CN1625064A - 带通采样接收机及其采样方法 - Google Patents

Abstract

一种用于接收射频信号的带通采样接收机，包括：第一模数转换单元，用于在第一采样时钟信号的控制下，将该射频信号转换为第一路数字信号；第二模数转换单元，用于在第二采样时钟信号的控制下，将该射频信号转换为第二路数字信号；一个信号分离单元，用于将该第一路数字信号和该第二路数字信号中的同相信号与正交信号分离；其中，所述第一采样时钟信号和所述第二采样时钟信号的频率是所述射频信号频率的N分之一，N为自然数。

Description

带通采样接收机及其采样方法

技术领域：

本发明涉及一种用于无线通信领域中的无线信号接收机，尤其涉及一种采用带通(bandpass)采样技术的无线信号接收机。

技术背景：

在无线通信领域中，待发送的用户信号一般是频率较低且带宽有限的基带信号，通常可以用两个相互正交的分量I(t)+jQ(t)来表示，其频谱如图1所示，其中，I(t)为同相分量，Q(t)为正交分量。当发送该用户信号时，发射机用该用户信号调制一个频率位于射频域的载波信号上，然后再经由发射天线将该射频信号发射到无线空间。

接收端的接收机经由天线接收到来自无线空间的射频信号，将其转换为中心频率位于零频的基带数字信号，以便经过基带部分的进一步处理可以恢复出误码率满足要求的所需用户信号。在现今的无线通信系统中，大部分设备依然采用传统的超外差式接收机，其具体结构如图2所示。在图2中，接收机200经由天线接收的射频(RF)信号，首先经过RF带通滤波器220，然后经过低噪声放大器(LNA)221对信号的放大处理后，送入下变频单元230中。下变频单元230利用一个本地振荡信号将接收到的射频信号下变频为中频模拟信号，再经过中频滤波器233滤除中频域的带外干扰。接着，该变频后得到的中频信号在I/Q分离单元240中完成正交解调，得到两个相互正交的基带模拟信号I(t)和Q(t)，最后，再利用模数转换器250I和250Q将两路基带模拟信号转换为数字信号，从而经过解调器270中的解码等处理，恢复出所需用户信号。

在图2所示的由射频信号到基带数字信号的转换过程中，中频滤波器233是必不可少的部件，中频滤波的效果直接影响输出信号的质量。然而在通常的超外差式接收机中，中频滤波器233一般为体积笨重而且价格昂贵的声表面波(SAW)器件，难以与其他电路集成。同时，随着多模手机的发展，超外差式接收机需要对每种模式中的每个通道带宽都用一个单独的中频SAW滤波器来进行处理，这不仅增加了接收机的成本，而且还由于硬件条件的限制阻碍了设备升级的步伐。此外，由于在该接收机中多次使用了模拟混频器，非线性效应、镜频干扰等问题也在所难免。

为了摆脱由于使用中频滤波器等大型器件所造成的硬件限制，一种解决方法是使用零中频或直接转换式接收机结构，利用与射频载波同频的本地振荡信号直接将射频信号转换为基带信号。在于2002年12月5日公开的，公开号为US20020181614A1，题为“欠采样射频接收机结构(sub-sampling RF receiver architecture)”的专利文件中提出了另一种解决办法，即在RF带通滤波和低噪声放大之后，利用带通采样方法对所接收的RF信号进行采样和滤波，从而得到基带信号。所谓带通采样，是由于接收机所接收信号实际为一个带宽有限的用户信号(如图1所示)调制在高频载波上的带通信号，且该带通信号的下边频远远大于通带的带宽，因而可以选择低于接收信号载波频率的时钟信号进行采样，从而将采样后信号的部分高阶频谱成份放置在带通信号下边频与零频之间。由于带通采样中的采样频率远低于信号载波，因而也称为欠采样。该专利文件中提出了两种类型的欠采样接收机结构，以下就以插入方式，加入该申请文件中所披露的内容。

第一种类型的欠采样接收机结构如图3所示。图3中，由天线接收到的RF信号依次经过RF带通滤波器220和LNA 221后，直接送入采样-保持器310中，以 $f_s=\frac{f_c}{M+1/4}>2B$ 的采样频率进行带通采样，其中，f_c为载波频率，B为调制载波的用户信号带宽，M为任意自然数。这样，经过采样处理的信号的频谱将在靠近零频处，即 处，存在一个用户信号的高阶频谱成份。ADC 320是用来将采样后的信号转换为数字信号。转换后的数字信号分别在两个数字混频器330I和330Q中，完成数字域的正交解调。这里数字混频器330I和330Q的作用在于将

