JP2016008972A - 試験測定装置及びノイズ低減方法 - Google Patents

Abstract

【課題】位相ノイズを低減する。【解決手段】増設発振器のＣＷ信号と被試験信号が合成され、ＡＤＣ５０４に供給される。ＡＤＣ５０４からのデジタル・データは、被測定信号に同調した第１数値制御発振器５１０からＬＯ信号を受けるＩＱダウン・コンバータ５１２でＩＦ信号に変換され、第１フィルタで処理されることで、被測定信号のベースバンドを表すＩＱ信号サンプルとなり、また、ＣＷ信号に同調した第２数値制御発振器５２０からＬＯ信号を受けるＩＱダウン・コンバータ５２２でＩＦ信号に変換され、第２フィルタで処理されることで、ＣＷ信号サンプルとなる。位相検出部５４０は、ＣＷ信号サンプルの位相角度を測定し、位相補正部５５０は、測定された位相角度を用いてＩＱ信号サンプルの位相ノイズを除去する。【選択図】図５

Description

本発明は、離散時間信号の処理における位相ノイズの低減処理に関し、特に、離散時間信号に受ける試験測定装置において、位相ノイズを低減させた試験測定装置及び位相ノイズ低減方法に関する。

離散時間信号の処理を行う受信装置は、高速データ・サンプリング・デバイスやデジタル信号処理の進歩によって、現在では広く普及している。離散時間信号処理受信装置で無線周波数（ＲＦ）信号の位相特性を測定するには、離散時間信号処理受信装置の位相ノイズが、ＲＦ信号自身よりも大幅に小さいことが必要である。多くの場合、この位相ノイズの主な原因は、局部発振器のような内部発振システムや内部サンプリング・クロックのジッタである。

離散時間信号処理受信装置の中には、１つ以上の周波数変換段を持っているものがある。離散時間信号処理受信装置の一例としては、本願出願人である米国テクトロニクス社が供給するリアルタイム・スペクトラム・アナライザ（ＲＴＳＡ）がある。ＲＴＳＡでは、周波数変換器用の局部発振器の位相ノイズが、入力信号に加えられる。また、離散時間信号処理受信装置では、連続的な信号が周期的にサンプルされる。そのサンプラは、発振器のクロックに従って駆動されるが、このクロックは、タイミング・ジッタを含んでいる。このジッタは、サンプラによって位相ノイズに変換されるので、位相ノイズが更に追加されることになる。

米国特許第７７４６０５８号明細書 米国特許第６５６４１６０号明細書

Grove et al、"Direct-Digital Phase-Noise Measurement" 2004 IEEE International Ultrasonics、Ferroelectrics and Frequency Control Joint 50th Anniversary Conference," 2004 「離散信号」の記事、［online］、Wikipedia、［２０１５年６月２日検索］、インターネット<URL：http://ja.wikipedia.org/wiki/離散信号> 「高周波数１８０度位相分配/合成器」の紹介ページ、［online］、（株）アールアンドケー、［２０１５年６月３日検索］、インターネット<URL：http://www.rk-microwave.com/jp/products/PH.php> 「位相偏移変調」の記事、［online］、Wikipedia、［２０１５年６月１７日検索］、インターネット<URL：http://ja.wikipedia.org/wiki/位相偏移変調>

離散時間信号処理受信装置では、全体として、その受信信号が多くの位相ノイズ信号源の影響を受ける。内部発振器の性能を改善し、特に、高帯域高周波数同期発振システムを実現することは、コストとのトレードオフになる。即ち、低ノイズの発振器を低コストで製造するのには、困難が伴う。

位相ノイズを低減する従来の手法は、例えば、米国特許第７,７４６,０５８号明細書（特許文献１）や米国特許第６,５６４,１６０号明細書（特許文献２）に開示されている。また、その他の手法が、例えば、非特許文献１に開示されている。

特許文献１は、「シーケンシャル等価時間サンプリング」システムを開示している。このシステムには、トリガと基準クロック信号が被測定デバイス（ＤＵＴ）からの信号と同期しているかどうか、又は、何らかの関連付けがなされているかどうかに応じて、いくつかの実施形態がある。その開示する方法では、基準クロック信号をＤＵＴ信号とは別個にデジタル化する必要がある。また、ＤＵＴ信号のサンプルを補正するのに「タイム・スタンプ」を利用しており、タイム・スタンプは、基準クロック信号を変換することで生成されるが、この基準クロック信号のタイム・スタンプへの変換に複雑な方法が用いられている。

