DE112013000421T5

DE112013000421T5 - Verzerrungsmessung zum Begrenzen von Jitter in Pam-Sendern

Info

Publication number: DE112013000421T5
Application number: DE201311000421
Authority: DE
Inventors: Adee O. Ran
Original assignee: Intel Corp
Current assignee: Intel Corp
Priority date: 2012-12-13
Filing date: 2013-06-24
Publication date: 2014-09-18
Also published as: TWI516061B; JP2016136728A; WO2014092784A1; KR20160112026A; CN107102256B; TW201618513A; TW201434297A; CN104024873A; CN107102256A; KR101659600B1; JP6155536B2; US20150180592A1; JP5878988B2; TWI600299B; US8982938B2; KR101749880B1; JP2015512173A; KR20140102265A; US20140169429A1; US9344203B2

Abstract

Verfahren und Testgerät zum Messen eines Jitters in einem pulsamplitudenmodulierten (PAM) Sender. In einer Prozedur wird ein erstes Zwei-Pegel PAM Signaltestmuster zum Messen eines taktbezogenen Jitters verwendet, der in zufällige und deterministische Komponenten geteilt ist, während ein zweites Zwei-Pegel PAM Signaltestmuster zum Messen eines geraden-ungeraden Jitters (EOJ) verwendet wird. In einer anderen Prozedur wird ein Vier-Pegel PAM Signaltestmuster zum Messen eines durch Jitter hervorgerufenen Rauschens unter Verwendung einer Verzerrungsanalyse verwendet. Es ist auch ein Testgerät zur Implementierung verschiedener Aspekte der Testverfahren offenbart.

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Das Gebiet der Erfindung betrifft im Allgemeinen Hochgeschwindigkeitskommunikationen und betrifft insbesondere, aber nicht ausschließlich Techniken zur Messung eines Jitters (Taktzitterns) in einem pulsamplitudenmodulierten Sender.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
In Hochgeschwindigkeitssignalleitungs-Kommunikationsstandards werden die gesendeten Daten von einer PMD (physical medium-dependent) Vorrichtung in ein physikalisches Spannungssignal umgewandelt. Im Idealfall sollte das Spannungssignal einen von M mehreren möglichen Spannungspegeln haben (z. B. M = 2 für das PAM2 (pulsamplitudenmodulierter Pegel 2) Signalleitungsschema, das ”0” Bits auf einen Spannungspegel und ”1” Bits auf einen anderen Spannungspegel abbildet). Die Übergänge zwischen diesen Pegeln sollten nur zu spezifischen Zeitpunkten (ganzzahlige Vielfache eines ”Einheitsintervalls” oder UI) auftreten, die einem perfekten Takt entsprechen. Ein Takt mit derselben Frequenz wird in einem Empfänger zum Abtasten des empfangenen Signals und Rekonstruieren der gesendeten Daten verwendet.
In der Praxis weichen die Spannungspegel, die von Sendern erzeugt werden, von den gewünschten Pegeln ab, wie auch die Zeitsteuerung von Übergängen zwischen Pegeln. Die Spannungsabweichungen erzeugen ein Rauschen, das anderen Rauschquellen hinzugefügt wird, und die Rauschimmunität des Empfängers verringert. Die Zeitsteuerungsabweichungen können auch als zusätzliches Rauschen angesehen werden und könnten auch den Empfängertakt veranlassen, zu falschen Zeitpunkten eine Abtastung durchzuführen. Daher begrenzen Kommunikationsstandards, die Spannungen und Frequenzen spezifizieren, typischerweise die zulässigen Abweichungen von spezifizierten Werten. Abweichungen in der Zeitsteuerung, die am gesendeten Signal beobachtet werden, werden als ”Jitter” bezeichnet. Jitterspezifikationen sind ein wichtiger Teil von Hochgeschwindigkeitssignalleitungsstandards. Mit zunehmender Signalleitungsgeschwindigkeit wird das UI kürzer und ein Jitter sollte proportional abnehmen. Die Jitterspezifikationen werden somit typischerweise als Bruchteile eines UI angegeben.
Jitter ist typischerweise in Niederfrequenz- und Hochfrequenzkomponenten unterteilt. Niederfrequenzjitter (manchmal als ”Drift” oder ”Wanderung” bezeichnet) stammt typischerweise aus einem PLL-(Phase Lock Loop)Phasenrauschen. Er wird vermutlich vom Empfänger festgestellt und ist somit von geringem Interesse. Hochfrequenzjitter wird entweder durch PLL-Phasenrauschen oder von anderen Ursachen erzeugt; es ist vermutlich unmöglich festzustellen und muss daher begrenzt werden, um Abtastfehler beim Empfänger zu verhindern. Manchmal ist er weiter in Komponenten von deterministischem Takt-Jitter (CDJ) und zufälligem Takt-Jitter (CRJ) unterteilt, um seine statistischen Eigenschaften zu erfassen. Eine Taktzyklusverzerrung (Duty Cycle Distortion – DCD) ist eine besondere Art von DJ, die manchmal separat gemessen wird – Differenz zwischen gerader und ungerader Bitbreite (ein allgemeines Phänomen in einigen Sendern, das eine große Auswirkung auf die Empfängerleistung hat). DCD wird auch als Even-Odd Jitter (EOJ, gerader-ungerader Jitter) bezeichnet.
Bei sehr hohen Geschwindigkeiten ist das Kommunikationsmedium bandbegrenzt und eine Inter-Symbolinterferenz (ISI) wird signifikant. ISI verursacht sowohl eine Änderung in Spannungen wie auch Übergangszeiten; somit weist ein Signal, das durch ein ISI-Medium betrachtet wird, einen erhöhten Jitter auf, der vom Empfänger nicht festgestellt werden kann. Falls nicht behandelt, kann der durch ISI eingeführte Jitter ein Leistungsflaschenhals werden; tatsächlich erfordern Jitter-Messmethoden für optische Verbindungen die Verwendung von Testsignalen, die die maximale Wirkung eines ISI aufzeigen, wie PRBS31 (31-Bit pseudozufällige Bitsequenz). Dies ist in Anhang 83A von IEEE 802.3 und ferner im älteren Anhang 48B ersichtlich (beide wurden der Kürze wegen ausgelassen).
ISI kann jedoch aufgrund eines Kanals, der eine lineare Transferfunktion hat, bis zu einem hohen Maß durch Anwenden einer Entzerrung, entweder beim Sender oder beim Empfänger (mit einigen gut etablierten Methoden) abgeschwächt werden. Daher kann der Jitter, der infolge von ISI auftritt, toleriert werden und muss nicht so eng begrenzt werden wie andere Jitter-Quellen, wenn eine Entzerrung angenommen wird.
Frühere Spezifikationen, die annahmen, dass eine Entzerrung zum Abschwächen von ISI angewendet wird, verwendete ältere Jitter-Messungen erneut, versuchten aber die ISI-Auswirkung auf Jitter-Messungen durch Messung sehr nahe beim Sender zu minimieren (wodurch ISI minimiert wurde). Zum Beispiel spezifizierte IEEE 802.3ap, die Ethernet bei 10 Gb/s über passive Rückwandplatinen (10 GBASE-KR) definierte, Jitter, gemessen an einem Testpunkt nahe beim Sender (TP1), wie in 1 dargestellt.
Wenn eine solche nahe Messung nicht möglich ist, war ein eingeschlagener Weg eine Bewertung der ISI-Wirkung in einer separaten Messung, die als ”datenabhängiger Jitter” (DDJ) bezeichnet wurde, und Subtrahieren dieser vom gemessenen Jitter. Zum Beispiel spezifizierte IEEE 802.3ba-2010, die Ethernet bei 40 und 100 Gb/s über Kupferkabelanordnungen (40 GBASE-CR4 und 100 GBASE-CR10) definierte, Jitter als an einem Testpunkt nach einem Anschluss (TP3) gemessen, der vom Sender durch eine verlustreichen PCB getrennt ist, so dass ISI auftreten kann; dies ist in 2 dargestellt. Zum Abschwächen dieser ISI, die durch den Kanal zwischen der Vorrichtung und dem Testpunkt verursacht wird, wird DDJ separat gemessen und der Jitter wird ausschließlich mit DDJ spezifiziert.
