JP2003098202A - 位相遅延特性測定装置及び測定方法 - Google Patents
位相遅延特性測定装置及び測定方法Info
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 被試験デバイス入力信号と出力信号との間の
位相遅延特性を測定するに際して、雑音やスプリアス等
の影響を受けることなく、高速、高確度、且つ、低コス
トの測定装置及び測定方法を提供する。 【解決手段】 被試験デバイス３に印加される入力信号
IF-R及び前記試験デバイスからの出力信号IF-A/Bの位相
に基づいて、当該被試験デバイスの位相遅延を測定する
位相遅延特性測定装置において、前記入力信号又は出力
信号の入力サンプリングデータと理想sin波形データ１
３との相間値をベースバンドＩ信号（同相成分）として
出力する同相成分演算手段１２と、前記入力信号又は出
力信号の入力サンプリングデータと理想cos波形データ
１５との相間値をベースバンドＱ信号（直交成分）とし
て出力する直交成分演算手段１４と、前記ベースバンド
Ｉ信号（同相成分）及びベースバンドＱ信号（直交成
分）に基づいて、前記入力信号及び出力信号の位相角を
出力する位相角演算手段と、前記入力信号及び出力信号
の位相角から被試験デバイスの位相遅延量を演算する位
相遅延演算手段とを含む位相遅延特性測定装置。
位相遅延特性を測定するに際して、雑音やスプリアス等
の影響を受けることなく、高速、高確度、且つ、低コス
トの測定装置及び測定方法を提供する。 【解決手段】 被試験デバイス３に印加される入力信号
IF-R及び前記試験デバイスからの出力信号IF-A/Bの位相
に基づいて、当該被試験デバイスの位相遅延を測定する
位相遅延特性測定装置において、前記入力信号又は出力
信号の入力サンプリングデータと理想sin波形データ１
３との相間値をベースバンドＩ信号（同相成分）として
出力する同相成分演算手段１２と、前記入力信号又は出
力信号の入力サンプリングデータと理想cos波形データ
１５との相間値をベースバンドＱ信号（直交成分）とし
て出力する直交成分演算手段１４と、前記ベースバンド
Ｉ信号（同相成分）及びベースバンドＱ信号（直交成
分）に基づいて、前記入力信号及び出力信号の位相角を
出力する位相角演算手段と、前記入力信号及び出力信号
の位相角から被試験デバイスの位相遅延量を演算する位
相遅延演算手段とを含む位相遅延特性測定装置。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、光通信用コンポ
ーネント等の、被試験デバイス入力信号と出力信号との
間の位相遅延特性を測定するに際して、簡単な構成で、
雑音やスプリアス等の影響を受けることの少ない測定装
置及び測定方法を提供するものに関する。
ーネント等の、被試験デバイス入力信号と出力信号との
間の位相遅延特性を測定するに際して、簡単な構成で、
雑音やスプリアス等の影響を受けることの少ない測定装
置及び測定方法を提供するものに関する。
【０００２】
【従来の技術】この種の、光通信用コンポーネント等
の、被試験デバイス入力信号と出力信号との間の位相遅
延特性を測定する従来方式として、以下のものがある。
図４は、従来の位相遅延特性を測定するための位相測定
部の原理を説明するための図であり、図４(a)はその構
成を示すブロック図であり、図４(b)は、その原理を説
明するための波形図である。
の、被試験デバイス入力信号と出力信号との間の位相遅
延特性を測定する従来方式として、以下のものがある。
図４は、従来の位相遅延特性を測定するための位相測定
部の原理を説明するための図であり、図４(a)はその構
成を示すブロック図であり、図４(b)は、その原理を説
明するための波形図である。
【０００３】図４(a)において、41-1,41-2はALC又はリ
ミッタAmpであって、基準信号(IF-R信号）と被測定デバ
イスを通過した信号、即ち、被測定信号（IF-A/B信号）
を図４(b)の如きパルス波形に成形して出力を、42-1,42
-2の閾値検出回路で、図４(b)の基準信号(IF-R信号）と
被測定信号（IF-A/B信号）の、その立ち上り時点を検出
して位相差比較手段（カウンタ）に与えて、両者の位相
差を測定する。
ミッタAmpであって、基準信号(IF-R信号）と被測定デバ
イスを通過した信号、即ち、被測定信号（IF-A/B信号）
を図４(b)の如きパルス波形に成形して出力を、42-1,42
-2の閾値検出回路で、図４(b)の基準信号(IF-R信号）と
被測定信号（IF-A/B信号）の、その立ち上り時点を検出
して位相差比較手段（カウンタ）に与えて、両者の位相
差を測定する。
【０００４】この位相差比較手段では、基準信号(IF-R
信号）の立ち上がり時点と、被測定信号（IF-A/B信号）
の立ち上り時点との間のクロック数をカウントすること
によって測定できる。この方式では、原理は簡単である
が、基準信号を発生する発振器の信号純度や使用部品の
特性等が、そのまま測定誤差に影響することになり、高
確度測定の実現には課題が極めて大きい。また、位相差
の時間を高確度で測定するためには、極めて高い周波数
のクロック信号をカウンタに供給する必要があるという
問題もあった。
信号）の立ち上がり時点と、被測定信号（IF-A/B信号）
の立ち上り時点との間のクロック数をカウントすること
によって測定できる。この方式では、原理は簡単である
が、基準信号を発生する発振器の信号純度や使用部品の
特性等が、そのまま測定誤差に影響することになり、高
確度測定の実現には課題が極めて大きい。また、位相差
の時間を高確度で測定するためには、極めて高い周波数
のクロック信号をカウンタに供給する必要があるという
問題もあった。
【０００５】図５は、従来の位相遅延特性を測定するた
めの、別の位相測定の原理を説明するための図である。
図５において、51-1,51-2はAmpであって、基準信号(IF-
R信号）と被測定デバイスを通過した信号、即ち、被測
定信号（IF-A/B信号）を同期検波回路５３に与えて、検
波出力として、ベースバンドＩ信号（同相成分）と、ベ
ースバンドＱ信号（直交成分）とを検出する。
めの、別の位相測定の原理を説明するための図である。
図５において、51-1,51-2はAmpであって、基準信号(IF-
R信号）と被測定デバイスを通過した信号、即ち、被測
