JP2002374181A - サブサンプリング無線周波受信機アーキテクチャ - Google Patents
サブサンプリング無線周波受信機アーキテクチャInfo
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
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- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 オフチップ要素を極力減らしＩＣ技術で実現
し易い低製造コストかつ少量電力消費の、次世代通信に
も適した高性能無線周波受信機を用意する。 【解決手段】 無線装置（４０）内のサブサンプリング
受信機（５０）は、無線周波数信号をベースバンドに変
換する。入力被変調信号を帯域通過フィルタ（７０）に
通した後、サンプル・ホールド回路（８０）が無線搬送
波周波数よりも充分に低いがしかしペイロードの帯域幅
ＢＷの２倍であるサブサンプリング周波数（ｆS）でサ
ンプリングしてディジタル化した結果を、２つのディジ
タル混合器（８５Ｉ、８５Ｑ）に供給して、ペイロード
の同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）を生成する。代わり
に、２つのサンプル・ホールド回路で、それぞれ、ディ
ジタル同相成分と直交成分を生成してもよい。また、デ
ィジタル化と直角位相ディジタル混合に先立ち、入力信
号をアナログ混合器で中間周波数にダウン変換してもよ
い。
し易い低製造コストかつ少量電力消費の、次世代通信に
も適した高性能無線周波受信機を用意する。 【解決手段】 無線装置（４０）内のサブサンプリング
受信機（５０）は、無線周波数信号をベースバンドに変
換する。入力被変調信号を帯域通過フィルタ（７０）に
通した後、サンプル・ホールド回路（８０）が無線搬送
波周波数よりも充分に低いがしかしペイロードの帯域幅
ＢＷの２倍であるサブサンプリング周波数（ｆS）でサ
ンプリングしてディジタル化した結果を、２つのディジ
タル混合器（８５Ｉ、８５Ｑ）に供給して、ペイロード
の同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）を生成する。代わり
に、２つのサンプル・ホールド回路で、それぞれ、ディ
ジタル同相成分と直交成分を生成してもよい。また、デ
ィジタル化と直角位相ディジタル混合に先立ち、入力信
号をアナログ混合器で中間周波数にダウン変換してもよ
い。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信の分野、
特にこのような通信に使用される受信機回路に関する。
特にこのような通信に使用される受信機回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動無線通信の普及は、最近数年にわた
って劇的に拡大してきた。この技術は、近代都市周域及
びまた回線利用電話（ｌｉｎｅ ｂａｓｅｄ ｔｅｌｅ
ｐｈｏｎｅ）システムによって充分にサービスされない
地方や開発途上の地域の両方で、予見できる将来なおも
普及するようになることが期待される。この増大する無
線トラフィックは、システム基本施設（ｓｙｓｔｅｍ
ｉｎｆｒａｓｔｒｕｃｔｕｒｅ）の所与のレベルに利用
可能な通信帯域幅を酷使する。結果として、トラフィッ
クのこの成長を取り扱うために無線通信システムの帯域
幅利用を高めることに現実的な重要性が存在する。
って劇的に拡大してきた。この技術は、近代都市周域及
びまた回線利用電話（ｌｉｎｅ ｂａｓｅｄ ｔｅｌｅ
ｐｈｏｎｅ）システムによって充分にサービスされない
地方や開発途上の地域の両方で、予見できる将来なおも
普及するようになることが期待される。この増大する無
線トラフィックは、システム基本施設（ｓｙｓｔｅｍ
ｉｎｆｒａｓｔｒｕｃｔｕｒｅ）の所与のレベルに利用
可能な通信帯域幅を酷使する。結果として、トラフィッ
クのこの成長を取り扱うために無線通信システムの帯域
幅利用を高めることに現実的な重要性が存在する。
【０００３】通信に無線技術を重用するこの傾向は、デ
ータ、ビデオ、及びその他の高データ速度ペイロードを
搬送するいわゆる第三世代、すなわち、「３Ｇ」無線通
信の出現と組み合わさって、通信機器の処理容量の絶え
ざる改善を必要とすることになる。特に、より高いデー
タ速度が要求されれば、それに相当する通信ペイロード
のディジタル処理の増大を必要とすることになる。
ータ、ビデオ、及びその他の高データ速度ペイロードを
搬送するいわゆる第三世代、すなわち、「３Ｇ」無線通
信の出現と組み合わさって、通信機器の処理容量の絶え
ざる改善を必要とすることになる。特に、より高いデー
タ速度が要求されれば、それに相当する通信ペイロード
のディジタル処理の増大を必要とすることになる。
【０００４】最新のディジタル通信技術は、帯域幅利用
を増大させるために、かつそれゆえ、より多くの無線ト
ラフィックを搬送するために多元接続技術を利用する。
現行アプローチの下では、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）
技術と符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）技術の両方は、多
重通信セッション、すなわち、多重無線「接続」の同時
動作を可能とする技術に使用され、これらのセッション
の各々は音声通信、データ通信、又はディジタル・ペイ
ロードのどれかの型式を意味する。その名から明白なよ
うに、ＴＤＭＡ通信は、多数の通信の各々へのタイム・
スロットの割り当てによって遂行され、これに伴って各
会話はいくつもの短い時間間隔にわたって交互に伝送さ
れる。ＣＤＭＡ技術は、他方、特定符号で以て信号を変
調することによって、多数の通信セッションを時間と周
波数の両方で同時に伝送できるようにする。受信の際、
その符号を応用して、他の同時に受信された会話を除外
して、相当する会話を回復することになる。
を増大させるために、かつそれゆえ、より多くの無線ト
ラフィックを搬送するために多元接続技術を利用する。
現行アプローチの下では、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）
技術と符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）技術の両方は、多
重通信セッション、すなわち、多重無線「接続」の同時
動作を可能とする技術に使用され、これらのセッション
の各々は音声通信、データ通信、又はディジタル・ペイ
ロードのどれかの型式を意味する。その名から明白なよ
うに、ＴＤＭＡ通信は、多数の通信の各々へのタイム・
スロットの割り当てによって遂行され、これに伴って各
会話はいくつもの短い時間間隔にわたって交互に伝送さ
れる。ＣＤＭＡ技術は、他方、特定符号で以て信号を変
調することによって、多数の通信セッションを時間と周
波数の両方で同時に伝送できるようにする。受信の際、
その符号を応用して、他の同時に受信された会話を除外
して、相当する会話を回復することになる。
【０００５】広帯域幅ＣＤＭＡ（ＷＣＤＭＡ）は、ＣＤ
ＭＡ通信の拡張であり、かつ３Ｇ無線として予想される
ような強化サービスに有効であると考察される。ＷＣＤ
ＭＡは、在来ＣＤＭＡにおけるよりも高いチップレート
を意味し、それによってより高いビット速度をサポート
し、より良好な統計的平均を通してスペクトル効率を高
めかつ周波数ダイバーシチを改善することによってより
良好なカバレージを用意する。
ＭＡ通信の拡張であり、かつ３Ｇ無線として予想される
ような強化サービスに有効であると考察される。ＷＣＤ
ＭＡは、在来ＣＤＭＡにおけるよりも高いチップレート
を意味し、それによってより高いビット速度をサポート
し、より良好な統計的平均を通してスペクトル効率を高
めかつ周波数ダイバーシチを改善することによってより
良好なカバレージを用意する。
【０００６】無線通信装置の受信側で、ディジタル受信
機回路は、一般に、受信高周波信号を「ベースバンド」
信号出力に変換する機能を遂行する。技術上知られたよ
うに、用語「ベースバンド」は、信号の本来の周波数帯
域幅にあるその信号を指す。ベースバンド信号は、典型
的に、通信がＴＤＭＡ、ＣＤＭＡ、又はＷＣＤＭＡであ
るかどうかに依存して、例えば、多重時間チャネル又は
多重符号チャネル上で搬送される多重通信に相当するそ
の多重化形式を取る。
機回路は、一般に、受信高周波信号を「ベースバンド」
信号出力に変換する機能を遂行する。技術上知られたよ
うに、用語「ベースバンド」は、信号の本来の周波数帯
域幅にあるその信号を指す。ベースバンド信号は、典型
的に、通信がＴＤＭＡ、ＣＤＭＡ、又はＷＣＤＭＡであ
るかどうかに依存して、例えば、多重時間チャネル又は
多重符号チャネル上で搬送される多重通信に相当するそ
の多重化形式を取る。
【０００７】最新の無線システムは、受信信号のアナロ
グ・フィルタリングとディジタル処理を切実に要求す
る。このような要求は、典型的に無線周波数（ＲＦ）帯
域内の周波数のような在来無線通信に係わる高周波数か
ら、かつまた比較的低い受信信号電力レベルから起こ
る。結果として、比較的コスト高でかつ複雑な技術がこ
れらのシステムでは、当たり前になっている。
グ・フィルタリングとディジタル処理を切実に要求す
る。このような要求は、典型的に無線周波数（ＲＦ）帯
域内の周波数のような在来無線通信に係わる高周波数か
ら、かつまた比較的低い受信信号電力レベルから起こ
る。結果として、比較的コスト高でかつ複雑な技術がこ
れらのシステムでは、当たり前になっている。
【０００８】例えば、表面弾性波（ｓｕｒｆａｃｅ ａ
ｃｏｕｓｔｉｃ ｗａｖｅ； ＳＡＷ）フィルタは、例
えば帯域通過フィルタを実現するに当たって在来無線受
信機にしばしば使用される。技術的に知られているよう
に、在来表面弾性波フィルタは、その表面に交差フィン
ガ形（ｉｎｔｅｒｄｉｇｉｔａｔｅｄ）金属フィンガの
入力集合と出力集合が形成されている圧電基板を含む。
帯域通過フィルタリングは、受信信号を交差フィンガ形
金属フィンガの入力集合に供給され、これに伴ってそれ
らの電極間に発生した電界に応答して圧電基板が表面弾
性波を励起することによって果たされる。これらの弾性
波は基板の表面に沿って伝搬しかつ交差フィンガ形フィ
ンガの出力集合に受け取られ、ここで圧電基板は表面弾
性波に応答して電気信号を発生する。出力信号の波長
は、出力フィンガの長さによって決定される。在来表面
弾性波装置は、（最高１０００の程度のＱ値で以て）高
周波性能を難なく達成する一方、等価電気フィルタと比
較して比較的コンパクトに保たれる。しかしながら、圧
電基板が理由で、表面弾性波フィルタは在来半導体集積
回路と共に集積可能でない。したがって、表面弾性波フ
ィルタの使用は、システム・コストをかなり追加する。
ｃｏｕｓｔｉｃ ｗａｖｅ； ＳＡＷ）フィルタは、例
えば帯域通過フィルタを実現するに当たって在来無線受
信機にしばしば使用される。技術的に知られているよう
に、在来表面弾性波フィルタは、その表面に交差フィン
ガ形（ｉｎｔｅｒｄｉｇｉｔａｔｅｄ）金属フィンガの
入力集合と出力集合が形成されている圧電基板を含む。
帯域通過フィルタリングは、受信信号を交差フィンガ形
金属フィンガの入力集合に供給され、これに伴ってそれ
らの電極間に発生した電界に応答して圧電基板が表面弾
性波を励起することによって果たされる。これらの弾性
波は基板の表面に沿って伝搬しかつ交差フィンガ形フィ
ンガの出力集合に受け取られ、ここで圧電基板は表面弾
性波に応答して電気信号を発生する。出力信号の波長
は、出力フィンガの長さによって決定される。在来表面
弾性波装置は、（最高１０００の程度のＱ値で以て）高
周波性能を難なく達成する一方、等価電気フィルタと比
較して比較的コンパクトに保たれる。しかしながら、圧
電基板が理由で、表面弾性波フィルタは在来半導体集積
回路と共に集積可能でない。したがって、表面弾性波フ
ィルタの使用は、システム・コストをかなり追加する。
【０００９】種々の在来受信機アーキテクチャが、基地
局及び無線送受器のような、最新の無線システム内に現
在使用されている。アーキテクチャのこれらの種類に
は、ヘテロダイン受信機アーキテクチャ、直接変換受信
機アーキテクチャ、及びディジタル混合器アーキテクチ
ャがある。図１は、在来ヘテロダイン受信機の第１例を
示す。受信機１０は、表面弾性波帯域通過フィルタ２を
含み、このフィルタは入力無線周波数信号ＲＦ１を受信
し、かつそのフィルタされた出力を低雑音増幅器（ｌｏ
ｗ ｎｏｉｓｅ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ； ＬＮＡ）４へ
通過させる。次いで、増幅された信号は第１混合器６に
よってダウン変換（ｄｏｗｎｃｏｎｖｅｒｔ）され、こ
の混合器は増幅された高周波数入力信号ＲＦＩと局部発
振器信号ＬＯ１との間の差である中間周波数で出力信号
を発生する典型的に能動混合器（利得＞単位）である。
