JP2017223642A - 電流変換器内の位相誤差又はタイミング遅延を学習するための方法および装置並びに電流変換器の誤差訂正を含む電力測定装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電流変換器内の位相誤差又はタイミング遅延を学習するための方法および装置を提供する。
【解決手段】電流変換器は、電流測定システムで広く使用されている。電流変換器は電源電圧と測定機器との間を良好に絶縁する。しかしながら、負荷への電流が負荷に対する電源電圧と位相がずれていると、重大な誤差の原因となる小さな位相誤差を導入する可能性がある。本開示は、位相誤差をモニタし、補正するために現場で使用することができるロバストな測定装置および方法を説明している。
【選択図】 図７

Description

本開示は、変流器などの電流変換器内で生じる位相シフトを推定する方法および装置、並びにこのような装置を含む電力測定システムに関する。変換器からのこのような位相シフトは、位相測定誤差であるとみなすことができる。本開示の教示は、信号処理チェーンから生じる遅延および位相シフトを評価するためにも使用することができる。

ユーザが工場、工場または住居内の配電回路、または１つまたは複数の装置である場合、電流の「ユーザ」に供給される電流を知ることが望まれることが多い。ユーザが使用するエネルギー量に対して電力供給会社がユーザに課金できるように、「ユーザ」によって使用されている実際のエネルギー量を知ることもしばしば望まれる。

正弦波電圧が供給され、正弦波電流を引き出す装置によって消費される電力は、
Ｐ＝Ｖ＊Ｉ＊Ｃｏｓθ 式１
から計算することができる。

ここで、Ｖは電圧であり、
Ｉは負荷電流であり、
θは、装置に印加される電圧波形と装置に流れる電流との間の位相角である。Ｃｏｓθは力率として知られている。

当業者には既知であるように、角度θは、印加電圧波形と電力線によって給電される誘導性負荷または容量性負荷の結果として生じる電流との間の位相差を表す。簡単なケースでは、両方とも主電源周波数において正弦波であると仮定される。このような単純なシステムでは、位相シフトに関して比較的簡単に動作する。しかしながら、実際には、モータ、スイッチモード電源、またはインバータ等の負荷は、主電源周波数の倍数の成分および／または負荷内のスイッチング周波数の成分を含む複雑な電流引き込みを有することがある。

さらに、規制当局は、消費者がエネルギー供給業者によって公正に扱われることを要求することが多いため、電力計（電力量計）の精度に厳しい許容限度が課される。したがって、そのような計器が、予想されるすべての動作条件の下で、高いレベルの精度を維持することが重要である。これは、負荷によって消費される電力の推定値が指定された精度のレベルに収まるように、十分に正確に、主電源電圧を測定する必要があること、主電源電流を測定する必要があること、および主電源電圧と主電源電流測定の間の位相差を考慮する必要があることを意味する。

変換器は誤差を導入する可能性がある。例えば、変流器のような電流変換器は、測定される電流の規模で誤差を導入する可能性がある。また、電流変換器は、両方ともフェーザ図で表すことができる電圧と電流との間の位相の推定値に位相誤差を導入し得る。これらの誤差は、負荷によって消費される電力の推定値の精度に悪影響を及ぼす可能性がある。同様に、グリッチを除去するために使用されるフィルタなどのフィルタは、電流処理信号経路および電圧処理信号経路に遅延を導入することがある。さらに、電力計等のバッチ製品用のフィルタを介した平均遅延は、統計的根拠の部品ごとの製造ばらつきに関して合理的な正確性で知られているが、これは、任意のフィルタの絶対遅延または実際の周波数応答は分かっていない可能性があることを意味している可能性がある。

電力量計内の電圧および電流の測定に含まれる信号処理チェーン内の電流変換器および／または他の信号処理構成要素によって導入される位相誤差を推定することができることが望ましい。

本開示の第１の態様によれば、電流または電圧などの測定されるべき量（「測定量」として知られている）の測定における位相測定誤差を推定する方法が提供される。方法は、測定量に作用する処理チェーンの入力に入力信号を提供するステップを含む。例えば、電流を測定することが望ましい場合、入力信号は電流変換器に印加される。入力信号は正弦波ではない。

入力信号は、繰り返し信号であってもよい。好ましくは、必ずしも必要ではないが、繰り返し信号は名目上線形の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジを有する。これにより、製造が比較的容易になる。例えば、繰り返し信号は、安価な矩形波生成器によって、または比較的低コストで低精度のデジタル／アナログ変換器によって生成することができる。信号処理経路（例えば、電流変換器）からの出力信号が解析され、位相測定誤差が決定される。解析は、入力信号と出力信号とを相関させて伝搬遅延を決定し、伝搬遅延から位相誤差を決定することを含む。

方法は、入力信号のエッジの有限変化率、または入力信号の非線形性を考慮して位相測定誤差の推定値に補正を適用することをさらに含む。
位相測定誤差は、電力推定の精度を向上させるために電力計によって使用される。

位相誤差を測定する方法は比較的簡単であり、必要とされる計算または測定装置の点で煩わしいものではなく、方法を実施する装置を過剰なコスト負担を強いられることなく電力量計などの装置に含めることが非常に望まれる。好ましくは、誤差の測定は、例えば、変流器の巻線の抵抗に影響を与える温度変化または測定される電流によって生成される磁場および漂遊磁場から生成される磁場のうちの少なくとも一方の周波数および大きさを有するコアの透過率（複合変数である）の変化等のコアの磁気特性の結果として、変流器によって導入される位相測定誤差の変化に装置が応答するように繰り返されることが好ましい。誤差の測定は、測定スケジュールに従って繰り返されるか、または連続的に行うことができる。

１つの大きな潜在的なコスト負担は、入力信号を生成するのに必要な装置である。高品質の正弦波信号を生成することができる信号生成器は、比較的高価な装置である傾向がある。コスト競争の激しい環境で動作する大量生産された製品では、そのような高価な信号生成器の使用は、経済的理由により事実上禁止されている。従って、測定性能を犠牲にすることなく安価な信号生成器を使用する方法を見出すことが望ましい。