定信号（IF-A/B信号）を同期検波回路５３に与えて、検
波出力として、ベースバンドＩ信号（同相成分）と、ベ
ースバンドＱ信号（直交成分）とを検出する。
【０００６】前記ベースバンドＩ信号（同相成分）と、
ベースバンドＱ信号（直交成分）とは、共に時系列デー
タとして出力され、個々の時系列データ毎に位相差算出
回路５４でarctan演算によって位相差として出力され
る。そして、この時系列データである位相差信号を平均
化回路５５で平均化して、測定結果として、基準信号(I
F-R信号）と被測定信号（IF-A/B信号）との位相差を得
ることができる。
ベースバンドＱ信号（直交成分）とは、共に時系列デー
タとして出力され、個々の時系列データ毎に位相差算出
回路５４でarctan演算によって位相差として出力され
る。そして、この時系列データである位相差信号を平均
化回路５５で平均化して、測定結果として、基準信号(I
F-R信号）と被測定信号（IF-A/B信号）との位相差を得
ることができる。
【０００７】なお、同期検波回路での演算は、図５の楕
円内に示す如く、基準信号(IF-R信号）と被測定信号（I
F-A/B信号）とを乗算回路531-1で乗算してローパスフィ
ルタ（ＬＰＦ）533-1を介してベースバンドＩ信号（同
相成分）を得る。また、基準信号(IF-R信号）を、90°
位相変換器532で90°位相変換した信号と被測定信号（I
F-A/B信号）とを乗算回路531-2で乗算してローパスフィ
ルタ（ＬＰＦ）533-2を介してベースバンドＱ信号（直
交成分）を得る。
円内に示す如く、基準信号(IF-R信号）と被測定信号（I
F-A/B信号）とを乗算回路531-1で乗算してローパスフィ
ルタ（ＬＰＦ）533-1を介してベースバンドＩ信号（同
相成分）を得る。また、基準信号(IF-R信号）を、90°
位相変換器532で90°位相変換した信号と被測定信号（I
F-A/B信号）とを乗算回路531-2で乗算してローパスフィ
ルタ（ＬＰＦ）533-2を介してベースバンドＱ信号（直
交成分）を得る。
【０００８】この方式では、ハードウエアでもソフトウ
エアでもシステム構成が可能である。ソフトウエアで構
成する場合には、ＡＤ変換回路及びサンプリング回路が
必要であり、低速クロックでサンプリングを実行して
も、比較的高確度の位相差測定が可能であるが、測定結
果が時系列データとして出力されるため、ノイズの影響
を受け易く、同期検波後のＬＰＦを狭帯域にするとか、
複数回の測定結果を平均化する等の工夫が必要である。
そして、それらの工夫が、測定時間の増大につながると
共に、高確度化に限界も存在する。
エアでもシステム構成が可能である。ソフトウエアで構
成する場合には、ＡＤ変換回路及びサンプリング回路が
必要であり、低速クロックでサンプリングを実行して
も、比較的高確度の位相差測定が可能であるが、測定結
果が時系列データとして出力されるため、ノイズの影響
を受け易く、同期検波後のＬＰＦを狭帯域にするとか、
複数回の測定結果を平均化する等の工夫が必要である。
そして、それらの工夫が、測定時間の増大につながると
共に、高確度化に限界も存在する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題（目的）
は、被試験デバイス入力信号と出力信号との間の位相遅
延特性を測定するに際して、雑音やスプリアス等の影響
を受けることなく、高速、高確度、且つ、低コストの測
定装置及び測定方法を提供することにある。
は、被試験デバイス入力信号と出力信号との間の位相遅
延特性を測定するに際して、雑音やスプリアス等の影響
を受けることなく、高速、高確度、且つ、低コストの測
定装置及び測定方法を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に、被試験デバイスに印加される入力信号及び前記試験
デバイスからの出力信号の位相に基づいて、当該被試験
デバイスの位相遅延を測定する位相遅延特性測定装置に
おいて、前記入力信号及び出力信号の入力サンプリング
データと理想sin波形データとの相間値をベースバンド
Ｉ信号（同相成分）として出力する同相成分演算手段
と、前記入力信号及び出力信号の入力サンプリングデー
タと理想cos波形データとの相間値をベースバンドＱ信
号（直交成分）として出力する直交成分演算手段と、前
記ベースバンドＩ信号（同相成分）及びベースバンドＱ
信号（直交成分）に基づいて、前記入力信号及び出力信
号の位相角を出力する位相角演算手段と、前記入力信号
及び出力信号の位相角から被試験デバイスの位相遅延量
を演算する位相遅延演算手段とにより位相遅延特性測定
装置を構成する。（請求項１）
に、被試験デバイスに印加される入力信号及び前記試験
デバイスからの出力信号の位相に基づいて、当該被試験
デバイスの位相遅延を測定する位相遅延特性測定装置に
おいて、前記入力信号及び出力信号の入力サンプリング
データと理想sin波形データとの相間値をベースバンド
Ｉ信号（同相成分）として出力する同相成分演算手段
と、前記入力信号及び出力信号の入力サンプリングデー
タと理想cos波形データとの相間値をベースバンドＱ信
号（直交成分）として出力する直交成分演算手段と、前
記ベースバンドＩ信号（同相成分）及びベースバンドＱ
信号（直交成分）に基づいて、前記入力信号及び出力信
号の位相角を出力する位相角演算手段と、前記入力信号
及び出力信号の位相角から被試験デバイスの位相遅延量
を演算する位相遅延演算手段とにより位相遅延特性測定
装置を構成する。（請求項１）
【００１１】この構成により、被試験デバイス入力信号
と出力信号との間の位相遅延特性を測定するに際して、
雑音やスプリアス等の影響を受けることなく、高速、高
確度、且つ、低コストの測定装置が提供できる。
と出力信号との間の位相遅延特性を測定するに際して、
雑音やスプリアス等の影響を受けることなく、高速、高
確度、且つ、低コストの測定装置が提供できる。
【００１２】また、前記同相成分演算手段及び直交成分
演算手段では、 Σa(n）＊b(n） a(n）：入力サンプリングデータ b(n）：理想sin波形データ又は理想cos波形データ の演算をDSPにより実行される。（請求項２） また、前記入力信号及び出力信号のサンプリングは、そ
れぞれ、ｍ周期（ｍ＝整数）分実行される。（請求項
３）
