DE19950506A1

DE19950506A1 - Verfahren und Vorrichtung zum Messen des Zitterns eines Signals

Info

Publication number: DE19950506A1
Application number: DE19950506A
Authority: DE
Inventors: Wajih Dalal; Daniel A Rosenthal
Original assignee: Schlumberger Technologies Inc
Current assignee: Credence Systems Corp
Priority date: 1998-10-21
Filing date: 1999-10-20
Publication date: 2000-05-31
Also published as: US6661836B1; JP2000188617A

Abstract

Es wird eine Zittermeßtechnik vorgestellt, die ein Unterabtastungs-Spannungsmeßinstrument mit hoher Bandbreite verwendet. Ein Auslöser wird aus einem Signal mit einem wiederholten Signalmuster abgeleitet. Das Signal wird zu mehreren Zeitpunkten relativ zum Auslöser während mehrfacher Wiederholungen des Signalmusters mit einer Schwelle verglichen, um Meßabtastwerte zu erzeugen, die den Signalpegel relativ zur Schwelle anzeigen. Die Meßabtastwerte werden verwendet, um die Wahrscheinlichkeit der Signalflankenzustände als Funktion der Zeit für die mehrfachen Wiederholungen zu ermitteln. Die Wahrscheinlichkeit der Signalflankenzustände wird verwendet, um eine Flankenwahrscheinlichkeitsdichte als Funktion der Zeit zu ermitteln. Ein Histogramm der Signalzustandsübergangszeitpunkte kann aus der Flankenwahrscheinlichkeitsdichte hergeleitet werden. Die mittlere Abweichung der Flankenübergänge des Signals können Schätzwerte sein, wobei die Standardabweichung der Flankenübergänge des Signals geschätzt werden kann, um das mittlere quadratische Zittern (RMS) des Signals zu ermitteln.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Messen des Zitterns eines Signals gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 bzw. 20.

Bei den seriellen Datenkommunikationsnormen, wie z. B. Ethernet und ATM (Geschwindigkeitsbereich von 100 Mbps bis 622 Mbps) oder bei den neueren Hochgeschwindigkeits-Kommunikationsnormen wie z. B. Fibre Channel, Firewire (S800 und S1600) und GigaBit Ethernet sind die Daten und der Takt innerhalb der Signalcodes eingebettet. Aufgrund dieser Eigenschaften muß der Empfänger eine spezielle Taktwiedergewinnungsschaltung besitzen (mittels einer Phasenverriegelungsschleife (PLL) implementiert), die die Daten und den Takt aus den "analogen" Symbolen extrahiert, die über das Medium empfangen werden. Diese Taktwiedergewinnungsschaltungen sind empfindlich gegenüber einem Eingangszittern (Zeitverzerrung) und einer Pegelverzerrung. Um einen geeigneten Datenempfang in einem beliebigen Netz zu garantieren, muß der Sender ein bestimmtes Maß an gesendetem Zittern erfüllen. Typische Messungen in ATE- Systemen verwenden ein GPIB-Instrument, das langsam sein kann, oder eine eingebaute Zeitmeßeinheit, die eine beschränkte Bandbreite relativ zu den Gigabit-Datengeschwindigkeitsbereichen besitzen kann.

Zittern ist ein kritischer Parameter in Hochgeschwindigkeits-Datenkommu nikationskanälen. Eine Zitterverträglichkeit ist für den Sender und den Empfänger in einem Kommunikationssystem notwendig. Der Sender muß ein bestimmtes Fehlermaß von zulässigem Zittern erfüllen, das in das Netz eingeleitet wird. Der Empfänger muß ein gewisses Maß an Zittern im empfangenen Signal tolerieren. In Fig. 7A ist ein Beispiel einer vorgeschlagenen Zittertoleranzspezifikation von JITTER WORKING GROUP TECHNICAL REPORT REV. 1.0, DRAFT E, 27. Mai 1997 gezeigt. Bei der Hochgeschwindigkeitskommunikation sind der Takt und die Daten im selben physikalischen Signal eingebettet. Somit ist beim Empfänger eine Taktwiedergewinnungsschaltung erforderlich. Diese Taktwiedergewinnungsschal tung verwendet phasenverriegelte Schleifen (PLL), die gegenüber einem Ein gangszittern empfindlich sind. Übermäßiges Zittern kann Fehler bei der Datenwie dergewinnung verursachen, die die Bitfehlerrate (BER) und die Integrität des ge samten Netzes beeinflussen. Es wurden Prüftechniken beschrieben zum Charak terisieren der Zittertoleranz der Empfänger. B. Kulp, Testing and Characterizing Jitter in 100BASE-TX and 155.52 Mb/s ATM Devices with a Gsamples/s AWG in an ATE System, International Test Conference, 1996, Papier 5.1, S. 104-111. Der Gegenstand dieses Papiers ist die Charakterisierung des Sendevorrichtungs zitterns.