本開示の教示によれば、高品質の正弦波入力信号は必要とされない。入力信号は、デジタル電子機器によって生成されてもよく、またはデジタルのような形状を有してもよい。最も簡単な形状では、入力信号は予測可能なパターンで第１のレベルと第２のレベルとの間で遷移し得る。そのような信号は、矩形波または少なくとも矩形波のようなものであってもよい。信号は、５０−５０のマーク・スペース比を有する必要はない。矩形波生成器は、他の形式の信号生成器よりも実装するのがはるかに安価である。しかしながら、矩形波生成器であっても、実装コストに重大な影響を及ぼす実用的な考慮が存在する。理想的な矩形波は、高電圧状態または高電流状態と低電圧状態または低電流状態との間、またはより一般的には第１の状態と第２の状態との間で瞬間的に遷移する。しかしながら、実世界の駆動回路は、帯域幅が制限されているか、または動作中にスルーレートが制限されているために、有限の電圧変化率または電流変化を示す。矩形波生成器はまた、オーバーシュートまたはアンダーシュートを受け、非対称な出力波形を有することがある。本発明者らは、駆動信号におけるスルーレートまたは帯域幅制限された遷移または他の非理想的なアーチファクトを考慮に入れるために必要な位相測定誤差を決定する方法を実現した。誤差が決定されると、その誤差を補正するか、さもなければ誤差の影響を緩和するためのステップをとる。

この実現により、矩形波のような理想的でないバージョンの信号は、特性評価および実装を容易にするために許容されるか、または意図的に採用される。例えば、遷移が指数関数によって定義される信号を選択することができる。このような機能は、抵抗を介してコンデンサを充電または放電するときに見られ、実装するのに安価であり、使用される部品の簡易さのために信頼性の高い波形を有する。

入力波形は、デジタル／アナログ変換器ＤＡＣによって生成することができる。これにより、所望の形状の波形の離散／段階的近似が生成される。そのような波形は、正弦波、三角波、矩形波または非規則的な形状に近似することができる。駆動増幅器の負担を軽減したり、駆動信号の周波数スペクトルを変更して干渉のリスクを低減するために、形状を変更することができる。代替的に、ＤＡＣは、駆動信号がノイズに似たものとなる、ランダムまたは擬似ランダム入力シーケンスによって駆動されてもよい。しかしながら、自動相関技術を使用して、入力信号を識別し、信号処理チェーンを伝搬する際に生じる時間遅延を推定することができる。入力信号は、周波数に応じた遅延が分析され特徴付けられる場合には、アナログ領域またはデジタル領域においてフィルタリングされてもよい。

この技法の拡張では、あまり規定されていない電源を使用して入力信号を生成してもよく、また電流搬送導体上の自然発生信号を信号生成器の代わりに使用して、アナログ／デジタル変換器によってデジタル化して、アンチエイリアスフィルタをバイパスして、ノイズ信号を取得し、出力信号を入力信号と相関させて、変換器または信号処理経路によって導入される伝搬遅延および／または位相誤差を推定してもよい。代替的に、グリッチ・フィルタがすべての信号経路に共通である（そして、例えば集積回路内の同一のシリコン・ダイ上に形成されているためによくマッチングされる）場合、フィルタによって導入される絶対遅延は、ＡＤＣがフィルタリングされた信号で動作することができる場合、電力計算においてそれが打ち消されるため、既知である必要はない。

本開示は、２つのレベルのデジタル信号の使用に限定されない。他の非正弦波信号も使用できる。実際には、エッジの立ち上がりと立ち下がり。
本開示の第２の態様によれば、第１の態様の方法を実施するための装置が提供される。装置は、基本周波数を有する繰り返し入力信号などの入力信号を生成するための信号生成器を備える。入力信号は、変流器などの変換器によって測定される電流のような測定量を変調するために使用され、繰り返し信号は正弦波ではないか、または少なくとも高品質の正弦波ではない。装置は、変換器からの出力信号を受信し、その出力信号を解析して入力信号と比較した位相差を決定するための信号処理回路をさらに備え、装置は、入力信号のスルーレート制限または充電／放電アーチファクト等の誤差を補償するために位相補正を適用する回路を備える。

装置は、配電システムから消費されたエネルギー量または電力配電システムに転送されたエネルギー量を推定するために使用される電力計内に含まれてもよい。
装置および方法は、変換器または電力量計の製造中に、変換器を特徴付けるために、または計器を較正するために使用されてもよい。測定器の場合、較正値は、測定器内のメモリに記憶されてもよい。計器は、消費された電力および位相測定誤差の推定値などのデータを、電力供給者などの遠隔の当事者に送信する通信装置（有線または無線であり得る）をさらに含み得る。これにより、ドリフトまたは劣化を監視することができるため、計器の健全性チェックを実行できる。また、電流測定回路を改ざんしようとする試みに関する情報を提供するようにしてもよい。

本開示の実施形態は、添付の図面を参照して、非限定的な例としてのみ、以下に説明される。
電子電力量計のデータ収集チャネルを概略的に示す図。 変流器を概略的に示す図。 図２に示す装置の回路図表示を示す図。 様々な力率に対する電流対電圧位相シフトθを推定する際に、１度および２度の誤差に対する電力測定におけるパーセント誤差を示すグラフ。 図２の変流器の等価回路を示す図。 簡略化した等価回路を示す図。 本開示の第１の実施形態を概略的に示す図。 本開示の第２の実施形態を概略的に示す図。 本開示の実施形態で使用される駆動信号の波形を概略的に示す図。 矩形波が高電流と低電流との間を遷移する時間を検出するための回路の一実施形態を示す図。 ａ−ｃは、図１０の回路内の波形を示す図。 本開示の一実施形態において使用され得る電流変調器の回路図。 本開示の教示に従う電力量計の回路図。 位相測定誤差を推定する方法のフローチャート。 位相測定誤差を補正する方法のフローチャート。 ａ−ｄは、理想的な矩形波波形がどのように歪むかを示す図。 どのように遅延が蓄積されるのかを示す測定システムの概略図。 本開示のさらなる実施形態の概略図。