次いで、このダウン変換された信号は、第２表面弾性波
帯域通過フィルタ８によってフィルタされ、かつ自動利
得制御（ＡＧＣ）回路１２に供給される。フィルタされ
中間周波数にダウン変換された信号はＩ・Ｑ混合器１４
によってベースバンドにダウン変換され、この混合器は
やはり単位より大きい利得のアナログ混合器であって第
２局部発振器（図示してない）からの周期信号を使用す
る。ダウン変換されたベースバンド信号は、アナログ低
域通過フィルタ１６によってフィルタされる。アナログ
・ディジタル（Ａ・Ｄ）変換器１８は、通信信号の帯域
幅の２倍のナイキスト判別法を満足するサンプリング周
波数でベースバンド信号をサンプリングしかつ変換す
る。次いで、ディジタル信号は、データ速度を低下させ
るためにデシメーティング・フィルタ１９によってデジ
メートされ、これに続いてその信号は復調と復号に対し
て準備完了する。
局及び無線送受器のような、最新の無線システム内に現
在使用されている。アーキテクチャのこれらの種類に
は、ヘテロダイン受信機アーキテクチャ、直接変換受信
機アーキテクチャ、及びディジタル混合器アーキテクチ
ャがある。図１は、在来ヘテロダイン受信機の第１例を
示す。受信機１０は、表面弾性波帯域通過フィルタ２を
含み、このフィルタは入力無線周波数信号ＲＦ１を受信
し、かつそのフィルタされた出力を低雑音増幅器（ｌｏ
ｗ ｎｏｉｓｅ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ； ＬＮＡ）４へ
通過させる。次いで、増幅された信号は第１混合器６に
よってダウン変換（ｄｏｗｎｃｏｎｖｅｒｔ）され、こ
の混合器は増幅された高周波数入力信号ＲＦＩと局部発
振器信号ＬＯ１との間の差である中間周波数で出力信号
を発生する典型的に能動混合器（利得＞単位）である。
次いで、このダウン変換された信号は、第２表面弾性波
帯域通過フィルタ８によってフィルタされ、かつ自動利
得制御（ＡＧＣ）回路１２に供給される。フィルタされ
中間周波数にダウン変換された信号はＩ・Ｑ混合器１４
によってベースバンドにダウン変換され、この混合器は
やはり単位より大きい利得のアナログ混合器であって第
２局部発振器（図示してない）からの周期信号を使用す
る。ダウン変換されたベースバンド信号は、アナログ低
域通過フィルタ１６によってフィルタされる。アナログ
・ディジタル（Ａ・Ｄ）変換器１８は、通信信号の帯域
幅の２倍のナイキスト判別法を満足するサンプリング周
波数でベースバンド信号をサンプリングしかつ変換す
る。次いで、ディジタル信号は、データ速度を低下させ
るためにデシメーティング・フィルタ１９によってデジ
メートされ、これに続いてその信号は復調と復号に対し
て準備完了する。
【００１０】しかしながら、この在来ヘテロダイン・ア
ーキテクチャは、実現するのに極めてコスト高でかつま
た大量の電力を消費し、これは無線電話送受器のような
電池式装置には問題である。この多量電力消費かつ高コ
ストの主な理由は、必然的にかなりの電力を消費しか
つ、上に説明したように、オフチップで実現しなければ
ならない表面弾性波フィルタ２、８に由来する。アナロ
グ・フィルタ６、８が単位より大きい利得で以て比較的
低いチョッピング周波数で動作するという理由から、表
面弾性波フィルタのような高Ｑフィルタが適度な忠実性
を維持するために必要とされる。入力信号をベースバン
ドにもたらすために必要な多重ダウン変換は、これらの
問題をつのらせる。
ーキテクチャは、実現するのに極めてコスト高でかつま
た大量の電力を消費し、これは無線電話送受器のような
電池式装置には問題である。この多量電力消費かつ高コ
ストの主な理由は、必然的にかなりの電力を消費しか
つ、上に説明したように、オフチップで実現しなければ
ならない表面弾性波フィルタ２、８に由来する。アナロ
グ・フィルタ６、８が単位より大きい利得で以て比較的
低いチョッピング周波数で動作するという理由から、表
面弾性波フィルタのような高Ｑフィルタが適度な忠実性
を維持するために必要とされる。入力信号をベースバン
ドにもたらすために必要な多重ダウン変換は、これらの
問題をつのらせる。
【００１１】在来受信機の他の型式は、ＲＦ信号をベー
スバンドに直接に変換する単一混合器のみを使用するこ
とによってこれらの雑音問題を減少させる。図２は、在
来直接変換受信機２０の形をした、この型式のアーキテ
クチャの例を示す。この例では、表面弾性波フィルタ２
２は、入力信号ＲＦＩを受信しかつ帯域通過フィルタさ
れた信号を低雑音増幅器２４に供給する。Ｉ・Ｑ混合器
２６は、このフィルタされ増幅された入力信号をベース
バンドにダウン変換する。低域通過フィルタ２８とＡＧ
Ｃ回路２９は、上に説明したのと同じようなＡ・Ｄ変換
器３１によるディジタル化とデシメーティング・フィル
タ３３によるデシメーティングに先立ち、このダウン変
換された信号をクリーンアップする。このアーキテクチ
ャは、図１のヘテロダイン・アーキテクチャに比較して
製造コストを下げるが、ダウン変換に１レベルの混合器
のみを使用することは、このアーキテクチャが直流オフ
セット問題、かなりの偶数次ひずみ（ｅｖｅｎ−ｏｄｅ
ｒ ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）、及びフリッカに晒される
原因となる。
スバンドに直接に変換する単一混合器のみを使用するこ
とによってこれらの雑音問題を減少させる。図２は、在
来直接変換受信機２０の形をした、この型式のアーキテ
クチャの例を示す。この例では、表面弾性波フィルタ２
２は、入力信号ＲＦＩを受信しかつ帯域通過フィルタさ
れた信号を低雑音増幅器２４に供給する。Ｉ・Ｑ混合器
２６は、このフィルタされ増幅された入力信号をベース
バンドにダウン変換する。低域通過フィルタ２８とＡＧ
Ｃ回路２９は、上に説明したのと同じようなＡ・Ｄ変換
器３１によるディジタル化とデシメーティング・フィル
タ３３によるデシメーティングに先立ち、このダウン変
換された信号をクリーンアップする。このアーキテクチ
ャは、図１のヘテロダイン・アーキテクチャに比較して
製造コストを下げるが、ダウン変換に１レベルの混合器
のみを使用することは、このアーキテクチャが直流オフ
セット問題、かなりの偶数次ひずみ（ｅｖｅｎ−ｏｄｅ
ｒ ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）、及びフリッカに晒される
原因となる。
【００１２】図３は、図１のヘテロダイン受信機と図２
の直接変換受信機との間の妥協で事実上ある低中間周波
数ディジタル混合型式の在来受信機アーキテクチャを例
示する。図３に示したように、受信機３０は、表面弾性
波帯域通過フィルタ３２で以て無線周波数入力信号ＲＦ
Ｉを受信しかつフィルタされた出力を前のように低雑音
増幅器３４に供給する。単一混合器３６は、フィルタさ
れた入力信号を中間周波数にダウン変換し、この中間周
波数が第２表面弾性波フィルタ３８によって再びフィル
タされ、かつＡＧＣ回路３９によって調節される。Ａ・
Ｄ変換器４１は、その信号を、混合器３６が入力信号を
ダウン変換した結果の中間周波数の４倍であるサンプリ
ング周波数でディジタルに変換する。Ｉ・Ｑ混合器４３
は、サンプリング周波数で、｛−１，０，＋１，０，
１，．．．｝なるパターンをＡ・Ｄ変換器４１からのデ
ィジタル信号に供給することによって、デジィタル信号
をダウン変換する。混合器４３によるこのディジタル混
合は、サンプリング周波数の４分の１の正弦波をディジ
タル出力に効果的に供給する。デシメーティング・フィ
ルタ４５は、出力データレートを低下させる。
の直接変換受信機との間の妥協で事実上ある低中間周波
数ディジタル混合型式の在来受信機アーキテクチャを例
示する。図３に示したように、受信機３０は、表面弾性
波帯域通過フィルタ３２で以て無線周波数入力信号ＲＦ
Ｉを受信しかつフィルタされた出力を前のように低雑音
増幅器３４に供給する。単一混合器３６は、フィルタさ
れた入力信号を中間周波数にダウン変換し、この中間周
波数が第２表面弾性波フィルタ３８によって再びフィル
タされ、かつＡＧＣ回路３９によって調節される。Ａ・
Ｄ変換器４１は、その信号を、混合器３６が入力信号を
ダウン変換した結果の中間周波数の４倍であるサンプリ
ング周波数でディジタルに変換する。Ｉ・Ｑ混合器４３
は、サンプリング周波数で、｛−１，０，＋１，０，
１，．．．｝なるパターンをＡ・Ｄ変換器４１からのデ
ィジタル信号に供給することによって、デジィタル信号
をダウン変換する。混合器４３によるこのディジタル混
合は、サンプリング周波数の４分の１の正弦波をディジ
タル出力に効果的に供給する。デシメーティング・フィ
ルタ４５は、出力データレートを低下させる。
【００１３】図３のディジタル混合受信機３０は、それ
が依然２段混合器を使用するが、しかし１つの混合器の
みがアナログであるという点において、ヘテロダイン受
信機と直接変換受信機との間の妥協である。第２ディジ
タル混合器はアナログ受信機ほど雑音とひずみに敏感で
なく、それゆえ、受信機３０は良好な性能を有すると考
察される。更に、信号同相成分Ｉと信号直交成分Ｑはデ
ィジタル領域に発生され、それゆえ、同相成分Ｉ枝路と
直交成分Ｑ枝路との間の整合が最適化される。しかしな
がら、２つの表面弾性波フィルタがディジタル混合器３
０内に依然必要であって、このアプローチを相変わらず
比較的高コストに保つ。
が依然２段混合器を使用するが、しかし１つの混合器の
みがアナログであるという点において、ヘテロダイン受
信機と直接変換受信機との間の妥協である。第２ディジ
タル混合器はアナログ受信機ほど雑音とひずみに敏感で
なく、それゆえ、受信機３０は良好な性能を有すると考
察される。更に、信号同相成分Ｉと信号直交成分Ｑはデ
ィジタル領域に発生され、それゆえ、同相成分Ｉ枝路と
直交成分Ｑ枝路との間の整合が最適化される。しかしな
がら、２つの表面弾性波フィルタがディジタル混合器３
０内に依然必要であって、このアプローチを相変わらず
比較的高コストに保つ。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】したがって、本発明の
目的は、低製造コストかつ少量電力消費で以て高性能を
有する無線周波（ＲＦ）受信機を用意することである。
目的は、低製造コストかつ少量電力消費で以て高性能を
有する無線周波（ＲＦ）受信機を用意することである。
【００１５】本発明の更に他の目的は、オフチップ表面
弾性波（ＳＡＷ）フィルタを最小限少なくするような受
信機を用意することである。
弾性波（ＳＡＷ）フィルタを最小限少なくするような受
信機を用意することである。
【００１６】本発明の更に他の目的は、アナログ混合器
を使用する必要がないか又は複雑性を緩和するような受
信機を用意することである。
を使用する必要がないか又は複雑性を緩和するような受
信機を用意することである。
【００１７】本発明の更に他の目的は、電力消費をまた
最小限少なくするような受信機を用意することである。
最小限少なくするような受信機を用意することである。
【００１８】本発明の更に他の目的は、同相成分Ｉ枝路
と直交成分Ｑ枝路との間の整合を最適化するような受信
機を用意することである。
と直交成分Ｑ枝路との間の整合を最適化するような受信
機を用意することである。
【００１９】本発明の他の目的と利点は、次の明細書を
その図面と一緒に参照したならば当業者に明白になる。
その図面と一緒に参照したならば当業者に明白になる。
【００２０】
【課題を解決するための手段】本発明は、受信信号をそ
の搬送波よりもかなり低いが、しかし変調信号の帯域幅
の少なくとも２倍である周波数でサンプルする無線周波
（ＲＦ）受信機内へ実現されることがある。このサブサ
ンプリングの結果、通信信号の近ベースバンド・エイリ
アス（ｎｅａｒ−ｂａｓｅｂａｎｄ ａｌｉａｓ）を含
む信号のエイリアシング（ａｌｉａｓｉｎｇ）を生じ
る。次いで、サンプリングされたベースバンド・エイリ
アスのアナログ・ディジタル変換及びディジタル混合を
難なく施すことができて、復調されるディジタル・ベー
スバンドを生じる。
の搬送波よりもかなり低いが、しかし変調信号の帯域幅
の少なくとも２倍である周波数でサンプルする無線周波
（ＲＦ）受信機内へ実現されることがある。このサブサ
ンプリングの結果、通信信号の近ベースバンド・エイリ
アス（ｎｅａｒ−ｂａｓｅｂａｎｄ ａｌｉａｓ）を含
む信号のエイリアシング（ａｌｉａｓｉｎｇ）を生じ
る。次いで、サンプリングされたベースバンド・エイリ
アスのアナログ・ディジタル変換及びディジタル混合を
難なく施すことができて、復調されるディジタル・ベー
スバンドを生じる。
【００２１】
【発明の実施の形態】本発明をその好適実施の形態と関
連して説明する。特に、本発明は、無線電話に使用され
るとき特に有益であると考察される。したがって、本発
明の好適実施の形態を無線電話用模範的アーキテクチャ
と関連して説明する。しかしながら、本発明を他のアー
キテクチャの無線電話と、及び無線電話以外の装置及び
システムと関連して使用することもできると考察され
る。したがって、いうまでもなく、本明細書を参照した