Ähnliche serielle Datentechniken und Parameter werden auch auf Festplattenlaufwerk-Lese/Schreib-Kanäle angewendet. In diesem Fall sind die seriellen Daten und die eingebettete Taktinformation auf einem magnetischen Medium gespeichert und werden von diesem wiedergewonnen, statt über ein Kabel übertragen zu werden, jedoch ist die Empfindlichkeit gegenüber Zittern ähnlich.

Zitterquellen können vom Stromversorgungsrauschen, von thermischen Rauschen, von den PLL-Komponenten und von der beschränkten Bandbreite des Senders stammen (die hauptsächlich das datenabhängige Zittern - DDJ = Data Dependent Jitter - beeinflussen). Die Medien, über die die Daten übertragen wer den, können ebenfalls ein Zittern hinzufügen. All dies sollte auf der Empfänger seite kompensiert werden.

Hochgeschwindigkeits-Kommunikationsnormen spezifizieren das für den Sender und seine Komponenten zulässige Zittermaß, wie z. B. beschrieben ist in Draft proposed X3 Technical Report - Fibre Channel - Methodologies for Jitter Specification, ANSI TRx3.xxx-199x Revision 1.0 Draft E, 27. Mai 1997. Diese Zitterkomponenten umfassen: DDJ - datenabhängiges Zittern, RJ = Random Jitter - Zufallszittern und DCD = Duty Cycle Distortion - Taktzyklusverzerrung. Obwohl die Klassifizierung des Zitterns für die Charakterisierung und die Entwurfsüberprüfung kritisch ist, liegt der Schwerpunkt in der Produktions umgebung auf dem Gesamtzittern.

Ein analoger Spektrumanalysator kann verwendet werden, um das Zittern eines Signals im Frequenzbereich ausgedrückt durch das Phasenrauschen zu messen. Für diese Messung wird das Zittern als Phasenmodulation modelliert. Zum Beispiel wird ein Sinuswellensignal als eine perfekte Sinuswelle mit Amplituden- und Phasenmodulation dargestellt:

v(t) = a(t) sin(ωt + θ(t))

Mit einem Spektrumanalysator kann die Leistung des Signals als Funktion der Frequenz mit breitem Dynamikbereich gemessen werden, jedoch kann nicht zwischen den Amplituden- und Phasenmodulationskomponenten unterschieden werden. Eine gewöhnliche Annahme, die gemacht wird, wenn ein Spektrum analysator zum Messen des Zitterns verwendet wird, besteht darin, daß die Amplitudenmodulationskomponente des Signals vernachlässigt werden kann. Diese Annahme kann gültig sein für Signale, die in einem rein digitalen System intern sind, wo unverzerrte Rechteckwellen oder Impulse der Normalfall sind. Diese Annahme ist typischerweise nicht richtig für eine serielle Kommunikation oder einen Datenkanal. Die Isolierung des Rauschens von den wirklichen Signalfrequenzkomponenten und die Übersetzung desselben in Zittern ist nicht trivial.

In Echtzeit-Zeitintervall-Analysatormessungen wird das Zeitintervall zwi schen einem Referenzspannungsdurchgang (Vref) des gesendeten Signals gemessen. Es besteht keine Notwendigkeit für ein abstraktes Modell des Signals, wenn diese Technik verwendet wird, da die Zeitintervalle direkt gemessen werden. Der Echtzeit-Zeitintervall-Analysator liefert ein vollständiges Wissen über die Eigenart des Zitterns und die Komponenten des Zitterns. Mit dieser Meßtechnik wird die Position und der Zeitpunkt jeder Flanke gemessen, was statistische Modelle des Signals auf Abstands- und Frequenzbasis erlaubt, sowie absolute Spitze-Spitze-Messungen. Die klaren Vorteile dieser Technik liegen in der Tatsache, daß keine ausgelassenen Flanken vorhanden sind und die Meßaufnahmezeit nur durch das Signal selbst beschränkt ist. In der Praxis ist jedoch keine Instrumentierung vorhanden, die die notwendige Aufnahmerate und Auflösung zum Testen von Gigabit-Datenraten (wie sie bei Firewire und Fibre Channel auftreten) aufweist.