負荷に供給される電圧および／または負荷に供給される電流などの電気的パラメーターを測定することが望まれることが多い。引き出される電力のより正確な評価を提供するために、公称電圧および正弦波負荷電流を仮定するのとは対照的に実際の電圧および電流に基づいて、デジタル計を使用することが知られている。

図１は、デジタル電力計に関するデータ収集チャネルにおける主要構成要素を概略的に示している。主電源などの電源からの電力は負荷に供給される。負荷は単相負荷または多相負荷であってもよい。特定の相または各相について、負荷電圧は適切な電圧センサ２によって測定され、特定の相または各相に対する線電流が適切な電流センサ３によって測定される。

電圧センサ２（または多相システムにおけるセンサ）からの出力は、例えばエイリアシングを避けるため、フィルタ４を通過して信号帯域幅が適切な範囲に制限され、アナログ／デジタル変換器５に到達する。アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）は、プログラマブル利得増幅器に接続される。同様に、特定の電流センサ３または各電流センサ３からの出力は、適切なフィルタ６を通過し、プログラマブル利得増幅器に接続され得るＡＤＣ７によってデジタル化される。

電圧センサは分圧器であることが多く、分圧器の応答は速く、すなわち分圧器は処理遅延または位相誤差を導入しない。アンチエイリアスフィルタは位相遅延を導入し、これは十分に決定される必要があるが、製造時の許容誤差は、カットオフ周波数がほぼ分かっているのみであり、その遅延が正確に分かっていないことを意味する。ＡＤＣも遅延を導入するが、ＡＤＣは、その性能がシステムクロックによって決まるデジタル部品である。

電流測定チャネルについては、フィルタ６およびＡＤＣ７に対して上記と同様の所見が適用される。しかしながら、電流測定センサは、使用される電流測定技術に応じて、さらなる位相誤差または遅延を導入し得る。シャント抵抗は位相遅延を導入しないが、供給経路に配置する必要があるという欠点がある。一方、変流器は、その場で導体の周りに配置することができ、優れた絶縁特性を有する。しかしながら、電流変換器は位相遅延を導入する。

本発明を本文中で設定するためには、変流器の動作を考慮することが有益である。図２は、変流器の構成要素を概略的に示す。本質的には、測定されるべき交流を搬送する導体１０は、変流器の一次巻線として機能する。二次巻線１２は、一次巻線１０に磁気的に結合される。二次巻線１２は、一次巻線１０の周りに巻回さてもよく、または一次巻線１０に磁気的に結合するコア１４の周りに巻回されてもよい。本質的に、変流器は、導体１０と二次巻線１２との間に良好な絶縁を提供する。変流器は、導体１０に最小限の影響しか及ぼさず、コア１４を分割することができるならば、変流器を一次導体１０の周りに一次導体１０を分断することなく挿入することができる。

１次側と２次側との間の有効巻数比は、通常、１次側を流れる電流と２次側が出力する電流との比によって規定される。１０００対１の比を有する変成器は、１次側を流れる１０００アンペア毎に２次側から１アンペアを出力する。変成器は、変成器に続く測定回路がより大きな電流範囲にわたって動作することを可能にするためにタッピングされてもよい。図２に示す物理デバイスは、図３の回路図で表すことができる。

先に説明したように、消費者には使用する電力量に対して正確に請求する必要がある。過剰請求は規制当局には受け入れられず、過少請求は潜在的に大きな収益損失を意味する。１つの重大な問題は、小さな位相誤差の影響であっても、消費される電力量の測定において大きな誤差につながる可能性があるということである。

前述したように、消費される電力は、電圧と電流の関数だけでなく、電圧と電流との間の位相θの関数でもある。
変流器内のインダクタンスおよび抵抗によって、変流器自体が位相誤差を導入することが知られている。したがって、測定された電力は、Ｐ_ｍｅａｓとして表すことができる。

Ｐ_ｍｅａｓ＝Ｖ＊（Ｉ＊Ｋ_ｉ）＊Ｃｏｓ（θ＋α） 式２
実際の電力は
Ｐ_{ａｃｔｕａｌ}＝Ｖ＊（Ｉ＊Ｋ_ｉ）＊Ｃｏｓθ 式３
である。

Ｋ_ｉは変流器に関するスケーリング係数を表し、αは変流器によって導入される位相誤差を表す。
位相誤差によって導入される誤差のみに着目すると、誤差は、
誤差＝（Ｐ_{ａｃｔｕａｌ}−Ｐ_ｍｅａｓ）／Ｐ_{ａｃｔｕａｌ}＝１−（Ｃｏｓ（θ＋α）／Ｃｏｓθ） 式４
で表される。

その結果、力率が高い（１に近い）とき、位相誤差の測定に及ぼす影響は控えめであるか、または重要ではない。しかしながら、力率が減少すると、位相誤差の影響が著しく増加する。

１度の位相誤差と２度の位相誤差に対する力率の関数として電力測定誤差を示すグラフを図４に示す。力率１（電圧と電流が同相）の場合、位相測定における２度の誤差は問題ではない。しかしながら、負荷が０．６の力率（θ＝５３度）を有する場合、位相測定における２度の誤差は電力測定における５％の誤差として現れる。したがって、変流器の位相誤差、および実際には変流器に関連する信号処理チェーンの位相誤差をも正確に特徴付けることが望ましい。