特許文献２では、クロック基準信号を利用している。このクロック基準信号は、ＤＵＴ信号から生成されるか、ＤＵＴ信号と直接関連づけられるか、又は、ＤＵＴ自身から供給される。ＤＵＴ信号のサンプリング処理とクロック基準信号は同期しているが、位相基準を使う機構はなく、よって、位相基準がＤＵＴ信号と非同期であるために、応用範囲が限られる。

非特許文献１は、「位相ノイズの試験セット」を記述しており、これは、入力信号の位相ノイズだけは測定できる。しかし、これには、信号の他のパラメータを測定する機能は無く、波形表示機能もなく、信号を復調する受信装置ではない。

本発明は、従来技術の上述した課題やその他の課題を解決しようとするものである。

本発明の実施形態としては試験測定装置があり、これには、被試験信号入力部と、この被試験信号入力部に結合されて、被試験信号サンプルを生成するサンプラがある。試験測定装置には、ノイズ低減システムもあり、これには、サンプラに結合されて発振信号サンプルを生成する増設発振器と、発振信号サンプルを受けてサンプラによって導入されたノイズを測定する位相検出部とがある。ノイズ低減システムには、更に、位相検出部に結合され、この測定されたノイズを被試験信号サンプルから除去する位相補正部もある。

実際的には、本発明の実施形態では、追加で設ける良い位相ノイズ特性の発振器機能を用いて内部の発振システムの位相ノイズを求め、求めた位相ノイズを用いて入力信号を補正する。追加される発振器機能には、精密な同調（Tuning）機能は必要ない。そのため、内部発振システムの改善を比較的安価に実現できる。

増設発振器は、改良しようとする受信装置の外部又は内部のどちらにあっても良い。

ある実施形態では、ＤＵＴからの被測定信号と増設発振器の信号（発振信号）は、どちらも少なくとも最小２．５倍の係数でオーバー・サンプリングされる。また、ある実施形態では、被測定信号と発振信号（基準信号）が１つのチャンネルに合成され、単一のアナログ・デジタル・コンバータでデジタル化される。

本発明の実施形態としては、被試験信号を受けるよう構成された受信装置中のノイズを低減する方法もある。こうした方法は、発振信号を受ける処理と、被試験信号及び発振信号をサンプリングして、被試験信号サンプル及び発振信号サンプルを生成する処理と、発振信号サンプルに関するノイズを測定する処理と、この測定ノイズとほぼ等しいノイズを被試験信号サンプルから除去する処理とを具えている。

本発明を更にいくつかの観点から見ていくと、本発明の概念１は、試験測定装置であって、
被試験信号を受ける被試験信号入力部と、
該被試験信号入力部に結合され、被試験信号サンプルを生成するサンプラと、
ノイズ低減システムと
を具え、
該ノイズ低減システムが、
上記サンプラに結合されて発振信号サンプルを生成するよう構成される増設発振器と、
上記発振信号サンプルが供給され、上記サンプラで導入されたノイズを測定するよう構成される位相検出部と、
該位相検出部に結合され、測定された上記ノイズの量を、上記被試験信号サンプルから除去するよう構成される位相補正部と
を有している。

本発明の概念２は、上記概念１の試験測定装置であって、上記被試験信号入力部と上記サンプラの間に結合され、局部発振器で駆動される周波数変換部を更に具え、上記位相検出部が、上記サンプラと上記局部発振器によって導入されるノイズを測定するよう構成されている。

本発明の概念３は、上記概念２の試験測定装置であって、被試験デバイス及び上記増設発振器からの入力信号を合成して上記被試験信号とする信号合成部を更に具えている。

本発明の概念４は、上記概念１の試験測定装置であって、上記位相検出部は、上記発振信号サンプルから求めたＩＱ信号対から得られる位相角度をノイズとして検出する。

本発明の概念５は、上記概念４の試験測定装置であって、上記位相検出部で測定された位相角度の量に基づいて、上記位相補正部が上記被試験信号サンプルから求めたＩＱ信号を補正するよう構成されている。