Zusätzlich zum Begrenzen des Jitters versuchten Standards auch das Senderrauschen zu begrenzen, aber dies erfolgt typischerweise mit einer separaten Messung. Zum Beispiel spezifizierte 10 GBASE-KR (Paragraph 72) ein spezielles Testmuster und ein Verfahren zur Rauschmessung auf ”flachen” Regionen des Signals, wo die Entzerrung des Senders keine Wirkung haben sollte. Wie in 3 dargestellt, werden die Abweichungen Δv2 und Δv5 gemessen und Grenzwerte gemeinsam mit der Signalamplitude spezifiziert (indem ein gesendetes Signal/Rausch-Verhältnis festgelegt wird). Für die 40 GBASE-CR4 und 100 GBASE-CR10 Fälle sind solche Messungen problematisch, da die verlustreiche PCB das Testmuster verzerren und das gemessene ”Rauschen” (Δv2 und Δv5) erhöhen kann, obwohl es tatsächlich eine lineare Wirkung ist, die durch Entzerrung abgeschwächt werden kann. Daher wird eine andere, indirekte Methode definiert, bei der das Rauschen nach einem Kanal an einem beliebigen Punkt im Testmuster gemessen wird (das nicht an einer ISI leiden sollte) und dann andere bekannte Rauschquellen subtrahiert werden (unter der Annahme, dass Rauschen energiesummiert ist).
Bei diesen Spezifizierungsmethoden gibt es vier wesentliche Probleme. Erstens sind sowohl Jitter- wie auch Rauschen-Messmethoden für eine PAM2-Modulation spezifisch und können nicht leicht in PAM-Schemata höherer Ordnung übersetzt werden, wie PAM4 (4-Pegel), das im 100 GBASE-KP4 verwendet wird. Zweitens, da sowohl Jitter wie auch Rauschen Sendereffekte sind, die zum Rauschen beitragen, das vom Empfänger beobachtet wird, wäre es besser ihre kombinierte Wirkung als jede für sich zu begrenzen. Auf diese Weise würde eine gewisse Konstruktionsfreiheit entstehen. Eine Kombination der Spezifikationen ist schwierig, da der Jitter in Zeiteinheit gemessen und definiert wird, während Rauschen in Spannungseinheiten gemessen und definiert wird. Drittens enthält die Messung viele Schritte, von welchen einige nicht triviale Berechnungen erfordern, die typischerweise von Spezialtestgeräten ausgeführt werden. Viertens ist es schwierig, die Grenzwerte zu rechtfertigen, die für jeden der Effekte mit Standardsystemtechnikmethoden wie Rauschkontingentierung definiert wurden. Die spezifizierten Grenzwerte stellen eine gewisse Übereinkunft zwischen Ingenieuren dar, dass solche Sender gebaut werden können und dass solche Sender ”gut genug” für einen Betrieb im spezifizierten Standard sein sollten (die auch Kanäle und Empfänger definieren), während jedoch ein Beweis oder eine rigorose Analyse fehlt.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die vorangehenden Aspekte und viele der begleitenden Vorteile dieser Erfindung werden offensichtlicher, wenn diese unter Bezugnahme auf die folgende ausführliche Beschreibung in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen verständlicher wird, wobei gleiche Bezugszeichen in allen Ansichten gleiche Teile bezeichnen, falls nicht anderes angegeben ist:
1 ist eine schematische Darstellung, die eine Sendetesttextanordnung für 10 GBASE-KR zeigt;
2 ist eine schematische Darstellung, die eine Sendertesttextanordnung zeigt, die in IEEE 802.3 Paragraph 85.5 definiert ist;
3 ist eine Grafik, die eine Messung eines Jitters in flachen Regionen gemäß der Testspezifikation für 10 GBASE-KR zeigt;
4 ist eine schematische Darstellung, die die Struktur einer 100 GBASE-KP4 Verbindung gemäß einer Ausführungsform zeigt;
5 ist eine Darstellung die eine Signalpegelabbildung für eine PAM4 Codierung zeigt;
6a und 6b zeigen Augenmuster für PAM2 bzw. PAM4 Signale;
7 zeigen einen Abschnitt eines JP03 Jittermusters;
8 zeigt ein Ablaufdiagramm, das Operationen veranschaulicht, die während einer Ausführungsform einer ersten CRJ und CDJ Testmessprozedur durchgeführt werden;
9 zeigt ein Ablaufdiagramm 900, das Operationen veranschaulicht, die während einer Ausführungsform einer zweiten und dritten CRJ und CDJ Testmessprozedur durchgeführt werden;
10 zeigt ein Paar von Grafiken, die zur Darstellung der Bedeutung von J₅ und J₆ verwendet werden (unter Verwendung der gleich definierten Quantität J1);
11 zeigt ein Ablaufdiagramm, das Operationen veranschaulicht, die während einer Ausführungsform einer EOJ-Messprozedur durchgeführt werden;
12 zeigt eine Signalgrafik mit Textboxen, die Aspekte des Signals zeigen, die während der Jitter-Testung gemäß einigen Ausführungsformen gemessen werden;
13 zeigt ein Schema zum Bestimmen eines geraden-ungeraden Jitters gemäß einer Ausführungsform;
14 zeigt ein Ablaufdiagramm, das Operationen veranschaulicht, die während einer ersten Verzerrungsmessprozedur gemäß einer Ausführungsform ausgeführt werden;
15 ist ein Signaldiagramm, das ein beispielhaftes Testsignalmuster zeigt;
16 ist eine Tabelle, die Ausgangszustände für vier Bahnen unter Verwendung eines PRBS13 Trainingsmusters gemäß einer Ausführungsform zeigt;
17 zeigt ein Ablaufdiagramm, das Operationen veranschaulicht, die während einer ersten Verzerrungsmessprozedur gemäß einer Ausführungsform durchgeführt werden; und
18 zeigt einen Satz von Testergebnisgrafiken unter Verwendung von Ausführungsformen der hierin offenbarten Jitter-Tests.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Hierin sind Ausführungsformen von Verfahren und Vorrichtungen zum Messen eines Jitters in pulsamplitudenmodulierten Sendern beschrieben. In der folgenden Beschreibung sind zahlreiche spezifische Einzelheiten angegeben, um ein umfassendes Verständnis von Ausführungsformen der Erfindung zu bieten. Ein Fachmann wird jedoch erkennen, dass die Erfindung ohne die eine oder mehreren der spezifischen Einzelheiten oder mit anderen Verfahren, Komponenten, Materialien, usw. ausgeführt werden kann- In anderen Fällen sind allgemein bekannte Strukturen, Materialien oder Operationen nicht dargestellt oder ausführlich beschrieben, um eine Verschleierung von Aspekten der Erfindung zu vermeiden.
Eine Bezugnahme in der gesamten Beschreibung auf ”eine (1) Ausführungsform” oder ”eine Ausführungsform” bedeutet, dass ein bestimmtes Merkmal, eine Struktur oder eine Eigenschaft, die in Verbindung mit der Ausführungsform beschrieben ist, in mindestens einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung enthalten ist. Somit beziehen sich die Phrasen ”in einer (1) Ausführungsform” oder ”in einer Ausführungsform” an verschiedenen Stellen in dieser Beschreibung nicht unbedingt alle auf dieselbe Ausführungsform. Ferner können die bestimmten Merkmale, Strukturen oder Eigenschaften in jeder geeigneten Weise in einer oder mehreren Ausführungsformen kombiniert werden.
