JP3974040B2 - ジッタ測定装置およびジッタ測定方法 - Google Patents
ジッタ測定装置およびジッタ測定方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3974040B2 JP3974040B2 JP2002573360A JP2002573360A JP3974040B2 JP 3974040 B2 JP3974040 B2 JP 3974040B2 JP 2002573360 A JP2002573360 A JP 2002573360A JP 2002573360 A JP2002573360 A JP 2002573360A JP 3974040 B2 JP3974040 B2 JP 3974040B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- jitter
- sequence
- signal
- under measurement
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R29/00—Arrangements for measuring or indicating electric quantities not covered by groups G01R19/00 - G01R27/00
- G01R29/02—Measuring characteristics of individual pulses, e.g. deviation from pulse flatness, rise time or duration
- G01R29/027—Indicating that a pulse characteristic is either above or below a predetermined value or within or beyond a predetermined range of values
- G01R29/0273—Indicating that a pulse characteristic is either above or below a predetermined value or within or beyond a predetermined range of values the pulse characteristic being duration, i.e. width (indicating that frequency of pulses is above or below a certain limit)
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R29/00—Arrangements for measuring or indicating electric quantities not covered by groups G01R19/00 - G01R27/00
- G01R29/26—Measuring noise figure; Measuring signal-to-noise ratio
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/20—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using signal quality detector
- H04L1/205—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using signal quality detector jitter monitoring
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Quality & Reliability (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ジッタ測定装置およびジッタ測定方法に関する。特に本発明は、例えばマイクロプロセッサのクロックのジッタの測定に適用され、周期ジッタの測定装置および方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、周期ジッタの測定には、タイムインターバルアナライザやオシロスコープが用いられている。これらは、ゼロクロス方式と呼ばれ、図１に示すように、例えば被試験ＰＬＬ（Phase-Locked Loop）１１からのクロック信号（被測定信号）x(t)がタイムインターバルアナライザ１２へ供給される。被測定信号x(t)は、１つの立ち上がりに対して次の立ち上がりが点線のように揺らぎ、両立ち上がりの間隔Tp、つまり周期が揺らぐ。ゼロクロス方式は、被測定信号のゼロクロス間の時間間隔（周期）を測定し、周期の揺らぎをヒストグラム解析（histogram analysis）により測定し、そのヒストグラムを図２に示すように表示する。タイムインターバルアナライザについては、例えば、D.Chu, "Phase Digitizing Sharpens Timing Measurements" IEEE Spectrum, pp. 28-32, 1988、およびJ. Wilstrup, "A Method of Serial Data Jitter Analysis Using One-Shot Time Interval Measurements", Proceedings of IEEE International Test Conference, pp. 819-823, 1998に記載されている。
【０００３】
また、Tektronix社やLeCroy社は、近年、補間法を用いてジッタ測定を行うことができるデジタルオシロスコープを提供している。この補間法を用いたジッタ測定方法（補間ベース・ジッタ測定方法）は、サンプリングされた被測定信号の測定データのうち信号値がゼロクロスに近いデータ間を補間し、ゼロクロスのタイミングを推定する。即ち、データ補間によりゼロクロス間の時間間隔（周期）を小さな誤差で推定し、周期の揺らぎを推定する。
【０００４】
つまり、図３に示すように、被試験ＰＬＬ１１からの被測定信号x(t)はデジタルオシロスコープ１４へ入力される。デジタルオシロスコープ１４内で図４に示すように入力された被測定信号x(t)は、アナログデジタル変換器１５でデジタルデータ列に変換される。このデジタルデータ列に対して、補間器１６において、そのデジタルデータ列中の信号値がゼロクロスに近いデータ間にデータ補間が行われる。そのデータ補間されたデジタルデータ列について、周期推定器１７でゼロクロス間の時間間隔が測定される。その測定値のヒストグラムがヒストグラム推定器１８に表示され、また、測定された時間間隔の揺らぎの２乗平均値およびピークツゥピーク値がＲＭＳ・ピークツゥピーク検出器１９で求められる。例えば、被測定信号x(t)が図５（Ａ）に示す波形を有する場合に、その周期ジッタは図５（Ｂ）に示すように測定される。
【０００５】
タイムインターバルアナライザ方式によるジッタ測定方法は、ゼロクロス間の時間間隔を測定するものであるから、正しい測定を行うことができる。しかしながら、この方法は繰り返しジッタを測定するが、測定と測定との間に中間デッドタイムを有しており、ヒストグラム解析に必要な数のデータを得るのに時間がかかるという問題がある。また、広帯域のオシロスコープと補間法とを組み合わせた補間ベース・ジッタ測定方法では、ジッタヒストグラムを正しく推定できず、ジッタ値を過大評価（overestimation）するという問題があった。例えば４００ＭＨｚのクロック信号に対して、タイムインターバルアナライザ法ではジッタの２乗平均値は７．７２ｐｓと測定されるのに対して、補間法では８．４７ｐｓの２乗平均値が得られ、タイムインターバルアナライザ法で得られる値より大きな値になった。
【０００６】
これに対し、本願発明者らは、T. J. Yamaguchi, M. Soma, M. Ishida, and T. Ohmi, "Extraction of Peak-to-Peak and RMS Sinusoidal Jitter Using an Analytic Signal Method," Proceedings of 18th IEEE VLSI Test Symposium, pp. 395-402, 2000において以下に述べるジッタ測定方法を提案した。即ち、図６に示すように、被試験ＰＬＬ回路１１からのアナログのクロック波形は、アナログデジタル変換器２２でデジタルのクロック信号xc(t)に変換され、デジタルのクロック信号xc(t)は解析信号変換手段２３としてのヒルベルト変換対発生器２４へ供給されて、そこで解析信号zc(t)に変換される。
【０００７】
いま、クロック信号xc(t)を
【数１】
と定義する。Acおよびfcは、それぞれ、クロック信号の振幅および周波数の公称値であり、θcは初期位相角である。また、Δφ(t)は位相の揺らぎであり、瞬時位相雑音と呼ばれる。
【０００８】
ヒルベルト変換対発生器２４内において、クロック信号xc(t)の基本周波数付近の信号成分が帯域通過フィルタ（図示せず）により取り出されて、ヒルベルト変換器２５によりヒルベルト変換され、次の式が得られる。
【数２】
【０００９】
そして、xc(t)とxc(t)虚数部とをそれぞれ複素数の実数部と虚数部とする解析信号zc(t)が次のように得られる。
【数３】
この解析信号zc(t)からは、クロック信号xc(t)の瞬時位相θ(t)が瞬時位相推定器２６によって推定される。
【数４】
この瞬時位相θ(t)からリニア位相除去器２７によってリニア位相が除去されて、位相雑音波形Δθ(t)が得られる。つまり、リニア位相除去器２７において、瞬時位相θ(t)に対し連続位相変換部２８で位相アンラップ法を適用して連続な瞬時位相θ(t)が次式のように得られる。
【数５】
【００１０】
位相アンラップ法は、Jose M. Tribolet, "A New Phase Unwrapping Algorithm," IEEE Trans. Acoust., Speech, Signal Processing, vol. ASSP-25, pp. 170-177, 1977およびKuno P. Zimmermann, "On Frequency-Domain and Time-Domain Phase Unwrapping," Proc. IEEE. vol. 75, pp. 519-520, 1987に示されている。
【００１１】
連続瞬時位相θ(t)の瞬時リニア位相、つまり、ジッタのない理想信号のリニア瞬時位相[2πｆcｔ＋θc]は、リニア位相評価器２９で線形トレンド推定法を用いて推定される。即ち、連続瞬時位相θ(t)の瞬時リニア位相は、上記連続位相θ(t)に対して最小２乗法による直線適合を行うことによって推定される。この推定されたリニア位相[2πｆcｔ＋θc]を引算器３１によって連続位相θ(t)から減じて、瞬時位相θ(t)の変動項Δφ(t)、つまり瞬時位相雑音波形
【数６】
を得る。このようにして得られた瞬時位相雑音波形Δφ(t)がゼロクロスサンプラ４３でサンプリングされて、タイミングジッタ系列Δφ[n]としてピークツゥピーク検出器３２に入力され、ここでΔφ(t)(=Δφ(nＴ))の最大ピーク値max(Δφ[k])と最小ピーク値min(Δφ[k])との差をとることによりタイミングジッタのピーク値（ピークツゥピーク値）Δφppが求められる。
【００１２】
【数７】