本発明の概念６は、上記概念１の試験測定装置であって、上記増設発振器として、コム・ジェネレータを用いることを特徴としている。

本発明の概念７は、上記概念１の試験測定装置であって、上記増設発振器が、上記試験測定装置内に組み込まれていることを特徴としている。

本発明の概念８は、試験測定装置であって、
被試験信号を受ける第１チャンネル入力部と、
発振信号を受ける第２チャンネル入力部と、
上記第１チャンネル入力部に結合され、被試験信号サンプルを生成する第１サンプラと、
上記第２チャンネル入力部に結合され、上記第１サンプラと共通のサンプリング・クロックで駆動されて発振信号サンプルを生成する第２サンプラと、
ノイズ低減システムと
を具え、
上記ノイズ低減システムが、
上記発振信号サンプルが供給され、上記サンプラで導入されたノイズを測定するよう構成される位相検出部と、
該位相検出部に結合され、測定された上記ノイズの量を、上記被試験信号サンプルから除去するよう構成される位相補正部と
を有している。

本発明の概念９は、上記概念８の試験測定装置であって、上記位相検出部は、上記発振信号サンプルから求めたＩＱ信号対から得られる位相角度をノイズとして検出する。

本発明の概念１０は、上記概念９の試験測定装置であって、上記位相検出部で測定された位相角度の量に基づいて、上記位相補正部が上記被試験信号サンプルから求めたＩＱ信号を補正するよう構成されている。

本発明の概念１１は、被試験信号を受ける受信装置のノイズを低減する方法であって、
発振信号を受ける処理と、
被試験信号及び上記発振信号をサンプリングして、被試験信号サンプル及び発振信号サンプルを生成する処理と、
上記発振信号サンプルに関するノイズを測定する処理と、
測定された上記ノイズにほぼ等しいノイズの量を上記被試験信号サンプルから除去する処理と
を具えている。

本発明の概念１２は、上記概念１１の受信装置のノイズ低減方法であって、上記発振信号サンプルに関する上記ノイズを測定する処理が、上記発振信号サンプルから生成されたＩＱ信号対における位相角度を測定する処理を含んでいる。

本発明の概念１３は、上記概念１２の受信装置のノイズ低減方法であって、測定された上記ノイズにほぼ等しい上記ノイズの量を上記被試験信号サンプルから除去する処理が、被試験信号サンプルから生成されたＩＱ信号対に対して、測定された上記位相角度にほぼ等しい量で位相補正を実行する処理を含んでいる。

本発明の概念１４は、上記概念１１の受信装置のノイズ低減方法であって、上記被試験信号及び上記発振信号をサンプリングする処理が、共通のサンプラで上記被試験信号及び上記発振信号をサンプリングする処理を含んでいる。

本発明の概念１５は、上記概念１１の受信装置のノイズ低減方法であって、上記被試験信号及び上記発振信号をサンプリングする処理が、
第１サンプラで上記被試験信号をサンプリングする処理と、
第２サンプラで上記発振信号をサンプリングする処理と
を含み、上記第１及び第２サンプラが共通のサンプリング・クロックで駆動されることを特徴としている。

図１は、リアルタイム・スペクトラム・アナライザのような、大きな内部ノイズを生じる従来の試験装置の機能ブロック図である。 図２は、デジタル・オシロスコープのような、大きな内部ノイズを生じる従来の試験装置の機能ブロック図である。 図３は、図１及び図２に示す試験装置などにおける離散時間信号処理部の機能ブロック図である。 図４は、本発明の実施形態による位相補正を用いたノイズ低減システムの例の機能ブロック図である。 図５は、図４に示したシステムにおける離散時間信号処理ブロックの例の機能ブロック図である。 図６は、本発明の実施形態による２チャンネル受信装置における位相補正を用いたノイズ低減システムの例の機能ブロック図である。 図７は、図６に示したシステムにおける離散時間信号処理ブロックの例の機能ブロック図である。 図８Ａは、位相補正していない連続波（ＣＷ）を描いたグラフである。 図８Ｂは、本発明による位相補正技術を適用した後に、図８Ａと同じ連続波（ＣＷ）を描いたグラフである。 図９Ａは、位相補正していないＱＰＳＫ信号についての信号品質測定値とコンスタレーション表示を示した図である。 図９Ｂは、本発明による位相補正を適用したＱＰＳＫ信号についての信号品質測定値とコンスタレーション表示を示した図である。

