the fixed amplification factor until the packet signal ends.
  • the demodulation / reception processing unit 40 executes the reception process of the modem unit 24 and the processing unit 26 in FIG.
  • the sampling rate is different from the desired sampling rate. Can be sampled.
  • sampling is performed at a sampling rate different from the desired sampling rate, in order to process data having a frequency that falls within the use band when multiplied by an integer, sampling can be performed at a frequency that does not fall within the use band even when multiplied by an integer.
  • the first digital signal and the second digital signal are generated at different timings, one AD conversion unit can be used in a time division manner, so that the circuit scale of the AD conversion unit can be reduced.
  • the process can be simplified because only a combination of a plurality of types of tap coefficients is selected. Further, the combination to be used for the in-phase component and the combination to be used for the quadrature component continue to maintain a certain relative relationship, so that the processing can be simplified. In addition, by switching two analog signal inputs in a time-division manner, one AD converter can process them, so that the circuit scale can be reduced and sampling can be performed at a frequency that does not fall within the usable band even if it is multiplied by an integer. It can be realized at the same time.
  • an amplification factor suitable for the received packet signal can be set. Further, since the amplification factor suitable for the received packet signal is set, the reception quality can be improved. Further, since the length of the average period is changed depending on whether a known signal is received or a signal other than a packet signal is received, an average value suitable for each case can be acquired. Moreover, since the average value suitable for each case is acquired, the setting accuracy of the amplification factor can be improved. In addition, since the length of the average period when a signal other than the packet signal is received is longer than the length of the average period when a known signal is received, the influence of noise can be reduced.
  • the processing can be stabilized.
  • the length of the average period when the known signal is received is made shorter than the length of the average period when the signal other than the packet signal is received, it is possible to follow the fluctuation of the received power due to the input of the packet signal.
  • the variation in the received power is followed, the setting accuracy of the amplification factor can be improved.
  • an amplification factor suitable for each case can be acquired.
  • the setting accuracy of the amplification factor can be improved.
  • the magnitude of the target value when a signal other than the packet signal is received is smaller than the magnitude of the target value when a known signal is received, amplification of the interference signal can be suppressed.
  • the possibility that the packet signal is distorted even when the packet signal is received can be reduced.
  • the possibility that the packet signal is distorted is reduced, the reception quality can be improved.
  • the packet signal to be demodulated can be sufficiently amplified. Further, since the packet signal to be demodulated is sufficiently amplified, the reception quality can be improved.
  • an amplification factor suitable for the case can be set.
  • the control is started with an amplification factor used in the past for a signal other than the packet signal as an initial value, so setting the maximum amplification factor can be avoided.
  • the control is started with the final value of the amplification factor used before the reception of the packet signal as the initial value, so that it can be executed with a simple process.