また、タイミングジッタ系列Δφ[n]はＲＭＳ検出器３３にも入力され、そこで次式を用いてタイミングジッタ系列Δφ[n]の２乗平均（ＲＭＳ）が計算されて、
【数８】
タイミングジッタの２乗平均値ΔφRMSが求められる。
【００１３】
この方法は、タイミングジッタのピーク値（ピークツゥピーク値）、およびタイミングジッタの２乗平均値を、瞬時位相雑音波形Δφ(t)から求めるので、Δφ法と呼ばれる。
なお瞬時位相雑音波形Δφ(t)を瞬時位相雑音Δφ(t)、あるいは位相雑音波形Δφ(t)と書くこともある。
このΔφ法によれば、タイミングジッタを高速に、かつ比較的高い精度で測定することができる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
そこで本発明は、上記の課題を解決することのできるジッタ測定装置およびジッタ測定方法を提供することを目的とする。具体的には、本発明の目的は、周期ジッタを短時間で、かつ高い精度で測定することができるジッタ測定装置およびジッタ測定方法、つまり従来のタイムインターバルアナライザ方式で測定されるジッタ値と互換性のあるジッタ値を測定することができるジッタ測定装置およびその方法を提供することにある。この目的は特許請求の範囲における独立項に記載の特徴の組み合わせにより達成される。また従属項は本発明の更なる有利な具体例を規定する。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明によると、被測定信号の瞬時位相雑音波形を得ることができる。瞬時位相雑音波形を被測定信号の各ゼロクロス点（近似ゼロクロス点）に近いタイミングでサンプリングして、被測定信号のタイミングジッタ系列を推定し、このタイミングジッタ系列の差分系列を計算して周期ジッタ系列を測定し、この周期ジッタ系列の値を、被測定信号の基本周期と近似ゼロクロス点間の時間間隔との比を乗算することによって補正する。
【００１６】
以下に本発明の原理を説明する。入力信号（以下、被測定信号と書くこともある）の基本コサイン波x(t)の解析信号は、次式（１）によって与えられる。
【数９】
ここで、f0は被測定信号の基本周波数であり、f0=1/T0である。T0は被測定信号の基本周期である。z(t)の瞬時周波数は、
【数１０】
となる。したがって、次式が得られる。
【数１１】
瞬時位相雑音波形Δφ(t)を解析信号z(t)の実数部x(t)の各ゼロクロス点に最も近いタイミング（近似ゼロクロス点と呼ぶ）でサンプリングすることによってタイミングジッタ系列が求められ、その近似ゼロクロス点のサンプリング間隔Tk,k+1が基本周期T0に等しいと仮定する。この場合、周期ジッタＪは、次式のようにタイミングジッタ系列の差分系列として求められる。
【数１２】
ここで、2π/T0での割り算は単位ラジアンを秒に変換するためである。
【００１７】
瞬時位相雑音波形Δφ(t)は、理想ゼロクロス点に最も近いサンプリング点でサンプリングされているので、瞬時位相雑音波形Δφ(t)がサンプリングされた近似ゼロクロス点×は、図７に示すように、被測定信号の対応する理想ゼロクロス点○からずれたものとなる。つまり、近似ゼロクロス点×間の時間間隔は基本周期T0とは異なることになる。従って、式（４）を用いると、周期ジッタを高い精度で推定することはできない。特にサンプリング周期が大きく、過剰標本化比（oversampling ratio）が小さい場合には、周期ジッタの測定誤差が大きくなる。この測定誤差を小さくするためには、１周期T0当たり１０ポイント（過剰標本化比５）程度以上のデータを必要とする。
【００１８】
本発明によると、式（５）を用いて、近似ゼロクロス点の間隔Tk,k+1に対する基本周期T0の比を式（４）に乗算することによって補正を行う。
【数１３】
ここで、T0/Tk,k+1は、差分による瞬時位相雑音微分の近似（式（４））に対する補正項である。この補正項により、高い精度で周期ジッタを求めることができる。近似ゼロクロス点の時間間隔Tk,k+1は、図７に示すように、近似ゼロクロス点でのタイミング系列t[k]を求め、その差分をとることによる求めることができる。
【数１４】
また、被測定信号の基本周期T0は、上記リニア瞬時位相の傾き2π/T0から求めてもよいし、被測定信号から直接求めてもよい。
【００１９】
上記補正項によりJ[K]を補正すると、図８に示すように、周期ジッタのＲＭＳ値JRMSとピークツゥピーク値JPPのいずれについても、ジッタ推定値と理論値との推定誤差（括弧中に示す）を小さくすることができる。図８に示すデータは、サイン波ジッタをもつ信号に対する計算機シミュレーションから得られた。特に、過剰標本化比が小さいとき、その効果は大きくなる。図８において、「従来のΔφ法」はT0/Tk,k+1による補正を行わない場合を示し、「補正されたΔφ法」はT0/Tk,k+1による補正を行う場合を示す。実波形を用いた実験結果を図９に示す。図９は周期T0にあたりの標本点の数を変えたときのジッタ測定値を示している。T0/Tk,k+1による補正を行わないΔφ法（×で示す）の場合は、過剰標本化比が小さくなるにつれて、特に周期ジッタのピークツゥピーク値を過大評価する。これに対し、本発明によれば、上記補正項を用いることにより周期ジッタのピークツゥピーク値を正確に求めることができる。特に、過剰標本化比が小さいとき、その効果は大きくなる。例えば、図９（Ｂ）の例では、１周期あたり８ポイント（過剰標本化比４）のとき約８％、３ポイント（過剰標本化比１．５）のときは約１８％の誤差を補正することができる。この結果、本発明によれば、Δφ法を用いて１．５の過剰標本化比まで周期ジッタを求めることが可能となった。このことは、標本化周期が同一であれば、より高い周波数の被測定信号のジッタを精度よく測定できることを意味している。
【００２０】
また、周期ジッタを求めるときの周期は、ｍ周期（ｍ＝０．５，１，２，３，．．．）としてもよい。つまり、ｍ＝０．５周期として、立ち上がり（または立ち下がり）ゼロクロス点と次の立ち下がり（立ち上がり）ゼロクロス点とにおけるタイミングジッタ値の差を求めてもよいし、ｍ＝２周期として、立ち上がり（または立ち下がり）ゼロクロス点とこのゼロクロス点から２つ後の立ち上がり（または立ち下がり）ゼロクロス点とにおけるタイミングジッタ値の差を求めてもよい。このようにして測定された周期ジッタデータの２乗平均および最大値と最小値との差を計算することにより、周期ジッタのＲＭＳ値JRMSとピークツゥピーク値JPPをそれぞれ次式で求めることができる。
【数１５】
【数１６】
ここで、Ｍは測定された周期ジッタデータの標本数である。図１０に、補正されたΔφ法で測定した周期ジッタのヒストグラム（図１０（Ｂ））と、従来のタイムインターバルアナライザで測定したヒストグラム（図１０（Ａ））とを示す。したがって、補正されたΔφ法で推定されたヒストグラムを従来のタイムインターバルアナライザのヒストグラムと比較することができる。また図１１に、補正されたΔφ法で測定した周期ジッタのＲＭＳ値とピークツゥピーク値を示す。補正されたΔφ法は、タイムインターバルアナライザ法に匹敵するピークツゥピークジッタ値およびＲＭＳジッタ値の両方の測定値を与える。ここで、観測される周期ジッタのピークツゥピーク値JPPは、イベント数（ゼロクロス数）の対数の平方根にほぼ比例する。例えば、５０００イベント程度においてはJPP＝４５ｐｓが正しい値である。図１１におけるJPPの誤写４５ｐｓを真値とした。図１０（Ａ）、（Ｂ）および図１１に示すように、補正されたΔφ法は、従来法と互換性のあるジッタ測定値を得ることができる。
【００２１】
さらに、Δφ法は、サイクルツゥサイクル周期ジッタを同時に測定することができる。サイクルツゥサイクル周期ジッタJCCは連続するサイクル間の周期変動であり、
【数１７】
で表される。したがって、上で測定された周期ジッタデータの差分をとり、その２乗平均および最大値と最小値との差を計算することにより、サイクルツゥサイクル周期ジッタのＲＭＳ値JCC,RMSとピークツゥピーク値JCC,PPをそれぞれ下記式により求めることができる。
【数１８】
【数１９】
ここで、Lは測定されたサイクルツゥサイクル周期ジッタデータの標本数である。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態はクレームにかかる発明を限定するものではなく、又実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。
【００２３】
図１２に本発明の実施形態を示し、図６と対応する部分には同一の参照符号を付けて重複説明を省略する。本発明では、被測定信号xc(t)がタイミングジッタ推定器３９に入力され、被測定信号のタイミングジッタ系列が求められる。本実施形態では、リニア位相除去器２７から得られた瞬時位相雑音波形Δφ(t)がゼロクロスサンプラ４３において解析信号zc(t)の実数部xc(t)のゼロクロス点に最も近いタイミングでサンプリングされてタイミングジッタ系列が求められる。このため、解析信号変換部２３からの解析信号の実数部xc(t)がゼロクロス点検出器４５に入力される。
【００２４】
ゼロクロス点検出部４５において近似ゼロクロス点が検出される。つまり、入力される実数部xc(t)の波形の最大値を１００％レベル、最小値を０％レベルとし、ゼロクロスのレベルとして、前記１００％レベルと前記０％レベルとの差である５０％レベルＶ（５０％）を算出する。xc(t)の隣り合うサンプル値のそれぞれに対して、５０％レベルＶ（５０％）との差(xc(j-1)-V(50%))および(xc(j)-V(50%))を求め、さらにこれらの積(xc(j-1)-V(50%))×(xc(j)-V(50%))を計算する。xc(t)が５０％レベル、つまりゼロレベルを横切る時は、これらサンプル値(xc(j-1)-V(50%))および(xc(j)-V(50%))の符号が負から正、または正から負に変わるから、前記積が負となったときはxc(t)がゼロレベルを横切ったことになり、その時点におけるサンプル値xc(j-1),xc(j)の絶対値の小さい方の時刻（ｊ−１）またはｊが近似ゼロクロス点として求められる。この近似ゼロクロス点でサンプリングパルスをゼロクロスサンプラ４３へ供給する。
【００２５】
ゼロクロスサンプラ４３から出力されるサンプル値系列、つまりタイミングジッタ系列は差分計算部４６に入力され、タイミングジッタ系列の差分系列が計算される。つまり入力されるΔφ[k]とΔφ[k+1]について式（４）が計算され、kの更新ごとに式（４）が計算され、周期ジッタ系列が推定される。また、ゼロクロスサンプラ４３における各サンプリング時刻のタイミング系列t[k]がゼロクロス間隔計算部４７に入力され、式（６）の計算により近似ゼロクロス点の時間間隔Tk,k+1が求められる。
【００２６】
また、リニア位相除去部２７からのリニア瞬時位相、つまり図６におけるリニア位相推定部２９からのリニア位相成分が基本周期推定部４８に入力され、そのリニア瞬時位相の傾き2π/T0から基本周期T0が求められる。この基本周期T0は、基本周期推定部４８にＡＤ変換器２２からの被測定信号を入力し、被測定信号自体から求めてもよい。あるいは被測定信号の基本周期T0があらかじめ知られている場合には、その値T0を基本周期推定部４８に記憶しておいてもよい。
【００２７】
差分計算部４６よりの周期ジッタ系列と、ゼロクロス間隔計算部４７からの近似ゼロクロス点間隔Tk,k+1と、基本周期推定部４８からの基本周期T0とが補正部４９に入力されて、周期ジッタ系列の各周期ジッタに対してT0/Tk,k+1が乗算されて補正された周期ジッタ系列が得られる。つまり式（５）を計算することにより、補正された周期ジッタ系列が得られる。