处的信号频谱搬移到零频处，从而经过数字低通滤波器的滤波处理可以恢复出正交的用户数字信号。

这种欠采样接收机结构，虽然省去了模拟混频器和中频滤波器，但还要使用两个数字混频器来完成第二次频率转移，才能将所需解调信号的频谱移动到基带内。在这种接收机中为了避免频谱混叠，必须使用一个大于带通信号带宽两倍的采样频率进行采样处理。而在实际系统中(如GSM移动电话)，由于很难通过RF带通滤波器220完全滤除干扰，采样电路的输入信号通常包含宽带干扰，因此，实际选择的时钟信号总要远远高出理想值，采样效率较低。此外，由于要针对调制在 载波上的用户信号进行模数转换，因而对模数转换设备的性能也提出了较高的要求。

为了进一步简化接收机的结构，US20020181614A1的专利文件中又提出一种两路欠采样接收机结构，如图4所示。图4中经过RF带通滤波器220和LNA 221的接收信号，首先被分成两路，再分别由采样保持器410I和410Q以频率为 $f_s=\frac{f_c}{N}>B$ 进行采样处理，其中N为自然数，两路频率为f_s的时钟信号相差90°。在图4所示结构中，由于载波频率为采样频率的整数倍，所以其采样后频谱在零频处必然存在用户信号的第N阶频谱分量。利用低通滤波器，即可将零频处的基带模拟信号滤出。然后，对该基带模拟信号进行ADC转换即可得到基带数字信号。

此种两路欠采样的方法，虽然省去了第一种类型欠采样接收机中数字混频器的处理，同时可以直接对基带信号进行ADC转换，但当选择采样频率时，若N取偶数，则两路信号采样后的结果完全相同，无法得到分离开的正交用户信号I(t)和Q(t)。此外，在该专利文件中也未指出具体实现正交用户信号分离的方法。

以上所提出的改进后的接收机结构，虽然不再使用中频滤波器等大型器件，但仍然没有脱离首先将射频信号转换为基带模拟信号，再进行模数转换的思想。在新一代无线通信系统内，由于多种通信协议并存且通信技术不断更新，需要一种更好的方法和装置将所接收的无线信号转换为基带数字信号。

发明内容：

本发明是将宽带模数转换器尽量靠近射频接收天线，直接对射频信号进行模数转换，然后尽可能地通过可编程的数字信号处理器件来实现对接收信号的各种处理。由于数字信号处理所具有的灵活、廉价和便于集成的特点，采用这种方法可以实现多种通信协议的兼容，便于技术的升级。

因此，本发明的着眼点就是在分析两路欠采样方法的可行性的基础上，提出一种直接对射频信号进行模数转换的接收机结构，并给出恢复所需用户信号的具体方法。

本发明的目的之一是提供一种结构简单的带通采样接收机结构，直接对射频信号进行模数转换，从而避免使用模拟混频器和数字混频器。

本发明的目的之二是提供一种结构简单的带通采样接收机结构，以尽量降低对模数转换器性能的要求，并给出恢复正交用户数字信号的方法。

按照本发明的一种用于接收射频信号的带通采样接收机，包括：第一模数转换单元，用于在第一采样时钟信号的控制下，将该射频信号转换为第一路数字信号；第二模数转换单元，用于在第二采样时钟信号的控制下，将该射频信号转换为第二路数字信号；一个信号分离单元，用于将该第一路数字信号和该第二路数字信号中的同相信号与正交信号分离；其中，所述第一采样时钟信号和所述第二采样时钟信号的频率是所述射频信号频率的N分之一，N为自然数。

附图简述：

以下将通过参考附图和结合实施例对本发明进行更加详细地解释和说明，其中

图1是基带用户信号的频谱图；

图2是传统超外差式接收机结构框图；

图3是一种常规的欠采样接收机结构框图；

图4是一种常规的两路欠采样接收机结构框图；

图5是经过用户信号调制的射频信号的频谱图；

图6是经过以频率为 $f_s=\frac{f_c}{N}$ 的时钟信号采样的射频信号的频谱图；

图7是本发明一个实施例的提出的带通采样接收机结构框图；

图8是本发明一个实施例的提出的用来生成正交采样时钟信号的设备结构图。

发明详述：

为了能够更为清晰地描述本发明的特点，下面首先结合附图5和附图6，从理论上分析两路欠采样接收机结构的可行条件，然后结合附图7描述本发明一个实施例的所提出的接收机结构，并给出用户信号的恢复方法。