Wiederholte Start/Stopp-Zeitmessungen sind eine gewöhnliche Technik, die eine hohe Auflösung und Genauigkeit unter Verwendung einer direkten Zeitmessung liefert. Zeitmessungen werden gemacht durch Starten eines Zählers beim ersten Auftreten einer Flanke und Stoppen des Zählers bei der nächsten Flanke. Verbesserungen dieser Technik umfassen das Auslassen mehrerer Flanken für kumulative Messungen, das Vergleichen zweier unterschiedlicher Signale sowie Zeitinterpolation zum Erreichen einer Auflösung, die größer ist als die Zählertaktperiode. Die Neuauslösung der Zeitintervallmessung erfordert normalerweise eine signifikante Totzeit, insbesondere wenn die Zeitinterpolation verwendet wird. Nach dem Sammeln vieler dieser Zeitintervallmessungen wird eine Nachverarbeitung angewendet, um statistische Parameter und Zitterkom ponenten zu extrahieren. Diese Technik wurde verwendet, um in einer auto matischen Testanlage (ATE = Automatic Test Equipment) die Messung des Zittems von Niederfrequenztakten (< 100 MHz) oder in einigen Tischinstrument- Implementierungen gut durchzuführen, die spezielle Softwareeigenschaften für die Zitterkomponentencharakterisierung enthalten, wie z. B. das Instrument DTS-2075 von Wavecrest Corporation. Siehe TEST LIST OPTION USERS GUIDE, Wavecrest Corporation, Edina, Minnesota, März 1997, 45 Seiten.

Histogrammmessungen auf Oszilloskop-Basis beruhen auf einer Zeitbasisanalyse der Wiederholung einer Flanke in Bezug auf einen Auslöser (Selbstauslöser oder externer Auslöser). Die wirklichen Analogwerte des Signals werden gemessen (entweder in Echtzeit oder in unterabgetasteter Äquivalenzzeit), wobei eine Überlagerungshistorie des Signals akkumuliert und angezeigt wird. Hoch- und Niedrigspannungswellen, Mehrfachzeitintervallfenster und die Anzahl der aufzunehmenden Abtastwerte werden definiert. Ein Histogramm wird entsprechend der Anzahl der Abtastwerte erzeugt, die in jedes der Zeit/Spannung- Fenster fällt, wie in Fig. 7B gezeigt ist. Verbesserungen dieser Technik wurden durchgeführt mittels Nachverarbeitung der in Echtzeit aufgenommenen Analog wellenform mit aufwendiger Filterung, um eine hohe Genauigkeit und Zyklus-zu- Zyklus-Zitterbeiträge zu erhalten, M. K. Williams, Accuracy in M1/720 Time Intervall Measurement Systems, ASA Tech Brief 95-38, ASA Doc #96-1, Amherst Systems Associates, Inc., Amherst, MA, 1997, 7 Seiten.

Ein funktionales Test-VLSI-ATE-Verfahren beruht auf der Entwicklung eines Histogramms der binären Vergleiche, wenn ein Strobe-Signal eines automatischen Testanlagensystems (ATE) über einen zeitlichen Signalübergang in einer getesteten Vorrichtung (DUT = Device Under Test) läuft. Das DUT-Signal wird wiederholt gestrobt, wobei Gut/Schlecht-Ergebnisse im Computerspeicher gespeichert werden und später verwendet werden, um ein Histogramm zu erzeugen, das die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion der DUT-Flankenplazierung darstellt. Dieses Verfahren ist insofern beschränkt, als nur Signale gemessen werden können, die synchron zum ATE-Systemtakt sind. Diese Beschränkung macht dieses Verfahren begrenzt brauchbar für das Prüfen von seriellen Hochgeschwindigkeitsdaten-Kommunikationssignalen, da die DUT-Signale häufig von Takten abgeleitet werden, die vom ATE-System unabhängig sind.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren und eine Vorrichtung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 bzw. 20 zu schaffen, das eine sehr hohe Bandbreite mit einer minimalen Vorrichtungsausgangsbelastung verwirklichen kann.

Diese Aufgabe wird gemäß dem kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 bzw. 20 gelöst.

Für die Messung des Zitterns eines Signals mit einem wiederholten Signalsmuster wird vorgesehen, einen Auslöser vom Signal abzuleiten; das Signal mit einer Schwelle an mehreren Zeitpunkten relativ zum Auslöser während mehrfacher Wiederholungen des Signalmusters zu vergleichen, um Meßabtast werte zu erzeugen, die einen Signalpegel relativ zur Schwelle anzeigen; aus den Meßabtastwerten die Wahrscheinlichkeit der Signalflankenzustände als eine Funktion der Zeit für die mehrfachen Wiederholungen zu bestimmen; und aus der Wahrscheinlichkeit der Signalflankenzustände eine Flankenwahrscheinlich keitsdichte als Funktion der Zeit für die mehrfachen Wiederholungen zu bestimmen.