演算手段では、 Σa(n）＊b(n） a(n）：入力サンプリングデータ b(n）：理想sin波形データ又は理想cos波形データ の演算をDSPにより実行される。（請求項２） また、前記入力信号及び出力信号のサンプリングは、そ
れぞれ、ｍ周期（ｍ＝整数）分実行される。（請求項
３）
【００１３】また、前記理想sin波形データ及び理想cos
波形データの代わりに、基準入力信号と該基準入力信号
をDSPにより、90°位相変換した波形データを用いる。
（請求項４） また、前記サンプリングされる入力信号及び出力信号
は、ＲＦ→ＩＦ変換されたＩＦ信号に対して行われる。
（請求項５）
波形データの代わりに、基準入力信号と該基準入力信号
をDSPにより、90°位相変換した波形データを用いる。
（請求項４） また、前記サンプリングされる入力信号及び出力信号
は、ＲＦ→ＩＦ変換されたＩＦ信号に対して行われる。
（請求項５）
【００１４】また、被試験デバイスに印加される入力信
号及び前記試験デバイスからの出力信号の位相に基づい
て、当該被試験デバイスの位相遅延を測定する位相遅延
特性測定方法において、前記入力信号及び出力信号の入
力サンプリングデータと理想sin波形データとの相間値
をベースバンドＩ信号（同相成分）として出力する同相
成分演算ステップと、前記入力信号及び出力信号の入力
サンプリングデータと理想cos波形データとの相間値を
ベースバンドＱ信号（直交成分）として出力する直交成
分演算ステップと、前記ベースバンドＩ信号（同相成
分）及びベースバンドＱ信号（直交成分）に基づいて、
前記入力信号及び出力信号の位相角を出力する位相角演
算ステップと、前記入力信号及び出力信号の位相角から
被試験デバイスの位相遅延量を演算する位相遅延量演算
ステップとにより被試験デバイスの位相遅延特性を測定
する。（請求項６）
号及び前記試験デバイスからの出力信号の位相に基づい
て、当該被試験デバイスの位相遅延を測定する位相遅延
特性測定方法において、前記入力信号及び出力信号の入
力サンプリングデータと理想sin波形データとの相間値
をベースバンドＩ信号（同相成分）として出力する同相
成分演算ステップと、前記入力信号及び出力信号の入力
サンプリングデータと理想cos波形データとの相間値を
ベースバンドＱ信号（直交成分）として出力する直交成
分演算ステップと、前記ベースバンドＩ信号（同相成
分）及びベースバンドＱ信号（直交成分）に基づいて、
前記入力信号及び出力信号の位相角を出力する位相角演
算ステップと、前記入力信号及び出力信号の位相角から
被試験デバイスの位相遅延量を演算する位相遅延量演算
ステップとにより被試験デバイスの位相遅延特性を測定
する。（請求項６）
【００１５】また、前記同相成分演算ステップ及び直交
成分演算ステップでは、 Σa(n）＊b(n） a(n）：入力サンプリングデータ b(n）：理想sin波形データ又は理想cos波形データ の演算をDSPにより実行される。（請求項７） また、前記入力信号及び出力信号のサンプリングは、そ
れぞれ、ｍ周期（ｍ＝整数）分実行される。（請求項
８）
成分演算ステップでは、 Σa(n）＊b(n） a(n）：入力サンプリングデータ b(n）：理想sin波形データ又は理想cos波形データ の演算をDSPにより実行される。（請求項７） また、前記入力信号及び出力信号のサンプリングは、そ
れぞれ、ｍ周期（ｍ＝整数）分実行される。（請求項
８）
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、図を用いて本発明の位相遅
延特性測定装置（方法）の説明を行う。図１は、本発明
の位相遅延特性測定装置の構成を示す図であり、(a)
は、その全体構成を示し、(b)は、その要部の詳細な構
成を示している。図１の(a)において、１は可変波長光
源、２は光変調器、３はＤＵＴ（被試験デバイス）、４
は光復調器、５はＲＦ発振器、６はＲＦ振幅／位相測定
器を示している。
延特性測定装置（方法）の説明を行う。図１は、本発明
の位相遅延特性測定装置の構成を示す図であり、(a)
は、その全体構成を示し、(b)は、その要部の詳細な構
成を示している。図１の(a)において、１は可変波長光
源、２は光変調器、３はＤＵＴ（被試験デバイス）、４
は光復調器、５はＲＦ発振器、６はＲＦ振幅／位相測定
器を示している。
【００１７】前記ＤＵＴ３には、可変波長光源１の出力
光が、光変長器２でＲＦ発振器５で発生されたＲＦ信号
で変調されて入力されている。そして、ＤＵＴの出力
は、光復調器４で復調されたIF-R信号及びIF-A/B信号
が、ＲＦ振幅／位相測定器６で、前記ＲＦ信号と比較測
定される。なお、図１の構成では、被測定デバイスを通
過する光信号の遅延を測定する構成として示されている
が、被測定デバイスとしては、電気信号を通過するもの
でも良いことはいうまでもない。
光が、光変長器２でＲＦ発振器５で発生されたＲＦ信号
で変調されて入力されている。そして、ＤＵＴの出力
は、光復調器４で復調されたIF-R信号及びIF-A/B信号
が、ＲＦ振幅／位相測定器６で、前記ＲＦ信号と比較測
定される。なお、図１の構成では、被測定デバイスを通
過する光信号の遅延を測定する構成として示されている
が、被測定デバイスとしては、電気信号を通過するもの
でも良いことはいうまでもない。
【００１８】図１の(b)のＲＦ振幅／位相測定器の詳細
な構成は、１１はＡＤ変換器、１２は同相成分抽出部、
１３は理想cos波形データ生成部、１４は直交成分抽出
部、１５は理想sin波形データ生成部、１６はarctan演
算部を示している。なお、図１では、ＲＦ→ＩＦ変換を
実行するローカル信号源とミキサーが省略されており、
図１の(b)における比較は変換後のＩＦによって実行さ
れる。
な構成は、１１はＡＤ変換器、１２は同相成分抽出部、
１３は理想cos波形データ生成部、１４は直交成分抽出
部、１５は理想sin波形データ生成部、１６はarctan演
算部を示している。なお、図１では、ＲＦ→ＩＦ変換を
実行するローカル信号源とミキサーが省略されており、
図１の(b)における比較は変換後のＩＦによって実行さ
れる。
【００１９】図１の(b)では、ＲＦ→ＩＦ変換された中
間周波信号IF-R信号又は、IF-A/B信号がＡＤ変換部１１
でデジタル信号に変換されて、同相成分抽出部１２及び
直交成分抽出部１４に与えられる。また、同相成分抽出