変流器の問題は、応答が潜在的にかなり複雑であることである。図５は、変流器の等価回路図である。一次巻線抵抗をＲｐ、一次巻線インダクタンスをＬｐ、二次巻線抵抗をＲｓ、二次巻線インダクタンスをＬｓ、負荷抵抗をＺｂとする。Ｚｍは変成器の磁化インピーダンスである（例えば、変成器は磁心を有する）。一般に、ＲｐとＬｐを無視し、変成器の一次側で発生する変数を二次巻線と等価な量で表すと、回路は図６のように表される。Ｉ⁻’＝Ｉ⁻ｐ／αである。ここで、αは変成器の変成比である。Ｚ’ｍ＝Ｚｍ／α^２であり、Ｉ⁻ｍ’＝Ｉ⁻ｍ／αである。Ｉ⁻’とＩｂの間の角度は、変流器によって導入される位相誤差である。Ｉ⁻’＝Ｉ⁻’ｍ＋Ｉ⁻ｂである。Ｅ⁻２＝Ｉ⁻’ｍＺ’ｍであり、Ｅ⁻２＝Ｉ⁻ｂ（Ｒｓ＋ｊωＬｓ）＋Ｉｂ（ｒｂ＋ｊωｘｂ）である。ここで、ωはラジアン／秒の角周波数である。これは、位相誤差が負荷抵抗の大きさによって変化するという事実を洞察するために使用できる。しかしながら、インピーダンスの実数部と虚数部の相対的な大きさも周波数とともに変化することもわかる。主電源周波数は、一般に、既知の周波数、例えば、５０Ｈｚ、６０Ｈｚ、４００Ｈｚ（航空機）で安定しており、インバータなどの負荷は、高次高調波の原因となる可能性があり、供給される電力の正確な評価が達成される場合は考慮する必要がある。磁化インピーダンスは周波数と負荷電流との両方で変化する。

変流器の応答をテストできることは有益である。これは、変流器を通る電流に対する摂動として非常に純粋な正弦波信号を供給し、次いで、（一般にはフーリエ解析を使用して）その信号の周波数抽出を実行することによって行うことができる。これは、ＦＦＴ分析を実行するために、信号源および計算コストに費やされる費用および労力を必要とする。

スルーレート制限された矩形波生成器のような、より安価な信号源を使用することは有益であろう。これらは、例えば、リング内のデジタルインバータを使用することによって、またはカウンタ／タイマ、または数値制御された矩形波生成器をそのタスクの１つとして実装するデータプロセッサからの信号に応答して論理ゲートをトグルすることによって、生成するのが簡単である。信号は、５０−５０のマーク・スペース比を有する必要はなく、これにより、信号を生成する回路をさらに単純化することができる。同様に、電圧または電流の増加（プルアップ）方向のスルーレートは、電圧または電流の減少（プルダウン）方向のスルーレートと一致する必要はない。その他の性能の制限については後で説明する。

図７は、本開示の第１の実施形態による電流測定装置を概略的に示す。導体２０は、第１のノード２２と第２のノード２４との間で電流が流れることができるようにする。第１のノード２２は交流電源に接続され、第２のノード２４は負荷に接続される。しかしながら、場合によっては、負荷２４はエネルギーを消費し、かつエネルギーを供給することもできる。したがって、ノード２４は、一般にエネルギーを消費する家庭住居を表すことができるが、住居が、住居が要求するよりも多くのエネルギーを生産するように太陽電池パネルが動作しているときに、ノード２２によって表される電力供給ネットワークにエネルギーを戻すことができる。導体２０を通過する電流は、変流器３０によって測定することができる。図７の電流測定回路は、電圧測定回路３２と関連して、ノード２２からノード２４に供給される実際の電力を例えば課金目的のために測定回路５０によって測定することができる。

課金のために電気的測定に使用される電力量計は、一般的には０．５％または１％以内で正確であることが規定されている。従って、１度未満の適度な位相誤差であっても、約０．９の力率でさえも受け入れられないことが分かる。家庭の住宅は、蛍光灯、洗濯機、誘導加熱オーブンなどを使用しているため、力率が統一されていないことがある。産業施設は大規模誘導負荷を有する可能性がより高いが、同様にエネルギー請求を軽減するために力率補正装置を設置している可能性がより高い。

それにもかかわらず、電力量計に要求される精度基準に適合するためには、電流測定変成器３０におけるあらゆる位相誤差を補償することが非常に望ましいことが分かる。図７に示す構成では、電流変調回路６０が公知の方法でノード２２から引き出された電流を変調するように設けられている。電流変調回路６０は、導体２０に直接接続され、かつ第１の既知の電流レベルと第２の既知の電流レベル（レベルのうちの１つはゼロ電流であり得る）との間で周期的に切り替えることができる。この切り替え情報は、測定回路５０に供給され、測定回路５０は、電圧変換器３０の出力に応答的であり、かつ変流器３０の位相誤差を推定するために、変調電流４０が変化する時間を変流器３０によってなされた変化の観測値と比較する。変調器電流における変化のタイミングは、タイミングデータを測定回路５０に供給することができるコントローラ６２によって制御される。回路を簡略化するために、位相測定誤差の推定値は、主電源の電圧半サイクルのうちの１つで実行されるように制限される。

図８は、図７において示される装置に対する別の装置を示し、電流変調回路６０は、導体２０に直接接続されておらず、その代わりに導体２０に隣接する変流器３０を通過する別の導体６４を介して変調電流を駆動する。この装置は、導体２０と変調電流駆動回路６０との間のガルバニック絶縁を保証する。それ以外の回路の動作は、図７に関して説明した回路の動作と同様である。

低コストで信頼性の高い変調電流駆動回路６０の実現を容易にするために、変調電流駆動回路６０は矩形波電流を提供する。矩形波電流が図９に概略的に示されている。矩形波電流は、例えば、電流源を選択的にオンオフにすることによって、または後で説明するように電流ステアリング回路に関連して電流源を配置することによって達成され得る。しかしながら、どのような手法をとっても、駆動回路６０および導体２０または導体６４に付随する寄生容量性成分および誘導性成分は、電流が第１の値７０と第２の値７２との間で瞬間的に遷移しないようなものであり得る。変調電流駆動回路が第１の値７０と第２の値７２との間を切り替える場合、切り替え指令によって時間Ｔ１で電流変化が開始されるが、スルーレート制限を受ける電流は時間Ｔ２になるまで第２の値に到達しない。時間差Ｔ２−Ｔ１は、変成器からの位相測定誤差のその後の推定に重要な影響を及ぼす。同様に、矩形波が第２の値７２から第１の値７０に遷移する場合、遷移は時間Ｔ３で開始するが、時間Ｔ４まで終了しない。さらに、駆動回路７０が増幅器などの能動回路を含む場合、能動回路／増幅器は、実質的に回路応答に影響を及ぼす有限利得帯域幅制限またはスルーレート制限を有する。したがって、駆動回路７０の応答は、温度に応じて変化するか、またはその寿命に亘って変化するか、あるいは実際には製造変動によって変化し得る。したがって、駆動信号の実際の形状は正確には分からないことがある。