  • an amplification factor suitable for the received packet signal can be set depending on whether a known signal is received or a signal other than a packet signal is received.
  • an amplification factor that follows fluctuations in received power can be set.
  • the frequency of update when a signal other than a packet signal is received is lower than the frequency of update when a known signal is received, the amount of processing can be reduced.
  • consumption is reduced, power consumption can be reduced.
  • the use of the amplification factor is instructed for each section based on the average period and the response period of the amplification unit, so that the amplification factor can be instructed quickly.
  • the use of the amplification factor is instructed based on the average period, the response period of the amplification unit, and the standby period, so that the update interval can be lengthened.
  • the update interval can be increased.
  • the width of the target range when the amplification factor is smaller than the maximum value and the width of the target range when the amplification factor is the maximum value are changed, an amplification factor suitable for the received packet signal is set. it can.
  • the width of the target range when the gain is the maximum value is wider than the width of the target range when the gain is a value smaller than the maximum value, the average is obtained when the gain is the maximum value. The value can be easily included in the target range. Further, since the average value can be easily included in the target range when the amplification factor is the maximum value, the control of the amplification factor can be stopped. Further, since the control of the amplification factor is stopped, the processing amount can be reduced.
  • the control of the amplification factor is stopped, a large value can be maintained as the amplification factor. Moreover, since a large value is maintained as the amplification factor, the packet signal can be sufficiently amplified. In addition, when the amplification factor is smaller than the maximum value, the width of the target range is widened before the end timing of the known signal, so that the average value can be easily included in the target range. . Further, since the average value can be easily included in the target range, the probability of stopping the demodulation of the packet signal can be reduced.
  • the present invention in order to process the data of the frequency that falls within the use band when multiplied by an integer, it is possible to perform sampling at a frequency that does not fall within the use band even when multiplied by an integer.

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Abstract

　ＡＤ変換部６４は、同相成分に対応した第１アナログ信号を第１サンプリングレートでサンプリングすることによって第１デジタル信号を生成するとともに、直交成分に対応した第２アナログ信号を第１サンプリングレートで、かつ第１デジタル信号とは異なったタイミングでサンプリングすることによって第２デジタル信号を生成する。第１ＦＩＲフィルタ部６６ａは、第１デジタル信号をもとに、第１サンプリングレートよりも低い第２サンプリングレートの第３デジタル信号を生成する。第２ＦＩＲフィルタ部６６ｂは、第２デジタル信号をもとに、第３デジタル信号に合わせたタイミングで第２サンプリングレートの第４デジタル信号を生成する。

Description

変換装置および受信装置
　本発明は、変換技術に関し、特に受信したパケット信号のサンプリングレートを変換する変換装置および受信装置に関する。
　交差点の出会い頭の衝突事故を防止するために、路車間通信の検討がなされている。路車間通信では、路側機と車載器との間において交差点の状況に関する情報が通信される。路車間通信では、路側機の設置が必要になり、手間と費用が大きくなる。これに対して、車車間通信、つまり車載器間で情報を通信する形態であれば、路側機の設置が不要になる。その場合、例えば、ＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ　Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ　Ｓｙｓｔｅｍ）等によって現在の位置情報をリアルタイムに検出し、その位置情報を車載器同士で交換しあうことによって、自車両および他車両がそれぞれ交差点へ進入するどの道路に位置するかを判断する（例えば、特許文献１参照）。
特開２００５－２０２９１３号公報
　ＩＥＥＥ８０２．１１等の規格に準拠した無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ　Ａｒｅａ　Ｎｅｔｗｏｒｋ）では、ＣＳＭＡ／ＣＡ（Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｓｅｎｓｅ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ　ｗｉｔｈ　Ｃｏｌｌｉｓｉｏｎ　Ａｖｏｉｄａｎｃｅ）と呼ばれるアクセス制御機能が使用されている。そのため、当該無線ＬＡＮでは、複数の端末装置によって同一の無線チャネルが共有される。このようなＣＳＭＡ／ＣＡでは、キャリアセンスによって他のパケット信号が送信されていないことを確認した後に、パケット信号が送信される。一方、ＩＴＳ（Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔ　Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ　Ｓｙｓｔｅｍｓ）のような車車間通信に無線ＬＡＮを適用する場合、不特定多数の端末装置へ情報を送信する必要があるために、信号はブロードキャストにて送信されることが望ましい。