【００２８】
この補正された周期ジッタ系列は、サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２に直接供給されるとともに、その系列の１要素（１周期ジッタ）遅延された補正周期ジッタ系列もサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２に供給される。サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２は、式（９）を各時刻kについて行うことにより、周期ジッタ系列の差分系列を計算し、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列を求める。
【００２９】
本実施形態では、補正部４９からの補正された周期ジッタ系列と、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列とを、切替スイッチ５３を切り替えて選択的にジッタ検出部５４へ供給することができるようにした場合である。
また、ジッタ検出部５４には、入力されたジッタ系列における最大値と最小値との差を求めるピークツゥピーク検出部３２、入力されたジッタ系列の２乗平均（ＲＭＳ）値を計算するＲＭＳ検出部３３、および入力されたジッタ系列のヒストグラムを求めるヒストグラム推定部１８が設けられている。
【００３０】
切替スイッチ５３が補正部４９の出力側に接続されている状態では、補正された周期ジッタ系列がジッタ検出部５４に入力され、その周期ジッタ系列に対してピークツゥピーク検出部３２で式（８）が計算されて周期ジッタのピークツゥピーク値JPPが求められ、ＲＭＳ検出部３３で式（７）が計算されて周期ジッタのＲＭＳ値JRMSが求められ、ヒストグラム推定部１８で周期ジッタのヒストグラムが求められる。求められた周期ジッタのピークツゥピーク値JPPおよびＲＭＳ値JRMSならびにヒストグラムは出力されて、例えば図に示していないが表示部に表示される。
【００３１】
切替スイッチ５３がピークツゥピーク周期ジッタ推定部５２の出力側に接続されている状態では、ピークツゥピーク周期ジッタ系列がジッタ検出部５４に入力され、ピークツゥピーク検出部３２で式（１１）が計算されてサイクルツゥサイクル周期ジッタのピークツゥピーク値Jcc,ppが求められ、ＲＭＳ検出部３３で式（１０）が計算されてサイクルツゥサイクル周期ジッタのＲＭＳ値Jcc,RMSが求められ、さらにヒストグラム推定部１８でサイクルツゥサイクル周期ジッタのヒストグラムが推定される。求められたサイクルツゥサイクル周期ジッタのピークツゥピーク値Jcc,ppおよびＲＭＳ値Jcc,RMS、ならびにヒストグラムもまた出力され、必要に応じて表示部に表示される。
【００３２】
図１２に示した構成において、サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２および切替スイッチ５３を省略して、補正部４９からの補正された周期ジッタ系列をジッタ検出部５４へ直接供給してもよい。また、切替スイッチ５３を省略して、サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２からのサイクルツゥサイクル周期ジッタ系列をジッタ検出部５４へ直接供給してもよい。さらに、ジッタ検出部５４は、ピークツゥピーク検出部３２、ＲＭＳ検出部３３、ヒストグラム推定部１８のいずれか一つまたは二つのみを有していてもよい。瞬時位相雑音Δφ(t)をサンプリングするための近似ゼロクロス点を検出するために、その実数部の信号を利用する場合に限らず、被測定信号自体あるいはその基本波成分を利用してもよい。
【００３３】
図１２中に波線で示すように、被試験ＰＬＬ回路１１からのクロック信号を波形クリッパ５６を通してＡＤ変換器２２へ供給して、クロック信号の振幅を一定とすることもできる。この構成では、振幅変調成分により位相雑音波形Δφ(t)が影響を受けることなく、正確にジッタを測定することができる。この振幅変調成分を入力信号から除去して入力信号を一定振幅とする処理は、ＡＤ変換器２２の出力側で行ってもよい。
入力信号を解析信号zc(t)に変換する処理は、図１３に示すように、ＡＤ変換器２２からのデジタル入力信号を周波数領域変換部６１によって、例えば高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により周波数領域の両側スペクトル信号に変換し、その両側スペクトル信号から、帯域通過フィルタ６２により負の周波数成分を遮断するとともに、入力クロック信号の正の基本周波数付近の周波数成分のみを取り出す。必要に応じて、負の周波数成分を遮断した分のエネルギーを補正するため抽出した周波数成分のレベルを２倍にする。帯域通過フィルタ６２の出力を時間領域変換部６３により、例えば、逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）処理して時間領域信号に変換して解析信号zc(t)を得る。
【００３４】
さらに、解析信号変換部２３の他の例を、図１４を参照しながら説明する。
デジタル化された入力信号がバッファメモリ７１に蓄積される。バッファメモリ７１に蓄積された信号の一区間を信号取り出し部７２によって、今回取り出される区間が前回取り出された区間と一部重なるように順次取り出す。取り出された信号は窓関数乗算部７３によって窓関数を乗算され、窓関数乗算部７３からの出力信号は周波数領域変換部７４によって高速フーリエ変換と用いて周波数領域の両側スペクトル信号に変換される。この両側スペクトル信号の負の周波数成分をゼロにすることによって、片側スペクトル信号が得られる。さらに、この片側スペクトル信号について、帯域制限部７５によって、入力信号の基本周波数付近の成分を残して他の周波数成分をゼロとする処理を行う。この帯域制限された信号を逆ＦＦＴを用いて時間領域変換部７５によって時間領域の信号に変換し、変換された信号に振幅補正部７７によって逆窓関数を乗算して、懐石信号を得る。
【００３５】
本発明の入力周波数域は、図１３に破線で示すように、分周器８１を用いて拡大することができる。また、分周されたクロック信号を解析信号変換部２３に供給してもよい。あるいは図に示していないが、ジッタが実質的にない局部信号を用いてクロック信号（被測定信号）をこれらの信号の差周波数を有する信号に変換して解析信号変換部２３に供給してもよい。
【００３６】
図１２に波線で示すように、リニア位相除去部２７の出力側に低周波成分除去部８２を直列に挿入して、瞬時位相雑音Δφ(t)の低周波成分を除去して瞬時位相雑音Δφ(t)をゼロクロスサンプラ４３に供給するようにすることもできる。このようにして入力信号x(t)の周波数ｆ0と比べて十分低い、例えば１０ＭＨｚのくロックの場合には数ｋＨｚ程度の周波数成分を除去して、ピークツゥピークジッタが過大評価されることがないようにすることが望ましい。
【００３７】
次に、本発明に一実施形態による方法を説明する。図１５に本実施形態による方法のフローチャートを示す。これは、例えば図１２に示した装置を用いる測定方法の例である。まずステップ２０１において解析信号変換部２３により入力信号（被測定信号）を帯域制限された解析信号に変換する。次に、ステップ２０２において解析信号を用いて入力信号の瞬時位相を瞬時位相推定部２６で推定し、ステップ２０３において、リニア位相推定部２９（図６）により、この瞬時位相から理想的なクロック信号に対応するリニア瞬時位相を推定するとともに、基本周期推定部４８によりリニア瞬時位相の傾きから被測定信号の基本周期Ｔ0を求める。ステップ２０４において、リニア位相除去部２７により瞬時位相からリニア位相成分を除去して、入力信号の瞬時位相雑音Δφ(t)を推定する。
【００３８】
ステップ２０５において、ゼロクロスサンプラ４３で瞬時位相雑音Δφ(t)の、解析信号の実数部のゼロクロスタイミングに近いデータをサンプリングし、入力信号のタイミングジッタ系列を推定する。ステップ２０６において、ゼロクロス間隔計算部４７によりゼロクロス点推定部４５からの近似ゼロクロス点間の差分を計算してゼロクロス時間間隔系列を推定する。
ステップ２０７において、差分器４６によってタイミングジッタ系列の差分系列を計算して、被測定信号の周期ジッタ系列を推定する。ステップ２０８において、補正器４９によって周期ジッタ系列に対して基本周期Ｔ0とゼロクロス時間間隔Ｔk,k+1の比を乗算して、差分に基づく周期ジッタ系列を補正する。ステップ２０９において、スイッチ５３を補正部４９の出力側に接続した状態で、補正された周期ジッタ系列から被測定信号の周期ジッタを求める。
【００３９】
ステップ２０９において、ピークツゥピーク検出部３２は式（８）を用いて周期ジッタのピークツゥピーク値Jppを求め、ＲＭＳ検出部３３は式（７）を用いて周期ジッタのＲＭＳ値JRMSを求め、ヒストグラム推定部１８は周期ジッタ系列からヒストグラムを求める。
ステップ２１０において、スイッチ５３がサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２の出力側に接続された状態で、サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２により、補正された周期ジッタ系列の差分系列を計算して被測定信号のサイクルツゥサイクル周期ジッタ系列を求める。ステップ２１１において、ジッタ検出部５４により、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列から被測定信号のサイクルツゥサイクル周期ジッタを求める。この場合、ピークツゥピーク検出部３２は式（１１）を用いてサイクルツゥサイクル周期ジッタのピークツゥピーク値Jcc,ppを求め、ＲＭＳ検出部３３は式（１０）を用いてサイクルツゥサイクル周期ジッタのＲＭＳ値Jcc,RMSを求め、ヒストグラム推定部１８はサイクルツゥサイクル周期ジッタのヒストグラムを求める。
【００４０】
ステップ２０３における基本周期Ｔ0の推定、およびステップ２０６におけるゼロクロス時間間隔Ｔk,k+1の計算は、ステップ２０８における補正前に行われればよく、上述した順番に限られるものではない。また基本周期Ｔ0の推定は被測定信号から直接求めてもよい。周期ジッタのみを測定する場合は、ステップ２１０および２１１を省略してもよい。サイクルツゥサイクル周期ジッタのみを測定する場合は、ステップ２０９を省略してもよい。ステップ２０９および２１１においては、ピークツゥピーク値、ＲＭＳ値、ヒストグラムのいずれか一つまたは二つを求めてもよい。
【００４１】
上記説明では被測定信号（入力信号）として、主としてマイクロプロセッサのクロック信号について述べたが、他の機器に用いられるクロック信号や、他の機器から発生する、正弦波信号などの周期性がある信号の周期ジッタおよび／またはサイクルツゥサイクル周期ジッタの測定にも本発明を適用することができる。また入力信号を直ちにＡＤ変換器を用いてデジタル信号に変換することなく、アナログ信号のまま処理し、その後で適当な段階でデジタル信号に変換して処理してもよい。図１２に示した装置はコンピュータにおいてプログラムを実行させることによって機能させてもよい。
上記説明では瞬時位相雑音Δφ(t)を近似ゼロクロス点でサンプリングしてタイミングジッタ系列Δφ[n]を求めている。しかしながらリニア位相除去器２７は図６中に示した構成を有しているため、近似ゼロクロス点でのサンプリングを、例えば図１６に破線で示すように、瞬時位相推定器２６と連続位相変換器２８との間に直列に挿入してもよい。あるいは、近似ゼロクロス点でのサンプリングを、連続位相変換器２８とリニア位相推定器２９および減算器３１との間に直列に挿入してもよい。これらの構成の１つによっても減算器３１からタイミングジッタ系列Δφ[n]を得ることができる。