本発明者らは、公称矩形波駆動信号を導体２０内の電流に印加するか、または測定導体６２に流した結果として推定される任意の位相測定では、矩形波が第１の値７０と第２の値７２との間で遷移する時間を考慮する必要があり、また位相変化の任意の推定は、公称開始時間Ｔ１およびＴ３ではなく、遷移の中間点、即ち１／２（Ｔ１＋Ｔ２）および１／２（Ｔ３＋Ｔ４）などの適切な値を参照して行われる必要があることを理解した。さらに、この補正を適用することは、矩形波生成器に要求される性能がそれほど重要ではないので、より小型で電力消費量の少ない装置を使用できることを意味する。

例えばＴ１からＴ２への遷移の持続時間は、Ｔ１でカウンタを開始し、第２の電流値７２に達したと判定された時間Ｔ２においてカウンタを停止することによって推定することができる。カウンタに保持されたカウントの値は、時間オフセットに変換され、補正された遷移信号として測定回路５０に提供される。

スルーレート制限に関する補正は、図１０に示すような推定回路８０を使用して実行することができる。推定回路８０は、例えば、電流変調器回路６０へのまたは電流変調器回路６０からの電流経路に挿入された比較的低い値の抵抗９０を変調された電流を測定するために含む。抵抗９０の両端に発生した電圧は、ＤＣブロックされ、適度なハイパスフィルタ応答を有する増幅器９２によって増幅され、さらに別のハイパスフィルタ９４によってフィルタリングされる。フィルタ９４の出力は矩形波のエッジを選択する。次に、立ち上がりエッジ検出器９６および立ち下がりエッジ検出器９６によって電圧が検出されて、それぞれの検出器によってカウンタ・タイマが開始および停止して、矩形波がその第１および第２の電流値間を遷移する時間が正確に測定され、矩形波の中間点が正確に推定されて、この情報を測定回路５０に提供して、ノード２２からノード２４に供給される電圧と電流との間の位相角を正確に考慮して、ノード２４に接続された機器によって使用されるエネルギー量を正確に識別することができる。

図１０の回路における信号は、図１１ａ〜図１１ｃに詳細に示されている。図１１ａは、電流変調器からの電流が比較的高い値から低い値に変化するときに、抵抗９０の両端に発生する電圧を示す。抵抗の両端の電圧はハイパスフィルタリングされて増幅器９２によって増幅されたＤＣ成分が除去されて、図１１ｂに示すようなパルス状の形状を得ることができる。これは、ハイパスフィルタ９４を通過して、エッジ検出器９６および９８によって検出されてクロックを開始および停止することができる図１１ｃに示すようなエッジ１００および１０２が識別される。この機能はアナログ領域で説明されているが、同じ結果は、抵抗の両端の電圧をデジタル化し、サンプリングされたデジタルを解析して電流遷移のエッジを探すことで実現できる。

電流の流れは、双極（すなわち、正および負の両方）であり得るか、または単極のみであり得る。単極は、図１２に示すようにカレントミラーによって行うことができるので、より容易に達成することができる。カレントミラー１２０は当業者に周知であり、トランジスタ１２２を流れる電流は、導体２０または６４の電流を変調するためのスケーリング係数に従ってトランジスタ１２４によってコピーされる。トランジスタ１２２の電流は、カウンタの電圧出力を取り出し、その電圧出力を抵抗１３２を通過させることによって電流に変換することによって形成される。カウンタは、便宜上、２分周カウンタであり、入力クロックを偶数のマーク・スペース比を有する矩形波にクリーンアップするように働く。代替的に、カレントミラーは、コントローラ６２の制御下で、デジタル／アナログ変換器によって駆動することができる。

摂動電流を形成し、各遷移の中間点を特定した後、これらの中間点は、変流器によって測定された電流の対応する変化と比較されて、変流器がどの程度位相誤差を導入しているかを決定することができる。

図１３は、第１の供給ノードＳ１と第１の負荷ノードＬ１との間に延在する第１の供給導体１５２に関連する電力計１５０のさらなる実施形態を示す。第２の供給導体１５２は、第２の供給ノードＳ２と第２の負荷ノードＬ２との間に延在する。第２の導体は、給電導体であってもよく、単相電源であってもよいが、ここでの教示は、例えば３相電源に対して拡張可能である。

変流器１６０は、第２の供給導体１６４および位相誤差測定回路１７０によって生成された励磁電流と結合するコイルを有する。変流器の出力における電流は、負荷抵抗１７２によって電圧に変換され、抵抗１２２の両端の電圧は、アナログ／デジタル変換器１７４によってデジタル化される。アナログ／デジタル変換器１７４の出力は、サンプルＩ_ｓの連続であり、ここで、Ｓはインデックスであり、Ｓは時間に応じて変化する。

抵抗１８２および１８４によって形成された分圧器は、導体１５２および１５４の間に導体間の電圧を測定するように延在している。典型的には、抵抗１８４は抵抗１８２よりもはるかに小さい。抵抗１８４の両端の電圧は、アナログ／デジタル変換器１８４によってデジタル化される。分圧器の伝達関数は既知であると仮定するが、国際公開第２０１４／０７２７３３の教示を使用して、伝達関数を決定することができ、その教示を参照により本明細書に組み込んでもよい。同様に、変流器の伝達特性は既知であると仮定することができるが、決定する必要がある場合には、読者は国際公開第２０１３／０３８１７６の教示を参照することができ、その教示は本明細書に組み込まれる。