若图1所示的带宽为B的用户信号用两个正交分量来表示，即I(t)+jQ(t)，那么，经由该用户信号正交调制的载波频率为f_c的射频信号就可以表示为：

         S(t)＝I(t)cos(ω_ct+)-Q(t)sin(ω_ct+)    (1)

其中，ω_c＝2πf_c表示载波的圆频率，为载波初始相位。

为了便于分析该RF信号的频谱特性，对(1)式进行一些必要的数学变换，则S(t)可以进一步表示为中心频率分别为f_c和-f_c的两个带通成份S’(t)和S”(t)：

其频谱特性如图5所示，由图可见，公式(2)和(3)给出的S’(t)和S”(t)信号的幅频特性存在差异，而信号带宽完全相同。

对射频信号进行带通采样时，为了避免频谱混叠，可以选择频率为 $f_s=\frac{f_c}{N}>B$ 的时钟信号，那么采样后的信号频谱就相当于原RF信号频谱(如图5所示)以采样频率f_s为周期在频谱域周期性延拓，如图6所示。由图6可见，由于载波频率为采样频率的N倍，因而在频谱周期性延拓时，S’(t)和S”(t)的高阶频谱成份将会在采样频率的整数倍处相互叠加。因而，在零频处必然存在一个带宽为B的叠加后的频谱分量。这个以零频为中心(即载频为零)的信号的时域表示可由公式(2)和(3)计算得到，即为I(t)cos()-Q(t)sin()。显然，由于频谱混叠，该零载频信号实际为正交用户信号I(t)和Q(t)的线性组合，因此单纯利用低通滤波器滤出该信号，是无法得到分离开来的正交用户信号I(t)和Q(t)的。

为此，需要对RF信号进行两路带通采样，利用两个同频，不同相的时钟信号对射频信号进行采样，从而得到的两个彼此不同的正交用户信号的线性组合，再通过必要的分离过程求得用户信号的I(t)和Q(t)。此外，由于采样后，零频处存在信号频谱，因而可以利用模数转换器将采样后信号转换为数字信号。

基于以上思想，本发明所提出的带通采样接收机的结构，如图7所示。图7中，经由天线接收的RF信号依次经过射频带通滤波器220的滤波处理和LNA 221的低噪声放大后，被分成两路信号，分别经过ADC 710和711完成模数转换。其中两个ADC的采样时钟频率均为N分之一的RF信号的载波频率，但两个ADC的采样时钟CLK₁和CLK₂之间存在一个固定的相对时延τ。引入该相对时延τ的目的在于，使得两路时钟信号的采样点具有不同的载波相位，因此，模数转换后会得到两个不同的数字序列。其中，为了使得同相分量I(t)和正交分量Q(t)在时间间隔τ内能够保持相位一致，该相对时延τ还必须远小于基带信号带宽的倒数，即 $\mathrm{\&tau;}<<\frac{1}{B}.$ 经过ADC转换后的两个数字序列再分别经过数字低通滤波器720和721，即可滤出采样后数字序列的零频分量，即基带数字信号。最后，再将两路基带数字信号送入一个I/Q分离器730中，进行必要的数字信号处理，从而将两个正交分量分离开来，送入后续的数字处理模块740，以进一步通过解调和解码等处理恢复出所需用户信号。

按照图7所示的结构，通过计算，可知当采样时钟CLK₁和CLK₂之间存在该相对时延τ时，由两个数字低通滤波器720和721滤出的采样后的基带数字信号，可以分别表示为：

      S₁(t)＝I(t)cos(₁)-Q(t)sin(₁)                    (4)

      S₂(t)＝I(t+τ)cos(₁+w_cτ)-Q(t+τ)sin(₁+w_cτ)    (5)

           ≈I(t)cos(₂)-Q(t)sin(₂)