【００４２】
また、瞬時位相からの瞬時位相雑音Δφ(t)の推定には、図６に示すリニア位相除去器２７の構成により行われる。したがって、その処理手順は図１７に示すように、図１５中のステップ２０２で瞬時位相を求めた後、ステップ２０３ａで連続位相変換器２８によって瞬時位相を連俗な瞬時位相に変換し、ステップ２０３ｂでリニア位相推定器２９によって連続位相からその瞬時リニア位相を推定し、その後、ステップ２０４で減算器３１によって連続瞬時位相から瞬時リニア位相を除去して瞬時雑音位相Δφ(t)を求めることになる。
したがって、図１６に示した手順と同様に、近似ゼロクロスサンプリングを、図１７に示すようにステップ２０２の後に、ステップ３０１で瞬時位相に対して行い、瞬時位相のサンプル系列を求めて、そしてステップ２０３ａにうつり、そのサンプル系列を連続な瞬時位相に変換するようにしてもよい。
【００４３】
あるいはステップ２０３ａで得られた連続瞬時位相を、近似ゼロクロス点でサンプリングして連続瞬時位相のサンプル系列を求めて、ステップ２０３ｂにうつって、その連続瞬時位相のサンプル系列から瞬時リニア位相を推定してもよい。いずれの場合も、ステップ２０４において瞬時雑音位相を近似ゼロクロス点でサンプリングしたタイミングジッタ系列Δφ[n]が得られる。
【００４４】
以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更又は改良を加えることができる。その様な変更又は改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。
【００４５】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によると、近似ゼロクロス点におけるサンプリングにより生じる誤差を小さくすることができ、従来のインターバルアナライザ法と互換性のある測定結果を得ることができ、しかも従来のインターバルアナライザ法よりも短時間で測定を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来のタイムインターバルアナライザによる周期ジッタの測定を示す図である。
【図２】 図１の測定における測定値のヒストグラムを示す図である。
【図３】 従来のデジタルオシロスコープによるジッタ測定を示す図である。
【図４】 図３中のジッタ測定部分の構成を示す図である。
【図５Ａ】 被測定信号の波形を示す図である。
【図５Ｂ】 図５（Ａ）の被測定信号の測定した周期ジッタを示す図である。
【図６】 本願発明者らが先に提案したΔφ法によるジッタ測定装置の機能構成を示す図である。
【図７】 近似ゼロクロス点のずれを示す図である。
【図８】 Δφ法とその周期ジッタを補正した方法（本願発明の方法）とによりそれぞれ求めた周期ジッタ２乗平均値およびピークツゥピークジッタ値の比較を示す図である。
【図９Ａ】 ＲＭＳ周期ジッタ推定に対する補正項の効果の例を示す図である。
【図９Ｂ】 ピークツゥピーク周期ジッタ測定に対する補正項の効果の例を示す図である。
【図１０Ａ】 従来のタイムインターバルアナライザ法で測定した周期ジッタのヒストグラムを示す図である。
【図１０Ｂ】 本発明の補正したΔφ法で測定した周期ジッタのヒストグラムを示す図である。
【図１１】 タイムインターバルアナライザ法および補正したΔφ法でそれぞれ測定した周期ジッタのＲＭＳ値とピークツゥピーク値とを示す図である。
【図１２】 本発明の実施例の機能構成を示すブロック図である。
【図１３】 本発明の一部の変形例の機能構成を示す図である。
【図１４】 解析信号変換部２３の他の具体的機能構成を示す図である。
【図１５】 本発明による方法の実施例の手順を示すフローチャートである。
【図１６】 本発明による装置の他の実施例の一部を示すブロック図である。
【図１７】 本発明による方法の他の実施形の一部を示すフローチャートである。
【符号の説明】
１１ 被試験ＰＬＬ回路
１２ タイムインターバルアナライザ
１８ ヒストグラム推定器
２２ ＡＤ変換器
２３ 解析信号変換手段
２７ リニア位相除去器
２９ リニア位相評価器
３２ ピークツゥピーク検出部
３３ ＲＭＳ検出部
４３ ゼロクロスサンプラ
４５ ゼロクロス点推定部
４６ 差分器
４７ ゼロクロス間隔計算部
４８ 基本周期推定部
４９ 補正部
５２ ピークツゥピーク周期ジッタ推定部
５３ 切替スイッチ
５６ 波形クリッパ
【発明の属する技術分野】
本発明は、ジッタ測定装置およびジッタ測定方法に関する。特に本発明は、例えばマイクロプロセッサのクロックのジッタの測定に適用され、周期ジッタの測定装置および方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、周期ジッタの測定には、タイムインターバルアナライザやオシロスコープが用いられている。これらは、ゼロクロス方式と呼ばれ、図１に示すように、例えば被試験ＰＬＬ（Phase-Locked Loop）１１からのクロック信号（被測定信号）x(t)がタイムインターバルアナライザ１２へ供給される。被測定信号x(t)は、１つの立ち上がりに対して次の立ち上がりが点線のように揺らぎ、両立ち上がりの間隔Tp、つまり周期が揺らぐ。ゼロクロス方式は、被測定信号のゼロクロス間の時間間隔（周期）を測定し、周期の揺らぎをヒストグラム解析（histogram analysis）により測定し、そのヒストグラムを図２に示すように表示する。タイムインターバルアナライザについては、例えば、D.Chu, "Phase Digitizing Sharpens Timing Measurements" IEEE Spectrum, pp. 28-32, 1988、およびJ. Wilstrup, "A Method of Serial Data Jitter Analysis Using One-Shot Time Interval Measurements", Proceedings of IEEE International Test Conference, pp. 819-823, 1998に記載されている。
【０００３】
また、Tektronix社やLeCroy社は、近年、補間法を用いてジッタ測定を行うことができるデジタルオシロスコープを提供している。この補間法を用いたジッタ測定方法（補間ベース・ジッタ測定方法）は、サンプリングされた被測定信号の測定データのうち信号値がゼロクロスに近いデータ間を補間し、ゼロクロスのタイミングを推定する。即ち、データ補間によりゼロクロス間の時間間隔（周期）を小さな誤差で推定し、周期の揺らぎを推定する。
【０００４】
つまり、図３に示すように、被試験ＰＬＬ１１からの被測定信号x(t)はデジタルオシロスコープ１４へ入力される。デジタルオシロスコープ１４内で図４に示すように入力された被測定信号x(t)は、アナログデジタル変換器１５でデジタルデータ列に変換される。このデジタルデータ列に対して、補間器１６において、そのデジタルデータ列中の信号値がゼロクロスに近いデータ間にデータ補間が行われる。そのデータ補間されたデジタルデータ列について、周期推定器１７でゼロクロス間の時間間隔が測定される。その測定値のヒストグラムがヒストグラム推定器１８に表示され、また、測定された時間間隔の揺らぎの２乗平均値およびピークツゥピーク値がＲＭＳ・ピークツゥピーク検出器１９で求められる。例えば、被測定信号x(t)が図５（Ａ）に示す波形を有する場合に、その周期ジッタは図５（Ｂ）に示すように測定される。
【０００５】
タイムインターバルアナライザ方式によるジッタ測定方法は、ゼロクロス間の時間間隔を測定するものであるから、正しい測定を行うことができる。しかしながら、この方法は繰り返しジッタを測定するが、測定と測定との間に中間デッドタイムを有しており、ヒストグラム解析に必要な数のデータを得るのに時間がかかるという問題がある。また、広帯域のオシロスコープと補間法とを組み合わせた補間ベース・ジッタ測定方法では、ジッタヒストグラムを正しく推定できず、ジッタ値を過大評価（overestimation）するという問題があった。例えば４００ＭＨｚのクロック信号に対して、タイムインターバルアナライザ法ではジッタの２乗平均値は７．７２ｐｓと測定されるのに対して、補間法では８．４７ｐｓの２乗平均値が得られ、タイムインターバルアナライザ法で得られる値より大きな値になった。
【０００６】
これに対し、本願発明者らは、T. J. Yamaguchi, M. Soma, M. Ishida, and T. Ohmi, "Extraction of Peak-to-Peak and RMS Sinusoidal Jitter Using an Analytic Signal Method," Proceedings of 18th IEEE VLSI Test Symposium, pp. 395-402, 2000において以下に述べるジッタ測定方法を提案した。即ち、図６に示すように、被試験ＰＬＬ回路１１からのアナログのクロック波形は、アナログデジタル変換器２２でデジタルのクロック信号xc(t)に変換され、デジタルのクロック信号xc(t)は解析信号変換手段２３としてのヒルベルト変換対発生器２４へ供給されて、そこで解析信号zc(t)に変換される。
【０００７】
いま、クロック信号xc(t)を
【数１】
【０００８】
ヒルベルト変換対発生器２４内において、クロック信号xc(t)の基本周波数付近の信号成分が帯域通過フィルタ（図示せず）により取り出されて、ヒルベルト変換器２５によりヒルベルト変換され、次の式が得られる。
【数２】
そして、xc(t)とxc(t)虚数部とをそれぞれ複素数の実数部と虚数部とする解析信号zc(t)が次のように得られる。
【数３】
【数４】
【数５】
位相アンラップ法は、Jose M. Tribolet, "A New Phase Unwrapping Algorithm," IEEE Trans. Acoust., Speech, Signal Processing, vol. ASSP-25, pp. 170-177, 1977およびKuno P. Zimmermann, "On Frequency-Domain and Time-Domain Phase Unwrapping," Proc. IEEE. vol. 75, pp. 519-520, 1987に示されている。
【００１１】
連続瞬時位相θ(t)の瞬時リニア位相、つまり、ジッタのない理想信号のリニア瞬時位相[2πｆcｔ＋θc]は、リニア位相評価器２９で線形トレンド推定法を用いて推定される。即ち、連続瞬時位相θ(t)の瞬時リニア位相は、上記連続位相θ(t)に対して最小２乗法による直線適合を行うことによって推定される。この推定されたリニア位相[2πｆcｔ＋θc]を引算器３１によって連続位相θ(t)から減じて、瞬時位相θ(t)の変動項Δφ(t)、つまり瞬時位相雑音波形
【数６】
【００１２】
【数７】
【数８】
【００１３】
この方法は、タイミングジッタのピーク値（ピークツゥピーク値）、およびタイミングジッタの２乗平均値を、瞬時位相雑音波形Δφ(t)から求めるので、Δφ法と呼ばれる。
なお瞬時位相雑音波形Δφ(t)を瞬時位相雑音Δφ(t)、あるいは位相雑音波形Δφ(t)と書くこともある。