アナログ／デジタル変換器１８４の出力は一連のサンプルＶ_Ｓである。電流のサンプルおよび電圧のサンプルが実質的に同じ瞬間に関係していると仮定すると（すなわち、その間の時間的分離は、主電源の波形の周期に比べてゼロまたは非常に小さい）、負荷を引き出す電力は、

として表される。

プロセッサ１９０は、サンプルＩ_ｓおよびＶ_ｓを受け取り、それらを処理して、とりわけ、取り出される電力を計算し、消費されたエネルギーの合計を維持する。また、プロセッサは、一連のサンプルを検査して、外乱、過負荷、改ざんの証拠などを探索する等の、エネルギー供給者にとって興味深いと思われるような他のサービスを提供することができる。プロセッサは、その計算結果を、例えばディスプレイの形態でユーザインタフェース１９２を介して、および／または無線または有線データ接続１９４および１９６を介して出力することができる。

正弦波について考慮した場合、位相測定誤差が時間内に正弦波をシフトさせることと等価であると見なすことができる。したがって、純粋な正弦波に対するデジタル領域では、サンプル値Ｉ_ｓは、あったはずのものが変位したバージョンであり、位相測定誤差が分かっている場合には、サンプル値を位相測定誤差に相当する時間だけ移動させて、数式５において設定された電力の計算に使用することができる。電流信号が異なる周波数の正弦波の重ね合わせである場合、設計者は、最も重要な成分を補償するために単一の時間シフトを使用するか、位相誤差を周波数に応じて調べ、１つまたは複数の重要な周波数成分の個々の寄与を抽出し、それら周波数成分を正しい位置に時間シフトさせてから消費電力を計算することを選択する。位相角データが必要な場合、位相検出器回路によって、またはＦＦＴまたはゲルツェル（Ｇｅｏｒｔｚｅｌ）アルゴリズムを使用して位相角を求めることができる。実際、図１の一般的な状況を参照すると、電流測定信号と電圧測定信号との両方が位相シフトを受ける可能性があることが分かる。本開示の教示は、電圧測定と電流測定の両方に位相測定誤差の補正および移動を適用して、それらの正しい時間的整合が生じるようにすることができる。

特定の周波数での位相誤差は、上述した教示に従ってその特定の周波数で位相誤差測定回路１７０から測定信号を生成することによって調べることができる。図１４は、位相誤差を複数の周波数において特徴付けるためのフローチャートを示す。プロセスはステップ２００から開始する。制御はステップ２１０に進み、カウンタ／レジスタが値Ｎに初期化されて、調査すべき第１の周波数Ｆ（Ｎ）が設定される。ここから制御はステップ２２０に進み、電流変調回路は、周波数Ｆ（Ｎ）で変調電流を供給して、変調の結果がアナログ／デジタル変換器１７４からの出力シーケンスにおいて捕捉されるようにするように構成されている。制御はステップ２３０に進み、位相測定誤差が他の周波数で決定される必要があるかどうかを調べるための試験が行われる。必要があれば、制御はステップ２４０に移り、別の周波数を表すために値Ｎを変更し、制御はステップ２２０に戻り、位相測定誤差が別の周波数で決定される。ステップ２３０で、別の位相誤差の測定が必要でないと判定された場合、制御はステップ２５０に移行し、ステップ２１０に制御が戻る前に、位相測定誤差の別の更新がスケジュールされるまで待機する。

位相測定誤差の推定値は、位相測定値を直ちに補正するために使用されるか、または後で使用するために保存される。図１５は、位相測定誤差の使用方法を示すフローチャートである。ステップ２８０では、例えば図１３に示すフローチャートを実行した結果としてメモリに格納された値から位相測定誤差が取得され、ステップ２９０で位相測定誤差を使用して、信号Ｉ_ｓを移動させるために使用される時間補正をＳ＝ＴＲから計算する。ここで、Ｔは、Ｓ＝０における任意のシステム時間からの時間であり、ＲはＩ_ｓ’＝Ｉ_ｓ＋（φＲ／（３６０Ｆ））に対するサンプルレートであり、ここで、Ｉｓ’はサンプルＩ_ｓの補正サンプル数であり、φは位相測定誤差であり、Ｒはサンプルレートであり、Ｆは補正が適用される信号または信号成分の周波数である。補正はステップ３００で適用される。ステップ３００から、ステップ３１０で新しい周波数を設定し、次いでプロセスシーケンスをステップ２８０に戻すことによって、位相測定誤差補正を他の周波数で任意に行うことができる。

これまで、スルーレート制限された遷移は線形であると仮定されていたが、そうである必要はない。種々の歪みが理想的な矩形波の形状に影響を及ぼす可能性があり、その一例が図１６ａに示されている。

既に考慮されている第１の歪み形状はスルーレート制限であり、図１６ａの理想的な瞬間的な立ち上がりおよび立ち下がり遷移３２０および３２２は、より遅い遷移として供給される。図１６ｂは、高速、中速および低速スルーレートをそれぞれ示す波形３３０，３３２、および３３４によって立ち上がりエッジが表されているスルーレート制限された矩形波の例示的な形状を示す。同様に、立ち下がりエッジは、比較的高速な遷移３４０、中間速度の遷移３４２、および比較的遅い遷移３４４によって表される。

立ち上がり遷移と立ち下がり遷移のスルーレートが同じであると仮定する理由はない。したがって、矩形波様入力波形は、図１６ｃに示すように非対称のスルーレート制限された形状を有し得る。

スルーレート制限は、入力波形に影響を与える唯一の歪みの形状ではない。トランジスタのオン抵抗は、抵抗を介してコンデンサを充電または放電する方式で、図１６ｄの遷移３５０に示すように、目標値に向かって漸近する立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジを生じさせる寄生容量と組み合わせることができる。同様に、寄生インダクタンスは、寄生容量と相互作用して、図１６ｄに示すオーバーシュートを発生させることがある。