Gemäß Aspekten der nun beschriebenen Ausführungsformen wird die Jitter-Spezifikation für eine Hochgeschwindigkeitssignalleitungskommunikation reorganisiert, um drei separate Effekte zu messen: Mittlere-bis-hohe-Frequenz-Sendetakt-Zeitsteuerungsfehler, die vom Empfänger nicht festgestellt werden können; getrennt in deterministische und zufällige Komponenten; Tastzyklusverzerrung oder gerader-ungerader Jitter; und nicht-lineare Verzerrung, verursacht durch die Zeitsteuerungsfehler. Bei dieser Strategie ist die entsprechende Jitter- und Verzerrungsspezifikation besser an die Systemleistung gebunden. Die Jitter-Messung ist auf die Antriebstaktphasen-Rauschkomponenten konzentriert, die vermutlich nicht feststellbar sind. Die Messung ist einfach und exakt und hängt direkt mit der erwarteten Feststellungsfähigkeit des Empfängers zusammen. DCD/EOJ wird separat gemessen und kann zum Begrenzen seiner Auswirkung auf die Leistung spezifiziert sein. Das verwendete Signal ist optimiert, um den gewünschten Effekt zuverlässig zu messen. Eine Verzerrungsanalyse definiert das SNR des Signals beim Sender und hängt direkt mit dem Rauschkontingent beim Empfänger zusammen. Es ermöglicht eine Definition des Worst-Case-Senders, die für eine Kanalspezifikation und bei einer Empfängertoleranztestung anwendbar ist. Zusätzlich verwendet sie PAM4 Signalleitungen zur Ausführung des gesamten Senderdesigns.
Das Messen der Taktzeitsteuerungsfehler ist relativ einfach, wenn das gesendete Signal ein taktähnliches Muster ist. Dies garantiert, dass keine ISI vorhanden ist und somit diese in späteren Schritten nicht ausgeschlossen werden muss. Ebenso ist die Analyse, die zum Abtrennen des Niederfrequenzabschnitts des Jitters erforderlich ist, direkt und benötigt keine speziellen Testgeräte mit Ausnahme eines Echtzeit-Oszilloskops.
Das Messen von DCD/EOJ erfordert ein Testsignal, das viele abwechselnde Bits ohne ISI hat (wie ein taktähnliches Muster), das aber auch positive und negative Pegel sowohl an geraden wie auch ungeraden Bit-Positionen hat; anderenfalls könnten mögliche Fehlübereinstimmungen zwischen steigenden und fallenden Flanken die Messung verzerren. Ausführungsformen definieren hierin ein solches Signal und beschreiben die notwendige Berechnung.
Eine Verzerrungsmessung erfolgt auf Grundlage des Verfahrens, das in Paragraph 85, IEEE 802.3 definiert ist, aber mit einem 4-Pegel PAM4 modulierten Signal anstelle des ursprünglichen NRZ (Nicht-Rückkehr zu null) Pegel 2 PAM2 Signals. Das ursprüngliche Verfahren misst die lineare Eigenschaft des Senders durch Anpassen einer linearen Transferfunktion an die Messung; das neue Verfahren konzentriert sich auf die Differenz zwischen der Messung und der linear angepassten Wellenform. Der Anpassungsfehler enthält alle Sender-Rauschkomponenten, die den Empfänger beeinflussen – sowohl durch Jitter wie auch durch sämtliche andere Effekte – und kombiniert somit an sich die früheren Jitter- und Rauschspezifikationen zu einer Einheit und ermöglicht einen Kompromiss zwischen ihnen. Das Anpassungsfehlersignal wird in mehreren Phasen des Takts überprüft, der das Signal antreibt, und seine Worst-Case Phase wird zum Spezifizieren der Signal/Rauschen-und-Verzerrung (SNDR) des Senders verwendet, die als einzige Leistungszahl dient. Während die Prozedur, die für eine Verzerrungsmessung und Analyse erforderlich ist, nicht trivial ist, ist sie bereits nach dem Stand der Technik gut definiert (Paragraph 85 von IEEE 802.3) und benötigt keine speziellen Testgeräte.
In einigen Ausführungsformen können hierin offenbarte Testtechniken für einen 100 GBASE-KP4 Sender implementiert werden. Die physische Zwischenverbindungsstruktur einer Ausführungsform einer 100 GBASE-KP4 Verbindung ist in 4 dargestellt. Die physikalische (PHY) Schicht der Verbindung, die mit der physikalischen Struktur der Verbindung implementiert wird, ist für die die Handhabung von Betriebsdetails der Signale auf einer bestimmten Verbindung zwischen zwei Verbindungspartnern verantwortlich, wie durch Komponenten A und B dargestellt. Diese Schicht verwaltet die Datenübertragung auf den Signaldrähten, einschließlich elektrischer Pegel, Zeitsteuerungsaspekte und logischer Themen, die beim Senden und Empfangen jedes Informations-Bits über die parallelen Bahnen auftreten, Wie in 4 dargestellt, besteht die physische Konnektivität jeder Zwischenverbindung aus vier unterschiedlichen Paaren von Signalen 400, welche die Bahnen 0–3 in jeder Richtung umfassen. Jeder Port unterstützt ein Verbindungspaar, bestehend aus zwei einseitig gerichteten Verbindungen zur Vollendung der Verbindung zwischen zwei Komponenten. Dies unterstützt den Verkehr gleichzeitig in beide Richtungen.
Komponenten mit 100 GBASE-KP4 Ports kommunizieren mit Hilfe eines Paares einseitig gerichteter Punkt-zu-Punkt-Verbindungen, die als Verbindungspaar definiert sind, wie in 4 dargestellt. Jeder Port umfasst eine Sende-(Tx)Verbindungsschnittstelle und eine Empfangs-(Rx)Verbindungsschnittstelle. In dem dargestellten Beispiel hat Komponente A einen Tx Port 402, der an den Komponente B Rx Port 404 angeschlossen ist. Ferner hat Komponente B einen Tx Port 404, der an den Komponente B Rx Port 408 angeschlossen ist. Eine einseitig gerichtete Verbindung sendet von Komponente A zu Komponente B und die andere Verbindung sendet von Komponente B zu Komponente A. Die ”Sende-”Verbindung und ”Empfangs-”Verbindung ist abhängig davon definiert, welcher Komponenten-Port sendet und welcher Daten. empfängt. In der in 1 dargestellten Konfiguration, sendet die Sendeverbindung von Komponente A Daten vom Komponente A Tx Port 402 zum Komponente B Rx Port 404. Dieselbe Sendeverbindung der Komponente A ist die Empfangsverbindung von Port B
100 GBASE-KP4 PHY verwendet ein 4-Pegel-Pulamplitudenmodulations-(bezeichnet als PAM4)Signal zum Senden und Empfangen von Daten über den Kanal. Wie in 5 dargestellt, besteht PAM4 aus vier logischen Pegeln, die wie folgt abgebildet werden:
0 wird auf –1 abgebildet
1 wird auf –1/3 abgebildet
2 wird auf +1/3 abgebildet
3 wird auf +1 abgebildet
Logische Pegel 0 und 3 entsprechen jeweils Nieder- und Hochpegelsignalen mit Signalpegeln –1 und +1, während logische Pegel 1 und 2 Zwischenpegelsignalen mit Signalpegeln –1/3 und +1/3 entsprechen.
Ein Vergleich zwischen PAM2 und PAM4 Signalleitungen ist in 6a und 6b dargestellt. Wie in 6a verwendet PAM2 ein Pegel 2 NRZ Signal, während PAM4 (6b) ein 4-Pegelsignal mit drei separaten Pegeln verwendet, bei welchen eine Querung definiert werden kann. Daher gibt es in einem PAM4 Datensignal viele Übergänge, wobei jeder Übergang seine eigene Phase hat. Angesichts dessen ist eine DDJ Analyse, wie bei einem Pegel 2 NRZ Signal durchgeführt, nicht praktisch.