Das Vergleichen des Signals mit einer Schwelle kann das Vergleichen des Signalpegels mit einer Spannungsschwelle und das Erzeugen einer Meßabtastung für jeden Vergleich umfassen. Die Meßabtastung kann ein binäres Vergleichser gebnis sein. Das Vergleichen des Signals mit einer Schwelle kann das Verbinden eines Hochgeschwindigkeitskomparators mit einer Quelle des Signals ohne Kom pensieren des Signalweges, Impedanzanpassung und/oder Lastwirkungen der getesteten Vorrichtung (DUT) umfassen. Das Vergleichen des Signals mit einer Schwelle zu mehreren Zeitpunkten während mehrerer Wiederholungen des Si gnalmusters kann relativ zu einem Auslösesignal durchgeführt werden, das von einem Systemtakt (T0) in einer automatischen Testanlage (ATE) durchgeführt werden, oder mit einem Signal, das synchron zu dem Signal ist, das ein wieder holtes Signalmuster besitzt.

Das Vergleichen des Signals mit einer Schwelle zu mehreren Zeitpunkten während mehrfacher Wiederholungen des Signalmusters kann durchgeführt werden mit inkrementellen Zeitverschiebungen von Meßabtastung zu Meßab tastung, so daß die Auflösung der inkrementellen Zeitverschiebung die effektive Abtastrate ist. Das Vergleichen des Signals mit einer Schwelle zu mehreren Zeitpunkten während mehrerer Wiederholungen des Signalmusters kann so durchgeführt werden, daß die Zeitverschiebung von Meßabtastung zu Meßab tastung linear inkrementell ist oder nicht linear inkrementell ist. Das Vergleichen des Signals mit einer Schwelle zu mehreren Zeitpunkten während der mehrfachen Wiederholungen des Signalmusters kann so durchgeführt werden, daß die Dichte der Meßabtastungen bezüglich der Zeit konstant ist oder nicht konstant ist.

Das Ermitteln der Wahrscheinlichkeit der Signalflankenzustände kann das Schätzen der Wahrscheinlichkeit der Signalflankenzustände gemäß der Be ziehung P{x(t) < V_ref} = 1/KΣM_j(t) umfassen, wobei P{x(t) < V_ref} die Wahr scheinlichkeit über die Zeit t ist, daß der Pegel des Signals x größer ist als eine Schwellenspannung V_ref, J die Meßabtastnummer ist, K die Anzahl der Meßabtastungen pro Zeitschrift ist und M_j ein binäres Meßabtastergebnis ist. Das Ermitteln der Flankenwahrscheinlichkeitsdichte als Funktion der Zeit kann das Differenzieren der Wahrscheinlichkeit der Signalflankenzustände umfassen. Das Verfahren kann ferner das Vorbereiten eines Histogramms der Signalzustands übergangszeitpunkte aus der Flankenwahrscheinlichkeitsdichte als Funktion der Zeit umfassen, und/oder das Schätzen der mittleren Abweichung µ der Flankenübergänge des Signals und/oder das Schätzen der Standardabweichung σ der Flankenübergänge des Signals, um das mittlere quadratische Zittern (RMS) des Signals zu erhalten.

Für die Messung des Zitterns eines Signals mit einem wiederholten Signalmuster kann eine Vorrichtung verwendet werden, die eine Abtastspitze zum Ableiten eines Auslösers aus dem Signal umfaßt; einen Abtaster mit einem Zeitgenerator und einer Abtastspitze zum Vergleichen des Signals mit einer Schwelle zu mehreren Zeitpunkten relativ zum Auslöser während mehrfacher Wiederholungen des Signalmusters, um Meßabtastwerte zu erzeugen, die den Signalpegel relativ zur Schwelle anzeigen; und einen Prozessor zum Ermitteln der Wahrscheinlichkeit der Signalflankenzustände als Funktion der Zeit für die mehrfachen Wiederholungen aus den Meßabtastwerten und zum Ermitteln einer Flankenwahrscheinlichkeitsdichte als Funktion der Zeit für die mehrfachen Wiederholungen aus der Wahrscheinlichkeit der Signalflankenzustände.

Diese unterabtastende Zittermeßtechnik hat den Vorteil, daß sie sehr hohe Bandbreiten mit einem minimalen Vorrichtungsausgangsbelastung verwirk lichen kann. Die Technik erzeugt eine statistische Beschreibung des Zitterns ausgedrückt durch Verzögerung und Standardabweichung. Bei dieser Technik wird das Signal wiederholt mit einer Schwellenspannung über ein definiertes Zeitintervall verglichen. Die Ergebnisse des Vergleichs werden gespeichert und anschließend analysiert.

Weitere Ausführungsformen der Erfindung lassen sich der folgenden Beschreibung und den Unteransprüchen entnehmen.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von beigefügten Abbildungen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt ein Verfahren der Abtastung eines wiederholten Signals.

Fig. 2 zeigt einen Ausdruck von Meßabtastwerten.

Fig. 3 zeigt einen Ausdruck der Signalzustandswahrscheinlichkeitsschät zung als Funktion der Zeit.

Fig. 4 zeigt einen Ausdruck der Kantenwahrscheinlichkeitsdichte als Funktion der Zeit.