本明細書に開示される技術は、他の値を選択することもできるが、例えば、電圧遷移閾値の５０％に設定されたタイミングで、矩形波に対する補正された有効な立ち上がりエッジ時間および立ち下がりエッジ時間を推定するために使用される。

図１に関して述べたように、アンチエイリアシングフィルタ、ＡＤＣおよびプログラマブル利得増幅器のような部品は、遅延を導入する可能性がある。この考察は、図１７に示すようにさらに一般化することができる。

図１７において、立ち上がりエッジ遷移が時間４００でデジタル指令によって指示され、立ち下がりエッジ遷移が時間４０２で指示される。これらの指令は信号生成器４０４に供給される。信号生成器は、Ｑバー出力がデータ入力に接続されたＤ型フリップフロップ等の簡単な論理回路またはＤＡＣ等のより複雑なものとすることができる。しかしながら、信号生成器は、時間遅延を導入して、有効な遷移が新たな時間４１０ａおよび４１２ａに配置されるように制限された遷移速度を有すると仮定することができる。信号生成器からの出力は、有効な遷移が時間４１０ｂおよび４１２ｂに配置されるべく、さらなる遅延および／またはスルーレート制限および帯域幅制限を加えるドライバ４２０を通過する。電流センサ３は、測定された有効な遷移が時間４１０ｃおよび４１２ｃにあるようにさらなる遅延を加える。信号がフィルタ６を通過するまでに、有効な遷移が時間４１０ｄおよび４１２ｄに移動している。ＡＤＣ７のデジタル化が完了するまでに、有効な遷移は時間４１０ｅおよび４１２ｅに遅延されている。

各追加遅延の相対的な量は意図的に正確な縮尺で描かれていない。電流信号経路および電圧信号経路において、測定目的に使用される各入力信号は、遅延の合計を受ける可能性があり、その補正を電圧測定チャネルおよび電流測定チャネルに適用する必要があることに留意されたい。

前述したように、信号生成器はＤＡＣとすることができ、入力信号に任意の所望の形状を与えることができ、入力信号の形状が既知であるので、伝搬遅延の推定値を得るために、ＡＤＣ７の出力において同じ形状を探索することができる。したがって、ＤＡＣは、矩形波、三角波の段階的近似（ｓｔｅｐ ｗｉｓｅ ａｐｐｒｏｘｉｍａｔｉｏｎｓ）、正弦波の段階的近似などの古典的な波形を生成するように駆動することができる。

別のアプローチでは、ＤＡＣは、雑音のように見えるが、遅延を推定することができるようにＡＤＣ７の出力から回復することができるランダムまたは疑似ランダムテストシーケンスを生成することもできる。自動相関技術は、計算上堅牢で、実行が比較的容易であるため、これを達成するために使用できる。これは、任意の周波数に対して位相遅延に変換することができる、システムを介しての時間遅延を特徴づけることになる。

信号生成器４０４がＤＡＣである図１７の構成はまた、ＤＡＣを使用してスルーレート制限された矩形波に対する既知の近似を生成することを可能にする。しかしながら、立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジの遷移レートは、ＤＡＣを駆動するデジタル回路によって決定することができ、これらのレートは、バッファ／ドライバ４２０の帯域幅およびスルーレート能力内で無理なく選択することができる。図９に関連して前に記載した時間補正を、例えば、ＤＡＣに供給される制御ワードシーケンスによって定義されるようなＴ１からＴ２への有効な遷移時間に基づいてプリセット番号として提供することができる。測定に基づく方法とは対照的に同様の決定論的方法を他の信号プロファイルに対して用いることができ、ここで、電圧遷移の速度に関してＤＡＣによって出力される信号の特性は、それら特性が入力信号を測定装置に導入するように要求される下流のドライバ回路の忠実度の限界に近づかないように選択される。

しかしながら、このような考察は、図１８に示すようにさらに拡張することができる。
ここでは、決定論的方法で制御しない信号源から信号を生成することができる。この信号は、低品質（例外的に低品質を含む）の発振器およびドライバ、フィルタリングされたノイズ源、またはＤＡＣを駆動する乱数発生器からのものであってもよい。しかしながら、参照電流／入力電流のコピーは、別個の装置であるか、または時間多重化方式で動作するＡＤＣ７によって提供され得るアナログ／デジタル変換器４５０によってデジタル化され、電流変換器の応答を特徴付けるために使用することができるデジタル化入力信号と電流変換器からの出力とが比較され、相互相関されて、遅延を発見することができる。入力信号のコピーを得るためにＡＤＣ７を時間多重化方法で使用することが有利であり、フィルタ６およびＰＧＡ／ＡＤＣ７によって導入される遅延を両方の信号チェーンに共通にすることができ、それによりこれら遅延の影響を効果的に緩和することができる。

図７および図８に関して説明した実施形態では、コントローラ６０は、電力計５０にタイミング信号を提供する。しかしながら、電力計５０は、オプションの第２の電流シンクにも接続されて、トランジスタ１２４が切り替わるときを正確に追跡する図１２に示されるような信号Ｉrefを提供して、遷移の開始の直接的な測定を提供するようにしてもよい。

この回路は、図に示されているような単相で、または米国または日本のものなどの分相システム、または大規模設置で一般的に見られる３相システムで使用することができる。３相システムでは、各相に１つずつ３つの変流器が使用され、中性点は、位相不均衡を考慮して戻りラインに接続される。

この回路は、ＡＣ信号の測定が望まれる多くの適用で使用でき、国内、産業、航空分野、医療分野で使用できる（これは限定的なものではない）。本明細書に記載の装置および方法は、「現場で」使用することができるが、変換器および計器の製造および／または設置中に試験及び較正を行うことができる部品メーカおよびインストーラによって使用することもできる。計器には、電力消費量を報告できるようにするための通信機能（これが一般的になっているため）が含まれている場合がある。この機能は、ネットワーク監視の目的とともに位相誤差を報告するため、補償されていない負荷を識別するため、または計器の性能を監視して、調整および／または補償のために性能の障害または劣化を識別及び指定するか、または顧客の請求に補正を適用して過剰請求を防止し、かつ計量器および／または電流変換器の単独または組み合わせでの修理または交換を予定している規制当局による介入を避けるために、適用することができる。