In der hierin offenbarten Strategie werden Pegel 2 Muster zum Messen von taktbezogenem Jitter, der in zufällige und deterministische Komponenten getrennt ist, und geradem-ungeradem Jitter (EOJ) verwendet, wobei Maximalwerte spezifiziert sind. Eine Verzerrungsanalyse mit einem reichen Signal zum Messen eines durch Jitter herbeigeführten Rauschens wird ebenso verwendet, wobei eine maximale SNDR spezifiziert ist.
In einer Ausführungsform werden zwei neue Jitter-Testmuster implementiert, die Wiederholungssequenzen mit einem Symbol für jedes Einheitsintervall (UI) verwenden. Die physischen Signalleitungen für 100 GBASE-KP4 PHY verwenden ein UI von 1 Bit mit einer Zeit entsprechend 13,59375 Gbd Symbolen (~73,6 psec). Die zwei Jitter-Testmuster werden als JP03 und JP03a bezeichnet. Im Jittermuster JP03 wird das Muster 03 in einer Wiederholungssequenz mit einer Periode von 2 UI für jeden Pegel verwendet, was der Nyquist-Frequenz entspricht. Wie hierin verwendet, bezeichnet im Muster das –1 PAM4 Symbol, während '3' das +1 PAM4 Symbol bezeichnet. Ein Beispiel des JP03 Jitter-Musters ist in 7 dargestellt. Das JP03a Jitter-Muster ist als 15 Wiederholungen von '03', gefolgt von 16 Wiederholungen von '30' definiert, wobei das Muster mit 2·(15 + 16) = 62 UI periodisch ist, entsprechend 219 MHz.
Das JP03 Jitter-Muster wird zum Messen eines taktzufälligen Jitters (CRJ) und taktdeterministischen Jitters (CDJ) verwendet, wie in der Folge beschrieben ist. Im JP03 Jitter-Muster gibt es keinen DDJ, so dass dieser nicht ausgeschlossen werden muss. Das JP03a Jitter-Muster wird zum Messen von EOJ verwendet. Dieses Jitter-Muster ermöglicht eine Messung sowohl von des Taktzyklus wie auch der Anstiegs-/Abfallzeitverzerrung. Die Gesamtlänge ist 2·31 UI, wobei zu beachten ist, dass 31 eine Primzahl ist, so dass alle internen Busse (mit vernünftigen Implementierungen) gleichermaßen ”belastet” werden.
8 zeigt ein Ablaufdiagramm 800, das Operationen zeigt, die während einer Ausführungsform eines ersten CRJ und CDJ Testmessprozedur durchgeführt werden. In der Testprozedur wird JP03 zum Messen von CRJ und CDJ verwendet, wie in einem Block 802. In einer (1) Ausführungsform wird dieselbe Sequenz über 4 Bahnen einer Mehrfachbahn-Verbindung gesendet (wie z. B. für 100 GBASE-KP4 PHY definiert). In einer (1) Ausführungsform wird dies durch Erfassen einer Wellenform von N UI (N ≥ 10⁷) implementiert, z. B. unter Verwendung eines Echtzeitrahmens, wie in einem Block 804 dargestellt. Anschließend werden in einem Block 806, die Nulldurchgangszeiten T_ZC(i), i = 1..N berechnet, falls notwendig unter Verwendung einer Interpolation. Die Nulldurchgangszeiten werden so ausgerichtet, dass T_ZC(1) = 0.
Wie in einem Block 808 dargestellt, wird dann die durchschnittliche Pulsbreite mit der Gleichung berechnet:
Die Phasen-Jitter-Serie wird dann in einem Block 810 berechnet als: τ(n) = T_ZC(n – 1) – (n – 2)ΔT_AVG, n = 2..N
In einem Block 810 wird ein diskretes Hochpassfilter erster Ordnung, H_CDR(z), bei der Phasen-Jitter-Serie τ(n) angewendet. Das Ergebnis ist als τ_HPF(n) angegeben.
9 zeigt ein Ablaufdiagramm 900, das Operationen zeigt, die während einer (1) Ausführungsform der zweiten und dritten CRJ und CDJ Testmessprozeduren durchgeführt werden. In einem Block 902 werden die Werte von τ_HPF(n) in aufsteigender Reihenfolge sortiert, wobei das Ergebnis mit τ_sorted(n) angegeben ist. In einem Block 904 werden die Werte J₅ und J₆ (in Zeiteinheiten) entweder mit B = 5 oder B = 6 bestimmt, während Blöcke 906, 908, und 910 Einzelheiten der Berechnung für Block 904 definieren, wobei B ein Parameter ist, der die Werte 5 oder 6 annimmt. Wie in Blöcken 906 und 908 ist J_B ^– die maximale Zeit, die τ_sorted(0,5 × 10 – B × N) < J_B ^– erfüllt, das typischerweise negativ ist, während J_B ⁺ die minimale Zeit ist, die τ_sorted(N – 0,5 × 10^–B × N) ≥ J_B ⁺ erfüllt, das typischerweise positiv ist. J_B wird dann in einem Block 910 als J_B = J_B ⁺ – J_B ^– berechnet, was die zweite Prozedur beendet.
Die dritte Prozedur wird in einem Block 912 durchgeführt, wobei CRJ_RMS und CDJ gemäß der Gleichung:
berechnet werden, wobei Q^–1 die inverse Q-Funktion ist.
10 zeigt die Bedeutung von J₅ und J₆. Wie oben beschrieben, verwendet die Prozedur, die zur Berechnung von CRJ_RMS und DJ_dd verwendet wird, die Zwischenwerte J₅ und J₆. Das Verfahren ist im Wesentlichen eine Schätzung der kumulativen Verteilungsfunktions-(CDF)Werte aus Abtastungen unter Verwendung der inversen CDF-Berechnung wie rechts dargestellt (für J₁ demonstriert).
11 zeigt ein Ablaufdiagramm 1100, das Operationen veranschaulicht, die während einer (1) Ausführungsform einer EOJ-Messprozedur durchgeführt werden. Wie in einem Block 1102 ist die allgemeine Strategie die Verwendung von JP03a zum Messen von EOJ, wobei alle 4 Bahnen aktiv sind, und das Senden derselben Sequenz. In einem Block 1104 werden 20 volle Zyklen mit JP03a erfasst. In einem Block 1106 wird die durchschnittliche Nulldurchgangszeit für jeden der 60 Übergängen in JP03a, relativ zum Beginn des Musters, unter Verwendung, bei Bedarf, einer Interpolation berechnet. Der Durchschnitt wird über die 20 vollen Musterzyklen berechnet und die durchschnittlichen Werte werden mit T_ZC(i), i = 1..60 angegeben, wobei i = 1 der erste Übergang ist, der den zwei aufeinanderfolgenden ”3” Symbolen folgt.
In einem Block 1108 werden die Breiten von 40 Pulsen aus 41 Übergängen ausschließlich der ”wiederholten Symbole” mit der Gleichung:
berechnet.
EOJ ist die Hälfte der Größe der Differenz zwischen der mittleren Breite der geraden Pulse und der mittleren Breite der ungeraden Pulse, wie in einem Block 1110 mit der Gleichung:
berechnet.
12 zeigt eine Grafik, die ein Spannungssignal, das sich aus einer Simulation von JP03a ergibt, angetrieben durch ein Anstiegszeitfilter, plus Abtastpaket und Testanordnung zeigt. Der Takt, der das Signal antreibt, hat eine geringe Taktzyklusfehlübereinstimmung, zusätzlich zum DJ und CRJ. Aus diesem Signal ist eine Berechnung von EOJ relativ direkt, wobei die Ergebnisse in 13 dargestellt sind (es ist zu beachten, dass 2,4 ps der halbe Abstand zwischen den geraden und ungeraden Pulsbreitendurchschnitten ist, der ungefähr 4,8 ps beträgt).
