DE10392318T5

DE10392318T5 - Messvorrichtung und Messverfahren

Info

Publication number: DE10392318T5
Application number: DE10392318T
Authority: DE
Inventors: Takahiro Yamaguchi; Masahiro Ishida; Mani Soma; Akihiro Ryuka
Original assignee: Advantest Corp
Current assignee: Advantest Corp
Priority date: 2002-02-26
Filing date: 2003-02-14
Publication date: 2005-07-07
Also published as: JPWO2003073115A1; JP4376064B2; WO2003073680A3; US20050267696A1; JP2006504069A; JP2009103717A; WO2003073115A1; WO2003073680A2; DE10392148T5; US7305025B2; JP4216198B2; DE10392148B4; JP5183520B2

Abstract

Messvorrichtung zum Messen der Zuverlässigkeit gegen Zittern einer elektronischen Vorrichtung, welche aufweist:
eine Zittertoleranz-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Schätzen einer Zittertoleranz der elektronischen Vorrichtung auf der Grundlage eines Ausgangssignals, das von der elektronischen Vorrichtung ausgegeben wird entsprechend einem Eingangssignal, das über eine Übertragungsleitung, die ein deterministisches Zittern nicht erzeugt, eingegeben wird;
eine Zittertoleranz-Verschlechterungsgrad-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Schätzen einer Größe der Verschlechterung der Zittertoleranz, die in dem Eingangssignal aufgrund der Übertragung über die lange Übertragungsleitung durch das deterministische Zittern bewirkt wird, wenn das Eingangssignal in die elektronische Vorrichtung über die lange Übertragungsleitung, die das deterministische Zittern bewirkt, eingegeben wird;
eine Systemzittertoleranz-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Schätzen einer Zittertoleranz eines Systems enthaltend die lange Übertragungsleitung und die elektronische Vorrichtung auf der Grundlage einer Zittertoleranz der elektronischen Vorrichtung und auch auf der Grundlage der Größe der Verschlechterung der Zittertoleranz.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Messvorrichtung und ein Messverfahren zum Messen einer elektronischen Vorrichtung. Insbesondere bezieht sich die vorliegende Erfindung auf eine Messvorrichtung und ein Messverfahren, die eine Zitterübertragungsfunktion, eine Bitfehlerrate und eine Zittertoleranz der geprüften elektronischen Vorrichtung messen. Die vorliegende Anmeldung bezieht auch auf die nachstehend genannte US-Patentanmeldung. Für bezeichnete Staaten, die eine Einbeziehung eines Dokuments durch Bezugnahme zulassen, wird der Inhalt der nachstehend genannten Anmeldung in die vorliegende Anmeldung einbezogen, wodurch der Inhalt der nachstehend genannten Anmeldung ein Teil der vorliegenden Anmeldung wird.
Anmeldung Nr. PCT/US02/05901,
Anmeldetag: 26. Februar 2002
Anmeldung Nr. US10/265349
Anmeldetag: 4. Oktober 2002
Stand der Technik
Die Zitterprüfung ist ein wichtiger Punkt für eine serielle-deserielle Kommunikationsvorrichtung. Beispielsweise definieren Recommendations and Requirements from International Telecommunication Union and Bellcore ((1) ITU-T, Recommendation G.958: Digital Line Systems Based on the Synchronous Digital Hierarchy for Use on Optical Fibre Cables, November 1994, (2) ITU-T, Recommendation =.172: Jitter and Wander Measuring Equipment for Digital Systems Which are Based on the Synchronous Digital Hierarchy (SDH), März 1999, (3) Bellcore, Generic Requirements GR-1377-Core: SONST 0C-192 Transport System Genetic Criteria, December 1998) Messungen der Zittertoleranz, Zittererzeugung und Zitterübertragungsfunktion.
Daher müssen VLSI (Integrierte Großschaltungen) für serielle Kommunikation den in den vorgenannten Spezifikationen beschriebenen Werten genügen. Insbesondere bei der Zittertoleranzmessung eines Deserialisierers (a) wird ein sinusförmiges Zittern zu Nulldurchgängen eines Eingangsbitstroms hinzugefügt, dann (b) tastet der Deserialisierer den seriellen Bitstrom zu Zeitpunkten in der Nähe von Entscheidungsgrenzen (Abtastaugenblicke) ab und gibt den seriellen Bitstrom als parallele Daten aus, (c) ein Tor wird mit einer Bitfehlerraten-Prüfvorrichtung verbunden und seine Fehlerrate wird berechnet. (d) Diese Entscheidungsgrenze oder dieser Abtastzeitpunkt muss aus einem wiedergewonnenen Takt oder einem aus dem Datenstrom, in welchem die Nulldurchgänge ein Zittern aufweisen, he rausgezogenen Takt erhalten werden. Somit ist aus dem Vorstehenden ersichtlich, dass die Zittertoleranzmessung eine der schwierigsten Messungen ist.
Zuerst wird eine herkömmliche Messvorrichtung, die eine Zitterübertragungsfunktion der geprüften Vorrichtung misst, beschrieben. 74 erläutert einen Fall der Messung der Zitterübertragungsfunktion durch Verwendung einer Netzwerk-Analysevorrichtung. Die Netzwerk-Analysevorrichtung misst die Zitterübertragungsfunktion des Deserialisierers als der geprüften Vorrichtung. Ein Signalgenerator erzeugt eine Sinuswelle (Bezugsträger) mit der Frequenz f_a, die zu dem Deserialisierer geliefert wird. Die Netzwerk-Analysevorrichtung phasenmoduliert den Bezugsträger durch eine Sinuswelle mit f_b. Der modulierte Träger taktet einen Impulsmustergenerator. Der Impulsmustergenerator liefert einen Bitstrom zu dem Deserialisierer.
Der Deserialisierer führt eine Serien/Parallel-Umwandlung für den eingegebenen seriellen Bitstrom durch, um die umgewandelten Daten als wiedergewonnene Daten mehrerer Bits auszugeben. Der Datentakt des Musters wird durch die von der Netzwerk-Analysevorrichtung gelieferte Sinuswelle einer Phasenmodulation unterzogen.
Ein wiedergewonnener Takt in den von dem Deserialisierer ausgegebenen wiedergewonnenen Daten wird mit einem Bezugstakt in der Phase verglichen, indem er mit dem Bezugstakt gemischt wird.
Die Netzwerk-Analysevorrichtung misst die Zitterübertragungsfunktion des Deserialisierers auf der Grundlage von Phasenrauschenspektren in dem in den Deseri alisierer eingegebenen digitalen Signal und von Phasenrauschenspektren in den wiedergewonnenen Daten. In dem Fall der Messung der Zitterübertragungsfunktion auf der Grundlage eines Verhältnisses der Phasenrauschenspektren ist jedoch das Phasenrauschen in einem anderen Bereich als den Kanten der Wellenform enthalten. Dieses Phasenrauschen verhindert die hochgenaue Messung der Zitterübertragungsfunktion.
75 erläutert einen Fall des Messens der Zitterübertragungsfunktion des Deserialisierers mittels einer Zitteranalysevorrichtung. Die Zitteranalysevorrichtung erzeugt einen Takt mit einer vorbestimmten Frequenz. Eine Synthesevorrichtung moduliert diesen Takt. Eine Taktquelle liefert den Takt, der durch die von der Synthesevorrichtung erzeugte Sinuswelle phasenmoduliert wurde, zu einem Mustergenerator. Der Mustergenerator liefert Daten und Takt zu dem Deserialisierer entsprechend dem empfangenen Takt. Der Deserialisierer gibt Ausgangsdaten und wiedergewonnenen Takt gemäß den empfangenen Daten aus. Die Zitteranalysevorrichtung empfängt den eingegebenen Takt und den ausgegebenen wiedergewonnenen Takt des Deserialisierers und tastet den eingegebenen Takt und den ausgegebenen wiedergewonnenen Takt ab. Es ist festzustellen, dass das Bandpassfilter sowohl den Takt und Hochfrequenz-Zitterkomponenten eliminiert (siehe z.B. Recommendation G.825).
Als Nächstes wird das mit periodischer Abtastung verbundene Messproblem diskutiert. Die Zitteranalysevorrichtung führt eine Abtastung pro M Perioden der Eingangsdaten durch. Die Zitteranalysevorrichtung führt auch jede Abtastung zu einem Zeitpunkt durch, der um eine kleine Phase verschoben ist. D.h., unter der Annahme, dass die Periode der Eingangsdaten gleich T, ist die Abtastperiode der Zitteranalysevorrichtung gleich MT + T_ES. Da sowohl die Eingangsdaten als auch die Ausgangsdaten periodische Wellenformen mit einer Periode von Vielfachen von T sind, ist das Ergebnis der Abtastung im Wesentlichen äquivalent demjenigen, das in dem Fall der Abtastung mit einer Abtastperiode T_ES erhalten wird.
Die Zitteranalysevorrichtung berechnet ein Verhältnis der augenblicklichen Phasenspektren der Eingangsdaten zu den augenblicklichen Phasenspektren der Ausgangsdaten auf der Grundlage des Abtastergebnisses und misst dann die Zitterübertragungsfunktion des Deserialisierers auf der Grundlage des so berechneten Spektrumsverhältnisses. Jedoch führt die Zitteranalysevorrichtung die Abtastung mit der Abtastperiode MT + T_ES durch und zieht Daten äquivalent den Daten einer Periode heraus. Somit wird viel Zeit benötigt, um die Zitterübertragungsfunktion zu messen.
Darüber hinaus erzeugt die Zitteranalysevorrichtung die Wellenform äquivalent den Daten einer Periode aus angenähert MT/T_ES Abtastungen. Daher ist es schwierig, die Schwankung der Periode zwischen benachbarten Flanken der Wellenform der Eingangsdaten oder der Ausgangsdaten zu messen. Die periodische Schwankung der durch die Abtastung erzeugten Wellenform ist ein Mittelwert der Periodenschwankungen zwischen den benachbarten Flanken in M Perioden der Eingangsdaten oder der Ausgangsdaten. Daher kann die Zitteranalysevorrichtung die augenblicklichen Phasen der Eingangsdaten und der Ausgangsdaten nicht genau messen, so dass es schwierig ist, die Zitterübertragungsfunktion genau zu messen.
Als Nächstes werden ein herkömmliches Verfahren zum Messen der Bitfehlerrate und ein herkömmliches Verfahren zum Messen der Zittertoleranz beschrieben. Gemäß einer Augendiagrammmessung kann das Leistungsvermögen der Kommunikationsvorrichtung leicht geprüft werden. 76 zeigt ein Augendiagramm. Die horizontale Augenöffnung liefert einen Spitze-zu-Spitze-Wert des Zeitzitterns, während die vertikale Augenöffnung eine Störfestigkeit oder einen Rauschabstand ergibt (Edward A. Lee und David G. Messerschmitt, Digital Communication, 2. Ausgabe, S. 192, Kluwer Academic Publishers, 1994). Bei der Messung der Zittertoleranz jedoch wird bewirkt, dass die Nulldurchgänge eines Eingangsbitstroms durch das Zeitzittern mit einem Spitze-zu-Spitze-Wert von 1 UI (Intervalleinheit, 1 UI ist gleich der Bitperiode T_b) oder mehr schwanken. (Beispielsweise definiert die Recommendation (1) 1,5 UI_pp.) Als eine Folge kann die Augendiagrammmessung nur ein geschlossenes Augenmuster messen. Daher wird gefunden, dass dass Augendiagramm nicht auf die Zittertoleranzmessung angewendet werden kann.
Die Zittertoleranzmessung ist eine Erweiterung der Bitfehlerratenprüfung. 77 zeigt die Anordnung der Zittertoleranzmessung des Deserialisierers. Der Deserialisierer führt eine Serien/Parallel-Umwandlung des eingegebenen seriellen Bitstroms durch und gibt die sich ergebenden Daten als beispielsweise wiedergewonnene 16-Bit-Daten aus. Es wird bewirkt, dass die augenblickliche Phase Δθ[nT] des Eingangsbitstroms in den zu messenden Deserialisierer um das sinusförmige Zittern schwankt. Es ist festzustellen, dass T eine Datenrate ist. Eine Bitfehlerraten-Prüfvorrichtung verzögert den ausgegebenen wiedergewonnenen Takt um eine angemessene Zeitverzögerung, um die optimalen Zeitpunkte zu erhalten, und tastet die ausgegebenen wiedergewonnenen Daten zu diesen Zeitpunkten ab.
Durch Vergleich der abgetasteten Werte der wiedergewonnenen Daten und der diesen entsprechenden erwarteten Werte wird die Bitfehlerrate der der Deserialisierung unterzogenen Daten erhalten. Da jedoch der ausgegebene wiedergewonnenen Takt aus dem seriellen Bitstrom, in welchem die Flank schwanken, herausgezogen ist, wird es schwierig, unter der Bedingung der großen Amplitude des angewendeten Zitterns die ausgegebenen wiedergewonnenen Daten zu den optimalen Abtastzeitpunkten abzutasten. Andererseits muss gemäß dem Verfahren, bei dem der Takt aus dem wiedergewonnenen Datenstrom herausgezogen wird, die Bitfehlerraten-Prüfvorrichtung eine Taktwiedergewinnungseinheit mit hohem Leistungsvermögen erhalten. Dies ergibt sich daraus, dass die Taktwiedergewinnungseinheit, die eine größere Zittertoleranz als diejenige der Taktwiedergewinnungseinheit, die in dem geprüften Deserialisierer enthalten ist, für die Messung der Zittertoleranz des geprüften Deserialisierers erforderlich ist. Mit anderen Worten, bei der Zittertoleranzmessung unter Verwendung der Bitfehlerraten-Prüfvorrichtung ist es wahrscheinlich, die Zittertoleranz zu unterschätzen. Daher ist, um die Messung mit ausgezeichneter Wiederholbarkeit durchzuführen, eine hohe Messgeschicklichkeit oder großes Know-how erforderlich.
Darüber hinaus wird bei der Zittertoleranzmessung, während die zugeführte Zittergröße erhöht wird, wobei die Zitterfrequenz ⨍_J fest ist, die minimale zugeführte Zittergröße, die das Auftreten des Bitfehlers bewirkt, erhalten. Beispielsweise ist, um die Bitfehlerratenprüfung für eine serielle 2,5 Gbps-Kommunikationsvorrichtung durch Verwendung einer binären Pseudozufallsfolge mit einer Musterlänge von 2²³ – 1 durchzuführen, eine Prüfzeit von 1 s erforder lich. Daher ist, um die Zittertoleranz durch 20fache Änderung der zuzuführenden Zitteramplitude zu messen, eine Prüfzeit von 20 s erforderlich.
Eine Zeitverschlechterung des Eingangsbitstroms sowie eine Amplitudenverschlechterung erhöhen die Bitfehlerrate. Die Zeitverschlechterung entspricht der horizontalen Augenöffnung bei der Augendiagrammmessung, während die Amplitudenverschlechterung der vertikalen Augenöffnung entspricht. Daher kann durch Messen der Grade der Zeitverschlechterung und der Amplitudenverschlechterung die Bitfehlerrate berechnet werden. Es ist festzustellen, dass die Zittertoleranzmessung der horizontalen Augenöffnung bei der Augendiagrammmessung entspricht. Beispielsweise entspricht die Verschlechterung der Amplitude des empfangenen Signals von ΔA=10% der Herabsetzung des Rauschabstands von 20log10(100 – 10)/100 = 0.9dB. Daher nimmt die Bitfehlerrate um 0,9 dB zu. Hinsichtlich der Zeitverschlechterung ΔT kann eine ähnliche Berechnung durchgeführt werden. Es ist festzustellen, dass der Prozentwert des Verhältnisses und der dB-Wert keine absoluten, sondern relative Werte sind. Um einen genauen der Bitfehlerrate zu erhalten, ist eine Kalibrierung erforderlich. Hier wird die Definition für ΔA und ΔT von J.E. Gersbach (John E. Gersbach, Ilya I. Novof, Joseph K. Lee, "Fast Communication Link Bit Error Rate Estimator", U.S. Patent Nr. 5 418 789, 23. Mai 1995) verwendet. Die in dem vorgenannten Patent offenbarte Vorrichtung verwendet die folgende Gleichung
um eine augenblickliche Bitfehlerrate aus ΔA, ΔT, einer lokalen Taktperiode T und den maximalen Wert A der Abtastungen zu den optimalen Abtastzeitpunkten zu berechnen. Jedoch liefert die vorgenannte Vorrichtung bloß ein Verfahren zum Schätzen der Bitfehlerrate durch Messen der Zeitverschlechterung durch ein Gauß'sches Rauschzittern. Die in dem vorgenannten Patent beschriebene Vorrichtung erhält ein Histogramm von Datenflanken, führt eine Schwellenwertoperation durch und erhält ΔT. Diese Operation ist wirksam für das Gauß'sche Rauschzittern mit einer einzelnen spitze. Das bei der Zittertoleranzprüfung verwendete sinusförmige Zittern hat zwei Spitzen an beiden Enden der Verteilung. Daher kann ΔT nicht erhalten werden, indem nur die einfache Schwellenwertoperation durchgeführt wird. Darüber hinaus wird bei der Zittertoleranzmessung bewirkt, dass die Nulldurchgänge um das Zeitzittern 1 UI_PP schwanken. Als eine Folge hat das Histogramm die Verteilung, bei der Wahrscheinlichkeitsdichtefunktionen von benachbarten Flanken einander überlappen. Anhand eines derartigen Histogramms ist es schwierig ΔT zu erhalten. Es ist bekannt, dass diese Histogrammoperation eines ausreichende Messgenauigkeit nicht sicherstellen kann, wenn nicht etwa 10000 Abtastungen oder mehr erhalten werden (T.J. Yamaguchi, M. Soma, D. Halter, J. Nissen, R. Raina, M. Ishida und T. Watanabe, "Jitter Measurements of a Power PC^TM Microprocessor Using an Analytic Signal Method", Proc. IEEE International Test Conference, Atlantic City, NJ, 3.–5. Oktober 2000). Daher ist es schwierig, die Messzeit zu verkürzen. Darüber hinaus hat K in der vorigen Gleichung keinen idealen Wert. Daher muß durch Kalibrieren der augenblicklichen Bitfehlerrate mit der tatsächlichen Bitfehlerrate der anfängliche Wert für K gegeben werden. Auch muss ein Korrekturwert ΔK aus der Differenz zwischen einem Langzeit-Mittelwert der augenblicklichen Bitfehlerrate und der tatsächlichen Bitfehlerrate berechnet wer den. Daher hat die herkömmliche Vorrichtung einen schlechten Wirkungsgrad, was eine längere Prüfzeit erfordert.
Daher ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Messvorrichtung und ein Messverfahren vorzusehen, die in der Lage sind, die vorgenannten, den Stand der Technik begleitenden Nachteile zu überwinden. Die obige und andere Aufgaben können durch in den unabhängigen Ansprüchen beschriebene Kombinationen gelöst werden. Die abhängigen Ansprüche definieren weitere vorteilhafte und beispielhafte Kombinationen der vorliegenden Erfindung.
Offenbarung der Erfindung
Um das vorgenannte Problem zu lösen, ist gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung eine Messvorrichtung zum Messen der Zuverlässigkeit gegenüber Zittern einer elektronischen Vorrichtung vorgesehen, welche enthält: eine Zittertoleranz-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Schätzen einer Zittertoleranz eines Systems enthaltend eine Übertragungsleitung und eine elektronische Vorrichtung auf der Grundlage des von der elektronischen Vorrichtung als Antwort auf ein über eine vorbestimmte Übertragungsleitung eingegebenes Eingangssignal ausgegebenes Ausgangssignal; eine Zittertoleranz-Verschlechterungsgrad-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Schätzen eines Grades der Zittertoleranzverschlechterung, die durch das in dem Eingangssignal durch Übertragung über die Übertragungsleitung bewirkte deterministische Zittern auf der Grundlage des Eingangssignals verschlechtert wird, und eine Vorrichtungszittertoleranz-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Schätzen einer Zittertoleranz der e lektronischen Vorrichtung durch Korrigieren der Zittertoleranz des Systems, die von der Zittertoleranz-Schätzvorrichtung geschätzt wurde auf der Grundlage des Grades der Zittertoleranzverschlechterung, die von der Zittertoleranz-Verschlechterungsgrad-Schätzvorrichtung geschätzt wurde.
Die Messvorrichtung kann weiterhin enthalten: eine Zeitzitter-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Schätzen einer ausgegebenen Zeitzitterfolge des Ausgangssignals auf der Grundlage des Ausgangssignals; und eine Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung, die betätigbar ist zum Messen der Zitterübertragungsfunktion in der elektronischen Vorrichtung auf der Grundlage der ausgegebenen Zeitzitterfolge, wobei die Zittertoleranz-Schätzvorrichtung eine Zittertoleranz des Systems auf der Grundlage einer Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion schätzen kann.
Die Zittertoleranz-Schätzvorrichtung kann eine Zittertoleranz des Systems weiterhin auf der Grundlage einer Phase der Zitterübertragungsfunktion schätzen.
Die Messvorrichtung kann weiterhin enthalten: eine Zeitzitter-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Schätzen einer ausgegebenen Zeitzitterfolge des Ausgangssignals auf der Grundlage des Ausgangssignals; und eine Zitterverzerrungs-Schätzvorrichtung, die betätigbar zum Schätzen einer Zitterverzerrung eines Zeitzitterns des Ausgangssignals auf der Grundlage der ausgegebenen Zeitzitterfolge, wobei die Zittertoleranz-Schätzvorrichtung eine Zittertoleranz des Systems auf der Grundlage der Zitterverzerrung schätzen kann.
Die Zitterverzerrungs-Schätzvorrichtung kann die Zit terverzerrung auf der Grundlage eines Spektrums eines Zeitzitterns des Ausgangssignals schätzen.
Die Zeitzitter-Schätzvorrichtung kann enthalten: eine Schätzvorrichtung für augenblickliches Phasenrauschen, die betätigbar ist zum Berechnen eines augenblicklichen Phasenrauschens des Ausgangssignals auf der Grundlage des Ausgangssignals; und eine Wiederabtastvorrichtung, die betätigbar ist zum Erzeugen der ausgegebenen Zeitzitterfolge, die durch Wiederabtasten des augenblicklichen Phasenrauschens zu vorbestimmten Zeitpunkten erhalten wurde.
Die Schätzvorrichtung für augenblickliches Phasenrauschen kann enthalten: eine Transformationsvorrichtung für ein analytisches Signal, die betätigbar ist zum Transformieren des Ausgangssignals in ein komplexes analytisches Signal; eine Schätzvorrichtung für eine augenblickliche Phase, die betätigbar ist zum Schätzen einer augenblicklichen Phase des analytischen Signals auf der Grundlage des analytischen Signals; eine Schätzvorrichtung für eine lineare augenblickliche Phase, die betätigbar ist zum Schätzen einer linearen augenblicklichen Phase des Ausgangssignals auf der Grundlage einer augenblicklichen Phase des analytischen Signals; und eine Lineartrend-Entfernungsvorrichtung, die betätigbar ist zum Berechnen eines augenblicklichen Phasenrauschens, das erhalten wurde durch Entfernen der linearen augenblicklichen Phasen aus der augenblicklichen Phase auf der Grundlage der augenblicklichen Phase und der linearen augenblicklichen Phase.
Die Zeitzitter-Schätzvorrichtung kann enthalten: eine Schätzvorrichtung für periodisches Zittern, die betätigbar ist zum Schätzen einer Periodenzitterfolge des Ausgangssignals; eine Schätzvorrichtung für ideale Flankenzeitpunkte, die betätigbar ist zum Schätzen der Durchschnittsperiode der Periodenzitterfolge; und eine Flankenzeitfehler-Schätzeinheit, die betätigbar ist zum Schätzen der ausgegebenen Zeitzitterfolge auf der Grundlage der Durchschnittsperiode der Periodenzitterfolge und der Periodenzitterfolge.
Die Messvorrichtung kann weiterhin eine Eingangssignal-Erzeugungseinheit enthalten, die betätigbar ist zum Erzeugen des Eingangssignals, dem Zeitzittern mehrfach hinzugefügt wird, wobei die Frequenzen des mehrfachen Zeitzitterns einander unterschiedlich sind.
Die Messvorrichtung kann weiterhin eine Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung enthalten, die betätigbar ist zum Erfassen einer Bitfehlerrate des Ausgangssignals auf der Grundlage des Ausgangssignals der elektronischen Vorrichtung, wobei die Eingangssignal-Erzeugungseinheit aufeinander folgend die mehreren Eingangssignale, denen das Zeitzittern hinzugefügt ist, in die elektronische Vorrichtung eingibt, wobei die Amplituden des Zeitzitterns einander unterschiedlich sind, und die Zittertoleranz-Schätzvorrichtung schätzt einen Spitze-zu-Spitze-Wert des Zeitzitterns, bei dem die Bitfehlerrate-Schätzvorrichtung einen Bitfehler des Ausgangssignals nicht erfasst, als die Zittertoleranz.
Die Zittertoleranz-Schätzvorrichtung kann das wiedergewonnene Taktsignal, das von der elektronischen Vorrichtung als Antwort auf das Eingangssignal ausgegeben wird, als das Ausgangssignal empfangen und die Zittertoleranz des Systems auf der Grundlage des wiedergewonnenen Taktsignals schätzen.
Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Messvorrichtung zum Messen der Zuverlässigkeit gegenüber Zittern einer elektronischen Vorrichtung vorgesehen, welche enthält: eine Zittertoleranz-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Schätzen einer Zittertoleranz einer elektronischen Vorrichtung auf der Grundlage des von der elektronischen Vorrichtung ausgegebenen Ausgangssignals entsprechend dem über die Übertragungsleitung deren Übertragungslänge kürzer als eine vorbestimmte Länge ist und ein deterministisches Zittern nicht bewirkt, eingegebenen Eingangssignal; eine Zittertoleranz-Verschlechterungsgrad-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Schätzen eines Grades der Zittertoleranzverschlechterung, die durch das deterministische Zittern, das in dem Eingangssignal durch Übertragung über eine lange Übertragungsleitung bewirkt wird, wenn ein Eingangssignal in die elektronische Vorrichtung über die lange Übertragungsleitung eingegeben wird, die länger als die Übertragungsleitung ist und ein deterministisches Zittern bewirkt, verschlechtert wird; und eine Systemzittertoleranz-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Schätzen der Zittertoleranz des Systems enthaltend eine lange Übertragungsleitung und eine elektronische Vorrichtung, auf der Grundlage der Zittertoleranz der elektronischen Vorrichtung und auch auf der Grundlage des Grades der Verschlechterung der Zittertoleranz.
Die Zusammenfassung der Erfindung beschreibt nicht notwendigerweise alle erforderlichen Merkmale der vorliegenden Erfindung. Die vorliegende Erfindung kann auch eine Unterkombination der vorstehend beschriebenen Merkmale sein.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1 illustriert eine beispielhafte Struktur einer Messvorrichtung 100 gemäß der vorliegenden Erfindung.
2 ist ein Flussdiagramm, das ein beispielhaftes Messverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
3 zeigt eine beispielhafte Struktur der Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101.
4 ist ein Flussdiagramm für ein Beispiel des Zitterübertragungsfunktions-Schätzschrittes S201.
5 illustriert eine andere beispielhafte Struktur der Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101.
6 ist ein Flussdiagramm eines anderen Beispiels für den Zitterübertragungsfunktions-Schätzschritt S201.
7 zeigt ein Flussdiagramm eines Beispiels für den Zitterübertragungsfunktions-Schätzschritt S223.
8 zeigt ein Beispiel für die Beziehung zwischen dem eingegebenen Zeitzitterwert und dem ausgegebenen Zeitzitterwert.
9 zeigt ein Beispiel für die Struktur der Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501.
10 ist ein Flussdiagramm eines Beispiels für den Schritt der Zeitzitterschätzung S221.
11 zeigt ein Beispiel des von der DUT ausgegebenen Ausgangssignals x(t).
12 zeigt ein Beispiel für das von der Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal erzeugte analytische Signal z(t).
13 zeigt ein Beispiel für die von der Schätzvorrichtung 702 für die augenblickliche Phase berechnete augenblickliche Phase ϕ(t).
14 zeigt ein Beispiel für die abgewickelte augenblickliche Phase ϕ(t).
15 zeigt ein Beispiel für die augenblickliche lineare Phase ϕ(t).
16 zeigt ein Beispiel für das augenblickliche Phasenrauschen Δϕ(t).
17 zeigt ein Beispiel für die Zeitzitterfolge Δϕ[n].
18 zeigt einen beispielhaften reellen Teil des analytischen Signals z(t).
19 zeigt ein Beispiel für die von der Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 berechnete Bitfehlerrate.
20 zeigt das Ausrichtungszittern in dem schlechtesten Fall.
21 zeigt eine beispielhafte Beziehung zwischen der Frequenz des Eingangszeitzitterns und der Zittertoleranz.
22 zeigt ein Beispiel für die Phasenrauschenspektren.
23 zeigt ein anderes Beispiel für die Struktur der Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501.
24 ist ein Flussdiagramm, das ein Beispiel für den Schritt der Zeitschätzung S221 zeigt.
25 zeigt ein Beispiel für das von der Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 empfangene Signal.
26 zeigt ein Beispiel für das Signal, aus dem die Amplitudenmodulationskomponenten entfernt wurden.
27 zeigt noch ein Beispiel für die andere Struktur der Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501.
28 ist ein Flussdiagramm, das ein anderes Beispiel für den Schritt der Zeitschätzung S221 zeigt.
29 zeigt ein anderes Beispiel für die Struktur der Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501.
30 ist ein Flussdiagramm, das ein anderes Beispiel für die Zeitzitterschätzung S221 zeigt.
31 zeigt eine beispielhafte Struktur der Trans formationsvorrichtung 701 für das analytische Signal.
32 ist ein Flussdiagramm, das ein Beispiel für Transformationsschritt S801 für das analytische Signal zeigt.
33 zeigt eine andere beispielhafte Struktur der Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal.
34 ist ein Flussdiagramm, das ein anderes Beispiel für den Transformationsschritt S801 für das analytische Signal zeigt.
35 zeigt ein Beispiel für das von der Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal empfangene Signal.
36 zeigt ein Beispiel für das Signal X(f) in der Frequenzdomäne.
37 zeigt ein Signal Z(f) in der Frequenzdomäne, dessen Bandbreite begrenzt wurde.
38 zeigt das analytische Signal z(t), dessen Bandbreite begrenzt wurde.
39 zeigt ein anderes Beispiel für die Struktur der Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal.
40 ist ein Flussdiagramm für ein anderes Beispiel des Transformationsschrittes S801 für das analytische Signal.
41 zeigt ein Flussdiagramm eines Beispiels für den Phasendifferenz-Schätzschritt S2301, der unter Bezugnahme auf 7 geschrieben wird.
42 ist ein Flussdiagramm, das ein anderes Beispiel für den Phasendifferenz-Schätzschritt S2301, der mit Bezug auf 7 beschrieben wird, zeigt.
43 illustriert eine andere beispielhafte Messvorrichtung 100.
44 ist ein Flussdiagramm eines anderen Beispiels für das Messverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung.
45 illustriert eine andere beispielhafte Messvorrichtung 100.
46 ist ein Flussdiagramm eines anderen Beispiels für das Messverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung.
47 zeigt eine beispielhafte Struktur der DUT.
48 illustriert eine andere beispielhafte Messvorrichtung 100.
49 zeigt beispielhafte Eingangs- und Ausgangssignale.
50 ist ein Flussdiagramm eines anderen Beispiels für das Messverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung.
51 illustriert eine beispielhafte Struktur der Zeitschätzvorrichtung 3100.
52 ist ein Flussdiagramm eines Beispiels für den Zeitschätzschritt S3201.
53 zeigt ein Beispiel für das ideale und das tatsächliche Signal des Ausgangssignals.
54 zeigt die Prüfzeit der Messvorrichtung 100 und die einer herkömmlichen Bitfehlerraten-Messvorrichtung.
55 zeigt eine beispielhafte Beziehung zwischen der Anzahl der Änderungen des zugeführten Zitterbetrags und der gemessenen Zittertoleranz bei der Messvorrichtung 100.
56 illustriert eine andere beispielhafte Messvorrichtung 100.
57 illustriert Beispiele für von einem Mustergenerator 4012 erzeugte Musterdaten.
58 illustriert eine andere beispielhafte Struktur der Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 der Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101.
59 ist ein Flussdiagramm, das ein anderes Beispiel für den Zeitzitter-Schätzschritt S221 zeigt.
60 ist ein Beispiel für eine Kurve der Bitfehlerrate
61 ist eine beispielhafte Messung der Zittertoleranz.
62 ist eine andere beispielhafte Struktur einer Zittertoleranz-Messvorrichtung als ein Beispiel für die Messvorrichtung 100.
63 ist ein Flussdiagramm, das ein Beispiel für das Messverfahren zum Messen der DUT 3000 zeigt.
64 ist eine beispielhafte Messung der Zittertoleranz.
65 ist eine beispielhafte Struktur einer Zitterverzerrungs-Schätzvorrichtung 4100.
66 ist eine andere beispielhafte Messung der Zittertoleranz.
67 ist ein anderes Beispiel für das Zitterspektrum eines ausgegebenen Zeitzitterns eines Ausgangssignals, das von der DUT 3000 in einem Fall, in welchem ein sinusförmiges Zittern dem Eingangssignal hinzugefügt wird, auszugeben ist.
68 ist ein Zitterhistogramm des ausgegebenen Zeitzitterns in einem Fall, in welchem die Amplitude des sinusförmigen Zitterns, das dem Eingangssignal hinzugefügt ist, in der linearen Domäne ist, beschrieben unter Bezugnahme auf 64.
69 ist ein Zitterhistogramm des ausgegebenen Zeitzitterns in einem Fall, in welchem die Amplitude des sinusförmigen Zitterns, das dem Eingangssignal hinzugefügt ist, in der nichtlinearen Domäne ist, beschrieben unter Bezugnahme auf 64.
70 ist eine andere beispielhafte Struktur einer Zittertoleranz-Messvorrichtung als ein Beispiel für die Messvorrichtung 100.
71 zeigt noch ein anderes Beispiel für die Ausbildung der Messvorrichtung 100.
72 zeigt ein Beispiel für die Ausbildung einer Zittertoleranz-Verschlechterungsgrad-Schätzvorrichtung 390.
73 zeigt ein Beispiel für eine Arbeitsweise der Messvorrichtung 100.
74 erläutert einen Fall der Messung der Zitterübertragungsfunktion durch Verwendung einer Netzwerk-Analysevorrichtung.
75 erläutert einen Fall der Messung der Zitterübertragungsfunktion des Deserialisierers mittels einer Zitteranalysevorrichtung.
76 zeigt ein Augendiagramm.
77 zeigt die Anordnung der Zittertoleranzmessung des Deserialisierers.
Beste Art der Ausführung der Erfindung
Die Erfindung wird nun beschrieben auf der Grundlage der bevorzugten Ausführungsbeispiele, die den Umfang der vorliegenden Erfindung nicht beschränken, sondern die Erfindung veranschaulichen sollen. Alle Merkmale und deren Kombinationen, die in dem Ausführungsbeispiel beschrieben sind, sind nicht notwendigerweise wesentlich für die Erfindung.
1 illustriert eine beispielhafte Struktur einer Messvorrichtung 100 gemäß der vorliegenden Erfindung. Die Messvorrichtung 100 berechnet eine Bitfehlerrate einer geprüften Schaltung oder elektronischen Vorrichtung oder eines geprüften Systems (nachfolgend einfach als DUT bezeichnet). Die Messvorrichtung 100 enthält eine Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101, die betätigbar zum Messen der Zitterübertragungsfunktion der DUT, und eine Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102, die betätigbar ist zum Schätzen der Bitfehlerrate der DUT auf der Grundlage der von der Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101 gemessenen Zitterübertragungsfunktion. Die Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 schätzt die Bitfehlerrate der DUT beispielsweise auf der Grundlage der Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion. Die Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 kann die Bitfehlerrate der DUT weiterhin auf der Grundlage der Phase der Zitterübertragungsfunktion oder weiterhin auf der Grundlage des internen Rauschens der DUT schätzen.
2 ist ein Flussdiagramm, das ein beispielhaftes Messverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. Zuerst wird die Zitterübertragungsfunktion der DUT in dem Zitterübertragungsfunktions-Schätzschritt S201 geschätzt. Der Schritt S201 hat dieselbe oder eine ähnliche Funktion wie die Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101, die unter Bezugnahme auf 1 beschrieben ist. Der Schritt S201 kann durch Verwendung der Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101 durchgeführt werden. Dann wird die Bitfehlerrate der DUT im Bitfehlerraten-Schätzschritt S202 auf der Grundlage der Zitterübertragungsfunktion der DUT geschätzt. Der Schritt S202 hat dieselbe oder eine ähnliche Funktion wie die Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102, die unter Bezug auf 1 beschrieben ist. Der Schritt S202 kann durch Verwendung der Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 durchgeführt werden.
3 zeigt eine beispielhafte Struktur der Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101. Die Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101 enthält eine Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501, die eine ausgegebene Zeitzitterfolge berechnet, die das ausgegebene Zeitzittern eines von der DUT als Antwort auf ein in die DUT eingegebenes Eingangssignal ausgegebenen Ausgangssignals anzeigt, und eine Zitterübertragungsfunktions-Schätzvorrichtung 103, die die Zitterübertragungsfunktion der DUT auf der Grundlage der ausgegebenen Zeitzitterfolge berechnet. Die Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 kann ein wiedergewonnenes Taktsignal entsprechend dem Ausgangssignal der DUT als das Ausgangssignal der DUT empfangen. Die Einzelheiten der Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 werden später beschrieben. Darüber hinaus kann die Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 ein ausgegebenes augenblickliches Phasenrauschen des Ausgangssignals auf der Grundlage des Ausgangssignals berechnen. Selbst in diesem Fall kann die Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101 die Zitterübertragungsfunktion unter Verwendung des ausgegebenen augenblicklichen Phasenrauschens anstelle der ausgegebenen Zeitzitterfolge berechnen.
Darüber hinaus hat die Zitterübertragungsfunktions-Schätzvorrichtung 103 die Zitterverstärkungs-Schätzvorrichtung 502, die die Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion auf der Grundlage der ausgegebenen Zeitzitterfolge schätzt. Bei diesem Beispiel berechnet die Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 die Bitfehlerrate der DUT auf der Grundlage der Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion. Ein Verfahren zum Berechnen der Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion wird später beschrieben.
Die Zitterverstärkungs-Schätzvorrichtung 502 schätzt die Verstärkung der Zitterübertragungsfunkton der DUT auf der Grundlage eines Zeitzitterns in dem Eingangssignal und eines Zeitzitterns in dem Ausgangssignal. Die Zitterverstärkungs-Schätzvorrichtung 502 empfängt beispielsweise Informationen, die das eingegebene Zeitzittern in dem Eingangssignal anzeigen, und die durch die Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 berechnete ausgegebene Zeitzitterfolge.
Die Zitterverstärkungs-Schätzvorrichtung 502 schätzt die Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion der DUT auf der Grundlage der empfangenen Informationen, die das eingegebene Zeitzittern anzeigen, und der so geschätzten ausgegebenen Zeitzitterfolge. In diesem Fall berechnet die Zitterverstärkungs-Schätzvorrichtung 502 den ausgegebenen Zeitzitterwert anhand der Zeitzitterfolge des Ausgangssignals. Beispielsweise berechnet die Zitterverstärkungs-Schätzvorrichtung 502 Spitzenwerte oder Effektivwerte des ausgegebenen Zeitzitterns als die ausgegebenen Zeitzitterwerte auf der Grundlage der ausgegebenen Zeitzitterfolgen. Alternativ kann die Zitterverstärkungs-Schätzvorrichtung 502 die Zeitzitterfolge des Eingangssignals und die Zeitzitterfolge des Ausgangs signals empfangen und die Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion schätzen. In diesem Fall kann die Zitterverstärkungs-Schätzvorrichtung 502 die eingegebenen Zeitzitterwerte anhand der eingegebenen Zeitzitterfolgen und die ausgegebenen Zeitzitterwerte anhand der ausgegebenen Zeitzitterfolgen berechnen.
4 ist ein Flussdiagramm eines Beispiels für den Zitterübertragungsfunktions-Schätzschritt S201. Der Schritt S201 berechnet die Zeitzitterfolge des Ausgangssignals in dem Zeitzitter-Schätzschritt S221. Der Schritt S221 hat dieselbe oder eine ähnliche Funktion wie die mit Bezug auf 3 beschriebene Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501, und er kann durch die Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 durchgeführt werden. Der Schritt S221 kann die Zeitzitterfolge des Eingangssignals berechnen.
Dann wird im Schritt S222 zur Berechnung eines Zeitzitterwertes der Zeitzitterwert auf der Grundlage der Zeitzitterfolge berechnet. Der Schritt S222 kann die Zeitzitterwerte auf der Grundlage der ausgegebenen Zeitzitterfolgen berechnen, oder er kann sowohl die Zeitzitterwerte des Ausgangssignals als auch die Zeitzitterwerte des Eingangssignals auf der Grundlage der eingegebenen Zeitzitterfolgen und der ausgegebenen Zeitzitterfolgen berechnen. Beispielsweise kann der Schritt S222 den Effektivwert oder den Spitze-zu-Spitze-Wert der Zeitzitterfolge als den Zeitzitterwert berechnen.
Dann wird in dem Zitterübertragungsfunktions-Schätzschritt S223 die Zitterübertragungsfunktion berechnet. Der Schritt S223 hat dieselbe oder eine ähnliche Funktion wie die mit Bezug auf 3 beschriebene Zitterübertragungsfunktions-Schätzvorrichtung 103, und er kann durch die Zitterübertragungsfunktions-Schätzvorrichtung 103 durchgeführt werden.
5 illustriert eine andere beispielhafte Struktur der Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101. In der Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101 nach diesem Beispiel enthält die Zitterübertragungsfunktions-Schätzvorrichtung 103 die Struktur wie die mit Bezug auf 3 beschriebene und eine Zitterphasendifferenz-Schätzvorrichtung 503. Darüber hinaus enthält die Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101 mehrere Zeitzitter-Schätzvorrichtungen 501. Eine Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 berechnet die eingegebene Zeitzitterfolge des Eingangssignals, während die anderen Zeitzitter-Schätzvorrichtungen 501 die ausgegebenen Zeitzitterfolgen berechnen.
Die Zitterphasendifferenz-Schätzvorrichtung 503 berechnet die Phasendifferenz zwischen dem eingegebenen Zeitzittern und dem ausgegebenen Zeitzittern auf der Grundlage der eingegebenen Zeitzitterfolge und der ausgegebenen Zeitzitterfolge. D.h., die Zitterphasendifferenz-Schätzvorrichtung 503 berechnet die Phase der Zitterübertragungsfunktion. Beispielsweise berechnet die Zitterphasendifferenz-Schätzvorrichtung 503 die Phase der Zitterübertragungsfunktion auf der Grundlage der folgenden Gleichung.
Die Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 berechnet die Bitfehlerrate der DUT weiterhin auf der Grundlage der Phase der Zitterübertragungsfunktion. Das Verfahren zum Berechnen der Bitfehlerrate auf der Grundlage der Phase der Zitterübertragungsfunktion wird später beschrieben.
In der Messvorrichtung 100, die die Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101 nach diesem Beispiel verwendet, berechnet die Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 die Bitfehlerrate der DUT auf der Grundlage der Verstärkung und der Phase der Zitterübertragungsfunktion.
6 ist ein Flussdiagramm eines anderen Beispiels für den Zitterübertragungsfunktions-Schätzschritt S201. Der Schritt S201 berechnet die eingegebene Zeitzitterfolge in dem Schätzschritt S241 für die eingegebene Zeitzitterfolge. Dann wird im Schritt S242 zur Berechnung des eingegebenen Zeitzitterwertes der eingegebene Zeitzitterwert berechnet. Dann wird im Schätzschritt S243 für die ausgegebene Zeitzitterfolge die ausgegebene Zeitzitterfolge berechnet, und danach wird im Berechnungsschritt S244 für den ausgegebenen Zeitzitterwert der ausgegebene Zeitzitterwert berechnet. Dann wird in dem Zitterübertragungsfunktions-Schätzschritt S245 die Zitterübertragungsfunktion geschätzt. Die Schritte S241 und S243 berechnen die Zeitzitterfolgen in einer ähnlichen Weise wie der mit Bezug auf 4 beschriebene Zeitzitter-Schätzschritt S221. Darüber hinaus berechnen die Schritte S242 und S244 de Zeitzitterwerte in einer ähnlichen Weise wie der mit Bezug auf 4 beschriebene Zeitzitterwert-Berechnungsschritt S222. Weiterhin berechnet der Schritt S245 die Zitterübertragungsfunktion in einer ähnlichen Weise wie der mit Bezug auf 4 beschriebene Zitterübertragungsfunktions-Schätzschritt S223.
7 zeigt ein Flussdiagramm eines Beispiels für den Zitterübertragungsfunktions-Schätzschritt S223. In dem Zitterverstärkungs-Schätzschritt S261 wird die Verstärkung der Zitterübertragung auf der Grundlage der eingegebenen Zeitzitterfolge und der ausgegebenen Zeitzitterfolge berechnet. Schritt S261 berechnet die Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion durch Verwendung desselben oder eines ähnlichen Verfahrens wie dem der in 5 beschriebenen Zitterverstärkungs-Schätzvorrichtung 502. Der Schritt S261 kann durch die Zitterverstärkungs-Schätzvorrichtung 502 durchgeführt werden.
Darüber hinaus wird in dem Phasendifferenz-Schätzschritt S2301 die Phase der Zitterübertragungsfunktion berechnet auf der Grundlage der eingegebenen Zeitzitterfolge und der ausgegebenen Zeitzitterfolge. Der Schritte S2301 berechnet die Phase der Zitterübertragungsfunktion durch Verwendung desselben oder eines ähnlichen Verfahrens wie dem der in 5 beschriebenen Zitterphasendifferenz-Schätzvorrichtung 503. Der Schritt S2301 kann durch die Zitterphasendifferenz-Schätzvorrichtung 503 durchgeführt werden.
Darüber hinaus kann in dem Zitterübertragungsfunktions-Schätzschritt S223 sowohl der Zitterverstärkungs-Schätzschritt S261 als auch der Phasendifferenz-Schätzschritt S2301 jeweils vor dem anderen durchgeführt werden, oder sie können gleichzeitig durchgeführt werden.
8 zeigt ein Beispiel für die Beziehung zwischen dem eingegebenen Zeitzitterwert und dem ausgegebenen Zeitzitterwert. Die Zitterverstärkungs-Schätzvorrichtung 502 berechnet mehrere eingegebene Zeitzitterwerte und mehrere ausgegebene Zeitzitterwerte auf der Grundlage von eingegebenen Zeitzitter folgen mehrerer Eingangssignale, die jeweils unterschiedliche Zitterbeträge haben, und der ausgegebenen Zeitzitterfolge in dem Ausgangssignale entsprechend dem jeweiligen Eingangssignal. Beispielsweise die Zitterverstärkungs-Schätzvorrichtung 502 den Effektivwert oder den Spitze-zu-Spitze-Wert der Zeitzitterfolge als den Zeitzitterwert.
Die Zitterverstärkungs-Schätzvorrichtung 502 schätzt die Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion. Genauer gesagt, Eingangssignale mit unterschiedlichen Zitterbeträgen werden nacheinander zu der DUT geliefert, und die Zitterverstärkungs-Schätzvorrichtung 502 schätzt die Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion auf der Grundlage der eingegebenen Zeitzitterfolge jedes Eingangssignals und der ausgegebenen Zeitzitterfolge entsprechend diesem Eingangssignal.
Die Zitterverstärkungs-Schätzvorrichtung 502 führt eine lineare Anpassung für die Beziehung zwischen mehreren eingegebenen Zeitzitterwerten und den ausgegebenen Zeitzitterwerten durch, wie in 8 gezeigt ist, und berechnet dann eine Neigung der geraden Linie als die Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion der DUT, gegeben als lineare Beziehung zwischen den beiden. In der folgenden Beschreibung wird die Zitterübertragungsfunktion der DUT beschrieben.
Wenn ein eingegebenes augenblickliches Phasenrauschen des Eingangssignals Δθ(nT_S) und ein ausgegebenes augenblickliches Phasenrauschen des Ausgangssignals Δϕ(nT_S) durch Fourier-Transformation in die Frequenzdomäne transformiert werden, werden die folgenden Phasenrauschenspektren erhalten.
worin ⨍_J eine Zitterfrequenz (Frequenzversetzung gegenüber der Taktfrequenz) und T_S eine Abtastperiode sind.
In einem Fall, in welchem die Abtastperiode T_S gleich der Taktperiode T der Taktwiedergewinnungseinheit der DUT gemacht ist und das augenblickliche Phasenrauschen in der Nähe der Nulldurchgänge (ansteigende Flanken oder abfallende Flanken) abgetastet wird, werden das eingegebene Zeitzittern Δθ[nT] und das ausgegebene Zeitzittern Δϕ[nT] erhalten. Wenn Δϕ[nT] und Δϕ[nT] durch Verwendung der Fourier-Transformation in die Frequenzdomäne transformiert werden, werden die folgenden Zeitzitterspektren
erhalten. Da das Zeitzittern im weiten Sinn zyklostationär mit einer Periode T ist, sind die Zeitzitterspektren wirksamer für die Analyse einer Modulationsrauschquelle als Phasenrauschenspektren. Wenn jedoch das Zeitzittern so gemacht ist, dass es durch ein enges Bandpassfilter hindurchgeht, kann das im weiten Sinne zyklostationäre Signal in ein stationäres Signal transformiert werden, d.h. ΔΘ(⨍J) ≈ ΔΘ[⨍J] (5) ΔΦ(⨍J) ≈ Δϕ[⨍J] (6)ist genügt. D.h., durch Verwendung des engen Bandpassfilters kann das Abtastzittersignal an seinen Nulldurchgängen (d.h., die mit dem im weiten Sinne zyklostationären Signal assoziierte zeitabhängige Operation) vermieden werden.
Die Zitterübertragungsfunktion der DUT ist wie folgt definiert: HJ(⨍J) = |HJ(⨍J)|exp(–jΔΨ(⨍J)) (7)
ΔΨ(⨍J) = ∠ΔΦ[⨍J] – ∠ΔΘ(⨍J) ≈ ∠ΔΦ(⨍J) – ∠ΔΘ(⨍J) (9)
Die Zitterübertragungsfunktion ist gegeben als eine Frequenzantwortfunktion eines Linearsystems mit konstantem Parameter. Die ausgegebenen Zeitzitterspektren der Taktwiedergewinnungseinheit der DUT werden dargestellt durch Verwendung der Zitterübertragungsfunktion wie folgt: ΔΦ[⨍J] = HJ(⨍J)∆Θ[⨍J] (10)
Aus der Annahme der Linearität wird ein Spitze-zu-Spitze-Wert des eingegebenen Zeitzitterns auch durch die Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion verstärkt, so dass der sich ergebende Wert als ein Spitze-zu-Spitze-Wert des ausgegebenen Zeitzitterns gegeben ist. Als Nächstes wird ein Verfahren zum Messen der Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion in der Frequenzdomäne und der Zeitdomäne diskutiert.
Wenn |ΔΘ(⨍_J)| nicht null ist, können die Verstärkungen entsprechend dem Spitzenzittern und dem Effektivwertzittern in der Frequenzdomäne jeweils durch die folgenden Gleichungen geschätzt werden.
Da die Zitterübertragungsfunktion als die Frequenzantwortfunktion des linearen Systems mit konstantem Parameter gegeben ist, ist die Zitterübertragungsfunktion nicht eine Funktion der zugeführten Eingangsamplitude. Auf der Grundlage dieses Umstands wird die Prozedur, bei der die Zitterübertragungsfunktion in der Zeitdomäne geschätzt wird, beschrieben. Zuerst wird der Spitze-zu-Spitze-Wert des eingegebenen Zeitzitterns in einem Segment gesetzt, in welchem die Operation der DUT linear ist, und dann wird die Eingangs-/Ausgangs-Beziehung zwischen Δθ[nT] und Δϕ[nT] für mehrere Zeiten gemessen. Danach wird die Eingangs-/Ausgangs-Beziehung zwischen Δθ[nT] und Δϕ[nT], die in 8 gezeigt ist, einer Anpassung der kleinsten Quadrate einer geraden Linie unterzogen. Die Verstärkungen der Zitterübertragungsfunktion werden anhand der Neigung der geraden Linie geschätzt.
Es ist festzustellen, dass der Wert im schlechtesten Fall in einer bestimmten Zeitperiode dem Spitze-zu-Spitze-Wert (dem Spitzenwert in der Frequenzdomäne) entspricht.
Aus der Annahme der Linearität wird ein Spitze-zu-Spitze-Wert des eingegebenen Zitterns mit der Verstärkung |H_J(⨍_J)| der Zitterübertragungsfunktion verstärkt, um einen Spitze-zu-Spitze-Wert des Zeitzitterns des wiedergewonnenen Takts zu erhalten. Die Zitterübertragungsfunktion kann anhand eines Verhältnisses der Spitzenwerte oder Mittelwerte des eingegebenen und des ausgegebenes Zitterns geschätzt werden. Als Nächstes wird ein Verfahren zum Messen der Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion in der Frequenzdomäne und der Zeitdomäne diskutiert.
Wenn |ΔΘ(⨍_J)| nicht gleich null ist, kann die Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion in der Frequenzdomäne anhand der Spitzenwerte oder der Mittelwerte der Zeitzitterspektren (Phasenrauschenspektren) wie folgt geschätzt werden:
Da die Zitterübertragungsfunktion als die Frequenzantwortfunktion des linearen Systems mit konstantem Parameter gegeben ist, ist die Zitterübertragungs funktion nicht eine Funktion der dem System zugeführten Eingangsamplitude. Auf der Grundlage dieses Umstandes wird die Prozedur, bei der die Zitterübertragungsfunktion in der Zeitdomäne geschätzt wird, geschrieben. Zuerst wird der Spitze-zu-Spitze-Wert des Eingangszeitzitterns in einem Bereich gesetzt, in welchem die Operation der Taktwiedergewinnung der geprüften Vorrichtung eine lineare Operation ist, und dann wird die Eingangs/Ausgangs-Beziehung zwischen Δθ[nT] und Δϕ[nT] für mehrere Zeiten gemessen. Danach wird, wenn die Eingangs/Ausgangs-Beziehung des Spitze-zu-Spitze-Zitterns oder des Effektivwertzitterns zwischen Δθ[nT] und Δϕ[nT] der linearen Anpassung unterzogen wird, wie in 8 gezeigt ist, die Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion aus der Neigung der Linie wie folgt erhalten:
Beispielsweise kann, um die Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion durch lineare Anpassung zu erhalten, die Messvorrichtung 100 die Eingangs/Ausgangs-Beziehung zwischen der eingegebenen Zeitzitterfolge Δθ[nT] und der ausgegebenen Zeitzitterfolge Δϕ[nT] etwa viermal messen.
9 illustriert eine beispielhafte Struktur der Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501. Die Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 enthält die Schätzvorrichtung 700 für augenblickliches Phasenrauschen und die Wiederabtastvorrichtung 901. Die Schätzvorrichtung 700 für augenblickliches Phasenrauschen enthält eine Transformationsvorrichtung 701 für ein analytisches Signal, die das empfangene Signal in ein analytisches Signal, das ein komplexes Signal ist, transformiert, eine Schätzvorrichtung 702 für die augenblickliche Phase, die die augenblickliche Phase des analytischen Signals auf der Grundlage des analytischen Signals schätzt, eine Linearphasen-Schätzvorrichtung 703, die eine augenblickliche Linearphase des durch die Transformationsvorrichtung 701 für ein analytisches Signal empfangenen Signal auf der Grundlage der augenblickliche Phase des analytischen Signals schätzt, und eine Lineartrend-Entfernungsvorrichtung 704, die ein augenblickliches Phasenrauschen durch Entfernen der augenblicklichen Linearphase aus der augenblicklichen Phase auf der Grundlage der augenblicklichen Phase und der augenblicklichen Linearphase berechnet. Die Schätzvorrichtung 700 für augenblickliches Phasenrauschen kann das augenblicklichen Phasenrauschen in dem Ausgangssignal der DUT berechnen, oder sie kann sowohl das augenblickliche Phasenrauschen in dem Ausgangssignal der DUT als auch das augenblickliche Phasenrauschen in dem Eingangssignal in die DUT berechnen. Die Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 kann das ausgegebene Zeitzittern in dem Ausgangssignal der DUT berechnen, oder sie kann die ausgegebene Zeitzitterfolge in dem Ausgangssignal der DUT und die eingegebene Zeitzitterfolge in dem Eingangssignal der DUT berechnen. Darüber hinaus kann die Transformationsvorrichtung 701 für ein analytisches Signal das Signal auf der Grundlage von vorbestimmen Frequenzkomponenten des empfangenen Signals erzeugen.
Gemäß den 16 und 17 gibt die Wiederabtastvorrichtung 901 die Zeitzitterfolge aus, die erhalten wurde durch Abtasten des augenblicklichen Phasenrauschens, das durch die Lineartrend- Entfernungsvorrichtung 704 erzeugt wurde, an den Nulldurchgangs-Zeitpunkten. Durch Abtasten des augenblicklichen Phasenrauschens an den Nulldurchgangs-Zeitpunkten kann das Phasenrauschen an den Flanken des Signals erfasst werden. Somit kann die Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion mit hoher Genauigkeit berechnet werden.
10 ist ein Flussdiagramm eines Beispiels für den Zeitzitter-Schätzschritt S221. Der Zeitzitter-Schätzschritt S221 transformiert das empfangene Signal in dem Transformationsschritt S801 für ein analytisches Signal in das analytische Signal. Der Schritt S801 führt die Transformation in einer ähnlichen Weise wie der der mit Bezug auf 9 beschriebenen analytischen Transformationsvorrichtung 701 durch. Der Schritt S801 kann durch Verwendung der Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal durchgeführt werden.
Als Nächstes schätzt der Schritt S802 für die Schätzung der augenblicklichen Phase die augenblickliche Phase des analytischen Signals. Der Schritt S802 führt die Schätzung in einer ähnlichen Weise wie der der mit Bezug auf 9 beschriebenen Schätzvorrichtung 702 für die augenblickliche Phase durch, und er kann durch Verwendung der Schätzvorrichtung 702 für die augenblickliche Phase durchgeführt werden.
Als Nächstes schätzt der Schritt S803 für die Schätzung der augenblicklichen Linearphase die Linearkomponente der augenblicklichen Phase des im Schritt S801 empfangenen Signals. Der Schritt S803 schätzt die Linearkomponente der augenblicklichen Phase des empfangenen Signals in einer ähnlichen Weise wie der der mit Bezug auf 9 beschriebenen Linearphasen- Schätzvorrichtung 703. Der Schritt S803 kann durch Verwendung der Linearphasen-Schätzvorrichtung 703 durchgeführt werden.
Als Nächstes entfernt der Lineartrend-Entfernungsschritt S804 die Linearkomponente aus der augenblicklichen Phase, um das augenblickliche Phasenrauschen zu berechnen. Der Schritt S804 führt die Berechnung in einer ähnlichen Weise wie der der mit Bezug auf 9 beschriebenen Lineartrend-Entfernungsvorrichtung 704 durch. Der Schritt S804 kann durch Verwendung der Lineartrend-Entfernungsvorrichtung 704 durchgeführt werden.
Als Nächstes erzeugt der Wiederabtastschritt S1001 die durch Abtasten des augenblicklichen Phasenrauschens erhaltene Zeitzitterfolge. Der Schritt S1001 erzeugt die Zeitzitterfolge in einer ähnlichen Weise wie der der mit Bezug auf 9 beschriebenen Wiederabtastvorrichtung 901. Darüber hinaus kann der Schritt S1001 durch Verwendung der Wiederabtastvorrichtung 901 durchgeführt werden.
11 zeigt ein Beispiel für das von der DUT ausgegebene Ausgangssignal x(t). Bei dem vorliegenden Beispiel schätzt die Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 die ausgegebene Zeitzitterfolge des Ausgangssignals. Das Ausgangssignal ist zitterig. Die Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal transformiert das Ausgangssignal in ein komplexes analytisches Signal. Bei diesem Beispiel führt die Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal eine derartige Transformation durch Verwendung der später beschriebenen Hilbert-Transformation durch.
12 zeigt ein Beispiel des analytischen Signal z(t), das von der Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal erzeugt wurde, die ein analytisches Signal mit einem reellen Teil und einem imaginären Teil durch Verwendung der Hilbert-Transformation erzeugt. In 12 ist der reelle Teil des analytischen Signals durch eine ausgezogene Linie gezeigt, während der imaginäre Teil durch eine strichlierte Linie gezeigt ist. Die Schätzvorrichtung 702 für die augenblickliche Phase berechnet die augenblickliche Phase des analytischen Signals. Die Einzelheiten der Berechnung der augenblicklichen Phasen werden später beschrieben.
13 zeigt ein Beispiel für die augenblickliche Phase ϕ(t), die von der Schätzvorrichtung 702 für die augenblickliche Phase berechnet wird. Die Schätzvorrichtung 702 für die augenblickliche Phase wickelt die augenblickliche Phase ab, um Diskontinuitäten aus dieser zu entfernen und eine kontinuierliche Phase zu erhalten.
14 zeigt ein Beispiel für die abgewickelte Phase ϕ(t). Die Linearphasen-Schätzvorrichtung 703 berechnet die Linearkomponente der augenblicklichen Phase des durch die Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 empfangenen Signals, auf der Grundlage der abgewickelten augenblicklichen Phase. Die Linearphasen-Schätzvorrichtung 703 führt eine Anpassung der kleinsten Quadrate einer geraden Linie bei der abgewickelten augenblicklichen Phase durch, um die augenblickliche Linearphase zu erhalten.
15 zeigt ein Beispiel für die augenblickliche Linearphase ϕ(t). Die Lineartrend-Entfernungsvorrichtung 704 berechnet das augenblickliche Phasenrauschen durch Entfernen der Linearkompo nente aus der abgewickelten augenblicklichen Phase. D.h., die Lineartrend-Entfernungsvorrichtung 704 berechnet die Differenz zwischen der in 14 gezeigten abgewickelten augenblicklichen Phase und der der in 15 gezeigten augenblicklichen Linearphase als das augenblickliche Phasenrauschen.
16 zeigt ein Beispiel für das augenblickliche Phasenrauschen Δϕ(t). Die Wiederabtastvorrichtung 901 berechnet die Zeitzitterwerte des von der Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 empfangenen Signals auf der Grundlage des augenblicklichen Phasenrauschens. Die Wiederabtastvorrichtung 901 führt eine Abtastung der Wellenform des augenblicklichen Phasenrauschens Δϕ(t) zu den den jeweiligen Nulldurchgängen des reellen Teils x(t) des analytischen Signals z(t) nächsten Zeitpunkten durch, die als angenäherte Nulldurchgangs-Zeitpunkte bezeichnet werden, um das augenblickliche Phasenrauschen zu dem Nulldurchgangs-Zeitpunkt nT₀ zu berechnen, d.h., die Zeitzitterfolge Δϕ[n] (=Δϕ(nT₀)). Durch Schätzen der Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion aus den Zeitzitterfolgen (dem augenblicklichen Phasenrauschen zu den Nulldurchgangs-Zeitpunkten) kann die Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion genau berechnet werden.
17 zeigt ein Beispiel für die Zeitzitterfolge Δϕ[n]. Die Zitterverstärkungs-Schätzvorrichtung 502 berechnet den Effektivwert und den Spitze-zu-Spitze-Wert des Zeitzitterns auf der Grundlage der Zeitzitterfolge. Das Effektivwert-Zeitzittern Δϕ_RMS ist der mittlere Quadratwert der Zeitzitterfolge Δϕ[n] und wird durch die Zitterverstärkungs-Schätzvorrichtung 502 gemäß der folgenden Gleichung berechnet.
N ist die Anzahl von Abtastungen des Zeitzitterns, die gemessen wurden. Andererseits ist das Spitze-zu-Spitze-Zeitzittern ∆ϕ_pp die Differenz zwischen dem maximalen Wert und dem minimalen Wert von Δϕ[n] und wird berechnet durch die Zitterverstärkungs-Schätzvorrichtung 502 auf der Grundlage der folgenden Gleichung.
Als Nächstes wird die Erfassung der Nulldurchgänge beschrieben.
18 zeigt einen beispielhaften reellen Teil des analytischen Signals z(t). Zuerst wird angenommen, dass der maximale Wert und der minimale Wert des reellen Teils des analytischen Signals des zu messenden Eingangssignals ein 100%-Pegel bzw. ein 0%-Pegel sind. Somit kann ein 50%-Pegelwert V_50% berechnet werden. Dann wird die Differenz zwischen jedem der benachbarten abgetasteten Werte des reellen Teils des analytischen Signals und des 50%-Pegelwertes V_50%, (x(j – 1) – V_50%) und (x(j) – V_50%) erhalten, und danach wird das Produkt der so erhaltenen Werte, (x(j – 1) – V_50%) x (x(j) – V_50%) berechnet. Wenn x(t) den 50%-Pegel kreuzt, d.h., den Nulldurchgangspegel, ändern sich die Vorzeichen der benachbarten abgetasteten Werte (x(j – 1) – V_50%) und (x(j) – V_50%) von negativ in positiv oder von positiv in negativ. Wenn somit der vorgenannte Produktwert negativ ist, wird bestimmt, dass x(t) den Nulldurchgangspegel gekreuzt hat. Daher entspricht die Zeit j – 1 oder j einem der abgetasteten Werte (x(j – 1) – V_50%) und (x(j) – V_50%). Somit wird x(j – 1) oder x(j), das den kleineren absoluten Wert als das andere, als der angenäherte Nulldurchgang bestimmt. In 18 stellen Kreise jeweils die nahesten Punkte bei den ansteigenden Nulldurchgängen dar, d.h., die angenäherten Nulldurchgänge, die erfasst wurden.
Die mit Bezug auf 3 beschriebene Zitterverstärkungs-Schätzvorrichtung 502 berechnet die Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion der vorbeschriebenen DUT auf der Grundlage des Effektivwertes oder des Spitze-zu-Spitze-Wertes des vorbeschriebenen eingegebenen und ausgegebenen Zeitzitterns. Darüber hinaus berechnet die unter Bezug auf 5 beschriebene Zitterphasendifferenz-Schätzvorrichtung 503 die Phase der Zitterübertragungsfunktion der vorbeschriebenen DUT anhand der eingegebenen Zeitzitterfolge und der ausgegebenen Zeitzitterfolge. Als Nächstes wird die Berechnung der Bitfehlerrate, die die mit Bezug auf 1 beschriebene Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 auf der Grundlage der Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion berechnet, beschrieben.
19 zeigt ein Beispiel für die von der Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 berechnete Bitfehlerrate. In 19 stellt die horizontale Achse den Spitze-zu-Spitze-Wert des eingegebenen Zeitzitterns dar, während die vertikale Achse die Bitfehlerrate darstellt. In dem gezeigten Beispiel wird ein sinusförmiges Zittern für die Schwankung des Taktes des zu der DUT zu liefernden Eingangsbitstroms verwendet.
Die augenblickliche Phase Δθ[nT] des Bittakts wird durch eine Sinuswelle cos(2π⨍_PMt) moduliert. Der in die DUT eingegebene Datenstrom hat das folgende Zeit zittern. Δθ[nT] = Ki cos(2π⨍PMt)|t=nT (21)
In dieser Gleichung ist 2K_i der Spitze-zu-Spitze-Wert des eingegebenen Zitterns, während ⨍_PM die Phasenmodulationsfrequenz ist. Wenn das sinusförmige Zittern, das ausreichend größer als das von der DUT selbst erzeugte interne Zittern ist, zu der DUT geführt wird, wird die Ausgangszeit des wiedergewonnenen Takts gleich Δϕ[nT] = Ki|HJ(⨍PM)|exp(–j∠HJ(⨍PM))cos(2π⨍PMt)|t=nT (22)Worin H_J(⨍_PM) die Zitterübertragungsfunktion der DUT ist. Die DUT hat eine Taktwiedergewinnungseinheit, und H_J(⨍_PM) entspricht der Zitterübertragungsfunktion der Taktwiedergewinnungseinheit. Aus den Gleichungen (21) und (22) sind die Spitze-zu-Spitze-Werte des sinusförmigen Zitterns begrenzt, nämlich ΔθPP < M1, ΔϕPP < M2 (23)
Die Zitterfrequenz ⨍_J wird durch die Phasenmodulationsfrequenz ⨍_PM dargestellt. ⨍J = ⨍PM (24)
Somit werden der schlechteste Wert und der Mittelwert des Spitzenzitterns bei der Zitterfrequenz ⨍_J wie folgt erhalten:
Darüber hinaus werden der Spitze-zu-Spitze-Zitterwert und der Effektivwert der in der Zeitdomäne wie folgt erhalten:
In den obigen Gleichungen können |X|² oder (|X|²)^0,5 als |X| berechnet werden. Gemäß den obigen Gleichungen liefert, wenn das sinusförmige Zittern dem Eingangssignal hinzugefügt wird, das sinusförmige Zittern ein deterministisches Zittern zu der DUT. Darüber hinaus entspricht die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion des sinusförmigen Zitterns dem schlechtesten Fall. Die Einzelheiten des sinusförmigen Zitterns werden später beschrieben.
Als Nächstes wird eine Bitfehlerratengleichung abgeleitet, die die Schwankung der ansteigenden Flanken des Eingangsdatenstroms aufgrund des zugeführten eingegebenen Zitterns berücksichtigt. Wenn die Zeiten t_{zero-crossing} der angrenzenden ansteigenden Flanken jeweils t_decision kreuzen, wird das vorhergehende Bit oder das nächste Bit bei t_decision unterschieden. D. h., eine fehlerhafte Decodierung erfolgt. Da die die Wahrscheinlichkeit des Fehlers für das vorhergehende Bit gleich der für das nächste Bit ist, wird die Bitfehlerrate wie folgt gegeben: BER = ⨍(∆alignpp) = 12 Pe(tdecision < tzero-crossing) + 12 Pe (tzero-crossing < tdecision) (29)
Zur Vereinfachung wird t_decision betrachtet als der optimale Abtastzeitpunkt, und die Zeitschwankung Δϕ[nT] zu diesem optimalen Abtastzeitpunkt kann in die Schwankung des Eingangsdatenstroms Δθ[nT] eingefügt werden. Es folgt, dass nur die Berechnung der durch das Ausrichtungszittern bewirkten Bitfehlerrate ausreichend ist, um die gewünschten Schätzungen zu erhalten. Darüber hinaus kann aufgrund der Symmetrie der sinusförmigen Zitterverteilung die Gleichung (29) wieder geschrieben werden als: BER = ⨍(∆alignpp) = Pe(tdecision < tzero-crossing) (30)
Hier wird ein Ausrichtungszittern beschrieben. Das Ausrichtungszittern ist definiert von P.R. Trischitta und stellt einen Ausrichtungsfehler zwischen dem Zeitzittern des Eingangssignals und dem Zeitzittern des Ausgangssignals (wiedergewonnener Takt) dar. Das Ausrichtungszittern ist durch die folgende Gleichung definiert. ∆align[nT] = |(Δϕ[nT] – Δθ[nT])| (31)
Δθ[nT] ist das Zeitzittern des Eingangssignals der DUT, und Δϕ[nT] ist das Zeitzittern des eingegebenen Ausgangssignals.
Aus Gleichung (31) wird, wenn die Wahrscheinlich keitsdichtefunktion des Ausrichtungszitterns durch Einsetzen der Gleichungen (21) und (22) in die Ausdrücke in Gleichung (31) erhalten wird, die folgende Gleichung erhalten. ∆align[nT] = |Ki{|HJ(⨍PM)|exp(–j∠HJ(⨍PM))–1}cos(2π⨍PMt)|t=nT (32)
Wenn ein bestimmter Wert als die Phasenmodulationsfrequenz ⨍_PM, gegeben ist, wird K_i{|H_J(⨍_PM)|exp(–j∠H_J(⨍_PM))–1} konstant. Daher folgt in dem Fall des eingegebenen sinusförmigen Zitterns die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion des Ausrichtungszitterns einer sinusförmigen Verteilung.
Hier ist X = K_i{|H_J(⨍_PM)|–1}. Zur Vereinfachung wird die obige sinusförmige Verteilung als eine gleichförmige Verteilung angenähert.
worin X = Δϕ_P = Δθ_P{|H_J(⨍_PM)|–1}.
20 zeigt das Ausrichtungszittern in dem schlechtesten Fall. Das minimale eingegebene Zittern 0,5 UI_PP bewirkt, dass das wiedergewonnene Bit zwischen 0 UI und 0,5 UI schwingt. Aus Gleichung (30) ist die Wahrscheinlichkeit des Fehlers, dass die zufällige Variable, die der gleichförmigen Verteilung folgt, tdecision überschreitet, gegeben durch
Der Abtastzeitpunkt t_decision sollte in der Mitte des Bitzeitintervalls oder 0,5 UI (Einheitsintervall) sein. Somit wird die Bitfehlerrate:
Die Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 kann die Bitfehlerrate der DUT auf der Grundlage von Gleichung (36) berechnen. Mit anderen Worten, auf der Grundlage der Verstärkung H_J(⨍_PM) der Zitterübertragungsfunktion der DUT kann die Beziehung zwischen dem eingegebenen Zeitzittern und der Bitfehlerrate, die in 19 gezeigt ist, berechnet werden.
Die Messvorrichtung 100 kann eine Zittertoleranz der DUT berechnen. Es ist festzustellen, dass die Zittertoleranz die Größe des eingegebenen Zeitzitterns bedeutet, die die Bitfehlerrate mit einem vorbestimmten Wert oder mehr liefert. Beispielsweise kann die Zittertoleranz die minimale Größe des eingegebenen Zeitzitterns sein, die die Bitfehlerrate größer als null liefert.
Die Bitfehlerrate der DUT kann gemäß Gleichung (36) berechnet werden. Die untere Grenze der Zittertoleranz ist aus Gleichung (36) wie folgt gegeben:
Da |H_J(f_PM)| allgemein kleiner als 1 ist, können die Bitfehlerrate und die Zittertoleranz berechnet werden durch ||H_J(f_PM) |–1| = –|H_J(f_PM)| in den Gleichungen (36) und (37).
Die Messvorrichtung 100 dieses Beispiels berechnet die Bitfehlerrate und die Zittertoleranz auf der Grundlage der Ausrichtungsfehler der eingegebenen und ausgegebenen Signale, die auf der Verstärkung Zitterübertragungsfunktion beruhen, wie in Verbindung mit den Gleichungen (36) und (37) beschrieben ist. Da die Gleichungen (36) und (37) die Bitfehlerrate und die Zittertoleranz berechnen, während das interne Rauschen in der DUT als null betrachtet wird, sind die durch die Gleichungen (36) und (37) dargestellte Bitfehlerrate und Zittertoleranz die besten Werte hiervon. Die Messvorrichtung 100 kann die durch die Gleichungen (36) und (37) dargestellte Bitfehlerrate und Zittertoleranz als die Werte der Bitfehlerrate und der Zittertoleranz der DUT für den besten Fall oder als die angenäherten Werte hiervon berechnen.
Die Messvorrichtung 100 kann die Bitfehlerrate und die Zittertoleranz weiterhin auf der Grundlage der Phase der Übertragungsfunktion berechnen, wie mit Bezug auf 5 beschrieben ist. Wenn die Phase der Zitterübertragungsfunktion in die durch die Gleichungen (36) und (37) dargestellte Bitfehlerrate und Zittertoleranz eingeführt wird, werden

erhalten. Die Messvorrichtung 100 kann die Bitfehlerrate und die Zittertoleranz gemäß den Gleichungen (38) und (39) berechnen. Da das interne Rauschen in der DUT in den Gleichungen (38) und (39) sowie in den Gleichungen (36) und (37) als null betrachtet wird, sind auch die durch die Gleichungen (38) und (39) dargestellte Bitfehlerrate und Zittertoleranz die Werte der Bitfehlerrate und der Zittertoleranz der DUT für den besten Fall. Die Messvorrichtung 100 kann die Bitfehlerrate und die Zittertoleranz, die durch die Gleichungen (38) und (39) dargestellt sind, als die Werte der Bitfehlerrate und der Zittertoleranz der DUT für den besten Fall oder als die angenäherten Werte hiervon berechnen. Darüber hinaus können, da Re(|HJ(⨍PM)|exp(–j∠HJ(⨍PM)))im Allgemeinen weniger als 1 ist, die Bitfehlerrate und die Zittertoleranz berechnet werden durch ‖HJ(⨍PM)|exp(–j∠HJ(⨍PM))–1 = 1 – Re(|HJ(⨍PM)|exp(–j∠HJ(⨍PM)))In den Gleichungen (38) und (39).
Darüber hinaus kann die Messvorrichtung 100 die Bitfehlerrate und die Zittertoleranz der DUT auf der Grundlage der folgenden Gleichungen berechnen.
Hierin ist β eine Korrekturkonstante, die die Verschlechterung des Leistungsvermögens der DUT anzeigt und vorher durch Messen usw. gegeben ist.
Darüber hinaus kann die Messvorrichtung 100 die Bitfehlerrate und die Zittertoleranz der DUT weiterhin auf der Grundlage des internen Rauschens in der DUT berechnen. In einem Fall, in welchem die DUT eine PLL enthält für die Erzeugung des wiedergewonnenen Taktes und der wiedergewonnene Takt als das Ausgangssignal der DUT empfangen wird, kann die Messvorrichtung 100 beispielsweise die Bitfehlerrate und die Zittertoleranz der DUT weiterhin auf der Grundlage des internen Rauschens in der PLL berechnen.
Das durch das interne Rauschen der PLL bewirkte Phasenrauschen ist wie folgt gegeben: |1 – HJ(⨍PM)exp(–j∠HJ(⨍PM))|2|ΔΦ(⨍PM)|2 (⨍PM < ⨍b) (40)
Hierin ist ⨍_b die obere Grenzfrequenz des Bandes des Ausgangssignals der DUT. Beispielsweise ist in einem Fall, in welchem die DUT den wiedergewonnenen Takt als ihr Ausgangssignal ausgibt, ⨍_b die obere Grenze des Durchlassbandes der PLL-Schleife zum Erzeugen dieses wiedergewonnenen Taktes. ⨍_b kann aus der Taktfrequenz ⨍₀ gemäß Gleichung (41) erhalten werden. Alternativ kann ⨍_b aus dem maximalen Wert des Phasenfaktors der Zitterübertragungsfunktion erhalten werden.
Wenn das auf das Phasenrauschen in Gleichung (40) be zogene Glied zu der durch Gleichung (38) dargestellten Bitfehlerrate hinzugefügt wird, wird die folgende Gleichung erhalten.
Daher werden die Bitfehlerrate bzw. die untere Grenze der Zittertoleranz erhalten.
Es ist festzustellen, dass, wenn ⨍_PM < ⨍_b ist, |H_J(⨍_PM)| ≈ 1.0. Somit wird gefunden, dass die untere Grenze der Zittertoleranz unterhalb ⨍_PM=⨍_b auf etwa 1/2 der unteren Grenze der Zittertoleranz oberhalb ⨍_PM=⨍_b verschlechtert ist. Darüber hinaus können, da Re(|HJ(⨍PM)|exp(–j∠HJ(⨍PM)))im Allgemeinen niedriger als List, die Bitfehlerrate und die Zittertoleranz berechnet werden durch ‖HJ(⨍PM)|exp(–j∠HJ(⨍PM))–1| = 1 – Re(|HJ(⨍PM)|exp(–j∠HJ(⨍PM)))in den Gleichungen (43) und (44).
Die Messvorrichtung 100 kann die Bitfehlerrate und die Zittertoleranz der DUT gemäß den Gleichungen (43) und (44) berechnen. Da diese Berechnung weiterhin auf dem internen Rauschen in der DUT beruht, können die Bitfehlerrate und die Zittertoleranz der DUT genauer berechnet werden.
Wie vorstehend beschrieben ist, kann die untere Grenze der Zittertoleranz nur anhand der Zitterübertragungsfunktion erhalten werden. Für ⨍_PM<⨍_b entspricht die Messung der Zittertoleranz einer Prüfung der Wirkungen des Phasenrauschens. Da die Zitterübertragungsfunktion einfach durch einen Computer berechnet werden kann, können die Bitfehlerrate und die untere Grenze der Zittertoleranz aus den Gleichungen (36), (37), (38), (39), (43) und (44) berechnet werden. Daher kann die Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 die Bitfehlerrate der DUT gemäß jeder der Gleichungen (36), (38) und (43) berechnen.
21 zeigt eine beispielhafte Beziehung zwischen der Frequenz des eingegebenen Zeitzitterns und der Zittertoleranz. In 21 stellt die vertikale Achse die Zittertoleranz dar, während die horizontale Achse die Frequenz des eingegebenen Zeitzitterns darstellt. Darüber hinaus zeigt in 21 die ausgezogene Linie eine beispielhafte Spezifikation der DUT, während Kreise beispielhafte Werte zeigen, die tatsächlich gemessen wurden. Die Zittertoleranz in 21 entspricht der Gleichung (44). Zusätzlich sind, wenn die Frequenz des eingegebenen Zeitzitterns hoch, die ge mäß den Gleichungen (39) und (44) berechneten Zittertoleranzen einander gleich. Weiterhin wird, wenn die Frequenz des eingegebenen Zeitzitterns höher ist, die Gleichung (44) der Gleichung (37) angenähert. Andererseits entspricht der Frequenzbereich von ⨍_PM<⨍_b in Gleichung (44) einem Neigungsbereich auf der Niedrigfrequenzseite in 21.
22 zeigt ein Beispiel für die Phasenrauschenspektren. Die Neigung der in 22 gezeigten Phasenrauschenspektren entspricht der Neigung der in 21 gezeigten Zittertoleranz. Gemäß den 21 und 22 haben die Phasenrauschenspektren und die Zittertoleranz denselben Neigungsbereich über den niedrigen Zitterfrequenzen.
23 zeigt ein anderes Beispiel für die Struktur der Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501. In 23 haben die mit derselben Bezugszahl wie diejenigen in 9 gekennzeichneten Komponenten dieselben oder ähnliche Funktionen und Strukturen wie die mit Bezug auf 9 beschriebenen. Die Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 in diesem Beispiel enthält die Struktur der mit Bezug auf 9 beschriebenen Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 und enthält weiterhin eine Wellenform-Abschneidvorrichtung 1701.
Die Wellenform-Abschneidvorrichtung 1701 entfernt die Amplitudenmodulationskomponenten aus dem von der Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 empfangenen Signal. Die Wellenform-Abschneidvorrichtung 1701 ersetzt den Signalwert, der größer als ein vorbestimmter erster Schwellenwert ist, durch den ersten Schwellenwert, und sie ersetzt auch den Signalwert, der kleiner als vorbestimmter zweiter Schwellenwert ist, durch den zweiten Schwellenwert, um die Amplitudenmodulations komponente des Signals zu entfernen. Darüber hinaus kann die in den anderen Beispielen beschriebene Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 die Wellenform-Abschneidvorrichtung 1701 wie bei dem vorliegenden Beispiel enthalten. Da die Wellenform-Abschneidvorrichtung 1701 die Amplitudenmodulationskomponenten aus dem Signal entfernt, kann die Zitterübertragungsfunktion genau berechnet werden.
24 zeigt ein anderes Beispiel für den Zeitzitter-Schätzschritt S221. In 24 sind die Schritte mit denselben Bezugszahlen dieselben wie oder ähnlich den mit Bezug auf 10 beschriebenen. Der Zeitzitter-Schätzschritt S221 bei diesem Beispiel enthält den mit Bezug auf 10 beschriebenen Zeitzitter-Schätzschritt S221 und enthält weiterhin den Wellenform-Abschneidschritt S1801.
Der Wellenform-Abschneidschritt S1801 entfernt die Amplitudenmodulationskomponenten aus dem Signal. Der Transformationsschritt S801 für das analytische Signal erzeugt ein analytisches Signal des Signals, aus dem die Amplitudenmodulationskomponenten entfernt wurden. Der Schritt S1801 entfernt die Amplitudenmodulationskomponenten in einer ähnlichen Weise wie der der mit Bezug auf 23 beschriebenen Wellenform-Abschneidvorrichtung 1701. Darüber hinaus kann der Schritt S1801 durch Verwendung der Wellenform-Abschneidvorrichtung 1701 durchgeführt werden.
Die 25 und 26 sind Diagramme zum Erläutern der Entfernung der Amplitudenmodulationskomponenten durch die Wellenform-Abschneidvorrichtung 1701. 25 zeigt ein Beispiel des von der Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 empfangenen Signals. Die Wellenform-Abschneidvorrichtung 1701 multipliziert den Signalwert des analogen oder digitalen Eingangssignals mit einer Konstanten, ersetzt den sich ergebenden Signalwert, der größer als der vorbestimmte erste Schwellenwert ist, durch den ersten Schwellenwert, und ersetzt den sich ergebenden Signalwert, der kleiner als der vorbestimmte zweite Schwellenwert ist, durch den zweiten Schwellenwert. Es ist festzustellen, dass der erste Schwellenwert als größer als der zweite Schwellenwert angenommen wird. 26 zeigt ein Beispiel für das Signal, aus dem die Amplitudenmodulationskomponenten entfernt wurden.
27 zeigt noch ein anderes Beispiel für die Struktur der Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501. In 27 haben die Komponenten, die mit denselben Bezugszahlen wie diejenigen in 9 gekennzeichnet sind, dieselben oder ähnliche Funktionen und Strukturen wie die mit Bezug auf 9 beschriebenen. Die Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 in diesem Beispiel enthält die Struktur der mit Bezug auf 9 beschriebenen Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501, und sie enthält weiterhin eine Niedrigfrequenzkomponenten-Entfernungsvorrichtung 1901. Die Niedrigfrequenzkomponenten-Entfernungsvorrichtung 1901 zieht Frequenzkomponenten in einem gewünschten Band aus dem augenblicklichen Phasenrauschen heraus und gibt die herausgezogenen Komponenten aus. Die Niedrigfrequenzkomponenten-Entfernungsvorrichtung 1901 kann die Niedrigfrequenzkomponenten aus dem augenblicklichen Phasenrauschen entfernen und das augenblickliche Phasenrauschen ohne Niedrigfrequenzkomponenten ausgeben. Durch Entfernen der Niedrigfrequenzkomponenten des augenblicklichen Phasenrauschens kann die Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion genauer berechnet werden.
28 zeigt ein anderes Beispiel des Zeitschätzschrittes S221. In 28 sind die Schritte mit denselben Bezugszahlen dieselben oder ähnlich den mit Bezug auf 10 beschriebenen. Der Zeitzitter-Schätzschritt S221 enthält den mit Bezug auf 10 beschriebenen Zeitzitter-Schätzschritt S221. und weiterhin enthält er den Schritt S2001 des Entfernens von Niedrigfrequenzkomponenten.
Der Niedrigfrequenzkomponenten-Entfernungsschritt S2001 entfernt die Niedrigfrequenzkomponenten aus dem Signal. Der Schritt S2001 entfernt die Niedrigfrequenzkomponenten in einer ähnlichen Weise wie der der mit Bezug auf 27 beschriebenen Niedrigfrequenzkomponenten-Entfernungsvorrichtung 1901. Der Schritt S1801 kann durch Verwendung der Niedrigfrequenzkomponenten-Entfernungsvorrichtung 1901 durchgeführt werden.
29 zeigt ein anderes Beispiel für die Struktur der Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501. In 29 haben die Komponenten, die durch dieselben Bezugszahlen wie diejenigen in 9 gekennzeichnet sind, dieselben oder ähnliche Funktion und Strukturen wie diejenigen, die mit Bezug auf 9 beschrieben wurden. Die Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 bei diesem Beispiel enthält die Struktur der mit Bezug auf 9 beschriebenen Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501, und sie enthält weiterhin einen Analog/Digital(AD)-Wandler 9901.
Der AD-Wandler 9901 wandelt das von der Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 empfangene analoge Signal in ein digitales Signal um. Der AD-Wandler 9901 liefert das digitale Signal zu der Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal, und die Transformati onsvorrichtung 701 für das analytische Signal erzeugt das analytische Signal auf der Grundlage des digitalen Signals. Der AD-Wandler 9901 kann einen Hochgeschwindigkeits-AD-Wandler, einen Digitalisierer oder ein digitales Oszilloskop verwenden. Alternativ kann die in den anderen Beispielen beschriebene Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 den AD-Wandler 9901 in derselben Weise wie bei der Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 nach diesem Beispiel enthalten.
30 ist ein Flussdiagramm, das ein anderes Beispiel für den Zeitzitter-Schätzschritt S221 zeigt. In 30 sind die Schritte mit denselben Bezugszahlen dieselben oder ähnlich den mit Bezug auf 10 beschriebenen. Der Zeitzitter-Schätzschritt S221 in diesem Beispiel enthält den mit Bezug auf 10 beschriebenen Zeitzitter-Schätzschritt S221, und er enthält weiterhin den AD-Umwandlungsschritt S9801.
Der AD-Umwandlungsschritt S9801 wandelt das analoge Signal in ein digitales Signal um. Der Transformationsschritt S801 für das analytische Signal erzeugt das analytische Signal des umgewandelten digitalen Signals. Der Schritt S9801 wandelt das analoge Signal in das digitale Signal in einer ähnliche Weise wie der des mit Bezug auf 29 beschriebenen AD-Wandlers 9901 um. Der Schritt S9901 kann durch Verwendung des AD-Wandlers 9901 durchgeführt werden.
31 zeigt eine beispielhafte Struktur für die Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal. Die Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal enthält ein Bandpassfilter 1101, das ein bandbegrenztes Signal erzeugt, das durch Herausziehen der Frequenzkomponenten in der Nähe der Grundfrequenz des von der Zeitzitter- Schätzvorrichtung 501 empfangenen Signals erhalten wurde, und eine Hilbert-Transformationsvorrichtung 1102, die eine Hilbert-Transformation des bandbegrenzten Signals durchführt, um ein Hilbert-Paar des Signals zu erzeugen.
Das Bandpassfilter 1101 kann ein analoges oder ein digitales Filter sein, oder es kann durch Verwendung einer Digitalsignalverarbeitung wie der FFT implementiert werden. Darüber hinaus kann das Bandpassfilter 1101 so ausgebildet sein, dass es eine freie Veränderung der Bandbreite, mit der die Komponenten hindurchgehen können, ermöglicht. Bei der Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal nach diesem Beispiel kann das analytische Signal auf der Grundlage der Grundfrequenz des empfangenen Signals erzeugt werden. Somit kann die Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion genau berechnet werden. Die Erzeugung des analytischen Signals unter Verwendung der Hilbert-Transformation wird nachfolgend beschrieben.
Das analytische Signal z(t) des reellen Signals x(t) ist definiert durch das folgende komplexe Signal. z(t) ≡ x(t) + jx ^(t) (45)
In der vorstehenden Gleichung ist j die imaginäre Einheit, und der imaginäre Teil x ^(t) des komplexen Signals z(t) wird durch Hilbert-Transformation des reellen Teils x(t) erhalten.
Andererseits ist die Hilbert-Transformation der Zeitdomänen-Wellenform x(t) durch die folgende Gleichung definiert.
x ^(t) ist die Faltung von Funktionen x(t) und (1/πt). Mit anderen Worten, die Hilbert-Transformation ist äquivalent dem Ausgangssignal, das erhalten wird, indem x(t) durch ein Gesamtpassfilter hindurchgeht. Es ist festzustellen, dass die Phase des Ausgangssignals x ^(t) um π/2 verschoben ist, obgleich die Größe der Komponenten der Spektren nicht verändert ist. Das analytische Signal und die Hilbert-Transformation sind beispielsweise beschrieben in A. Papoulis, Probability, Random Variables, and Stochastic Processes, 2. Ausgabe, McGraw-Hill Book Company, 1984.
Die augenblickliche Phase ϕ(t) des reellen Signals x(t) wird aus dem analytischen Signal z(t) erhalten durch Verwendung der folgenden Gleichung.
Als Nächstes wird der Algorithmus zum Schätzen der augenblicklichen Phase unter Verwendung der Hilbert-Transformation beschrieben. Zuerst wird das in 11 gezeigte, zu messende Signal
der Hilbert-Transformation so unterzogen, dass ein Signal entsprechend dem imaginären Teil des komplexen Signals
erhalten wird, wodurch das zu messende Signal x(t) in das analytische Signal
transformiert wird, das in 12 gezeigt ist.
Das erhaltene analytische Signal wurde der Bandpassfilterung durch das Bandpassfilter 1101 unterzogen. Daher kann das Zittern entsprechend der Schwankung der Grundfrequenz des zu messenden Signals genau berechnet werden.
Dann schätzt die Schätzvorrichtung 702 für die augenblickliche Phase die in 13 gezeigt Phasenfunktion ϕ(t) anhand des analytischen Signals z(t) durch Verwendung der Gleichung (47).
ϕ(t) wird dargestellt durch Verwendung eines Hauptwertes der Phase in dem Bereich –π bis π und hat diskontinuierliche Punkte angenähert zu den Zeitpunkten, zu denen die Phase von –π nach π wechselt. Schließlich können durch Abwickeln der diskontinuierlichen Phasenfunktion ϕ(t) (d.h., zweckmäßiges Hinzufügen integraler Vielfacher von 2π zu dem Hauptwert ϕ(t)) die Diskontinuitäten entfernt werden, so dass die in 14 gezeigte augenblickliche ϕ(t) erhalten wird.
Die Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal kann den reellen Teil für die Verzögerungszeit r kompensieren, wie durch die folgende Gleichung dargestellt ist. z(t) = x(t – τ) + jx ^(t) (53)
Wie durch Gleichung (53) dargestellt ist, kann das hochgenaue analytische Signal in einem Fall erhalten werden, in welchem die Verzögerungszeit τ entsprechend der Filterverzögerung bei dem Hilbert-Transformationsvorgang durch die das analytische Signal erzeugende Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal beachtet wird. Darüber hinaus kann die Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 die augenblickliche Phase ϕ(t) berechnen, nachdem der lineare Phaseausdruck entfernt wurde, gemäß der folgenden Gleichung.
Darüber hinaus kann die Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 die augenblickliche Phase ϕ(t), nachdem die Verzögerungszeit r in der Hilbert-Transformation korrigiert wurde, gemäß der folgenden Gleichung berechnen.
Es ist festzustellen, dass ⨍_J die Zitterfrequenz des Signals x(t) darstellt. Durch Entfernen des Linearphasenausdrucks kann das augenblickliche Phasenrauschen des Signals x(t), das in 16 gezeigt ist, erfasst werden.
32 ist ein Flussdiagramm, das ein Beispiel für den Transformationsschritt S801 für das analytische Signal zeigt. Der Transformationsschritt S801 für das analytische Signal erzeugt ein bandbegrenztes Signal, das durch Herausziehen der Frequenzkomponenten in der Nähe der Grundfrequenz des von der Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 empfangenen Signals im Bandpass-Filterschritt S1201 erhalten wurde. Der Schritt S1201 erzeugt das bandbegrenzte Signal in der ähnlichen Weise zu der des mit Bezug auf 31 beschriebenen Bandpassfilters 1101. Der Schritt S1201 kann von dem Bandpassfilter 1101 durchgeführt werden.
Dann wird in dem Hilbert-Transformationsschritt S1201 das bandbegrenzte Signal der Hilbert-Transformation unterzogen, um ein Hilbert-Paar zu erzeugen. Der Schritt S1202 führt die Erzeugung des Hilbert-Paares in derselben Weise wie der der mit Bezug auf 31 beschriebenen Hilbert-Transformationsvorrichtung 1102 durch. Der Schritt S1202 kann durch Verwendung der Hilbert-Transformationsvorrichtung 1102 durchgeführt werden.
Dann wird in dem Ausgabeschritt S1203 das bandbegrenzte Signal als der reelle Teil des analytischen Signals ausgegeben, und das bandbegrenzte Signal wird, nachdem es der Hilbert-Transformation unterzogen wurde, als der imaginäre Teil des analytischen Signals ausgegeben.
33 zeigt eine andere beispielhafte Struktur der Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal. Die Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal enthält eine Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 1301, die das von der Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 empfangene Signal in ein zweiseitiges Spektrum in der Frequenzdomäne transformiert, einen Bandbreitenbegrenzer 1302, der die Frequenzkomponenten in der Nähe der positiven Grundfrequenz in dem zweiseitigen Spektrum in der Frequenzdomäne herauszieht, und eine Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 1303, die das Ausgangssignal des Bandbreitenbegrenzers 1302 in ein Signal in der Zeitdomäne transformiert. Die Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 1301 und die Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 1303 können durch Verwendung von FFT bzw. inverser FFT implementiert werden. Darüber hinaus kann der Bandbreitenbegrenzer 1302 dieselbe oder eine ähnliche Funktion und Struktur wie das mit Bezug auf 31 beschriebene Bandpassfilter 1101 haben. Das Band, mit dem die Signalkomponenten durch den Bandbreitenbegrenzer 1302 hindurchgehen können, ist frei veränderbar. Die Einzelheiten der Arbeitsweise der Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal bei diesem Beispiel werden später beschrieben.
34 ist ein Flussdiagramm, das ein anderes Beispiel für den Transformationsschritt S801 für das analytische Signal zeigt. Der Transformationsschritt S801 für das analytische Signal transformiert das von der Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 empfangene Signal im Schritt S1401 in ein Signal in der Frequenzdomäne. Der Schritt S1401 erzeugt das Signal in der Frequenzdomäne in einer ähnlichen Weise wie bei der mit Bezug auf 33 beschriebenen Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 1301. Der Schritt S1401 kann durch Verwendung der Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 1301 durchgeführt werden.
Dann werden in dem Entfernungsschritt S1402 für negative Frequenzkomponenten die negativen Frequenzkomponenten in dem zweiseitigen Spektrum in der Frequenzdomäne entfernt. Der Schritt S1402 kann eine ähnliche Funktion wie die des mit Bezug auf 33 beschriebenen Bandbreitenbegrenzers 1302 haben. Der Schritt S1403 kann durch Verwendung des Bandbreitenbegrenzers 1302 durchgeführt werden.
Dann werden in dem Bandbreiten-Begrenzungsschritt S1403 die Frequenzkomponenten in der Nähe der positiven Grundfrequenz in dem transformierten Signal in der Frequenzdomäne herausgezogen. Der Schritt S1403 kann eine ähnliche Funktion wie der des mit Bezug auf 33 beschriebenen Bandbreitenbegrenzers 1302 haben. Der Schritt S1403 kann durch Verwendung des Bandbreitenbegrenzers 1302 durchgeführt werden.
Das Signal in der Frequenzdomäne wird dann im Schritt S1404 in ein Signal in der Zeitdomäne transformiert. Der Schritt S1404 kann das Signal in der Zeitdomäne in einer ähnlichen wie der der mit Bezug auf 33 beschriebenen Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 1303 erzeugen. Der Schritt S1404 kann durch die Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 1303 durchgeführt werden. Als Nächstes werden die Einzelheiten der Arbeitsweise der Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal, die das analytische Signal durch Verwendung der schnellen Fourier-Transformation erzeugt, beschrieben.
35 zeigt ein Beispiel des von der Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal empfan genen Signals. Die Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal empfängt das in 35 durch Kreise gezeigte digitalisierte Signal x(t). Die Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 1301 führt eine FFT-Operation bei dem Signal x(t) durch, wodurch das Signal x(t) in das Signal x(f) in der Frequenzdomäne transformiert wird.
36 zeigt ein Beispiel für das Signal X(f) in der Frequenzdomäne. Der Bandbreitenbegrenzer 1302 setzt die Daten mit Ausnahme der Daten in der Nähe der Grundfrequenz in dem positiven Frequenzkomponenten der Spektren X(f) auf null, um nur die Daten in der Nähe der Grundfrequenz in den positiven Frequenzkomponenten zu lassen, und verdoppelt dann die positiven Frequenzkomponenten. Diese Operationen in der Frequenzdomäne entsprechen der Bandbreitenbegrenzung des zu messenden Signals in der Zeitdomäne und der Transformation des Signals nach der Bandbegrenzung in das analytische Signal.
37 zeigt ein Signal Z(f) in der Frequenzdomäne, dessen Bandbreite begrenzt wurde. Die Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 1303 führt eine inverse Fourier-Transformationsoperation bei dem Signal Z(f) durch, um das analytische Signal z(t) zu erzeugen, für das die Bandbreite begrenzt wurde.
38 zeigt das analytische Signal z(t), für das die Bandbreite begrenzt wurde. Es ist festzustellen, dass die Operation zum Verdoppeln der positiven Frequenzkomponenten in einem Fall weggelassen werden kann, in welchem das Objekt die Schätzung der augenblicklichen Phase ist.
In der mit Bezug auf 33 beschriebene Transforma tionsvorrichtung 701 für das analytische Signal entspricht die Periode des Signals x(t) in einigen Fällen nicht der Anzahl der Punkte der schnellen Fourier-Transformation. In diesen Fällen ist es erforderlich, das digitalisierte Signal x(t) mit einer Fensterfunktion zu multiplizieren. Die Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal in den Fällen des Multiplizierens des Signals x(t) mit der Fensterfunktion wird nachfolgend beschrieben.
39 zeigt ein anderes Beispiel für die Struktur der Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal. Die Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal enthält einen Pufferspeicher 1501, der das empfangene Signal speichert, eine Wellenformdaten-Auswahlvorrichtung 1502, die eine Wellenform aus dem in dem Pufferspeicher 1501 gespeicherten Signal auswählt, eine Fensterfunktions-Multiplikationsvorrichtung 1503, die den durch die Wellenformdaten-Auswahlvorrichtung 1502 ausgewählten Signalwellenformabschnitt mit einer vorbestimmten Fensterfunktion multipliziert, einen Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 1504, die die mit der Fensterfunktion multiplizierten Wellenformdaten in das Spektrum in der Frequenzdomäne transformiert, einen Bandbreitenbegrenzer 1505, der die Frequenzkomponenten in der Nähe der positiven Grundfrequenz des gegebenen Spektrums herauszieht, eine Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 1506, die die von dem Bandbreitenbegrenzer 1505 herausgezogenen Frequenzkomponenten in ein Signal in der Zeitdomäne transformiert, und eine Amplitudenkorrekturvorrichtung 1507, die das Signal in der Zeitdomäne mit einem Reziprokwert der Fensterfunktion multipliziert, um das analytische Signal zu erzeugen. Es ist festzustellen, dass die Wellenformdaten-Auswahlvorrichtung 1502 eine Wellenform endlicher Dauer auswählt, indem die Wellenformabschnitte teilweise überlagert werden.
In dem Fall, in welchem die Signalkomponente des Signals x(t) mit der Fensterfunktion multipliziert wurde, wird das Signal x(t) der Amplitudenmodulation unterzogen. Bei der Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal nach diesem Beispiel jedoch kann die Amplitudenmodulation des Signals x(t) korrigiert werden, indem eine Multiplikation mit einem Reziprokwert der Fensterfunktion in der Amplitudenkorrekturvorrichtung 1507 durchgeführt wird.
Die Fensterfunktions-Multiplikationsvorrichtung 1503 gibt das Signal x(t)·w(t), das durch Multiplizieren des Signals x(t) mit der Fensterfunktion w(t) erhalten wurde, zu der Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 1504 aus. Die Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 1504 transformiert das empfangene Signal in ein Signal in der Frequenzdomäne. Der Bandbreitenbegrenzer 1505 gibt das Spektrum Z(f) aus, das durch Ersetzen der negativen Frequenzkomponenten dieses Signals durch null erhalten wurde.
Die Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 1506 gibt ein Signal IFFT[Z(f)] aus, das durch Transformieren des Spektrums Z(f) in ein Signal in der Zeitdomäne erhalten wurde. Bei diesem Beispiel kann die Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal den reellen Teil und den imaginären Teil des Signals, das von der Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 1506 ausgegeben wird, als den reellen und den imaginären des analytischen Sig nals ausgeben. Der reelle Teil x_real(t) und der imaginäre Teil x_imag(t) des analytischen Signals sind der reelle Teil Re{IFFT[Z(f)]} und der imaginäre Teil IM{IFFT[Z(f)]} des Ausgangssignals der Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 1506. w'(t)xreal(t) = Re{IFFT[Z(⨍)]} w'(t)ximag(t) = Im{IFFT[Z(⨍)]} (56)
w'(t) stellt die transformierte Fensterfunktion w(t) von dem Spektrum Z(f) dar. Der reelle Teil x_real(t) und der imaginäre Teil x_imag(t) des analytischen Signals werden durch die Amplitudenmodulation durch die Fensterfunktion w(t) mit angenähert dem gleichen Grad beeinflusst. Daher wird die durch Gleichung (54) dargestellte augenblickliche Phase durch die folgende Gleichung dargestellt.
In einem Fall der Berechnung der durch Gleichung (57) dargestellten augenblicklichen Phase des Signals x(t) können bei diesem Beispiel die durch die Amplitudenmodulation durch die Fensterfunktion bewirkten Phasenschätzfehler in dem reellen Teil und dem imaginären Teil ausgelöscht werden. In einem Fall, in welchem die Amplitudenmodulation durch die Fensterfunktion auftritt, tritt der Phasenschätzfehler gemäß der folgenden Gleichung auf.
Da die mit X_real(t) und x_imag(t) verbundenen Phasenschätzfehler bei diesem Beispiel einander auslöschen können, ist es möglich, die augenblickliche Phase ohne durch die Amplitudenmodulation durch die Fensterfunktion bewirkten Phasenschätzfehler zu berechnen. Mit anderen Worten, wie aus den Gleichungen (56) und (57) ersichtlich ist, kann in einem Fall, in welchem der reelle Teil Re{IFFT[Z(f)]} und der imaginäre Teil Im{IFFT[Z(f)]} des Ausgangssignals der Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 1506 als der reelle Teil und der imaginäre Teil des analytischen Signals ausgegeben werden, die Schätzvorrichtung 702 für die augenblickliche Phase die augenblickliche Phase des Signals x(t) genau berechnen.
Darüber hinaus ist es möglich, wie in 39 gezeigt ist, wenn der reelle Teil und der imaginäre Teil des Signals, aus dem die Amplitudenmodulationskomponenten durch die Fensterfunktion entfernt wurden, als der reelle und der imaginäre Teil des analytischen Signals in der Amplitudenkorrekturvorrichtung 1507 ausgegeben werden, wirksam eine andere Analyse und Prüfung der DUT und dergleichen durch Verwendung des analytischen Signals durchzuführen.
Die Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 1504, der Bandbreitenbegrenzer 1505 und die Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 1506 haben dieselben oder ähnliche Funktionen und Strukturen wie diejenigen der Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 1301, des Bandbreitenbegrenzers 1302 und der Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 1303, die mit Bezug auf 33 beschrieben wurden.
Als Nächstes wird die Arbeitsweise der Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal nach der vorliegenden Erfindung beschrieben. Zuerst speichert der Pufferspeicher 1501 das zu messende Signal. Die Wellenformdaten-Auswahlvorrichtung 1502 zieht dann den Wellenformabschnitt des in dem Pufferspeicher 1501 gespeicherten Signals heraus. Die Fensterfunktions-Multiplikationsvorrichtung 1503 multipliziert dann den von der Wellenformdaten-Auswahlvorrichtung 1502 ausgewählten Wellenformabschnitt mit der Fensterfunktion. Dann führt die Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 1504 eine FFT-Operation bei dem mit der Fensterfunktion multiplizierten Wellenformabschnitt durch, so dass das Signal in der Zeitdomäne in das zweiseitige Spektrum in der Frequenzdomäne transformiert wird. Als Nächstes ersetzt der Bandbreitenbegrenzer 1505 die negativen Frequenzkomponenten des zweiseitigen Spektrums in der Frequenzdomäne durch null, um ein einseitiges Spektrum zu erhalten. Der Bandbreitenbegrenzer 1505 ersetzt dann die Frequenzkomponenten des einseitigen Spektrums mit Ausnahme derjenigen um die Grundfrequenz des zu messenden Signals herum durch null, um nur die Frequenzkomponenten um die Grundfrequenz des zu messenden Signals herum übrig zu lassen, wodurch die Bandbreite des Signals in der Frequenzdomäne begrenzt wird. Dann führt die Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 1506 eine inverse FFT bei dem bandbegrenzten einseitigen Spektrum durch, so dass das Signal in der Frequenzdomäne in ein Signals in der Zeitdomäne transformiert wird. Die Amplitudenkorrekturvorrichtung 1507 multipliziert das Signal in der Zeitdomäne mit dem Reziprokwert der Fensterfunktion, um das bandbegrenzte analytische Signal zu erzeugen. Die Transfor mationsvorrichtung 701 für das analytische Signal prüft dann, ob der Pufferspeicher 1501 die Wellenformdaten, die noch nicht verarbeitet wurden, speichert oder nicht. Wenn festgestellt wird, dass nicht verarbeitete Wellenformdaten in dem Pufferspeicher 1501 verblieben sind, wählt die Wellenformdaten-Auswahlvorrichtung 1502 den nächsten Wellenformabschnitt aus. Nachdem die Wellenformdaten-Auswahlvorrichtung 1502 den Wellenformabschnitt so herausgezogen hat, dass er teilweise den vorhergehenden herausgezogenen Wellenformabschnitt überlappt, wiederholt die Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal die vorbeschriebenen Operationen.
40 ist ein Flussdiagramm eines anderen Beispiels für den Transformationsschritt S801 für das analytische Signal. Der Schritt S801 speichert die zu messenden Signale in dem Pufferspeicherschritt S1601. Der Schritt S1601 hat dieselbe oder eine ähnliche Funktion wie die des Pufferspeichers 1501, der mit Bezug auf 39 beschrieben wurde. Der Schritt S1601 kann durch Verwendung des Pufferspeichers 1501 durchgeführt werden.
Dann wählt der Wellenformdaten-Auswahlschritt S1602 einen Teil des zu messenden Signals aus, der in dem Pufferspeicherschritt S1601 gespeichert wurde, und zieht den ausgewählten Wellenformabschnitt als die Wellenformdaten heraus. Der Schritt S1602 ist derselbe oder ähnlich denjenigen der mit Bezug auf 39 beschriebenen Wellenformdaten-Auswahlvorrichtung 1502 und kann durch Verwendung der Wellenformdaten-Auswahlvorrichtung 1502 durchgeführt werden.
Dann werden in dem Fensterfunktions-Multiplikationsschritt S1603 die im Schritt S1602 herausgezogenen Wellenformdaten mit einer vorbestimmten Fensterfunktion wie einer Harming-Funktion multipliziert. Der Schritt S1603 hat dieselbe oder eine ähnliche Funktion wie der mit Bezug auf 39 beschriebenen Fensterfunktions-Multiplikationsvorrichtung 1503 und kann durch die Fensterfunktions-Multiplikationsvorrichtung 1503 durchgeführt werden.
Dann werden in dem Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsschritt S1604 die mit der Fensterfunktion multiplizierten Wellenformdaten in ein Signal in der Frequenzdomäne transformiert. Der Schritt S1604 hat dieselbe oder eine ähnliche Funktion wie die der mit Bezug auf 39 beschriebenen Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 1504.
Dann werden in dem Entfernungsschritt S1605 für negative Frequenzkomponenten die negativen Frequenzkomponente des in die Frequenzdomäne transformierten Signals entfernt. Der Schritt S1605 hat dieselbe oder eine ähnliche Funktion wie die des mit Bezug auf 39 beschriebenen Bandbreitenbegrenzers 1505 und kann durch den Bandbreitenbegrenzer 1505 durchgeführt werden.
Dann werden in dem Bandbreiten-Begrenzungsschritt S1606 die Frequenzkomponenten des in die Frequenzdomäne transformierten Signals in der Nähe von deren Grundfrequenz herausgezogen. Der Schritt S1606 hat dieselbe oder eine ähnliche Funktion wie die des mit Bezug auf 39 beschriebenen Bandbreitenbegrenzers 1505 und kann durch den Bandbreitenbegrenzer 1505 durchgeführt werden.
Dann wird in dem Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsschritt S1607 das Signal mit der be grenzten Bandbreite in ein Signal in der Zeitdomäne transformiert. Der Schritt S1607 hat dieselbe oder eine ähnliche Funktion wie die der mit Bezug auf 39 beschriebenen Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 1506 und kann durch die Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 1506 durchgeführt werden.
Dann werden in dem Amplitudenkorrekturschritt S1608 die Amplitudenmodulationskomponenten des in die Zeitdomäne transformierten Signals entfernt. Der Schritt S1608 hat dieselbe oder ein ähnliche Funktion wie die der mit Bezug auf 39 beschriebenen Amplitudenkorrekturvorrichtung 1507 und kann durch die Amplitudenkorrekturvorrichtung 1507 durchgeführt werden.
Als Nächstes wird in dem Entscheidungsschritt S1609 festgestellt, ob noch unverarbeitete Daten des zu messenden Signals, das im Schritt S1601 gespeichert wurde, vorhanden sind oder nicht. Wenn die unverarbeiteten Daten übrig geblieben sind, zieht der Wellenformdaten-Auswahlschritt S1601 den nächsten des Signals in einer solchen Weise heraus, dass er den vorher herausgezogenen Teil teilweise überlappt. Der Schritt S1610 hat eine ähnliche Funktion wie der Schritt S1602. Wenn im Schritt S1609 festgestellt wird, dass keine unverarbeiteten Wellenformdaten vorhanden sind, wird der Vorgang beendet.
Als Nächstes wird nachfolgend ein Verfahren zum Schätzen der Phase der Zitterübertragungsfunktion beschrieben. 41 zeigt ein Flussdiagramm eines Beispiels für den Phasendifferenz-Schätzschritt S2301, der unter Bezug auf 7 beschrieben wurde. Zuerst wird in dem Schätzschritt S2604 für das eingegebene Zeitzitterspektrum das Zeitzitterspektrum des Ein gangssignals durch Anwendung der Fourier-Transformation auf die eingegebene Zeitzitterfolge geschätzt, die in dem unter Bezugnahme auf 6 beschriebenen Schätzschritt S241 für die eingegebene Zeitzitterfolge geschätzt wurde. Als Nächstes wird in dem Schätzschritt S2605 für das ausgegebene Zeitzitterspektrum das Zeitzitterspektrum des Ausgangssignals durch Anwendung der Fourier-Transformation auf die ausgegebene Zeitzitterfolge geschätzt, die in dem mit Bezug auf 6 beschriebenen Schätzschritt S243 für die ausgegebene Zeitzitterfolge geschätzt wurde. Dann werden in dem Zitterphasendifferenz-Schätzschritt S2606 die Phasendifferenzen zwischen der eingegebenen und der ausgegebenen Zeitzitterfolge anhand der in den Schritten S2604 und S2605 geschätzten Zeitzitterspektren geschätzt und der Vorgang wird beendet.
Die Zitterphasendifferenz-Schätzvorrichtung 503 schätzt das Zeitzitterspektrum des Eingangssignals durch Verwendung von Gleichung (3) im Schritt S2604, der das Zeitzitterspektrum anhand des eingegebenen Zeitzitterns schätzt. Darüber hinaus schätzt die Zitterphasendifferenz-Schätzvorrichtung 503 im Schritt S2605 das Zeitzitterspektrum des Ausgangssignals durch Verwendung von Gleichung (4), der das Zeitzitterspektrum anhand des ausgegebenen Zeitzitterns schätzt. Darüber hinaus schätzt die Zitterphasendifferenz-Schätzvorrichtung 503 die Phasendifferenz zwischen dem eingegebenen und dem ausgegebenen Zeitzittern durch Verwendung von Gleichung (9) im Schritt S2606, der Differenzen zwischen dem eingegebenen und dem ausgegebenen Zeitzittern anhand des Zeitzitterspektrums schätzt. Weiterhin kann die Zitterphasendifferenz-Schätzvorrichtung 503 die Phasendifferenz zwischen dem eingegebenen und dem ausgegebenen Zeit zittern schätzen durch Berechnen des Arcus Tangens des Verhältnisses des imaginären Teils zu dem reellen Teil der Zitterübertragungsfunktion (d.h. Im/Re) im Schritt S2606.
Die Phasendifferenz zwischen dem eingegebenen und dem ausgegebenen Zeitzittern kann berechnet werden durch Berechnen der Zeitdifferenz zwischen dem Nulldurchgangs-Zeitpunkt der Rauschwellenform der eingegebenen augenblicklichen Phase und dem des ausgegebenen augenblicklichen Phasenrauschens, Berechnen eines Verhältnisses der berechneten Zeitdifferenz zu der Periode des zugeführten Zitterns (Reziprokwert der Zitterfrequenz) und Multiplizieren des berechneten Verhältnisses mit 2π (rad) (oder 360 Grad). In gleicher Weise kann sie berechnet werden durch Berechnen der Zeitdifferenz zwischen dem Nulldurchgangs-Zeitpunkt der eingegebenen Zeitzitter-Wellenform und dem der ausgegebenen Zeitzitter-Wellenform, Berechnen des Verhältnisses der berechneten Zeitdifferenz zu der Periode des zugeführten Zitterns (der Reziprokwert der Zitterfrequenz) und Multiplizieren des berechneten Verhältnisses mit 2π (rad) (oder 360 Grad).
Darüber hinaus kann die Phase der Zitterübertragungsfunktion durch die Wellenform des augenblicklichen Phasenrauschens des eingegeben und des ausgegebenen Signals berechnet werden. 42 ist ein Flussdiagramm eines anderen Beispiels für den Phasendifferenz-Schätzschritt S2301, der mit Bezug auf 7 beschrieben wurde. Die Wellenform des augenblicklichen Phasenrauschens des zu der DUT zu liefernden Eingangssignals wird berechnet im Schätzschritt S2502 für die Wellenform des eingegebenen augenblicklichen Phasenrauschens. Als Nächstes wird die Wellenform des augenblicklichen Phasenrauschens des von der DUT aus gegebenen Ausgangssignals in dem Schätzschritt S2503 für die ausgegebene Wellenform des augenblicklichen Phasenrauschens berechnet. Als Nächstes wird das Phasenrauschenspektrum des Eingangssignals berechnet durch Anwenden der Fourier-Transformation auf die Wellenform des augenblicklichen Phasenrauschens des Eingangssignals in dem Schätzschritt S2504 für das eingegebene Phasenrauschenspektrum. Als Nächstes wird das Phasenrauschenspektrum des Ausgangssignals berechnet durch Anwenden der Fourier-Transformation auf die Wellenform des augenblicklichen Phasenrauschens des Ausgangssignals in dem Schätzschritt S2505 für das ausgegebene Phasenrauschenspektrum. Dann wird die Phasendifferenz zwischen dem augenblicklichen Phasenrauschen anhand der in den Schritten S2504 und S2505 berechneten Phasenrauschenspektren berechnet und der Vorgang wird beendet.
Im Schritt S2504, in welchem das Phasenrauschenspektrum aus dem eingegebenen augenblicklichen Phasenrauschen erhalten wird, schätzt die Zitterphasendifferenz-Schätzvorrichtung 503 das Phasenrauschenspektrum des Eingangssignals durch Verwendung von Gleichung (1). Darüber hinaus schätzt die Zitterphasendifferenz-Schätzvorrichtung 503 das Phasenrauschenspektrum des Ausgangssignals durch Verwendung von Gleichung (2) im Schritt S2505, in welchem das Phasenrauschenspektrum aus dem ausgegebenen augenblicklichen Phasenrauschen erhalten wird. Weiterhin erhält die Zitterphasendifferenz-Schätzvorrichtung 503 die Phasendifferenz zwischen dem eingegebenen und dem ausgegebenen augenblicklichen Phasenrauschen durch Verwendung von Gleichung (9) im Schritt S2506, in welchem die Phasendifferenz zwischen dem jeweiligen augenblicklichen Phasenrauschen aus den Phasenrauschenspektren erhalten wird, und schätzt die Phase der Zitterübertragungsfunktion.
43 illustriert eine andere beispielhafte Messvorrichtung 100. In 43 haben die Komponenten mit denselben Bezugszahlen wie denjenigen in 1 dieselben oder ähnliche Funktionen und Strukturen wie die mit Bezug auf 1 beschriebenen. Die Messvorrichtung 100 nach diesem Beispiel enthält die Struktur von der in 1 gezeigten und enthält auch eine Signaleingabevorrichtung 301 und eine Zittertoleranz-Schätzvorrichtung 302.
Die Signaleingabevorrichtung 301 liefert ein durch Hinzufügen eines gewünschten Zitterns zu dem einzugebenden Eingangssignal zu der DUT. Die Signaleingabevorrichtung 301 fügt beispielsweise ein sinusförmiges Zittern zu dem Eingangssignal hinzu. Durch Hinzufügen des sinusförmigen Zitterns kann die Bitfehlerrate genau berechnet werden. Die Einzelheiten in dem Fall des Hinzufügens des sinusförmigen Zitterns werden später beschrieben.
Die Zittertoleranz-Schätzvorrichtung 302 schätzt eine Zittertoleranz der DUT auf der Grundlage der Zitterübertragungsfunktion der DUT. Die Zittertoleranz-Schätzvorrichtung 302 kann die Zittertoleranz auf der Grundlage der Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion schätzen, wie vorstehend beschrieben ist. Darüber hinaus kann die Zittertoleranz-Schätzvorrichtung 302 die Zittertoleranz weiterhin auf der Grundlage der Phase der Zitterübertragungsfunktion schätzen. Darüber hinaus kann die Zittertoleranz-Schätzvorrichtung 302 die Zittertoleranz weiterhin auf der Grundlage des internen Rauschens der DUT schätzen.
Die Zittertoleranz-Schätzvorrichtung 302 kann die Zittertoleranz der DUT gemäß den Gleichungen (37), (39) oder (44) berechnen. Darüber hinaus kann die Zittertoleranz-Schätzvorrichtung 302 den Wert der Zittertoleranz der DUT für den besten Fall berechnen, wie vorstehend beschrieben ist.
Die Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101 schätzt die Zitterübertragungsfunktion der DUT auf der Grundlage des eingegebenen Zeitzitterns, das die Signaleingabevorrichtung 301 zu dem Eingangssignal hinzufügt, und des ausgegebenen Zeitzitterns in dem Ausgangssignal der DUT. Die Signaleingabevorrichtung 301 fügt nacheinander ein eingegebenes Zeitzittern mit unterschiedlicher Zitteramplitude zu dem Eingangssignal hinzu. In diesem Beispiel empfängt die Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101 das in die DUT eingegebene Signal und das aus der DUT ausgegebene Signal.
44 ist ein Flussdiagramm eines anderen Beispiels für das Messverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung. In 44 haben die mit derselben Bezugszahl wie diejenigen in 2 gekennzeichneten Schritte dieselben oder ähnliche Funktionen wie die mit Bezug auf 2 beschriebenen. Zuerst wird in dem Signaleingabeschritt S401 ein gewünschtes Zittern zu dem Eingangssignal hinzugefügt und das zitterige Eingangssignal wird zu der DUT geliefert. Der Schritt S401 hat dieselbe oder eine ähnliche Funktion wie die der mit Bezug auf 43 beschriebene Signaleingabevorrichtung 301. Der Schritt S401 kann durch Verwendung der Signaleingabevorrichtung 301 durchgeführt werden.
Als Nächstes wird die Zitterübertragungsfunktion im Schritt S201 berechnet. Der Schritt S201 ist der dem Zitterübertragungsfunktions-Schätzschritt S201 in 2 ähnliche Schritt. Als Nächstes wird die Bitfehlerrate im Schritt S202 berechnet. Der Schritt S202 ist der dem Bitfehlerraten-Schätzschritt S202 in 2 ähnliche Schritt.
Als Nächstes wird die Zittertoleranz der DUT im Zittertoleranz-Schätzschritt S402 berechnet. Der Schritt S402 hat dieselbe oder eine ähnliche Funktion wie die der mit Bezug auf 43 beschriebenen Zittertoleranz-Schätzvorrichtung 302. Der Schritt S402 kann durch Verwendung der Zittertoleranz-Schätzvorrichtung 302 durchgeführt werden.
45 illustriert eine andere beispielhafte Messvorrichtung 100. In 45 haben die Komponenten mit denselben Bezugszahlen wie denjenigen in 1 dieselben oder ähnliche Funktionen und Strukturen wie die mit Bezug auf 1 beschriebenen. Die Messvorrichtung 100 bei diesem Beispiel enthält die Struktur der in 1 gezeigten und enthält auch eine Taktwiedergewinnungseinheit 2101.
Die Taktwiedergewinnungseinheit 2101 erzeugt ein wiedergewonnenes Taktsignals des Ausgangssignals auf der Grundlage des Ausgangssignals der DUT. Die Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101 empfängt den wiedergewonnenen Takt als das Ausgangssignal der DUT und berechnet die Zitterübertragungsfunktion der DUT auf der Grundlage des wiedergewonnenen Taktsignals.
46 ist ein Flussdiagramm eines anderen Beispiels für ein Messverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung. In dem Taktwiedergewinnungsschritt S2201 wird das wiedergewonnene Taktsignal des Ausgangssignals der DUT erzeugt. Der Schritt S2201 hat dieselbe oder eine ähnliche Funktion wie die der mit Bezug auf 45 beschriebenen Taktwiedergewinnungseinheit 2101 und kann durch Verwendung der Taktwiedergewinnungseinheit 2101 durchgeführt werden.
Dann wird in dem Zitterübertragungsfunktions-Schätzschritt S201 die Zitterübertragungsfunktion der DUT berechnet. Der Schritt S201 hat dieselbe oder eine ähnliche Funktion wie die der mit Bezug auf 45 beschriebenen Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101 und kann durch Verwendung der Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101 durchgeführt werden.
Dann wird in dem Bitfehlerraten-Schätzschritt S202 die Bitfehlerrate der DUT berechnet. Der Schritt S202 hat dieselbe oder eine ähnliche Funktion wie die der mit Bezug auf 45 beschriebenen Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 und kann durch Verwendung der Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 durchgeführt werden.
47 zeigt eine beispielhafte Struktur der DUT. Die DUT nimmt serielle Daten als ein Eingangssignal an und gibt parallele Daten als ein Ausgangssignal aus. Die DUT enthält ein Flipflop 3001, eine Taktwiedergewinnungseinheit 3003 und einen Serien/Parallel-Wandler 3002.
Die Taktwiedergewinnungseinheit 3003 empfängt das Eingangssignal (serieller Bitstrom) und erzeugt den wiedergewonnenen Takt für die Ausgabe des Ausgangssignals auf der Grundlage des empfangenen Eingangssignals (serieller Bitstrom). Bei dem vorliegenden Beispiel hat die Taktwiedergewinnungseinheit 3003 ei ne Phasenregelschleife (PLL).
Das Flipflop 3001 liefert das Eingangssignal zu dem Serien/Parallel-Wandler 3002. Der Serien/Parallel-Wandler 3002 empfängt den wiedergewonnenen Takt und wandelt das serielle Eingangssignal in das parallele Ausgangssignal auf der Grundlage der Zeiten des wiedergewonnenen Takts um.
Die Messvorrichtung 100 empfängt den von der Taktwiedergewinnungseinheit 3003 erzeugten wiedergewonnenen Takt als das Ausgangssignal der DUT und berechnet dann die Bitfehlerrate und/oder die Zittertoleranz der DUT auf der Grundlage des wiedergewonnenen Takts.
48 illustriert eine andere beispielhafte Messvorrichtung 100. In 48 haben die Komponenten mit denselben Bezugszahlen wie denjenigen in 1 dieselben oder ähnliche Funktionen und Strukturen wie die mit Bezug auf 1 beschriebenen. Die Messvorrichtung 100 bei diesem Beispiel enthält eine Zeitschätzvorrichtung 3100, eine Zeitdifferenz-Schätzvorrichtung 3102 und eine Bitfehler-Schätzvorrichtung 102.
Die Zeitschätzvorrichtung 3100 schätzt eine Zeitfehlerfolge des Eingangssignals zum Prüfen der DUT und eine Zeitfehlerfolge des Ausgangssignals, das die DUT als Antwort auf das Eingangssignal ausgibt. Die Zeitdifferenz-Schätzvorrichtung 3102 berechnet die Zeitdifferenzen zwischen der Zeitfehlerfolge des Eingangssignals und der des Ausgangssignals. Die Zeitdifferenz-Schätzvorrichtung 3102 kann die Zeitdifferenzen auf der Grundlage der Spitzenwerte oder der Effektivwerte der eingegebenen Zeitfehlerfolgen und der ausgegebenen Zeitfehlerfolgen berechnen. Die Bit fehlerraten-Schätzvorrichtung 102 schätzt die Bitfehlerrate der DUT auf der Grundlage der so berechneten Zeitdifferenzen. Gleichungen, die die Beziehung zwischen den Zeitdifferenzen und der Bitfehlerrate anzeigen, können vorher zu der Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 gegeben werden. Auch können Tabellen, die die Beziehungen zwischen den Zeitdifferenzen und der Bitfehlerrate anzeigen, vorher zu der Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 gegeben werden.
49 zeigt beispielhafte Eingangs- und Ausgangssignale. In dem gezeigten Beispiel gibt die DUT den wiedergewonnenen Takt als das Ausgangssignal aus. Die Zeiten des in die DUT eingegebenen Datenstroms und die Zeiten des wiedergewonnenen Takts sind in 49 durch Pfeile gezeigt. Der Eingangsdatenstrom und der wiedergewonnene Takt haben die in 49 gezeigten Zeitdifferenzen. Die Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 berechnet die Bitfehlerrate auf der Grundlage derartiger Zeitdifferenzen.
50 ist ein Flussdiagramm eines anderen Beispiels für ein Messverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung. In dem Zeitschätzschritt S3201 werden die Zeitfehlerfolgen des Eingangs- und des Ausgangssignals erhalten. Der Schritt S3201 hat dieselbe oder eine ähnliche Funktion wie die der mit Bezug auf 48 beschriebenen Zeitschätzvorrichtung 3100 und kann durch Verwendung der Zeitschätzvorrichtung 3100 durchgeführt werden.
Dann werden in dem Zeitdifferenz-Schätzschritt S3202 die Zeitdifferenzen zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangssignal berechnet. Der Schritt S3202 hat dieselbe oder eine ähnliche Funktion wie die der mit Bezug auf 48 beschriebenen Zeitdifferenz- Schätzvorrichtung 3102 und kann durch Verwendung der Zeitdifferenz-Schätzvorrichtung 3102 durchgeführt werden.
Dann wird in dem Bitfehlerraten-Schätzschritt S3203 die Bitfehlerrate der DUT berechnet. Der Schritt S3203 hat dieselbe oder eine ähnliche Funktion wie die der mit Bezug auf 48 beschriebenen Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 und kann durch Verwendung der Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 durchgeführt werden.
51 illustriert eine beispielhafte Struktur der Zeitschätzvorrichtung 3100. In 51 haben die Komponenten mit denselben Bezugszahlen wie denjenigen in 9 dieselben oder ähnliche Funktionen und Strukturen wie die in 9 gezeigten. Die Zeitschätzvorrichtung 3100 enthält eine Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal, die das Eingangs- und das Ausgangssignal in komplexe analytische Signals transformiert, eine Schätzvorrichtung 702 für die augenblickliche Phase, die die augenblickliche Phase des analytischen Signals berechnet, eine Idealzeit-Schätzvorrichtung 3301, die die anfänglichen Phasenwinkel und Durchschnittsfrequenzen der augenblicklichen Phasen berechnet und die Idealzeiten des Eingangs- und des Ausgangssignals schätzt, eine Wiederabtastvorrichtung 3304, die die augenblickliche Phase wieder abtastet und die eingegebene Zeitfolge des Eingangssignals und die ausgegebene Zeitfolge des Ausgangssignals erzeugt, und eine Zeitfehler-Berechnungsvorrichtung 3305, die eine Zeitfehlerfolge des Eingangssignals und eine Zeitfehlerfolge des Ausgangssignals auf der Grundlage der Idealzeiten und der Zeitfolgen berechnet.
Die Wiederabtastvorrichtung 3304 kann die Zeit n der Zeitfehlerfolgen Δϕ[nT] zu der Idealzeit-Schätzvorrichtung 3301 liefern. Darüber hinaus kann die Wiederabtastvorrichtung 3304 die augenblickliche zu dem Nulldurchgangs-Zeitpunkt der Wellenform des reellen Teils des analytischen Signals abtasten. Weiterhin kann die Wiederabtastvorrichtung 3304 die Abtastzeit in der Wiederabtastvorrichtung 3304 als die Zeit n zu der Idealzeit-Schätzvorrichtung 3301 liefern. Die Idealzeit-Schätzvorrichtung 3301 berechnet die Idealzeiten des Eingangs- und des Ausgangssignals auf der Grundlage der von der Wiederabtastvorrichtung 3304 gelieferten Zeit n.
Die Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal, die Schätzvorrichtung 702 für die augenblickliche Phase und die Wiederabtastvorrichtung 3304 haben dieselben oder ähnliche Funktionen und Strukturen wie die Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal, die Schätzvorrichtung 702 für die augenblickliche Phase und die Wiederabtastvorrichtung 901, die in 11 gezeigt sind.
Die Idealzeit-Schätzvorrichtung 3301 berechnet die anfänglichen Phasenwinkel und Durchschnittsfrequenzen der augenblicklichen Linearphase des Eingangs- und des Ausgangssignals, die in 14 gezeigt, um die Idealzeiten des Eingangs- und des Ausgangssignals zu berechnen. In diesem Fall kann die Idealzeit-Schätzvorrichtung 3301 die Linearphasen-Schätzvorrichtung 703 enthalten. Die Idealzeit-Schätzvorrichtung 3301 kann die Wert e, der Linearphase, die zu der Zeit n erzeugt wird, als die Idealzeiten ausgeben. Die Zeitfehler-Berechnungsvorrichtung 3305 erzeugt die Zeitfehlerfolge jeweils des Eingangs- und des Ausgangssignals auf der Grundlage der Idealzeit und des Ergebnisses der Wiederabtastung des augenblicklichen Phasenrauschens durch die Wiederabtastvorrichtung 3304. Die Messvorrichtung 100 bei dem gegenwärtigen Beispiel berechnet die Bitfehlerrate auf der Grundlage eines Ausrichtungsfehlers (Zeitdifferenz), der durch das Zittern in dem Eingangs- und dem Ausgangssignal bewirkt wird. Der Ausrichtungsfehler wird später beschrieben.
52 ist ein Flussdiagramm eines Beispiels für den Zeitschätzschritt S3201. Zuerst werden in dem Transformationsschritt S3400 für das analytische Signal das Eingangs- und das Ausgangssignal in das analytische Signal transformiert. Der Schritt S3400 hat dieselbe oder eine ähnliche Funktion wie die der mit Bezug auf 51 beschriebenen Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal und kann durch Verwendung der Transformationsvorrichtung 701 für das analytische Signal durchgeführt werden. Als Nächstes werden in dem Schätzschritt S3401 für die augenblickliche Phase die augenblicklichen Phasen des Eingangs- und des Ausgangssignals berechnet. Der Schritt S3401 hat dieselbe oder eine ähnliche Funktion wie die der mit Bezug auf 51 beschriebenen Schätzvorrichtung 702 für die augenblickliche Phase und kann durch Verwendung der Schätzvorrichtung 702 für die augenblickliche Phase durchgeführt werden.
Dann werden in dem Wiederabtastschritt S3402 die eingegebene und die ausgegebene Zeitzitterfolge erzeugt durch Abtasten des augenblicklichen Phasenrauschens des Eingangs- und des Ausgangssignals. Der Schritt S3402 hat dieselbe oder eine ähnliche Funktion wie die der mit Bezug auf 51 beschriebenen Wiederabtastvorrichtung 3304 und kann durch Verwendung der Wiederabtastvorrichtung 3304 durchgeführt werden.
Dann werden in dem Idealzeit- Schätzschritt S3403 die anfänglichen Phasenwinkel und Durchschnittsfrequenzen des Eingangs- und des Ausgangssignals berechnet, und die Idealzeiten des Eingangs- und des Ausgangssignals werden ebenfalls berechnet. Der Schritt S3403 hat dieselbe oder eine ähnliche Funktion wie die der mit Bezug auf 51 beschriebenen Idealzeit-Schätzvorrichtung 3301 und kann durch Verwendung der Idealzeit-Schätzvorrichtung 3301 durchgeführt werden.
Dann werden in dem Zeitfehler-Berechnungsschritt S3406 die Zeitfolgen des Eingangs- und des Ausgangssignals erzeugt. Der Schritt S3406 hat dieselbe oder eine ähnliche Funktion wie die der mit Bezug auf 51 beschriebenen Zeitfehler-Berechnungsvorrichtung 3305 und kann durch Verwendung der Zeitfehler-Berechnungsvorrichtung 3305 durchgeführt werden.
Als Nächstes wird das Ausrichtungszittern beschrieben. Ein Ausrichtungszittern ist definiert von P. R. Trischitta und stellt den Ausrichtungsfehler zwischen dem Zeitzittern des Eingangssignals und dem Zeitzittern des Ausgangssignals (wiedergewonnener Takt) dar. Das Ausrichtungszittern ist durch die folgende Gleichung definiert. ∆align[nT] = |(Δϕ[nT] – Δθ[nT])| (31)
Δθ[nT] und Δϕ[nT] sind die Zeitzitterfolge des Eingangssignals zu der DUT bzw. die des Ausgangssignals der DUT. Der Spitze-zu-Spitze-Wert und der Effektivwert des Ausrichtungszitterns werden wie folgt dargestellt: ∆alignPP = |((Δϕ – Δθ)PP| (58)
ρ ist ein Korrelationskoeffizient zwischen dem Zeitzittern des wiedergewonnenen Takts und dem Zeitzittern der in die DUT eingegebenen Daten. Beispielsweise wird angenommen, dass das Zeitzittern des wiedergewonnenen Takts stark mit dem Zeitzittern der Eingangsdaten in die DUT korreliert. In diesem Fall kann ρ als 1,0 angesehen werden, und die folgende Beziehung wird hergestellt.
Somit kann der Ausrichtungsfehler zwischen den Eingangsdaten und dem wiedergewonnenen Takt minimiert werden. Zu dieser Zeit hat die Taktwiedergewinnungseinheit die minimale Bitfehlerrate. Wenn andererseits das Zeitzittern des wiedergewonnenen Takts vollständig unkorreliert mit dem Zeitzittern der Eingangsdaten der Taktwiedergewinnungseinheit ist, kann ρ als 0,0 angesehen werden und es wird der folgenden Beziehung genügt.
Wegen des Ausrichtungsfehlers zwischen den Eingangsdaten und dem wiedergewonnenen Takt hat diese DUT eine Bitfehlerrate, die nicht vernachlässigbar ist.
Darüber hinaus ist der Spitze-zu-Spitze-Wert des Zeitzitterns des wiedergewonnenen Takts wie folgt gegeben:
Der Spitze-zu-Spitze-Wert des Ausrichtungszitterns wird wie folgt erhalten:
Als Nächstes wird der Fall beschrieben, bei dem das sinusförmige Zittern zu dem Eingangssignal der DUT hinzugefügt wird. Ein Eingangsdatensignal x(t) wird mit dem Zeitzittern Δθ[nT] phasenmoduliert. Das wiedergewonnene Taktsignal y(t) ist ebenfalls mit dem Zeitzittern Δϕ[nT] phasenmoduliert. x(t) = Asin(2π⨍bt + Δθ[t]) (62) x(t) = Asin(2π⨍bt + Δθ[t]) (63)
In den obigen Gleichungen ist fb eine Bitrate (Bittaktfrequenz). Wenn das jeweilige augenblickliche Phasenrauschen des Bittakts Δθ[nT] und Δϕ[nT] so gebildet werden, dass es der Sinuswelle cos(2π⨍_PMt) entspricht, wird das sinusförmige Zittern erhalten. Wenn andererseits das sinusförmige Zittern demoduliert wird, wird die Sinuswelle erhalten. Da diese Sinuswelle einem Linienspektrum in der Frequenzdomäne entspricht, ist die Zitterfrequenz ⨍_J durch eine einzelne Frequenz ⨍_PM gegeben. Daher ergibt ein Verhältnis der demodulierten Sinuswelle bei der Frequenz ⨍_PM die durch Gleichung (8) ausgedrückte Zitterübertragungsfunktion.
Wenn andererseits Δθ[nT] und Δϕ[nT] so ausgebildet sind, dass sie dem Gauß'schen Rauschen n_g(t) entsprechen, wird das Gauß'sche Rauschzittern erhalten. Wenn das Gauß'sche Rauschzittern demoduliert wird, wird die Gauß'sche Rauschwelle erhalten. Da das Gauß'sche Rauschen dem Breitbandspektrum in der Frequenzdomäne entspricht, ist die Zitterfrequenz ⨍_J durch ein Frequenzband (F_lower, F_upper) gegeben. Daher ergibt das Verhältnis des Eingangs- und des Ausgangsspektrums in diesem Frequenzband die Zitterübertragungsfunktion.
Es ist bekannt, dass, wenn das kegelstumpfförmige Zittern mit Gauß'scher Verteilung und das sinusförmige Zittern miteinander bei demselben Spitze-zu-Spitze-Wert verglichen werden, das sinusförmige Zittern eine Bitfehlerrate mit der Bestrafung von etwa 1 dB größer als der der Gauß'schen Verteilung ergibt. Mit anderen Worten, das sinusförmige Zittern kann die Zitterverteilung für die DUT für den schlechtesten Fall ergeben. Daher können in dem Fall, in welchem die Messvorrichtung 100 das sinusförmige Zittern zu dem Eingangssignal hinzufügt, die Prüfung der Bitfehlerrate und der Zittertoleranz genau durchgeführt werden.
Als Nächstes wird die Zittertoleranz beschrieben. Die Messung der Zittertoleranz ist eine Erweiterung der Bitfehlerprüfung. Genauer gesagt, das Zeitzittern Δθ[nT] der Eingangsdaten in die DUT wird so gebildet, dass es um das sinusförmige Zittern oder dergleichen schwankt, wodurch die Bitfehlerrate geprüft wird. Während die Zitterfrequenz ⨍_J festgelegt ist und die zugeführte Zittergröße zunimmt, wird die minimale zugeführte Zittergröße, die die Erzeugung der Bitfehlerrate bewirkt, erhalten. Als Nächstes wird die Beziehung zwischen dem sinusförmigen Zittern und der Bitfehlerrate beschrieben. Zuerst wird eine Entscheidungsgrenze oder ein Abtastzeitpunkt beschrieben. Bei der Beschreibung der Entscheidungsgrenze wird angenommen, dass der Bitstrom kein Zeitzittern hat.
53 zeigt ein Beispiel für das ideale und das tatsächliche Signal des Ausgangssignals. Wie in 53 gezeigt ist, ist die optimale Entscheidungsgrenze t_decision ein Punkt in der Mitte zwischen zwei benachbarten Nulldurchgängen (d.h., einer ansteigenden Flanke und einer abfallenden Flanke). Die Periode der optimalen Entscheidungsgrenzen ist durch die Periode von Bits T_b = 1/⨍_b gegeben. (a) Eine herkömmliche Messvorrichtung führt eine Abtastung des von der DUT ausgegebenen Bitstroms an den optimalen Entscheidungsgrenzen tdecision durch. In einem Fall, in welchem die DUT beispielsweise ein Serialisierer ist, wird der Ausgangsbitstrom von dem Serialisierer bei t_decision, das durch die Bitperiode gegeben ist, abgetastet. In einem anderen Fall, in welchem die DUT ein Deserialisierer ist, werden Daten, die einer Multiplexverarbeitung mit einem Verhältnis 1:L unterzogen sind, ausgegeben. Daher wird der Ausgangsbitstrom des Deserialisierers bei t_decision abgetastet, das durch die Datenperiode pro Kanal von LT_b gegeben ist. (b) Dann vergleicht die herkömmliche Messvorrichtung die abgetasteten Werte mit einem Schwellenwert und unterscheidet logische Werte "1" und "0" des Ausgangsbitstroms der DUT. (c) Die herkömmliche Messvorrichtung vergleicht die logischen Werte, die anhand der abgetasteten Werte bestimmt sind, mit diesen entsprechenden erwarteten Werten, um die Fehlerrate zu berechnen. BER = Anzahl von in einem Zeitintervall erfassten fehlerhaften BitsAnzahl von in einem Zeitintervall übertragenen Bits (64)
Es wird eine Prüfzeit, die für die Prüfung der Bitfehlerrate erforderlich ist, betrachtet. Beispielsweise erfordert die Zuführung einer binären Pseudozu fallsfolge mit einer Musterlänge von 2¹⁵– 1, die mit der Zitterfrequenz von 5 MHz phasenmoduliert ist, um die Zittertoleranzprüfung für eine serielle 2,5 Gbps-Kommunikationsvorrichtung durchzuführen, nur 13 μs. Darüber hinaus erfordert die Zuführung einer binären Pseudozufallsfolge mit einer Musterlänge von 2²³– 1 nur 3,4 ms. Andererseits erfordert die Prüfung für die Bitfehlerrate von 10^–9 0,4 s. Somit ist diese Prüfzeit unabhängig von der Musterlänge. Darüber hinaus sind, um die Bitfehlerrate von 10^–12 zu prüfen, 400 s erforderlich. Darüber hinaus kann, wenn die zugeführte Zittergröße erhöht wird, die PLL-Schaltung in der DUT nicht ordnungsgemäß arbeiten. Insbesondere kann, wenn die Bittaktfrequenz zunimmt, dieser Typ von Bitfehler in einem Fall auftreten, in welchem die zugeführte Zittergröße leicht erhöht wird. Aus dem Vorstehend ist es gemäß dem Verfahren, bei dem die Erzeugung des Bitfehlers erfasst wird, schwierig, eine Messung mit guter Wiederholbarkeit zu erhalten oder die Prüfzeit zu verkürzen. Daher ist es erforderlich, ein Verfahren zu finden, dass eine direkte Erfassung des Bitfehlerauftretens nicht erfordert, um die Prüfzeit zu verkürzen.
Die mit Bezug auf die 1 bis 47 beschriebene Messvorrichtung 100 berechnet die Zitterübertragungsfunktion der DUT und berechnet dann die Bitfehlerrate und/oder die Zittertoleranz der DUT auf der Grundlage der so berechneten Zitterübertragungsfunktion. Daher kann im Vergleich mit der herkömmlichen Messvorrichtung die Prüfzeit verkürzt werden. Darüber hinaus kann, obgleich die mit Bezug auf die 1 bis 47 beschriebene Messvorrichtung 100 die Zitterübertragungsfunktion der DUT berechnet, die Messvorrichtung 100 bei anderen Beispielen die Bitfehlerrate und/oder die Zittertoleranz der DUT auf der Grundlage der Zit terübertragungsfunktion, die vorher zu der Messvorrichtung 100 geliefert wurde, berechnen.
Mit anderen Worten, die Messvorrichtung 100 kann die Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung enthalten, die die Bitfehlerrate der DUT auf der Grundlage der vorher gegebenen Zitterübertragungsfunktion der DUT schätzt. Darüber hinaus kann die Messvorrichtung 100 die Zittertoleranz-Schätzvorrichtung enthalten, die die Zittertoleranz der DUT auf der Grundlage der Verstärkung der vorher gegebenen Zitterübertragungsfunktion der DUT schätzt. In diesem Fall können die Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung und die Zittertoleranz-Schätzvorrichtung dieselben oder ähnliche Funktionen und Strukturen wie die der vorgenannten Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 und Zittertoleranz-Schätzvorrichtung 302 haben.
Die mit Bezug auf die 48 bis 52 beschriebene Messvorrichtung 100 berechnet die Zeitdifferenzen zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangssignal und berechnet dann die Bitfehlerrate der DUT auf der Grundlage der so berechneten Zeitdifferenzen. Daher kann im Vergleich mit der herkömmlichen Messvorrichtung die Prüfzeit verkürzt werden. Darüber hinaus kann die mit Bezug auf die 48 bis 52 beschriebene Messvorrichtung die Zittertoleranz-Schätzvorrichtung enthalten, die die Zittertoleranz der DUT schätzt. Die Zittertoleranz-Schätzvorrichtung berechnet die Zittertoleranz der DUT auf der Grundlage der Zeitdifferenz zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangssignal.
54 zeigt die Prüfzeit der Messvorrichtung 100 und die einer herkömmlichen Bitfehlerraten-Messvorrichtung. 55 zeigt eine beispielhafte Beziehung zwischen der Anzahl der Änderungen der zuge führten Zittergröße und der in der Messvorrichtung 100 gemessenen Zittertoleranz. Wie in 54 gezeigt ist, erfordert die herkömmliche Bitfehlerraten-Messvorrichtung eine Prüfzeit von 20 s, um die zugeführte Zittergröße 20mal zu ändern und eine 1-Sekunden-Bitfehlerratenprüfung für jeden von 20 Typen der Zittergröße durchzuführen. Andererseits kann die vorgenannte Messvorrichtung die Zittertoleranz mit hoher Genauigkeit schätzen, indem die zugeführte Zittergröße mit einer minimalen Anzahl geändert wird (beispielsweise viermal) und die Zitterverstärkung erhalten wird, wie in 55 gezeigt ist. Die Messvorrichtung 100 kann die Zittertoleranz mit hoher Genauigkeit berechnen, indem die zugeführte Zittergröße beispielsweise viermal geändert und die Messung für die jeweilige zugeführte Zittergröße durchgeführt wird, wie in 55 gezeigt ist. In der Messvorrichtung 100 erfordert die Zittermessung für jede Zittergröße etwa 0,5 ms. Somit kann die Messvorrichtung 100 die Zitterverstärkung der DUT in etwa 2 s erhalten. D.h., die Messvorrichtung 100 kann die Zittertoleranz in einer Prüfzeit erhalten, die etwa 1/10 der Prüfzeit der herkömmlichen Messvorrichtung beträgt.
56 illustriert eine andere beispielhafte Messvorrichtung 100. Die Messvorrichtung 100 bei diesem Beispiel enthält dieselbe Struktur wie die mit Bezug auf 43 beschriebene und eine Auswahlvorrichtung 4020a und eine Auswahlvorrichtung 4020b (nachfolgend einfach als Auswahlvorrichtungen 4020 bezeichnet). Die Auswahlvorrichtungen 4020 wählen entweder ein zu der elektronischen Vorrichtung gegebenes Eingangsdatensignal oder ein Eingangsdaten-Taktsignal zum Erzeugen des Eingangsdatensignals aus und liefern es zu der Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101 als ein Eingangssignal der DUT 3000. Darüber hinaus wählen die Auswahlvorrichtungen 4020 entweder ein von der DUT 3000 als Antwort auf das Eingangsdatensignal ausgegebenen Ausgangsdatensignal oder ein von der DUT 3000 als Antwort auf das Eingangsdatensignal ausgegebenes wiedergewonnenes Taktsignal aus und liefern es zu der Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101 als ein Ausgangssignal der DUT 3000.
Die Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101 misst die Zitterübertragungsfunktion zwischen dem empfangenen Eingangssignal und dem empfangenen Ausgangssignal. Die Arbeitsweise der Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101 ist dieselbe wie die Arbeitsweise der mit Bezug auf 43 beschriebenen Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101. Darüber hinaus ist die Arbeitsweise der Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 und der Zittertoleranz-Schätzvorrichtung 302 dieselbe wie die Arbeitsweise der Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 und der Zittertoleranz-Schätzvorrichtung 302, die mit Bezug auf 43 beschrieben wurden.
Darüber hinaus erzeugt die Signaleingabevorrichtung 301 das zu der DUT 3000 gelieferte Eingangsdatensignal, und sie enthält einen Mustergenerator 4012, einen Zeitgenerator 4014 und einen Serialisierer 4010. Der Mustergenerator 4012 liefert Musterdaten zum Erzeugen des Eingangsdatensignals zu dem Serialisierer 4010, und der Zeitgenerator 4014 liefert das Eingangsdaten-Taktsignal zum Erzeugen des Eingangssignals zu dem Serialisierer 4010. Der Serialisierer 4010 erzeugt das Eingangsdatensignal auf der Grundlage der empfangenen Musterdaten und des empfangenen Eingangsdatentakts. Beispielsweise gibt der Serialisierer 4010 die jeweiligen Daten der empfangenen Musterdaten nacheinander aus in Abhängigkeit von den Zeiten der Flanken des empfangenen Eingangsdaten-Taktsignals.
Darüber hinaus fügt, wie in 43 erläutert ist, die Signaleingabevorrichtung 301 ein gewünschtes Zeitzittern zu dem Eingangsdatensignal hinzu. Die Signaleingabevorrichtung 301 kann das Zeitzittern zu dem Eingangsdatensignal hinzufügen, indem das Zeitzittern zu dem Eingangsdaten-Taktsignal hinzugefügt wird.
Als das Ausgangssignal kann, wenn das wiedergewonnene Taktsignal ausgewählt wird, die Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101 die Zitterübertragungsfunktion in der mit Bezug auf 47 beschriebenen Taktwiedergewinnungseinheit 3003 messen. In diesem Fall kann entweder das Eingangsdatensignal oder Eingangsdaten-Taktsignal als das Eingangssignal ausgewählt werden.
Darüber hinaus kann, wenn das Ausgangsdatensignal als das Ausgangssignal ausgewählt wird, die Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101 die Zitterübertragungsfunktion in der gesamten Struktur der mit Bezug auf 47 beschriebenen DUT 3000 messen. Auch kann in diesem Fall entweder das Eingangsdatensignal oder das Eingangsdaten-Taktsignal als das Eingangssignal ausgewählt werden. D.h., durch Auswahl des Eingangssignals kann bestimmt werden, welcher Teil der DUT 3000 zu messen ist.
Darüber hinaus kann auch bei dem mit Bezug auf 44 beschriebenen Messverfahren ein Schritt zum Auswählen entweder des Eingangsdatensignals oder des Eingangsdaten-Taktsignals als das Eingangssignal und ein Schritt zum Auswählen entweder des Ausgangsdaten signals oder des wiedergewonnenen Taktsignals als das Ausgangssignal gegeben sein, zwischen S401 und S201. Diese Schritte können durch Verwendung der Auswahlvorrichtungen 4020 durchgeführt werden.
57 illustriert Beispiele für von dem Mustergenerator 4012 erzeugte Musterdaten. Beispielsweise kann der Mustergenerator 4012 ein Signal aus einer binären Pseudozufallsfolge erzeugen, wie bei den Daten A gezeigt ist. Darüber hinaus kann der Mustergenerator 4012 beispielsweise Musterdaten erzeugen, wie in den Daten B gezeigt ist, bei denen ein Bit der Musterdaten entsprechend einem bestimmten Ausgangsstift der DUT 3000 abwechselnd 1 (hoch) und 0 (niedrig) wiederholt. In diesem Fall wird die Größe des Eingangsdatensignals und des Eingangsdaten-Taktsignals, die in die DUT 3000 eingegeben werden, für den bestimmten Ausgangsstift der DUT 3000 gleichgemacht. Hierdurch kann die Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101 die Zitterübertragungsfunktion genauer messen.
Darüber hinaus kann der Mustergenerator 4012 die in den Daten C gemessenen Musterdaten erzeugen, bei denen 1 und 0 für jede Bitanzahl, die dieselbe Anzahl wie die der Ausgangsstifte ist, wiederholt werden. Auch in diesem Fall kann die Zitterübertragungsfunktion in derselben Weise wie mit den Daten B genauer gemessen werden, und die Musterdaten können leicht erzeugt werden.
58 illustriert eine andere beispielhafte Struktur der Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 der Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101. Die Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 bei diesem Beispiel enthält eine Signalaufnahmeeinheit 4062, eine Schätzvorrichtung 4004 für periodisches Zittern, eine Ideal flankenzeit-Schätzvorrichtung 4006 und eine Flankenzeitfehler-Schätzvorrichtung 4008. Beispielsweise ist die Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 bei diesem Beispiel ein herkömmliches Oszilloskop.
Die Signalaufnahmeeinheit 4062 nimmt das Ausgangssignal der DUT auf. Darüber hinaus misst die Signalaufnahmeeinheit 4062 eine Periode des aufgenommenen Ausgangssignals usw.
Die Schätzvorrichtung 4004 für das Periodenzittern schätzt eine Periodenzitterfolge des Ausgangssignals auf der Grundlage des Messergebnisses in der Signalaufnahmeeinheit 4062. Hier kann die Periodenzitterfolge die Länge jedes Zyklus des Ausgangssignals anzeigen, und sie kann die Zeit jeder Flanke des Ausgangssignals anzeigen.
Die Idealflankenzeit-Schätzvorrichtung 4006 schätzt eine Durchschnittsperiode des Ausgangssignals auf der Grundlage der Periodenzitterfolge. Wenn beispielsweise die Periodenzitterfolge die Länge jedes Zyklus des Ausgangssignals anzeigt, schätzt die Idealflankenzeit-Schätzvorrichtung 4006 einen Durchschnitt jedes Wertes der Periodenzitterfolge als eine Durchschnittsperiode des Ausgangssignals.
Als Nächstes schätzt die Flankenzeitfehler-Schätzvorrichtung 4008 die ausgegebene Zeitzitterfolge auf der Grundlage der Durchschnittsperiode der Periodenzitterfolge, und die Periodenzitterfolge. Beispielsweise kann das ausgegebene Zeitzittern geschätzt werden durch Berechnen einer Idealflanken-Zeitfolge, die die Idealzeit jeder Flanke des Ausgangssignals anzeigt, und durch Berechnen der Differenz zwischen der Idealflanken-Zeitfolge und der Pe riodenzitterfolge, die die Zeit jeder Flanke des Ausgangssignals anzeigt, auf der Grundlage der Durchschnittsperiode des Ausgangssignals.
Die Zeitzitterfolge des Ausgangssignals kann geschätzt werden durch die Struktur der Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 bei diesem Beispiel sowie der Zeitzitter-Schätzvorrichtungen 501 der anderen Beispiele. Darüber hinaus kann die Zeitzitterfolge des Eingangssignals der DUT geschätzt werden.
59 ist ein Flussdiagramm, das ein anderes Beispiel für den Schritt der Zeitzitterschätzung S221 zeigt. Der Zeitzitter-Schätzschritt S221 kann bei diesem Beispiel durch die mit Bezug auf 48 beschriebene Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 durchgeführt werden.
Zuerst wird das Signal, dessen Zeitzittern zu schätzen ist, in dem Signalaufnahmeschritt S8000 aufgenommen. Der Schritt S8000 kann durch Verwendung der mit Bezug auf 58 beschriebenen Signalaufnahmeeinheit 4062 durchgeführt werden.
Als Nächstes wird die Periodenzitterfolge des aufgenommenen Signals in einem Periodenzitterfolgen-Schätzschritt S8002 geschätzt. Der Schritt S8002 kann durch Verwendung der mit Bezug auf 58 beschriebenen Periodenzitter-Schätzvorrichtung 4004 durchgeführt werden.
Als Nächstes wird die Durchschnittsperiode des Signals im Idealflankenzeit-Schätzschritt S8004 geschätzt. Der Schritt S8004 kann durchgeführt werden durch Verwendung der Idealflankenzeit-Schätzvorrichtung 4006, die mit Bezug auf 58 be schrieben ist.
Als Nächstes wird die Zeitzitterfolge des Signals in dem Flankenfehler-Schätzschritt S8006 geschätzt. Der Schritt S8006 kann durch Verwendung der mit Bezug auf 58 beschriebenen Flankenzeitfehler-Schätzvorrichtung 4008 durchgeführt werden.
60 zeigt ein Beispiel für eine Kurve einer Bitfehlerrate. In 60 zeigen Kreise Messpunkte von durch eine herkömmliche Messvorrichtung gemessenen Bits, und eine ausgezogene Linie zeigt die Bitfehlerratenkurve, die von der Messvorrichtung 100 gemessen wurde. Bei der Messvorrichtung 100 kann die Bitfehlerratenkurve, die mit dem herkömmlichen Verfahren kompatibel ist, erhalten werden. Darüber hinaus kann, wie mit Bezug auf 56 beschrieben ist, um die in 60 gezeigte Bitfehlerratenkurve zu erhalten, entweder das Eingangsdatensignal oder das Eingangsdaten-Taktsignal als das Eingangssignal und entweder das Ausgangsdatensignal oder das wiedergewonnene Taktsignal als das Ausgangssignal ausgewählt werden.
61 ist eine beispielhafte Messung der Zittertoleranz.
In 61 zeigt eine horizontale Achse die Frequenz des eingegebenen Zeitzitterns, und eine vertikale Achse zeigt die Zittertoleranz. Darüber hinaus zeigen in 61 Kreise die von der herkömmlichen Messvorrichtung gemessene Zittertoleranz, und quadratische Markierungen zeigen die von der Messvorrichtung 100 gemessene Zittertoleranz. Bei diesem Beispiel misst die Messvorrichtung 100 die Zittertoleranz unter Verwendung der Gleichung (39). Wie in 61 gezeigt ist, kann die Messvorrichtung 100 die Zittertoleranz messen, die kompatibel mit dem herkömmlichen Verfahren ist. Darüber hinaus kann, wie unter Bezug auf 56 beschrieben ist, um die Zittertoleranz wie in 61 gezeigt zu erhalten, entweder das Eingangsdatensignal oder das Eingangsdaten-Taktsignal als das Eingangssignal ausgewählt werden, und entweder das Ausgangsdatensignal oder das wiedergewonnenen Taktsignal kann als das Ausgangssignal ausgewählt werden.
Darüber hinaus kann die Messvorrichtung 100 die Zittertoleranz unter Verwendung von Gleichung (39.2) messen. Die genauere Zittertoleranz kann gemessen werden beispielsweise durch Einsetzen von 0,75 für ß in diesem Fall.
62 ist eine andere beispielhafte Struktur einer Zittertoleranz-Messvorrichtung als ein Beispiel für die Messvorrichtung 100.
Die Messvorrichtung 100 enthält eine Signaleingabevorrichtung 301, eine Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501, eine Zitterverzerrungs-Schätzvorrichtung 4100 und eine Schätzvorrichtung 4102 für eine auf das Zittern bezogene Übertragungsstrafe. Die Signaleingabevorrichtung 301 hat dieselbe Funktion und dieselbe Struktur wie die mit Bezug auf 56 beschriebene Signaleingabevorrichtung 301, und die Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 hat dieselbe Funktion und dieselbe Struktur wie die mit Bezug auf 3 beschriebene Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501.
Die Zitterverzerrungs-Schätzvorrichtung 4100 schätzt die Zitterverzerrung der ausgegebenen Zeitzitterfolge. Hier ist die Zitterverzerrung der ausgegebenen Zeitzitterfolge die Verzerrung des ausgegebenen Zeitzitterns des Ausgangssignals, das die DUT 3000 tat sächlich als Antwort auf das Eingangssignal ausgibt, gegenüber dem Idealzeitzittern des Ausgangssignals, das die DUT 3000 als Antwort auf das Eingangssignal ausgeben soll.
Die Schätzvorrichtung 4102 für die zitterbezogene Übertragungsstrafe schätzt die Zuverlässigkeit der DUT 3000 gegenüber dem Zittern auf der Grundlage der Zitterverzerrung. Beispielsweise schätzt die Schätzvorrichtung 4102 für die zitterbezogene Übertragungsstrafe die Zittertoleranz der DUT 3000. Darüber hinaus kann die Schätzvorrichtung 4102 für die zitterbezogene Übertragungsstrafe schätzen, ob die DUT 3000 normal arbeitet als Antwort auf das eingegebene Zeitzittern mit einer vorbestimmten Amplitude. D.h., die Signaleingabevorrichtung 301 kann das eingegebene Zeitzittern mit einer gewünschten Amplitude zu dem Eingangssignal hinzufügen und es zu der DUT 3000 liefern, und die Schätzvorrichtung 4102 für die zitterbezogene Übertragungsstrafe kann die Zuverlässigkeit der DUT 3000 gegenüber dem Zittern für die Amplitude des eingegebenen Zeitzitterns schätzen.
63 ist ein Flussdiagramm, das ein Beispiel für das Messverfahren zum Messen der DUT 3000 zeigt. Zuerst wird in dem Zitterfrequenz-Einstellschritt S4500 die Frequenz des eingegebenen Zeitzitterns, das zu dem Eingangssignal in die DUT 3000 hinzugefügt wird, eingestellt.
Als Nächstes wird in einem Zitteramplituden-Einstellschritt S4502 die Amplitude des eingegebenen Zeitzitterns, das zu dem Eingangssignal in die DUT 3000 hinzugefügt wird, eingestellt. Die Schritte S4500 und S4502 können unter Verwendung der mit Bezug auf 62 beschriebenen Signaleingabevorrichtung 301 durchgeführt werden.
Als Nächstes wird in einem Zeitzitterfolge-Messschritt S4504 die ausgegebene Zeitzitterfolge gemessen auf der Grundlage des Ausgangssignals der DUT 3000. Der Schritt S4504 kann unter Verwendung der mit Bezug auf 62 beschriebenen Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 durchgeführt werden.
Als Nächstes wird in einem Zitterverzerrungs-Messschritt S4506 die Zitterverzerrung des Zeitzitterns des Ausgangssignals, das die DUT 3000 tatsächlich ausgibt, gegenüber dem Zeitzittern des Ausgangssignals, das die DUT 3000 als Antwort auf das Eingangssignal ausgeben soll, gemessen. Der Schritt S4506 kann unter Verwendung der mit Bezug auf 62 beschriebenen Zitterverzerrungs-Schätzvorrichtung 4100 durchgeführt werden.
Als Nächstes wird in einem Beurteilungsschritt S4508 festgestellt, ob die Zitterverzerrung größer als ein vorbestimmter Wert ist. Der Schritt S4508 kann unter Verwendung der mit Bezug auf 62 beschriebenen Schätzvorrichtung 4102 für zitterbezogene Übertragungsstrafe durchgeführt werden.
In dem Schritt S4508 kehrt, wenn die Zitterverzerrung kleiner als der vorbestimmte Wert ist, die Folge wieder zu dem Schritt S4502 zurück, in welchem das Eingangssignal, zu dem das eingegebene Zeitzittern mit größerer Amplitude als beim vorhergehenden Mal hinzugefügt ist, in die DUT 3000 eingegeben wird, und die Verarbeitung der Schritte S4502–S4508 wird wiederholt, bis die Zitterverzerrung in dem Schritt S4508 größer als der vorbestimmte Wert wird.
Wenn die Zitterverzerrung in dem Schritt S4508 größer als der vorbestimmte Wert ist, wird die Zittertoleranz der DUT 3000 in dem Zittertoleranz-Schätzschritt S4510 geschätzt. In dem Schritt S4510 kann die Amplitude des eingegebenen Zeitzitterns geschätzt werden als eine Zittertoleranz der DUT 3000 bei der Frequenz des eingegebenen Zeitzitterns, wenn im Schritt S4508 festgestellt wird, dass die Zitterverzerrung größer als der vorbestimmte Wert ist. Darüber hinaus kann der Schritt S4510 unter Verwendung der mit Bezug auf 62 beschriebenen Schätzvorrichtung 4102 für zitterbezogene Übertragungsstrafe durchgeführt werden.
Als Nächstes wird in einem Schritt S4512 festgestellt, ob es irgendein eingegebenes Zeitzittern mit einer anderen Frequenz gibt, das weiterhin zu messen ist. Wenn es ein anderes eingegebenes Zeitzittern mit einer anderen Frequenz gibt, das zu messen ist, wird die Frequenz in dem Schritt S4500 eingestellt und die Verarbeitung der Schritte S4500–S4510 wird wiederholt. Darüber hinaus wird, wenn es kein eingegebenes Zeitzittern gibt, das noch zu messen ist, die Messung der Zittertoleranz beendet. D.h., die Signaleingabevorrichtung 301 liefert das Eingangssignal, zu welchem mehrfach sinusförmiges Zittern mit unterschiedlicher Frequenz hinzugefügt ist, beispielsweise zu der DUT 3000, und die Schätzvorrichtung 4102 für zitterbezogene Übertragungsstrafe schätzt die Zuverlässigkeit der DUT gegenüber dem Zittern für jede Frequenz des sinusförmigen Zitterns. Darüber hinaus kann die Signaleingabevorrichtung 301 das Eingangssignal, zu welchem das Eingangszeitzittern mit mehreren Frequenzkomponenten hinzugefügt ist, zu der DUT 3000 liefern. In diesem Fall wird die Zuverlässigkeit der DUT 3000 gegenüber dem Zittern für jede Frequenzkomponente gemessen.
64 ist eine beispielhafte Messung der Zittertoleranz. In 64 zeigt eine horizontale Achse die Amplitude des eingegebenen Zeitzitterns mit einer vorbestimmten Frequenz, und eine vertikale Achse zeigt die Amplitude des ausgegebenen Zeitzitterns.
Wie mit Bezug auf 63 beschrieben ist, liefert die Signaleingabevorrichtung 301 der Messvorrichtung 100 mehrere Eingangssignale mit unterschiedlichen Amplituden des eingegebenen Zeitzitterns zu der DUT 3000, und die Schätzvorrichtung 4102 für zitterbezogene Übertragungsstrafe schätzt die Zittertoleranz der DUT 3000 auf der Grundlage der Zitterverzerrung von dem jeweiligen ausgegebenen Zeitzittern gegenüber den mehreren Eingangssignalen.
D.h., wie in den Kreisen in 63 gezeigt ist, das die Zitterverzerrungs-Schätzvorrichtung 4100 die Amplitude des jeweiligen Zeitzitterns als Antwort auf das mehrfache eingegebene Zeitzittern mit unterschiedlichen Amplituden schätzt, und die Schätzvorrichtung 4102 für zitterbezogene Übertragungsstrafe schätzt die Zittertoleranz auf der Grundlage der Amplitude des jeweiligen eingegebenen Zeitzitterns, wobei die Amplitude des ausgegebenen Zeitzitterns als Antwort auf die Amplitude des eingegebenen Zeitzitterns nicht linear wird.
Wie unter Bezugnahme auf 47 beschrieben ist, erzeugt in der DUT 3000 die Taktwiedergewinnungseinheit 3003 einen wiedergewonnenen Takt als Antwort auf das Eingangssignal, und das Flipflop 3001 und der Serien/Parallel-Wandler 3002 geben das empfangene Signal als Antwort auf den wiedergewonnenen Takt aus. Daher hat, wenn die Amplitude des eingegebenen Zeit zitterns in dem Eingangssignal klein ist, das ausgegebene Zeitzittern eine lineare Beziehung zu der Amplitude des eingegebenen Zeitzitterns. Wenn jedoch die Amplitude des eingegebenen Zeitzitterns beispielsweise größer als die Bitbreite des Eingangssignals usw. wird, besteht die Möglichkeit, dass das Flipflop 3001 und der Serien/Parallel-Wandler 3002 einen gegenüber dem Bitwert, der auszugeben ist, unterschiedlichen Bitwert ausgeben. Daher wird die Amplitude des ausgegebenen Zeitzitterns als Antwort auf die Amplitude des eingegebenen Zeitzitterns nicht linear. In diesem Fall kann wie vorstehend erwähnt ist, da das Ausgangssignal einen gegenüber dem ursprünglichen Bitwert unterschiedlichen Bitwert ausgeben kann, die Zittertoleranz der DUT 3000 leicht gemessen werden durch Erfassen der Domäne, in der die Amplitude des ausgegebenen Zeitzitterns als Antwort auf die Amplitude des eingegebenen Zeitzitterns nicht linear wird.
65 ist eine beispielhafte Struktur einer Zitterverzerrungs-Schätzvorrichtung 4100 Bei diesem Beispiel misst die Zitterverzerrungs-Schätzvorrichtung 4100 die Zitterverzerrung des ausgegebenen Zeitzitterns auf der Grundlage des Spektrums der ausgegebenen Zeitzitterfolge. Die Zitterverzerrungs-Schätzvorrichtung 4100 enthält eine Zeitzitterspektrum-Schätzvorrichtung 4104 und eine Zitterverzerrungs-Berechnungsvorrichtung 4106. Darüber hinaus fügt in diesem Beispiel die Signaleingabevorrichtung 301 das eingegebene Zeitzittern mit einer vorbestimmten Frequenz, wie beispielsweise ein sinusförmiges Zittern zu dem Eingangssignal hinzu.
Die Zeitzitterspektrum-Schätzvorrichtung 4104 empfängt die ausgegebene Zeitzitterfolge und schätzt das Zitterspektrum der ausgegebenen Zeitzitterfolge. Bei spielsweise schätzt die Zeitzitterspektrum-Schätzvorrichtung 4104 das Zitterspektrum mit der Fourier-Transformation.
Die Zitterverzerrungs-Berechnungsvorrichtung 4106 berechnet die Zitterverzerrung des ausgegebenen Zeitzitterns auf der Grundlage des Zitterspektrums.
Beispielsweise berechnet die Zitterverzerrungs-Berechnungsvorrichtung 4106 die Verzerrung des Zitterspektrums des ausgegebenen Zeitzitterns in dem von der DUT 3000 ausgegebenen Ausgangssignal gegenüber dem Zitterspektrum des ausgegebenen Zeitzitterns in dem Ausgangssignal, das von der DUT 3000 ausgegeben werden soll.
66 ist eine andere beispielhafte Messung der Zittertoleranz. 66 zeigt ein Beispiel für das Zitterspektrum des ausgegeben Zeitzitterns des Ausgangssignals, das die DUT 3000 ausgeben soll, wenn ein sinusförmiges Zittern zu dem Eingangssignal hinzugefügt wird. In 66 zeigt eine horizontale Achse die Zitterfrequenz und eine vertikale Achse zeigt die Intensität des Zitterns bei der Zitterfrequenz. Wenn das eingegebene Zeitzittern zu dem Eingangssignal hinzugefügt ist, wird das ausgegebene Zeitzittern durch die Zitterübertragungsfunktion des sinusförmigen Zitterns und die DUT 3000 bestimmt.
Wenn beispielsweise das sinusförmige Zittern mit einer vorbestimmten Frequenz zu dem Eingangssignal hinzugefügt wird, hat das Spektrum des ausgegebenen Zeitzitterns eine Spitze bei der Grundfrequenz des sinusförmigen Zitterns und eine Intensität gemäß der Zitterübertragungsfunktion.
Wenn die Amplitude des sinusförmigen Zitterns, das dem Eingangssignal hinzugefügt wird, in der mit Bezug auf 64 beschriebenen linearen Domäne ist, zeigt das Spektrum des ausgegebenen Zeitzitterns das Spektrum gemäß der Sinuswelle, wie mit Bezug auf 66 beschrieben ist. D.h., ein harmonischer Inhalt ist niedrig genug im Vergleich mit dem Inhalt der Grundfrequenz.
67 ist ein anderes Beispiel für das Zitterspektrum des ausgegebenen Zeitzitterns des Ausgangssignals, das von der DUT 3000 ausgegeben werden soll in einem Fall, in welchem ein sinusförmiges Zittern zu dem Eingangssignal hinzugefügt wird. In 67 zeigt eine horizontale Achse die Zitterfrequenz und eine vertikale Achse zeigt die Intensität des Zitterns bei der Zitterfrequenz. Wenn die Amplitude des sinusförmigen Zitterns, das zu dem Eingangssignal hinzugefügt wird, in der mit Bezug auf 64 beschriebenen nichtlinearen Domäne ist, erscheint eine Verzerrung in dem Spektrum des ausgegebenen Zeitzitterns, wie in 67 gezeigt ist, gegenüber dem in 66 gezeigten Spektrum. D.h., ein harmonischer Inhalt des Inhalts der Grundfrequenz nimmt zu. Die mit Bezug auf 65 beschriebene Zitterverzerrungs-Schätzvorrichtung 4100 schätzt die Verzerrung. Beispielsweise wird auf der Grundlage des Verhältnisses des Inhalts der Grundfrequenz des Zitterspektrums, die dieselbe wie die Frequenz des sinusförmigen Zitterns ist, und des harmonischen Inhalts der Grundfrequenzkomponente in dem Zitterspektrum die Zitterverzerrung des ausgegebenen Zeitzitterns geschätzt. Bei diesem Beispiel schätzt die Zitterverzerrungs-Schätzvorrichtung 4100 dass das ausgegebene Zeitzittern verzerrt ist, wenn das Verhältnis der Intensität des primären harmonischen Inhalts zu der Intensität des Inhalts der Grundfrequenz größer als ein vorbestimmter Wert ist. Wenn eine Zitterverzerrung in dem ausgegebenen Zeitzittern auftritt, kann ein Bitfehler in dem Ausgangssignal der DUT 3000 auftreten.
Durch die Zitterverzerrungs-Schätzvorrichtung 4100 bei diesem Beispiel kann festgestellt werden, ob ein Bitfehler in dem Ausgangssignal der DUT 3000 durch das hinzugefügte eingegebene Zeitzittern auftritt. Darüber hinaus kann die Zittertoleranz der DUT 3000 geschätzt werden, indem dieselbe Schätzung für mehrfaches eingegebenes Zeitzittern mit unterschiedlicher Amplitude durchgeführt wird.
Die 68 und 69 illustrieren andere Beispiele für die Messung der Zittertoleranz. Die 68 und 69 zeigen Zitterhistogramme der Amplitude des ausgegebenen Zeitzitterns, wenn ein sinusförmiges Zittern als das das eingegebene Zeitzittern hinzugefügt wird. In den 68 und 69 zeigt eine horizontale Achse die Amplitude des ausgegebenen Zeitzitterns im Einheitsintervall, und eine vertikale Achse zeigt die Frequenz des Auftretens jeder Amplitude.
68 ist ein Zitterhistogramm des ausgegebenen Zeitzitterns in einem Fall, in welchem die Amplitude des sinusförmigen Zitterns, das zu dem Eingangssignal hinzugefügt wird, in der mit Bezug auf 64 beschriebenen linearen Domäne ist. Bei diesem Beispiel gibt, wenn die Amplitude des eingegebenen sinusförmigen Zitterns in der linearen Domäne ist, die DUT 3000 das ausgegebene Zeitzittern aus, das zwei Spitzen an den beiden Enden des Zitterhistogramms hat, wie in 68 gezeigt ist.
69 ist ein Zitterhistogramm des ausgegebenen Zeitzitterns in einem Fall, in welchem die Amplitude des sinusförmigen Zitterns, das dem Eingangssignal hinzugefügt wird, in der mit Bezug auf 64 beschriebenen nichtlinearen Domäne ist.
Wenn die Amplitude des sinusförmigen Zitterns, das dem Eingangssignal hinzugefügt wird, in der mit Bezug auf 64 beschriebenen nichtlinearen Domäne ist, hat das Zitterhistogramm des in 69 gezeigten ausgegebenen Zeitzitterns eine Verzerrung gegenüber dem in 68 gezeigten Zitterhistogramm.
Bei diesem Beispiel erzeugt die Zitterverzerrungs-Schätzvorrichtung 4100 das Zitterhistogramm der ausgegebenen Zeitzitterfolge und schätzt die Zitterverzerrung des ausgegebenen Zeitzitterns auf der Grundlage des Zitterhistogramms. Beispielsweise kann die Zitterverzerrungs-Schätzvorrichtung 4100 die Verzerrung des ausgegebenen Zeitzitterns gegenüber dem eingegebenen sinusförmigen Zittern in Abhängigkeit davon schätzen, ob zwei Spitzen an den beiden Enden eines Zitterhistogramms vorhanden sind.
70 ist eine andere beispielhafte Struktur einer Zittertoleranz-Messvorrichtung als ein Beispiel für die Messvorrichtung 100. Zusätzlich zu der Ausbildung der mit Bezug auf 62 beschriebenen Messvorrichtung 100 enthält die Messvorrichtung 100 bei diesem Beispiel eine Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101 und eine Zittertoleranz-Schätzvorrichtung 302. Die Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101 und die Zittertoleranz-Schätzvorrichtung 302 haben dieselbe oder eine ähnliche Funktion und Struktur wie die Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101 und die Zittertoleranz-Schätzvorrichtung 302, die mit Bezug auf 43 be schrieben sind.
Zuerst misst die Messvorrichtung 100 bei diesem Beispiel die Zittertoleranz nach dem mit Bezug auf 44 beschriebenen Verfahren unter Verwendung der Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501, der Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101 und der Zittertoleranz-Schätzvorrichtung 302. Als nächstes liefert die Signaleingabevorrichtung 301 ein erstes Prüfsignal zu der DUT 3000, wo das Zeitzittern mit einer Amplitude gemäß der durch die Zittertoleranz-Schätzvorrichtung 302 geschätzten Zittertoleranz zu dem ersten Prüfsignal hinzugefügt wird.
Die Zitterverzerrungs-Schätzvorrichtung 4100 setzt die Zitterverzerrung des ausgegebenen Zeitzitterns des von der DUT 3000 ausgegebenen Ausgangssignals als Antwort auf das erste Prüfsignal gegenüber dem Idealzeitzittern des Ausgangssignals, das die DUT 3000 als Antwort auf das erste Prüfsignal ausgeben soll.
Dann stellt die Schätzvorrichtung 4102 für zitterbezogene Übertragungsstrafe, die ein Beispiel für die Beurteilungseinheit ist, fest, ob die von der Zittertoleranz-Schätzvorrichtung 302 geschätzte Zittertoleranz der richtige Wert ist, auf der Grundlage der von der Zitterverzerrungs-Schätzvorrichtung 4100 geschätzten Zitterverzerrung.
Wenn die Schätzvorrichtung 4102 für zitterbezogene Übertragungsstrafe feststellt, dass die Zittertoleranz nicht der richtige Wert ist, liefert die Signaleingabevorrichtung 301 ein zweites Prüfsignal zu der DUT 3000, bei dem das Zeitzittern mit einer kleineren Amplitude als bei dem ersten Prüfsignal zu dem zweiten Prüfsignal hinzugefügt ist, und die Zitterverzer rungs-Schätzvorrichtung 4100 schätzt die Zitterverzerrung des ausgegebenen Zeitzitterns des Ausgangssignals, das die DUT 3000 als Antwort auf das zweit Prüfsignal ausgibt, gegenüber dem Idealzeitzittern des Ausgangssignals, das die DUT 3000 als Antwort auf das zweite Prüfsignal ausgeben soll. Die Schätzvorrichtung 4102 für zitterbezogene Übertragungsstrafe schätzt die Zittertoleranz neu auf der Grundlage der von der Zitterverzerrungs-Schätzvorrichtung 4100 geschätzten Zitterverzerrung entsprechend dem zweiten Prüfsignal. Beispielsweise kann die Zittertoleranz neu geschätzt werden durch die Verarbeitung der mit Bezug auf 63 beschriebenen Schritte S4502–S4508.
Durch die Messvorrichtung 100 bei diesem Beispiel kann die Zittertoleranz der DUT 3000 genau und schnell gemessen werden. D.h., da die Zittertoleranz durch jedes mit Bezug auf die 44 und 63 beschriebenes Verfahren gemessen wird, kann die Zittertoleranz genau gemessen werden. Beispielsweise kann, selbst wenn eine Tendenz vorhanden ist, das die nach dem in 44 erläuterten Verfahren gemessene Zittertoleranz einen großen Wert zeigt, die Zittertoleranz mit einer noch ausreichenden Genauigkeit gemessen werden. Darüber hinaus kann die Zittertoleranz durch das mit Bezug auf 63 beschriebene Verfahren mit hoher Geschwindigkeit gemessen werden, indem zuerst der Grobwert der Zittertoleranz durch das mit Bezug auf 44 beschriebene Verfahren geschätzt wird. Darüber hinaus kann die Messvorrichtung 100 bei diesem Beispiel wie die in 56 erläuterte Messvorrichtung 100 entweder das Eingangsdatensignal oder das Eingangsdaten-Taktsignal als das Eingangssignal auswählen, und sie kann entweder das Ausgangsdatensignal oder das wiedergewonnene Taktsignal als das Ausgangssignal auswählen.
71 zeigt noch ein anderes Beispiel für die Ausbildung der Messvorrichtung 100. Die Messvorrichtung 100 bei diesem Beispiel misst die Zittertoleranz des Systems während des Gebrauchs, enthaltend den Einfluss des deterministischen Zitterns, das in dem Eingangssignal aufgrund der Übertragung über eine mit einem Eingangsanschluss der verwendeten elektronischen Vorrichtung 3000 verbundenen Übertragungsleitung erzeugt wird, und die Zittertoleranz der elektronischen Vorrichtung 3000, die den Einfluss des deterministischen Zitterns nicht enthält.
Hier bedeutet deterministisches Zittern die Veränderung der Verzögerung jeder Flanke des Eingangssignals, das sich entsprechend dem Signalmuster des Eingangssignals ändert. D.h., das deterministische Zittern bedeutet die Veränderung der Verzögerung der Flanken, die beispielsweise durch ein Intervall zwischen den Flanken des Eingangssignals bewirkt wird.
Da die Übertragungsleitung eine Induktivitätskomponente, eine Kapazitätskomponente usw. enthält, tritt eine Differenz in der Anstiegs- oder Abfallzeit jeder Flanke durch das Flankenintervall des Eingangssignals auf. Daher tritt das Zittern (deterministisches Zittern zu dem Zeitpunkt der ansteigenden Flanke oder dem Zeitpunkt der abfallenden Flanke des Eingangssignals mit Bezug auf den Idealflanken-Zeitpunkt auf. Das deterministische Zittern ist definiert durch das Muster des Eingangssignals, die Eigenschaft der Übertragungsleitung pro Längeneinheit und die Länge, der Übertragungsleitung.
Herkömmlicherweise wird bei der Messung der Zitterto leranz der elektronischen Vorrichtung 3000 das während des Gebrauchs in der Übertragungsleitung erzeugte deterministische Zittern nicht in Betracht gezogen. Daher wird die Zittertoleranz während des Gebrauchs stärker als die gemessene Zittertoleranz verschlechtert.
Darüber hinaus kann beispielsweise eine Übertragungsleitung, die länger als ein Prüfstandard ist, herkömmlicherweise mit der elektronischen Vorrichtung 3000 verbunden sein. In diesem Fall wurden, obgleich das deterministische Zittern durch die Übertragung über die Übertragungsleitung in dem Eingangssignal auftritt, bei der herkömmlichen Messung die Bitfehlerrate und die Zittertoleranz, die durch dieses deterministische Zittern beeinflusst sind, d.h., die Bitfehlerrate und die Zittertoleranz des Systems enthaltend die Übertragungsleitung und die elektronische Vorrichtung, gemessen, und das gemessene Ergebnis wurde als die Bitfehlerrate und die Zittertoleranz nur der elektronischen Vorrichtung 3000 betrachtet. Daher konnten die Bitfehlerrate und die Zittertoleranz der elektronischen Vorrichtung 3000 nicht mit ausreichender Genauigkeit gemessen werden.
Die Messvorrichtung 100 bei diesem Beispiel misst die Zittertoleranz, bei der der Einfluss des deterministischen Zitterns ausgeschlossen ist, und die Zittertoleranz, die den Einfluss des deterministischen Zitterns enthält. Daher kann die Zittertoleranz des Systems, das eine während des Gebrauchs das deterministische Zittern bewirkende lange Übertragungsleitung enthält, gemessen werden. Darüber hinaus kann die Zittertoleranz von nur der elektronischen Vorrichtung 3000 mit ausreichender Genauigkeit gemessen werden. Beispielsweise kann, selbst wenn sie in einer Umge bung geprüft wird, in der die Länge der Übertragungsleitungen unterschiedlich ist, eine reproduzierbare Prüfung der Zittertoleranz der elektronischen Vorrichtung 3000 durchgeführt werden.
Beispielweise enthält, wie in 71 gezeigt ist, die Messvorrichtung 100 eine Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101, eine Schätzvorrichtung 4102 für zitterbezogene Übertragungsstrafe, eine Systemzittertoleranz-Schätzvorrichtung 392, eine Zittertoleranz-Verschlechterungsgrad-Schätzvorrichtung 390 und eine Eingangssignal-Erzeugungseinheit 388.
Die Eingangssignal-Erzeugungseinheit 388 erzeugt das Eingangssignal, das in die elektronischen Vorrichtung 3000 eingegeben wird. Das Eingangssignal ist ein digitales Signal, das ein gewünschtes Muster enthält. Darüber hinaus fügt die Eingangssignal-Erzeugungseinheit 388 ein gewünschtes eingegebenes Zeitzittern zu dem Eingangssignal hinzu. D.h., die Eingangssignal-Erzeugungseinheit 388 hat eine ähnliche Funktion wie die mit Bezug auf 43 beschriebene Signaleingabevorrichtung 301.
Das Eingangssignal wird über eine Übertragungsleitung in die elektronische Vorrichtung 3000 eingegeben und die elektronische Vorrichtung 3000 gibt das Ausgangssignal entsprechend dem Eingangssignal aus. Bei diesem Beispiel ist die Länge der Übertragungsleitung kürzer als eine vorbestimmte Länge, wodurch das deterministische Zittern nicht in dem übertragenen Eingangssignal auftritt. Alternativ kann das Ausgangssignal der mit Bezug auf 47 beschriebene wiedergewonnene Takt sein.
Die Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101 und die Schätzvorrichtung 4102 für zitterbezogene Übertragungsstrafe enthalten dieselbe oder eine ähnliche Funktion und Ausbildung wie diejenigen der mit Bezug auf 43 beschriebenen Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101 und der mit Bezug auf 62 beschriebenen Schätzvorrichtung 4102 für zitterbezogene Übertragungsstrafe. Die Schätzvorrichtung 4102 für zitterbezogene Übertragungsstrafe bei diesem Beispiel enthält eine Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 und eine Zittertoleranz-Schätzvorrichtung 302, die mit Bezug auf 43 beschrieben sind. Darüber hinaus kann, obgleich die Schätzvorrichtung 4102 für zitterbezogene Übertragungsstrafe die Zuverlässigkeit des Zitterns auf der Grundlage der Verstärkung der Phase und der Zitterübertragungsfunktion schätzt, die Schätzvorrichtung 4302 für zitterbezogene Übertragungsstrafe die Zuverlässigkeit des Zitterns auf der Grundlage der Zitterverzerrung des ausgegebenen Zeitzitterns des Ausgangssignals bei einem anderen Beispiel schätzen. In diesem Fall enthält die Messvorrichtung 100 die Zeitzitter-Schätzvorrichtung 501 und die Zitterverzerrungs-Schätzvorrichtung 4100, die mit Bezug auf 62 beschrieben sind, anstelle der Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung 101. Darüber hinaus schätzt bei diesem Beispiel die Schätzvorrichtung 4102 für zitterbezogene Übertragungsstrafe, da die Übertragungsleitung ein deterministisches Zittern nicht verursacht, die Zuverlässigkeit des Zitterns der elektronischen Vorrichtung 3000.
Hier wird die Zittertoleranz inf(Δθ_PP) des Systems enthaltend die Übertragungsleitung und die elektronische Vorrichtung 3000 durch die folgende Gleichung ausgedrückt.
Hierin ist Δτ_PP(l) das deterministische Zittern in dem Eingangssignal, wenn das Signal über eine Übertragungsleitung mit der Länge 1 übertragen wird. D.h., der erste Ausdruck auf der rechten Seite von Gleichung (65) ergibt die Zittertoleranz der elektronischen Vorrichtung, und der zweite Ausdruck auf der rechten Seite ergibt die Größe der Verschlechterung der Zittertoleranz in der Übertragungsleitung durch das deterministische Zittern.
Darüber hinaus ist, wenn die Übertragungsleitung kürzer als eine vorbestimmte Länge l_th ist, die Größe der Verschlechterung der Zittertoleranz durch das deterministische Zittern in dem über die Übertragungsleitung übertragenen Eingangssignal vernachlässigbar. Daher kann die Zittertoleranz inf(Δθ_PP) des Systems durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden.
Hierin ist u(l) eine Einheitsschrittfunktion, die gleich 1 ist, wenn 1 größer als null ist, und die gleich 0 ist, wenn 1 gleich oder weniger als 0 ist.
Darüber hinaus kann die Zittertoleranz inf(Δθ_PP) des Systems durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden.
Hierin ist Δθ_MO _D gleich oder im Wesentlich gleich 0,5UI.
Die Zittertoleranz-Verschlechterungsgrad-Schätzvorrichtung 390 schätzt die Größe der Zittertoleranz, die durch die Verschlechterung des deterministischen Zitterns in den über die Übertragungsleitung übertragenen Eingangssignal bewirkt wird, auf der Grundlage des Eingangssignals. D.h., die Zittertoleranz-Verschlechterungsgrad-Schätzvorrichtung 390 schätzt den zweiten Ausdruck auf der rechten Seite von Gleichung (65), Gleichung (66) oder Gleichung (67). Die Einzelheiten der Schätzung des Grads der Verschlechterung werden nachfolgend mit Bezug auf 72 beschrieben.
Bei diesem Beispiel schätzt die die Zittertoleranz-Verschlechterungsgrad-Schätzvorrichtung 390 die Größe der Verschlechterung der Zittertoleranz in der langen Übertragungsleitung während des Gebrauchs. Zu dieser Zeit werden das Muster des Eingangssignals, die Eigenschaft der langen Übertragungsleitung pro Längeneinheit und die Länge der langen Übertragungsleitung während des Gebrauchs der elektronischen Vorrichtung 3000 in die Zittertoleranz-Verschlechterungsgrad-Schätzvorrichtung 390 eingegeben, wodurch die Größe der Verschlechterung der Zittertoleranz durch das deterministische Zittern der langen Übertragungsleitung während des Gebrauchs auf der Grundlage des Ergebnisses geschätzt wird.
Die Systemzittertoleranz-Schätzvorrichtung 392 schätzt die Zittertoleranz des Systems enthaltend die lange Übertragungsleitung und die elektronische Vorrichtung 3000 während des Gebrauchs durch Korrigieren der von der Zittertoleranz-Schätzvorrichtung 302 geschätzten Zittertoleranz aufgrund der von der Zitter toleranz-Verschlechterungsgrad-Schätzvorrichtung 390 geschätzten Größe der Verschlechterung der Zittertoleranz. Beispielsweise wird die Zittertoleranz des Systems geschätzt unter Verwendung von Gleichung (65), Gleichung (66) und Gleichung (67).
Darüber hinaus kann die Messvorrichtung 100, selbst wenn sie über die lange Übertragungsleitung, die das deterministische Zittern bewirkt, zu der Zeit der Prüfung der elektronischen Vorrichtung 3000 mit dieser verbunden ist, die Zittertoleranz des Systems enthaltend die lange Übertragungsleitung und die elektronische Vorrichtung 3000 während des Gebrauchs schätzen. In diesem Fall schätzt die Zittertoleranz-Verschlechterungsgrad-Schätzvorrichtung 390 die Differenz zwischen dem deterministischen Zittern in der Übertragungsleitung zu der Zeit der Prüfung und dem deterministischen Zittern in der Übertragungsleitung während des Gebrauchs. Dann korrigiert die Systemzittertoleranz-Schätzvorrichtung 392 die von der Zittertoleranz-Schätzvorrichtung 302 geschätzte Zittertoleranz auf der Grundlage der Differenz. Wenn die Zittertoleranz von nur der elektronischen Vorrichtung 3000 über die das deterministische Zittern bewirkende Übertragungsleitung zu der Zeit der Prüfung der elektronischen Vorrichtung 3000 gemessen wird, schätzt die Zittertoleranz-Verschlechterungsgrad-Schätzvorrichtung 390 die Größe der Verschlechterung der Zittertoleranz in der Übertragungsleitung zu der Zeit der Prüfung, und die Systemzittertoleranz-Schätzvorrichtung 392 wirkt als eine Vorrichtungszittertoleranz-Schätzvorrichtung, die die Zittertoleranz der elektronischen Vorrichtung 3000 auf der Grundlage der von der Zittertoleranz-Schätzvorrichtung 302 geschätzten Zittertoleranz der elektronischen Vorrichtung 3000 und auch auf der Grundlage der von der Zit tertoleranz-Verschlechterungsgrad-Schätzvorrichtung 390 geschätzten Größe der Verschlechterung der Zittertoleranz schätzt. In diesem Fall berechnet die Vorrichtungszittertoleranz-Schätzvorrichtung die Zittertoleranz des ersten Ausdrucks auf der rechten Seite der Gleichung (64), Gleichung (65) und Gleichung (66).
Darüber hinaus kann, obgleich die Zittertoleranz-Schätzvorrichtung 302 die Zittertoleranz auf der Grundlage der Verstärkung, Phase oder Zitterverzerrung der Zitterübertragungsfunktion bei diesem Beispiel schätzt, die Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 direkt den Bitfehler des Ausgangssignals erfassen, und die Zittertoleranz-Schätzvorrichtung 302 kann die Amplitude des eingegebenen Zeitzitterns schätzen, wodurch die Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 den Bitfehler erfasst, als die Zittertoleranz bei einem anderen Beispiel. In diesem Fall gibt die Eingangssignal-Erzeugungseinheit 388 aufeinander folgend mehrere Eingangssignale, zu denen das eingegebene Zeitzittern mit zunehmender Amplitude hinzugefügt ist, in die elektronische Vorrichtung 3000 ein, und die Zittertoleranz-Schätzvorrichtung 302 erfasst die Amplitude des eingegebenen Zeitzitterns, durch die der Bitfehler erfasst wird.
Ein Beispiel für die Arbeitsweise der Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 in diesem Fall wird nachfolgend erläutert.
Wenn die elektronische Vorrichtung 3000 ein Deserialisierer ist, wie in 47 gezeigt ist, empfängt die Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung 102 zumindest von der elektronischen Vorrichtung 3000 ausgegebene parallele Datensignale oder von der elektronischen Vorrichtung ausgegebenen wiedergewonnenen Takt und digitalisiert diese. Die Abtastrate ist vorzugsweise das mindestens Dreifache der Frequenz des digitalisierten Signals.
Als Nächstes wird das digitalisierte Signal durch eine Komparatorvorrichtung oder dergleichen binärisiert, und das binärisierte parallele Signal wird an der ansteigenden Flanke des digitalisierten wiedergewonnenen Takts abgetastet. Eine erzeugte Binärfolge und das Bezugsmustersignal werden miteinander verglichen und dann wird der Bitfehler erfasst.
In einer 15stufigen PRBS (binäre Pseudozufallsfolge) ist zumindest ein Bereich vorhanden, in welchem aufeinander folgende "1"-Bits in einem seriellen Bitstrom den Run bilden, der eine Länge von 15 hat. Daher werden die Binärreihe und die Standard-PRBS durch Musteranpassung des Bereichs entsprechend einer derartigen maximalen Länge zueinander ausgerichtet. Schließlich wird der Fehler der Binärreihe durch Vergleich von diesen Bit für Bit erfasst.
72 zeigt ein Beispiel für die Ausbildung der Zittertoleranz-Verschlechterungsgrad-Schätzvorrichtung 390. Die Zittertoleranz-Verschlechterungsgrad-Schätzvorrichtung 390 enthält eine Eingangssignalspektrum-Schätzvorrichtung 394, die Übertragungsleitungseigenschafts-Schätzvorrichtung 396 und die Schätzvorrichtung 398 für das deterministische Zittern.
Die Eingangssignalspektrum-Schätzvorrichtung 394 empfängt das in die Übertragungsleitung einzugebende Eingangssignal von der Eingangssignal-Erzeugungseinheit 388 und schätzt das Spektrum des Eingangssignals. Die Übertragungsleitungseigenschafts-Schätzvorrichtung 396 schätzt die Übertragungseigenschaft in der Übertragungsleitung für jedes Frequenzband. Beispielsweise ist es bevorzugt, dass die Übertragungsleitungseigenschafts-Schätzvorrichtung 396 die Übertragungseigenschaft pro Längeneinheit vorher für jede Art der Übertragungsleitung speichert. In diesem Fall werden die Arten und Längen der Übertragungsleitungen in die Übertragungsleitungseigenschafts-Schätzvorrichtung 396 eingegeben und die Übertragungseigenschaft in der Übertragungsleitung wird geschätzt auf der Grundlage der Arten und Längen der Übertragungsleitung.
Die Schätzvorrichtung 398 für das deterministische Zittern schätzt die aufgrund des deterministischen Zitterns in dem über die Übertragungsleitung übertragenen Eingangssignal verschlechterte Zittertoleranz auf der Grundlage des von der Eingangssignalspektrum-Schätzvorrichtung 394 geschätzten Spektrums des Eingangssignals und der Übertragungseigenschaft der Übertragungsleitung. Das deterministische Zittern kann geschätzt werden, da die Größe der Verzögerung jeder Flanke des Eingangssignals auf der Grundlage der Spektrumkomponente des Eingangssignals und der Durchgangseigenschaft für jedes Frequenzband der Übertragungsleitung geschätzt werden kann. Darüber hinaus kann die Schätzvorrichtung 398 für das deterministische Zittern den Spitzenwert der Amplitude des deterministischen Zitterns als die Größe der Verschlechterung der Zittertoleranz schätzen.
Darüber hinaus kann bei einem anderen Beispiel für die Zittertoleranz-Verschlechterungsgrad-Schätzvorrichtung 390 die Größe der Verschlechterung der Zittertoleranz geschätzt werden durch das in dem Eingangssignal, das über die Übertragungsleitung übertragen wird, bewirkte deterministische Zittern durch Vergleich des in die Übertragungsleitung von der Eingangssignal-Erzeugungseinheit 388 eingegebenen Eingangssignals mit dem von der Übertragungsleitung in die elektronische Vorrichtung 3000 eingegebenen Eingangssignal. Die Größe der in der Übertragungsleitung bewirkten Verschlechterung der Zittertoleranz kann geschätzt werden durch Vergleichen des in die Übertragungsleitung eingegebenen Signals mit dem von der Übertragungsleitung ausgegebenen Signal.
73 ist ein Flussdiagramm, das beispielhaft die Arbeitsweise der Messvorrichtung 100 zeigt. Zuerst wird in S4300 die Frequenz des eingegebenen Zeitzitterns, das zu dem Eingangssignal hinzugefügt wird, das von der Eingangssignal-Erzeugungseinheit 388 zu der elektronischen Vorrichtung 3000 geliefert wird, eingestellt.
Als Nächstes wird in S4302 die Amplitude des zu dem Eingangssignal hinzugefügten eingegebenen Zeitzitterns eingestellt. Dann wird in S4304 erfasst, ob ein Bitfehler in dem von der elektronischen Vorrichtung als Antwort auf das Eingangssignal ausgegebenen Ausgangssignal vorhanden ist.
Wenn ein Bitfehler in dem Ausgangssignal nicht erfasst wird, wird die Amplitude des eingegebenen Zeitzitterns erhöht und S4302–S4306 werden wiederholt. Wenn ein Bitfehler in dem Ausgangssignal erfasst wird, wird die Amplitude des eingegebenen Zeitzitterns zu dieser Zeit als die Zittertoleranz definiert (S4308). Wie vorstehend erwähnt ist, schätzt die Messvorrichtung 100 die Zittertoleranz des Systems und die Zittertoleranz der elektronischen Vorrichtung 3000 bei der Frequenz des eingegebenen Zeitzitterns.
Dann wird festgestellt, ob irgendein zu prüfendes Frequenzband verblieben ist (S4310), und der Vorgang endet, wenn die Zittertoleranz für alle Zitterfrequenzen, die zu prüfen sind, berechnet ist. Wenn eine zu prüfende Zitterfrequenz verblieben ist, werden die Schritte S4300–S4310 wiederholt.
Durch die vorgenannten Schritte können für alle Frequenzen des eingegebenen Zeitzitterns die Zittertoleranz des Systems und die Zittertoleranz der elektronischen Vorrichtung 3000 geschätzt werden.
Obgleich die vorliegende Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen beschrieben wurde, ist festzustellen, dass der Fachmann viele Änderungen und Substitutionen durchführen kann, ohne den Geist und den Umfang der vorliegenden Erfindung zu verlassen, die nur durch die angefügten Ansprüche definiert ist. Auch ist festzustellen, dass die Messvorrichtung und das Messverfahren nach der vorliegenden Erfindung auch ein Netzwerksystem enthaltend optische Vorrichtungen messen oder prüfen können. D.h., ein Netzwerksystem enthaltend Schaltungen, elektronische Vorrichtungen, optische Vorrichtungen, und andere Systeme können in dem Bereich der elektronischen Vorrichtung der vorliegenden Erfindung enthalten sein, die nur durch die angefügten Ansprüche definiert ist. Darüber hinaus können Schaltungen, elektronische Vorrichtungen und Systeme, die Vorrichtungen wie optische Vorrichtungen im Innern enthalten, in dem Bereich der elektronischen Vorrichtung nach der vorliegenden Erfindung enthalten sein, die nur durch die angefügten Ansprüche definiert ist.
Gewerbliche Anwendbarkeit
Wie aus dem Vorstehenden ersichtlich ist, können gemäß der vorliegenden Erfindung die Zitterübertragungsfunktion, die Bitfehlerrate und die Zittertoleranz der DUT wirksam berechnet werden. Darüber hinaus kann die Systemzittertoleranz enthaltend den Einfluss des deterministischen Zitterns und die Vorrichtungszittertoleranz, die den Einfluss des deterministischen Zitterns nicht enthält, leicht gemessen werden.
Zusammenfassung
Eine Messvorrichtung zum Messen der Zuverlässigkeit gegenüber Zittern einer elektronischen Vorrichtung enthält: eine Zittertoleranz-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Schätzen einer Zittertoleranz der elektronischen Vorrichtung auf der Grundlage eines von der elektronischen Vorrichtung ausgegebenen Ausgangssignals gemäß einem über eine Übertragungsleitung eingegebenen Eingangssignal, deren Übertragungslänge kürzer als eine vorbestimmte Länge ist, so dass sie kein deterministisches Zittern erzeugt; eine Zittertoleranz-Verschlechterungsgrad-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Schätzen einer Größe der Verschlechterung der Zittertoleranz aufgrund des deterministischen Zitterns, das in dem Eingangssignal durch die Übertragung über die lange Übertragungsleitung bewirkt wird, wenn das Eingangssignal in die elektronische Vorrichtung über die Übertragungsleitung eingegeben wird, deren Übertragungslänge größer als eine vorbestimmte Länge ist, so dass sie das deterministische Zittern bewirken kann; eine Systemzittertoleranz-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Schätzen einer Zittertoleranz der elektronischen Vorrichtung und einer Zittertoleranz eines Systems enthaltend die lange Übertragungsleitung und die elektronische Vorrichtung, auf der Grundlage der Größe der Verschlechterung der Zittertoleranz.

Claims

Messvorrichtung zum Messen der Zuverlässigkeit gegen Zittern einer elektronischen Vorrichtung, welche aufweist: eine Zittertoleranz-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Schätzen einer Zittertoleranz der elektronischen Vorrichtung auf der Grundlage eines Ausgangssignals, das von der elektronischen Vorrichtung ausgegeben wird entsprechend einem Eingangssignal, das über eine Übertragungsleitung, die ein deterministisches Zittern nicht erzeugt, eingegeben wird; eine Zittertoleranz-Verschlechterungsgrad-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Schätzen einer Größe der Verschlechterung der Zittertoleranz, die in dem Eingangssignal aufgrund der Übertragung über die lange Übertragungsleitung durch das deterministische Zittern bewirkt wird, wenn das Eingangssignal in die elektronische Vorrichtung über die lange Übertragungsleitung, die das deterministische Zittern bewirkt, eingegeben wird; eine Systemzittertoleranz-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Schätzen einer Zittertoleranz eines Systems enthaltend die lange Übertragungsleitung und die elektronische Vorrichtung auf der Grundlage einer Zittertoleranz der elektronischen Vorrichtung und auch auf der Grundlage der Größe der Verschlechterung der Zittertoleranz.
Messvorrichtung nach Anspruch 1, weiterhin aufweisend: eine Zeitzitter-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Schätzen einer ausgegebenen Zeitzitterfolge des Ausgangssignals auf der Grundlage des Ausgangssignals; und eine Zitterübertragungsfunktions-Messvorrichtung, die betätigbar zum Messen der Zitterübertragungsfunktion in der elektronischen Vorrichtung auf der Grundlage der ausgegebenen Zeitzitterfolge, worin die Zittertoleranz-Schätzvorrichtung eine Zittertoleranz des Systems auf der Grundlage einer Verstärkung der Zitterübertragungsfunktion schätzt.
Messvorrichtung nach Anspruch 2, bei der die Zittertoleranz-Schätzvorrichtung eine Zittertoleranz des Systems weiterhin auf der Grundlage einer Phase der Zitterübertragungsfunktion schätzt.
Messvorrichtung nach Anspruch 2, weiterhin aufweisend: eine Zeitzitter-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Schätzen einer ausgegebenen Zeitzitterfolge des Ausgangssignals auf der Grundlage des Ausgangssignals; und eine Zitterverzerrungs-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Schätzen einer Zitterverzerrung eines Zeitzitterns des Ausgangssignals auf der Grundlage der ausgegebenen Zeitzitterfolge, worin die Zittertoleranz-Schätzvorrichtung eine Zittertoleranz des Systems auf der Grundlage der Zitterverzerrung schätzt.
Messvorrichtung nach Anspruch 4, bei der die Zitterverzerrungs-Schätzvorrichtung die Zitterverzerrung auf der Grundlage eines Spektrums eines Zeitzitterns des Ausgangssignals schätzt.
Messvorrichtung nach Anspruch 2 oder 4, bei der die Zeitzitter-Schätzvorrichtung aufweist: eine Schätzvorrichtung für augenblickliches Phasenrauschen, die betätigbar ist zum Berechnen eines augenblicklichen Phasenrauschens des Ausgangssignals auf der Grundlage des Ausgangssignals; und eine Wiederabtastvorrichtung, die betätigbar ist zum Erzeugen der ausgegebenen Zeitzitterfolge, die durch Wiederabtasten des augenblicklichen Phasenrauschens zu vorbestimmten Zeitpunkten erhalten wurde.
Messvorrichtung nach Anspruch 6, bei der die Schätzvorrichtung für augenblickliches Phasenrauschen aufweist: eine Transformationsvorrichtung für ein analytisches Signal, die betätigbar ist zum Transformieren des Ausgangssignal in ein komplexes analytisches Signal; eine Schätzvorrichtung für eine augenblickliche Phase, die betätigbar ist zum Schätzen einer augenblicklichen Phase des analytischen Signals auf der Grundlage des analytischen Signals; eine Schätzvorrichtung für eine lineare augenblickliche Phase, die betätigbar ist zum Schätzen einer linearen augenblicklichen Phase des Ausgangssignals auf der Grundlage einer augenblicklichen Phase des analytischen Signals; und eine Lineartrend-Entfernungsvorrichtung, die betätigbar ist zum Berechnen eines augenblicklichen Phasenrauschens, das durch Entfernen der linearen augenblicklichen Phase aus der augenblicklichen Phase erhalten wurde, auf der Grundlage der augenblicklichen Phase und der linearen augenblicklichen Phase.
Messvorrichtung nach Anspruch 2 oder 4, bei der die Zeitzitter-Schätzvorrichtung aufweist: eine Periodenzittern-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Schätzen einer Periodenzitterfolge des Ausgangssignals; eine Idealflankenzeit-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Schätzen der Durchschnittsperiode der Periodenzitterfolge; und eine Flankenzeitfehler-Schätzeinheit, die betätigbar ist zum Schätzen der ausgegebenen Zeitzitterfolge auf der Grundlage der Durchschnittsperiode der Periodenzitterfolge und der Periodenzitterfolge.
Messvorrichtung nach Anspruch 1, weiterhin aufweisend eine Eingangssignal-Erzeugungseinheit, die betätigbar ist zum Erzeugen des Eingangssignals, welchem ein Zeitzittern mehrfach hinzugefügt wird, wobei die Frequenzen des mehrfachen Zeitzitterns einander unterschiedlich sind.
Messvorrichtung nach Anspruch 1, weiterhin aufweisend eine Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Erfassen eines Bitfehlers des Ausgangssignals auf der Grundlage des Ausgangssignals der elektronischen Vorrichtung, wobei die Eingangssignal-Erzeugungseinheit aufeinander folgend mehrere Eingangssignale, zu dem das mehrfache Zeitzittern hinzugefügt ist, in die elektronische Vorrichtung eingibt, wobei die Amplituden des mehrfachen Zeitzitterns einander unterschiedlich sind, und die Zittertoleranz-Schätzvorrichtung einen Spitze-zu-Spitze-Wert des Zeitzitterns schätzt, in welchem die Bitfehlerraten-Schätzvorrichtung einen Bitfehler des Ausgangssignals nicht erfasst, als die Zittertoleranz.
Messvorrichtung nach Anspruch 10, bei der der Bitfehlerraten-Detektor den Bitfehler erfasst durch Abtasten des von der elektronischen Vorrichtung ausgegebenen Datensignals mit einem von der elektronischen Vorrichtung ausgegebenen Taktsignal, jedes Bit des Datensignals erfasst und jedes Bit des erfassten Datensignals mit jedem Bit des gegebenen Bezugssignals vergleicht.
Messvorrichtung zum Messen der Zuverlässigkeit gegenüber Zittern einer elektronischen Vorrichtung, welche aufweist: eine Zittertoleranz-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Schätzen einer Zittertoleranz eines Systems enthaltend eine vorbestimmte Übertragungsleitung und die elektronische Vorrichtung auf der Grundlage eines von der elektronischen Vorrichtung ausgegebenen Signals gemäß einem über die Übertragungsleitung eingegebenen Eingangssignal; eine Zittertoleranz-Verschlechterungsgrad-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Schätzen einer Größe der Verschlechterung der Zittertoleranz auf der Grundlage des Eingangssignals, wobei die Verschlechterung der Zittertoleranz bewirkt wird durch ein in dem Eingangssignal aufgrund einer Übertrag über die Übertragungsleitung erzeugten deterministischen Zitterns; und eine Vorrichtungszittertoleranz-Schätzvorrichtung, die betätigbar ist zum Schät zen einer Zittertoleranz der elektronischen Vorrichtung durch Korrigieren einer von der Zittertoleranz-Schätzvorrichtung geschätzten Zittertoleranz des Systems auf der Grundlage der von der Zittertoleranz-Verschlechterungsgrad-Schätzvorrichtung geschätzten Größe der Verschlechterung der Zittertoleranz.
Messvorrichtung nach Anspruch 12, weiterhin aufweisend eine Eingangssignal-Erzeugungseinheit, die betätigbar ist zum Erzeugen des Eingangssignals und die ein Eingangssignal über die Übertragungsleitung zu der elektronischen Vorrichtung liefert, wobei die Zittertoleranz-Verschlechterungsgrad-Schätzvorrichtung das von der Eingangssignal-Erzeugungseinheit in die Übertragungsleitung eingegebene Eingangssignal mit dem von der Übertragungsleitung in die elektronische Vorrichtung eingegebenen Eingangssignal vergleicht und die Größe der Verschlechterung der Zittertoleranz durch das deterministische Zittern auf der Grundlage des Vergleichsergebnisses schätzt.