部１２及び直交成分抽出部１４には、それぞれ、理想co
s波形データ生成部１３、及び、理想sin波形データ生成
部１５の出力である、理想sin波形データ及び理想cos波
形データが与えられている。
間周波信号IF-R信号又は、IF-A/B信号がＡＤ変換部１１
でデジタル信号に変換されて、同相成分抽出部１２及び
直交成分抽出部１４に与えられる。また、同相成分抽出
部１２及び直交成分抽出部１４には、それぞれ、理想co
s波形データ生成部１３、及び、理想sin波形データ生成
部１５の出力である、理想sin波形データ及び理想cos波
形データが与えられている。
【００２０】同相成分抽出部１２及び直交成分抽出部１
４によって抽出された、同相成分、及び、直交成分は、
arctan演算部１６において位相（仮想座標軸上の位相）
が演算される。この算出されたIF-R信号の位相角と、IF
-A/B信号の位相角の差分から両者の位相差（被試験デバ
イスDUT）の入力信号と、出力信号間の位相遅延）が求
められる。なお、図１の(b)における演算は、DSP演算処
理によって実行される。
４によって抽出された、同相成分、及び、直交成分は、
arctan演算部１６において位相（仮想座標軸上の位相）
が演算される。この算出されたIF-R信号の位相角と、IF
-A/B信号の位相角の差分から両者の位相差（被試験デバ
イスDUT）の入力信号と、出力信号間の位相遅延）が求
められる。なお、図１の(b)における演算は、DSP演算処
理によって実行される。
【００２１】次に、図２を用いて、図１の同相成分抽
出、及び、直交成分抽出の原理について説明を行う。図
２は、同相成分抽出の原理を説明するための概念図であ
る。図２のa(n）は、入力サンプリングデータであり、b
(n）は理想cos波形データであり、s1,s2,・・・snはサ
ンプリング時点を示している。
出、及び、直交成分抽出の原理について説明を行う。図
２は、同相成分抽出の原理を説明するための概念図であ
る。図２のa(n）は、入力サンプリングデータであり、b
(n）は理想cos波形データであり、s1,s2,・・・snはサ
ンプリング時点を示している。
【００２２】入力サンプリングデータ、及び、理想cos
波形データをサンプリング時点s1,s2,・・・snでサンプ
リングして、その入力サンプリングデータの相関値を計
算することによって、その周波数における同相成分（Ｉ
軸成分）のレベルを求めることができる。この演算アル
ゴリズムは、 Σa(n）＊b(n） a(n）：入力サンプリングデータ b(n）：理想sin波形データ又は理想cos波形データ である。そして、この演算は、ＦＦＴ演算において特定
の周波数成分のみを抽出することに相当している。
波形データをサンプリング時点s1,s2,・・・snでサンプ
リングして、その入力サンプリングデータの相関値を計
算することによって、その周波数における同相成分（Ｉ
軸成分）のレベルを求めることができる。この演算アル
ゴリズムは、 Σa(n）＊b(n） a(n）：入力サンプリングデータ b(n）：理想sin波形データ又は理想cos波形データ である。そして、この演算は、ＦＦＴ演算において特定
の周波数成分のみを抽出することに相当している。
【００２３】直交成分抽出は、図２の理想cos波形デー
タb(n）の代わりに理想sin波形データを与えることによ
って、直交成分（Ｑ軸成分）が同様に求められる。そし
て、求められた同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）とか
ら、図３に示すように、arctan演算（直交軸→極座標軸
変換）を行うことによって、入力サンプリングデータの
位相角を算出することができる。
タb(n）の代わりに理想sin波形データを与えることによ
って、直交成分（Ｑ軸成分）が同様に求められる。そし
て、求められた同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）とか
ら、図３に示すように、arctan演算（直交軸→極座標軸
変換）を行うことによって、入力サンプリングデータの
位相角を算出することができる。
【００２４】このように、本発明の位相遅延測定装置
は、サンプリングされた全データを使用して演算を実行
するために、平均化と同様の効果があって、ランダムノ
イズに強いという効果がある。また、同じ理由で、ジッ
タに対しても耐性が高い。更に、ＩＦ周波数と直交する
周波数成分（サンプリング周波数/データ数の整数倍の
周波数成分）は、本発明の演算によりゼロとなるため、
演算結果にほとんど影響を与えることがない。例えば、
試験周波数の２倍、３倍・・・高調波は、この条件に当
て嵌まるため、高調波歪みに対して極めて耐性の高い測
定系を構築することが可能になる。
は、サンプリングされた全データを使用して演算を実行
するために、平均化と同様の効果があって、ランダムノ
イズに強いという効果がある。また、同じ理由で、ジッ
タに対しても耐性が高い。更に、ＩＦ周波数と直交する
周波数成分（サンプリング周波数/データ数の整数倍の
周波数成分）は、本発明の演算によりゼロとなるため、
演算結果にほとんど影響を与えることがない。例えば、
試験周波数の２倍、３倍・・・高調波は、この条件に当
て嵌まるため、高調波歪みに対して極めて耐性の高い測
定系を構築することが可能になる。
【００２５】ＩＦ周波数、サンプリング周波数、サンプ
ル時間を決定する上で以下の点に留意する必要がある。
即ち、入力サンプリングデータは、試験信号のｍ周期
（ｍ＝整数）分を取り込む必要がある。言い換えれば、
サンプリング開始時の初期位相(角)とサンプリング完了
時の次の位相(角)が同一になるように、ＩＦ周波数、サ
ンプリング周波数、サンプル時間を決定する必要があ
る。もし、ｍが整数でない場合、即ちサンプリング開始
時の初期位相（角）とサンプリング完了時の次の位相
（角）が同じでない場合には、相間値演算の際にGib's
効果に寄る誤差が生じるため、正しい位相差を求めるこ
とが出来ない。
ル時間を決定する上で以下の点に留意する必要がある。
即ち、入力サンプリングデータは、試験信号のｍ周期
（ｍ＝整数）分を取り込む必要がある。言い換えれば、
サンプリング開始時の初期位相(角)とサンプリング完了
時の次の位相(角)が同一になるように、ＩＦ周波数、サ