ならば当業者に明らかになる本発明のそれらの代替実現
及び他の代替応用は、特許請求の範囲に記載した本発明
の真の範囲内にある。
連して説明する。特に、本発明は、無線電話に使用され
るとき特に有益であると考察される。したがって、本発
明の好適実施の形態を無線電話用模範的アーキテクチャ
と関連して説明する。しかしながら、本発明を他のアー
キテクチャの無線電話と、及び無線電話以外の装置及び
システムと関連して使用することもできると考察され
る。したがって、いうまでもなく、本明細書を参照した
ならば当業者に明らかになる本発明のそれらの代替実現
及び他の代替応用は、特許請求の範囲に記載した本発明
の真の範囲内にある。
【００２２】図４を参照して、本発明の好適実施の形態
に従って構成された無線ユニット４０を詳細に説明す
る。図４の無線ユニット４０は、ＴＤＭＡ広帯域通信及
びＣＤＭＡ広帯域通信を実施するために典型的に使用さ
れるような、少なくとも、いわゆる、「第二世代」、す
なわち、「２Ｇ」能力を有する無線送受器に相当する。
無線ユニット４０は、データ・サービスとビデオ・サー
ビスを含む、いわゆる、「第三世代」、すなわち、「３
Ｇ」通信を行うようにまた構成されることもできると更
に考察される。もちろん、本発明は本発明からの同様の
利益に預かる無線基地局応用及びその他のディジタル無
線応用にまた実現されると考察される。図４に示した無
線送受器４０の構造のアーキテクチャは例として与えた
に過ぎず、いうまでもなく、このような他の代替アーキ
テクチャを本発明と関連して使用することもできる。
に従って構成された無線ユニット４０を詳細に説明す
る。図４の無線ユニット４０は、ＴＤＭＡ広帯域通信及
びＣＤＭＡ広帯域通信を実施するために典型的に使用さ
れるような、少なくとも、いわゆる、「第二世代」、す
なわち、「２Ｇ」能力を有する無線送受器に相当する。
無線ユニット４０は、データ・サービスとビデオ・サー
ビスを含む、いわゆる、「第三世代」、すなわち、「３
Ｇ」通信を行うようにまた構成されることもできると更
に考察される。もちろん、本発明は本発明からの同様の
利益に預かる無線基地局応用及びその他のディジタル無
線応用にまた実現されると考察される。図４に示した無
線送受器４０の構造のアーキテクチャは例として与えた
に過ぎず、いうまでもなく、このような他の代替アーキ
テクチャを本発明と関連して使用することもできる。
【００２３】送信される信号と受信される信号の両方に
遂行されるディジタル信号処理の大きな量がディジタル
信号プロセッサ（ＤＳＰ）５３によって実行される。無
線送受器４０のこのアーキテクチャでは、ＤＳＰ５３は
片側で可聴周波数インタフェース５８に結合され、この
インタフェースは、立ち代わって、無線ユニット４０を
スピーカＳとマイクロホンＭに結合する。他の側で、Ｄ
ＳＰ５３は、無線周波数インタフェース回路５２を通し
て無線サブシステム４２とアンテナＡに結合される。Ｄ
ＳＰ５３は、送信動作と受信動作の両方に必要なディジ
タル処理を取り扱うかなりの量の処理容量を有する。Ｄ
ＳＰ５３としての使用に適当なディジタル信号プロセッ
サの例は、テキサス・インスツルメンツ社（Ｔｅｘａｓ
Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅ
ｄ）から入手可能であるディジタル信号プロセッサのＴ
ＭＳ３２０ｃ６ｘ系列であって、それらのうちの好適例
はＴＭＳ３２０Ｃ６４１６ＤＳＰである。ＤＳＰ５３に
よって遂行される特定ディジタル機能は、もちろん、無
線ユニット４０によって使用される通信プロトコルに依
存する。
遂行されるディジタル信号処理の大きな量がディジタル
信号プロセッサ（ＤＳＰ）５３によって実行される。無
線送受器４０のこのアーキテクチャでは、ＤＳＰ５３は
片側で可聴周波数インタフェース５８に結合され、この
インタフェースは、立ち代わって、無線ユニット４０を
スピーカＳとマイクロホンＭに結合する。他の側で、Ｄ
ＳＰ５３は、無線周波数インタフェース回路５２を通し
て無線サブシステム４２とアンテナＡに結合される。Ｄ
ＳＰ５３は、送信動作と受信動作の両方に必要なディジ
タル処理を取り扱うかなりの量の処理容量を有する。Ｄ
ＳＰ５３としての使用に適当なディジタル信号プロセッ
サの例は、テキサス・インスツルメンツ社（Ｔｅｘａｓ
Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅ
ｄ）から入手可能であるディジタル信号プロセッサのＴ
ＭＳ３２０ｃ６ｘ系列であって、それらのうちの好適例
はＴＭＳ３２０Ｃ６４１６ＤＳＰである。ＤＳＰ５３に
よって遂行される特定ディジタル機能は、もちろん、無
線ユニット４０によって使用される通信プロトコルに依
存する。
【００２４】送信側で、マイクロホンＭからの入力音声
通信（ｉｎｃｏｍｉｎｇ ｖｏｉｃｅｃｏｍｍｕｎｉｃ
ａｔｉｏｎ）は、可聴周波数インタフェース５８によっ
てＤＳＰ５３へ転送される。ＤＳＰ５３内で、符号化及
び変調機能５４が特定プロトコルに対する適当なディジ
タル処理機能を遂行する。例えば、符号化及び変調機能
５４は、受信ディジタル・データを離散フーリエ変換
（ＤＦＴ）演算によってシンボルにまず符号化する。次
いで、これらのシンボルは、拡散符号によって、選択さ
れたチップレートに従ってチップの列内へ拡散される。
拡散は、多数のサブチャネル内へのシンボルの拡散をま
た含むことがある。下に更に詳細に説明する本発明の好
適実施の形態に従って、次いで、セル指定スクランブリ
ング符号が拡散されたシンボルに供給され、かつスクラ
ンブルされ拡散されたシンボルが変調される。一般に、
この変調はサブチャネルを同相成分Ｉと直交成分Ｑに分
割し、それであるから最終被変調信号は両成分を含む。
典型的に、無線周波数インタフェース回路５２は、ＤＳ
Ｐ５３からのディジタル信号に適当なフィルタリングと
適当な位相変調を遂行する。例えば、同相成分Ｉと直交
成分Ｑの両方の組合わせに相当する符号化されたディジ
タル・ビットストリームの多数のチャネルは、ＤＳＰ５
３によって無線周波数インタフェース回路５２へ転送さ
れる。無線周波数インタフェース回路５２は、これらの
ディジタル・データをアナログ信号に変換し、選択され
変換されたビットストリームを移相させてアナログ信号
同相成分Ｉとアナログ信号直交成分Ｑの両方を用意し、
かつ無線サブシステム４２内の変調器４８に渡す信号に
適当なアナログ・フィルタリングを施す。そのスペクト
ル拡散列は、所望フィルタリング及びチャネルひずみを
補償する事前等化を伴って無線周波数インタフェース回
路５２によってアナログ信号に変換され、次いで、無線
サブシステム４２によってアンテナＡを通じて送信され
る。サブシステム４２内の変調器４８は、送信される信
号を無線周波数インタフェース回路５２から受け、かつ
シセサイザ４６の制御の下に、広帯域被変調アナログ信
号を発生する。電力増幅器４４は、アンテナＡを経由す
る伝送のために変調器４８の出力を増幅する。
通信（ｉｎｃｏｍｉｎｇ ｖｏｉｃｅｃｏｍｍｕｎｉｃ
ａｔｉｏｎ）は、可聴周波数インタフェース５８によっ
てＤＳＰ５３へ転送される。ＤＳＰ５３内で、符号化及
び変調機能５４が特定プロトコルに対する適当なディジ
タル処理機能を遂行する。例えば、符号化及び変調機能
５４は、受信ディジタル・データを離散フーリエ変換
（ＤＦＴ）演算によってシンボルにまず符号化する。次
いで、これらのシンボルは、拡散符号によって、選択さ
れたチップレートに従ってチップの列内へ拡散される。
拡散は、多数のサブチャネル内へのシンボルの拡散をま
た含むことがある。下に更に詳細に説明する本発明の好
適実施の形態に従って、次いで、セル指定スクランブリ
ング符号が拡散されたシンボルに供給され、かつスクラ
ンブルされ拡散されたシンボルが変調される。一般に、
この変調はサブチャネルを同相成分Ｉと直交成分Ｑに分
割し、それであるから最終被変調信号は両成分を含む。
典型的に、無線周波数インタフェース回路５２は、ＤＳ
Ｐ５３からのディジタル信号に適当なフィルタリングと
適当な位相変調を遂行する。例えば、同相成分Ｉと直交
成分Ｑの両方の組合わせに相当する符号化されたディジ
タル・ビットストリームの多数のチャネルは、ＤＳＰ５
３によって無線周波数インタフェース回路５２へ転送さ
れる。無線周波数インタフェース回路５２は、これらの
ディジタル・データをアナログ信号に変換し、選択され
変換されたビットストリームを移相させてアナログ信号
同相成分Ｉとアナログ信号直交成分Ｑの両方を用意し、
かつ無線サブシステム４２内の変調器４８に渡す信号に
適当なアナログ・フィルタリングを施す。そのスペクト
ル拡散列は、所望フィルタリング及びチャネルひずみを
補償する事前等化を伴って無線周波数インタフェース回
路５２によってアナログ信号に変換され、次いで、無線
サブシステム４２によってアンテナＡを通じて送信され
る。サブシステム４２内の変調器４８は、送信される信
号を無線周波数インタフェース回路５２から受け、かつ
シセサイザ４６の制御の下に、広帯域被変調アナログ信
号を発生する。電力増幅器４４は、アンテナＡを経由す
る伝送のために変調器４８の出力を増幅する。
【００２５】本発明の好適実施の形態に従って、受信側
で、アンテナＡからの入力信号は、無線サブシステム４
２内のサブサンプリング受信機５０によって受信され、
かつ無線周波数インタフェース回路５２を経由してディ
ジタル処理のためにＤＳＰ５３へ転送される。本発明の
この実施の形態では、下に詳細に説明するように、無線
サブシステム４２内のサブサンプリング受信機５０は、
受信アナログ信号をＤＳＰ５３による処理に適当なディ
ジタル信号に変換する。この例では、次の説明から明ら
かになるように、受信信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑは
必要なアナログ・ディジタル変換を含むサブサンプリン
グ受信機５０によって分離されかつフィルタされ、それ
であるから受信信号の分離されかつフィルタされた成分
に相当するディジタル・ビットストリームが無線周波数
インタフェース回路５２によってＤＳＰ５３へ転送され
る。
で、アンテナＡからの入力信号は、無線サブシステム４
２内のサブサンプリング受信機５０によって受信され、
かつ無線周波数インタフェース回路５２を経由してディ
ジタル処理のためにＤＳＰ５３へ転送される。本発明の
この実施の形態では、下に詳細に説明するように、無線
サブシステム４２内のサブサンプリング受信機５０は、
受信アナログ信号をＤＳＰ５３による処理に適当なディ
ジタル信号に変換する。この例では、次の説明から明ら
かになるように、受信信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑは
必要なアナログ・ディジタル変換を含むサブサンプリン
グ受信機５０によって分離されかつフィルタされ、それ
であるから受信信号の分離されかつフィルタされた成分
に相当するディジタル・ビットストリームが無線周波数
インタフェース回路５２によってＤＳＰ５３へ転送され
る。
【００２６】受信側で、ＤＳＰ５３は、復号及び復調回
路５５によって図４に例示したように、受信ディジタル
拡散信号からデータ信号を検索するためにサブサンプリ
ング受信機５０からのデータのチャネル復号、これに続
く逆離散フーリエ変換等のような技術を使用してチャネ
ル復号されたデータからの通話シンボルの復号のような
機能をディジタル的に遂行する。等化、誤り訂正、及び
暗号復号（ｄｅｃｒｙｐｔｉｏｎ）も適当に受信信号に
また遂行される。次いで、受信側でＤＳＰ５３によって
処理された結果の信号は、可聴周波数インタフェース５
８へ転送されて、スピーカＳを経由して出力される。
路５５によって図４に例示したように、受信ディジタル
拡散信号からデータ信号を検索するためにサブサンプリ
ング受信機５０からのデータのチャネル復号、これに続
く逆離散フーリエ変換等のような技術を使用してチャネ
ル復号されたデータからの通話シンボルの復号のような
機能をディジタル的に遂行する。等化、誤り訂正、及び
暗号復号（ｄｅｃｒｙｐｔｉｏｎ）も適当に受信信号に
また遂行される。次いで、受信側でＤＳＰ５３によって
処理された結果の信号は、可聴周波数インタフェース５
８へ転送されて、スピーカＳを経由して出力される。
【００２７】他のサポート回路が、図４に示したよう
に、無線送受器４０内にまた備わっている。この例で
は、コントローラ５６は、データ経路以外の無線送受器
４０の制御を取り扱う。このような制御機能は、資源管
理、オペレーティング・システム制御、及び人間インタ
フェースの制御を含む。この点に関して、コントローラ
５６は、メモリ６０（オペレーティング・システムとユ
ーザ・プレファレンスの記憶用）、キーパッド５７、及
びユーザ・ディスプレイ５８のような機能と共に動作す
る。
に、無線送受器４０内にまた備わっている。この例で
は、コントローラ５６は、データ経路以外の無線送受器
４０の制御を取り扱う。このような制御機能は、資源管
理、オペレーティング・システム制御、及び人間インタ
フェースの制御を含む。この点に関して、コントローラ