　ＩＴＳの無線周波数として７２０ＭＨｚや７６０ＭＨｚの使用と、占有帯域幅として９ＭＨｚの使用が予定されている。ここでは、ＩＴＳにおいて、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ－Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）が使用され、かつＯＦＤＭシンボルが１０ＭＨｚ単位で処理される場合を想定する。この場合、ＡＤ変換器は、１０ＭＨｚやその整数倍の周波数で動作させることが回路設計上好ましい。ＡＤ変換器を１０ＭＨｚやその整数倍の周波数で動作させた場合、これらの周波数の高調波成分が発生する。その結果、ＩＴＳでの使用帯域に高調波成分が干渉し、通信品質が悪化してしまう。これに対応するため、整数倍してもＩＴＳでの使用帯域に入らないような周波数によってデジタル回路を動作させることが望まれる。
　本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、整数倍すると使用帯域に入る周波数のデータを処理するために、整数倍しても使用帯域に入らないような周波数によってサンプリングさせる技術を提供することにある。
　上記課題を解決するために、本発明のある態様の変換装置は、同相成分に対応した第１アナログ信号を第１サンプリングレートでサンプリングすることによって第１デジタル信号を生成するとともに、直交成分に対応した第２アナログ信号を第１サンプリングレートで、かつ第１デジタル信号とは異なったタイミングでサンプリングすることによって第２デジタル信号を生成するアナログ・デジタル変換部と、アナログ・デジタル変換部において生成した第１デジタル信号に対して、複数のタップによるフィルタリングを実行することによって、第１サンプリングレートよりも低い第２サンプリングレートの第３デジタル信号を生成する第１フィルタ部と、アナログ・デジタル変換部において生成した第２デジタル信号に対して、複数のタップによるフィルタリングを実行することによって、第３デジタル信号に合わせたタイミングで第２サンプリングレートの第４デジタル信号を生成する第２フィルタ部と、第１フィルタ部および第２フィルタ部における複数のタップに対するタップ係数の組合せを複数種類記憶する記憶部と、記憶部に記憶したタップ係数の組合せを切りかえて選択しながら第１フィルタ部に設定するとともに、第１フィルタ部に設定したタップ係数の組合せとは異なったタップ係数の組合せを切りかえて選択しながら第２フィルタ部に設定する制御部と、を備える。
　本発明の別の態様は、受信装置である。この装置は、所定の信号を受信する受信部と、受信部において受信した信号を増幅する増幅部と、増幅部において増幅した信号をもとに、第３デジタル信号および第４デジタル信号が含まれたデジタル信号を生成する変換装置と、変換装置において生成したデジタル信号をもとに増幅部での増幅率を制御し、制御した増幅率を増幅部に使用させる増幅率制御部とを備える。増幅率制御部は、受信部において受信した信号がパケット信号の先頭部分に配置された既知信号である場合と、受信部において受信した信号がパケット信号以外の信号である場合とに応じて、異なった制御を実行する。
　なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
　本発明によれば、整数倍すると使用帯域に入る周波数のデータを処理するために、整数倍しても使用帯域に入らないような周波数によってサンプリングさせることができる。
本発明の実施例に係る通信システムの構成を示す図である。 図１の車両に搭載された無線装置の構成を示す図である。 図１の通信システムにおいて規定されるパケット信号のフォーマットを示す図である。 図３の無線装置における受信装置の構成を示す図である。 図４の周波数変換部の構成を示す図である。 図６（ａ）－（ｄ）は、図５の周波数変換部における動作の概要を示す図である。 図５の記憶部に記憶された複数の組合せのデータ構造を示す図である。 図４の決定部において記憶されるテーブルのデータ構造を示す図である。 図９（ａ）－（ｂ）は、図４の決定部の動作概要を示す図である。 図４の指示部の構成を示す図である。 図１０の指示部の動作概要を示す図である。 図４の指示部において記憶されるテーブルのデータ構造を示す図である。
　本発明を具体的に説明する前に、概要を述べる。本発明の実施例は、車両に搭載された端末装置間において車車間通信を実行するとともに、交差点等に設置された基地局装置から端末装置へ路車間通信も実行する通信システムに関する。当該通信システムは、ＩＴＳに相当する。車車間通信として、端末装置は、車両の速度や位置等の情報を格納したパケット信号をブロードキャスト送信する。また、他の端末装置は、パケット信号を受信するとともに、これらの情報をもとに車両の接近等を認識する。さらに、基地局装置は、渋滞情報や工事情報を格納したパケット信号をブロードキャスト送信する。端末装置は、パケット信号を受信するとともに、情報をもとに渋滞の発生や工事区間を認識する。
　通信システムは、無線ＬＡＮと類似しており、ＯＦＤＭを使用する。ここで、１０ＭＨｚが処理単位とされる。一方、通信システムは、７２０ＭＨｚあるいは７６０ＭＨｚの無線周波数を使用するとともに、９ＭＨｚの帯域幅を使用する。このような状況下において、ＯＦＤＭシンボルの１０ＭＨｚあるいはその整数倍の周波数にてＡＤ変換器を動作させた場合、１０ＭＨｚの整数倍の高調波が発生し、通信システムに干渉を及ぼすおそれがある。そのため、データの処理単位が１０ＭＨｚであっても、整数倍しても７２０ＭＨｚあるいは７６０ＭＨｚ帯に入らないようなサンプリングレートによるＡＤ変換が望まれる。これに対応するために、本実施例に係る通信システムの基地局装置および端末装置における受信機能（以下、「受信装置」という）は、次の処理を実行する。
　受信装置は、無線周波数として７２０ＭＨｚを使用した場合、整数倍しても７２０ＭＨｚ中心で９ＭＨｚの帯域幅に入らないようなサンプリングレートとして、例えば、１４ＭＨｚにてＡＤ変換器を動作させる。そのため、１４ＭＨｚのサンプリングレートによって、アナログ信号がデジタル信号に変換される。受信装置は、１４ＭＨｚのデジタル信号をＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタに入力させる。ＦＩＲフィルタには、１４ＭＨｚのデータを１０ＭＨｚのデータに変換するためのタップ係数が設定されている。その結果、ＦＩＲフィルタは、１４ＭＨｚのデジタル信号から１０ＭＨｚのデジタル信号を生成する。さらに、受信装置は、ＡＤ変換器の回路規模を低減させるために、次の処理も実行する。
　まず、１４ＭＨｚのＡＤ変換は、同相成分のアナログ信号および直交成分のアナログ信号のそれぞれに対してなされるが、それらのサンプリングタイミングは異なっている。つまり、所定のタイミングにおいて、ＡＤ変換器は、同相成分のアナログ信号および直交成分のアナログ信号のうちの一方のみをＡＤ変換する。また、ＦＩＲフィルタは、同相成分のデジタル信号および直交成分のデジタル信号のそれぞれに対して設けられるが、それらのタップ係数を異ならせることによって、同一のサンプリングタイミングに対応した１０ＭＨｚのデジタル信号が生成される。
　さらに、ＡＤ変換に続く受信処理を説明する。通信システムにて使用されるパケット信号のフォーマットは、無線ＬＡＮと類似しており、先頭部分にＳＴＦ（Ｓｈｏｒｔ　Ｔｒａｉｎｉｎｇ　Ｆｉｅｌｄ）が配置され、それに続いてＬＴＦ（Ｌｏｎｇ　Ｔｒａｉｎｉｎｇ　Ｆｉｅｌｄ）が配置される。なお、ＬＴＦは、ふたつのＯＦＤＭシンボルを含み、ここでは、前の方をＬＴＦ１といい、後ろの方をＬＴＦ２という。無線ＬＡＮでは、一般的にパケット信号を受信すると、ＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ　Ｇａｉｎ　Ｃｏｎｔｒｏｌ）によって増幅器の増幅率を制御してからパケット信号の復調等を実行する。ＡＧＣの処理量や消費電力を低減するために、パケット信号を受信していない場合に、ＡＧＣの処理が停止される。その際、ＡＧＣの処理が停止していてもパケット信号の受信を検知するために、増幅率として最大値が設定される。このような状況で、受信電力の大きいパケット信号を受信すると、パケット信号がひずみやすくなる。また、受信電力の小さいパケット信号を受信している場合に、増幅率が小さいと復調に必要なレベルまで増幅されない。これらの結果、受信特性が悪化してしまう。受信特性の悪化を抑制するためには、受信したパケット信号に適した増幅率の設定が必要になる。