このΔφ法によれば、タイミングジッタを高速に、かつ比較的高い精度で測定することができる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
そこで本発明は、上記の課題を解決することのできるジッタ測定装置およびジッタ測定方法を提供することを目的とする。具体的には、本発明の目的は、周期ジッタを短時間で、かつ高い精度で測定することができるジッタ測定装置およびジッタ測定方法、つまり従来のタイムインターバルアナライザ方式で測定されるジッタ値と互換性のあるジッタ値を測定することができるジッタ測定装置およびその方法を提供することにある。この目的は特許請求の範囲における独立項に記載の特徴の組み合わせにより達成される。また従属項は本発明の更なる有利な具体例を規定する。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明によると、被測定信号の瞬時位相雑音波形を得ることができる。瞬時位相雑音波形を被測定信号の各ゼロクロス点（近似ゼロクロス点）に近いタイミングでサンプリングして、被測定信号のタイミングジッタ系列を推定し、このタイミングジッタ系列の差分系列を計算して周期ジッタ系列を測定し、この周期ジッタ系列の値を、被測定信号の基本周期と近似ゼロクロス点間の時間間隔との比を乗算することによって補正する。
【００１６】
以下に本発明の原理を説明する。入力信号（以下、被測定信号と書くこともある）の基本コサイン波x(t)の解析信号は、次式（１）によって与えられる。
【数９】
【数１０】
【数１１】
【数１２】
【００１７】
瞬時位相雑音波形Δφ(t)は、理想ゼロクロス点に最も近いサンプリング点でサンプリングされているので、瞬時位相雑音波形Δφ(t)がサンプリングされた近似ゼロクロス点×は、図７に示すように、被測定信号の対応する理想ゼロクロス点○からずれたものとなる。つまり、近似ゼロクロス点×間の時間間隔は基本周期T0とは異なることになる。従って、式（４）を用いると、周期ジッタを高い精度で推定することはできない。特にサンプリング周期が大きく、過剰標本化比（oversampling ratio）が小さい場合には、周期ジッタの測定誤差が大きくなる。この測定誤差を小さくするためには、１周期T0当たり１０ポイント（過剰標本化比５）程度以上のデータを必要とする。
【００１８】
本発明によると、式（５）を用いて、近似ゼロクロス点の間隔Tk,k+1に対する基本周期T0の比を式（４）に乗算することによって補正を行う。
【数１３】
【数１４】
【００１９】
上記補正項によりJ[K]を補正すると、図８に示すように、周期ジッタのＲＭＳ値JRMSとピークツゥピーク値JPPのいずれについても、ジッタ推定値と理論値との推定誤差（括弧中に示す）を小さくすることができる。図８に示すデータは、サイン波ジッタをもつ信号に対する計算機シミュレーションから得られた。特に、過剰標本化比が小さいとき、その効果は大きくなる。図８において、「従来のΔφ法」はT0/Tk,k+1による補正を行わない場合を示し、「補正されたΔφ法」はT0/Tk,k+1による補正を行う場合を示す。実波形を用いた実験結果を図９に示す。図９は周期T0にあたりの標本点の数を変えたときのジッタ測定値を示している。T0/Tk,k+1による補正を行わないΔφ法（×で示す）の場合は、過剰標本化比が小さくなるにつれて、特に周期ジッタのピークツゥピーク値を過大評価する。これに対し、本発明によれば、上記補正項を用いることにより周期ジッタのピークツゥピーク値を正確に求めることができる。特に、過剰標本化比が小さいとき、その効果は大きくなる。例えば、図９（Ｂ）の例では、１周期あたり８ポイント（過剰標本化比４）のとき約８％、３ポイント（過剰標本化比１．５）のときは約１８％の誤差を補正することができる。この結果、本発明によれば、Δφ法を用いて１．５の過剰標本化比まで周期ジッタを求めることが可能となった。このことは、標本化周期が同一であれば、より高い周波数の被測定信号のジッタを精度よく測定できることを意味している。
【００２０】
また、周期ジッタを求めるときの周期は、ｍ周期（ｍ＝０．５，１，２，３，．．．）としてもよい。つまり、ｍ＝０．５周期として、立ち上がり（または立ち下がり）ゼロクロス点と次の立ち下がり（立ち上がり）ゼロクロス点とにおけるタイミングジッタ値の差を求めてもよいし、ｍ＝２周期として、立ち上がり（または立ち下がり）ゼロクロス点とこのゼロクロス点から２つ後の立ち上がり（または立ち下がり）ゼロクロス点とにおけるタイミングジッタ値の差を求めてもよい。このようにして測定された周期ジッタデータの２乗平均および最大値と最小値との差を計算することにより、周期ジッタのＲＭＳ値JRMSとピークツゥピーク値JPPをそれぞれ次式で求めることができる。
【数１５】
【００２１】
さらに、Δφ法は、サイクルツゥサイクル周期ジッタを同時に測定することができる。サイクルツゥサイクル周期ジッタJCCは連続するサイクル間の周期変動であり、
【数１７】
【数１８】
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態はクレームにかかる発明を限定するものではなく、又実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。
【００２３】
図１２に本発明の実施形態を示し、図６と対応する部分には同一の参照符号を付けて重複説明を省略する。本発明では、被測定信号xc(t)がタイミングジッタ推定器３９に入力され、被測定信号のタイミングジッタ系列が求められる。本実施形態では、リニア位相除去器２７から得られた瞬時位相雑音波形Δφ(t)がゼロクロスサンプラ４３において解析信号zc(t)の実数部xc(t)のゼロクロス点に最も近いタイミングでサンプリングされてタイミングジッタ系列が求められる。このため、解析信号変換部２３からの解析信号の実数部xc(t)がゼロクロス点検出器４５に入力される。
【００２４】
ゼロクロス点検出部４５において近似ゼロクロス点が検出される。つまり、入力される実数部xc(t)の波形の最大値を１００％レベル、最小値を０％レベルとし、ゼロクロスのレベルとして、前記１００％レベルと前記０％レベルとの差である５０％レベルＶ（５０％）を算出する。xc(t)の隣り合うサンプル値のそれぞれに対して、５０％レベルＶ（５０％）との差(xc(j-1)-V(50%))および(xc(j)-V(50%))を求め、さらにこれらの積(xc(j-1)-V(50%))×(xc(j)-V(50%))を計算する。xc(t)が５０％レベル、つまりゼロレベルを横切る時は、これらサンプル値(xc(j-1)-V(50%))および(xc(j)-V(50%))の符号が負から正、または正から負に変わるから、前記積が負となったときはxc(t)がゼロレベルを横切ったことになり、その時点におけるサンプル値xc(j-1),xc(j)の絶対値の小さい方の時刻（ｊ−１）またはｊが近似ゼロクロス点として求められる。この近似ゼロクロス点でサンプリングパルスをゼロクロスサンプラ４３へ供給する。
【００２５】
ゼロクロスサンプラ４３から出力されるサンプル値系列、つまりタイミングジッタ系列は差分計算部４６に入力され、タイミングジッタ系列の差分系列が計算される。つまり入力されるΔφ[k]とΔφ[k+1]について式（４）が計算され、kの更新ごとに式（４）が計算され、周期ジッタ系列が推定される。また、ゼロクロスサンプラ４３における各サンプリング時刻のタイミング系列t[k]がゼロクロス間隔計算部４７に入力され、式（６）の計算により近似ゼロクロス点の時間間隔Tk,k+1が求められる。
【００２６】
また、リニア位相除去部２７からのリニア瞬時位相、つまり図６におけるリニア位相推定部２９からのリニア位相成分が基本周期推定部４８に入力され、そのリニア瞬時位相の傾き2π/T0から基本周期T0が求められる。この基本周期T0は、基本周期推定部４８にＡＤ変換器２２からの被測定信号を入力し、被測定信号自体から求めてもよい。あるいは被測定信号の基本周期T0があらかじめ知られている場合には、その値T0を基本周期推定部４８に記憶しておいてもよい。
【００２７】
差分計算部４６よりの周期ジッタ系列と、ゼロクロス間隔計算部４７からの近似ゼロクロス点間隔Tk,k+1と、基本周期推定部４８からの基本周期T0とが補正部４９に入力されて、周期ジッタ系列の各周期ジッタに対してT0/Tk,k+1が乗算されて補正された周期ジッタ系列が得られる。つまり式（５）を計算することにより、補正された周期ジッタ系列が得られる。
【００２８】
この補正された周期ジッタ系列は、サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２に直接供給されるとともに、その系列の１要素（１周期ジッタ）遅延された補正周期ジッタ系列もサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２に供給される。サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２は、式（９）を各時刻kについて行うことにより、周期ジッタ系列の差分系列を計算し、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列を求める。
【００２９】
本実施形態では、補正部４９からの補正された周期ジッタ系列と、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列とを、切替スイッチ５３を切り替えて選択的にジッタ検出部５４へ供給することができるようにした場合である。
また、ジッタ検出部５４には、入力されたジッタ系列における最大値と最小値との差を求めるピークツゥピーク検出部３２、入力されたジッタ系列の２乗平均（ＲＭＳ）値を計算するＲＭＳ検出部３３、および入力されたジッタ系列のヒストグラムを求めるヒストグラム推定部１８が設けられている。
【００３０】
切替スイッチ５３が補正部４９の出力側に接続されている状態では、補正された周期ジッタ系列がジッタ検出部５４に入力され、その周期ジッタ系列に対してピークツゥピーク検出部３２で式（８）が計算されて周期ジッタのピークツゥピーク値JPPが求められ、ＲＭＳ検出部３３で式（７）が計算されて周期ジッタのＲＭＳ値JRMSが求められ、ヒストグラム推定部１８で周期ジッタのヒストグラムが求められる。求められた周期ジッタのピークツゥピーク値JPPおよびＲＭＳ値JRMSならびにヒストグラムは出力されて、例えば図に示していないが表示部に表示される。
【００３１】
切替スイッチ５３がピークツゥピーク周期ジッタ推定部５２の出力側に接続されている状態では、ピークツゥピーク周期ジッタ系列がジッタ検出部５４に入力され、ピークツゥピーク検出部３２で式（１１）が計算されてサイクルツゥサイクル周期ジッタのピークツゥピーク値Jcc,ppが求められ、ＲＭＳ検出部３３で式（１０）が計算されてサイクルツゥサイクル周期ジッタのＲＭＳ値Jcc,RMSが求められ、さらにヒストグラム推定部１８でサイクルツゥサイクル周期ジッタのヒストグラムが推定される。求められたサイクルツゥサイクル周期ジッタのピークツゥピーク値Jcc,ppおよびＲＭＳ値Jcc,RMS、ならびにヒストグラムもまた出力され、必要に応じて表示部に表示される。
【００３２】