５６は、メモリ６０（オペレーティング・システムとユ
ーザ・プレファレンスの記憶用）、キーパッド５７、及
びユーザ・ディスプレイ５８のような機能と共に動作す
る。
【００２８】図５ａの周波数スペクトルを参照して、本
発明の好適実施の形態に従うサブサンプリング受信機５
０の動作理論を説明する。図５ａは、サブサンプリング
受信機５０によって受信された入力信号ＲＦＩを例示す
る。図５ａに示したように、信号ＲＦＩは、比較的高周
波信号であり、かつ信号ＲＦＩ内の最高周波数ＨＩRF I
にまで拡がる帯域幅ＢＷを有する。在来無線通信では、
信号ＲＦＩのペイロードは、高周波数搬送波又は副搬送
波の集合の比較的低い周波数変調である。送信信号ＲＦ
Ｉのスペクトルをこの高周波数に位置させるのは搬送周
波数であり、送信信号ＲＦＩのペイロードは帯域幅ＢＷ
内に含まれる。
発明の好適実施の形態に従うサブサンプリング受信機５
０の動作理論を説明する。図５ａは、サブサンプリング
受信機５０によって受信された入力信号ＲＦＩを例示す
る。図５ａに示したように、信号ＲＦＩは、比較的高周
波信号であり、かつ信号ＲＦＩ内の最高周波数ＨＩRF I
にまで拡がる帯域幅ＢＷを有する。在来無線通信では、
信号ＲＦＩのペイロードは、高周波数搬送波又は副搬送
波の集合の比較的低い周波数変調である。送信信号ＲＦ
Ｉのスペクトルをこの高周波数に位置させるのは搬送周
波数であり、送信信号ＲＦＩのペイロードは帯域幅ＢＷ
内に含まれる。
【００２９】周知のナイキスト判別法に従って、アナロ
グ信号は、いわゆる有害な「エイリアス」の出現を伴わ
ないで信号を忠実に再生するために注目の信号の帯域幅
の２倍であるサンプリング周波数でサンプリングしなけ
ればならない。信号ＲＦＩに関してナイキスト判別法を
満足させると企図したとするならば、最高周波数ＨＩ
RFIの２倍でサンプリングすることになるであろう。在
来無線電話の周波数はＧＨｚ範囲内に充分あることを考
えるならば、このようなサンプリングは極端に高性能の
集積回路を必要とする。
グ信号は、いわゆる有害な「エイリアス」の出現を伴わ
ないで信号を忠実に再生するために注目の信号の帯域幅
の２倍であるサンプリング周波数でサンプリングしなけ
ればならない。信号ＲＦＩに関してナイキスト判別法を
満足させると企図したとするならば、最高周波数ＨＩ
RFIの２倍でサンプリングすることになるであろう。在
来無線電話の周波数はＧＨｚ範囲内に充分あることを考
えるならば、このようなサンプリングは極端に高性能の
集積回路を必要とする。
【００３０】しかしながら、本発明に従って、サンプリ
ング受信機５０は、理論的ナイキスト周波数２ＨＩRFI
よりも遥かに低い周波数ｆSで受信信号ＲＦＩをサンプ
リングする。このサンプリングの結果として、図５ａの
周波数スペクトルに示したように、多くのエイリアスが
発生する。これらのエイリアスは、サンプリング周波数
の「折り返し（ｆｏｌｄｉｎｇ）」効果が理由で、サン
プリング周波数ｆSの各倍数の回りで信号ＲＦＩの鏡像
を含む。しかしながら、特に注目されるのは、最低周波
数エイリアスＲＦＩBBである。このエイリアスは、実信
号ＲＦＩに相当するが、しかし絶対周波数において近ベ
ースバンドである。本発明に従って、この低周波数エイ
リアスは、サブサンプリング受信機５０によって、事
実、信号ＲＦＩを近ベースバンド・エイリアスＲＦＩBB
にダウン変換することによって検索される。
ング受信機５０は、理論的ナイキスト周波数２ＨＩRFI
よりも遥かに低い周波数ｆSで受信信号ＲＦＩをサンプ
リングする。このサンプリングの結果として、図５ａの
周波数スペクトルに示したように、多くのエイリアスが
発生する。これらのエイリアスは、サンプリング周波数
の「折り返し（ｆｏｌｄｉｎｇ）」効果が理由で、サン
プリング周波数ｆSの各倍数の回りで信号ＲＦＩの鏡像
を含む。しかしながら、特に注目されるのは、最低周波
数エイリアスＲＦＩBBである。このエイリアスは、実信
号ＲＦＩに相当するが、しかし絶対周波数において近ベ
ースバンドである。本発明に従って、この低周波数エイ
リアスは、サブサンプリング受信機５０によって、事
実、信号ＲＦＩを近ベースバンド・エイリアスＲＦＩBB
にダウン変換することによって検索される。
【００３１】上に挙げたように、図５に示したエイリア
スの発生は、サンプリング周波数ｆ Sの倍数の回りでサ
ンプリングされた信号が「折り返す」結果である。サン
プリング周波数ｆSが信号ＲＦＩの帯域幅ＢＷの少なく
とも２倍であることが理由で、エイリアスのスペクトル
は互いに重なることはない。しかしながら、どの帯域雑
音も折り返される（ｆｏｌｄｅｄ）ことになり、スペク
トルを横断して各エイリアス周波数と一緒に加算される
ことになる。図５ｂは、例えば、全周波数を横断しての
広帯域幅雑音ＮRFIの存在を示す。広帯域幅雑音ＮRFIの
電力は、充分に小さく信号ＲＦＩに顕著な影響は与えな
い。しかしながら、この雑音ＮRFIがサブサンプリング
から生じる各エイリアスと一緒にＭ回加法折り返しされ
る（ａｄｄｉｔｉｖｅｌｙ ｆｏｌｄｅｄ）という理由
で、雑音レベルは、図５ｂに示したように、近ベースバ
ンド・エイリアスＲＦＩNBBの低周波数でＭ*ＮRFIにな
る。この加法雑音レベルＭ*ＮRFIは、近ベースバンド・
エイリアスＲＦＩNBBの電力に接近するか又は超えて、
このエイリアスを信号ＲＦＩのダウン変換として役立た
なくする。しかしながら、本発明に従って、この累積雑
音の作用をサブサンプリング受信機５０内で回避する。
スの発生は、サンプリング周波数ｆ Sの倍数の回りでサ
ンプリングされた信号が「折り返す」結果である。サン
プリング周波数ｆSが信号ＲＦＩの帯域幅ＢＷの少なく
とも２倍であることが理由で、エイリアスのスペクトル
は互いに重なることはない。しかしながら、どの帯域雑
音も折り返される（ｆｏｌｄｅｄ）ことになり、スペク
トルを横断して各エイリアス周波数と一緒に加算される
ことになる。図５ｂは、例えば、全周波数を横断しての
広帯域幅雑音ＮRFIの存在を示す。広帯域幅雑音ＮRFIの
電力は、充分に小さく信号ＲＦＩに顕著な影響は与えな
い。しかしながら、この雑音ＮRFIがサブサンプリング
から生じる各エイリアスと一緒にＭ回加法折り返しされ
る（ａｄｄｉｔｉｖｅｌｙ ｆｏｌｄｅｄ）という理由
で、雑音レベルは、図５ｂに示したように、近ベースバ
ンド・エイリアスＲＦＩNBBの低周波数でＭ*ＮRFIにな
る。この加法雑音レベルＭ*ＮRFIは、近ベースバンド・
エイリアスＲＦＩNBBの電力に接近するか又は超えて、
このエイリアスを信号ＲＦＩのダウン変換として役立た
なくする。しかしながら、本発明に従って、この累積雑
音の作用をサブサンプリング受信機５０内で回避する。
【００３２】図６を参照して、本発明の第１の実施の形
態に従うサブサンプリング受信機５０の構造と動作を詳
細に説明する。次の説明から明らかなように、サブサン
プリング受信機５０は、望むならば無線送受器４０内に
含まれる他のアナログ機能と一緒に、単一集積回路内に
効率的に構築可能であるように構成される。図６に示し
たように、アンテナＡからの信号は、サブサンプリング
受信機５０によって受信される。図５ｃは、高無線周波
数に中心を置く無線入力信号ＲＦＩ及びまた広帯域雑音
ＮRFIの両方を含む、この信号の周波数スペクトルを例
示する。この信号は第１無線周波数帯域通過フィルタ７
０に供給され、このフィルタは受信信号をその搬送周波
数の回りの周波数範囲にフィルタする。本発明のこの実
施の形態に従って、帯域通過フィルタ７０の後、フィル
タされた信号は低雑音増幅器（ＬＮＡ）７２に供給さ
れ、この増幅器は信号を２ｄＢ以下の雑音指数で以て２
０ｄＢの程度だけ増幅する。増幅された信号は、帯域通
過フィルタ７４によって、帯域通過フィルタ７０と同じ
周波数帯域の辺でフィルタされる。しかしながら、帯域
通過フィルタ７４は、上に論じたように、従来使用され
た表面弾性波フィルタが備えた超高Ｑ値を有するには及
ばない。むしろ、集積オンチップ・フィルタが帯域通過
フィルタ７４を実現するために使用されることがある。
帯域通過フィルタ７４の好適実現は、在来ＬＣフィルタ
であって、そのコンデンサはサブサンプリング受信機５
０と共にオンチップ集積回路内に埋設され、かつ集積回
路ワイヤ・ボンドの寄生誘導がフィルタ７４のインダク
タ素子として働く。
態に従うサブサンプリング受信機５０の構造と動作を詳
細に説明する。次の説明から明らかなように、サブサン
プリング受信機５０は、望むならば無線送受器４０内に
含まれる他のアナログ機能と一緒に、単一集積回路内に
効率的に構築可能であるように構成される。図６に示し
たように、アンテナＡからの信号は、サブサンプリング
受信機５０によって受信される。図５ｃは、高無線周波
数に中心を置く無線入力信号ＲＦＩ及びまた広帯域雑音
ＮRFIの両方を含む、この信号の周波数スペクトルを例
示する。この信号は第１無線周波数帯域通過フィルタ７
０に供給され、このフィルタは受信信号をその搬送周波
数の回りの周波数範囲にフィルタする。本発明のこの実
施の形態に従って、帯域通過フィルタ７０の後、フィル
タされた信号は低雑音増幅器（ＬＮＡ）７２に供給さ
れ、この増幅器は信号を２ｄＢ以下の雑音指数で以て２
０ｄＢの程度だけ増幅する。増幅された信号は、帯域通
過フィルタ７４によって、帯域通過フィルタ７０と同じ
周波数帯域の辺でフィルタされる。しかしながら、帯域
通過フィルタ７４は、上に論じたように、従来使用され
た表面弾性波フィルタが備えた超高Ｑ値を有するには及
ばない。むしろ、集積オンチップ・フィルタが帯域通過
フィルタ７４を実現するために使用されることがある。
帯域通過フィルタ７４の好適実現は、在来ＬＣフィルタ
であって、そのコンデンサはサブサンプリング受信機５
０と共にオンチップ集積回路内に埋設され、かつ集積回
路ワイヤ・ボンドの寄生誘導がフィルタ７４のインダク
タ素子として働く。
【００３３】第２低雑音増幅器７６が、例えば、４ｄＢ
以下の雑音指数で以て２２ｄＢの程度の利得で信号を再
び増幅し、これにフィルタ７８による無線周波数帯域通
過フィルタリングの他の事例が続く。フィルタ７０、７
４、７８は、図５ｂに関して上に説明した広帯域幅雑音
を除去するだけでなく、また低雑音増幅器７２、７６に
よって加えられ又は増幅されたどの雑音も除去する。フ
ィルタ７０、７４、７８及び低雑音増幅器７２、７６の
動作の結果として、増幅された帯域制限無線周波数信号
が生成される。図５ｄは、この信号の周波数スペクトル
を例示し、初めに受信された広帯域雑音（図５ｃ）がま
た帯域制限されている（ＮRFI′）ことを例示する。フ
ィルタ７８によって通過させられた帯域制限無線周波数
信号は、次いで、スイッチ８１とコンデンサ８３によっ
て実現されたサンプル・ホールド回路８０によってサン
プリングされる。スイッチ８１は、サンプリング周波数
ｆ Sで閉じることによって帯域通過フィルタ７８の出力
をサンプリングする。上に説明したように、ナイキスト
判別法は、このサンプリング周波数ｆSが入力信号ＲＦ
Ｉ内の情報帯域幅ＢＷの少なくとも２倍であることを要
求する。本発明のこの実施の形態に従って、下に更に詳
細に説明するように、簡単なディジタル混合器８５が出
力ベースバンド信号を発生するために使用される。これ
は、サンプリング周波数ｆSを更に次に制約する。
以下の雑音指数で以て２２ｄＢの程度の利得で信号を再
び増幅し、これにフィルタ７８による無線周波数帯域通
過フィルタリングの他の事例が続く。フィルタ７０、７
４、７８は、図５ｂに関して上に説明した広帯域幅雑音
を除去するだけでなく、また低雑音増幅器７２、７６に
よって加えられ又は増幅されたどの雑音も除去する。フ
ィルタ７０、７４、７８及び低雑音増幅器７２、７６の
動作の結果として、増幅された帯域制限無線周波数信号
が生成される。図５ｄは、この信号の周波数スペクトル
を例示し、初めに受信された広帯域雑音（図５ｃ）がま
た帯域制限されている（ＮRFI′）ことを例示する。フ
ィルタ７８によって通過させられた帯域制限無線周波数
信号は、次いで、スイッチ８１とコンデンサ８３によっ
て実現されたサンプル・ホールド回路８０によってサン
プリングされる。スイッチ８１は、サンプリング周波数
ｆ Sで閉じることによって帯域通過フィルタ７８の出力
をサンプリングする。上に説明したように、ナイキスト
判別法は、このサンプリング周波数ｆSが入力信号ＲＦ
Ｉ内の情報帯域幅ＢＷの少なくとも２倍であることを要
求する。本発明のこの実施の形態に従って、下に更に詳
細に説明するように、簡単なディジタル混合器８５が出
力ベースバンド信号を発生するために使用される。これ
は、サンプリング周波数ｆSを更に次に制約する。
【００３４】
【数１】
【００３５】ここにＲＦは入力信号ＲＦＩの公称搬送周
波数であり、及びここにＭは整数であかつ入力信号ＲＦ
Ｉの周波数に最も近いサンプリング周波数ｆSの倍数に
相当する。例えば、無線通信に典型的であるように１５
７５ＭＨｚの入力周波数に対して、１９なる整数Ｍ値及
び８１．８４ＭＨｚなるサンプリング周波数ｔSが適当
な値である。このサンプリング周波数は、帯域幅の２倍