　これに対応するため、本実施例に係る受信装置は、パケット信号を受信していない期間においても増幅率の制御を実行する。パケット信号を受信していない期間では、伝搬環境の迅速な追従よりも安定した動作が望まれる。そのため、このような期間において、受信装置は、受信信号を平均するための期間（以下、「平均期間」という）をより長くし、増幅後の受信信号の目標値をより低くするとともに、増幅率の更新頻度もより低くする。また、受信装置は、パケット信号の受信終了直後において、パケット信号の受信前に使用していた増幅率を使用する。一方、パケット信号の受信中において、受信装置は、増幅後のパケット信号が目標範囲に含まれると増幅率の制御を停止し、増幅率を固定する。なお、制御中に増幅率が最大値になると、受信装置は、増幅率が低くなることを防ぎ、かつ制御を早期に終了させるために、目標範囲を広げる。
　図１は、本発明の実施例に係る通信システム１００の構成を示す。これは、ひとつの交差点を上方から見た場合に相当する。通信システム１００は、基地局装置１０、車両１２と総称される第１車両１２ａ、第２車両１２ｂ、第３車両１２ｃ、第４車両１２ｄ、第５車両１２ｅ、第６車両１２ｆ、第７車両１２ｇ、第８車両１２ｈ、ネットワーク８０を含む。なお、各車両１２には、図示しない端末装置が搭載されている。また、エリア８２が、基地局装置１０の周囲に形成され、エリア８２の外側がエリア外８４である。
　図示のごとく、図面の水平方向、つまり左右の方向に向かう道路と、図面の垂直方向、つまり上下の方向に向かう道路とが中心部分で交差している。ここで、図面の上側が方角の「北」に相当し、左側が方角の「西」に相当し、下側が方角の「南」に相当し、右側が方角の「東」に相当する。また、ふたつの道路の交差部分が「交差点」である。第１車両１２ａ、第２車両１２ｂが、左から右へ向かって進んでおり、第３車両１２ｃ、第４車両１２ｄが、右から左へ向かって進んでいる。また、第５車両１２ｅ、第６車両１２ｆが、上から下へ向かって進んでおり、第７車両１２ｇ、第８車両１２ｈが、下から上へ向かって進んでいる。
　通信システム１００は、交差点に基地局装置１０を配置する。基地局装置１０は、ネットワーク８０から、渋滞情報や工事情報を受けつける。基地局装置１０は、渋滞情報や工事情報が格納されたパケット信号を生成し、パケット信号を報知する。ここで、報知は、基地局装置１０によって形成されたエリア８２内に存在する端末装置に対してなされる。車両１２に搭載された端末装置は、基地局装置１０からのパケット信号を受信すると、パケット信号に格納された渋滞情報や工事情報を抽出する。端末装置は、抽出した渋滞情報や工事情報を運転者へ通知する。通知は、例えば、モニタへの表示によってなされる。端末装置は、ＧＰＳ等によって存在位置に関する情報を取得し、存在位置に関する情報が格納されたパケット信号を生成する。端末装置は、ＣＳＭＡ／ＣＡによってパケット信号を報知する。端末装置は、他の端末装置からのパケット信号を受信すると、他の端末装置が搭載された車両１２の接近を運転者へ通知する。
　図２は、車両１２に搭載された無線装置２０の構成を示す。無線装置２０は、ＲＦ部２２、変復調部２４、処理部２６、制御部２８を含む。無線装置２０は、図１の車両１２に搭載された端末装置に相当するが、図１の基地局装置１０に相当してもよい。以下では、端末装置と基地局装置１０とを総称して「無線装置２０」という場合もあれば、端末装置あるいは基地局装置１０を「無線装置２０」という場合もあるが、これらを明示しないものとする。
　ＲＦ部２２は、受信処理として、図示しない他の無線装置２０からのパケット信号をアンテナにて受信する。ＲＦ部２２は、受信した無線周波数のパケット信号に対して周波数変換を実行し、ベースバンドのパケット信号を生成する。さらに、ＲＦ部２２は、ベースバンドのパケット信号を変復調部２４に出力する。一般的に、ベースバンドのパケット信号は、同相成分と直交成分によって形成されるので、ふたつの信号線が示されるべきであるが、ここでは、図を明瞭にするためにひとつの信号線だけを示すものとする。ＲＦ部２２には、ＬＮＡ（Ｌｏｗ　Ｎｏｉｓｅ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）、ミキサ、ＡＧＣも含まれる。
　ＲＦ部２２は、送信処理として、変復調部２４から入力したベースバンドのパケット信号に対して周波数変換を実行し、無線周波数のパケット信号を生成する。さらに、ＲＦ部２２は、路車送信期間において、無線周波数のパケット信号をアンテナから送信する。また、ＲＦ部２２には、ＰＡ（Ｐｏｗｅｒ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）、ミキサも含まれる。
　変復調部２４は、受信処理として、ＲＦ部２２からのベースバンドのパケット信号に対して、復調を実行する。さらに、変復調部２４は、復調した結果を処理部２６に出力する。また、変復調部２４は、送信処理として、処理部２６からのデータに対して、変調を実行する。さらに、変復調部２４は、変調した結果をベースバンドのパケット信号としてＲＦ部２２に出力する。ここで、通信システム１００は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）変調方式に対応するので、変復調部２４は、受信処理としてＦＦＴ（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）も実行し、送信処理としてＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ　Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）も実行する。
　変復調部２４において変復調処理の対象とされるパケット信号のフォーマットを説明する。図３は、通信システム１００において規定されるパケット信号のフォーマットを示す。図示のごとく、ＳＴＦが先頭に配置されるとともに、ＳＴＦに続いてＧＩ２、ＬＴＦ１、ＬＴＦ２、ＳＩＧ、データが配置されている。ここで、ＳＴＦは、１６０サンプルの信号であり、１６サンプルの信号パターンが１０回繰り返されている。つまり、ＳＴＦでは、後述のＬＴＦ１の期間よりも短い期間の信号パターンが１０回繰り返されている。ＬＴＦ１とＬＴＦ２とは、６４サンプルで同一期間であり、信号パターンも同一である。ＧＩ２は、ＬＴＦ１あるいはＬＴＦ２に対するガードインターバルであり、３２サンプルである。また、ＧＩ２、ＬＴＦ１、ＬＴＦ２とによってＬＴＦが形成されている。なお、ＬＴＦ１、ＬＴＦ２とによってＬＴＦが形成されているとしてもよい。ＳＩＧは、制御信号であり、８０サンプルである。８０サンプルには、１６サンプルのガードインターバルが含まれている。図２に戻る。
　処理部２６は、受信処理として、変復調部２４での復調結果を受けつける。処理部２６は、復調結果の内容に応じた処理を実行する。例えば、復調結果の内容が、他の無線装置２０を搭載した車両１２の存在位置に関する情報である場合、処理部２６は、図示しない他の車両１２の接近等を運転者へモニタやスピーカを介して通知する。また、復調結果の内容が渋滞情報や工事情報であれば、それらを運転者へモニタやスピーカを介して通知する。処理部２６は、送信処理のために、図示しない図示しないＧＰＳ受信機、ジャイロスコープ、車速センサ等を含んでおり、それらから供給されるデータによって、図示しない車両１２、つまり無線装置２０が搭載された車両１２の存在位置、進行方向、移動速度等（以下、これも「存在位置」と総称する）を取得する。なお、存在位置は、緯度・経度によって示される。これらの取得には公知の技術が使用されればよいので、ここでは説明を省略する。処理部２６は、存在位置を格納したパケット信号を生成する。処理部２６は、変復調部２４へパケット信号を出力する。制御部２８は、無線装置２０の動作タイミングを制御する。
　この構成は、ハードウエア的には、任意のコンピュータのＣＰＵ、メモリ、その他のＬＳＩで実現でき、ソフトウエア的にはメモリにロードされたプログラムなどによって実現されるが、ここではそれらの連携によって実現される機能ブロックを描いている。したがって、これらの機能ブロックがハードウエアのみ、ハードウエアとソフトウエアの組合せによっていろいろな形で実現できることは、当業者には理解されるところである。
　図４は、無線装置２０における受信装置３０の構成を示す。受信装置３０は、ＲＦ部２２、周波数変換部６０、増幅率制御部３２、ＳＴＦ相関計算部３４、立ち上がり検出部３６、状態管理部３８、復調・受信処理部４０を含み、増幅率制御部３２は、電力計算部４２、決定部４４、指示部４６を含む。
　ＲＦ部２２は、前述のごとくアンテナを介して所定の信号を受信する。パケット信号の無線周波数は、一例として、７２０ＭＨｚであり、帯域幅が９ＭＨｚであるとする。なお、無線周波数が７６０ＭＨｚ、帯域幅が１７．５ＭＨｚの組合せであってもよい。ＲＦ部２２において受信される信号は、図３に示された所望のパケット信号であったり、それ以外の干渉信号であったりする。ＲＦ部２２は、図示しない増幅部を備えており、増幅部は、ＲＦ部２２において受信した信号を増幅する。なお、増幅部は、パケット信号を増幅することもある。ここで、増幅部の増幅率は、後述の増幅率制御部３２によって設定される。ＲＦ部２２は、増幅したベースバンド信号を出力する。