Zusammenfassend werden die vorangehenden Prozeduren verwendet, um die Messung eines Sender-Taktausgangs-Jitters für einen Sender zu erleichtern, der PAM4 Signalleitungen verwendet. Zwei neue Testmuster und zugehörige Managementfunktionen werden definiert: JP03 zum Messen von CRJ_RMS und CDJ, JP03a zum Messen von EOJ. Rohsignaldaten, die mit den Signalmessungen zusammenhängen, können mit herkömmlichen Testgeräten erhalten werden.
Der zweite Teil des verbesserten Testschemas betrifft die Rauschen/Verzerrungsmessung. Bestehende NRZ Jitter-Messungen enthalten nicht-lineare Effekte, die in der Nulldurchgangsphase auftreten; lineare Effekte führen zum DDJ, der ausgeschlossen werden sollte. Die vorgeschlagene Alternative für PAM4 ist eine Sender-(TX)Verzerrungsanalyse. Diese Strategie erfasst alle nicht-linearen Effekte (umfassend) und erfasst auch ein TX-internes Nebensprechen (das in anderen Tests nicht berücksichtigt wird).
Allgemeine Aspekte, die sich auf die Verwendung der Verzerrungsanalysetechniken beziehen, sind wie folgt. Die Verzerrungsanalyse zeigt nicht-lineare Effekte als eine additive Rauschkomponente. In dem Verfahren, das in IEEE 802.3 Paragraph 85.8.3.3.5 beschrieben ist, ist diese das Signal e(n), das aus der Messung y(n) berechnet wird. Mit der vorgeschlagenen Technik soll die Rauschleistung in jeder Phase begrenzt werden, nicht nur der Durchschnitt. Da ein Kanal ”Phasen mischen” kann, ist er vorzugsweise konservativ. Die separate Betrachtung von e(n) in jeder Phase kann Rauschen bei Übergängen aufzeigen. Unter der Annahme, dass die Prozedur in Paragraph 85.8.3.3.5 zum Messen von Entzerrungsschritten verwendet wird, können bestehende Daten neu geordnet und verwendet werden.
14 zeigt ein Ablaufdiagramm 1400, das Operationen zeigt, die während einer ersten Verzerrungsmessprozedur gemäß einer (1) Ausführungsform ausgeführt werden. Wie in einem Block 1402 verwendet die Testprozedur ein Senden eines spektrumreichen PAM4 Testmusters, wobei für jede Bahn ein anderes Muster verwendet wird. In einer (1) Ausführungsform umfasst das Testmuster ein Trainingsmuster, das derzeit für 100 GBASE-KP4 PHY vorgeschlagen wird und in 15 als Trainingsmuster 1500 dargestellt ist.
In einer (1) Ausführungsform verwendet das Trainingsmuster 1500 die PMA Sende- und Empfangsfunktionsspezifikationen, die derzeit in IEEE P802.3bj Entwurf 1.2 vorgeschlagen werden, um dem Sender und Empfänger die Ausführung der Beendigungsblock-, Graucodierungs- und 1/(1 + D) mod 4 Vorcodierungsstufen zu ermöglichen, während der Overhead-Framer umgangen wird. Das Trainingsmuster 408 verwendet alle vier Pegel von PAM4 Signalleitungen. In einer (1) Ausführungsform beruht das Trainingsmuster 1500 auf einer 13-Bit pseudozufälligen Bit-Sequenz, bekannt als PRBS13. PRBS13 ist eine 8191 Bit-Sequenz, die von einem Fibonacci LFSR abgeleitet ist, mit der Polynomfunktion, G(x) = 1 + x + x² + x¹² + x¹³
In einer (1) Ausführungsform umfasst jeder Training-Frame-Wort-(TFW)Beendigungsblock im Trainingsmuster 92 Bits von PRBS13, wobei die ersten zwei Bits Beendigungs-Bits umfassen. In einer (1) Ausführungsform umfasst das Trainingsmuster 408 drei volle Sequenzen (d. h., 8191 Bits) PRBS13 Daten plus eine abgestumpfte PRBS13 Sequenz von 6523 Bits für insgesamt 31096 Bits, die während der 338 TB92 Blöcke (338 TFWs) entsprechend Trainingsmuster 1500 gesendet werden. In einer (1) Ausführungsform umfasst die zweite PRBS13 Sequenz eine Bit-Inversion der ersten, wie durch PRBS13a und PRBS13b in 15 gezeigt, während die erste und dritte PRBS13 Sequenz PRBS13a und PRBS13c dieselben sind. Zusätzlich ist die abgestumpfte PRBS13 Sequenz auch ein invertierter Abschnitt der ersten 6523 Bits von PRBS13a. Alternativ kann in einigen Ausführungsformen das Trainingsmuster 1500 dasselbe sein wie ein voller Training-Frame, einschließlich eines Frame-Markers und Steuerkanals mit bekannten Werten für DME-Zellen zusätzlich zum Trainingsmuster 1500 für jeden Frame. In einer (1) Ausführungsform fügen der Einschluss des Frame-Markers und Steuerkanals 10 TFWs zur Länge des Musters hinzu.
In einer (1) Ausführungsform sind die Anfangszustände des Trainingsmusters für die Bahnen 0–3 wie folgt definiert. Vorzugsweise werden die anfänglichen vier Zustände so gewählt, dass die vier resultierenden PAM4 Sequenzen eine geringe Autokorrelation (mit Ausnahme von Versatz 0) und geringe Kreuzkorrelation zwischen jedem Paar aufweisen, wie in 16 dargestellt. Ein beispielhafter Satz von Anfangszuständen, die die vorangehenden Bedingungen erfüllen, enthält (anfängliche Bits, die auf dem Datenpfad gesendet werden, LSB zuerst): PMD Bahn 0: 0xCD92, PMD Bahn 1: 0x2AFB, PMD Bahn 2: 0xC3D3, PMD Bahn 3: 0xE2F6.
Ein Beispiel von PRBS-, Graucode- und Vorcodierer-Datensequenzen, das die vorangehenden Anfangszustände verwendet, ist in 16 dargestellt. Für jede physische Bahn i = 0..3, beginnt die Trainingssequenz beim Zustand Si.
Unter erneuter Bezugnahme auf Ablaufdiagramm 1400, wird, während das PAM4 Testmuster gesendet wird, N UI (wobei N ein ganzzahliges Vielfaches der Testmusterlänge in UI ist) des Testsignals erfasst, mit M Abtastungen pro UI: y(k), wobei k = 0..M·N–1, wie in einem Block 1404 dargestellt. Eine lineare Kanalanpassung der Messung (z. B. wie in IEEE 802.3 Paragraph 85.8.3.3.5) wird dann in einem Block 1406 berechnet. In einem Block 1408 ist die linear angepasste Wellenform mit f(k) bezeichnet (spaltenweises Lesen aus dem Matrixprodukt PX1) und die Fehlerwellenform als e(k), so dass y(k) = f(k) + e(k), wobei k = 0..M·N–1.
17 zeigt ein Ablaufdiagramm 1700, das Operationen zeigt, die während einer ersten Verzerrungsmessprozedur gemäß einer Ausführungsform ausgeführt werden. In einem Block 1702 werden separate f(k) und e(k) in M Teilsätze fp und ep, p = 0..M–1 geteilt; Teilsatz p enthält Abtastungen p + j·M, j = 0..N–1. Diese Teilsätze werden als ”Phase p” von Messung und Fehler bezeichnet. Für jede der M Phasen wird das Quadratmittel (Root Mean Square – RMS) der Messung und RMS des Fehlers in einem Block 1704 berechnet.
Anschließend wird in einem Block 1706 der Wert S, der den minimalen Signalpegel bei der ”besten vertikalen Öffnungsphase” darstellt, berechnet. In einer (1) Ausführungsform, wird der Signalpegel S wie folgt geschätzt:

1. Ermitteln von Phase p_max, in welcher f(k) das maximale RMS aufweist
2. Teilen der Abtastungen f_{p_max} in Gruppen gemäß 4 Spannungspegeln
3. Definieren von S_i als Medianwert der Abtastungen in Gruppe i, i = 0..3
4. Definieren von S als min(Si – S_i+1)/2, i = 0..2

In einem Block 1708 wird die Prozedur durch Definieren des TX SNDR pro Phase p als SNDR_TX(p) = S/RMS(e_p) definiert, wobei SNDR_TX(p) über einem spezifizierten Wert für jedes p liegen sollte.