（例えば、２ＭＨｚの程度）という要件を充分に超え
る。これらの周波数に対して、スイッチ８１の抵抗を２
５Ωの程度であると想定して、コンデンサ８３は４ｐＦ
の程度である寸法を有すると考察される。
波数であり、及びここにＭは整数であかつ入力信号ＲＦ
Ｉの周波数に最も近いサンプリング周波数ｆSの倍数に
相当する。例えば、無線通信に典型的であるように１５
７５ＭＨｚの入力周波数に対して、１９なる整数Ｍ値及
び８１．８４ＭＨｚなるサンプリング周波数ｔSが適当
な値である。このサンプリング周波数は、帯域幅の２倍
（例えば、２ＭＨｚの程度）という要件を充分に超え
る。これらの周波数に対して、スイッチ８１の抵抗を２
５Ωの程度であると想定して、コンデンサ８３は４ｐＦ
の程度である寸法を有すると考察される。
【００３６】サンプル・ホールド回路８０の効果は、本
来の無線周波数信号かつまた近ベースバンド・エイリア
スを含む信号を増幅器８２の入力に供給することであ
る。図５ａと５ｂを戻って参照すると、サンプル・ホー
ルド回路８０によって増幅器８２に供給される信号は、
図５ｅに示したように、近ベースバンド・エイリアスＲ
ＦＩNBBを含む。しかしながら、帯域通過フィルタ７
０、７４、７８がある理由から、雑音レベルＮRFIはこ
の近ベースバンド周波数範囲内に加法的に存在しておら
ず、なぜならばこれらの帯域通過フィルタは通過帯域の
外側の周波数から雑音を除去するからであり、それであ
るから近ベースバンド・エイリアスＲＦＩNB Bの信号対
雑音比は、図５ｅに示したように、サンプリング・プロ
セスに因って劣化しない。
来の無線周波数信号かつまた近ベースバンド・エイリア
スを含む信号を増幅器８２の入力に供給することであ
る。図５ａと５ｂを戻って参照すると、サンプル・ホー
ルド回路８０によって増幅器８２に供給される信号は、
図５ｅに示したように、近ベースバンド・エイリアスＲ
ＦＩNBBを含む。しかしながら、帯域通過フィルタ７
０、７４、７８がある理由から、雑音レベルＮRFIはこ
の近ベースバンド周波数範囲内に加法的に存在しておら
ず、なぜならばこれらの帯域通過フィルタは通過帯域の
外側の周波数から雑音を除去するからであり、それであ
るから近ベースバンド・エイリアスＲＦＩNB Bの信号対
雑音比は、図５ｅに示したように、サンプリング・プロ
セスに因って劣化しない。
【００３７】サンプリングされたアナログ値は、増幅器
８２の入力に供給される。本発明のこの実施の形態に従
って、増幅器８２は、ディジタル化が遂行されることに
なっているダイナミック・レンジを（例えば、４０ｄＢ
の程度のレンジに）狭めるために、スイッチト・キャパ
シタ増幅器（ｓｗｉｔｃｈｅｄ ｃａｐａｃｉｔｏｒａ
ｍｐｌｉｆｉｅｒ）として実現される。しかしながら、
サンプル・ホールド回路８０によって遂行されるダウン
変換が理由で、増幅器８２は無線周波数で動作するには
及ばない。更に、近ベースバンド・エイリアスが比較的
低周波数であるならば、増幅器８２は特に大形である必
要はない。しかしながら、受信された伝送の信号対雑音
比が劣化しないように、増幅器８２の雑音指数は２０ｄ
Ｂよりも低くあるべきである。増幅器８２の利得は、好
適には、約４５ｄＢである。
８２の入力に供給される。本発明のこの実施の形態に従
って、増幅器８２は、ディジタル化が遂行されることに
なっているダイナミック・レンジを（例えば、４０ｄＢ
の程度のレンジに）狭めるために、スイッチト・キャパ
シタ増幅器（ｓｗｉｔｃｈｅｄ ｃａｐａｃｉｔｏｒａ
ｍｐｌｉｆｉｅｒ）として実現される。しかしながら、
サンプル・ホールド回路８０によって遂行されるダウン
変換が理由で、増幅器８２は無線周波数で動作するには
及ばない。更に、近ベースバンド・エイリアスが比較的
低周波数であるならば、増幅器８２は特に大形である必
要はない。しかしながら、受信された伝送の信号対雑音
比が劣化しないように、増幅器８２の雑音指数は２０ｄ
Ｂよりも低くあるべきである。増幅器８２の利得は、好
適には、約４５ｄＢである。
【００３８】Ａ・Ｄ変換器８４は、入力信号ＲＦＩの近
ベースバンド・エイリアスのアナログ・サンプルの列に
相当する、増幅器８２からの増幅された出力を受ける。
Ａ・Ｄ変換器８４はまた、その動作が近ベースバンド周
波数に制約されていること及びその入力でのダイナミッ
ク・レンジが４０ｄＢの程度の辺だけにあることを考え
て、７ビットＡ・Ｄ変換器のような、比較的簡単なもの
であってよい。Ａ・Ｄ変換器８４の出力はディジタル語
の列であって、サンプリングされたアナログ出力に相当
する。
ベースバンド・エイリアスのアナログ・サンプルの列に
相当する、増幅器８２からの増幅された出力を受ける。
Ａ・Ｄ変換器８４はまた、その動作が近ベースバンド周
波数に制約されていること及びその入力でのダイナミッ
ク・レンジが４０ｄＢの程度の辺だけにあることを考え
て、７ビットＡ・Ｄ変換器のような、比較的簡単なもの
であってよい。Ａ・Ｄ変換器８４の出力はディジタル語
の列であって、サンプリングされたアナログ出力に相当
する。
【００３９】次いで、ディジタル混合器８５は、近ベー
スバンドからベースバンドへのディジタル信号の最終ダ
ウン変換を遂行する。本発明のこの実施の形態に従っ
て、同相成分Ｉと直交成分Ｑが生成され、これらは共に
直交振幅変調（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ａｍｐｌｉｔｕ
ｄｅ ｍｏｄｕｒａｔｉｏｎ； ＱＡＭ）入力信号の同
相成分及び直交成分に相当する。直交成分ディジタル混
合器（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｄｉｇｉｔａｌ ｍｉｘ
ｅｒ）８５Ｑは、サンプル・ホールド回路８０がスイッ
チ８１を閉じるサンプリング周波数ｆSの４分の１であ
る周波数で供給される値の列｛−１，０，＋
１，．．．｝をディジタル値に乗算することによって近
ベースバンド信号をベースバンドにダウン変換する。同
様に、同相成分ディジタル混合器（ｉｎ−ｐｈａｓｅ
ｄｉｇｉｔａｌ ｍｉｘｅｒ）８５Ｉは、サンプリング
周波数の４分の１の周波数であるが、しかし直交成分デ
ィジタル混合器８５Ｑによって使用される列から９０゜
だけ移相した値の列｛０，＋１，０，−１，．．．｝を
供給されることによって同じ近ベースバンド信号をベー
スバンドにダウン変換する。ディジタル混合器８５Ｉ、
８５Ｑの出力は、それぞれ、ディジタル・フィルタ８６
Ｉ、８６Ｑによって低域通過フィルタされて、それぞ
れ、ベースバンド同相成分Ｉ、ベースバンド直交成分Ｑ
を生成する。それぞれのディジタル・フィルタ８６Ｉ、
８６Ｑによってフィルタされた後のディジタル混合器８
５Ｉ、８５Ｑの出力の実効周波数スペクトルは、ベース
バンド信号ＲＦＩBBとして、図５ｆに例示してある。
スバンドからベースバンドへのディジタル信号の最終ダ
ウン変換を遂行する。本発明のこの実施の形態に従っ
て、同相成分Ｉと直交成分Ｑが生成され、これらは共に
直交振幅変調（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ａｍｐｌｉｔｕ
ｄｅ ｍｏｄｕｒａｔｉｏｎ； ＱＡＭ）入力信号の同
相成分及び直交成分に相当する。直交成分ディジタル混
合器（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｄｉｇｉｔａｌ ｍｉｘ
ｅｒ）８５Ｑは、サンプル・ホールド回路８０がスイッ
チ８１を閉じるサンプリング周波数ｆSの４分の１であ
る周波数で供給される値の列｛−１，０，＋
１，．．．｝をディジタル値に乗算することによって近
ベースバンド信号をベースバンドにダウン変換する。同
様に、同相成分ディジタル混合器（ｉｎ−ｐｈａｓｅ
ｄｉｇｉｔａｌ ｍｉｘｅｒ）８５Ｉは、サンプリング
周波数の４分の１の周波数であるが、しかし直交成分デ
ィジタル混合器８５Ｑによって使用される列から９０゜
だけ移相した値の列｛０，＋１，０，−１，．．．｝を
供給されることによって同じ近ベースバンド信号をベー
スバンドにダウン変換する。ディジタル混合器８５Ｉ、
８５Ｑの出力は、それぞれ、ディジタル・フィルタ８６
Ｉ、８６Ｑによって低域通過フィルタされて、それぞ
れ、ベースバンド同相成分Ｉ、ベースバンド直交成分Ｑ
を生成する。それぞれのディジタル・フィルタ８６Ｉ、
８６Ｑによってフィルタされた後のディジタル混合器８
５Ｉ、８５Ｑの出力の実効周波数スペクトルは、ベース
バンド信号ＲＦＩBBとして、図５ｆに例示してある。
【００４０】本発明のこの実施の形態と関連した他の関
心事は、サンプリング周波数ｆSクロック上のジッタと
関連している。技術上知られているように、最大許容ジ
ッタは、入力信号ＲＦＩの無線周波数の中心周波数に逆
比例する。しかしながら、ジッタ雑音が信号レべルに比
例するという主な理由から、ジッタ要件は、例えば、ス
タンドアロング（ｓｔａｎｄ−ａｌｏｎｇ）Ａ・Ｄ変換
に比較して、本発明のこの実施の形態に従っていくらか
制約が少なく、設計に組み入れることができる定信号対
ジッタ雑音比が許される。この定比は、ジッタ時間計算
のダイナミック・レンジを効果的に狭め、ジッタ制約を
緩和する。特に、次のジッタ時間ｔiについての関係を
使用することができる。
心事は、サンプリング周波数ｆSクロック上のジッタと
関連している。技術上知られているように、最大許容ジ
ッタは、入力信号ＲＦＩの無線周波数の中心周波数に逆
比例する。しかしながら、ジッタ雑音が信号レべルに比
例するという主な理由から、ジッタ要件は、例えば、ス
タンドアロング（ｓｔａｎｄ−ａｌｏｎｇ）Ａ・Ｄ変換
に比較して、本発明のこの実施の形態に従っていくらか
制約が少なく、設計に組み入れることができる定信号対
ジッタ雑音比が許される。この定比は、ジッタ時間計算
のダイナミック・レンジを効果的に狭め、ジッタ制約を
緩和する。特に、次のジッタ時間ｔiについての関係を
使用することができる。
【００４１】
【数２】
【００４２】ここにＳＮＲjはジッタのダイナミック・
レンジであり、ここにＯＳＲはサンプリング周波数ｆS
の帯域幅ＢＷに対する比であり、及びここにｆinはサン
プル・ホールド回路８０への最高入力周波数である。例
えば、４５ｄＢのＳＮＲj、８１．８２ＭＨｚのサンプ
リング周波数ｆS、２ＭＨｚの帯域幅、及び１５７５Ｍ
Ｈｚの入力周波数ｆinで、２．５ピコ秒のジッタ時間ｔ
jを生じるが、これは在来クロック回路で難なく達成可
能である。
レンジであり、ここにＯＳＲはサンプリング周波数ｆS
の帯域幅ＢＷに対する比であり、及びここにｆinはサン
プル・ホールド回路８０への最高入力周波数である。例
えば、４５ｄＢのＳＮＲj、８１．８２ＭＨｚのサンプ
リング周波数ｆS、２ＭＨｚの帯域幅、及び１５７５Ｍ
Ｈｚの入力周波数ｆinで、２．５ピコ秒のジッタ時間ｔ
jを生じるが、これは在来クロック回路で難なく達成可
能である。
【００４３】それゆえに、本発明の第１の好適実施の形
態に従って、ＣＤＭＡ受信機又はＷＣＤＭＡ受信機とし
ての使用に適した無線周波受信機が用意され、この受信
機ではフィルタと増幅器は在来集積回路を通して実現す
ることもできる。特に、表面弾性波フィルタのような高
Ｑ無線周波数フィルタは必要とされず、かつ直流オフセ
ットは回避される。なお更に、アナログ混合器はこの受
信機に必要ではなく、これが設計を更に簡単化するばか
りでなく、チップ面積を減らしかつ製造コストを下げる
と共に、電力消費を減少させる。更に、Ａ・Ｄ変換器に
決定的な構成要素、かつまた或るいくつかの増幅器は、
無線周波数性能用に設計するには及ばず、むしろ、近ベ
ースバンドのような、比較的低周波数に対して最適化す
ることができる。更に、サンプル・ホールド機能が比較
的低周波数で動作することができるサブサンプリング受
信機を製造する上での容易さが、サブサンプリング応用
で従来累積する加法折返し（ａｄｄｉｖｅ ｆｏｌｄｅ
ｄ）広帯域雑音という常の問題を伴うことなく、達成さ
れる。
態に従って、ＣＤＭＡ受信機又はＷＣＤＭＡ受信機とし
ての使用に適した無線周波受信機が用意され、この受信
機ではフィルタと増幅器は在来集積回路を通して実現す
ることもできる。特に、表面弾性波フィルタのような高
Ｑ無線周波数フィルタは必要とされず、かつ直流オフセ
ットは回避される。なお更に、アナログ混合器はこの受
信機に必要ではなく、これが設計を更に簡単化するばか
りでなく、チップ面積を減らしかつ製造コストを下げる
と共に、電力消費を減少させる。更に、Ａ・Ｄ変換器に
決定的な構成要素、かつまた或るいくつかの増幅器は、
無線周波数性能用に設計するには及ばず、むしろ、近ベ
ースバンドのような、比較的低周波数に対して最適化す
ることができる。更に、サンプル・ホールド機能が比較
的低周波数で動作することができるサブサンプリング受
信機を製造する上での容易さが、サブサンプリング応用
で従来累積する加法折返し（ａｄｄｉｖｅ ｆｏｌｄｅ
ｄ）広帯域雑音という常の問題を伴うことなく、達成さ
れる。
【００４４】図７を参照して、本発明の第２の実施の形
態に従うサブサンプリング受信機５０′の構造と動作を