　周波数変換部６０は、ＲＦ部２２から、増幅したベースバンド信号を入力する。入力したベースバンド信号は、アナログ信号である。周波数変換部６０は、アナログ信号を例えば１４ＭＨｚのサンプリングレートでＡＤ変換することによって、デジタル信号を生成する。さらに、周波数変換部６０は、１４ＭＨｚのサンプリングレートのデジタル信号から、１０ＭＨｚのサンプリングレートのデジタル信号を生成する。周波数変換部６０は、１０ＭＨｚのサンプリングレートのデジタル信号を出力する。ここでは、図５を使用して周波数変換部６０の構成を説明する。図５は、周波数変換部６０の構成を示す。周波数変換部６０は、アナログスイッチ部６２、ＡＤ変換部６４、ＦＩＲフィルタ部６６と総称される第１ＦＩＲフィルタ部６６ａ、第２ＦＩＲフィルタ部６６ｂ、タップ係数制御部６８、記憶部６８ａを含む。
　アナログスイッチ部６２は、図示しないＲＦ部２２からのアナログ信号を入力する。アナログ信号は、同相成分と直交成分とによって構成される。以下では、同相成分に対応したアナログ信号を「第１アナログ信号」といい、直交成分に対応したアナログ信号を「第２アナログ信号」という。アナログスイッチ部６２は、第１アナログ信号と第２アナログ信号とを交互に出力する。後段のＡＤ変換部６４は、第１アナログ信号と第２アナログ信号とのそれぞれを１４ＭＨｚのサンプリングレートでＡＤ変換しているので、ＡＤ変換部６４は、２８ＭＨｚで第１アナログ信号と第２アナログ信号とを切りかえて出力する。
　ＡＤ変換部６４は、アナログスイッチ部６２から、第１アナログ信号と第２アナログ信号とを交互に入力する。ＡＤ変換部６４は、入力したアナログ信号を２８ＭＨｚのサンプリングレートでＡＤ変換する。これは、第１アナログ信号と第２アナログ信号とのそれぞれを１４ＭＨｚのサンプリングレートでＡＤ変換することに相当する。つまり、ＡＤ変換部６４は、第１デジタル信号と第２デジタル信号とを交互にサンプリングする。ここで、１４ＭＨｚのサンプリングレートは、整数倍しても７２０ＭＨｚ帯に入らないようなサンプリングレートである。なお、整数倍しても７２０ＭＨｚ帯に入らないようなサンプリングレートであれば、１４ＭＨｚに限定されない。ＡＤ変換部６４は、第１アナログ信号をサンプリングしたデジタル信号（以下、「第１デジタル信号」という）を第１ＦＩＲフィルタ部６６ａに出力し、第２アナログ信号をサンプリングしたデジタル信号（以下、「第２デジタル信号」という）を第２ＦＩＲフィルタ部６６ｂに出力する。なお、第２デジタル信号は、第１デジタル信号と同一のサンプリングレートにて生成され、かつ第１デジタル信号とは異なったタイミングでサンプリングされた信号である。
　図６（ａ）－（ｄ）は、周波数変換部６０における動作の概要を示す。図６（ａ）は、第１デジタル信号を示す。ここでは、横軸が時間を示しており、第１デジタル信号は、時間の経過とともに、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４、Ｉ５と示される。また、Ｉ１とＩ２との間が１４ＭＨｚのサンプリングレートに相当する。図６（ｃ）は、第２デジタル信号を示す。第２デジタル信号は、時間の経過とともに、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５と示される。また、Ｑ１とＱ２との間が、Ｉ１とＩ２との間と同様に、１４ＭＨｚのサンプリングレートに相当する。Ｑ１は、Ｉ１とＩ２との間のタイミングに生成される。このように、第１デジタル信号と第２デジタル信号とは、互いに異なったサンプリングタイミングで交互に生成される。図６（ｂ）、（ｄ）については後述する。図５に戻る。
　第１ＦＩＲフィルタ部６６ａは、ＡＤ変換部６４からの第１デジタル信号を入力する。第１ＦＩＲフィルタ部６６ａは、複数のタップを備えており、それらに対するタップ係数の組合せをタップ係数制御部６８から受けつける。第１ＦＩＲフィルタ部６６ａは、第１デジタル信号に対して、複数のタップによるフィルタリングを実行することによって、第３デジタル信号を生成する。ここで、第３デジタル信号は、１４ＭＨｚのサンプリングレートよりも低い１０ＭＨｚのサンプリングレートにて生成される。１０ＭＨｚのサンプリングレートは、ＯＦＤＭシンボルの処理単位である。また、第１ＦＩＲフィルタ部６６ａは、ひとつの第３デジタル信号を生成するたびに、別のタップ係数の組合せをタップ係数制御部６８から受けつけている。このようなタップ係数の組合せについては後述する。
　第２ＦＩＲフィルタ部６６ｂは、ＡＤ変換部６４からの第２デジタル信号を入力する。第２ＦＩＲフィルタ部６６ｂも、第１ＦＩＲフィルタ部６６ａと同様に構成されており、タップ係数制御部６８から、タップ係数の組合せを受けつける。第２ＦＩＲフィルタ部６６ｂは、第２デジタル信号に対して、複数のタップによるフィルタリングを実行することによって、第４デジタル信号を生成する。ここで、第４デジタル信号は、第３デジタル信号に合わせたサンプリングタイミングで、かつ第３デジタル信号と同一の１０ＭＨｚのサンプリングレートにて生成される。第１ＦＩＲフィルタ部６６ａは、第３デジタル信号を出力し、第２ＦＩＲフィルタ部６６ｂは、第４デジタル信号を出力する。以下では、第３デジタル信号と第４デジタル信号とを「デジタル信号」と総称することもある。
　図６（ｂ）は、第１ＦＩＲフィルタ部６６ａにおいて生成される第３デジタル信号を示す。第３デジタル信号は、時間の経過とともに、Ｉ１’、Ｉ２’、Ｉ３’、Ｉ４’と示される。例えば、第１ＦＩＲフィルタ部６６ａが４タップである場合、図示のごとく、Ｉ２’は、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４から生成される。その際、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４のそれぞれにはタップ係数が乗算される。各タップ係数の値は、Ｉ２’のタイミングに近くなるほど大きくなるように定められている。Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４のそれぞれに対するタップ係数をまとめたものが、前述のタップ係数の組合せに相当する。また、次のタイミングのＩ３’は、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４、Ｉ５から生成される。ここで、Ｉ２’に対するＩ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４の時間差と、Ｉ３’に対するＩ２、Ｉ３、Ｉ４、Ｉ５の時間差は異なる。そのため、Ｉ３’を生成するためのタップ係数の組合せは、Ｉ２’を生成するためのタップ係数の組合せと異なる。その結果、フィルタリング対象となる第１デジタル信号とタップ係数の組合せを変更していきながら、第３デジタル信号が順次生成される。
　図６（ｄ）は、第２ＦＩＲフィルタ部６６ｂにおいて生成される第４デジタル信号を示す。第４デジタル信号は、時間の経過とともに、Ｑ１’、Ｑ２’、Ｑ３’、Ｑ４’と示される。例えば、第２ＦＩＲフィルタ部６６ｂが４タップである場合、図示のごとく、Ｑ２’は、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、ＱＩ４から生成される。その際、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のそれぞれにもタップ係数が乗算される。Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のそれぞれに対するタップ係数をまとめたものが、前述のタップ係数の組合せに相当する。なお、Ｑ２’のタイミングは、Ｉ２’のタイミングと同一であるが、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のタイミングは、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４のタイミングと異なっている。そのため、Ｑ２’を生成するためのタップ係数の組合せは、Ｉ２’を生成するためのタップ係数の組合せと異なる。また、Ｑ３’を生成する際には、Ｉ３’を生成する際と同様に、Ｑ２’を生成するためのタップ係数の組合せと異なったタップ係数の組合せが使用される。図５に戻る。