図１は、被試験デバイス（ＤＵＴ）からのＲＦ信号を測定するための単一の周波数変換受信装置１１０の機能ブロック図である。こうした回路は、典型的には、リアルタイム・スペクトラム・アナライザ（ＲＴＳＡ）内に設けられる。通常、サンプラ１２０の後には、ホールド回路とアナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）が設けられるが、簡単のため、これらは省略して図示していない。イメージ阻止フィルタ及びアンチ・エイリアシング・フィルタも省略している。図１の例では、局部発振器１３０及びサンプリング・クロック１４０が、ＤＵＴ１６０からのＲＦ信号の位相測定精度を劣化させる。

図１の受信装置では、局部発振器１３０及び周波数ミキサ１５０から構成される周波数変換段を含んでいたが、例えば、デジタル・オシロスコープ２１０のような図２に示す受信装置の場合では、こうした周波数変換段を含んでいない。デジタル・オシロスコープ２１０では、サンプリング・クロック２４０で駆動されるサンプラ２２０が、ＤＵＴ２６０からの信号を周期的にサンプルし、離散時間信号処理システム２７０で処理できるようにする。図２のデジタル・オシロスコープ２１０では、局部発振器は含んでいないが、システムの位相ノイズは、サンプリング・クロック２４０によって、やはり劣化する。なお、図２のデジタル・オシロスコープ２１０でも、通常、アンチ・エイリアシング・フィルタを含んでいるが、簡単のため、省略している。

図３は、図１及び図２に示す試験測定装置などにおける離散時間信号処理部１７０及び２７０の機能ブロック図である。

図３では、単一のラインで実信号（Real Signal）のパスを示し、２重ラインで直交信号（ＩＱ複素信号）のパスを示しており、これらは、本願の他の図においても同様である。数値制御発振部３１０は、被試験ＲＦ信号のキャリア信号の周波数で動作する。デジタルＩＱダウン・コンバータ３２０は、デジタル演算によるダウン・コンバート（周波数変換）処理によって、ＡＤＣ３３０の出力信号をＩＱベース・バンド信号を含む中間周波数（ＩＦ）信号に変換する。フィルタ３４０は、ダウン・コンバートで得られたＩＦ信号からＩＱベース・バンド信号（ＲＦ信号の情報）を抽出し、この得られた信号をデジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）３５０が測定する。

本発明の実施形態では、試験システム中で、もう１つの（第２の）発振器を用いて位相補正を行い、離散時間信号処理を改善する。図４は、本発明の実施形態による位相補正を用いたノイズ低減システム４００の例の機能ブロック図である。ノイズ低減システム４００では、ＤＵＴ４１０からの出力信号（ＲＦ信号であってＲＦ１と呼ぶ）と、増設（追加の）発振器４２０からの信号（ＲＦ２と呼ぶ）が、信号合成器（Signal Combiner）４３０で合成され、受信装置４４０に送られる。ＲＦ２は、例えば、無変調連続波（ＣＷ）信号としても良い。ＲＦ２の周波数は、システムにおいて既知であり、ＲＦ１と干渉しない周波数を選択する必要がある。ＲＦ２の周波数を選択する場合、好ましくは、ＲＦ１とＲＦ２で同一周波数の使用は避けると共に、互いに高調波の関係になる周波数も避ける必要がある。また、もしＲＦ１とＲＦ２の周波数が近すぎると、詳しくは後述のように、ＲＦ１から位相ノイズをフィルタで除去できなくなる。

図４における信号合成器４３０としては、１８０度位相合成器（１８０度ハイブリッド：非特許文献３参照）とするのが良いが、他の合成方法を用いても良い。受信装置４４０は、周波数変換回路を有していても良いし、無くても良い。この例では、局部発振器４４３及び周波数ミキサ４４５で周波数変換を行っている。この例では、増設発振器４２０及び信号合成器４３０が、受信装置４４０の外に配置されているが、別の実施形態としては、これらが受信装置４４０内に配置されていても良い。

図５は、位相補正を行う図４の離散時間信号処理ブロック４４８の実施形態例の詳細な機能ブロック図である。図３に関して述べたように、単一のラインで実信号の信号パスを示す一方、２重ラインでＩＱ複素信号対の信号パスを示す。なお、ＡＤＣ５０４の出力信号は、デジタル・データであり、ＡＤＣ５０４の後に続く各ブロックは、例えば、数学的なデジタル演算処理で実現される機能を表し、これらブロックのそれぞれが必ずしも実体のある個別のハードウェアとして実現される必要はない。