図１２に示した構成において、サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２および切替スイッチ５３を省略して、補正部４９からの補正された周期ジッタ系列をジッタ検出部５４へ直接供給してもよい。また、切替スイッチ５３を省略して、サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２からのサイクルツゥサイクル周期ジッタ系列をジッタ検出部５４へ直接供給してもよい。さらに、ジッタ検出部５４は、ピークツゥピーク検出部３２、ＲＭＳ検出部３３、ヒストグラム推定部１８のいずれか一つまたは二つのみを有していてもよい。瞬時位相雑音Δφ(t)をサンプリングするための近似ゼロクロス点を検出するために、その実数部の信号を利用する場合に限らず、被測定信号自体あるいはその基本波成分を利用してもよい。
【００３３】
図１２中に波線で示すように、被試験ＰＬＬ回路１１からのクロック信号を波形クリッパ５６を通してＡＤ変換器２２へ供給して、クロック信号の振幅を一定とすることもできる。この構成では、振幅変調成分により位相雑音波形Δφ(t)が影響を受けることなく、正確にジッタを測定することができる。この振幅変調成分を入力信号から除去して入力信号を一定振幅とする処理は、ＡＤ変換器２２の出力側で行ってもよい。
入力信号を解析信号zc(t)に変換する処理は、図１３に示すように、ＡＤ変換器２２からのデジタル入力信号を周波数領域変換部６１によって、例えば高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により周波数領域の両側スペクトル信号に変換し、その両側スペクトル信号から、帯域通過フィルタ６２により負の周波数成分を遮断するとともに、入力クロック信号の正の基本周波数付近の周波数成分のみを取り出す。必要に応じて、負の周波数成分を遮断した分のエネルギーを補正するため抽出した周波数成分のレベルを２倍にする。帯域通過フィルタ６２の出力を時間領域変換部６３により、例えば、逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）処理して時間領域信号に変換して解析信号zc(t)を得る。
【００３４】
さらに、解析信号変換部２３の他の例を、図１４を参照しながら説明する。
デジタル化された入力信号がバッファメモリ７１に蓄積される。バッファメモリ７１に蓄積された信号の一区間を信号取り出し部７２によって、今回取り出される区間が前回取り出された区間と一部重なるように順次取り出す。取り出された信号は窓関数乗算部７３によって窓関数を乗算され、窓関数乗算部７３からの出力信号は周波数領域変換部７４によって高速フーリエ変換と用いて周波数領域の両側スペクトル信号に変換される。この両側スペクトル信号の負の周波数成分をゼロにすることによって、片側スペクトル信号が得られる。さらに、この片側スペクトル信号について、帯域制限部７５によって、入力信号の基本周波数付近の成分を残して他の周波数成分をゼロとする処理を行う。この帯域制限された信号を逆ＦＦＴを用いて時間領域変換部７５によって時間領域の信号に変換し、変換された信号に振幅補正部７７によって逆窓関数を乗算して、懐石信号を得る。
【００３５】
本発明の入力周波数域は、図１３に破線で示すように、分周器８１を用いて拡大することができる。また、分周されたクロック信号を解析信号変換部２３に供給してもよい。あるいは図に示していないが、ジッタが実質的にない局部信号を用いてクロック信号（被測定信号）をこれらの信号の差周波数を有する信号に変換して解析信号変換部２３に供給してもよい。
【００３６】
図１２に波線で示すように、リニア位相除去部２７の出力側に低周波成分除去部８２を直列に挿入して、瞬時位相雑音Δφ(t)の低周波成分を除去して瞬時位相雑音Δφ(t)をゼロクロスサンプラ４３に供給するようにすることもできる。このようにして入力信号x(t)の周波数ｆ0と比べて十分低い、例えば１０ＭＨｚのくロックの場合には数ｋＨｚ程度の周波数成分を除去して、ピークツゥピークジッタが過大評価されることがないようにすることが望ましい。
【００３７】
次に、本発明に一実施形態による方法を説明する。図１５に本実施形態による方法のフローチャートを示す。これは、例えば図１２に示した装置を用いる測定方法の例である。まずステップ２０１において解析信号変換部２３により入力信号（被測定信号）を帯域制限された解析信号に変換する。次に、ステップ２０２において解析信号を用いて入力信号の瞬時位相を瞬時位相推定部２６で推定し、ステップ２０３において、リニア位相推定部２９（図６）により、この瞬時位相から理想的なクロック信号に対応するリニア瞬時位相を推定するとともに、基本周期推定部４８によりリニア瞬時位相の傾きから被測定信号の基本周期Ｔ0を求める。ステップ２０４において、リニア位相除去部２７により瞬時位相からリニア位相成分を除去して、入力信号の瞬時位相雑音Δφ(t)を推定する。
【００３８】
ステップ２０５において、ゼロクロスサンプラ４３で瞬時位相雑音Δφ(t)の、解析信号の実数部のゼロクロスタイミングに近いデータをサンプリングし、入力信号のタイミングジッタ系列を推定する。ステップ２０６において、ゼロクロス間隔計算部４７によりゼロクロス点推定部４５からの近似ゼロクロス点間の差分を計算してゼロクロス時間間隔系列を推定する。
ステップ２０７において、差分器４６によってタイミングジッタ系列の差分系列を計算して、被測定信号の周期ジッタ系列を推定する。ステップ２０８において、補正器４９によって周期ジッタ系列に対して基本周期Ｔ0とゼロクロス時間間隔Ｔk,k+1の比を乗算して、差分に基づく周期ジッタ系列を補正する。ステップ２０９において、スイッチ５３を補正部４９の出力側に接続した状態で、補正された周期ジッタ系列から被測定信号の周期ジッタを求める。
【００３９】
ステップ２０９において、ピークツゥピーク検出部３２は式（８）を用いて周期ジッタのピークツゥピーク値Jppを求め、ＲＭＳ検出部３３は式（７）を用いて周期ジッタのＲＭＳ値JRMSを求め、ヒストグラム推定部１８は周期ジッタ系列からヒストグラムを求める。
ステップ２１０において、スイッチ５３がサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２の出力側に接続された状態で、サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２により、補正された周期ジッタ系列の差分系列を計算して被測定信号のサイクルツゥサイクル周期ジッタ系列を求める。ステップ２１１において、ジッタ検出部５４により、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列から被測定信号のサイクルツゥサイクル周期ジッタを求める。この場合、ピークツゥピーク検出部３２は式（１１）を用いてサイクルツゥサイクル周期ジッタのピークツゥピーク値Jcc,ppを求め、ＲＭＳ検出部３３は式（１０）を用いてサイクルツゥサイクル周期ジッタのＲＭＳ値Jcc,RMSを求め、ヒストグラム推定部１８はサイクルツゥサイクル周期ジッタのヒストグラムを求める。
【００４０】
ステップ２０３における基本周期Ｔ0の推定、およびステップ２０６におけるゼロクロス時間間隔Ｔk,k+1の計算は、ステップ２０８における補正前に行われればよく、上述した順番に限られるものではない。また基本周期Ｔ0の推定は被測定信号から直接求めてもよい。周期ジッタのみを測定する場合は、ステップ２１０および２１１を省略してもよい。サイクルツゥサイクル周期ジッタのみを測定する場合は、ステップ２０９を省略してもよい。ステップ２０９および２１１においては、ピークツゥピーク値、ＲＭＳ値、ヒストグラムのいずれか一つまたは二つを求めてもよい。
【００４１】
上記説明では被測定信号（入力信号）として、主としてマイクロプロセッサのクロック信号について述べたが、他の機器に用いられるクロック信号や、他の機器から発生する、正弦波信号などの周期性がある信号の周期ジッタおよび／またはサイクルツゥサイクル周期ジッタの測定にも本発明を適用することができる。また入力信号を直ちにＡＤ変換器を用いてデジタル信号に変換することなく、アナログ信号のまま処理し、その後で適当な段階でデジタル信号に変換して処理してもよい。図１２に示した装置はコンピュータにおいてプログラムを実行させることによって機能させてもよい。
上記説明では瞬時位相雑音Δφ(t)を近似ゼロクロス点でサンプリングしてタイミングジッタ系列Δφ[n]を求めている。しかしながらリニア位相除去器２７は図６中に示した構成を有しているため、近似ゼロクロス点でのサンプリングを、例えば図１６に破線で示すように、瞬時位相推定器２６と連続位相変換器２８との間に直列に挿入してもよい。あるいは、近似ゼロクロス点でのサンプリングを、連続位相変換器２８とリニア位相推定器２９および減算器３１との間に直列に挿入してもよい。これらの構成の１つによっても減算器３１からタイミングジッタ系列Δφ[n]を得ることができる。
【００４２】
また、瞬時位相からの瞬時位相雑音Δφ(t)の推定には、図６に示すリニア位相除去器２７の構成により行われる。したがって、その処理手順は図１７に示すように、図１５中のステップ２０２で瞬時位相を求めた後、ステップ２０３ａで連続位相変換器２８によって瞬時位相を連俗な瞬時位相に変換し、ステップ２０３ｂでリニア位相推定器２９によって連続位相からその瞬時リニア位相を推定し、その後、ステップ２０４で減算器３１によって連続瞬時位相から瞬時リニア位相を除去して瞬時雑音位相Δφ(t)を求めることになる。
したがって、図１６に示した手順と同様に、近似ゼロクロスサンプリングを、図１７に示すようにステップ２０２の後に、ステップ３０１で瞬時位相に対して行い、瞬時位相のサンプル系列を求めて、そしてステップ２０３ａにうつり、そのサンプル系列を連続な瞬時位相に変換するようにしてもよい。
【００４３】
あるいはステップ２０３ａで得られた連続瞬時位相を、近似ゼロクロス点でサンプリングして連続瞬時位相のサンプル系列を求めて、ステップ２０３ｂにうつって、その連続瞬時位相のサンプル系列から瞬時リニア位相を推定してもよい。いずれの場合も、ステップ２０４において瞬時雑音位相を近似ゼロクロス点でサンプリングしたタイミングジッタ系列Δφ[n]が得られる。
【００４４】
以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更又は改良を加えることができる。その様な変更又は改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。
【００４５】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によると、近似ゼロクロス点におけるサンプリングにより生じる誤差を小さくすることができ、従来のインターバルアナライザ法と互換性のある測定結果を得ることができ、しかも従来のインターバルアナライザ法よりも短時間で測定を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来のタイムインターバルアナライザによる周期ジッタの測定を示す図である。
【図２】 図１の測定における測定値のヒストグラムを示す図である。
【図３】 従来のデジタルオシロスコープによるジッタ測定を示す図である。
【図４】 図３中のジッタ測定部分の構成を示す図である。
【図５Ａ】 被測定信号の波形を示す図である。
【図５Ｂ】 図５（Ａ）の被測定信号の測定した周期ジッタを示す図である。
【図６】 本願発明者らが先に提案したΔφ法によるジッタ測定装置の機能構成を示す図である。
【図７】 近似ゼロクロス点のずれを示す図である。
【図８】 Δφ法とその周期ジッタを補正した方法（本願発明の方法）とによりそれぞれ求めた周期ジッタ２乗平均値およびピークツゥピークジッタ値の比較を示す図である。
【図９Ａ】 ＲＭＳ周期ジッタ推定に対する補正項の効果の例を示す図である。