其中，₁，₂为载波分别相对于两路采样时钟CLK₁和CLK₂的初始相位，₂＝₁+ω_cτ，S₁(t)和S₂(t)分别表示数字低通滤波器720和721的输出信号。

此时，如果选择两个采样时钟CLK₁和CLK₂之间的相位差为90°，即该相对时延 $\mathrm{\&tau;}=\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}_s}\frac{\mathrm{\&pi;}}{2},$ 又因为 $\frac{{\mathrm{\&omega;}}_c}{{\mathrm{\&omega;}}_s}=N,$ 所以 ${\mathrm{\&omega;}}_c\mathrm{\&tau;}=\frac{N}{2}\mathrm{\&pi;}.$ 当N为偶数时，公式(4)和(5)中的 ${\mathrm{\&omega;}}_c\mathrm{\&tau;}=\frac{N}{2}\mathrm{\&pi;}=\mathrm{n\&pi;},$ 因此，公式(4)和(5)简化后完全相同，将无法得出所需用户信号。

根据以上分析，两路带通采样方法只有当ω_cτ≠nπ时才有可能实现用户信号的恢复，其中n为整数。所以在两路带通采样方法中ω_cτ≠nπ是必不可少的条件。

通过以上对该相对时延τ的限定，经过一些数学换算，可由公式(4)和(5)得出，I(t)和Q(t)可分别表示为数字低通滤波器720和721的输出信号S₁(t)和S₂(t)的线性组合：

由公式(6)和(7)可知，I(t)和Q(t)信号只与射频载波相对于采样时钟CLK₁和CLK₂的初始相位₁和₂，以及低通滤波后得到的两个基带数字序列信号S₁(t)和S₂(t)有关。其中，只有载波的相对初始相位₁和₂还未知，因此，I/Q分离器730中还需要包含一个初始相位计算模块。由于在经过小区搜索过程后，发送端发射机发送的训练序列信号和导频信号对于接收端的接收机而言，已经成为已知信号，因此，该初始相位计算模块可以利用该训练序列信号或导频信号，计算载波的相对初始相位₁和₂。

具体的：假定所接收到的训练序列信号或导频信号的I(t)和Q(t)信号为I₀(t)和Q₀(t)。该接收到的训练序列信号或导频信号在经过数字低通滤波器720和721的滤波后的输出信号假设为S₁₀(t)和S₂₀(t)。将I₀(t)、Q₀(t)、S₁₀(t)和S₂₀(t)代入式(4)和(5)得到：

既而，对式(8)和(9)进行简单的数学计算，即可解出₁和₂，具体表示如下

当初始相位计算模块确定了₁和₂后，I/Q分离器730就可以根据公式(6)和(7)对接收到的S₁(t)和S₂(t)信号进行处理，从而计算出所需用户信号的I(t)和Q(t)。由于I/Q分离器730位于ADC之后，因而所处理的信号为数字序列，在公式中为了便于表述，信号仍以f(t)的形式表示。

以上结合附图7分析了带通采样接收机的原理，在实际应用中，本发明所提出的带通采样接收机的操作过程如下：首先，根据所需接收的射频信号的载波频率f_c和用户信号带宽B，确定模数转换器的采样时钟频率 $f_s=\frac{f_c}{N}>B;$ 然后，根据两路带通采样的必要条件ω_cτ≠nπ，确定两个模数转换器的采样时钟之间的相对时延τ；接着，接收机接收来自发射机的导频信号(或训练序列)，并在I/Q分离器730中的载波初始相位计算单元中，根据式(10)和(11)确定载波的相对初始相位；载波的初始相位确定后，接收机就可以利用以上步骤中得到的参数，在I/Q分离器730中根据式(6)和(7)对接收信号进行处理，从而得到所需用户信号的两个正交数字分量，并将其送入后续的数字信号处理单元740中做进一步的分析。

在本发明的一个优选实施例中，为了进一步简化I/Q分离过程，可以进一步限定两路时钟信号CLK₁和CLK₂之间的相对时延τ满足

${\mathrm{\&omega;}}_c\mathrm{\&tau;}=(2n\&PlusMinus;\frac{1}{2})\mathrm{\&pi;}.$