図５を参照すると、第１数値制御発振部５１０は、図４に示すＤＵＴ４１０からのＲＦ１信号に周波数が合わせられ（同調され）ている。これは、従来の離散時間信号処理と同じである。ＲＦ１信号のサンプルは、ＡＤＣ５０４でデジタル化され、続いて、第１デジタルＩＱダウン・コンバータ５１２において第１数値制御発振部５１０からの第１デジタル局部発振（ＬＯ）信号とデジタル演算によって混合（ミキサ）処理される。第１デジタルＩＱダウン・コンバータ５１２は、デジタルＲＦ１信号をゼロＩＦ信号（ベースバンドＩＱ複素信号を含む）に変換する。第１デジタルＩＱダウン・コンバータ５１２の出力信号は、第１フィルタ５１４でデジタル・フィルタ処理されて、ＲＦ１情報（ベースバンドＩＱ複素信号）だけが抽出される。これら機能は、図３に関して上述したものと同じである。本発明の実施形態による位相補正を利用したノイズ低減は、図５内の残りの要素によって行われる。

具体的には、第２数値制御発振部５２０が、図４の増設発振器４２０からのＲＦ２信号に周波数が合わせられ（同調され）ている。ＲＦ２信号は、サンプルされてデジタル化された後、第２デジタルＩＱダウン・コンバータ５２２において第２数値制御発振部５２０からの第２デジタル局部発振（ＬＯ）信号とデジタル演算によって混合（ミキサ）処理され、ゼロＩＦ信号（ベースバンドＩＱ複素信号を含む）に変換される。第２デジタルＩＱダウン・コンバータ５２２の出力信号は、第２フィルタ５２４でデジタル・フィルタ処理されて、ＲＦ２情報（ベースバンドＩＱ複素信号）だけが抽出される。

図４を再度参照すると、局部発振器４４３、サンプリング・クロック４４６及びサンプラ４４７は、ＲＦ１信号及びＲＦ２信号の両方に対し、位相ノイズに関して同様な影響を与える。このとき、図５の数値制御発振部５１０及び５２０は、実体のあるハードウェアではなく、数学的な演算処理で実現されているので、増設発振器４２０に比較して大幅に良い位相ノイズ特性を有していると考えることができる。ＲＦ２情報は、理想的には、ゼロＩＦ信号中で一定であり、その位相角度は、ベースバンドＩＱ複素信号中でΦ２で表される。しかし、受信装置４４０のような受信装置の内部位相ノイズのために、実際の角度はΦ２＋φ２となる。ここでφ２は、受信装置に由来する位相ノイズ成分である。位相検出部５４０は、例えば、Ｑ（虚数）成分とＩ（実数）成分（これらをまとめてＩＱ信号対と呼ぶ）のアーク・タンジェントを処理することで、瞬間的な位相を検出できる。例えば、ＲＦ１のキャリア周波数をｆ１とし、ＲＦ２の周波数をｆ２とすると、位相ノイズの関係は、次の数式１でシンプルに表すことができる。

φ１：ｆ１＝φ２：ｆ２ （数式１）

ここで、φ１はＲＦ１における位相ノイズであり、φ２はＲＦ２における位相ノイズであり、局部発振器とサンプリング・クロックのそれぞれによって加えられたものである。φ１及びφ２は、各サンプルにおける瞬間的な位相であり、よって、ＲＦ１の位相をサンプル毎に補正すると良い。

第１及び第２数値制御発振部５１０及び５２０それぞれの周波数は、位相補正に関して、正確にｆ１及びｆ２である必要はない。この場合、第１及び第２デジタルＩＱダウン・コンバータ５１２及び５２２で信号を処理した後に、信号に位相回転が生じる。これら位相回転は、一定の回転（周波数シフト）であり、既知の手法により、デジタル信号処理ブロックにおける演算処理によって除去できる。

図５を再度参照すると、位相検出部５４０は、ＲＦ２信号の位相を検出し、この位相が位相補正部５５０で引き算処理される。１つの実施形態では、位相補正部５５０は、第１フィルタ５１４から出力されるＲＦ１情報を割り算し、続いて、フィルタ処理されたＲＦ１情報を、位相検出部５４０で検出され測定された位相角度で割り算することによって、位相ノイズを除去する。そして、そのノイズを除去して得られた信号を、測定及び処理のために、デジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）５６０へと送る。

ＲＦ２信号の位相は、局部発振器４４３及びサンプリング・クロック４４６で加えられる位相ノイズにかなり近い値となっている。従って、位相補正部５５０でＲＦ２信号の位相を引き算処理すると、受信装置４４０（図４）で生じた位相ノイズの大部分が除去される。