ンプリング周波数、サンプル時間を決定する必要があ
る。もし、ｍが整数でない場合、即ちサンプリング開始
時の初期位相（角）とサンプリング完了時の次の位相
（角）が同じでない場合には、相間値演算の際にGib's
効果に寄る誤差が生じるため、正しい位相差を求めるこ
とが出来ない。
【００２６】具体的には、
サンプリング周波数 ：fs
IF周波数 ：fx
サンプリング数（バッファ長） ：blen
のとき、ｍ=blen＊fx/fs が整数となるように、fs,fx,
blenを決定する必要がある。
blenを決定する必要がある。
【００２７】なお、ここで、fsとfx用クロック信号は、
同じ基準クロックからPLL回路等を使用して生成する等
の方法により、互いに同期した信号であることが必要で
ある。
同じ基準クロックからPLL回路等を使用して生成する等
の方法により、互いに同期した信号であることが必要で
ある。
【００２８】なお、同相成分及び直交成分抽出時に、理
想sin波形データ、又は理想cos波形データを使用する代
わりに、基準入力信号と、それを90°位相変換（DSP上
で）した信号を使用することで、仮想座標軸上の位相値
同士の減算が不要になる。同時に、元の、ＲＦ発振信号
に含まれていたノイズ成分をキャンセルできる。
想sin波形データ、又は理想cos波形データを使用する代
わりに、基準入力信号と、それを90°位相変換（DSP上
で）した信号を使用することで、仮想座標軸上の位相値
同士の減算が不要になる。同時に、元の、ＲＦ発振信号
に含まれていたノイズ成分をキャンセルできる。
【００２９】このように、本発明では、DSPにより演算
処理を実行しいているので、低コスト且つ、高速処理が
可能であある。また、相間値の演算結果が１３bit程度
以上あると、測定確度として、0.01°を実現できる。ま
た、ＩＦ周波数、サンプリング周波数、サンプル時間を
適宜選択することにより、高精度化、及び高確度化を実
現できる。また、測定周波数成分のみを抽出して位相を
求めているので、他の周波数成分（スプリアス、歪み
等）の影響を受け難いので、比較的性能の低い低コスト
のハードウエアでも高確度の測定が可能である。
処理を実行しいているので、低コスト且つ、高速処理が
可能であある。また、相間値の演算結果が１３bit程度
以上あると、測定確度として、0.01°を実現できる。ま
た、ＩＦ周波数、サンプリング周波数、サンプル時間を
適宜選択することにより、高精度化、及び高確度化を実
現できる。また、測定周波数成分のみを抽出して位相を
求めているので、他の周波数成分（スプリアス、歪み
等）の影響を受け難いので、比較的性能の低い低コスト
のハードウエアでも高確度の測定が可能である。
【００３０】
【発明の効果】請求項１に記載の発明では、被試験デバ
イスに印加される入力信号及び前記試験デバイスからの
出力信号の位相に基づいて、当該被試験デバイスの位相
遅延を測定する位相遅延特性測定装置において、前記入
力信号及び出力信号の入力サンプリングデータと理想si
n波形データとの相間値をベースバンドＩ信号（同相成
分）として出力する同相成分演算手段と、前記入力信号
及び出力信号の入力サンプリングデータと理想cos波形
データとの相間値をベースバンドＱ信号（直交成分）と
して出力する直交成分演算手段と、前記ベースバンドＩ
信号（同相成分）及びベースバンドＱ信号（直交成分）
に基づいて、前記入力信号及び出力信号の位相角を出力
する位相角演算手段と、前記入力信号及び出力信号の位
相角から被試験デバイスの位相遅延量を演算する位相遅
延演算手段とにより位相遅延特性測定装置を構成するこ
とにより、被試験デバイス入力信号と出力信号との間の
位相遅延特性を測定するに際して、雑音やスプリアス等
の影響を受けることなく、高速、高確度、且つ、低コス
トの測定装置が提供できる。
イスに印加される入力信号及び前記試験デバイスからの
出力信号の位相に基づいて、当該被試験デバイスの位相
遅延を測定する位相遅延特性測定装置において、前記入
力信号及び出力信号の入力サンプリングデータと理想si
n波形データとの相間値をベースバンドＩ信号（同相成
分）として出力する同相成分演算手段と、前記入力信号
及び出力信号の入力サンプリングデータと理想cos波形
データとの相間値をベースバンドＱ信号（直交成分）と
して出力する直交成分演算手段と、前記ベースバンドＩ
信号（同相成分）及びベースバンドＱ信号（直交成分）
に基づいて、前記入力信号及び出力信号の位相角を出力
する位相角演算手段と、前記入力信号及び出力信号の位
相角から被試験デバイスの位相遅延量を演算する位相遅
延演算手段とにより位相遅延特性測定装置を構成するこ
とにより、被試験デバイス入力信号と出力信号との間の
位相遅延特性を測定するに際して、雑音やスプリアス等
の影響を受けることなく、高速、高確度、且つ、低コス
トの測定装置が提供できる。
【００３１】また、請求項２及び３に記載の発明では、
前記同相成分演算手段及び直交成分演算手段では、 Σa(n）＊b(n） a(n）：入力サンプリングデータ b(n）：理想sin波形データ又は理想cos波形データ 前記入力信号及び出力信号のサンプリングは、それぞ
れ、ｍ周期（ｍ＝整数）分についての演算が、DSPによ
りが実行されるので、サンプリングされた全データを使
用して演算を実行するために、平均化と同様の効果があ
って、ランダムノイズに強いという効果がある。
前記同相成分演算手段及び直交成分演算手段では、 Σa(n）＊b(n） a(n）：入力サンプリングデータ b(n）：理想sin波形データ又は理想cos波形データ 前記入力信号及び出力信号のサンプリングは、それぞ
れ、ｍ周期（ｍ＝整数）分についての演算が、DSPによ
りが実行されるので、サンプリングされた全データを使
用して演算を実行するために、平均化と同様の効果があ
って、ランダムノイズに強いという効果がある。
【００３２】また、請求項４に記載の発明では、前記理
想sin波形データ又は理想cos波形データの代わりに、基
準入力信号と該基準入力信号をDSPにより、90°位相変
換した波形データを用いることにより、理想sin波形デ
ータ及び理想cos波形データの蓄積を省略できる。ま
た、請求項５に記載の発明では、前記サンプリングされ
る入力信号及び出力信号は、ＲＦ→ＩＦ変換されたＩＦ
信号に対して行うことも可能である。