为了确保CLK₁和CLK₂之间的相对时延τ能够满足 ${\mathrm{\&omega;}}_c\mathrm{\&tau;}=(2n\&PlusMinus;\frac{1}{2})\mathrm{\&pi;}$ 的条件，若假设 ${\mathrm{\&omega;}}_c\mathrm{\&tau;}=\frac{\mathrm{\&pi;}}{2},$ 则该相对时延 $\mathrm{\&tau;}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}{f}_c}\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}=\frac{1}{4f_c}=\frac{T_c}{4},$ 其中T_c为载波周期，可以利用图8所示的方法方便地生成两个采样时钟信号。如图8所示，首先由一个本地振荡器801生成一个二倍于所接收信号载波频率的信号。该信号在二分频器802中被分成频率与所接收信号载波频率相同，但相互正交的两路时钟信号。这样就保证了在载波频率ω_c下的相位差 最后再用两个N分频器803和804，将该两路正交信号的频率降低为原来的N分之一，即采样时钟频率，这样就可以方便地得到所需的采样时钟CLK₁和CLK₂。其中，二分频器802应保证时钟信号CLK₁和CLK₂之间的相对时延保持不变。

利用满足 ${\mathrm{\&omega;}}_c\mathrm{\&tau;}=(2n\&PlusMinus;\frac{1}{2})\mathrm{\&pi;}$ 的两路时钟信号对RF信号进行采样后，公式(6)和(7)可以进一步简化。

当

时，

    I(t)＝S₁(t)cos(₁)-S₂(t)sin(₁)     (12)

    Q(t)＝-S₁(t)sin(₁)-S₂(t)cos(₁)    (13)

当 时，

        I(t)＝S₁(t)cos(₁)+S₂(t)sin(₁)     (15)

        Q(t)＝-S₁(t)sin(₁)+S₂(t)cos(₁)    (16)

由公式(12)至(17)可知，I(t)和Q(t)信号只与射频载波相对于采样时钟CLK₁的初始相位₁和低通滤波后得到的两个基带数字序列信号S₁和S₂有关。其中，只有载波的相对初始相位₁还未知，因此，I/Q分离器730中的初始相位计算单元可以利用已知的训练序列信号或导频信号，利用等式(10)，计算载波的相对初始相位₁。

当在初始相位计算单元中计算出₁之后，I/Q分离器730即可根据等式(12)和(13)或等式(15)和(16)对接收到的S₁(t)和S₂(t)信号进行处理，计算出用户信号的I(t)和Q(t)。

由以上公式(14)和(17)可见，将采样后的序列旋转一定的相位₁即可得到正交用户信号I(t)和Q(t)。这种采样方法在效果上等价于使用正交的载波频率信号对接收信号进行正交解调的方法，这是将此种采样方法命名为正交带通采样的原因。

在上述优选实施例的I/Q分离过程中，如果两个时钟信号与载波同步，且载波的初始相位关系为：

n＝0，1，2，3，那么I/Q分离过程可以更进一步简化，并且可以从采样序列中直接获得正交用户信号，只不过在不同情况下正交用户信号与数字滤波器的输出信号之间可能存在符号的变换，具体如下：

当₁＝2kπ且 ${\mathrm{\&omega;}}_c\mathrm{\&tau;}=(2n\&PlusMinus;\frac{1}{2})\mathrm{\&pi;},$

        I(t)＝S₁(t)                  (19)

当 且 ${\mathrm{\&omega;}}_c\mathrm{\&tau;}=(2n\&PlusMinus;\frac{1}{2})\mathrm{\&pi;},$

          Q(t)＝-S₁(t)                  (22)

当₁＝(2k+1)π且 ${\mathrm{\&omega;}}_c\mathrm{\&tau;}=(2n\&PlusMinus;\frac{1}{2})\mathrm{\&pi;},$

          I(t)＝-S₁(t)                  (23)

          Q(t)＝±S₂(t)                 (24)

当

且 ${\mathrm{\&omega;}}_c\mathrm{\&tau;}=(2n\&PlusMinus;\frac{1}{2})\mathrm{\&pi;},$

          I(t)＝±S₂(t)                 (25)

          Q(t)＝S₁(t)                   (26)

所以当载波初始相位确定单元中计算出 n＝0，1，2，3时，I/Q分离器730就可以依据不同的情况采用式(19-26)的方法来恢复用户信号，即：可以采用将两路基带数字信号分别作为复信号的实部和虚部，然后将该复信号的相位进行n倍90°旋转，再将得到的复信号的实部和虚部分别作为对应的分离的同相信号和正交信号，从而使得I/Q分离过程达到最简。