本明細書に提示される請求項は、米国特許庁に提出するのに適した単数項従属形式であるが、明らかに技術的に実行不可能でない限り、同じ種類の先行請求項に従属し得る（従属することが期待される）。

Claims (27)

1. 電流又は電圧の測定における位相測定誤差を推定する方法であって、基本周波数を有する入力信号を電流変換器の入力に供給するステップと、前記電流変換器からの出力信号を受信し、前記出力信号を解析して前記入力信号と比較した位相差を決定するステップとを含み、方法は更に、入力信号の有限変化率に関する位相測定誤差補償の推定値に対する補正を適用することをさらに含む、方法。
2. 前記入力信号が繰り返し信号である、請求項１に記載の方法。
3. 前記入力信号は、連続信号に対する段階的近似である、請求項１に記載の方法。
4. 前記連続信号は、正弦波、三角波、平滑化された遷移を有する矩形波、および帯域幅制限された雑音源のうちの１つである、請求項３に記載の方法。
5. 前記入力信号が矩形波様信号であり、補正が、高値と低値との間で遷移するときに前記矩形波様信号のエッジの有限変化率に対する補償を行うことを含む、請求項２に記載の方法。
6. 前記電流変換器が変流器を含み、繰り返し入力信号がスルーレート制限された矩形波または充電レート制限された矩形波を近似している、請求項２に記載の方法。
7. 前記スルーレート制限された矩形波または前記充電レート制限された矩形波が第１の値と第２の値との間で遷移し、第１の値から第２の値への遷移が時間Ｔ１において開始し、時間Ｔ２において終了する場合には、中間点に到達する時間の推定が第１の位相補正を進めるために行われる、請求項６に記載の方法。
8. 中間点に到達する時間は、遷移の開始時にカウンタまたはタイマを開始し、終点値に到達すると停止させることによって形成される、請求項６に記載の方法。
9. 前記第１の値と前記第２の値との間の遷移レートの非線形性を考慮して第２の位相補正を加えるステップをさらに含む、請求項７に記載の方法。
10. 第２の補正は、製造時に推定または測定され、メモリに記憶される、請求項９に記載の方法。
11. 変換器は変流器であり、補正信号を印加した後の位相差は、前記変流器から生じる位相シフトを表す、請求項１に記載の方法。
12. 電力消費を推定する方法であって、第１の導体における電位を測定するステップと、前記第１の導体に流れる電流を測定するステップと、請求項１に記載の方法を用いて電流の測定に位相補正を適用するステップと、電位測定値と電流測定値を乗算して電力を推定するステップとを含む方法。
13. 測定された電流信号に対する補正が、サンプリングされた電圧値と比較されたサンプリングされた電流値に適用される時間シフトを推定して適用することを含む、請求項１２に記載の方法。
14. 前記スルーレート制限された矩形波または充電レート制限された矩形波は、実質的に等しいマーク・スペース比を有する、請求項６に記載の方法。
15. 前記位相差は、ＦＦＴまたはゲルツェルアルゴリズムまたは位相検出器回路を使用して推定される、請求項１に記載の方法。
16. 入力信号が所定のスルーレートまたは遷移時間を有し、かつデジタル／アナログ変換器によって形成され、入力信号のスルーレートまたは遷移時間が予め決定されているため、入力信号の有限変化率を考慮した必要な補正が既知である、請求項１に記載の方法。
17. 請求項１に記載の方法を実行するための手段を備える装置。
18. 電流の測定における位相シフトを推定する装置であって、電流変換器の入力に入力信号を提供するための信号生成器と、前記電流変換器からの出力信号を受信し、出力信号を分析して入力信号と比較した位相差または時間差を決定するための位相または時間シフト比較器とを備え、位相比較器は、位相補正を適用して入力信号の有限変化率を補償するように構成される、装置。
19. 入力信号の有限変化率による入力信号の遷移時間を測定する回路をさらに備える、請求項１８に記載の装置。
20. 前記信号生成器が矩形波生成器である、請求項１８に記載の装置。
21. 測定回路は矩形波遷移の中間点を推定し、タイミング信号を位相比較器に供給する、請求項２０に記載の装置。
22. 前記入力信号は矩形波への近似であるが、ランプ状の遷移を有し、ランプ状の遷移の持続時間が既知であるか、または予め決定されているように前記入力信号がデジタル／アナログ変換器によって形成され、前記ランプ状の遷移の持続時間を考慮した補正値が既知であるか、または予め決定されている、請求項１８に記載の装置。
23. 請求項１８に記載の装置を備える電力計。
24. 電力計の性能の推定値と、電力計における負荷および電圧条件に関する情報とのうちの少なくとも一方を含むデータをネットワークオペレータに送り返すためのインタフェースをさらに含む、請求項２３に記載の電力計。
25. 引き出された電力を計算する際に、電流の高調波信号を考慮するようにさらに構成されている、請求項２３に記載の電力計。
26. 前記信号生成器は、基本周波数を有する繰り返し信号を発生し、前記信号生成器の周波数は調節可能である、請求項２３に記載の電力計。
27. 電流の測定における位相測定誤差を推定する方法であって、基本周波数を有する繰り返し入力信号を変成器の入力に提供するステップと、ここで、繰り返し信号は名目上線形の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジを有し、電流変換器からの出力信号を受信し、前記出力信号を解析して入力信号と比較した位相差を決定するステップとを含み、方法は更に、入力信号のエッジの有限変化率に対する位相測定誤差補償の推定値に補正を適用するステップを含み、入力信号の基本周波数は、位相測定誤差が１つまたは複数の周波数において推定されるように調整される、方法。