【図９Ｂ】 ピークツゥピーク周期ジッタ測定に対する補正項の効果の例を示す図である。
【図１０Ａ】 従来のタイムインターバルアナライザ法で測定した周期ジッタのヒストグラムを示す図である。
【図１０Ｂ】 本発明の補正したΔφ法で測定した周期ジッタのヒストグラムを示す図である。
【図１１】 タイムインターバルアナライザ法および補正したΔφ法でそれぞれ測定した周期ジッタのＲＭＳ値とピークツゥピーク値とを示す図である。
【図１２】 本発明の実施例の機能構成を示すブロック図である。
【図１３】 本発明の一部の変形例の機能構成を示す図である。
【図１４】 解析信号変換部２３の他の具体的機能構成を示す図である。
【図１５】 本発明による方法の実施例の手順を示すフローチャートである。
【図１６】 本発明による装置の他の実施例の一部を示すブロック図である。
【図１７】 本発明による方法の他の実施形の一部を示すフローチャートである。
【符号の説明】
１１ 被試験ＰＬＬ回路
１２ タイムインターバルアナライザ
１８ ヒストグラム推定器
２２ ＡＤ変換器
２３ 解析信号変換手段
２７ リニア位相除去器
２９ リニア位相評価器
３２ ピークツゥピーク検出部
３３ ＲＭＳ検出部
４３ ゼロクロスサンプラ
４５ ゼロクロス点推定部
４６ 差分器
４７ ゼロクロス間隔計算部
４８ 基本周期推定部
４９ 補正部
５２ ピークツゥピーク周期ジッタ推定部
５３ 切替スイッチ
５６ 波形クリッパ
Claims (14)
- 被測定信号のジッタを測定する装置であって、
前記被測定信号が入力され、そのタイミングジッタ系列を求めるタイミングジッタ推定器と、
前記タイミングジッタ系列が入力され、その差分系列を計算して周期ジッタ系列を出力する第１差分器と、
前記周期ジッタ系列が入力され、前記被測定信号の基本周期Ｔ0と近似ゼロクロス点間隔Ｔk,k+1との比Ｔ0/Ｔk,k+1を前記周期ジッタ系列に乗算して、補正された周期ジッタ系列を出力する補正部と、
前記補正された周期ジッタ系列が入力され、前記被測定信号のジッタを求めるジッタ検出部と
を備えていることを特徴とする装置。 - 前記補正部と前記ジッタ検出部との間に挿入されており、前記補正された周期ジッタ系列が入力され、その差分系列を計算してサイクルツゥサイクル周期ジッタとして前記差分系列を前記ジッタ検出部へ出力する第２差分器をさらに備えていることを特徴とする、請求項１に記載の装置。
- 解析信号の実数部が入力され、そのゼロクロスタイミングに近い点を求めてサンプリングタイミング系列を出力するゼロクロス点検出部をさらに備えている装置であって、
前記タイミングジッタ推定器は、
前記被測定信号が入力され、前記被測定信号を複素数の解析信号に変換する解析信号変換部と、
前記解析信号が入力され、前記解析信号の瞬時位相を求める瞬時位相推定部と、
前記瞬時位相を連続瞬時位相に変換する連続位相変換器と、
前記連続瞬時位相が入力され、前記連続瞬時位相のリニア位相を求めるリニア位相推定部と、
前記リニア位相および前記連続瞬時位相が入力され、前記連続瞬時位相から前記リニア位相を除去して瞬時位相雑音を求める減算部と、
前記瞬時位相推定部と前記連続位相変換部との間、前記連続位相変換部と前記リニア位相推定部と前記減算部との間、および前記減算部と前記第１差分器との間のいずれか一つの位置に直列に挿入されており、入力された信号を前記サンプリングタイミング系列を用いてサンプリングして、サンプリングされた信号を出力するゼロクロスサンプラと
を備えている、請求項１または２に記載の装置。 - 前記ゼロクロス点検出部から前記サンプリングタイミング系列の出力タイミング系列が入力され、その差分系列を計算して前記近似ゼロクロス点間隔Ｔk,k+1を順次求め、前記近似ゼロクロス点間隔Ｔk,k+1を前記補正部へ出力するゼロクロス間隔計算部をさらに備えていることを特徴とする、請求項３に記載の装置。
- 前記リニア位相推定部から前記リニア位相が入力され、その傾きから前記基本周期Ｔ0を求めて前記補正部へ出力する基本周期推定部をさらに備えていることを特徴とする、請求項４に記載の装置。
- 前記被測定信号が入力され、その基本周期Ｔ0を求めて前記補正部へ出力する基本周期推定部をさらに備えていることを特徴とする、請求項４に記載の装置。
- 前記被測定信号が入力され、その位相変調成分を保持した状態でその振幅変調成分を除去し、前記振幅変調成分が除去された前記被測定信号を前記瞬時位相雑音検出部へ出力する波形クリッパをさらに備えていることを特徴とする、請求項３に記載の装置。
- 被測定信号のジッタを測定する方法であって、
前記被測定信号のタイミングジッタ系列を求めるステップと、
前記タイミングジッタ系列の差分系列を計算して周期ジッタ系列を生成するステップと、
前記被測定信号の基本周期Ｔ0と近似ゼロクロス点間隔Ｔk,k+1との比Ｔ0/Ｔk,k+1を前記周期ジッタ系列に乗算して、補正された周期ジッタ系列を求めるステップと、
前記補正された周期ジッタ系列から前記被測定信号の周期ジッタを求めるステップとを包含することを特徴とする、方法。 - 被測定信号のジッタを測定する方法であって、
前記被測定信号のタイミングジッタ系列を求めるステップと、
前記タイミングジッタ系列の差分系列を計算して周期ジッタ系列を生成するステップと、
前記周期ジッタ系列に対し、前記被測定信号の基本周期Ｔ０と近似ゼロクロス点間隔Ｔｋ，ｋ＋１との比Ｔ０／Ｔｋ，ｋ＋１を乗算して、補正された周期ジッタ系列を求めるステップと、
前記補正された周期ジッタ系列の差分系列を計算してサイクルツゥサイクル周期ジッタ系列を求めるステップと、
前記サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列から前記被測定信号のサイクルツゥサイクル周期ジッタを求めるステップと
を包含することを特徴とする、方法。 - 解析信号の実数部のゼロクロスタイミングに近い点を求めて、前記近似ゼロクロス点を求めるステップをさらに包含しており、
前記タイミングジッタを推定するステップは、
前記被測定信号を複素数の解析信号に変換するステップと、
前記解析信号から前記被測定信号の瞬時位相を求めるステップと、
前記瞬時位相を連続瞬時位相に変換するステップと、
前記連続瞬時位相からリニア位相を求めるステップと、
前記連続瞬時位相から前記リニア位相を除去して瞬時位相雑音を求めるステップと、
前記瞬時位相、前記連続瞬時位相および前記瞬時位相雑音のいずれか１つを前記近似ゼロクロス点でサンプリングするステップと
を有していることを特徴とする、請求項８または９に記載の方法。 - 前記近似ゼロクロス点を示すタイミング系列の差分系列を計算して、前記近似ゼロクロス点間隔Ｔk,k+1を順次得るステップをさらに包含していることを特徴とする、請求項１０に記載の方法。
- 前記リニア位相の傾きから前記基本周期Ｔ0を求めるステップをさらに包含することを特徴とする、請求項１１に記載の方法。
- 前記被測定信号から前記基本周期Ｔ0を求めるステップをさらに包含することを特徴とする、請求項１１に記載の方法。
- 前記被測定信号の位相変調成分を保持した状態で、前記被測定信号の振幅変調成分を除去して前記タイミングジッタを推定するステップへうつるステップをさらに包含することを特徴とする、請求項１０に記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/811,153 US6922439B2 (en) | 2001-03-16 | 2001-03-16 | Apparatus for and method of measuring jitter |
| PCT/JP2002/002163 WO2002076008A2 (en) | 2001-03-16 | 2002-03-08 | Apparatus for and method of measuring jitter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004519678A JP2004519678A (ja) | 2004-07-02 |
| JP3974040B2 true JP3974040B2 (ja) | 2007-09-12 |
Family
ID=25205714
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002573360A Expired - Fee Related JP3974040B2 (ja) | 2001-03-16 | 2002-03-08 | ジッタ測定装置およびジッタ測定方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6922439B2 (ja) |
| JP (1) | JP3974040B2 (ja) |
| DE (1) | DE10291162B4 (ja) |
| WO (1) | WO2002076008A2 (ja) |
Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7471735B2 (en) | 2001-04-27 | 2008-12-30 | The Directv Group, Inc. | Maximizing power and spectral efficiencies for layered and conventional modulations |
| US7209524B2 (en) * | 2001-04-27 | 2007-04-24 | The Directv Group, Inc. | Layered modulation for digital signals |
| US7423987B2 (en) | 2001-04-27 | 2008-09-09 | The Directv Group, Inc. | Feeder link configurations to support layered modulation for digital signals |
| US7822154B2 (en) | 2001-04-27 | 2010-10-26 | The Directv Group, Inc. | Signal, interference and noise power measurement |
| US8005035B2 (en) | 2001-04-27 | 2011-08-23 | The Directv Group, Inc. | Online output multiplexer filter measurement |
| US7778365B2 (en) * | 2001-04-27 | 2010-08-17 | The Directv Group, Inc. | Satellite TWTA on-line non-linearity measurement |
| WO2004004193A2 (en) * | 2002-07-01 | 2004-01-08 | The Directv Group, Inc. | Improving hierarchical 8psk performance |
| EP1529347B1 (en) | 2002-07-03 | 2016-08-24 | The Directv Group, Inc. | Method and apparatus for layered modulation |
| US7463676B2 (en) * | 2002-10-25 | 2008-12-09 | The Directv Group, Inc. | On-line phase noise measurement for layered modulation |