本発明の別の実施形態では、複数のチャンネルがある受信装置を使用する。多くのオシロスコープでは、入力チャンネルが１つではなく、もっと多数である。例えば、図６を参照すると、受信装置６４０の２つの独立した入力チャンネルで、ＤＵＴ６１０からの信号と、増設発振器６２０からの信号とをそれぞれ受けるようにしても良い。サンプラ６１７及び６２７は、両方とも、受信装置６４０内の同じサンプリング・クロック６３０によって駆動される。受信装置６４０は、図４に示した実施形態ような周波数変換回路を有していても良いが、必ずしも周波数変換回路がないといけないということはない。

図７は、図６の改良型離散時間信号処理ブロック６４８の実施形態例の機能ブロック図である。

図７に示したシステムは、ＲＦ１信号とＲＦ２信号を別々に受ける。２つのＡＤＣ７０４及び７０６は、ＤＵＴ６１０又は増設発振器６２０のどちらかからの信号のサンプルを受けるように構成されるが、これら２つのＡＤＣ７０４及び７０６を設ける以外では、図７に示した構成要素は、図５に示したものと同様に動作するので、これら構成要素の動作については、簡単のため省略する。言い換えると、受信装置のもう１つ別個のチャンネルに増設発振器６２０を加えると、増設発振器６２０からの信号は、ＤＵＴ６１０からの信号と同じやり方で処理されるので、増設発振器６２０の出力信号の位相ノイズの全てを、ＤＵＴ６１０の出力信号から除去できる。これによって、受信装置が原因のノイズが効果的に除去される。

２つのチャンネルを利用する利点は、ｆ２（増設発振器６２０からの信号であるＲＦ２の周波数）をＲＦ１の周波数と同じにできることである。ｆ２に利用できる周波数に、ほんとんど制約がない。

更に、図６を再度参照すると、もしＤＵＴ６１０、受信装置６４０及び増設発振器６２０の３つのユニットの全てが基準信号（クロックなど）にロックしていると、改良型離散時間信号処理ブロック６４８が正確な周波数関係を把握でき、よって、信号処理において周波数を推定するという面倒な計算を追加で行う必要がないので、有益である。これらユニットの一部又は全部がロックしていない場合であっても、改良型離散時間信号処理ブロック６４８に第１及び第２数値制御発振部７１０及び７２０の周波数の値を提供する周波数推定機能を追加すれば、ノイズを低減又は除去できる。

実施形態によっては、増設発振器（図４の増設発振器４２０や、図６の増設発振器６２０など）を、コム・ジェネレータ（櫛状スペクトラム信号発振器：Comb Generator）とし、基本周波数のｎ倍（１、２、３・・・・）の周波数の複数の無変調連続波（ＣＷ）信号成分から構成される信号（そのスペクトラム分布が櫛（コム）状になる）を発生させるようにしても良い。ただし、その他の発振器を用いても良い。

上述のように、増設発振器４２０及び６２０を外部に設けても良いが、受信装置４４０や６４０のような受信装置内に発振器を設ければ、受信装置のシステム全体として、全体的な校正や使用がシンプルになる点では有益である。

上述した位相検出によるノイズ除去の手法は、厳密な信号測定の用途でなくても、単純に信号を受ける受信装置で、受ける信号の品質を改善するためにも応用できる。

図８Ａは、参照用ＲＦ信号のスペクトラムであり、このＲＦ信号は、上述のノイズ低減システムを使用していないＣＷ信号である。一方、図８Ｂは、上述したノイズ低減システムを使用した後の同じ信号を示している。見れば明かなように、図８Ｂに示されたノイズ・フロアは、図８Ａに示されたものと比較して大幅に低下している。

図９Ａ及び９Ｂは、米国テクトロニクス社のＭＳＯ５０００シリーズのオシロスコープで捕捉したＱＰＳＫ変調信号に対して上述のノイズ低減システムを適用した実例の結果を示している。ＱＰＳＫ変調信号は、米国テクトロニクス社のＲＳＡ６０００シリーズ用のソフトウェアで解析されている。