説明する。本発明のこの第２の実施の形態に従って、同
相成分Ｉ、直交成分Ｑはそれらの独自のサンプル・ホー
ルド回路を有し、それなりに、ディジタル混合器の必要
性を回避する。更に、この説明から明らかになるよう
に、サブサンプリング受信機５０′は、多モードＷＣＤ
ＭＡ受信機における使用に特に適している。
態に従うサブサンプリング受信機５０′の構造と動作を
説明する。本発明のこの第２の実施の形態に従って、同
相成分Ｉ、直交成分Ｑはそれらの独自のサンプル・ホー
ルド回路を有し、それなりに、ディジタル混合器の必要
性を回避する。更に、この説明から明らかになるよう
に、サブサンプリング受信機５０′は、多モードＷＣＤ
ＭＡ受信機における使用に特に適している。
【００４５】アンテナＡは、図７に示したように、デュ
プレクサ８８に接続される。技術上知られているよう
に、デュプレクサ８８は、アンテナＡ上の送信信号と受
信信号の両方を組み合わせる在来の回路である。デュプ
レクサ８８は、典型的であるように、３ｄＢの程度だけ
アンテナＡからの受信信号を減衰させる。本発明のこの
実施の形態では、デュプレクサ８８を経由してアンテナ
Ａから受けられた信号は、２０ｄＢの程度の利得と２ｄ
Ｂの雑音指数を有する低雑音増幅器９０によって増幅さ
れ、かつ無線周波数帯域通過フィルタ９２によってフィ
ルタされる。フィルタされ増幅された信号は、次いで、
低雑音増幅器９４の入力に供給される。チップ境界に相
当する図７に破線で示唆したように、デュプレクサ８
８、低雑音増幅器９０、及び無線周波数帯域通過フィル
タ９２は、好適には単一集積回路上に実現される低雑音
増幅器９４とサブサンプリング回路５０′の機能の残り
と比較して、オフチップで実現されることがある。
プレクサ８８に接続される。技術上知られているよう
に、デュプレクサ８８は、アンテナＡ上の送信信号と受
信信号の両方を組み合わせる在来の回路である。デュプ
レクサ８８は、典型的であるように、３ｄＢの程度だけ
アンテナＡからの受信信号を減衰させる。本発明のこの
実施の形態では、デュプレクサ８８を経由してアンテナ
Ａから受けられた信号は、２０ｄＢの程度の利得と２ｄ
Ｂの雑音指数を有する低雑音増幅器９０によって増幅さ
れ、かつ無線周波数帯域通過フィルタ９２によってフィ
ルタされる。フィルタされ増幅された信号は、次いで、
低雑音増幅器９４の入力に供給される。チップ境界に相
当する図７に破線で示唆したように、デュプレクサ８
８、低雑音増幅器９０、及び無線周波数帯域通過フィル
タ９２は、好適には単一集積回路上に実現される低雑音
増幅器９４とサブサンプリング回路５０′の機能の残り
と比較して、オフチップで実現されることがある。
【００４６】低雑音増幅器９４は、２２ｄＢの程度の利
得を施しかつ４ｄＢの雑音指数を有する第２低雑音増幅
器である。この点では、受信信号上の雑音は、例えば、
上に論じた図５ｄに例示したように、ペイロード帯域幅
の無線周波数範囲内の周波数に帯域制限される。本発明
のこの実施の形態では、低雑音増幅器９４の出力はサン
プル・ホールド回路９６Ｉ、９６Ｑによって個別にサン
プルされて、それぞれ、同相成分Ｉ出力と直交成分Ｑ出
力の各々を生成する。サンプル・ホールド回路９６Ｉ、
９６Ｑの各々は、それぞれのスイッチ９７Ｉ、９７Ｑと
コンデンサ９８Ｉ、９８Ｑを含み、サンプル・ホールド
動作を果たす。サンプル・ホールド回路９６Ｉ内のスイ
ッチ９７Ｉはサンプリング周波数ｆSで閉じるのに対し
て、サンプル・ホールド回路９６Ｑ内のスイッチ９７Ｑ
はサンプリング周波数ｆSでしかしサンプル・ホールド
回路９６Ｉ内のスイッチ９７Ｉに対して９０゜移相して
閉じる。先に説明した例におけるように、サンプリング
周波数ｆSは無線周波数の中心周波数よりも遥かに低い
が、しかし入力信号の帯域幅ＢＷの少なくとも２倍であ
って、注目の変調信号（ｍｏｄｕｌａｔｉｎｇ ｓｉｇ
ｎａｌ）に関してナイキスト判別法を満足する。本発明
のこの実施の形態に従って、サンプリング周波数ｆ
Sは、入力信号ＲＦＩの中心周波数がサンプリング周波
数ｆSの整数倍であるように、選択される。例えば、４
０．３７ＭＨｚのサンプリング周波数ｆSは、２１４０
ＭＨｚの無線周波数の中心周波数に対して良好な選択で
ある。サンプル・ホールド回路９６Ｉ、９６Ｑの各々に
よってサンプリングされたアナログ値は、無線周波数信
号とその帯域制限された雑音だけでなく、上に論じた図
５ｅに示したように、サンプリング周波数ｆSの各整数
倍でのその信号のエイリアスと雑音のエイリアスをまた
含むスペクトルを有する。
得を施しかつ４ｄＢの雑音指数を有する第２低雑音増幅
器である。この点では、受信信号上の雑音は、例えば、
上に論じた図５ｄに例示したように、ペイロード帯域幅
の無線周波数範囲内の周波数に帯域制限される。本発明
のこの実施の形態では、低雑音増幅器９４の出力はサン
プル・ホールド回路９６Ｉ、９６Ｑによって個別にサン
プルされて、それぞれ、同相成分Ｉ出力と直交成分Ｑ出
力の各々を生成する。サンプル・ホールド回路９６Ｉ、
９６Ｑの各々は、それぞれのスイッチ９７Ｉ、９７Ｑと
コンデンサ９８Ｉ、９８Ｑを含み、サンプル・ホールド
動作を果たす。サンプル・ホールド回路９６Ｉ内のスイ
ッチ９７Ｉはサンプリング周波数ｆSで閉じるのに対し
て、サンプル・ホールド回路９６Ｑ内のスイッチ９７Ｑ
はサンプリング周波数ｆSでしかしサンプル・ホールド
回路９６Ｉ内のスイッチ９７Ｉに対して９０゜移相して
閉じる。先に説明した例におけるように、サンプリング
周波数ｆSは無線周波数の中心周波数よりも遥かに低い
が、しかし入力信号の帯域幅ＢＷの少なくとも２倍であ
って、注目の変調信号（ｍｏｄｕｌａｔｉｎｇ ｓｉｇ
ｎａｌ）に関してナイキスト判別法を満足する。本発明
のこの実施の形態に従って、サンプリング周波数ｆ
Sは、入力信号ＲＦＩの中心周波数がサンプリング周波
数ｆSの整数倍であるように、選択される。例えば、４
０．３７ＭＨｚのサンプリング周波数ｆSは、２１４０
ＭＨｚの無線周波数の中心周波数に対して良好な選択で
ある。サンプル・ホールド回路９６Ｉ、９６Ｑの各々に
よってサンプリングされたアナログ値は、無線周波数信
号とその帯域制限された雑音だけでなく、上に論じた図
５ｅに示したように、サンプリング周波数ｆSの各整数
倍でのその信号のエイリアスと雑音のエイリアスをまた
含むスペクトルを有する。
【００４７】サブサンプリング受信機５０′の同相成分
側と直交成分側の各々は、それらのサンプリングされた
信号を処理して、それぞれ、ベースバンド出力信号同相
成分Ｉとベースバンド出力信号直交成分Ｑを生成する。
同相成分側を参照すると、サンプル・ホールド回路９６
Ｉは低域通過フィルタ１００Ｉに結合され、このフィル
タは好適にはベースバンド・エイリアス（図５ｆ）を分
離するために充分な遮断周波数を有するアナログ低域通
過フィルタである。フィルタされたアナログ信号は、次
いで、約５４ｄＢの利得と約２０ｄＢの雑音指数を有す
るスイッチト・キャパシタ増幅器１０２Ｉに供給され、
この増幅器はアナログ信号を増幅して４０ｄＢの程度の
有効ダイナミック・レンジをＡ・Ｄ変換器１０４Ｉに対
して発生する。Ａ・Ｄ変換器１０４Ｉは、７ビットの程
度のＡ・Ｄ変換器であってよく、フィルタされたアナロ
グ・ベースバンド・エイリアスを受信被変調信号の同相
成分Ｉに相当するディジタル語のストリームに変換す
る。同様に、直交成分側では、アナログ低域通過フィル
タ１００Ｑはサンプリングされたエイリアス・アナログ
信号をベースバンドにフィルタし、このフィルタされた
信号はスイッチト・キャパシタ増幅器１０２Ｑによって
増幅されかつＡ・Ｄ変換器１０４Ｑによってディジタル
化されて、変調入り信号の直交成分Ｑを生成する。
側と直交成分側の各々は、それらのサンプリングされた
信号を処理して、それぞれ、ベースバンド出力信号同相
成分Ｉとベースバンド出力信号直交成分Ｑを生成する。
同相成分側を参照すると、サンプル・ホールド回路９６
Ｉは低域通過フィルタ１００Ｉに結合され、このフィル
タは好適にはベースバンド・エイリアス（図５ｆ）を分
離するために充分な遮断周波数を有するアナログ低域通
過フィルタである。フィルタされたアナログ信号は、次
いで、約５４ｄＢの利得と約２０ｄＢの雑音指数を有す
るスイッチト・キャパシタ増幅器１０２Ｉに供給され、
この増幅器はアナログ信号を増幅して４０ｄＢの程度の
有効ダイナミック・レンジをＡ・Ｄ変換器１０４Ｉに対
して発生する。Ａ・Ｄ変換器１０４Ｉは、７ビットの程
度のＡ・Ｄ変換器であってよく、フィルタされたアナロ
グ・ベースバンド・エイリアスを受信被変調信号の同相
成分Ｉに相当するディジタル語のストリームに変換す
る。同様に、直交成分側では、アナログ低域通過フィル
タ１００Ｑはサンプリングされたエイリアス・アナログ
信号をベースバンドにフィルタし、このフィルタされた
信号はスイッチト・キャパシタ増幅器１０２Ｑによって
増幅されかつＡ・Ｄ変換器１０４Ｑによってディジタル
化されて、変調入り信号の直交成分Ｑを生成する。
【００４８】したがって、同相成分Ｉと直交成分Ｑは、
それらそれぞれのサンプル・ホールド回路９６Ｉ、９６
Ｑのスイッチングにおける相差を考えると、互いに９０
゜の相対移相によって互いと関係させられる。それゆ
え、これらの成分は、変調ＱＡＭ信号（ｍｏｄｕｌａｔ
ｉｎｇ ＱＡＭ ｓｉｇｎａｌ）内の直交位相信号に相
当し、かつそれゆえ通信のペイロードに相当する。低雑
音増幅器９０、９４の効果は、入り無線信号の電力レベ
ルをサンプル・ホールド回路９６Ｉ、９６Ｑの熱雑音を
克服するのに充分に上げる。更に、低雑音増幅器９４と
サンプル・ホールド回路９６との間にはフィルタが含ま
れない。なぜならば、低雑音増幅器９４によって加えら
れた広帯域雑音は、サンプル・ホールド回路９６に先立
つ合計入力雑音よりも遥かに低く、それゆえ、本発明の
この実施の形態では大した問題でないからである。
それらそれぞれのサンプル・ホールド回路９６Ｉ、９６
Ｑのスイッチングにおける相差を考えると、互いに９０
゜の相対移相によって互いと関係させられる。それゆ
え、これらの成分は、変調ＱＡＭ信号（ｍｏｄｕｌａｔ
ｉｎｇ ＱＡＭ ｓｉｇｎａｌ）内の直交位相信号に相
当し、かつそれゆえ通信のペイロードに相当する。低雑
音増幅器９０、９４の効果は、入り無線信号の電力レベ
ルをサンプル・ホールド回路９６Ｉ、９６Ｑの熱雑音を
克服するのに充分に上げる。更に、低雑音増幅器９４と
サンプル・ホールド回路９６との間にはフィルタが含ま
れない。なぜならば、低雑音増幅器９４によって加えら
れた広帯域雑音は、サンプル・ホールド回路９６に先立
つ合計入力雑音よりも遥かに低く、それゆえ、本発明の
この実施の形態では大した問題でないからである。
【００４９】この説明から明白なように、サンプル・ホ
ールド回路９６は、最大無線周波数帯域幅までは信号を
減衰させないように動作可能でなければならない一方、
比較的低いサンプリング周波数ｆSでサンプリングしな
ければならない。４ＭＨｚの帯域幅を有するＷＣＤＭＡ
通信に対しては最高２１４０ＭＨｚの程度までの無線周
波数で、サンプル・ホールド回路９６の１例は、約３．
５ｐＦのコンデンサ９８と約２０Ωの抵抗を持つスイッ
チ９７を含むことになり、この構造は約−７０ｄＢｍの
サンプル・ホールド雑音電力を生じることになり、これ
らの周波数では適当である。
ールド回路９６は、最大無線周波数帯域幅までは信号を
減衰させないように動作可能でなければならない一方、
比較的低いサンプリング周波数ｆSでサンプリングしな
ければならない。４ＭＨｚの帯域幅を有するＷＣＤＭＡ
通信に対しては最高２１４０ＭＨｚの程度までの無線周
波数で、サンプル・ホールド回路９６の１例は、約３．
５ｐＦのコンデンサ９８と約２０Ωの抵抗を持つスイッ
チ９７を含むことになり、この構造は約−７０ｄＢｍの
サンプル・ホールド雑音電力を生じることになり、これ
らの周波数では適当である。
【００５０】本発明の第１の好適実施の形態に関して上
に説明したのと同様に、サンプル・ホールド回路９６の
クロック・ジッタｔjは、また関心事項である。前のよ
うに、サブサンプリング受信機５０′に対するジッタ要
件は、次に相当する。
に説明したのと同様に、サンプル・ホールド回路９６の
クロック・ジッタｔjは、また関心事項である。前のよ
うに、サブサンプリング受信機５０′に対するジッタ要
件は、次に相当する。
【００５１】
【数３】
【００５２】ここにＳＮＲjはジッタのダイナミック・
レンジであり、ここにＯＳＲはサンプリング周波数ｆS
の帯域幅ＢＷに対する比であり、及びここにｆinはサン
プル・ホールド回路８０への最高入力周波数である。例
えば、３５ｄＢのＳＮＲj、４０．３７ＭＨｚのサンプ
リング周波数ｆS、４ＭＨｚの帯域幅、及び２１４０Ｍ
Ｈｚの入力周波数ｆinで、３ピコ秒のジッタ時間ｔjを
生じるが、これは在来クロック回路で難なく達成可能で
ある。
レンジであり、ここにＯＳＲはサンプリング周波数ｆS
の帯域幅ＢＷに対する比であり、及びここにｆinはサン
プル・ホールド回路８０への最高入力周波数である。例
えば、３５ｄＢのＳＮＲj、４０．３７ＭＨｚのサンプ
リング周波数ｆS、４ＭＨｚの帯域幅、及び２１４０Ｍ