　記憶部６８ａは、第１ＦＩＲフィルタ部６６ａおよび第２ＦＩＲフィルタ部６６ｂにおける複数のタップに対するタップ係数の組合せを複数種類記憶する。図７は、記憶部６８ａに記憶された複数の組合せのデータ構造を示す。図示のごとく、組合せ欄２３０、タップ係数欄２３２が含まれる。組合せ欄２３０は、第１組合せ、第２組合せ、・・・、第１０組合せのように、組合せを区別するための識別子が格納される。タップ係数欄２３２には、各組合せに対応したタップ係数が格納される。ここでは、ＦＩＲフィルタ部６６のタップ数が４タップであるとされる。図５に戻る。タップ係数制御部６８は、タップ係数の組合せを切りかえて選択しながら第１ＦＩＲフィルタ部６６ａに設定する。さらに、タップ係数制御部６８は、第１ＦＩＲフィルタ部６６ａに設定したタップ係数の組合せとは異なったタップ係数の組合せを切りかえて選択しながら第２ＦＩＲフィルタ部６６ｂに設定する。
　ここでは、複数種類記憶したタップ係数の組合せにおいて、第１ＦＩＲフィルタ部６６ａに設定すべきタップ係数の組合せと第２ＦＩＲフィルタ部６６ｂに設定すべきタップ係数の組合せとの相対的関係が予め定められている。例えば、前者に対して第９組合せが設定される場合、後者に対して第４組合せが設定される。つまり、両者の間では、「５つの差」が規定される。これは、タップ係数の組合せの総数「１０」の半分に相当する。第２デジタル信号は、第１デジタル信号に対して１／２サンプルだけ遅れているからである。タップ係数制御部６８は、相対的関係の「５つの差」を維持しながら、第１ＦＩＲフィルタ部６６ａに設定すべきタップ係数の組合せと第２ＦＩＲフィルタ部６６ｂに設定すべきタップ係数の組合せとをそれぞれ切りかえて選択する。例えば、前述の組合せの次のタイミングにておいて、第１ＦＩＲフィルタ部６６ａに対して第１０組合せが選択され、第２ＦＩＲフィルタ部６６ｂに対して第５組合せが選択される。なお、第１０組合せの次は、第１組合せが選択される。図４に戻る。
　電力計算部４２は、周波数変換部６０からのベースバンド信号を入力する。電力計算部４２は、ベースバンド信号の大きさを平均する。ここでは、平均期間における移動平均が実行される。また、平均期間として２種類が規定される。便宜上、短い方の平均期間が「第１平均期間」とされ、長い方の平均期間が「第２平均期間」とされる。なお、第１平均期間は、ＳＴＦの期間よりも短いとする。その結果、電力計算部４２は、第１平均期間による平均値と第２平均期間による平均値とを順次出力する。
　決定部４４は、電力計算部４２から、第１平均期間による平均値と第２平均期間による平均値とを順次入力する。決定部４４は、状態管理部３８からの通知にしたがって、第１平均期間による平均値と第２平均期間による平均値とのうちのいずれかを選択する。決定部４４は、選択した平均値をもとに増幅部での増幅率を制御する。ここでは、平均値の大きさが目標値に近づくように、増幅率が決定される。決定部４４における処理の詳細は、後述する。決定部４４は、決定した増幅値を指示部４６に順次出力する。指示部４６は、決定部４４において決定した増幅率の使用を所定の頻度で増幅部に指示する。つまり、指示部４６は、制御した増幅率を増幅部に使用させる。
　ＳＴＦ相関計算部３４は、周波数変換部６０からのベースバンド信号を入力する。ＳＴＦ相関計算部３４は、ベースバンド信号と、ＳＴＦのうちの１６サンプルのパターンとの相互相関を計算する。相互相関を計算するための相関器の構成は公知であるので、ここでは説明を省略する。ＳＴＦ相関計算部３４は、相互相関値を立ち上がり検出部３６に順次出力する。
　立ち上がり検出部３６は、ＳＴＦ相関計算部３４から、相互相関値を入力する。立ち上がり検出部３６は、パケット信号中のＳＴＦの受信を検出する。これは、パケット信号の立ち上がりを検出することに相当する。具体的に説明すると、立ち上がり検出部３６は、相互相関値がしきい値よりも大きくなった場合に、立ち上がりを検出したと判定し、判定結果を状態管理部３８に通知する。なお、立ち上がりを検出するために、ＳＴＦ相関計算部３４、立ち上がり検出部３６は、相互相関を計算せず、信号強度、例えば、ＲＳＳＩを監視してもよい。
　状態管理部３８は、受信装置３０の受信状態を管理する。具体的に説明すると、状態管理部３８は、パケット信号を受信している状態か、あるいはパケット信号を受信していない状態かを管理する。状態管理部３８は、パケット信号を受信していない状態において、立ち上がり検出部３６からの通知を受けつけると、パケット信号を受信している状態への遷移を認識する。そのために、状態管理部３８は、図３に示されたパケット信号のフォーマットを予め認識している。これによって、状態管理部３８は、パケット信号を受信している状態の中で、ＳＴＦを受信中であるか、ＬＴＦ１を受信中であるか、ＬＴＦ２を受信中であるか、ＳＩＧを受信中であるか、データを受信中であるかを識別する。そのために、状態管理部３８は、パケット信号の受信を開始してからのタイミングを計測する。なお、これらの識別のために、状態管理部３８は、復調・受信処理部４０からの復調結果、復号結果を利用してもよい。状態管理部３８は、ＳＴＦを受信中である状態、パケット信号を受信していない状態を決定部４４、指示部４６に通知する。
　決定部４４は、状態管理部３８から、ＳＴＦを受信中である状態の通知、パケット信号を受信していない状態の通知を受けつける。ＳＴＦを受信中である状態の通知を受けつけると、決定部４４は、第１平均期間による平均値を選択する。一方、パケット信号を受信していない状態の通知を受けつけると、決定部４４は、第２平均期間による平均値を選択する。これは、電力計算部４２が、ＳＴＦを受信中である状態であるか、パケット信号を受信していない状態であるかに応じて、平均期間の長さを変えることに相当する。特に、前者の平均期間よりも、後者の平均期間が長くされる。
　また、ＳＴＦを受信中である状態の通知を受けつけると、決定部４４は、所定の目標値（以下、「第１目標値」という）を設定する。一方、パケット信号を受信していない状態の通知を受けつけると、決定部４４は、第１目標値よりも小さい大きさの目標値（以下、「第２目標値」という）を設定する。つまり、決定部４４は、ＳＴＦを受信中である状態であるか、パケット信号を受信していない状態であるかに応じて、目標値の大きさを変える。これらのように、電力計算部４２、決定部４４は、状態に応じて異なった制御を実行する。
　図８は、決定部４４において記憶されるテーブルのデータ構造を示す。図示のごとく、ＳＴＦ期間欄２００、パケット信号外欄２０２が含まれる。ＳＴＦ期間欄２００では、ＳＴＦを受信中である状態において使用されるべき第１平均期間（ＡＰ１）、第１目標値（ＴＶ１）が示されている。パケット信号外欄２０２では、パケット信号を受信していない状態において使用されるべき第２平均期間（ＡＰ２）、第２目標値（ＴＶ２）が示されている。前述のごとく、ＡＰ１＜ＡＰ２であり、ＴＶ１＞ＴＶ２である。決定部４４は、状態管理部３８から受けつけた通知に応じて、パケット信号外欄２０２に示された値あるいはパケット信号外欄２２２に示された値を選択する。図４に戻る。
　以下では、ＳＴＦを受信中である状態における決定部４４の処理をさらに詳細に説明する。決定部４４は、目標値をまたがるように目標範囲を設定する。決定部４４は、平均値が目標範囲に含まれるようになるまで増幅率を調節する。例えば、決定部４４は、平均値が目標値の下限よりも低ければ増幅率を増加させ、平均値が目標値の上限よりも高ければ増幅率を減少させる。このような調節は、ＳＴＦの期間において繰り返しなされる。
　図９（ａ）－（ｂ）は、決定部４４の動作概要を示す。図９（ａ）は、ＳＴＦ期間における決定部４４での比較動作を示す。横軸が時間に相当し、ＳＴＦから一定の期間が経過した後に、第１比較として、平均値と目標範囲との比較がなされる。第１比較の結果をもとに増幅率が制御されてから一定の期間が経過した後、第２比較として、平均値と目標範囲との比較が再びなされる。一定の期間が経過するまで待機する理由は、増幅部での応答期間を考慮するためである。このような処理が繰り返し実行され、図９（ａ）では、第４比較まで実行される。なお、比較回数は４回に限定されない。図９（ｂ）の説明は後述する。図４に戻る。
　決定部４４は、平均値が目標範囲に含まれた場合、増幅率を固定する。このように固定された増幅率は、パケット信号の残りの期間にわたって使用される。特に、図９（ａ）の第１比較から第３比較のようなＳＴＦ期間の途中のタイミングであっても、決定部４４は、増幅率を固定し、残りの比較を省略する。また、決定部４４は、ＳＴＦ期間の最後のタイミングの比較、図９（ａ）の第４比較においても、平均値が目標範囲に含まれない場合、当該パケット信号の受信を中止する。つまり、適切な増幅率が設定されなかったとして、パケット信号が破棄される。このようなパケット信号破棄の確率を低減するために、決定部４４は、ＳＴＦ期間の最後のタイミングの比較において使用すべき目標範囲の幅を、それまでの目標範囲の幅よりも広げる。
　図９（ｂ）は、決定部４４において設定される第１目標値（ＴＶ１）と目標範囲を示す。第１範囲２１０は、ＳＴＦ期間の最後のタイミングの比較以外の比較、図９（ａ）の第１比較から第３比較において使用される目標範囲である。前述のごとく、第１範囲２１０は、ＴＶ１をまたぐように設定されている。第２範囲２１２は、ＳＴＦ期間の最後のタイミングの比較、図９（ａ）の第４比較において使用される目標範囲である。第２範囲２１２の幅は、第１範囲２１０の幅よりも広くなるように規定されている。図４に戻る。以上の説明は、増幅率が最大値よりも小さい値である場合に相当する。