Fig. 5 zeigt einen Ausdruck eines 500-MHz-Taktsignals, das von einer 1- Gbit-Datenquelle geliefert wird, auf der ein Korrelationsversuch durchgeführt wurde.

Fig. 6 zeigt eine Vorrichtung, die geeignet ist für die Durchführung der Verfahren zum Messen des Zitterns.

Fig. 7A zeigt die bereits erwähnte Ansicht eines Beispiels einer vorge schlagenen Zittertoleranzspezifikation des Standes der Technik.

Fig. 7B zeigt die bereits erwähnte Ansicht eines Histogramms einer wieder holten Signalflanke mit Bezug auf einen Auslöser unter Verwendung eines be kannten Oszilloskopverfahrens.

Ein Beispiel der Abtastung eines wiederholten Signals mittels eines Satzes von Vergleichsmessungen m_i, die zu den Zeitpunkten t_i (relativ zum Aus lösezeitpunkt) durchgeführt werden, ist in Fig. 1 gezeigt. Die Messungen m_i werden durchgeführt durch Abtasten der wiederholten Wellenform mit inkre mentellen Zeitverschiebungen. Die inkrementelle Zeitverschiebungsauflösung wird zur effektiven Abtastrate. Der Abtastzeitpunkt muß nicht unbedingt linear inkrementell sein. Jeder Zeitpunkt t_i kann mehrfach abgetastet werden, um ein statistisches Bild zu erstellen.

Ein Auslöseimpuls "Trig", der in einem Zeitintervall Td vor dem Anfang des Signalmusters auftritt, wird als Referenz verwendet. Der Auslöseimpuls kann aus dem wiederholten Signal abgeleitet werden, wie im folgenden mit Bezug auf Fig. 6 beschrieben wird. Ein erster Auslöseimpuls 205 geht einem ersten Auftreten des Signalmusters 210 voraus. Das Auftreten 210 des Signalmusters wird mit der Schwellenreferenzspannung Vref zu einem Zeitpunkt t1 verglichen. Wie mit 215 gezeigt, ist das Binärergebnis des Vergleiches gleich "0", da das Signal zum Zeit punkt t1 unter Vref liegt. Ein zweiter Auslöseimpuls 220 geht einem zweiten Auf treten 225 des Signalmusters voraus. Das Auftreten 225 des Signalmusters wird mit der Schwellenreferenzspannung Vref zum Zeitpunkt t2 verglichen. Wie mit 230 gezeigt, ist das Binärergebnis des Vergleichs gleich "0" (logischer "Niedrig"-Zu stand), da das Signal zum Zeitpunkt t1 unter Vref liegt. Ein i-ter Auslöseimpuls 235 geht einem i-ten Auftreten 240 des Signalmusters voraus. Das Auftreten 240 des Signalmusters wird mit der Schwellenreferenzspannung Vref zum Zeitpunkt ti verglichen. Wie mit 245 gezeigt, ist das Binärergebnis des Vergleiches gleich "1" (logischer "Hoch"-Zustand), da das Signal zum Zeitpunkt ti über Vref liegt. Der Prozeß wird wiederholt, so daß das Signalmuster mehrere Male während mehre rer Wiederholungen des Signalmusters abgetastet wird. Ein n-ter Auslöseimpuls 250 geht einem n-ten Auftreten 255 des Signalmusters voraus. Das Auftreten 255 des Signalmusters wird mit der Schwellenreferenzspannung Vref zum Zeitpunkt tn verglichen. Wie mit 260 gezeigt, ist das Binärergebnis des n-ten Vergleichs "0", da das Signal zum Zeitpunkt tn unterhalb von Vref liegt. Die Unterabtastung ist in Fig. 1 als ein Mal pro Wiederholung des Signalmusters gezeigt, obwohl bei Bedarf eine häufigere oder weniger häufige Unterabtastung durchgeführt werden kann.

Nach dem Aufnehmen der Meßabtastwerte kann ein Bild ähnlich der Fig. 2 für einen Flankenübergang entwickelt werden. Der Bereich 300 und der Bereich 320 befinden sich in einem logischen "Hoch"-Zustand, während sich der Bereich 310 in einem logischen "Niedrig"-Zustand befindet. Es ist zu beachten, daß der Bereich des Flankenübergangs eine Überlappungszone besitzt, in dem einige Vergleiche eine Flanke oberhalb V_ref liefern und andere eine solche unterhalb. Der Übergang "hoch" zu "niedrig" findet im Bereich 305 statt; der Übergang von "niedrig" zu "hoch" findet im Bereich 315 statt. Die Dichte der Einsen relativ zu den Nullen ist ein Schätzwert der Wahrscheinlichkeit, daß das Signal größer als V_ref ist, d. h. sich im logischen "Hoch"-Zustand befindet, wie im folgenden erläutert wird.