Ein Beispiel einer Verzerrungsanalyse mit simuliertem Jitter ist in 18 dargestellt. Die simulierten Sendeparameter sind: CRJ RMS = 0,37 ps; EOJ PTP = 3%; und SJ PTP = 1,47 ps (gesamter. DJ = 3,68 ps). Sowohl die lineare Anpassung wie auch der Fehler sind als Augenmuster zum linken Abschnitt der Figur hin dargestellt. Es wird festgehalten, dass der Fehler bei den ”Übergangsphasen” viel größer als bei den ”Abtastphasen” ist. Die SNDR pro Phase ist an der rechten Seite der Figur dargestellt. Es wird festgehalten, dass das Minimum ~2,5 dB niedriger als die durchschnittliche SNDR ist.
Gemäß weiteren Aspekten der Erfindung kann die Testvorrichtung zum Erfassen von Testsignalmusterwellenformen und Speichern entsprechender Testdaten als digitalisierte Signaldaten und Durchführen einer Nachbearbeitung an den digitalisierten Signaldaten zum Bestimmen eines oder mehrerer von zufälligem Jitter, deterministischem Takt-Jitter, geradem-ungeradem Jitter und zum Messen von durch Jitter herbeigeführtem Rauschen konfiguriert sein. Zum Beispiel kann eine Testgerätkonfiguration ähnlich jener, die in 2 dargestellt ist, implementiert werden, um die Testung eines PAM4 Senders gemäß hierin offenbarten Ausführungsformen zu erleichtern. Wie dargestellt, kann ein digitales Oszilloskop oder Datengewinnungsmodul zum Erfassen eines Testsignalmusters verwendet werden, das von einer getesteten Vorrichtung unter Verwendung einer anwendbaren Testanordnung generiert wird. Das digitale Oszilloskop oder Datengewinnungsmodul ist zum Erfassen des analogen Signaltestmusters und Speichern entsprechender digitaler Daten konfiguriert, wodurch eine digitalisierte Signalwellenform erfasst wird. Die erfassten und gespeicherten digitalisierten Daten werden von einem Nachbearbeitungsmodul oder dergleichen verarbeitet, das zur Durchführung verschiedener Berechnungen gemäß den hierin offenbarten Ausführungsformen programmiert ist. Zum Beispiel kann das Nachbearbeitungsmodul als Computer mit einem oder mehreren Software-Anwendungsprogrammen implementiert sein, die einen Code für die Implementierung der Berechnungen und zugehöriger Signalverarbeitungsoperationen über eine Ausführung durch den Computer enthalten.
Obwohl einige Ausführungsformen unter Bezugnahme auf besondere Implementierungen beschrieben wurden, sind andere Implementierungen gemäß einigen Ausführungsformen möglich. Zusätzlich muss die Anordnung und/oder Reihenfolge von Elementen oder anderen Merkmalen, die in den Zeichnungen dargestellt und/oder hierin beschrieben sind, nicht in der besonderen, dargestellten und beschriebenen Weise angeordnet sein. Es sind viele andere Anordnungen gemäß einigen Ausführungsformen möglich.
In jedem System, das in einer Figur dargestellt ist, können die Elemente in einigen Fällen jeweils dasselbe Bezugszeichen oder ein anderes Bezugszeichen haben um nahezulegen, dass die dargestellten Elemente unterschiedlich und/oder gleich sein können. Ein Element kann jedoch flexibel genug sein, um verschiedene Implementierungen zu haben und mit einigen oder allen der hierin dargestellten und beschriebenen Systeme zu funktionieren. Die verschiedenen Elemente, die in den Figuren dargestellt sind, können dieselben oder unterschiedlich sein. Welches als ein erstes Element bezeichnet wird und welches als ein zweites Element angegeben ist, ist willkürlich.
In der Beschreibung und Ansprüchen können die Begriffe ”gekoppelt” und ”verbunden” gemeinsam mit ihren Ableitungen verwendet werden. Es sollte klar sein, dass diese Begriffe nicht als Synonyme füreinander gedacht sind. Vielmehr kann in bestimmten Ausführungsformen, ”verbunden” verwendet werden um anzugeben, dass zwei oder mehr Elemente in direktem physischen oder elektrischen Kontakt miteinander stehen. ”Gekoppelt” kann bedeuten, dass zwei oder mehr Elemente in direktem physischen oder elektrischen Kontakt miteinander stehen. ”Gekoppelt” kann aber auch bedeuten, dass zwei oder mehr Elemente nicht in direktem Kontakt miteinander stehen, aber dennoch zusammenarbeiten oder miteinander interagieren.
Ein Algorithmus wird hier und allgemein als eine eigenständige Sequenz von Aktionen oder Operationen angesehen, die zu einem gewünschten Ergebnis führen. Diese enthalten physische Manipulationen physikalischer Größen. Üblicherweise, wenn auch nicht unbedingt, nehmen diese Größen die Form elektrischer oder magnetischer Signale an, die gespeichert, übertragen, verglichen und auf andere Weise manipuliert werden können. Es hat sich gelegentlich als praktisch erwiesen, prinzipiell aus Gründen des allgemeinen Gebrauchs, diese Signale als Bits, Werte, Elemente, Symbols, Zeichen, Terme, Zahlen oder dergleichen zu bezeichnen. Es sollte jedoch klar sein, dass alle diese und ähnliche Begriffe mit den geeigneten physikalischen Größen verknüpft sind und nur praktische Etiketten sind, die diesen Größen verliehen werden.
Eine Ausführungsform ist eine Implementierung oder ein Beispiel der Erfindung. Eine Bezugnahme in der Beschreibung auf ”eine Ausführungsform” ”eine (1) Ausführungsform”, ”einige Ausführungsformen” oder ”andere Ausführungsformen” bedeutet, dass ein bestimmtes Merkmal, eine Struktur oder Eigenschaft, das bzw. die in Verbindung mit den Ausführungsformen beschrieben wurde, in mindestens einigen Ausführungsformen, aber nicht unbedingt allen Ausführungsformen der Erfindung enthalten ist. Die verschiedenen Vorkommnisse von ”einer Ausführungsform”, ”einer (1) Ausführungsform” oder ”einigen Ausführungsformen” beziehen sich nicht unbedingt alle auf dieselben Ausführungsformen.
Nicht alle Komponenten, Merkmale, Strukturen, Eigenschaften, usw., die hierin beschrieben und dargestellt sind, müssen in einer bestimmten Ausführungsform oder Ausführungsformen enthalten sein. Wenn die Beschreibung besagt, dass eine Komponente, ein Merkmal, eine Struktur, eine Eigenschaft zum Beispiel enthalten sein ”kann” oder ”könnte”, muss diese bestimmte Komponente, das Merkmal, die Struktur oder Eigenschaft nicht enthalten sein. Wenn die Beschreibung oder ein Anspruch auf ”ein” Element Bezug nimmt, bedeutet dies nicht, dass nur eines von dem Element vorhanden ist. Wenn die Beschreibung oder Ansprüche auf ”ein zusätzliches” Element Bezug nehmen, schließt dies nicht aus, dass mehr als eines des zusätzlichen Element vorhanden sind.