想sin波形データ又は理想cos波形データの代わりに、基
準入力信号と該基準入力信号をDSPにより、90°位相変
換した波形データを用いることにより、理想sin波形デ
ータ及び理想cos波形データの蓄積を省略できる。ま
た、請求項５に記載の発明では、前記サンプリングされ
る入力信号及び出力信号は、ＲＦ→ＩＦ変換されたＩＦ
信号に対して行うことも可能である。
【００３３】また、請求項６に記載の発明では、被試験
デバイスに印加される入力信号及び前記試験デバイスか
らの出力信号の位相に基づいて、当該被試験デバイスの
位相遅延を測定する位相遅延特性測定方法において、前
記入力信号及び出力信号の入力サンプリングデータと理
想sin波形データとの相間値をベースバンドＩ信号（同
相成分）として出力する同相成分演算ステップと、前記
入力信号及び出力信号の入力サンプリングデータと理想
cos波形データとの相間値をベースバンドＱ信号（直交
成分）として出力する直交成分演算ステップと、前記ベ
ースバンドＩ信号（同相成分）及びベースバンドＱ信号
（直交成分）に基づいて、前記入力信号及び出力信号の
位相角を出力する位相角演算ステップと、前記入力信号
及び出力信号の位相角から被試験デバイスの位相遅延量
を演算する位相遅延量演算ステップとにより、被試験デ
バイスの位相遅延特性が測定できるので、被試験デバイ
ス入力信号と出力信号との間の位相遅延特性を測定する
に際して、雑音やスプリアス等の影響を受けることな
く、高速、高確度、且つ、低コストの測定装方法が実現
できる。
デバイスに印加される入力信号及び前記試験デバイスか
らの出力信号の位相に基づいて、当該被試験デバイスの
位相遅延を測定する位相遅延特性測定方法において、前
記入力信号及び出力信号の入力サンプリングデータと理
想sin波形データとの相間値をベースバンドＩ信号（同
相成分）として出力する同相成分演算ステップと、前記
入力信号及び出力信号の入力サンプリングデータと理想
cos波形データとの相間値をベースバンドＱ信号（直交
成分）として出力する直交成分演算ステップと、前記ベ
ースバンドＩ信号（同相成分）及びベースバンドＱ信号
（直交成分）に基づいて、前記入力信号及び出力信号の
位相角を出力する位相角演算ステップと、前記入力信号
及び出力信号の位相角から被試験デバイスの位相遅延量
を演算する位相遅延量演算ステップとにより、被試験デ
バイスの位相遅延特性が測定できるので、被試験デバイ
ス入力信号と出力信号との間の位相遅延特性を測定する
に際して、雑音やスプリアス等の影響を受けることな
く、高速、高確度、且つ、低コストの測定装方法が実現
できる。
【００３４】また、請求項７及び８に記載の発明では、
前記同相成分演算ステップ及び直交成分演算ステップで
は、 Σa(n）＊b(n） a(n）：入力サンプリングデータ b(n）：理想sin波形データ又は理想cos波形データ の演算をDSPにより実行され、前記入力信号及び出力信
号のサンプリングは、それぞれ、ｍ周期（ｍ＝整数）分
実行されるので、サンプリングされた全データを使用し
て演算を実行するために、平均化と同様の効果があっ
て、ランダムノイズに強いという効果がある。
前記同相成分演算ステップ及び直交成分演算ステップで
は、 Σa(n）＊b(n） a(n）：入力サンプリングデータ b(n）：理想sin波形データ又は理想cos波形データ の演算をDSPにより実行され、前記入力信号及び出力信
号のサンプリングは、それぞれ、ｍ周期（ｍ＝整数）分
実行されるので、サンプリングされた全データを使用し
て演算を実行するために、平均化と同様の効果があっ
て、ランダムノイズに強いという効果がある。
【００３５】上述の如く、本発明の位相遅延特性測定装
置（方法）によれば、 ・高確度の高周波信号源を必要とせず、簡単な構成で被
試験デバイスの高精度な位相遅延特性の測定が可能であ
る。 ・また、試験信号発生器として、比較的位相雑音の多い
ハードウエアを用いても、信号処理アルゴリズムで、あ
る程度の雑音のキャンセルができるので、安価なハード
ウエアで高精度の位相遅延特性の高精度な測定が可能で
ある。 ・また、途中の回路で試験信号に歪みや高調波スプリア
スが乗っても、試験信号の周波数と直交する周波数成分
の影響を受けずに、位相遅延特性の高精度の測定が可能
である。
置（方法）によれば、 ・高確度の高周波信号源を必要とせず、簡単な構成で被
試験デバイスの高精度な位相遅延特性の測定が可能であ
る。 ・また、試験信号発生器として、比較的位相雑音の多い
ハードウエアを用いても、信号処理アルゴリズムで、あ
る程度の雑音のキャンセルができるので、安価なハード
ウエアで高精度の位相遅延特性の高精度な測定が可能で
ある。 ・また、途中の回路で試験信号に歪みや高調波スプリア
スが乗っても、試験信号の周波数と直交する周波数成分
の影響を受けずに、位相遅延特性の高精度の測定が可能
である。
【図１】本発明の位相遅延特性測定装置の構成を示す図
である。
である。
【図２】本発明の同相（直交）成分抽出の原理を説明す
るための概念図である。
るための概念図である。
【図３】同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）とから、arct
an演算（直交軸→極座標軸変換）によって、位相角を求
める概念図である。
an演算（直交軸→極座標軸変換）によって、位相角を求
める概念図である。
【図４】従来の位相遅延特性を測定するための位相測定
部の原理を説明するための図である。
部の原理を説明するための図である。
【図５】従来の位相遅延特性を測定するための、別の位
相測定の原理を説明する図である。
相測定の原理を説明する図である。
１ 可変波長光源
２ 光変調器
３ 被測定デバイス（ＤＵＴ）
４ 光復調器
５ ＲＦ発振器
６ ＲＦ振幅／位相測定器
１１ ＡＤ変換器
１２ 同相成分抽出器
１３ 理想cos波形データ生成部
１４ 直交成分抽出器
１５ 理想sin波形データ生成部
１６ arctan演算部
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 2G028 AA01 BE10 CG19 DH01 FK08
2G030 AA01 AD08 AF01 AG05
5K004 AA05 FG00
Claims (8)
- 【請求項１】 被試験デバイスに印加される入力信号及