　一方、決定部４４は、比較の際に増幅率が最大値であれば、次の処理を実行する。決定部４４は、比較の際に増幅率が最大値である場合、増幅率が最大値よりも小さい値である場合の目標範囲の幅よりも広い幅の目標範囲（以下、「第３範囲」という）を設定する。図９（ｂ）において、第３範囲２１４の幅は、第１範囲２１０の幅および第２範囲２１２の幅よりも広くなるように規定されている。なお、第３範囲２１４の幅は、第１範囲２１０の幅よりも広くなっていればよく、第２範囲２１２の幅よりも狭くてもよく、同一であってもよい。このように、決定部４４は、増幅率が最大値よりも小さい値である場合の目標範囲の幅と、増幅率が最大値である場合の目標範囲の幅とを変える。図４に戻る。
　指示部４６は、状態管理部３８から、ＳＴＦを受信中である状態の通知、パケット信号を受信していない状態の通知を受けつける。指示部４６は、ＳＴＦを受信中である状態の通知を受けつけた直後と、パケット信号を受信していない状態の通知を受けつけた直後において、増幅率の初期値の使用をＲＦ部２２に指示する。前者が、パケット信号の受信を開始したタイミングに相当し、後者が、パケット信号の受信を終了したタイミングに相当する。
　図１０は、指示部４６の構成を示す。指示部４６は、初期値選択部５０、最新値記憶部５４を含む。最新値記憶部５４は、パケット信号を受信していない状態において決定部４４が更新した増幅率の最新の値（以下、「最新値」という）を記憶する。最新値は、増幅率が更新されるごとに更新される。初期値選択部５０は、パケット信号を受信していない状態の通知を受けつけていたときに、ＳＴＦを受信中である状態の通知を受けつければ、最新値記憶部５４から最新値を抽出し、最新値の使用をＲＦ部２２に指示する。これは、パケット信号の受信を開始すると、増幅率制御部３２は、最新値を初期値として制御を開始することに相当する。一方、初期値選択部５０は、パケット信号を受信しているときに、パケット信号を受信していない状態の通知を受けつければ、最新値記憶部５４から同一の最新値を再び抽出し、同一の最新値の使用をＲＦ部２２に指示する。これは、パケット信号の受信を開始すると、増幅率制御部３２は、最新値を初期値として新たな制御を開始することに相当する。最新値は、前述のごとく、パケット信号以外の信号に対して過去に使用させた増幅率のうち、最終的な値ともいえる。
　ここでは、このような処理を図１１をもとに説明する。図１１は、指示部４６の動作概要を示す。横軸が時間に相当し、「Ｔ１」において、増幅率は「Ｇ１」であり、「Ｇ１」が最新値とされる。次に、「Ｔ２」においても、増幅率は「Ｇ１」であり、最新値が使用される。ＳＴＦの期間において、「Ｇ１」を初期値として増幅率が制御され、その結果の増幅率にて残りの期間が増幅される。「Ｔ３」は、パケット信号の受信を終了したタイミングである。このときの増幅率は、そのときの最新値である「Ｇ１」に設定される。パケット信号以外の信号を受信している期間において、「Ｇ１」を初期値として増幅率が制御され、タイミング「Ｔ４」において増幅率は「Ｇ２」に更新されている。また、「Ｇ２」が最新値とされる。「Ｔ５」においても、増幅率は「Ｇ２」である。「Ｔ６」は、パケット信号の受信を再び終了したタイミングである。このときの増幅率は、そのときの最新値である「Ｇ２」に設定される。図４に戻る。
　前述のごとく、指示部４６は、決定部４４において決定した増幅率の使用を所定の頻度で増幅部に指示しているが、ここでは、頻度について説明する。指示部４６は、ＳＴＦを受信中である状態の通知を受けつけている場合、パケット信号を受信していない状態の通知を受けつけている場合とに応じて、増幅率の更新の頻度を変える。具体的に説明すると、指示部４６は、ＳＴＦを受信中である状態の通知を受けつけている場合での更新の頻度よりも、パケット信号を受信していない状態の通知を受けつけている場合での更新の頻度を低くする。
　図１２は、指示部４６において記憶されるテーブルのデータ構造を示す。図示のごとく、ＳＴＦ期間欄２２０、パケット信号外欄２２２が含まれる。ＳＴＦ期間欄２２０に示された第１間隔は、ＳＴＦを受信中である状態の通知を受けつけている場合での更新の間隔であり、パケット信号外欄２２２に示された第２間隔は、パケット信号を受信していない状態の通知を受けつけている場合での更新の間隔である。また、第１間隔＜第２間隔の関係がある。ここで、第１間隔は、第１平均期間と増幅部の応答期間とをもとにした区間であり、第２間隔は、第２平均期間と増幅部の応答期間と待機期間とをもとにした区間である。
　このように、第２間隔は、第１間隔と比較して次のふたつの点で大きくなる。ひとつは、第１平均期間ではなく、第２平均期間になっていることであり、もうひとつは、待機期間が付加されていることである。待機期間は、任意に設定される。図４に戻る。指示部４６は、通知内容に応じて、第１間隔あるいは第２間隔ごとに増幅率の使用を指示する。また、指示部４６は、決定部４４において増幅率が固定されると、パケット信号が終了するまで、固定された増幅率の使用をＲＦ部２２に指示する。復調・受信処理部４０は、図２の変復調部２４および処理部２６のうちの受信処理を実行する。
　本発明の実施例によれば、所望のサンプリングレートよりも高いサンプリングレートで生成したデジタル信号をもとに、所望のサンプリングレートのデジタル信号を生成するので、所望のサンプリングレートとは異なったサンプリングレートでサンプリングできる。また、所望のサンプリングレートとは異なったサンプリングレートでサンプリングされるので、整数倍すると使用帯域に入る周波数のデータを処理するために、整数倍しても使用帯域に入らないような周波数によってサンプリングできる。また、第１デジタル信号と第２デジタル信号とを互いに異なったタイミングで生成するので、１個のＡＤ変換部を時間分割で使用できるため、ＡＤ変換部の回路規模を削減できる。また、複数種類のタップ係数の組合せを切りかえて選択するだけなので、処理を簡易にできる。また、同相成分に対して使用すべき組合せと直交成分に対して使用すべき組合せとは、一定の相対的関係を維持しつづけるので、処理を簡易にできる。また、２つのアナログ信号入力を時分割で切りかえることにより１個のＡＤ変換部で処理できるので、回路規模を削減できることと、整数倍しても使用帯域に入らないような周波数によってサンプリングできることとを同時に実現できる。
　また、既知信号を受信した場合とパケット信号以外の信号を受信した場合とに応じて異なった制御を実行するので、受信したパケット信号に適した増幅率を設定できる。また、受信したパケット信号に適した増幅率が設定されるので、受信品質を向上できる。また、既知信号を受信した場合とパケット信号以外の信号を受信した場合とに応じて平均期間の長さを変えるので、それぞれの場合に適した平均値を取得できる。また、それぞれの場合に適した平均値が取得されるので、増幅率の設定精度を向上できる。また、既知信号を受信した場合での平均期間の長さよりも、パケット信号以外の信号を受信した場合の平均期間の長さを長くするので、雑音の影響を低減できる。また、雑音の影響が低減されるので、処理を安定化できる。また、パケット信号以外の信号を受信した場合の平均期間の長さよりも、既知信号を受信した場合での平均期間の長さを短くするので、パケット信号の入力による受信電力の変動に追従できる。また、受信電力の変動に追従されるので、増幅率の設定精度を向上できる。
　また、既知信号を受信した場合とパケット信号以外の信号を受信した場合とに応じて目標値の長さを変えるので、それぞれの場合に適した増幅率を取得できる。また、それぞれの場合に適した増幅率が取得されるので、増幅率の設定精度を向上できる。また、既知信号を受信した場合での目標値の大きさよりも、パケット信号以外の信号を受信した場合の目標値の大きさを小さくするので、干渉信号の増幅を抑制できる。また、干渉信号の増幅が抑制されているので、パケット信号を受信した場合でもパケット信号がひずむ可能性を低減できる。また、パケット信号がひずむ可能性が低減されるので、受信品質を向上できる。また、パケット信号以外の信号を受信した場合の目標値の大きさよりも、既知信号を受信した場合での目標値の大きさを大きくするので、復調対象のパケット信号を十分に増幅できる。また、復調対象のパケット信号が十分に増幅されるので、受信品質を向上できる。
　また、既知信号を受信した場合とパケット信号以外の信号を受信した場合とにおいて、同一の最新値を使用しながらも、別の制御を実行するので、最新の伝搬環境を反映させながらも、それぞれの場合に適した増幅率を設定できる。また、パケット信号以外の信号を受信した場合に、パケット信号以外の信号に対して過去に使用させた増幅率を初期値として制御を開始するので、最大の増幅率を設定することを回避できる。また、最大の増幅率を設定することが回避されるので、干渉信号に対する増幅を抑制できる。また、パケット信号の受信を終了した場合に、当該パケット信号の受信前に使用させていた増幅率の最終的な値を初期値として制御を開始するので、簡易な処理で実行できる。