| EP1563620B1 (en) * | 2002-10-25 | 2012-12-05 | The Directv Group, Inc. | Lower complexity layered modulation signal processor |
| US7339985B2 (en) * | 2003-01-08 | 2008-03-04 | National Instruments Corporation | Zero crossing method of symbol rate and timing estimation |
| JP5143341B2 (ja) * | 2004-02-18 | 2013-02-13 | 株式会社アドバンテスト | ジッタ測定装置、ジッタ測定方法およびプログラム |
| US7778315B2 (en) * | 2004-04-14 | 2010-08-17 | Tektronix, Inc. | Measuring instantaneous signal dependent nonlinear distortion in response to varying frequency sinusoidal test signal |
| US8073042B1 (en) * | 2005-04-13 | 2011-12-06 | Cypress Semiconductor Corporation | Recursive range controller |
| US7460592B2 (en) * | 2005-05-04 | 2008-12-02 | Advantest Corporation | Apparatus for measuring jitter and method of measuring jitter |
| US7912117B2 (en) * | 2006-09-28 | 2011-03-22 | Tektronix, Inc. | Transport delay and jitter measurements |
| US20070140306A1 (en) * | 2005-12-16 | 2007-06-21 | International Business Machines Corporation | Identifying existence and rate of jitter during real-time audio and video streaming |
| US7945009B1 (en) * | 2006-08-22 | 2011-05-17 | Marvell International Ltd. | Jitter measurement |
| US20080279268A1 (en) * | 2007-05-10 | 2008-11-13 | Agilent Technologies, Inc. | Method for measuring noise, apparatus for measuring noise, and program for measuring noise |
| US7620861B2 (en) * | 2007-05-31 | 2009-11-17 | Kingtiger Technology (Canada) Inc. | Method and apparatus for testing integrated circuits by employing test vector patterns that satisfy passband requirements imposed by communication channels |
| JP2009250644A (ja) * | 2008-04-02 | 2009-10-29 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | ジッタ検出回路 |
| CN101833036B (zh) * | 2010-04-15 | 2012-09-26 | 南京邮电大学 | 一种交流电的瞬时相位测量方法 |
| US20180328764A1 (en) * | 2017-05-11 | 2018-11-15 | Craig Alan D'Ambrosio | Method of Analyzing Signal Quality in Order to Determine the Operational Characteristics of a Measuring Device |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4426713C2 (de) * | 1994-07-21 | 1997-03-27 | Siemens Ag | Verfahren zum Messen des Phasenjitters eines Datensignals |
| US6240130B1 (en) * | 1997-07-30 | 2001-05-29 | Texas Instruments Incorporated | Method and apparatus to measure jitter. |
| FR2775789B1 (fr) * | 1998-03-09 | 2001-10-12 | Sgs Thomson Microelectronics | Test numerique de signal periodique |
| US6295315B1 (en) * | 1999-04-20 | 2001-09-25 | Arnold M. Frisch | Jitter measurement system and method |
-
2001
- 2001-03-16 US US09/811,153 patent/US6922439B2/en not_active Expired - Lifetime
-
2002
- 2002-03-08 JP JP2002573360A patent/JP3974040B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2002-03-08 WO PCT/JP2002/002163 patent/WO2002076008A2/en active Application Filing
- 2002-03-08 DE DE10291162T patent/DE10291162B4/de not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE10291162T1 (de) | 2003-09-04 |
| US20020163958A1 (en) | 2002-11-07 |
| WO2002076008A2 (en) | 2002-09-26 |
| DE10291162B4 (de) | 2008-11-27 |
| US6922439B2 (en) | 2005-07-26 |
| JP2004519678A (ja) | 2004-07-02 |
| WO2002076008A3 (en) | 2002-12-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3974040B2 (ja) | ジッタ測定装置およびジッタ測定方法 | |
| JP4774543B2 (ja) | ジッタ推定装置及び推定方法 | |
| JP5218783B2 (ja) | 実時間スペクトラム・トリガ発生器 | |
| JP4295989B2 (ja) | クロックスキューの測定装置および方法、クロックスキューの確率推定装置および方法、ならびにプログラム | |
| JP3967682B2 (ja) | 信号間の相互相関係数を測定する装置および方法 | |
| US6598004B1 (en) | Jitter measurement apparatus and its method | |
| JP3609740B2 (ja) | 位相雑音波形の品質尺度測定装置及びその測定方法 | |
| JP4090989B2 (ja) | ジッタ測定装置、及びジッタ測定方法 | |
| JP5066073B2 (ja) | 測定装置、測定方法、試験装置、試験方法、及び電子デバイス | |
| US20050185708A1 (en) | Apparatus for measuring jitter, method of measuring jitter and computer-readable medium storing a program thereof | |
| US6525523B1 (en) | Jitter measurement apparatus and its method | |
| JP4171699B2 (ja) | クロック・スキュー測定装置、クロック・スキュー測定方法 | |
| US6775321B1 (en) | Apparatus for and method of measuring a jitter | |
| US7263150B2 (en) | Probability estimating apparatus and method for peak-to-peak clock skews | |
| US7783456B2 (en) | Wave detection device, method, program, and recording medium | |
| JPS63103979A (ja) | ベクトル領域への変換によるデジタル信号の分析方法および装置 | |
| WO2002037127A1 (fr) | Appareil de mesure de gigue, procede de mesure de gigue et dispositif de test | |
| JPH0356892A (ja) | サンプル時間測定方法及び装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070320 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070514 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070612 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070613 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100622 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100622 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110622 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120622 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120622 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130622 Year of fee payment: 6 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |