DE112016006971T5

DE112016006971T5 - Verfahren und Vorrichtung zum Herausfinden des Phasenfehlers oder von Timing-Verzögerungen in einem Stromwandler und Leistungsmessvorrichtung einschließlich Stromwandlerfehlerkorrektur

Info

Publication number: DE112016006971T5
Application number: DE112016006971.5T
Authority: DE
Inventors: Jonathan Ephraim David Hurwitz; Seyed Amir Ali DANESH; William Michael James Holland; Shaoli Ye
Original assignee: Analog Devices Global ULC
Current assignee: Analog Devices International ULC
Priority date: 2016-06-14
Filing date: 2016-12-21
Publication date: 2019-02-28
Also published as: JP7412386B2; JP2021121802A; WO2017216598A1; CN111707863B; CH713962B1; US20170356939A1; CN111707863A; US10132846B2; CN107505499B; JP2020073904A; JP2017223642A; CN107505499A; JP6882542B2

Abstract

Stromwandler werden weitläufig in Strommesssystemen verwendet. Sie liefern gute Isolation zwischen der Versorgungsspannung und dem Messgerät. Sie können jedoch kleine Phasenfehler einführen, die wesentliche Fehlerquellen werden können, falls der Strom zu einer Last zu der Versorgungsspannung für die Last phasenverschoben ist. Die vorliegende Offenbarung bespricht eine robuste Messvorrichtung und ein Verfahren, die in situ verwendet werden können, um auf Phasenfehler zu überwachen und diese zu korrigieren.

Description

PRIORITÄTSANSPRUCH
Die vorliegende Anmeldung beansprucht den Prioritätsvorteil der US-Patentanmeldung mit der Nr. 15/182,094 , eingereicht am 14. Juni 2016, die hiermit in ihrer Gesamtheit durch Bezugnahme aufgenommen wird.
GEBIET
Die vorliegende Offenbarung betrifft Verfahren und eine Vorrichtung zum Schätzen einer Phasenverschiebung, die in einem Stromwandler, wie etwa einem Stromtransformator, auftritt, und betrifft Leistungsmesssysteme, die eine derartige Vorrichtung aufweisen. Eine derartige Phasenverschiebung vom Wandler kann als ein Phasenmessfehler betrachtet werden. Die Lehren der vorliegenden Offenbarung können auch verwendet werden, um Verzögerungen und Phasenverschiebungen zu bewerten, die aus Signalverarbeitungsketten resultieren.
HINTERGRUND
Es gibt häufig einen Wunsch, den Strom zu kennen, der zu „einem Nutzer“ des Stroms geliefert wird, wobei der Nutzer eine Fabrik, eine Verteilungsschaltung innerhalb einer Fabrik oder einer Behausung oder eine oder mehrere Einrichtungen sein könnte. Es ist häufig auch sehr wünschenswert, die tatsächliche Menge an Energie zu kennen, die durch „den Nutzer“ verwendet wird, sodass ein Leistungsversorgungsunternehmen den Nutzer für die von ihm verwendete Menge an Energie berechnen kann.
Die Leistung, die durch eine Einrichtung verbraucht wird, die mit einer sinusförmigen Spannung versorgt wird und einen sinusförmigen Strom bezieht, kann aus Folgendem berechnet werden: $P=V*I*Cos θ$
wobei:

V die Spannung ist,
I der Laststrom ist und
θ der Phasenwinkel zwischen der Spannungswellenform, die an die Einrichtung angelegt wird, und dem Strom, der in der Einrichtung fließt, ist. Cos0 ist als der Leistungsfaktor bekannt.

Wie einem Fachmann bekannt ist, repräsentiert der Winkel θ die Phasendifferenz zwischen der angelegten Spannungswellenform und dem resultierenden Strom infolge induktiver oder kapazitiver Lasten, die durch die Stromleitung gespeist werden. In einem einfachen Fall wird angenommen, dass beide bei der Netzfrequenz sinusförmig sind. In einem derartigen einfachen System ist es dann relativ einfach, in Bezug auf Phasenverschiebungen zu arbeiten. In Wirklichkeit kann jedoch eine Last, wie etwa ein Motor, ein Schaltnetzteil oder ein Inverter, eine komplexe Stromabnahme aufweisen, die Komponenten bei Vielfachen der Netzfrequenz und/oder einer Schaltfrequenz in der Last aufweist.
Des Weiteren erfordern Regulierungsbehörden häufig, dass Verbraucher durch ihre Energieversorger fair behandelt werden und somit werden strikte Toleranzgrenzen an der Genauigkeit von Leistungsmessern (Wattstundenzählern) auferlegt. Daher ist es wichtig, dass derartige Messgeräte hohe Genauigkeitsgrade unter allen erwarteten Betriebsbedingungen beibehalten. Dies bedeutet, dass die Netzspannung gemessen werden muss, der Netzstrom gemessen werden muss und dass eine jegliche Phasendifferenz zwischen den Netzspannungs- und Netzstrommessungen mit ausreichender Genauigkeit berücksichtigt werden müssen, sodass die Schätzung der Leistung, die durch eine Last verbraucht wird, innerhalb der spezifizierten Genauigkeitsgrade fällt.
Die Wandler können Fehler einführen. Der Stromwandler, wie etwa ein Stromtransformator, kann zum Beispiel einen Fehler in der Größe des gemessenen Stroms einführen. Er kann auch einen Phasenfehler in die Schätzung der Phase zwischen der Spannung und dem Strom einführen, die beide auf einem Zeigerdiagramm repräsentiert werden können. Diese Fehler können die Genauigkeit von Schätzungen von Leistung, die durch eine Last verbraucht wird, negativ beeinflussen. Gleichermaßen können Filter, zum Beispiel Filter, die zum Verwerfen von Glitches verwendet werden, eine Verzögerung in den Strom- und Spannungsverarbeitungssignalpfaden einführen. Des Weiteren, obwohl die durchschnittliche Verzögerung durch die Filter für eine Menge von Produkten, wie etwa Leistungsmesser, zu einer akzeptablen Genauigkeit auf einer statistischen Basis bekannt sein kann, kann eine Herstellungsvariation von Komponente zu Komponente bedeuten, dass die absolute Verzögerung oder in der Tat die Frequenzantwort eines jeglichen gegebenen Filters nicht bekannt ist.
Es ist wünschenswert, in der Lage zu sein, den Phasenfehler zu schätzen, der durch einen Stromwandler und/oder andere Signalverarbeitungskomponenten innerhalb einer Signalverarbeitungskette, die bei der Messung der Spannung und des Stroms innerhalb eines Wattstundenzählers beteiligt sind, eingeführt wird.
KURZDARSTELLUNG
Gemäß dem ersten Aspekt der vorliegenden Offenbarung ist ein Verfahren zum Schätzen von Phasenmessfehlern in Messungen einer zu messenden Größe (als eine „Messgröße“ bekannt), wie etwa Strom oder Spannung, bereitgestellt. Das Verfahren weist Bereitstellen eines Eingangssignals zu einem Eingang einer Verarbeitungskette, die auf die Messgröße einwirkt, auf. Falls zum Beispiel gewünscht wird, Strom zu messen, dann wird das Eingangssignal an einen Stromwandler angelegt. Das Eingangssignal ist nicht sinusförmig.
Das Eingangssignal kann ein sich wiederholendes Signal sein. Das sich wiederholende Signal weist vorzugsweise, aber nicht notwendigerweise, nominell linear ansteigende und abfallende Flanken auf. Dies macht es relativ einfach, es zu erzeugen. Das sich wiederholende Signal kann zum Beispiel durch einen kostengünstigen Rechteckwellengenerator oder durch einen relativ preiswerten Digital-Analog-Umsetzer mit niedriger Präzision erzeugt werden. Ein Ausgangssignal aus dem Signalverarbeitungspfad, zum Beispiel aus dem Stromwandler, wird analysiert, um den Phasenmessfehler zu bestimmen. Die Analyse kann Korrelieren des Eingangs- und Ausgangssignals aufweisen, um eine Ausbreitungsverzögerung und daraus einen Phasenfehler zu bestimmen.
Das Verfahren weist ferner Anwenden einer Korrektur an der Schätzung des Phasenmessfehlers auf, um eine endliche Änderungsrate der Flanken des Eingangssignals oder Nichtlinearitäten im Eingangssignal zu berücksichtigen.
Der Phasenmessfehler kann dann durch einen Leistungsmesser verwendet werden, um die Genauigkeit einer Leistungsschätzung zu verbessern.