Ｈｚの入力周波数ｆinで、３ピコ秒のジッタ時間ｔjを
生じるが、これは在来クロック回路で難なく達成可能で
ある。
【００５３】本発明のこの第２の好適実施の形態に従っ
て、ＷＣＤＭＡ通信に使用されるような無線周波数信号
の受信に多くの利点が可能とされる。表面弾性波フィル
タ又はアナログ混合器の使用を必要とせずかつ直流オフ
セットを回避するのに加えて、本発明のこの第２の実施
の形態は、またディジタル混合器の使用を必要としな
い。これは、サブサンプリング受信機の設計を更に簡単
化し、回路の電力消費を減少させ、かつまた受信機に必
要とされるチップ面積を減らし、それゆえその製造コス
トを下げる。これらの便益は、サブサンプリング応用で
は従来累積する加法折返し（ａｄｄｉｔｉｖｅ ｆｏｌ
ｄｅｄ）雑音という常の問題を伴うことなく達成され
る。
て、ＷＣＤＭＡ通信に使用されるような無線周波数信号
の受信に多くの利点が可能とされる。表面弾性波フィル
タ又はアナログ混合器の使用を必要とせずかつ直流オフ
セットを回避するのに加えて、本発明のこの第２の実施
の形態は、またディジタル混合器の使用を必要としな
い。これは、サブサンプリング受信機の設計を更に簡単
化し、回路の電力消費を減少させ、かつまた受信機に必
要とされるチップ面積を減らし、それゆえその製造コス
トを下げる。これらの便益は、サブサンプリング応用で
は従来累積する加法折返し（ａｄｄｉｔｉｖｅ ｆｏｌ
ｄｅｄ）雑音という常の問題を伴うことなく達成され
る。
【００５４】本発明のこの第３の好適実施の形態に従っ
て、図８に例示したサブサンプリング受信機５０″を詳
細に説明する。この特定アーキテクチャは、明らかにな
るように、無線周波数で表面弾性波フィルタを使用する
が、しかし依然注目に値する性能、及び在来ＷＣＤＭＡ
受信機に勝るコスト便益（ｃｏｓｔ ａｄｖａｎｔａｇ
ｅ）を達成する。
て、図８に例示したサブサンプリング受信機５０″を詳
細に説明する。この特定アーキテクチャは、明らかにな
るように、無線周波数で表面弾性波フィルタを使用する
が、しかし依然注目に値する性能、及び在来ＷＣＤＭＡ
受信機に勝るコスト便益（ｃｏｓｔ ａｄｖａｎｔａｇ
ｅ）を達成する。
【００５５】図８に例示したように、アンテナＡに受信
された信号は、デュプレクサ１１０に受けられる。技術
上在来のように、デュプレクサ１１０は、送信される信
号とアンテナＡに受信された信号の両方を組み合わせ
る。それなりに、デュプレクサ１１０によって受けられ
た信号の周波数スペクトルは、送信帯域内の比較的強い
信号ばかりでなく受信帯域内の信号、及び全周波数にわ
たる雑音を含む。デュプレクサ１１０は、アンテナＡに
おける信号から不要スペクトルの多くを除去する役をす
る。図９ａはアンテナＡにおける周波数スペクトルを例
示するのに対して、図９ｂは第１低雑音増幅器１１２の
入力に結合されたデュプレクサ１１０の出力におけるス
ペクトルを例示する。これらのスペクトルから明白なよ
うに、デュプレクサ１１０は、これの信号のかなりのフ
ィルタリングを遂行する一方、無線周波数送信帯域と無
線周波数受信帯域の両方でかなりの電力を保全する。
された信号は、デュプレクサ１１０に受けられる。技術
上在来のように、デュプレクサ１１０は、送信される信
号とアンテナＡに受信された信号の両方を組み合わせ
る。それなりに、デュプレクサ１１０によって受けられ
た信号の周波数スペクトルは、送信帯域内の比較的強い
信号ばかりでなく受信帯域内の信号、及び全周波数にわ
たる雑音を含む。デュプレクサ１１０は、アンテナＡに
おける信号から不要スペクトルの多くを除去する役をす
る。図９ａはアンテナＡにおける周波数スペクトルを例
示するのに対して、図９ｂは第１低雑音増幅器１１２の
入力に結合されたデュプレクサ１１０の出力におけるス
ペクトルを例示する。これらのスペクトルから明白なよ
うに、デュプレクサ１１０は、これの信号のかなりのフ
ィルタリングを遂行する一方、無線周波数送信帯域と無
線周波数受信帯域の両方でかなりの電力を保全する。
【００５６】低雑音増幅器１１２は、デュプレクサ１１
０からの信号を低雑音増幅する。この増幅された信号は
表面弾性波フィルタ１１４に供給され、このフィルタ
は、図９ｃに示したように、増幅された信号の帯域通過
フィルタリングを果たし、送信帯域幅から電力の多くを
効果的に除去する一方、受信無線周波数帯域幅内の受信
信号を保全する。この帯域通過フィルタされた無線周波
数信号はアナログ無線周波混合器１１６の１つの入力に
供給され、この混合器は帯域通過無線周波数信号を、在
来の方法で、フィルタされた受信信号を局部発振器信号
ＬＯと混合することに基づいて、その無線周波数（例え
ば、ＷＣＤＭＡに対しては２１４０ＭＨｚの程度）か
ら、例えば、９０ＭＨｚの程度の中間周波数にダウン変
換する。混合器１１６の出力は比較的広い周波数範囲に
わたっており、その一部は注目の受信無線周波数信号の
帯域幅を含むと考察される。次いで、混合器１１６の出
力は、ＡＧＣ回路１１８に供給され、この回路は種々の
周波数にわたって振幅を等化する。次いで、サンプル・
ホールド回路１２０は、増幅された信号を受け、かつ上
に説明した方法で、このアナログ信号をサンプリング周
波数ｆSでサンプリングする。サンプリング周波数ｆSの
決定を、この信号の帯域幅と受信帯域（ＲＸｂａｎｄ）
の帯域幅及びまた中間周波数の選択に基づいて、詳細に
説明する。
０からの信号を低雑音増幅する。この増幅された信号は
表面弾性波フィルタ１１４に供給され、このフィルタ
は、図９ｃに示したように、増幅された信号の帯域通過
フィルタリングを果たし、送信帯域幅から電力の多くを
効果的に除去する一方、受信無線周波数帯域幅内の受信
信号を保全する。この帯域通過フィルタされた無線周波
数信号はアナログ無線周波混合器１１６の１つの入力に
供給され、この混合器は帯域通過無線周波数信号を、在
来の方法で、フィルタされた受信信号を局部発振器信号
ＬＯと混合することに基づいて、その無線周波数（例え
ば、ＷＣＤＭＡに対しては２１４０ＭＨｚの程度）か
ら、例えば、９０ＭＨｚの程度の中間周波数にダウン変
換する。混合器１１６の出力は比較的広い周波数範囲に
わたっており、その一部は注目の受信無線周波数信号の
帯域幅を含むと考察される。次いで、混合器１１６の出
力は、ＡＧＣ回路１１８に供給され、この回路は種々の
周波数にわたって振幅を等化する。次いで、サンプル・
ホールド回路１２０は、増幅された信号を受け、かつ上
に説明した方法で、このアナログ信号をサンプリング周
波数ｆSでサンプリングする。サンプリング周波数ｆSの
決定を、この信号の帯域幅と受信帯域（ＲＸｂａｎｄ）
の帯域幅及びまた中間周波数の選択に基づいて、詳細に
説明する。
【００５７】例えば、５ＭＨｚの信号帯域幅ＢＷS及び
この信号帯域幅ＢＷSがそれ内に存在し得る６０ＭＨｚ
の受信帯域幅ＢＷRを考える。１つの極端で、もし信号
帯域幅ＢＷSが６０ＭＨｚ受信帯域幅ＢＷRの上端に存在
するならば、受信帯域幅ＢＷRの低い方の周波数端から
の周波数が０Ｈｚを回り込みかつ受信帯域幅ＢＷSの上
端で信号をひずませる前に、そのチャネルを３０ＭＨｚ
ほど低く周波数上移動させ得る、これは、信号帯域幅Ｂ
ＷSの最低中心周波数を３０ＭＨｚにセットする。他の
極端で、信号帯域幅ＢＷSは、代わって、受信帯域幅Ｂ
ＷRの低い方５ＭＨｚに存在する。第１極端の場合に必
要とされたように、受信帯域幅ＢＷSの中心を３０ＭＨ
ｚに置くと、受信帯域幅ＢＷRの非信号部分（これは５
５ＭＨｚである）は、３２．５ＭＨｚから８７．５ＭＨ
ｚまで拡がることになる。サンプリングが３０ＭＨｚに
中心を置く信号帯域幅ＢＷS内への有害なエイリアシン
グ（ａｌｉａｓｉｎｇ）を伴うことなく起こるために
は、最低サンプリング周波数ｆSは１２０ＭＨｚでなけ
ればならない。なぜならば、このサンプリングレートは
６０ＭＨｚから８７．５ＭＨｚまでの周波数を３２．５
ＭＨｚから６０ＭＨｚまでの周波数に折り返させ（ｆｏ
ｌｄ）、これは２７．５ＭＨｚから３２．５ＭＨｚまで
の５ＭＨｚにわたって拡がる信号帯域幅ＢＷSを擾乱す
ることはないからである。最後に、１２０ＭＨｚのサン
プリング周波数ｆSを想定すると、９０ＭＨｚと１２０
ＭＨｚの中間周波数が５ＭＨｚ信号帯域幅ＢＷSを３０
ＭＨｚ（すなわち、サンプリング周波数と中間周波数と
の差）にダウン変換するために利用可能である。これら
２つの周波数の間で９０ＭＨｚが好適中間周波数であっ
て、（下に挙げるように）ジッタ要件を緩和する。
この信号帯域幅ＢＷSがそれ内に存在し得る６０ＭＨｚ
の受信帯域幅ＢＷRを考える。１つの極端で、もし信号
帯域幅ＢＷSが６０ＭＨｚ受信帯域幅ＢＷRの上端に存在
するならば、受信帯域幅ＢＷRの低い方の周波数端から
の周波数が０Ｈｚを回り込みかつ受信帯域幅ＢＷSの上
端で信号をひずませる前に、そのチャネルを３０ＭＨｚ
ほど低く周波数上移動させ得る、これは、信号帯域幅Ｂ
ＷSの最低中心周波数を３０ＭＨｚにセットする。他の
極端で、信号帯域幅ＢＷSは、代わって、受信帯域幅Ｂ
ＷRの低い方５ＭＨｚに存在する。第１極端の場合に必
要とされたように、受信帯域幅ＢＷSの中心を３０ＭＨ
ｚに置くと、受信帯域幅ＢＷRの非信号部分（これは５
５ＭＨｚである）は、３２．５ＭＨｚから８７．５ＭＨ
ｚまで拡がることになる。サンプリングが３０ＭＨｚに
中心を置く信号帯域幅ＢＷS内への有害なエイリアシン
グ（ａｌｉａｓｉｎｇ）を伴うことなく起こるために
は、最低サンプリング周波数ｆSは１２０ＭＨｚでなけ
ればならない。なぜならば、このサンプリングレートは
６０ＭＨｚから８７．５ＭＨｚまでの周波数を３２．５
ＭＨｚから６０ＭＨｚまでの周波数に折り返させ（ｆｏ
ｌｄ）、これは２７．５ＭＨｚから３２．５ＭＨｚまで
の５ＭＨｚにわたって拡がる信号帯域幅ＢＷSを擾乱す
ることはないからである。最後に、１２０ＭＨｚのサン
プリング周波数ｆSを想定すると、９０ＭＨｚと１２０
ＭＨｚの中間周波数が５ＭＨｚ信号帯域幅ＢＷSを３０
ＭＨｚ（すなわち、サンプリング周波数と中間周波数と
の差）にダウン変換するために利用可能である。これら
２つの周波数の間で９０ＭＨｚが好適中間周波数であっ
て、（下に挙げるように）ジッタ要件を緩和する。
【００５８】この明細書を参照した当業者は、他の信号
及び受信帯域幅を使用する実現のために、この第３の好
適実施の形態に従って使用されるサンプリング周波数と
中間周波数の選択と類似の分析を採択することができる
と考察される。
及び受信帯域幅を使用する実現のために、この第３の好
適実施の形態に従って使用されるサンプリング周波数と
中間周波数の選択と類似の分析を採択することができる
と考察される。
【００５９】これらの周波数では、サンプル・ホールド
回路１２０は、最高、中間周波数帯域幅まで動作可能で
なければならないことが、もちろん、重要である。スイ
ッチについて５０Ωのオン抵抗を想定すると、８ｐＦの
静電容量がこの応用に適していることになる。サンプル
・ホールド熱雑音は、４ＭＨｚのＷＣＤＭＡ帯域幅及び
１２０ＭＨｚのサンプリング周波数ｆSに対して−８１
ｄＢｍの程度であると考察される。
回路１２０は、最高、中間周波数帯域幅まで動作可能で
なければならないことが、もちろん、重要である。スイ
ッチについて５０Ωのオン抵抗を想定すると、８ｐＦの
静電容量がこの応用に適していることになる。サンプル
・ホールド熱雑音は、４ＭＨｚのＷＣＤＭＡ帯域幅及び
１２０ＭＨｚのサンプリング周波数ｆSに対して−８１
ｄＢｍの程度であると考察される。
【００６０】上に説明したように、この例では、サンプ
ル・ホールド回路１２０の出力は、それゆえ、３０ＭＨ
ｚに中心を置く周波数での注目の受信入力チャネルを表
す。この例では、サンプリング周波数ｆS（１２０ＭＨ
ｚ）は中間周波数（９０ＭＨｚ）の２倍でないという理
由で、エイリアスはこの点でのスペクトル中に存在しな
いことになる。しかしながら、上に説明した周波数計画
は、注目のチャネルをひずませないことを保証する。し
かしながら、混合器１１６とＡＧＣ回路１１８からの或
る雑音がエイリアスから注目のチャネル内へ折り返すこ
とになる。しかしながら、本発明のこの実施の形態に従
って、中間周波数帯域ではサブサンプリング受信機５
０″内に（すなわち、混合器１１６の後に）帯域通過フ
ィルタは必要ない。しかしながら、無線周波数表面弾性
波フィルタ１１４によって遂行される雑音の帯域制限が
理由で、混合器１１６とＡＧＣ回路１１８が主として原
因で注目のチャネル内へ折り返す雑音は比較的小さい
（例えば、０．３ｄＢの程度）であると考察される。
ル・ホールド回路１２０の出力は、それゆえ、３０ＭＨ
ｚに中心を置く周波数での注目の受信入力チャネルを表
す。この例では、サンプリング周波数ｆS（１２０ＭＨ
ｚ）は中間周波数（９０ＭＨｚ）の２倍でないという理
由で、エイリアスはこの点でのスペクトル中に存在しな
いことになる。しかしながら、上に説明した周波数計画
は、注目のチャネルをひずませないことを保証する。し
かしながら、混合器１１６とＡＧＣ回路１１８からの或
る雑音がエイリアスから注目のチャネル内へ折り返すこ
とになる。しかしながら、本発明のこの実施の形態に従