以上所述的I/Q分离器以及其中的载波初始相位计算单元既可以由软件来实现，也可以将公式中的算法固化成专用硬件来实现，或者采用软硬件相结合的方式来完成。

有益效果：

综上所述，本发明提供的带通采样接收机，通过带通采样方法直接对射频信号进行模数转换而得到基带信号，省却了模拟混频器和中频滤波器等体积大、功耗大且难集成的元件，不仅大大简化了接收机结构，还避免了在传统接收机中必然存在的非线性效应、镜频干扰、直流偏移和混频噪声等问题。由于选择带通采样技术，采样频率远低于载波频率，因而对模数转换器的性能要求较低。本发明还克服了现有技术中两路欠采样方法的缺陷，限定两个采样时钟信号间的时延τ必须满足ω_cτ≠nπ的条件，使得本发明所提出的接收机结构可以适用于各种情况。并且在两个采样时钟信号间的相对时延τ满足 ${\mathrm{\&omega;}}_c\mathrm{\&tau;}=(2n\&PlusMinus;\frac{1}{2})\mathrm{\&pi;}$ 的条件时，还可以简化I/Q分离的计算过程，尤其是当采样时钟信号与载波信号相位同步、且满足 n＝0，1，2，3时，可以直接从采样后信号中得到用户信号的正交分量，可以更加简化I/Q分离的计算过程。此外本发明还给出了I/Q分离的具体方法，使得本发明提出的接收机能够在实际中得到应用。

本领域的技术人员应当理解，本发明所公开的带通采样接收机，还可以在不脱离本发明内容的基础上做出各种改进。因此，本发明的保护范围应当由所附的权利要求书的内容确定。

Claims (18)

1、一种用于接收射频信号的带通采样接收机，包括：

第一模数转换单元，用于在第一采样时钟信号的控制下，将该射频信号转换为第一路数字信号；

第二模数转换单元，用于在第二采样时钟信号的控制下，将该射频信号转换为第二路数字信号；

一个信号分离单元，用于将该第一路数字信号和该第二路数字信号中的同相信号与正交信号分离；

其中，所述第一采样时钟信号和所述第二采样时钟信号的频率是所述射频信号频率的N分之一，N为自然数。

2、如权利要求1所述的接收机，其中所述第一采样时钟信号和所述第二采样时钟信号之间存在一个相对时延τ，且该相对时延τ满足ω_cτ≠nπ的条件，其中ω_c为所述射频信号的圆频率，n为自然数。

3、如权利要求2所述的接收机，还包括：

第一低通滤波器，用于接收所述第一路数字信号，并将经过数字滤波后得到的第一路基带数字信号输出到所述信号分离单元；

第二低通滤波器，用于接收所述第二路数字信号，并将经过数字滤波后得到的第二路基带数字信号输出到所述信号分离单元。

4、如权利要求3所述的接收机，其中所述信号分离单元包括：

一个初始相位计算单元，用于根据所述发送端发送的已知信号，计算所述射频信号分别相对于所述第一采样时钟信号和所述第二采样时钟信号的初始相位；和

一个同相/正交信号分离单元，用于根据该初始相位，将所述第一路基带数字信号和所述第二路基带数字信号中的同相信号与正交信号分离。

5、如权利要求4所述的接收机，其中所述已知信号可以是导频信号和训练序列信号之一。

6、如权利要求5所述的接收机，其中所述初始相位计算单元根据如下公式计算所述初始相位：

和

其中：

₁是所述射频信号相对于所述第一采样时钟信号的初始相位；

₂是所述射频信号相对于所述第二采样时钟信号的初始相位；

S₁₀(t)是所接收到的所述已知信号在经过所述第一低通滤波器的滤波后的输出信号；

S₂₀(t)是所接收到的所述已知信号在经过所述第二低通滤波器的滤波后的输出信号；

I₀(t)是所述已知信号的同相分量；

Q₀(t)是所述已知信号的正交分量。

7、如权利要求5所述的接收机，其中所述同相/正交信号分离单元根据如下公式将所述第一路基带数字信号和所述第二路基带数字信号中的同相信号与正交信号分离：

其中：

I(t)是所述分离的同相信号；

Q(t)是所述分离的正交信号；

S₁(t)是所述第一路基带数字信号；

S₂(t)是所述第二路基带数字信号；

₁是所述射频信号相对于所述第一采样时钟信号的初始相位；

₂是所述射频信号相对于所述第二采样时钟信号的初始相位；且₂＝₁+ω_cτ。

8、如上述任意一个权利要求所述的接收机，其中所述相对时延满足等式 $w_c\mathrm{\&tau;}=(2n\&PlusMinus;\frac{1}{2})\mathrm{\&pi;},$ ω_c为所述射频信号的圆频率，τ为所述相对时延，n为自然数。