び前記試験デバイスからの出力信号の位相に基づいて、
当該被試験デバイスの位相遅延を測定する位相遅延特性
測定装置において、 前記入力信号及び出力信号の入力サンプリングデータと
理想sin波形データとの相間値をベースバンドＩ信号
（同相成分）として出力する同相成分演算手段と、 前記入力信号及び出力信号の入力サンプリングデータと
理想cos波形データとの相間値をベースバンドＱ信号
（直交成分）として出力する直交成分演算手段と、 前記ベースバンドＩ信号（同相成分）及びベースバンド
Ｑ信号（直交成分）に基づいて、前記入力信号及び出力
信号の位相角を出力する位相角演算手段と、 前記入力信号及び出力信号の位相角から被試験デバイス
の位相遅延量を演算する位相遅延演算手段と、 を含むことを特徴とする位相遅延特性測定装置。 - 【請求項２】 前記同相成分演算手段及び直交成分演算
手段では、 Σa(n）＊b(n） a(n）：入力サンプリングデータ b(n）：理想sin波形データ又は理想cos波形データ の演算をDSPにより実行されることを特徴とする請求項
１に記載の位相遅延特性測定装置。 - 【請求項３】 前記入力信号及び出力信号のサンプリン
グは、それぞれ、ｍ周期（ｍ＝整数）分実行されること
を特徴とする請求項１又は２に記載の位相遅延特性測定
装置。 - 【請求項４】 前記理想sin波形データ又は理想cos波形
データの代わりに、基準入力信号と該基準入力信号をDS
Pにより、90°位相変換した波形データを用いることを
特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の位相遅
延特性測定装置。 - 【請求項５】 前記サンプリングされる入力信号及び出
力信号は、ＲＦ→ＩＦ変換されたＩＦ信号であることを
特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の位相遅
延特性測定装置。 - 【請求項６】 被試験デバイスに印加される入力信号及
び前記試験デバイスからの出力信号の位相に基づいて、
当該被試験デバイスの位相遅延を測定する位相遅延特性
測定方法において、 前記入力信号及び出力信号の入力サンプリングデータと
理想sin波形データとの相間値をベースバンドＩ信号
（同相成分）として出力する同相成分演算ステップと、 前記入力信号及び出力信号の入力サンプリングデータと
理想cos波形データとの相間値をベースバンドＱ信号
（直交成分）として出力する直交成分演算ステップと、 前記ベースバンドＩ信号（同相成分）及びベースバンド
Ｑ信号（直交成分）に基づいて、前記入力信号及び出力
信号の位相角を出力する位相角演算ステップと、 前記入力信号及び出力信号の位相角から被試験デバイス
の位相遅延量を演算する位相遅延量演算ステップと、 を含むことを特徴とする位相遅延特性測定方法。 - 【請求項７】 前記同相成分演算ステップ及び直交成分
演算ステップでは、 Σa(n）＊b(n） a(n）：入力サンプリングデータ b(n）：理想sin波形データ又は理想cos波形データ の演算をDSPにより実行されることを特徴とする請求項
６に記載の位相遅延特性測定方法。 - 【請求項８】 前記入力信号及び出力信号のサンプリン
グは、それぞれ、ｍ周期（ｍ＝整数）分実行されること
を特徴とする請求項６又は７に記載の位相遅延特性測定
方法。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001291978A JP2003098202A (ja) | 2001-09-25 | 2001-09-25 | 位相遅延特性測定装置及び測定方法 |
| US10/235,529 US6794857B2 (en) | 2001-09-25 | 2002-09-05 | Apparatus and method for measuring a phase delay characteristic |
| DE10244413A DE10244413B4 (de) | 2001-09-25 | 2002-09-24 | Vorrichtung und Verfahren zur Messung einer Phasenverschiebungskennlinie |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001291978A JP2003098202A (ja) | 2001-09-25 | 2001-09-25 | 位相遅延特性測定装置及び測定方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003098202A true JP2003098202A (ja) | 2003-04-03 |
Family
ID=19114026
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001291978A Pending JP2003098202A (ja) | 2001-09-25 | 2001-09-25 | 位相遅延特性測定装置及び測定方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6794857B2 (ja) |
| JP (1) | JP2003098202A (ja) |
| DE (1) | DE10244413B4 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016008972A (ja) * | 2014-06-24 | 2016-01-18 | テクトロニクス・インコーポレイテッドＴｅｋｔｒｏｎｉｘ，Ｉｎｃ． | 試験測定装置及びノイズ低減方法 |
| JP2017223642A (ja) * | 2016-06-14 | 2017-12-21 | アナログ・デヴァイシズ・グローバル | 電流変換器内の位相誤差又はタイミング遅延を学習するための方法および装置並びに電流変換器の誤差訂正を含む電力測定装置 |
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| GB2402222B (en) * | 2003-05-30 | 2007-04-25 | Abb Ltd | Phase measurement in measuring device |