Wie oben besprochen, können verschiedene Aspekte der Ausführungsformen hierin durch entsprechende Software- und/oder Firmware-Komponenten und Anwendungen wie Software, die auf einem Server läuft, oder Firmware, die von einem eingebetteten Prozessor auf einem Netzelement ausgeführt wird, erleichtert werden. Somit können Ausführungsformen dieser Erfindung als Softwareprogramm, Softwaremodule, Firmware und/oder verteilte Software, die auf einer gewissen Form von Verarbeitungskern (wie der CPU eines Computers, einem oder mehreren Kernen eines Mehrfachkern-Prozessors) läuft, eine virtuelle Maschine, die auf einem Prozessor oder Kern läuft, verwendet werden oder diese unterstützen oder auf andere Weise auf oder in einem maschinenlesbaren Medium implementiert oder realisiert werden. Ein maschinenlesbares Medium enthält jeden Mechanismus zum Speichern oder Senden von Informationen in einer Form, die von einer Maschine (z. B. einem Computer) lesbar ist. Zum Beispiel kann ein maschinenlesbares Medium einen Nur-Lese-Speicher (ROM); einen Direktzugriffsspeicher (RAM); ein Magnetplatten-Speichermedium; ein optisches Speichermedium; und eine Flash-Speichervorrichtung, usw. enthalten.
Die oben stehende Beschreibung gezeigter Ausführungsformen der Erfindung, einschließlich der Beschreibung in der Zusammenfassung, ist nicht als umfassend oder zur Einschränkung der Erfindung auf die präzisen offenbarten Formen gedacht. Während spezifische Ausführungsformen und Beispiele der Erfindung hierin zu veranschaulichenden Zwecken beschrieben sind, sind verschiedene äquivalente Modifizierungen im Umfang der Erfindung möglich, wie ein Fachmann erkennen wird.
Diese Modifizierungen können an der Erfindung angesichts der vorangehenden ausführlichen Beschreibung vorgenommen werden. Die Begriffe, die in den folgenden Ansprüchen verwendet werden, sollten nicht als Einschränkung der Erfindung auf die spezifischen, in der Beschreibung und den Zeichnungen offenbarten Ausführungsformen verstanden werden. Vielmehr ist der Umfang der Erfindung vollständig durch die folgenden Ansprüche zu bestimmen, die gemäß den festgelegten Doktrinen einer Anspruchsinterpretation erstellt sind.

Claims

Verfahren zum Messen eines Jitters in einem pulsamplitudenmodulierten (PAM) Sender, umfassend: Verwenden eines ersten Zwei-Pegel PAM Signaltestmusters zum Messen eines taktbezogenen Jitters, der in zufällige und deterministische Komponenten geteilt ist; Verwenden eines zweiten Zwei-Pegel PAM Signaltestmusters zum Messen eines geraden-ungeraden Jitters (EOJ); und Verwenden eines Vier-Pegel PAM Signaltestmusters zum Messen eines Durch Jitter hervorgerufenen Rauschens unter Verwendung einer Verzerrungsanalyse.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Vier-Pegel PAM Signaltestmuster ein PAM4 Signal mit einem ersten Pegel, der einen niedrigsten Spannungspegel umfasst, einem vierten Pegel, der einen höchsten Spannungspegel umfasst, und zweiten und dritten Pegeln, die Zwischenspannungspegel zwischen dem niedrigsten und höchsten Spannungspegel umfassen, umfasst und wobei jedes der ersten Zwei-Pegel PAM Signale den ersten und vierten PAM4 Signalpegel verwendet.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das erste Zwei-Pegel PAM Signaltestmuster ein '03' Muster umfasst, das bei 2 Einheitsintervallen (UI) periodisch ist, wobei 0 und 3 einem niedrigsten bzw. höchsten Signalpegel eines Vier-Pegel PAM Signals entsprechen.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das zweite Zwei-Pegel PAM Signaltestmuster eine ungerade Anzahl von Wiederholungen von '03', gefolgt von einer geraden Anzahl von Wiederholungen von '30' umfasst, wobei 0 und 3 einem niedrigsten bzw. höchsten Signalpegel eines Vier-Pegel PAM Signals entsprechen.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei das zweite Zwei-Pegel PAM Signaltestmuster 15 Wiederholungen von '03' gefolgt von 16 Wiederholungen von '30' umfasst und das Testmuster bei 62 Einheitsintervallen (UI) periodisch ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Messung der taktbezogenen Jitter-Komponenten umfasst: Erfassen einer Signalwellenform aus einem gesendeten Zwei-Pegel PAM Signaltestmuster; Berechnen von Nulldurchgangszeiten für das erfasste Signal; Berechnen einer durchschnittlichen Pulsbreite, abgeleitet als eine Funktion der Nulldurchgangszeiten; und Berechnen einer Phasen-Jitter-Serie.
Verfahren nach Anspruch 6, des Weiteren umfassend: Anwenden eines diskreten Hochpassfilters erster Ordnung bei der Phasen-Jitter-Serie zum Erzeugen eines Satzes von Ergebnissen; Sortieren des Satzes von Ergebnissen in aufsteigender Reihenfolge; Schätzen erster und zweiter kumulativer Verteilungsfunktions-(CDF)Werte aus dem Satz von Ergebnissen; und Berechnen eines taktzufälligen Jitters (CRJ) und deterministischen taktdeterministischen Jitters (CDJ) als eine Funktion der ersten und zweiten CDF-Werte.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei der erste und zweite CDF Wert als J₅ bzw. J₆ bezeichnet werden, und wobei ein Quadratmittel-(Root Mean Square – RMS)Wert für zufälligen Jitter (CRJ_RMS) und CDJ gemäß:
berechnet wird, wobei Q^–1 die inverse Q-Funktion ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Messung von EOJ umfasst: Erfassen einer Signalwellenform aus einem gesendeten Zwei-Pegel PAM Signaltestmuster, das einen geraden Abschnitt und einen ungeraden Abschnitt umfasst; Berechnen einer durchschnittlichen Nulldurchgangszeit für jeden von mehreren Übergängen relativ zu einem Beginn des Testmusters; Berechnen der Breiten mehrerer gerader Pulse entsprechend geraden Abschnitten der erfassten Signalwellenform; Berechnen der Breiten mehrerer ungerader Pulse entsprechend ungeraden Abschnitten der erfassten Signalwellenform; und Berechnen von EOJ als Funktion der Breiten der geraden Pulse und der ungeraden Pulse.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei der EOJ als die Hälfte der Größe zwischen der Differenz zwischen der mittleren Breite der geraden Pulse und der mittleren Breite der ungeraden Pulse berechnet wird.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei die Breiten der geraden Pulse und ungeraden Pulse einen Teil der geraden und ungeraden Abschnitte des Testmusters ausschließen.
Verfahren zum Messen einer Verzerrung in einem gesendeten Signal, umfassend: Senden eines Vier-Pegel pulsamplitudenmodulierten (PAM4) Testmusters für jede von mehreren Bahnen; Erfassen von N Einheitsintervallen (UI) des Testmusters, wobei N ein ganzes Vielfaches der Testmusterlänge in UI ist, mit M Abtastungen pro UI, um Messung y(k), k = 0..M·N–1 zu erhalten; Berechnen einer linearen Kanalanpassung von Messung y(k). um eine linear-angepasste Wellenform und eine Fehlerwellenform zu erhalten; Bezeichnen der linear-angepassten Wellenform als f(k) und einer Fehlerwellenform als e(k), so das y(k) = f(k) + e(k), k = 0..M·N–1; Trennen von f(k) und e(k) in M Teilsätze f_p und e_p, p = 0..M–1, wobei Teilsatz p Abtastungen p + j·M, j = 0..N–1 enthält, und jeder dieser Teilsätze als ”Phase p” von Messung und Fehler bezeichnet wird; für jede der M Phasen, berechnen des Quadratmittels (RMS) des Fehlers; Berechnen eines Minimalsignals S; und Definieren einer Sender Signal/Rauschen-und-Verzerrung (SNDR) pro Phase p als SNDR_TX(p) = S/RMS(e_p).
Verfahren nach Anspruch 12, wobei das PAM4 Testmuster ein spektrumreiches Testmuster umfasst, das für jede der mehreren Bahnen unterschiedlich ist.