P{x(t) < V_ref} = 1/KΣM_j(t)

wobei
t = Zeit
j = Meßabtastwert-Nummer
x = Signal
K = Anzahl der Messungen pro Zeitschritt
M_j = Meßergebnis, ∈ (0|1)
P{x(t) < V_ref} = Wahrscheinlichkeit, daß das Signal x zum Zeitpunkt t grö ßer ist als die Referenzspannung V_ref.

Unter Verwendung dieser geschätzten Wahrscheinlichkeiten der Signalflankenzustände kann ein Bild der Flankensignalzustandswahrscheinlichkeit konstruiert werden; Fig. 3 zeigt ein Beispiel eines Ausdrucks von P{x(t) < V_ref} über der Zeit für einen Signalflankenübergang.

Die Daten, die die geschätzten Wahrscheinlichkeiten der Signal flankenzustände darstellen, werden nach der Zeit abgeleitet, um die Flanken wahrscheinlichkeitsdichte f_x(t) als Funktion der Zeit zu ermitteln. Fig. 4 zeigt ein Beispiel eines Histogramms der Signalzustandsübergangszeiten oder der Flankenwahrscheinlichkeitsdichte für die Daten der Fig. 3.

Ein Beispiel eines Signals mit einem Übergangsflankenzittern, das gleichmäßig über ein Zeitintervall verteilt ist, führt zu f_x(t) mit einer geraden Linie mit einer Höhe von 1/t, die sich über die Flankenübergangszone (t) erstreckt. Aus der Schätzung der Flankenwahrscheinlichkeitsdichte f_x(t) können Schätzungen der mittleren Abweichung und der Standardabweichung der Flankenübergänge ermittelt werden. Die Standardabweichung ergibt das mittlere quadratische Zittern des Signals. Die Schätzwerte der mittleren Abweichung und der Standardabweichung unter Verwendung diskreter Daten,

µ = 1/NΣx

und

σ² = (1/NΣx²) - µ²

werden aus den Integraldefinitionen

µ = ∫xf(x)dx

und

σ² = (∫x²f(x)dx) - µ²

abgeleitet.

In der obigen Beschreibung werden die Messungen mit konstanter Dichte bezüglich der Zeit durchgeführt. Die Messungen können auch mit regelmäßigen Zeitintervallen und unregelmäßiger Dichte durchgeführt werden. Dieser Modus ist nützlich, wenn Vorwissen darüber vorhanden ist, wo die Flanke wahrscheinlich auftritt. Es wird keine nützliche Information gewonnen durch Abtasten des Signals zu Zeitpunkten, zu denen das Signal immer in einem logischen Hoch- oder Niedrigzustand ist. Nützliche Informationen werden nur dann erhalten, wenn Messungen bei oder nahe bei dem Flankenübergang gemacht werden. In diesem Fall ist die Anzahl der Meßabtastwerte K eine Funktion der Zeit t, die sich über die Zeit ändert, statt eine Konstante für alle Abtastzeitpunkte.

Die Auslösung wird vom Systemtakt T0 im ATE erzeugt, oder von einem Signal, das synchron zum Wiederholungssignalereignis ist. Diese Flexibilität der Wahl erlaubt die Implementierung eines "Selbstauslöser"-Modus ähnlich einem Oszilloskop.

Ein signifikanter, leicht zu nutzender Vorteil dieser Zittermessung auf Vergleichsbasis besteht darin, daß die wirkliche Messung von einem kleinen Hochgeschwindigkeitskomparator durchgeführt werden kann, der sehr nahe an der zu testenden Vorrichtung (DUT) plaziert ist. Das Plazieren der Prüfspitze dicht an der DUT erlaubt, Messungen mit hoher Bandbreite durchzuführen, ohne daß es erforderlich ist, den Signalweg, die Impedanzanpassung und die DUT- Belastungseffekte zu kompensieren.

Anwendungsbeispiel

Es wurde ein Korrelationsversuch mit einer 1-Gbps-Datenquelle durchgeführt, wobei ein 500-MHz-Takt (101010. . .) verwendet wurde. Fig. 5 zeigt die 1-Gbps-Datenquelle. Das Oszilloskop (HP54120B) wurde so eingestellt, daß es 1000 Abtastwerte in einem 3%-Spannungsvergleichsfenster aus dem vollen Signalausschlag (800 mV) mit Selbstauslöser abtastet. Der verwendete Unterabtaster war auf eine effektive Abtastauflösung von 1 ps eingestellt und nahm 75 Abtastwerte über jede der zwei Signalübergangsflanken auf. Die Ergebnisse wurden mit einem Start/Stopp-Zeitintervallmeßinstrument (DTS 2070) und der Oszilloskop-Histogrammmessung korreliert. Die Ergebnisse dieser Korrelation sind in Tabelle 1 gezeigt. Das Spitze-Spitze-Zittern der unterabge tasteten Komparatormessung ist aufgrund der kleineren Anzahl aufgenommener Abtastwerte geringer als dasjenige anderer Verfahren.