Es ist äußerst wünschenswert, dass das Verfahren zum Messen von Phasenfehlern relativ einfach und nicht hinsichtlich der erforderlichen Berechnung oder des erforderlichen Messgerätes mühsam ist, sodass eine Vorrichtung, die das Verfahren implementiert, in einem Gerät, wie etwa einem Wattstundenzähler, enthalten sein kann, ohne eine übermäßige Kostenlast zu erleiden. Vorzugsweise wird die Messung des Fehlers wiederholt, sodass die Vorrichtung auf Änderungen im Phasenmessfehler reagiert, der durch den Stromtransformator eingeführt wird, zum Beispiel infolge einer Temperaturänderung, die den Widerstand von Wicklungen des Stromtransformators oder die magnetischen Eigenschaften des Kerns, wie etwa Änderungen in der Permeabilität (die eine komplexe Variable ist) des Kerns mit der Frequenz und der Größe des Magnetfeldes, das durch den gemessenen Strom erzeugt wird, und/oder aus magnetischen Streufeldern, beeinflusst. Die Messung des Fehlers kann gemäß einer Messplanung wiederholt oder kontinuierlich durchgeführt werden.
Eine erhebliche potenzielle Kostenlast ist die Vorrichtung, die zum Erzeugen des Eingangssignals benötigt wird. Signalgeneratoren, die zum Erzeugen von sinusförmigen Signalen hoher Qualität in der Lage sind, tendieren dazu, relativ kostspielige Einrichtungen zu sein. Für ein massenproduziertes Produkt, das in einer wettbewerbsfähigen Kostenumgebung arbeitet, ist die Verwendung derartiger kostspieliger Signalgeneratoren aus wirtschaftlichen Gründen im Endeffekt ausgeschlossen. Es ist daher wünschenswert, eine Möglichkeit zum Verwenden von kostengünstigeren Signalgeneratoren zu finden, ohne die Messungsleistungsfähigkeit zu opfern.
Gemäß den Lehren der vorliegenden Offenbarung ist ein sinusförmiges Eingangssignal hoher Qualität nicht erforderlich. Das Eingangssignal kann durch digitale Elektronik erzeugt werden oder eine digitalartige Form aufweisen. In der einfachsten Form kann das Eingangssignal zwischen einem ersten und zweiten Pegel in einem vorhersagbaren Muster übergehen. Ein derartiges Signal kann eine Rechteckwelle oder zumindest rechteckwellenartig sein. Das Signal muss kein 50-50-Puls-Pausen-Verhältnis aufweisen. Rechteckwellengeneratoren sind viel kostengünstiger zu implementieren als andere Formen eines Signalgenerators. Selbst für einen Rechteckwellengenerator gibt es jedoch praktische Erwägungen, die seine Implementierungskosten wesentlich beeinflussen. Eine ideale Rechteckwelle geht unmittelbar zwischen einem Zustand mit hoher Spannung oder hohem Strom und einem Zustand mit niedriger Spannung oder niedrigem Strom oder allgemein zwischen einem ersten und zweiten Zustand über. Ansteuerungsschaltungen der realen Welt weisen jedoch endliche Raten von Spannungsänderung oder Stromänderung auf, entweder da sie bandbreitenbegrenzt sind oder da sie im Betrieb anstiegsratenbegrenzt sind. Der Rechteckwellengenerator kann auch unter einem Überschwingen oder Unterschwingen leiden und kann eine asymmetrische Ausgangswellenform aufweisen. Die Erfinder realisierten, dass ein Verfahren zum Bestimmen eines Phasenmessfehlers anstiegsraten- oder bandbreitenbegrenzte Übergänge oder andere Unvollkommenheitsartefakte im Ansteuerungssignal berücksichtigen müsste. Sobald der Fehler bestimmt ist, können dann Schritte vorgenommen werden, um ihn zu korrigieren oder anderweitig seine Effekte abzuschwächen.
Diese Realisierung ermöglicht, dass nicht ideale Versionen von rechteckwellenartigen Signalen zur Einfachheit der Charakterisierung und Implementierung toleriert oder sogar absichtlich angenommen werden. Es können zum Beispiel Signale gewählt werden, bei denen Übergänge durch exponentielle Funktionen definiert sind. Derartige Funktionen werden gefunden, wenn ein Kondensator über einen Widerstand geladen oder entladen wird, und sind kostengünstig zu implementieren und weisen aufgrund der Einfachheit der verwendeten Komponenten eine zuverlässige Wellenform auf.
Die Eingangswellenform kann durch einen Digital-Analog-Umsetzer bzw. DAC erzeugt werden. Dies ermöglicht, dass diskrete/stufenartige Approximationen von Wellenformen einer beliebigen gewünschten Form erzeugt werden. Derartige Wellenformen können Sinusoide, Dreieckwellen, Rechteckwellen oder nicht regelmäßige Formen approximieren.
Die Formen können modifiziert werden, um die Belastung an Ansteuerverstärkern zu erleichtern oder das Frequenzspektrum des Ansteuerungssignals zu modifizieren, um das Risiko einer Störung zu verringern. Alternativ dazu kann der DAC durch eine zufällige oder pseudozufällige Eingangssequenz angesteuert werden, sodass das Ansteuerungssignal wie Rauschen aussieht. Autokorrelationstechniken können jedoch verwendet werden, um das Eingangssignal zu identifizieren und die Zeitverzögerung zu schätzen, die es erfährt, wenn es sich durch die Signalverarbeitungskette ausbreitet. Das Eingangssignal kann einer Filterung in der analogen oder digitalen Domäne unterzogen werden, falls eine Verzögerung als eine Funktion der Frequenz analysiert und charakterisiert werden soll.
Bei einer Erweiterung dieser Technik kann eine weniger definierte Quelle verwendet werden, um das Eingangssignal zu erzeugen, oder ein natürlich auftretendes Signal an einem stromführenden Leiter kann anstelle des Signalgenerators verwendet werden und kann durch einen Analog-Digital-Umsetzer digitalisiert werden, was das Anti-Alias-Filter umgehen kann, damit die Rauschsignale erfasst werden und dann das Ausgangssignal mit dem Eingangssignal korreliert wird, um die Ausbreitungsverzögerung und/oder den Phasenfehler, die bzw. der durch einen Wandler oder einen Signalverarbeitungspfad eingeführt wird, zu schätzen. Alternativ dazu, falls die Glitch-Filter allen Signalpfaden gemein sind (und gut abgestimmt sind, da sie zum Beispiel auf demselben Silizium-Die in einer integrierten Schaltung ausgebildet sind), dann muss die absolute Verzögerung, die durch das Filter eingeführt wird, nicht bekannt sein, da sie sich in den Leistungsberechnungen aufhebt, in welchem Fall der ADC mit einem gefilterten Signal arbeiten kann.
Die vorliegende Offenbarung ist nicht auf die Verwendung von digitalen Signalen mit zwei Pegeln beschränkt. Andere nicht sinusförmige Signale können verwendet werden. In der Tat die ansteigenden und fallenden Flanken.
Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Offenbarung ist eine Vorrichtung zum Durchführen des Verfahrens des ersten Aspekts bereitgestellt. Die Vorrichtung weist einen Signalgenerator zum Erzeugen eines Eingangssignals auf, wie etwa eines sich wiederholenden Eingangssignals mit einer Grundfrequenz. Wobei das Eingangssignal zum Modulieren einer Messgröße verwendet wird, wie etwa eines Stroms, der durch einen Wandler, wie etwa einen Stromtransformator, gemessen wird, und wobei das sich wiederholende Signal nicht sinusförmig oder zumindest kein Sinusoid hoher Qualität ist. Die Vorrichtung weist ferner eine Signalverarbeitungsschaltung zum Empfangen eines Ausgangssignals vom Wandler und zum Analysieren des Ausgangssignals auf, um eine Phasendifferenz im Vergleich zum Eingangssignal zu bestimmen, wobei die Vorrichtung ferner eine Schaltung zum Anwenden einer Phasenkorrektur aufweist, um Fehler zu kompensieren, wie etwa Anstiegsratenbegrenzung oder Lade-/Entladeartefakte im Eingangssignal.
Die Vorrichtung kann in einem Leistungsmesser enthalten sein, der zum Schätzen der Menge an Energie verwendet wird, die von einem Elektrizitätsverteilungssystem verbraucht oder zu diesem transferiert wird.
Die Vorrichtung und das Verfahren können auch während der Herstellung eines Wandlers oder Wattstundenzählers verwendet werden, um den Wandler zu charakterisieren oder das Messgerät zu kalibrieren. Im Fall eines Messgeräts können die Kalibrationswerte in einem Speicher innerhalb des Messgeräts gespeichert werden. Das Messgerät kann ferner eine Kommunikationseinrichtung aufweisen (die verdrahtet oder drahtlos sein kann), um Daten, wie etwa die Leistung, die verbraucht worden ist, und die Schätzung eines Phasenmessfehlers zu einer entfernten Partei, wie etwa einem Leistungsversorger, zu senden. Dies ermöglicht, dass eine Gesundheitsüberprüfung des Messgeräts durchgeführt wird, da Drift oder Degradation überwacht werden kann. Er kann auch Informationen bezüglich Versuchen, die Strommessschaltung zu manipulieren, bereitstellen.
Figurenliste
Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung werden jetzt lediglich auf dem Wege nicht beschränkender Beispiele mit Bezugnahme auf die begleitenden Figuren beschrieben, in denen gilt:

1 veranschaulicht schematisch die Datenerfassungskanäle eines elektronischen Wattstundenzählers;
2 veranschaulicht schematisch einen Stromtransformator;
3 stellt die Schaltplanrepräsentation der in 2 dargestellten Einrichtung dar;
4 ist ein Graph, der den prozentualen Fehler in der Leistungsmessung für einen 1-Grad- und einen 2-Grad-Fehler beim Schätzen der Strom-zu-Spannung-Phasenverschiebung θ für verschiedene Leistungsfaktoren darstellt;
5 ist eine äquivalente Schaltung für den Stromtransformator von 2;
6 ist eine vereinfachte äquivalente Schaltung;
7 veranschaulicht schematisch eine erste Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung;
8 veranschaulicht schematisch eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung;
9 veranschaulicht schematisch die Wellenform eines Ansteuerungssignals, das in Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung verwendet wird;
10 veranschaulicht eine Ausführungsform einer Schaltung zum Detektieren der Zeit, damit die Rechteckwelle zwischen hohen und niedrigen Strömen übergeht;
11a bis 11c veranschaulichen Wellenformen in der Schaltung von 10;
12 ist ein Schaltplan eines Strommodulators, der bei einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung verwendet werden kann;
13 ist ein Schaltplan eines Wattstundenzählers gemäß den Lehren der vorliegenden Offenbarung;
14 ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum Schätzen eines Phasenmessfehlers;
15 ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum Korrigieren eines Phasenmessfehlers;
16a bis 16d stellen dar, wie die ideale Rechteckwellenform verzerrt werden kann;
17 ist ein schematisches Diagramm eines Messsystems zum Angeben, wie sich Verzögerungen ansammeln können; und
18 ist ein schematisches Diagramm einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung.

BESCHREIBUNG MANCHER AUSFÜHRUNGSFORMEN DER OFFENBARUNG
Es ist häufig wünschenswert, elektrische Parameter, wie etwa eine zu einer Last gelieferte Spannung und/ oder einen zu einer Last gelieferten Strom, zu messen. Um eine genauere Beurteilung der bezogenen Leistung basierend auf einer tatsächlichen Spannung und einem tatsächlichen Strom im Gegensatz zum Annehmen einer Nennspannung und eines sinusförmigen Laststroms bereitzustellen, wird es bekannt, digitale Messgeräte zu verwenden.
1 stellt in schematischer Form die Hauptkomponenten in den Datenerfassungskanälen für einen digitalen Leistungsmesser dar. Die Leistung von einer Leistungsversorgung, wie etwa einer Netzversorgung, wird einer Last bereitgestellt. Die Last kann eine Einzelphasenlast oder eine Mehrphasenlast sein. Für die oder jede Phase wird die Lastspannung durch einen geeigneten Spannungssensor 2 gemessen und der Netzstrom für die oder jede Phase wird durch einen geeigneten Stromsensor 3 gemessen.
Der Ausgang vom Spannungssensor 2 (oder von den Sensoren in einem Mehrphasensystem) kann durch ein Filter 4 gegeben werden, um die Signalbandbreite zu einem geeigneten Bereich zu beschränken, um zum Beispiel Aliasing zu vermeiden, und dann zu einem Analog-Digital-Umsetzer 5 gegeben werden. Der Analog-Digital-Umsetzer (ADC) kann mit einem Verstärker mit programmierbarer Verstärkung assoziiert sein. Gleichermaßen kann der Ausgang von dem oder jedem Stromsensor 3 durch ein geeignetes Filter 6 gegeben werden und dann durch einen ADC 7 digitalisiert werden, der mit einem Verstärker mit programmierbarer Verstärkung assoziiert sein kann.
Der Spannungssensor ist häufig ein Potenzialteiler, somit sollte die Antwort des Potenzialteilers schnell sein, d. h. er führt keine Verarbeitungsverzögerung oder keinen Phasenfehler ein. Das Anti-Alias-Filter wird eine Phasenverzögerung einführen und obwohl diese gut bestimmt sein sollte, bedeuten Toleranzen während der Herstellung, dass seine Verzögerung wahrscheinlich nicht präzise bekannt ist, da seine Grenzfrequenz nur ungefähr bekannt sein wird. Der ADC wird auch eine Verzögerung einführen, aber da diese eine digitale Komponente ist, wird ihre Leistungsfähigkeit durch Systemtakte bestimmt.
Für den Strommesskanal gelten ähnliche Anmerkungen wie zu den Obigen für das Filter 6 und den ADC 7. Der Strommesssensor kann jedoch einen weiteren Phasenfehler/eine weitere Verzögerung in Abhängigkeit von der verwendeten Strommesstechnologie einführen. Shunt-Widerstände führen keine Phasenverzögerung ein, besitzen aber den Nachteil, dass sie in den Versorgungspfad platziert werden müssen. Andererseits können Stromtransformatoren in situ um einen Leiter herum platziert werden und weisen exzellente Isolationseigenschaften auf. Sie führen jedoch Phasenverzögerungen ein.
Um die vorliegende Erfindung in den Zusammenhang zu setzen, ist es nützlich, den Betrieb eines Stromtransformators in Betracht zu ziehen. 2 veranschaulicht schematisch die Komponenten eines Stromtransformators. Im Grunde agiert ein Leiter 10, der einen zu messenden Wechselstrom führt, als die Primärwicklung des Stromtransformators. Eine Sekundärwicklung 12 ist magnetisch mit der Primärwicklung 10 gekoppelt. Die Sekundärwicklung 12 kann um die Primärwicklung 10 herum gewunden sein oder kann um einen Kern 14 herum gewunden sein, der magnetisch mit der Primärwicklung 10 gekoppelt ist. Aufgrund ihrer Beschaffenheit liefern Stromtransformatoren eine gute Isolation zwischen dem Leiter 10 und der Sekundärwicklung 12. Sie weisen auch einen minimalen Einfluss auf den Leiter 10 auf und falls der Kern 14 geteilt werden kann, dann kann der Stromtransformator um den Primärleiter 10 herum eingefügt werden, ohne ihn zu stören.
Das effektive Windungsverhältnis zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung wird normalerweise durch das Verhältnis von Strom, der durch die Primärwicklung fließt, zu dem Strom, der durch die Sekundärwicklung ausgegeben wird, vorgegeben. Ein Transformator mit einem Verhältnis von 1000 zu 1 würde 1 Ampere von der Sekundärwicklung für jede 1000 Ampere, die durch die Primärwicklung fließen, ausgeben. Die Transformatoren können angezapft werden, um dem Messschaltkreis im Anschluss an den Transformator zu ermöglichen, über einen größeren Strombereich zu arbeiten. Eine in 2 dargestellte physische Einrichtung kann durch den Schaltplan von 3 repräsentiert werden.
Wie zuvor angemerkt, muss ein Verbraucher akkurat für die Menge an Leistung, die er verwendet, berechnet werden. Eine Zuvielberechnung ist für Regulierungsbehörden nicht akzeptabel und eine Zuwenigberechnung repräsentiert einen potenziellen Einnahmeverlust. Ein erhebliches Problem besteht darin, dass der Effekt von selbst kleinen Phasenfehlern zu großen Fehlern in der Messung der Menge an verbrauchter Leistung führen kann.
Wie zuvor angemerkt, ist die verbrauchte Leistung nicht nur eine Funktion der Spannung und des Stroms, sondern auch der Phase θ zwischen der Spannung und dem Strom.
Es ist bekannt, dass aufgrund der Induktivität und des Widerstands im Stromwandler der Stromwandler selbst einen Phasenfehler einführt. Somit kann die gemessene Leistung als P_mess repräsentiert werden, wobei $P_{mess} = V* ({I*K}_{i}) * Cos (θ+α) .$
Wohingegen die tatsächliche Leistung Folgendes ist: $P_{tatsächlich} = V* ({I*K}_{i}) * Cos θ .$
Wobei K_i einen Skalierungsfaktor für den Stromwandler repräsentiert und α einen Phasenfehler repräsentiert, der durch den Stromwandler eingeführt wird.
Falls wir uns nur auf Fehler konzentrieren, die durch den Phasenfehler eingeführt werden, dann kann der Fehler durch Folgendes repräsentiert werden: $Fehler = (P_{tatsächlich} - P_{mess}) / P_{tatsächlich} = 1 - (Cos (θ + α) / Cos θ)$
Wenn der Leistungsfaktor hoch ist (nahe Eins liegt) ist infolgedessen der Einfluss des Phasenfehlers an der Messung gering oder unerheblich. Wenn der Leistungsfaktor jedoch zunimmt, dann erhöht sich der Einfluss des Phasenfehlers erheblich.
Ein Graph, der den Leistungsmessfehler als eine Funktion des Leistungsfaktors für den Ein-Grad-Phasenfehler und einen Zwei-Grad-Phasenfehler darstellt, ist in 4 dargestellt. Es kann gesehen werden, dass für Leistungsfaktoren von 1 (die Spannung und der Strom sind phasengleich) dann ein 2-Grad-Fehler in der Phasenmessung kein Problem ist. Falls eine Last jedoch einen Leistungsfaktor von 0,6 aufweist (θ = 53 Grad), dann manifestiert sich ein 2-Grad-Fehler in der Phasenmessung als ein Fehler von 5 % in der Leistungsmessung. Es ist daher wünschenswert, den Phasenfehler eines Stromwandlers und in der Tat auch der Signalverarbeitungskette, die mit dem Stromwandler assoziiert ist, akkurat zu charakterisieren.
Ein Problem mit Stromwandlern besteht darin, dass deren Antwort potenziell recht komplex ist. 5 ist ein äquivalenter Schaltplan eines Stromwandlers. Der Primärwicklungswiderstand ist mit Rp bezeichnet, die Primärwicklungsinduktivität ist Lp, der Sekundärwicklungswiderstand ist Rs, die Sekundärwicklungsinduktivität ist Ls und der Lastwiderstand ist Zb. Zm ist die Magnetisierungsimpedanz des Transformators (zum Beispiel kann der Transformator einen Magnetkern aufweisen). Wir können allgemein Rp und Lp ignorieren und die Variablen, die an der Primärseite des Transformators auftreten, hinsichtlich äquivalenter Größen als die Sekundärwicklung ausdrücken, dann kann die Schaltung wie in 6 dargestellt repräsentiert werden. I' = Ip / α, wobei α das Transformatorverhältnis ist; Z'm = Zm/α² und Im' = Im/α. Der Winkel zwischen I' und Ib ist der durch den Stromwandler eingeführte Phasenfehler. Wir können anmerken, dass I'= I'm + Ib ; E2=I'mZ'm; und E2= Ib(Rs+jωLs) + Ib(rb+jωxb) ist, wobei ω die Winkelfrequenz in Radiant pro Sekunde ist. Dies kann verwendet werden, um einen Einblick in die Tatsache zu gewähren, dass sich der Phasenfehler mit der Größe des Lastwiderstands ändert. Es sagt uns jedoch auch, dass sich die relativen Größen der Real- und Imaginärteile der Impedanz auch mit der Frequenz ändern. Während die Netzfrequenz allgemein bei einer bekannten Frequenz liegt, z. B. 50 Hz, 60 Hz, 400 Hz (Luftfahrzeug), können Lasten, wie etwa Inverter, eine Quelle von Oberschwingungen höherer Ordnung sein, die berücksichtigt werden sollten, falls eine akkurate Beurteilung der gelieferten Leistung erzielt werden soll. Die Magnetisierungsimpedanz kann sich sowohl mit der Frequenz als auch mit dem Laststrom ändern.
Es ist vorteilhaft, in der Lage zu sein, die Antwort des Stromwandlers zu prüfen. Dies könnte durchgeführt werden, indem dem Strom durch den Stromtransformator ein sehr reines sinusförmiges Signal als eine Störung bereitgestellt und dann eine Frequenzextraktion dieses Signals (allgemein unter Verwendung einer Fourier-Analyse) durchgeführt wird. Dies erfordert, dass Kosten und Aufwand an der Signalquelle und Rechenaufwand zum Durchführen einer FFT-Analyse aufgewendet werden. Es würde vorteilhaft sein, weniger kostspielige Signalquellen zu verwenden, wie etwa anstiegsratenbegrenzte Rechteckwellengeneratoren. Diese sind einfach herzustellen, zum Beispiel unter Verwendung eines digitalen Inverters in einem Ring, oder durch Umschalten eines Logikgatters als Reaktion auf einen Zähler/Timer oder ein Signal von einem Datenprozessor, der einen numerisch gesteuerten Rechteckwellenoszillator als eine seiner Aufgaben implementiert. Das Signal muss kein 50-50-Puls-Pausen-Verhältnis aufweisen und dies kann die Schaltungen, die es erzeugen, zusätzlich vereinfachen. Gleichermaßen muss die Anstiegsrate in eine Spannungs- oder Stromzunahmerichtung (Pull-Up-Richtung) nicht mit der Anstiegsrate in eine Spannungs- oder Stromabnahmerichtung (Pull-Down-Richtung) übereinstimmen. Andere Leistungsfähigkeitsbeschränkungen werden später besprochen.
7 veranschaulicht schematisch eine Strommessvorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung. Ein Leiter 20 ermöglicht, dass ein Stromfluss zwischen einem ersten Knoten 22 und einem zweiten Knoten 24 stattfindet. Der erste Knoten 22 kann mit einer Wechselstromversorgung verbunden sein und der zweite Knoten 24 kann mit einer Last verbunden sein. In manchen Umständen kann die Last 24 jedoch sowohl Energie verbrauchen als auch Energie liefern. Somit könnte der Knoten 24 ein Wohngebäude repräsentieren, das allgemein Energie verbraucht, aber auch Photovoltaikplatten aufweisen würde, sodass das Wohngebäude Energie zurück zu dem durch den Knoten 22 repräsentierten elektrischen Versorgungsnetz liefern kann, wenn die Photovoltaikplatten funktionsfähig sind, mehr Energie zu erzeugen, als das Wohngebäude benötigt. Der durch den Leiter 20 laufende Strom kann durch einen Stromtransformator 30 gemessen werden. Die Strommessschaltung von 7 kann auch in Assoziation mit einer Spannungsmessschaltung 32 stehen, sodass die tatsächliche Leistung, die vom Knoten 22 zum Knoten 24 geliefert wird, zum Beispiel für Abrechnungszwecke durch eine Messschaltung 50 gemessen werden kann.
Für Wattstundenzähler, die zur elektrischen Messung für Abrechnungszwecke verwendet werden, wird typischerweise vorgegeben, dass bis zu 0,5 % oder 1 % akkurat sind. Es kann daher gesehen werden, dass selbst ein geringer Phasenfehler von weniger als 1 Grad selbst für Leistungsfaktoren von ungefähr 0,9 nicht akzeptabel ist. Wohnsitze können aufgrund der Verwendung von Leuchtstofflampen, Waschmaschinen, Induktionsöfen und so weiter einen Leistungsfaktor aufweisen, der von Eins verschieden ist. Industrieanalagen weisen wahrscheinlicher große induktive Lasten auf, aber sie haben gleichermaßen wahrscheinlicher Leistungsfaktorkorrektureinrichtungen installiert, um ihre Energierechnung zu mindern.
Nichtsdestotrotz kann gesehen werden, dass es äußerst wünschenswert ist, damit die für Wattstundenzähler erforderlichen Genauigkeitsstandards erfüllt werden, jegliche Phasenfehler im Strommesstransformator 30 zu kompensieren. In der in 7 dargestellten Anordnung ist eine Strommodulationsschaltung 60 bereitgestellt, sodass der vom Knoten 22 bezogene Strom auf eine bekannte Art und Weise moduliert wird. Die Strommodulationsschaltung 60 kann direkt mit dem Leiter 20 verbunden sein und kann zwischen dem Beziehen eines ersten bekannten Strompegels und eines zweiten bekannten Strompegels periodisch schalten, wobei einer der Pegel ein Nullstromfluss sein kann. Diese Schaltinformationen werden der Messschaltung 50 bereitgestellt, die auf den Ausgang des Stromwandlers 30 reagiert und die die Zeiten, zu denen sich der modulierte Strom 40 ändert, mit Beobachtungen dieser Änderung, wie durch den Stromtransformator 30 vorgenommen, vergleichen kann, um einen Phasenfehler des Stromtransformators 30 zu schätzen. Das Timing der Änderungen im modulierten Strom kann durch eine Steuerung 62 gesteuert werden, die auch Timing-Daten an die Messschaltung 50 liefern kann. Um die Schaltung zu vereinfachen, können Schätzungen des Phasenmessfehlers zur Durchführung in einer der Spannungshalbwellen der Netzversorgung beschränkt werden.
8 veranschaulicht eine alternative Anordnung zu der in 7 dargestellten, bei der die Strommodulationsschaltung 60 nicht direkt mit dem Leiter 20 verbunden ist, sondern stattdessen den modulierten Strom durch einen weiteren Leiter 64 ansteuert, der durch den Stromtransformator 30 angrenzend zum Leiter 20 läuft. Diese Anordnung gewährleistet eine galvanische Isolation zwischen dem Leiter 20 und der Treiberschaltung 60 für den modulierten Strom. Ansonsten ähnelt der Betrieb der Schaltung dem der unter Bezugnahme auf 7 beschriebenen Schaltung.
Um eine Implementierung einer kostengünstigen und zuverlässigen Ansteuerungsschaltung 60 für den modulierten Strom zu ermöglichen, liefert die Ansteuerungsschaltung 60 für den modulierten Strom einen Rechteckwellenstrom. Der Rechteckwellenstrom ist schematisch in 9 veranschaulicht. Der Rechteckwellenstrom kann zum Beispiel erzielt werden, indem eine Stromquelle selektiv ein- und ausgeschaltet wird oder indem eine Stromquelle in Assoziation mit einer Stromlenkschaltung gesetzt wird, wie später beschrieben wird. Egal welcher Ansatz genommen wird, werden die parasitären kapazitiven und induktiven Komponenten, die mit der Ansteuerungsschaltung 60 und dem Leiter 20 oder dem Leiter 64 assoziiert sind, jedoch derart sein, dass der Strom nicht unmittelbar zwischen einem ersten Wert 70 und einem zweiten Wert 72 übergeht. Wenn die Ansteuerungsschaltung für den modulierten Strom zwischen dem ersten Wert 70 und dem zweiten Wert 72 schaltet, dann wird, obwohl die Schalterkonstruktion dazu führen kann, dass die Stromänderung zu der Zeit T1 initiiert wird, der Strom aufgrund dessen, dass er anstiegsratenbegrenzt ist, stattdessen nicht den zweiten Wert 72 bis zu der Zeit T2 erreichen. Die Zeitdifferenz T2 - T1 hat wesentliche Auswirkungen auf eine anschließende Schätzung des Phasenmessfehlers vom Transformator. Gleichermaßen, wenn die Rechteckwelle vom zweiten Wert 72 zum ersten Wert 70 übergeht, obwohl der Übergang zu der Zeit T3 starten kann, endet er nicht bis zu der Zeit T4. Falls die Ansteuerungsschaltung 70 zusätzlich dazu eine aktive Schaltung aufweist, wie etwa einen Verstärker, kann die aktive Schaltung/der Verstärker eine endliche Verstärkungsbandbreite oder Anstiegsratengrenze aufweisen, die die Schaltungsantwort auf eine wesentliche Weise beeinflusst. Die Antwort der Ansteuerungsschaltung 70 kann daher als eine Funktion der Temperatur variieren oder kann über ihre Lebensdauer variieren oder kann in der Tat mit Herstellungsvariationen variieren. Daher ist die tatsächliche Form des Ansteuerungssignals möglicherweise nicht akkurat bekannt.
Die Erfinder realisierten, dass jegliche Phasenmessungen, die infolge des Anlegens des nominellen Rechteckwellen-Ansteuerungssignals an den Strom im Leiter 20 oder dessen Fließens im Messleiter 62 geschätzt werden, die Zeit berücksichtigen müssen, die gebraucht wird, damit die Rechteckwelle zwischen dem ersten Wert 70 und dem zweiten Wert 72 übergeht, und jegliche Schätzungen der Phasenänderung müssen unter Bezugnahme auf einen geeigneten Wert, wie etwa den Mittelpunkt des Übergangs, d. h. ½(T1 +T2) und ½(T3 +T4), und nicht die nominellen Startzeiten T1 und T3 vorgenommen werden. Des Weiteren bedeutet das Anwenden dieser Korrektur, dass die vom Rechteckwellengenerator erforderliche Leistungsfähigkeit nicht so kritisch ist, somit können kleinere und weniger leistungshungrige Einrichtungen verwendet werden.
Die Dauer des Übergangs, zum Beispiel von T1 zu T2, kann geschätzt werden, indem ein Zähler bei T1 gestartet wird und der Zähler gestoppt wird, wenn bestimmt wird, dass der zweite Stromwert 72 zu der Zeit T2 erreicht worden ist. Der Wert der im Zähler gehaltenen Zählung kann dann in einen Zeitversatz umgewandelt und als ein korrigiertes Übergangssignal an die Messschaltung 50 geliefert werden.
Die Korrektur zur Anstiegsratenbegrenzung kann unter Verwendung einer Schätzungsschaltung 80 durchgeführt werden, wie in 10 dargestellt. Die Schätzungsschaltung 80 kann zum Beispiel einen Widerstand 90 mit relativ niedrigem Wert aufweisen, der in den Stromflusspfad zu und von der Strommodulatorschaltung 60 eingefügt wird, sodass der modulierte Strom gemessen wird. Die über den Widerstand 90 entwickelte Spannung kann DC-blockiert werden und durch einen Verstärker 92, der eine moderate Hochpassfilterantwort aufweist, verstärkt werden und dann durch ein weiteres Hochpassfilter 94 gefiltert werden. Der Ausgang des Filters 94 wählt die Flanken der Rechteckwelle aus. Die Spannung kann dann durch Detektoren 96 und 98 für eine ansteigende bzw. abfallende Flanke detektiert werden, um einen Zähler-Timer zu starten und zu stoppen, sodass die Zeit, damit die Rechteckwelle zwischen ihrem ersten und zweiten Stromwert übergeht, akkurat gemessen wird und somit der Mittelpunkt des Rechteckwellenübergangs akkurat geschätzt wird und diese Informationen an die Messschaltung 50 bereitgestellt werden, sodass sie den Phasenwinkel zwischen der Spannung und dem Strom, die bzw. der vom Knoten 22 zum Knoten 24 geliefert wird, korrekt berücksichtigen kann, um die Menge an Energie korrekt zu identifizieren, die durch ein mit dem Knoten 24 verbundenes Gerät verwendet wird.
Die Signale in die Schaltung von 10 sind ausführlicher in den 11a bis 11c dargestellt. 11a stellt die über den Widerstand 90 entwickelte Spannung dar, wenn sich der Strom vom Strommodulator von einem relativ hohen Wert zu einem niedrigen ändert. Die Spannung über den Widerstand kann hochpassgefiltert sein, um die durch den Verstärker 92 verstärkte DC-Komponente zu entfernen, um eine pulsartige Form zu erhalten, wie in 11b dargestellt. Dies wird dann durch das Hochpassfilter 94 gegeben, um die Flanken 100 und 102 zu identifizieren, wie in 11c dargestellt, was durch die Flankendetektoren 96 und 98 detektiert werden kann, um einen Takt zu starten und zu stoppen. Obwohl diese Funktionalität in der analogen Domäne beschrieben wurde, kann das gleiche Ergebnis erzielt werden, indem die Spannung über den Widerstand digitalisiert wird und die digitale Abtastung analysiert wird, um nach den Flanken der Stromübergänge zu suchen.
Der Stromfluss könnte bipolar sein (d. h. sowohl positiv als auch negativ) oder er kann nur unipolar sein. Unipolar ist leichter zu erzielen, da dies durch einen Stromspiegel durchgeführt werden kann, wie in 12 dargestellt. Der Stromspiegel 120 ist dem Fachmann auf dem Gebiet bekannt und der im Transistor 122 fließende Strom wird durch einen Transistor 124 kopiert, gemäß einem Skalierungsfaktor zum Modulieren des Stroms im Leiter 20 oder 64. Der Strom im Transistor 122 kann gebildet werden, indem der Spannungsausgang eines Zählers genommen wird und in einen Strom umgewandelt wird, indem er durch einen Widerstand 132 läuft. Der Zähler ist zweckmäßig ein Dividiert-durch-2-Zähler, da dieser wirkt, einen eingehenden Takt in eine Rechteckwelle mit einem gleichmäßigen Puls-Pausen-Verhältnis zu säubern. Alternativ dazu könnte der Stromspiegel durch einen Digital-Analog-Umsetzer unter der Steuerung der Steuerung 62 angesteuert werden.
Nach dem Bilden des störenden Stroms und dem Identifizieren des Mittelpunkts jedes Übergangs können diese Mittelpunkte mit entsprechenden Änderungen im durch den Stromtransformator gemessenen Strom verglichen werden, um zu bestimmen, wie viel Phasenfehler der Stromtransformator einführt.
13 veranschaulicht eine weitere Ausführungsform eines Leistungsmessers 150, der mit einem ersten Versorgungsleiter 152 assoziiert ist, der sich zwischen einem ersten Versorgungsknoten S1 und einem ersten Lastknoten L1 erstreckt. Ein zweiter Versorgungsleiter 152 erstreckt sich zwischen einem zweiten Versorgungsknoten S2 und einem zweiten Lastknoten L2. Der zweite Leiter, der ein unter Spannung stehender Leiter sein kann, ist eine Einzelphasenversorgung, aber die Lehren hierin sind auf zum Beispiel 3-Phasen-Versorgungen erweiterbar.
Ein Stromtransformator 160 weist eine Spule auf, die mit dem zweiten Versorgungsleiter 164 und auch mit einem Anregungsstrom, der durch eine Phasenfehlermessschaltung 170 erzeugt wird, gekoppelt ist. Der Strom am Ausgang des Stromtransformators wird durch einen Lastwiderstand 172 in eine Spannung umgewandelt und die Spannung über den Widerstand 122 wird durch einen Analog-Digital-Umsetzer 174 digitalisiert. Der Ausgang des Analog-Digital-Umsetzers 174 ist ein Strom von Abtastungen I_S, wobei S ein Index ist und S als eine Funktion der Zeit variiert.
Ein Potenzialteiler, der durch einen Widerstand 182 und 184 gebildet wird, erstreckt sich zwischen den Leitern 152 und 154, sodass die Spannung zwischen den Leitern gemessen wird. Typischerweise ist der Widerstand 184 viel kleiner als der Widerstand 182. Die Spannung über den Widerstand 184 wird durch einen Analog-Digital-Umsetzer 184 digitalisiert. Es wird angenommen, dass die Transferfunktionen am Potenzialteiler bekannt sind, aber die Lehren von WO2014/072733 können verwendet werden, um die Transferfunktion zu bestimmen, und werden hiermit unter Bezugnahme aufgenommen. Gleichermaßen kann die Transfercharakteristik des Stromtransformators als bekannt angenommen werden, aber falls sie bestimmt werden muss, dann wird der Leser zu den Lehren von WO2013/038176 gewiesen, wobei dessen Lehren unter Bezugnahme aufgenommen werden.
Die Ausgänge des Analog-Digital-Umsetzers 184 sind eine Reihe von Abtastungen V_S. Unter der Annahme, dass sich die Stromabtastungen und Spannungsabtastungen auf den im Wesentlichen selben Zeitpunkt beziehen (d. h. die zeitliche Trennung zwischen ihnen ist null oder sehr klein im Vergleich zu der Periode der Netzwellenform), dann kann die durch die Last bezogene Leistung wie folgt repräsentiert werden: $P= \frac{1}{N} \sum_{S=1}^{N} I_{S} V_{S}$
Ein Prozessor 190 empfängt die Abtastungen I_S und V_S und kann sie verarbeiten, um unter anderem die bezogene Leistung zu berechnen und eine Summe der verbrauchten Energie zu behalten. Der Prozessor kann auch die Reihe von Abtastungen überprüfen, um andere Dienste bereitzustellen, wie etwa das Suchen nach Störungen, übermäßigen Lasten, Beweisen über die Manipulationen und so weiter, die für einen Energieversorger von Interesse sein könnten. Der Prozessor kann das Ergebnis seiner Berechnungen mittels einer Benutzeroberfläche 192 zum Beispiel in der Form einer Anzeige und/oder mittels drahtloser oder verdrahteter Datenverbindungen 194 und 196 ausgeben.
Es kann gesehen werden, wenn ein Sinusoid betrachtet wird, dass ein Phasenmessfehler der Verschiebung des Sinusoids in der Zeit entspricht. Somit ist der Abtastwert Is in der digitalen Domäne für einen reinen Sinusoid eine verlagerte Version von dem, was er sein sollte, und falls der Phasenmessfehler bekannt ist, kann der Abtastwert um eine Menge an Zeit verschoben werden, die dem Phasenmessfehler entspricht, und dann bei der Berechnung der Leistung, die in Gleichung 5 dargelegt ist, verwendet werden. Da, wo das Stromsignal eine Überlagerung von Sinusoiden mit unterschiedlichen Frequenzen ist, hat der Gestalter entweder die Wahl, nur eine einzige Zeitverschiebung zu verwenden, um die wichtigste Komponente zu kompensieren, oder den Phasenfehler als eine Funktion der Frequenz zu überprüfen, und dann den individuellen Beitrag von einer oder mehreren der wichtigen Frequenzkomponenten zu extrahieren, sie zeitlich zurück zu ihren korrekten Positionen zu verschieben und dann den Leistungsverbrauch zu berechnen. Falls Phasenwinkeldaten benötigt werden, kann der Phasenwinkel durch eine Phasendetektorschaltung oder unter Verwendung von FFT- oder Geortzel-Algorithmen bestimmt werden. In der Tat kann aus dem Bezug zu der generalisierten Situation von 1 gesehen werden, dass sowohl das Strommesssignal als auch das Spannungsmesssignal Phasenverschiebungen unterzogen werden können. Die Lehren der vorliegenden Offenbarung kann zum Anwenden einer Korrektur für Phasenmessfehler und Verlagerungen an sowohl den Spannungs- als auch Strommessungen verwendet werden, sodass sie in eine korrekte zeitliche Ausrichtung gebracht werden.
Der Phasenfehler bei einer speziellen Frequenz kann überprüft werden, indem ein Messsignal von der Phasenfehlermessschaltung 170 bei dieser speziellen Frequenz gemäß den zuvor dargelegten Lehren erzeugt wird. 14 stellt ein Flussdiagramm zum Charakterisieren des Phasenfehlers bei mehreren Frequenzen dar. Der Prozess startet bei Schritt 200. Die Steuerung geht zu Schritt 210 über, bei dem ein Zähler/Register zu einem Wert N initialisiert wird, um die erste zu untersuchende Frequenz F(N) einzustellen. Von hier geht die Steuerung zu Schritt 220 über, bei dem die Strommodulationsschaltung dazu ausgebildet ist, einen modulierten Strom bei der Frequenz F(N) zu liefern, sodass das Ergebnis einer derartigen Modulation in der Ausgangssequenz vom Analog-Digital-Umsetzer 174 erfasst werden kann. Die Steuerung geht zum Schritt 230 über, bei dem eine Prüfung vorgenommen wird, um zu sehen, ob der Phasenmessfehler bei anderen Frequenzen bestimmt werden muss. Falls ja, geht die Steuerung zu Schritt 240 über, bei dem der Wert N geändert wird, um eine andere Frequenz zu repräsentieren, und die Steuerung kehrt zum Schritt 220 zurück, sodass der Phasenmessfehler bei einer anderen Frequenz bestimmt wird. Falls Schritt 230 bestimmt, dass keine andere Messung des Phasenfehlers benötigt wird, geht die Steuerung zu Schritt 250 über, der wartet, bis eine andere Aktualisierung des Phasenmessfehlers geplant ist, bevor die Steuerung zurück zum Schritt 210 geht.
Die Schätzungen des Phasenmessfehlers können zum unmittelbaren Korrigieren von Phasenmessungen verwendet werden oder zur späteren Verwendung gespeichert werden. 15 ist ein Flussdiagramm, das veranschaulicht, wie die Phasenmessfehler verwendet werden können. Schritt 280 erhält einen Phasenmessfehler bei Schritt 280, zum Beispiel aus einem Wert, der in einem Speicher infolge des Ausführens des in 14 dargestellten Flussdiagramms gespeichert wird, und bei Schritt 290 wird dieser verwendet, um eine Zeitkorrektur zu berechnen, die zum Verschieben des Signals Is von S=TR verwendet wird, wobei T die Zeit von einer beliebigen Systemzeit ist, bei der S=0 ist, und R die Abtastrate zu Is'=Is + (φR/(360F)) ist, wobei Is' eine korrigierte Abtastnummer der Abtastung Is ist, φ der Phasenmessfehler in Grad ist, R die Abtastrate ist und F die Frequenz des Signals oder der Signalkomponente ist, an dem bzw. der die Korrektur angewendet wird. Diese Korrektur wird bei Schritt 300 angewendet. Vom Schritt 300 kann die Phasenmessfehlerkorrektur optional bei anderen Frequenzen durchgeführt werden, indem bei Schritt 310 eine neue Frequenz eingestellt wird und dann die Prozesssequenz zu Schritt 280 zurückgeführt wird.
Bisher ist angenommen worden, dass die anstiegsratenbegrenzten Übergänge linear sind, aber dies muss nicht der Fall sein. Verschiedene Verzerrungen können die Form einer idealen Rechteckwelle beeinflussen, von denen ein Beispiel in 16a dargestellt ist.
Eine erste Verzerrungsform, die schon in Betracht gezogen worden ist, ist Anstiegsratenbegrenzung, bei der die idealen unmittelbaren ansteigenden und abfallenden Übergänge 320 und 322 von 16a als langsamere Übergänge geliefert werden. 16b stellt beispielhafte Formen von anstiegsratenbegrenzten Rechteckwellen dar, bei denen die ansteigende Flanke durch Wellenformen 330, 332 und 334 repräsentiert wird, die schnelle, mittelmäßige bzw. langsame Anstiegsraten aufweisen. Gleichermaßen wird die abfallende Flanke durch einen relativ schnellen Übergang 340, einen mittelmäßigen Übergang 342 und einen relativ langsamen Übergang 344 repräsentiert.
Es gibt keinen Grund anzunehmen, dass die Anstiegsraten für die ansteigenden und abfallenden Übergänge dieselben sein werden. Somit kann die rechteckwellenartige Eingangswellenform eine asymmetrische anstiegsratenbegrenzte Form aufweisen, wir in 16c dargestellt.
Anstiegsratenbegrenzung ist nicht die einzige Verzerrungsform, die die Eingangswellenform beeinflussen könnte. Der Ein-Widerstand von Transistoren kann mit einer parasitären Kapazität kombiniert werden, um ansteigende und abfallende Flanken hervorzurufen, die asymptotenartig zu ihrem Zielwert laufen, wie durch den Übergang 350 in 16d dargestellt, im Stil des Ladens oder Entladens eines Kondensators über einen Widerstand. Gleichermaßen kann eine parasitäre Induktivität mit der parasitären Kapazität interagieren, um Überschwingen einzuführen, auch in 16d dargestellt.
Die vorliegend offenbarten Techniken können zum Schätzen einer korrigierten effektiven Zeit einer ansteigenden Flanke und einer abfallenden Flanke für die Rechteckwelle verwendet werden, wobei die Timings zum Beispiel zu 50 % der Spannungsübergangsschwelle einzustellen sind. Andere Werte können jedoch auch ausgewählt werden.
Wie unter Bezugnahme auf 1 angemerkt, können Komponenten, wie etwa das Anti-Aliasing-Filter, der ADC und der Verstärker mit programmierbarer Verstärkung eine Verzögerung einführen. Diese Beobachtung kann weiter generalisiert werden, wie in 17 dargestellt.
In 17 wird ein Übergang mit ansteigender Flanke durch eine digitale Anweisung zu der Zeit 400 angewiesen und ein Übergang mit abfallender Flanke wird zu der Zeit 402 angewiesen. Diese Anweisungen werden dem Signalgenerator 404 bereitgestellt. Der Signalgenerator kann eine einfache Logikschaltung sein, wie etwa ein D-Typ-Flip-Flop, dessen Q-Strich-Ausgang mit seinem Dateneingang verbunden ist, oder er könnte komplexer sein, wie etwa ein DAC. Es kann jedoch angenommen werden, dass der Signalgenerator eine Verzögerung einführt und eine beschränkte Übergangsgeschwindigkeit aufweist, sodass die effektiven Übergänge zu neuen Zeiten 410a und 412a platziert werden sollten. Der Ausgang aus dem Signalgenerator läuft durch einen Treiber 420, der eine zusätzliche Verzögerung und/oder Anstiegsraten- und Bandbreitenbegrenzung hinzufügt, sodass die effektiven Übergänge jetzt zu den Zeiten 410b und 412b platziert werden sollten. Der Stromsensor 3 fügt eine weitere Verzögerung hinzu, sodass sich die effektiven Übergänge, wie gemessen, jetzt zu den Zeiten 410c und 412c befinden. Bis das Signal durch das Filter 6 gelaufen ist, sind die effektiven Übergänge zu den Zeiten 410d und 412d verschoben worden. Bis die Digitalisierung am ADC 7 beendet worden ist, sind die effektiven Übergänge zu den Zeiten 410e und 412e verzögert worden.
Die relativen Mengen jeder zusätzlichen Verzögerung sind absichtlich nicht maßstabsgetreu. Es sollte dann einfach im Stromsignalpfad und im Spannungssignalpfad angemerkt werden, dass jedes Eingangssignal, das für Messzwecke verwendet wird, der Summe der Verzögerungen unterzogen werden kann, und dass möglicherweise eine Korrektur an den Spannungs- und den Strommesskanälen angewendet werden muss.
Wie zuvor angemerkt, könnte der Signalgenerator ein DAC sein, und daher kann dem Eingangssignal eine beliebige gewünschte Form gegeben werden und da die Form des Eingangssignals bekannt ist, kann nach derselben Form im Ausgang des ADC 7 gesucht werden, um eine Schätzung der Ausbreitungsverzögerung zu erfassen. Somit könnte der DAC angesteuert werden, klassische Wellenformen zu erzeugen, wie etwa Rechteckwellen, schrittweise Approximationen von Dreieckwellen, schrittweise Approximationen von Sinusoiden und so weiter.
Bei einem alternativen Ansatz könnte der DAC auch zufällige oder pseudozufällige Prüfsequenzen erzeugen, die wie Rauschen aussehen würden, die aber weiterhin aus dem Ausgang des ADC 7 wiedergewonnen werden könnten, damit ermöglicht wird, dass eine Verzögerung geschätzt wird. Autokorrelationstechniken können verwendet werden, um dies zu erzielen, da sie rechnerisch robust und einigermaßen einfach durchzuführen sind. Dies würde die Zeitverzögerung durch das System charakterisieren, die dann zu einer Phasenverzögerung für eine gegebene Frequenz umgewandelt werden könnte.
Die Anordnung von 17, bei der der Signalgenerator 404 ein DAC ist, ermöglicht auch die Möglichkeit, den DAC zu verwenden, um eine bekannte Approximation zu einer anstiegsratenbegrenzten Rechteckwelle zu erzeugen. Jetzt kann die Übergangsrate der ansteigenden und abfallenden Flanken jedoch durch die digitale Schaltung, die den DAC ansteuert, bestimmt werden und diese Raten können so gewählt werden, dass sie komfortabel in der Bandbreite und den Anstiegsratenfähigkeiten des Puffers/Treibers 420 liegen. Jetzt kann die hierin zuvor unter Bezugnahme auf 9 besprochene Korrektur als eine voreingestellte Zahl basierend auf der effektiven Übergangszeit bereitgestellt werden, z. B. von T1 zu T2, wie durch die dem DAC bereitgestellte Steuerwortsequenz definiert. Ein ähnlicher deterministischer, im Gegensatz zu einem messungsbasierten Ansatz kann für andere Signalprofile verwendet werden, bei denen die Charakteristiken der Signalausgabe durch den DAC hinsichtlich der Geschwindigkeit von Spannungsübergängen derart ausgewählt werden, dass sie sich nicht den Genauigkeitsgrenzen eines nachgeschalteten Treiberschaltkreises annähern, von dem gefordert wird, das Eingangssignal in die Messschaltung einzuführen.
Eine derartige Beobachtung kann jedoch weiter erweitert werden, wie in 18 dargestellt.
Hier kann ein Signal aus einer Signalquelle erzeugt werden, die wir nicht auf eine deterministische Art und Weise steuern. Das Signal könnte von einem Oszillator und Treiber niedriger Qualität (einschließlich äußerst niedriger Qualität), einer gefilterten Rauschquelle oder einem Zufallszahlgenerator, der einen DAC ansteuert, stammen. Eine Kopie des Referenz-/Eingangsstroms wird jedoch durch einen Analog-Digital-Umsetzer 450 digitalisiert, der eine separate Einrichtung sein kann oder durch den ADC 7, der auf eine zeitgemultiplexte Art und Weise arbeitet, bereitgestellt werden könnte, und das digitalisierte Eingangssignal, das zum Charakterisieren der Antwort des Stromwandlers verwendet wird, und der Ausgang vom Stromwandler können dann verglichen und kreuzkorreliert werden, um die Verzögerung zu finden. Das Verwenden des ADC 7 auf eine zeitgemultiplexte Art und Weise, um eine Kopie des Eingangssignals zu erfassen, kann vorteilhaft sein und die durch das Filter 6 und den PGA/ADC 7 eingeführte Verzögerung kann beiden Signalketten gemein gemacht werden, wodurch die Effekte dieser Verzögerungen effektiv abgeschwächt werden.
Bei den unter Bezugnahme auf die 7 und 8 beschriebenen Ausführungsformen lieferte eine Steuerung 60 ein Timing-Signal zum Leistungsmesser 50. Der Leistungsmesser 50 kann jedoch auch mit einer optionalen zweiten Stromsenke verbunden sein, um ein Signal Iref bereitzustellen, wie in 12 dargestellt, das akkurat mitverfolgt, wenn der Transistor 124 schaltet, wodurch eine direkte Messung des Starts eines Übergangs bereitgestellt wird.
Die Schaltung kann an einer Einzelphase, wie in den Figuren dargestellt, oder an Systemen mit geteilter Phase, wie etwa jenen in den USA oder in Japan, oder an 3-Phasen-Systemen, wie allgemein in größeren Installationen aufgefunden, verwendet werden. In 3-Phasen-Systemen würden 3 Stromtransformatoren verwendet werden, einer für jede der Phasen, und ein Neutralpunkt kann mit einer Rücklaufleitung verbunden sein, um eine Phasenungleichgewicht zu berücksichtigen.
Die Schaltung kann in vielen Anwendungen verwendet werden, bei denen eine Messung von AC-Signalen gewünscht wird, und kann in heimischen, industriellen, aeronautischen und medizinischen Gebieten verwendet werden (dies ist keine beschränkende Auflistung). Die hierin beschriebene Vorrichtung und das hierin beschriebene Verfahren können „in situ“ verwendet werden, sie können aber auch durch Komponentenhersteller und -installierer verwendet werden, um eine Prüfung und Kalibration während der Herstellung und/oder Installation von Wandlern und Messgeräten durchzuführen. Das Messgerät kann eine Kommunikationsfähigkeit aufweisen (wie dies üblich wird), um ihm zu ermöglichen, den Leistungsverbrauch zu melden. Diese Fähigkeit kann wirksam eingesetzt werden, um den Phasenfehler zu melden, sowie für Netzwerküberwachungszwecke wirksam eingesetzt werden, um nicht kompensierte Lasten zu identifizieren oder die Leistungsfähigkeit der Messgeräte zu überwachen, damit Fehler oder eine Degradation in der Leistungsfähigkeit identifiziert werden und eine Richtigstellung und/oder Kompensation eingeplant wird oder eine Korrektur an der Rechnung eines Kunden angewendet wird, um eine Zuvielberechnung und damit einen Eingriff durch eine Regulierungsbehörde bis zur Reparatur oder zum Austausch des Messgeräts und/oder Stromwandlers entweder alleine oder in Kombination zu vermeiden.