9、如权利要求4所述的接收机，还包括：

一个初始相位判断单元，用于判断所述计算的初始相位是否满足等式

₁是所述射频信号相对于所述第一采样时钟信号的初始相位；

其中，若初始相位满足该等式，则所述同相/正交信号分离单元将所述第一路基带数字信号和所述第二路基带数字信号分别作为复信号的实部和虚部，然后将该复信号的相位进行n倍90°旋转，再将得到的复信号的实部和虚部分别作为对应的所述分离的同相信号和正交信号。

10、一种对所接收的射频信号进行带通采样的方法，包括步骤：

(a)在第一采样时钟信号的控制下，将该射频信号转换为第一路数字信号；

(b)在第二采样时钟信号的控制下，将该射频信号转换为第二路数字信号；

(c)将该第一路数字信号和该第二路数字信号中的同相信号与正交信号分离；

其中，该第一采样时钟信号和该第二采样时钟信号的频率是所述射频信号频率的N分之一，N为自然数。

11、如权利要求10所述的方法，其中所述第一采样时钟信号和所述第二采样时钟信号之间存在一个相对时延τ，且该相对时延τ满足ω_cτ≠nπ的条件，其中ω_c为所述射频信号的圆频率，n为自然数。

12、如权利要求11所述的方法，还包括步骤：

对所述第一路数字信号进行滤波，并输出滤波后得到的第一路基带数字信号；

对所述第二路数字信号进行滤波，并输出滤波后得到的第二路基带数字信号；

其中在步骤(c)中，将该第一路基带数字信号和该第二路基带数字信号中的同相信号与正交信号分离。

13、如权利要求12所述的方法，其中步骤(c)包括：

根据所述发送端发送的已知信号，计算所述射频信号的分别相对于所述第一采样时钟信号和所述第二采样时钟信号的初始相位；

根据该初始相位，将所述第一路基带数字信号和所述第二路基带数字信号中的同相信号与正交信号分离。

14、如权利要求13所述的方法，其中所述已知信号可以是导频信号和训练序列信号之一。

15、如权利要求14所述的方法，根据如下公式计算所述初始相位：

和

其中：

₁是所述射频信号相对于所述第一采样时钟信号的初始相位；

₂是所述射频信号相对于所述第二采样时钟信号的初始相位；

S₁₀(t)是所接收到的所述已知信号在经过所述第一路低通滤波器的滤波后的输出信号；

S₂₀(t)是所接收到的所述已知信号在经过所述第二路低通滤波器的滤波后的输出信号；

I₀(t)是所述已知信号的同相分量；

Q₀(t)是所述已知信号的正交分量。

16、如权利要求14所述的方法，根据如下公式将所述第一路基带数字信号和所述第二路基带数字信号中的同相信号与正交信号分离：

其中：

I(t)是所述分离的同相信号；

Q(t)是所述分离的正交信号；

S₁(t)是所述第一路基带数字信号；

S₂(t)是所述第二路基带数字信号；

₁是所述射频信号相对于所述第一采样时钟信号的初始相位；

₂是所述射频信号相对于所述第二采样时钟信号的初始相位；且₂＝₁+ω_cτ。

17、如权利要求10至16所述的方法，其中所述相对时延满足等式 $w_c\mathrm{\&tau;}=(2n\&PlusMinus;\frac{1}{2})\mathrm{\&pi;},$ ω_c为所述射频信号的圆频率，τ为所述相对时延，n为自然数。

18、如权利要求13所述的方法，还包括步骤：

判断所述计算的初始相位是否满足等式 ₁是所述射频信号相对于所述第一采样时钟信号的初始相位；

当初始相位满足该等式时，将所述第一路基带数字信号和所述第二路基带数字信号分别作为复信号的实部和虚部，然后将该复信号的相位进行n倍90°旋转，再将得到的复信号的实部和虚部分别作为对应的所述分离的同相信号和正交信号。

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