| US7430464B2 (en) * | 2005-03-15 | 2008-09-30 | International Truck Intellectual Property Company, Llc | Dynamic vehicle electrical system test |
| US8965727B2 (en) * | 2005-05-20 | 2015-02-24 | Omniphase Research Laboratories, Inc. | Intelligent low noise design |
| CN101271134B (zh) * | 2008-04-02 | 2010-09-15 | 深圳职业技术学院 | 一种电力线路电压相角的测试方法 |
| CN101726664B (zh) | 2008-10-27 | 2013-03-20 | 华为技术有限公司 | 信号相位差测量方法、装置和系统 |
| CN102564573B (zh) * | 2011-12-29 | 2014-01-01 | 南京吉隆光纤通信股份有限公司 | 多波长激光功率时分测量方法 |
| DE102012024692B3 (de) * | 2012-12-18 | 2014-03-20 | Bundesrepublik Deutschland, vertreten durch das Bundesministerium für Wirtschaft und Technologie, dieses vertreten durch den Präsidenten der Physikalisch-Technischen Bundesanstalt | Phasenrausch-Messgerät |
| US9634763B2 (en) * | 2015-06-03 | 2017-04-25 | Keysight Technologies, Inc. | Tracking frequency conversion and network analyzer employing optical modulation |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4933916A (en) * | 1985-11-01 | 1990-06-12 | Canadian Patents And Development Limited | Phase measurements using pseudo-random code |
| JPH08201452A (ja) * | 1995-01-31 | 1996-08-09 | Sony Tektronix Corp | 位相差測定装置 |
| JP3252670B2 (ja) * | 1995-09-08 | 2002-02-04 | 三菱電機株式会社 | Ｐｓｋ搬送波信号再生装置 |
| JPH10173718A (ja) * | 1996-12-13 | 1998-06-26 | Mitsubishi Electric Corp | 基準搬送波再生装置 |
-
2001
- 2001-09-25 JP JP2001291978A patent/JP2003098202A/ja active Pending
-
2002
- 2002-09-05 US US10/235,529 patent/US6794857B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2002-09-24 DE DE10244413A patent/DE10244413B4/de not_active Expired - Fee Related
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|---|---|---|---|---|
| JP2016008972A (ja) * | 2014-06-24 | 2016-01-18 | テクトロニクス・インコーポレイテッドＴｅｋｔｒｏｎｉｘ，Ｉｎｃ． | 試験測定装置及びノイズ低減方法 |
| JP2017223642A (ja) * | 2016-06-14 | 2017-12-21 | アナログ・デヴァイシズ・グローバル | 電流変換器内の位相誤差又はタイミング遅延を学習するための方法および装置並びに電流変換器の誤差訂正を含む電力測定装置 |
| JP2020073904A (ja) * | 2016-06-14 | 2020-05-14 | アナログ・デヴァイシズ・グローバル・アンリミテッド・カンパニー | 電流変換器内の位相誤差又はタイミング遅延を学習するための方法および装置並びに電流変換器の誤差訂正を含む電力測定装置 |
| JP2021121802A (ja) * | 2016-06-14 | 2021-08-26 | アナログ・デヴァイシズ・グローバル・アンリミテッド・カンパニー | 電流変換器内の位相誤差又はタイミング遅延を学習するための方法および装置並びに電流変換器の誤差訂正を含む電力測定装置 |
| JP7412386B2 (ja) | 2016-06-14 | 2024-01-12 | アナログ・デヴァイシズ・グローバル・アンリミテッド・カンパニー | 電流変換器内の位相誤差又はタイミング遅延を学習するための方法および装置並びに電流変換器の誤差訂正を含む電力測定装置 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE10244413A1 (de) | 2003-06-26 |
| US20030057965A1 (en) | 2003-03-27 |
| US6794857B2 (en) | 2004-09-21 |
| DE10244413B4 (de) | 2005-09-01 |
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| A521 | Written amendment |
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| A02 | Decision of refusal |
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