Tabelle 1

Korrelationsergebnisse einer 1-Gbit-Datenquelle

Tabelle 2

Vergleichsanalyse der Zittermeßtechniken

Fig. 6 zeigt eine mögliche Anordnung, die geeignet ist zum Durchführen des vorliegenden Verfahrens. Eine zu testende Vorrichtung (DUT) 700 wird in einer Vorrichtungslasttafelbefestigung 705 eingesetzt. Die Vorrichtungslasttafel befestigung 700 ist an einem ATE-System 710 angebracht (wie z. B. einem Schlumberger-ITS-9000-EXA-System, erhältlich von Schlumberger Technologies Inc., San Jose, Kalifornien), das mit einem Abtastinstrument 715 ausgerüstet ist (wie z. B. einem Schlumberger-Abtaster mit hoher Bandbreite). Das ATE-System 710 enthält Stromversorgungen 720 und digitale Anschlußstifttreiber 725, die über die Lasttafel mit der DUT verbunden sind. Diese ATE-Betriebsmittel (720 und 725) werden verwendet, um die DUT in einen operativen Zustand zu versetzen, so daß das serielle Hochgeschwindigkeitskanalsignal auf der seriellen Ausgangsleitung 730 der DUT 700 aktiv ist. Das serielle Hochgeschwindigkeitssignal ist mit einem geeigneten Abschluß und mit zwei Prüfspitzen 735 und 740 eines Abtasters mit hoher Bandbreite (HBS) verbunden. Die HBS-Prüfspitze 740 wird verwendet, um ein Auslösesignal für das Abtastinstrument 715 abzuleiten. Die HBS-Prüfspitze 735 wird verwendet, um das DUT-Signal mit dem Referenzsignal zu vergleichen, wie oben beschrieben worden ist.

Das Abtastinstrument 715 enthält einen Zeitgenerator 745, der die Strobe- Zeitpunkte des DUT-Signals definiert. Die Strobe-Zeitpunkte können mit einer flexiblen Dichte und flexiblen Zeitpositionen programmiert werden, unter Ver wendung der im Abtastdefinitionsspeicher 750 gespeicherten Daten. Ein Span nungsgenerator 755 im Abtastinstrument 715 setzt die Komparatorspannung Vref gegen die DUT-Spannung. Für Zittermessungen wird der Pegel Vref auf eine stabile Spannung um den Vorrichtungsschaltpegel eingestellt. Der Zeitgenerator 745 wird von dem Testauslöser oder von den DUT-Übergängen ausgelöst. Das Abtastinstrument 715 enthält einen digitalen Signalprozessor (DSP) 760, der die aufgenommenen Daten verarbeitet und die Histogramme erzeugt und die mittlere Abweichung und die Standardabweichung wie oben beschrieben berechnet.

Das vorliegende Verfahren ist auf eine automatische Testanlage anwend bar und kann in herkömmlichen Mischsignal-ATE-Systemen mit Unterabtast fähigkeit angewendet werden.

Claims

1. Verfahren zum Messen des Zitterns eines Signals mit einem wiederholten Signalmuster, gekennzeichnet durch
das Ableiten eines Auslösers aus dem Signal;
das Vergleichen des Signals mit einer Schwelle zu mehreren Zeitpunkten relativ zum Auslöser während mehrfacher Wiederholungen des Signalmusters, um Meßabtastwerte zu erzeugen, die den Signalpegel relativ zur Schwelle anzeigen;
das Ermitteln der Wahrscheinlichkeit der Signalflankenzustände aus den Meßabtastwerten als Funktion der Zeit für mehrfache Wiederholungen; und
das Ermitteln einer Flankenwahrscheinlichkeitsdichte als Funktion der Zeit für mehrfache Wiederholungen aus der Wahrscheinlichkeit der Signalflankenzu stände.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Pegel des Signals mit einer Spannungsschwelle verglichen wird und für jeden Vergleich ein Meßabtastwert erzeugt wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Meßabtastwert als ein binäres Vergleichsergebnis abgeleitet wird.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß beim Vergleichen des Signals mit der Schwelle ein Hochgeschwindig keitskomparator mit einer Quelle des Signals verbunden ist, ohne den Signalweg zu kompensieren.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein Hochgeschwindigkeitskomparator mit einer Quelle des Signals verbunden ist, ohne die Impedanzanpassung zu kompensieren.

6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Hochgeschwindigkeitskomparator mit einer Quelle des Signals verbunden ist, ohne die Belastungseffekte der zu testenden Vorrichtung (DUT) zu kompensieren.