Verfahren nach Anspruch 13, wobei das spektrumreiche Testmuster auf einer 13 Bit pseudo-zufälligen Bit-Sequenz (PRBS13) beruht.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei das Berechnen von S das Berechnen des Minimalsignals bei einer besten vertikalen Öffnungsphase umfasst.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei das Berechnen von S umfasst: Ermitteln der Phase p_max, in welcher f(k) den maximalen RMS aufweist; Teilen der Abtastungen f_{p_max} in Gruppen gemäß 4 Spannungspegeln, die für das PAM4 Signal definiert sind; Definieren von S_i als Medianwert der Abtastungen in Gruppe i, i = 0..3; und Definieren von S als min(Si – S_i+1)/2, i = 0..2.
Verfahren zum Messen eines Jitters in einem pulsamplitudenmodulierten (PAM) Sender, umfassend: Erfassen einer Signalwellenform aus einem gesendeten Zwei-Pegel PAM Signaltestmuster; Berechnen von Nulldurchgangszeiten für das erfasste Signal; Berechnen einer durchschnittlichen Pulsbreite, abgeleitet als Funktion der Nulldurchgangszeiten; Berechnen einer Phasen-Jitter-Serie; Anwenden eines diskreten Hochpassfilters erster Ordnung an der Phasen-Jitter-Serie zum Erzeugen eines Satzes von Ergebnissen; Sortieren des Satzes von Ergebnissen in aufsteigender Reihenfolge; Schätzen erster und zweiter kumulativer Verteilungsfunktions-(CDF)Werte aus dem Satz von Ergebnissen; und Berechnen eines taktzufälligen Jitters (CRJ) und taktdeterministischen Jitters (CDJ) als eine Funktion des ersten und zweiten CDF Werts.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei das Zwei-Pegel PAM Signaltestmuster ein '03' Muster umfasst, das bei 2 Einheitsintervallen (UI) periodisch ist, wobei 0 und 3 einem niedrigsten bzw. höchsten Signalpegel eines Vier-Pegel PAM Signals entsprechen.
Verfahren nach Anspruch 18, des Weiteren umfassend: Erfassen einer Signalwellenform von N UI; Berechnen der Nulldurchgangszeiten T_ZC(i), i = 1..N; Ausrichten der Nulldurchgangszeiten, so dass T_ZC(1) = 0; und Berechnen der durchschnittlichen Pulsbreite als
Verfahren nach Anspruch 19, des Weiteren umfassend das Berechnen der Phasen-Jitter-Serie als τ(n) = T_ZC(n – 1) – (n – 2)ΔT_AVG, n = 2..N.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei der PAM Sender so konfiguriert ist, dass er in einer Verbindung verwendet wird, die mehrere Bahnen verwendet, des Weiteren umfassend: Senden des Zwei-Pegel PAM Signaltestmusters über jede der mehreren Bahnen; und für jede der mehreren Bahnen, Erfassen einer Signalwellenform aus dem gesendeten Zwei-Pegel PAM Signaltestmuster für die Bahn; Berechnen von Nulldurchgangszeiten für das erfasste Signal; Berechnen einer durchschnittlichen Pulsbreite, die als Funktion der Nulldurchgangszeiten abgeleitet wird; Berechnen einer Phasen-Jitter-Serie; Anwenden eines diskreten Hochpassfilters erster Ordnung an der Phasen-Jitter-Serie zum Erzeugen eines Satzes von Ergebnissen; Sortieren des Satzes von Ergebnissen in aufsteigender Reihenfolge; Schätzen erster und zweiter kumulativer Verteilungsfunktion-(CDF)Werte aus dem Satz von Ergebnissen; und Berechnen eines taktzufälligen Jitters (CRJ) und taktdeterministischen Jitters (CDJ) als eine Funktion des ersten und zweiten CDF Werts.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei der erste und zweite CDF Werte als J₅ bzw. J₆ bezeichnet werden, und wobei ein Quadratmittel-(RMS)Wert für den zufälligen Jitter (CRJ_RMS) und CDJ gemäß:
berechnet wird, wobei Q^–1 die inverse Q-Funktion ist.
Verfahren zum Messen eines geraden-ungeraden Jitters (EOJ) in einem pulsamplitudenmodulierten (PAM) Sender, umfassend: Erfassen einer Signalwellenform aus einem gesendeten Zwei-Pegel PAM Signaltestmuster, das einen geraden Abschnitt und einen ungeraden Abschnitt umfasst; Berechnen einer durchschnittlichen Nulldurchgangszeit für jeden von mehreren Übergängen relativ zum Beginn des Testmusters; Berechnen der Breiten mehrerer gerader Pulse entsprechend geraden Abschnitten der erfassten Signalwellenform; Berechnen der Breiten mehrerer ungerader Pulse entsprechend ungeraden Abschnitten der erfassten Signalwellenform; und Berechnen von EOJ als eine Funktion der Breiten der geraden Pulse und der ungeraden Pulse.
Verfahren nach Anspruch 23, wobei das Zwei-Pegel PAM Signaltestmuster eine ungerade Anzahl von Wiederholungen von '03' gefolgt von einer geraden Anzahl von Wiederholungen von '30' umfasst, wobei 0 und 3 einem niedrigsten bzw. höchsten Signalpegel eines Vier-Pegel PAM Signals entsprechen.
Verfahren nach Anspruch 24, wobei das Zwei-Pegel PAM Signaltestmuster 15 Wiederholungen von '03' gefolgt von 16 Wiederholungen von '30' umfasst und das Testmuster bei 62 Einheitsintervallen (UI) periodisch ist.
Verfahren nach Anspruch 23, wobei der EOJ als die Hälfte der Größe zwischen der Differenz zwischen der mittleren Breite der geraden Pulse und der mittleren Breite der ungeraden Pulse berechnet wird.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei die Breiten der geraden Pulse und ungeraden Pulse einen Teil der geraden und ungeraden Abschnitte des Testmusters ausschließen.
Testvorrichtung, gestaltet zum: Erfassen einer Signalwellenform aus einem gesendeten Zwei-Pegel PAM Signaltestmuster; Berechnen von Nulldurchgangszeiten für das erfasste Signal; Berechnen einer durchschnittlichen Pulsbreite, abgeleitet als eine Funktion der Nulldurchgangszeiten; Berechnen einer Phasen-Jitter-Serie; Anwenden eines diskreten Hochpassfilters erster Ordnung bei der Phasen-Jitter-Serie zum Erzeugen eines Satzes von Ergebnissen; Sortieren des Satzes von Ergebnisse in aufsteigender Reihenfolge; Schätzen von ersten und zweiten kumulativen Verteilungsfunktions-(CDF)Werten aus dem Satz von Ergebnissen; und Berechnen eines taktzufälligen Jitters (CRJ) und taktdeterministischen Jitters (CDJ) als eine Funktion des ersten und zweiten CDF Werts.
Testvorrichtung nach Anspruch 28, des Weiteren gestaltet zum: Erfassen einer Signalwellenform aus einem gesendeten Zwei-Pegel PAM Signaltestmuster, das einen geraden Abschnitt und einen ungeraden Abschnitt umfasst; Berechnen einer durchschnittlichen Nulldurchgangszeit für jeden von mehreren Übergängen relativ zu einem Beginn des Testmusters; Berechnen der Breiten mehrerer gerader Pulse entsprechend geraden Abschnitten der erfassten Signalwellenform; Berechnen der Breiten mehrerer ungerader Pulse entsprechend ungeraden Abschnitten der erfassten Signalwellenform; und Berechnen eines geraden-ungeraden Jitters als eine Funktion der Breiten der geraden Pulse und der ungeraden Pulse.
Testvorrichtung nach Anspruch 29, wobei die Testvorrichtung umfasst: ein digitales Oszilloskop, das zum Erfassen des Signaltestmusters und Speichern entsprechender Signaltestdaten konfiguriert ist; und ein Nachbearbeitungsmodul, das zum Verarbeiten der Signaltestdaten zum Berechnen des zufälligen Jitters und deterministischen Takt-Jitters konfiguriert ist.