Die hierin dargelegten Ansprüche befinden sich in einem Format mit einziger Abhängigkeit, das sich zum Einreichen beim USPTO eignet, aber es soll gewürdigt werden, dass ein beliebiger Anspruch von einem beliebigen vorangehenden Anspruch desselben Typs abhängen kann (und es erwartet wird, dass dies so ist), insofern dies nicht deutlich technisch undurchführbar ist.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

US 15/182094 [0001]
WO 2014/072733 [0055]
WO 2013/038176 [0055]

Claims

Verfahren zum Schätzen von Phasenmessfehlern in Messungen von Strom oder Spannung, wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Bereitstellen eines Eingangssignals mit einer Grundfrequenz an einen Eingang eines Stromwandlers; Empfangen eines Ausgangssignals vom Stromwandler und Analysieren des Ausgangssignals, um eine Phasendifferenz im Vergleich zum Eingangssignal zu bestimmen; und Anwenden einer Korrektur an der Schätzung eines Phasenmessfehlers, um eine endliche Änderungsrate des Eingangssignals zu kompensieren.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das Eingangssignal ein sich wiederholendes Signal ist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das Eingangssignal eine schrittweise Approximation für ein kontinuierliches Signal ist.
Verfahren nach Anspruch 3, bei dem das kontinuierliche Signal entweder ein Sinusoid, eine Dreieckwelle, eine Rechteckwelle mit ausgeglichenen Übergängen oder eine bandbreitenbegrenzte Rauschquelle ist.
Verfahren nach Anspruch 2, bei dem das Eingangssignal ein rechteckwellenartiges Signal ist und die Korrektur ein Vornehmen einer Kompensation der endlichen Änderungsrate von Flanken des rechteckwellenartigen Signals aufweist, wenn es zwischen hohen und niedrigen Werten übergeht.
Verfahren nach einem der Ansprüche 2 oder 5, bei dem der Stromwandler einen Stromtransformator aufweist und das sich wiederholende Eingangssignal eine anstiegsratenbegrenzte Rechteckwelle oder eine ladungsratenbegrenzte Rechteckwelle approximiert.
Verfahren nach Anspruch 6, bei dem die anstiegsraten- oder ladungsratenbegrenzte Rechteckwelle zwischen ersten und zweiten Werten übergeht und wobei, wenn ein Übergang vom ersten Wert zu den zweiten Werten zu einer Zeit T1 anfängt und zu einer Zeit T2 endet, eine Schätzung zu einer Zeit, einen Mittelpunkt zu erreichen, vorgenommen wird, um mit einer ersten Phasenkorrektur fortzufahren.
Verfahren nach einem der Ansprüche 6 oder 7, bei dem die Zeit, den Mittelpunkt zu erreichen, gebildet wird, indem ein Zähler oder Timer zu Beginn des Übergangs gestartet wird und er gestoppt wird, wenn der Endpunktwert erreicht wird.
Verfahren nach Anspruch 7, das ferner ein Hinzufügen einer zweiten Phasenkorrektur aufweist, um eine Nichtlinearität der Übergangsrate zwischen den ersten und zweiten Werten zu berücksichtigen.
Verfahren nach Anspruch 9, bei dem die zweite Korrektur bei der Herstellung geschätzt oder gemessen wird und in einem Speicher gespeichert wird.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Wandler ein Stromtransformator ist und die Phasendifferenz nach dem Anlegen des Korrektursignals eine Phasenverschiebung repräsentiert, die aus dem Stromtransformator resultiert.
Verfahren zum Schätzen eines Leistungsverbrauchs, das ein Messen des Potenzials an einem ersten Leiter, ein Messen des Stroms, der im ersten Leiter fließt, ein Anwenden einer Phasenkorrektur an der Messung des Stroms unter Verwendung des Verfahrens nach Anspruch 1 und ein Multiplizieren der Potenzial- und Strommessungen, um die Leistung zu schätzen, aufweist.
Verfahren nach Anspruch 12, bei dem die Korrektur am gemessenen Stromsignal ein Schätzen und Anwenden einer Zeitverschiebung aufweist, die an abgetasteten Werten des Stroms im Vergleich zu abgetasteten Werten der Spannung angewendet werden soll.
Verfahren nach Anspruch 6, bei dem die anstiegsraten- oder ladungsratenbegrenzte Rechteckwelle ein im Wesentlichen gleichmäßiges Puls-Pausen-Verhältnis aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Phasendifferenz unter Verwendung eines FFT- oder Geortzel-Algorithmus oder einer Phasendetektorschaltung geschätzt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das Eingangssignal eine vorbestimmte Anstiegsrate oder Übergangszeit aufweist und durch einen Digital-Analog-Umsetzer gebildet wird und die Korrekturen, die zum Berücksichtigen der endlichen Änderungsrate des Eingangssignals benötigt werden, bekannt sind, da die Anstiegsrate oder Übergangszeit des Eingangssignals vorbestimmt ist.
Vorrichtung, die Mittel zum Durchführen des Verfahrens nach Anspruch 1 aufweist.
Vorrichtung zum Schätzen von Phasenverschiebungen in Messungen von Strom, wobei die Vorrichtung Folgendes aufweist: einen Signalgenerator zum Bereitstellen eines Eingangssignals an einen Eingang eines Stromwandlers, und einen Phasen- oder Zeitverschiebungskomparator zum Empfangen eines Ausgangssignals vom Stromwandler und Analysieren des Ausgangssignals, um eine Phasen- oder Zeitdifferenz im Vergleich zum Eingangssignal zu bestimmen; und wobei der Phasenkomparator ausgebildet ist zum Anwenden einer Phasenkorrektur, um eine endliche Änderungsrate des Eingangssignals zu kompensieren.
Vorrichtung nach Anspruch 18, die ferner eine Schaltung zum Messen der Übergangszeit im Eingangssignal aufgrund einer endlichen Änderungsrate des Eingangssignals aufweist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 18 oder 19, bei der der Signalgenerator ein Rechteckwellengenerator ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 18 bis 20, bei der die Messschaltung den Mittelpunkt des Rechteckwellenübergangs schätzt und ein Timing-Signal an den Phasenkomparator bereitstellt.
Vorrichtung nach Anspruch 18, bei der das Eingangssignal eine Approximation für eine Rechteckwelle ist, aber rampenartige Übergänge aufweist, wobei das Eingangssignal durch einen Digital-Analog-Umsetzer gebildet wird, sodass die Dauer der rampenartigen Übergänge bekannt oder vorbestimmt sind und ein Korrekturwert, um die Dauer des rampenartigen Übergangs zu berücksichtigen, bekannt oder vorbestimmt ist.
Leistungsmesser, der eine Vorrichtung nach einem der Ansprüche 18 bis 22 aufweist.
Leistungsmesser nach Anspruch 23, der ferner eine Schnittstelle zum Zurücksenden von Daten zu einem Netzwerkbetreiber aufweist, wobei die Daten Schätzungen der Leistungsfähigkeit des Leistungsmessers und/oder Informationen über Last- und Spannungsbedingungen am Leistungsmesser aufweisen.
Leistungsmesser nach Anspruch 23, der ferner dazu ausgebildet ist, Oberschwingungssignale im Strom zu berücksichtigen, wenn die bezogene Leistung berechnet wird.
Leistungsmesser nach Anspruch 23, bei dem der Signalgenerator ein sich wiederholendes Signal mit einer Grundfrequenz erzeugt und die Frequenz des Signalgenerators einstellbar ist.
Verfahren zum Schätzen von Phasenmessfehlern in Messungen von Strom, wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Bereitstellen eines sich wiederholenden Eingangssignals mit einer Grundfrequenz an einen Eingang eines Stromtransformators, wobei das sich wiederholende Signal nominell linear ansteigende und abfallende Flanken aufweist; Empfangen eines Ausgangssignals vom Stromwandler und Analysieren des Ausgangssignals, um eine Phasendifferenz im Vergleich zum Eingangssignal zu bestimmen; wobei das Verfahren ferner Anwenden einer Korrektur an der Schätzung des Phasenmessfehlers, um eine endliche Änderungsrate der Flanken des Eingangssignals zu kompensieren, aufweist und die Grundfrequenz des Eingangssignals einstellbar ist, sodass der Phasenmessfehler bei einer oder mehreren Frequenzen geschätzt werden kann.