7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Vergleichen des Signals mit einer Schwelle zu mehreren Zeitpunkten während mehrfacher Wiederholungen des Signalmusters relativ zu einem Auslö sesignal durchgeführt wird.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Vergleichen des Signals mit einer Schwelle zu mehreren Zeitpunkten während mehrfacher Wiederholungen des Signalmusters relativ zu einem Auslö sesignal durchgeführt wird, das aus einem Systemtakt (T0) in einer Testvorrich tung einer automatischen Testanlage (ATE) erzeugt wird.

9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Vergleichen des Signals mit einer Schwelle zu mehreren Zeitpunkten während mehrfacher Wiederholungen des Signalmusters relativ zu einem Auslö sesignal durchgeführt wird, das durch ein Signal erzeugt wird, das synchron zu dem Signal mit dem wiederholten Signalmuster ist.

10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekenn zeichnet, daß das Vergleichen des Signals mit einer Schwelle zu mehreren Zeit punkten während mehrfacher Wiederholungen des Signalmusters mit inkremen tellen Zeitverschiebungen von Meßabtastwert zu Meßabtastwert durchgeführt wird, so daß die Auflösung der inkrementellen Zeitverschiebung gleich der wirk samen Abtastrate ist.

11. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekenn zeichnet, daß das Vergleichen des Signals mit einer Schwelle zu mehreren Zeit punkten während mehrfacher Wiederholungen des Signalmusters so durchgeführt wird, daß die Zeitverschiebung von Meßabtastwert zu Meßabtastwert nicht linear inkrementell ist.

12. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekenn zeichnet, daß das Vergleichen des Signals mit einer Schwelle zu mehreren Zeit punkten während mehrfacher Wiederholungen des Signalmusters so durchgeführt wird, daß die Zeitverschiebung von Meßabtastwert zu Meßabtastwert linear in krementell ist.

13. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekenn zeichnet, daß das Vergleichen des Signals mit einer Schwelle zu mehreren Zeit punkten während mehrfacher Wiederholungen des Signalmusters so durchgeführt wird, daß die Dichte der Meßabtastwerte bezüglich der Zeit nicht konstant ist.

14. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekenn zeichnet, daß das Vergleichen des Signals mit einer Schwelle zu mehreren Zeit punkten während mehrfacher Wiederholungen des Signalmusters so durchgeführt wird, daß die Dichte der Meßabtastwerte bezüglich der Zeit konstant ist.

15. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekenn zeichnet, daß die Ermittlung der Wahrscheinlichkeit der Signalflankenzustände das Schätzen der Wahrscheinlichkeit der Signalflankenzustände gemäß der Be ziehung P{x(t) < V_ref} = 1/KΣM_j(t) umfaßt, wobei P{x(t) < V_ref} die Wahrscheinlich keit über der Zeit t ist, daß der Signalpegel x größer ist als eine Schwellenspan nung V_ref, j die Meßabtastwertnummer ist, K die Anzahl der Meßabtastwerte pro Zeitschritt ist und M_j ein binäres Meßabtastergebnis ist.

16. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekenn zeichnet, daß die Ermittlung der Flankenwahrscheinlichkeitsdichte als Funktion der Zeit das Ableiten der Wahrscheinlichkeit der Signalflankenzustände umfaßt.

17. Verfahren nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch gekenn zeichnet, daß aus der Flankenwahrscheinlichkeitsdichte als Funktion der Zeit ein Histogramm der Signalzustandsübergangszeitpunkte hergeleitet wird.

18. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekenn zeichnet, daß die mittlere Abweichung µ der Flankenübergänge des Signals ge schätzt wird.

19. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 18, dadurch gekenn zeichnet, daß die Standardabweichung σ der Flankenübergänge des Signals geschätzt wird, um das mittlere quadratische Zittern (RMS) des Signals zu erhal ten.

20. Vorrichtung zum Messen des Zittems eines Signals mit einem wieder holten Signalmuster, gekennzeichnet durch
eine Abtastprüfspitze (740) zum Ableiten eines Auslösers aus dem Signal;
einen Abtaster (715) mit einem Zeitgenerator (745) und einer Prüf spitze (735) zum Vergleichen des Signals mit einer Schwelle zu mehreren Zeit punkten relativ zum Auslöser während mehrfacher Wiederholungen des Signal musters, um Meßabtastwerte zu erzeugen, die den Signalpegel relativ zur Schwelle anzeigen; und
einen Prozessor (760) zum Ermitteln der Wahrscheinlichkeit der Signalflankenzustände als Funktion der Zeit für mehrfache Wiederholungen aus den Meßabtastwerten und zum Ermitteln einer Flankenwahrscheinlichkeitsdichte als Funktion der Zeit für mehrfache Abtastungen aus der Wahrscheinlichkeit der Signalflankenzustände.