図９Ａに示すコンスタレーション表示（Constellation：図の右側グラフ）及び信号品質（Signal Quality）測定値（図の左側）は、位相補正を行っていないＱＰＳＫ変調信号に関するものである。ＱＰＳＫ変調信号をコンスタレーション表示すると、そのシンボル点は、理想的には、正方形を形成する４つの頂点の位置に現れる（非特許文献４参照）。図９Ａでは、シンボル点は、コンスタレーション表示の４つの理想の位置からずれた位置にまばらに広がって現れており（図では、灰色で強調表示されたまばらな点で示す）、これらシンボル点に位相ノイズの問題があることを示していた。このとき、エラー・ベクトル・マグニチュード（ＥＶＭ）は、比較的高い１０.７６１％という値が測定された（図の左側、信号品質測定値のＥＶＭの項目を参照）。

これに代えて、本発明による位相補正を適用すると、図９Ｂに示すように、強調表示された対応するシンボル点の現れる領域は減少して、４つの理想のシンボル点の位置付近に比較的良好に収束し、ＥＶＭは、比較的低い０.４７１％という値が測定された。

以上、説明の都合上、本発明の具体的な実施形態を図示及び説明してきたが、本発明の主旨及び範囲から離れることなく種々の変形が可能なことが理解できよう。

４００ ノイズ低減システム
４１０ 被試験デバイス（ＤＵＴ）
４２０ 増設発振器
４３０ 信号合成器
４４０ 受信装置
４４３ 局部発振器
４４５ 周波数ミキサ
４４７ サンプラ
４４８ 改良型離散時間信号処理ブロック
５０４ アナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）
５１０ 第１数値制御発振部
５１２ 第１デジタルＩＱダウン・コンバータ
５１４ 第１フィルタ
５２０ 第２数値制御発振部
５２２ 第２デジタルＩＱダウン・コンバータ
５２４ 第２フィルタ
５４０ 位相検出部
５５０ 位相補正部
５６０ デジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）
６１０ 被試験デバイス（ＤＵＴ）
６１７ サンプラ
６２０ 増設発振器
６２７ サンプラ
６３０ サンプリング・クロック発振器
６４０ 受信装置
６４８ 改良型離散時間信号処理ブロック
７０４ 第１アナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）
７０６ 第２アナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）
７１０ 第１数値制御発振部
７１２ 第１デジタルＩＱダウン・コンバータ
７１４ 第１フィルタ
７２０ 第２数値制御発振部
７２２ 第２デジタルＩＱダウン・コンバータ
７２４ 第２フィルタ
７４０ 位相検出部
７５０ 位相補正部
７６０ デジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）

Claims (4)

1. 被試験信号を受ける被試験信号入力部と、
   該被試験信号入力部に結合され、被試験信号サンプルを生成するサンプラと、
   ノイズ低減システムと
   を具え、
   該ノイズ低減システムが、
   上記サンプラに結合されて発振信号サンプルを生成するよう構成される増設発振器と、
   上記発振信号サンプルが供給され、上記サンプラで導入されたノイズを測定するよう構成される位相検出部と、
   該位相検出部に結合され、測定された上記ノイズの量を、上記被試験信号サンプルから除去するよう構成される位相補正部と
   を有する試験測定装置。
2. 被試験信号を受ける第１チャンネル入力部と、
   発振信号を受ける第２チャンネル入力部と、
   上記第１チャンネル入力部に結合され、被試験信号サンプルを生成する第１サンプラと、
   上記第２チャンネル入力部に結合され、上記第１サンプラと共通のサンプリング・クロックで駆動されて発振信号サンプルを生成する第２サンプラと、
   ノイズ低減システムと
   を具え、
   上記ノイズ低減システムが、
   上記発振信号サンプルが供給され、上記サンプラで導入されたノイズを測定するよう構成される位相検出部と、
   該位相検出部に結合され、測定された上記ノイズの量を、上記被試験信号サンプルから除去するよう構成される位相補正部と
   を有する試験測定装置。
3. 被試験信号を受ける受信装置のノイズを低減する方法であって、
   発振信号を受ける処理と、
   上記被試験信号及び上記発振信号をサンプリングして、被試験信号サンプル及び発振信号サンプルを生成する処理と、
   上記発振信号サンプルに関するノイズを測定する処理と、
   測定された上記ノイズにほぼ等しいノイズの量を上記被試験信号サンプルから除去する処理と
   を具えるノイズ低減方法。
4. 上記発振信号サンプルに関する上記ノイズを測定する処理が、上記発振信号サンプルから生成されたＩＱ信号対における位相角度を測定する処理を含む請求項３記載のノイズ低減方法。