　また、既知信号を受信した場合とパケット信号以外の信号を受信した場合とに応じて、受信したパケット信号に適した増幅率を設定できる。また、パケット信号以外の信号を受信した場合の更新の頻度よりも、既知信号を受信した場合の更新の頻度を高くするので、受信電力の変動に追従した増幅率を設定できる。また、既知信号を受信した場合の更新の頻度よりも、パケット信号以外の信号を受信した場合の更新の頻度を低くするので、処理量を低減できる。また、消費量が低減されるので、消費電力を低減できる。また、既知信号を受信した場合に、平均期間と増幅部の応答期間とをもとにした区間ごとに増幅率の使用を指示するので、増幅率を迅速に指示できる。また、パケット信号以外の信号を受信した場合に、平均期間と増幅部の応答期間と待機期間とをもとに増幅率の使用を指示するので、更新間隔を長くできる。また、既知信号を受信した場合の平均期間よりも、パケット信号以外の信号を受信した場合の平均期間を長くするので、更新間隔を長くできる。
　また、増幅率が最大値よりも小さい値である場合の目標範囲の幅と、増幅率が最大値である場合の目標範囲の幅とを変えるので、受信したパケット信号に適した増幅率を設定できる。また、増幅率が最大値よりも小さい値である場合の目標範囲の幅よりも、増幅率が最大値である場合の目標範囲の幅を広くするので、増幅率が最大値である場合に平均値を目標範囲に含めやすくできる。また、増幅率が最大値である場合に平均値を目標範囲に含めやすくなるので、増幅率の制御を停止できる。また、増幅率の制御が停止されるので、処理量を低減できる。また、増幅率の制御が停止されるので、増幅率として大きい値を維持できる。また、増幅率として大きい値が維持されるので、パケット信号を十分増幅できる。また、増幅率が最大値よりも小さい値である場合に、既知信号の終了タイミング前に、それまでの目標範囲の幅よりも目標範囲の幅を広げるので、平均値を目標範囲に含めやすくできる。また、平均値が目標範囲に含めやすくなるので、パケット信号の復調を中止する確率を低減できる。
　以上、本発明を実施例をもとに説明した。この実施例は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
　１０　基地局装置、　１２　車両、　２０　無線装置、　２２　ＲＦ部、　２４　変復調部、　２６　処理部、　２８　制御部、　３０　受信装置、　３２　増幅率制御部、　３４　ＳＴＦ相関計算部、　３６　立ち上がり検出部、　３８　状態管理部、　４０　復調・受信処理部、　４２　電力計算部、　４４　決定部、　４６　指示部、　５０　初期値選択部、　５４　最新値記憶部、　６０　周波数変換部、　６２　アナログスイッチ部、　６４　ＡＤ変換部、　６６　ＦＩＲフィルタ部、　６８　タップ係数制御部、　８０　ネットワーク、　８２　エリア、　８４　エリア外、　１００　通信システム。
　本発明によれば、整数倍すると使用帯域に入る周波数のデータを処理するために、整数倍しても使用帯域に入らないような周波数によってサンプリングさせることができる。

Claims (3)

  1. 　同相成分に対応した第１アナログ信号を第１サンプリングレートでサンプリングすることによって第１デジタル信号を生成するとともに、直交成分に対応した第２アナログ信号を第１サンプリングレートで、かつ第１デジタル信号とは異なったタイミングでサンプリングすることによって第２デジタル信号を生成するアナログ・デジタル変換部と、
    　前記アナログ・デジタル変換部において生成した第１デジタル信号に対して、複数のタップによるフィルタリングを実行することによって、第１サンプリングレートよりも低い第２サンプリングレートの第３デジタル信号を生成する第１フィルタ部と、
    　前記アナログ・デジタル変換部において生成した第２デジタル信号に対して、複数のタップによるフィルタリングを実行することによって、第３デジタル信号に合わせたタイミングで第２サンプリングレートの第４デジタル信号を生成する第２フィルタ部と、
    　前記第１フィルタ部および前記第２フィルタ部における複数のタップに対するタップ係数の組合せを複数種類記憶する記憶部と、
    　前記記憶部に記憶したタップ係数の組合せを切りかえて選択しながら前記第１フィルタ部に設定するとともに、前記第１フィルタ部に設定したタップ係数の組合せとは異なったタップ係数の組合せを切りかえて選択しながら前記第２フィルタ部に設定する制御部と、
    　を備えることを特徴とする変換装置。
  2. 　前記アナログ・デジタル変換部は、第１デジタル信号と第２デジタル信号とを交互に生成し、
    　前記制御部は、前記記憶部に記憶した複数種類記憶したタップ係数の組合せにおいて、前記第１フィルタ部に設定すべきタップ係数の組合せと前記第２フィルタ部に設定すべきタップ係数の組合せとの相対的関係が予め定められており、相対的関係を維持しながら、前記第１フィルタ部に設定すべきタップ係数の組合せと前記第２フィルタ部に設定すべきタップ係数の組合せとをそれぞれ切りかえて選択することを特徴とする請求項１に記載の変換装置。
  3. 　所定の信号を受信する受信部と、
    　前記受信部において受信した信号を増幅する増幅部と、
    　前記増幅部において増幅した信号をもとに、第３デジタル信号および第４デジタル信号が含まれたデジタル信号を生成する請求項１または２に記載の変換装置と、
    　前記変換装置において生成したデジタル信号をもとに前記増幅部での増幅率を制御し、制御した増幅率を前記増幅部に使用させる増幅率制御部とを備え、
    　前記増幅率制御部は、前記受信部において受信した信号がパケット信号の先頭部分に配置された既知信号である場合と、前記受信部において受信した信号がパケット信号以外の信号である場合とに応じて、異なった制御を実行することを特徴とする受信装置。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2018194457A (ja) * 2017-05-18 2018-12-06 ファナック株式会社 モータ駆動装置

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005202913A (ja) * 2003-12-16 2005-07-28 Denso Corp 通信装置、移動体用通信システム及びプログラム
WO2009158176A1 (en) * 2008-06-27 2009-12-30 Entropic Communications, Inc. Apparatus and methods for direct quadrature sampling

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0548470A (ja) * 1991-08-09 1993-02-26 Sharp Corp 軟判定回路
JP2001196957A (ja) * 2000-01-11 2001-07-19 Fujitsu Systems Construction Ltd バースト信号増幅装置
JP2002185323A (ja) * 2000-12-19 2002-06-28 Victor Co Of Japan Ltd サンプリング装置
JP4843347B2 (ja) * 2006-03-31 2011-12-21 旭化成エレクトロニクス株式会社 受信システム

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005202913A (ja) * 2003-12-16 2005-07-28 Denso Corp 通信装置、移動体用通信システム及びプログラム
WO2009158176A1 (en) * 2008-06-27 2009-12-30 Entropic Communications, Inc. Apparatus and methods for direct quadrature sampling

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2018194457A (ja) * 2017-05-18 2018-12-06 ファナック株式会社 モータ駆動装置
CN108964530A (zh) * 2017-05-18 2018-12-07 发那科株式会社 电动机驱动装置
US10528025B2 (en) 2017-05-18 2020-01-07 Fanuc Corporation Motor driving apparatus
CN108964530B (zh) * 2017-05-18 2020-02-07 发那科株式会社 电动机驱动装置

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