って、中間周波数帯域ではサブサンプリング受信機５
０″内に（すなわち、混合器１１６の後に）帯域通過フ
ィルタは必要ない。しかしながら、無線周波数表面弾性
波フィルタ１１４によって遂行される雑音の帯域制限が
理由で、混合器１１６とＡＧＣ回路１１８が主として原
因で注目のチャネル内へ折り返す雑音は比較的小さい
（例えば、０．３ｄＢの程度）であると考察される。
【００６１】アナログＦＩＲフィルタ１２２は、サンプ
ル・ホールド回路１２０からサンプリングされたアナロ
グ信号を受ける。本発明のこの実施の形態に従って、ア
ナログＦＩＲフィルタ１２２は、隣接チャネル干渉レベ
ルを低下させ、かつその出力をスイッチト・キャパシタ
増幅器１２４に供給する。ＦＩＲフィルタ１２２とスイ
ッチト・キャパシタ増幅器１２４の組合わせはサンプリ
ングされたアナログ信号のダイナミック・レンジを、適
度の複雑性の、Ａ・Ｄ変換器１３０によって難なくディ
ジタル化することができるレンジに狭めることである。
例えば、スイッチト・キャパシタ増幅器１２４の出力で
のダイナミック・レンジは５５ｄＢの程度であると考察
される。
ル・ホールド回路１２０からサンプリングされたアナロ
グ信号を受ける。本発明のこの実施の形態に従って、ア
ナログＦＩＲフィルタ１２２は、隣接チャネル干渉レベ
ルを低下させ、かつその出力をスイッチト・キャパシタ
増幅器１２４に供給する。ＦＩＲフィルタ１２２とスイ
ッチト・キャパシタ増幅器１２４の組合わせはサンプリ
ングされたアナログ信号のダイナミック・レンジを、適
度の複雑性の、Ａ・Ｄ変換器１３０によって難なくディ
ジタル化することができるレンジに狭めることである。
例えば、スイッチト・キャパシタ増幅器１２４の出力で
のダイナミック・レンジは５５ｄＢの程度であると考察
される。
【００６２】本発明のこの実施の形態に従うＡ・Ｄ変換
器１３０は、帯域通過シグマ・デルタ（Σ−Δ）Ａ・Ｄ
変換器であって、もちろん、サンプル・ホールド回路１
２０が中間周波数信号をサンプリングするに当たってと
同じ周波数であるサンプリング周波数ｆS（例えば、１
２０ＭＨｚ）でディジタル化する。図１０を参照して、
本発明のこの実施の形態に従うＡ・Ｄ変換器１３０を説
明する。
器１３０は、帯域通過シグマ・デルタ（Σ−Δ）Ａ・Ｄ
変換器であって、もちろん、サンプル・ホールド回路１
２０が中間周波数信号をサンプリングするに当たってと
同じ周波数であるサンプリング周波数ｆS（例えば、１
２０ＭＨｚ）でディジタル化する。図１０を参照して、
本発明のこの実施の形態に従うＡ・Ｄ変換器１３０を説
明する。
【００６３】下に挙げるように、Ａ・Ｄ変換器１３０
は、比較器１４０の非反転入力に入力信号を受け、フィ
ードバック信号は比較器１４０の反転入力に供給され
る。比較器１４０の出力は、入力信号とフィードバック
信号との差に相当する信号を表しており、帯域通過フィ
ルタ１４２によって帯域通過フィルタされ、次いで、１
ビット量子化器１４４に供給される。量子化器１４４
は、在来１ビット量子化器であって、サンプリング周波
数ｆSでクロックされた決定に連れて、比較器１４０か
らの帯域通過フィルタされた差信号のレベルに相当する
決定信号を発する。量子化された出力は、比較器１４０
に供給されるフィードバック信号であり、かつディジタ
ル低域通過フィルタ及びデシメータ１４６にまた転送さ
れる。（ｆSでの）量子化周波数が注目のチャネルの周
波数（例えば、約３０ＭＨｚに中心を置く）よりもかな
り高いと考えると、量子化器の出力は、オーバサンプリ
ングされたビットストリームである。したがって、フィ
ルタ及びデシメータ１４６は、隣接チャネル干渉を減少
させ、かつ注目のチャネルに相当するディジタル出力を
発生させることになる。５５ｄＢの程度の入力ダイナミ
ック・レンジを考えると、Ａ・Ｄ変換器１３０によって
出力されるディジタル語は１０ビットの分解能を有する
と考察される。
は、比較器１４０の非反転入力に入力信号を受け、フィ
ードバック信号は比較器１４０の反転入力に供給され
る。比較器１４０の出力は、入力信号とフィードバック
信号との差に相当する信号を表しており、帯域通過フィ
ルタ１４２によって帯域通過フィルタされ、次いで、１
ビット量子化器１４４に供給される。量子化器１４４
は、在来１ビット量子化器であって、サンプリング周波
数ｆSでクロックされた決定に連れて、比較器１４０か
らの帯域通過フィルタされた差信号のレベルに相当する
決定信号を発する。量子化された出力は、比較器１４０
に供給されるフィードバック信号であり、かつディジタ
ル低域通過フィルタ及びデシメータ１４６にまた転送さ
れる。（ｆSでの）量子化周波数が注目のチャネルの周
波数（例えば、約３０ＭＨｚに中心を置く）よりもかな
り高いと考えると、量子化器の出力は、オーバサンプリ
ングされたビットストリームである。したがって、フィ
ルタ及びデシメータ１４６は、隣接チャネル干渉を減少
させ、かつ注目のチャネルに相当するディジタル出力を
発生させることになる。５５ｄＢの程度の入力ダイナミ
ック・レンジを考えると、Ａ・Ｄ変換器１３０によって
出力されるディジタル語は１０ビットの分解能を有する
と考察される。
【００６４】本発明のこの好適実施の形態に従って、Ａ
・Ｄ変換器１３０内の帯域通過フィルタ１４２は、注目
の帯域が直流から上側周波数限界にまであるときシグマ
・デルタＡ・Ｄ変換器内に典型的に使用される在来低域
通過フィルタと置き換わる。しかしながら、ディシタル
化される信号がベースバンドにあるよりはむしろ近ベー
スバンドにあるという理由で、帯域通過フィルタ１４２
は、注目のチャネル、例えば、約３０ＭＨｚに中心を置
く５ＭＨｚにわたって信号対雑音比を強化する。
・Ｄ変換器１３０内の帯域通過フィルタ１４２は、注目
の帯域が直流から上側周波数限界にまであるときシグマ
・デルタＡ・Ｄ変換器内に典型的に使用される在来低域
通過フィルタと置き換わる。しかしながら、ディシタル
化される信号がベースバンドにあるよりはむしろ近ベー
スバンドにあるという理由で、帯域通過フィルタ１４２
は、注目のチャネル、例えば、約３０ＭＨｚに中心を置
く５ＭＨｚにわたって信号対雑音比を強化する。
【００６５】図８を戻って参照すると、Ａ・Ｄ変換器１
３０からのディジタル信号は一対のディジタル混合器１
３２に供給されて、同相成分Ｉと直交成分Ｑの形でディ
ジタル・ベースバンド出力を発生する。ディジタル混合
器１３２Ｉは、Ａ・Ｄ変換器１３０からのディジタル出
力にサンプリング周波数ｆSの４分の１の周波数で発生
される列｛−１，０，＋１，０，．．．｝を乗算する。
同様に、ディジタル混合器１３２Ｑは、Ａ・Ｄ変換器１
３０からのディジタル出力にまたｆSの４分の１でしか
しディジタル混合器１３２Ｉによって使用される列から
９０゜移相している列｛０，＋１，０，−１，．．．｝
を乗算する。ディジタル混合器１３２の効果は、ディジ
タル信号をベースバンドにダウン変換することである。
それらの列はそれぞれのディジタル低通過フィルタ１３
４Ｉ、１３４Ｑによってフィルタされて、それぞれ、出
力ディジタル同相成分Ｉ、直交成分Ｑを発生すると共
に、隣接チャネル干渉を減少させる。
３０からのディジタル信号は一対のディジタル混合器１
３２に供給されて、同相成分Ｉと直交成分Ｑの形でディ
ジタル・ベースバンド出力を発生する。ディジタル混合
器１３２Ｉは、Ａ・Ｄ変換器１３０からのディジタル出
力にサンプリング周波数ｆSの４分の１の周波数で発生
される列｛−１，０，＋１，０，．．．｝を乗算する。
同様に、ディジタル混合器１３２Ｑは、Ａ・Ｄ変換器１
３０からのディジタル出力にまたｆSの４分の１でしか
しディジタル混合器１３２Ｉによって使用される列から
９０゜移相している列｛０，＋１，０，−１，．．．｝
を乗算する。ディジタル混合器１３２の効果は、ディジ
タル信号をベースバンドにダウン変換することである。
それらの列はそれぞれのディジタル低通過フィルタ１３
４Ｉ、１３４Ｑによってフィルタされて、それぞれ、出
力ディジタル同相成分Ｉ、直交成分Ｑを発生すると共
に、隣接チャネル干渉を減少させる。
【００６６】前のように、サブサンプリング受信機５
０″に対するジッタ時間ｔjは、次のように定められ
る。
０″に対するジッタ時間ｔjは、次のように定められ
る。
【００６７】
【数４】
【００６８】ここにＳＮＲjはジッタのダイナミック・
レンジであり、ここにＯＳＲはサンプリング周波数ｆS
の帯域幅ＢＷに対する比であり、及びここにｆinはサン
プル・ホールド回路１２１０への最高入力周波数であ
る。例えば、５０ｄＢのＳＮＲj、１２０ＭＨｚのサン
プリング周波数ｆS、４ＭＨｚの帯域幅、及び９０ＭＨ
ｚの入力周波数ｆinで、２１ピコ秒のジッタ時間ｔjで
ある。このジッタ時間は、主に中間周波数へのダウン変
換が原因で、本発明の他の実施の形態に較べて非常に緩
やかである。もちろん、２１ピコ秒のジッタ時間は、在
来クロック回路で容易に達成可能である。
レンジであり、ここにＯＳＲはサンプリング周波数ｆS
の帯域幅ＢＷに対する比であり、及びここにｆinはサン
プル・ホールド回路１２１０への最高入力周波数であ
る。例えば、５０ｄＢのＳＮＲj、１２０ＭＨｚのサン
プリング周波数ｆS、４ＭＨｚの帯域幅、及び９０ＭＨ
ｚの入力周波数ｆinで、２１ピコ秒のジッタ時間ｔjで
ある。このジッタ時間は、主に中間周波数へのダウン変
換が原因で、本発明の他の実施の形態に較べて非常に緩
やかである。もちろん、２１ピコ秒のジッタ時間は、在
来クロック回路で容易に達成可能である。
【００６９】サブサンプリング受信機５０″は、上に説
明した本発明の他の実施の形態と同様の利点を備える。
まとめると、この実現は、中間周波数に対する高価なオ
フチップ表面弾性波フィルタ有する必要を除去する。事
実、中間周波数内でのフィルタリングは全然必要とされ
ない。これは、サブサンプリング受信機の設計をかなり
簡単化し、回路の電力消費を減少させ、かつまた受信機
に必要なチップ面積を減らし、それゆえ、その製造コス
トを下げる。これらの便益は、サブサンプリング応用で
は従来累積する加法折返し広帯域幅雑音という常の問題
を伴うことなく、かつ直接変換受信機に従来起こる直流
オフセットを回避して達成される。本発明のこの実施の
形態に従うサブサンプリング受信機５０″は、ＷＣＤＭ
Ａ通信に充分適している。
明した本発明の他の実施の形態と同様の利点を備える。
まとめると、この実現は、中間周波数に対する高価なオ
フチップ表面弾性波フィルタ有する必要を除去する。事
実、中間周波数内でのフィルタリングは全然必要とされ
ない。これは、サブサンプリング受信機の設計をかなり
簡単化し、回路の電力消費を減少させ、かつまた受信機
に必要なチップ面積を減らし、それゆえ、その製造コス
トを下げる。これらの便益は、サブサンプリング応用で
は従来累積する加法折返し広帯域幅雑音という常の問題
を伴うことなく、かつ直接変換受信機に従来起こる直流
オフセットを回避して達成される。本発明のこの実施の
形態に従うサブサンプリング受信機５０″は、ＷＣＤＭ
Ａ通信に充分適している。
【００７０】本発明をその好適実施の形態に従って説明
したが、本発明の利点と便益を得る変形及び代替のよう
な、これらの実施の形態に対する変形と代替は本明細書
及びその図面を参照した当業者には明らかであると考察
される。このような変形及び代替は前掲の特許請求の範
囲に記載されているように本発明の範囲に属すると考察
される。
したが、本発明の利点と便益を得る変形及び代替のよう
な、これらの実施の形態に対する変形と代替は本明細書
及びその図面を参照した当業者には明らかであると考察
される。このような変形及び代替は前掲の特許請求の範
囲に記載されているように本発明の範囲に属すると考察
される。
【００７１】以上の説明に関して更に以下の項を開示す
る。
る。
【００７２】（１） 被変調信号を受信するように結合
された第１帯域通過フィルタであって、前記被変調信号
は無線周波数での少なくとも１つの搬送波信号を含み、
前記少なくとも１つの搬送波信号は該搬送波信号よりも
かなり低いかつ第１帯域幅内の周波数を有するペイロー
ド信号によって変調され、前記少なくとも１つの搬送波
信号を含む範囲内で少なくとも前記第１帯域幅ほどの幅
の周波数帯域内の周波数を通過させる前記第１帯域通過
フィルタと、前記第１帯域通過フィルタに結合された入
力を有し、前記少なくとも１つの搬送波信号の周波数よ
りも実質的に低いサンプリング周波数で前記被変調信号
をサンプリングする第１サンプル・ホールド回路と、前
記第１サンプル・ホールド回路に結合され、ベースバン
ド周波数でのかつ前記ペイロード信号に相当するディジ
タル信号を生成するために前記サンプリングされた被変
調信号をディジタル化する第１アナログ・ディジタル変
換器とを含むサブサンプリング受信機。
された第１帯域通過フィルタであって、前記被変調信号
は無線周波数での少なくとも１つの搬送波信号を含み、
前記少なくとも１つの搬送波信号は該搬送波信号よりも
かなり低いかつ第１帯域幅内の周波数を有するペイロー
ド信号によって変調され、前記少なくとも１つの搬送波
信号を含む範囲内で少なくとも前記第１帯域幅ほどの幅
の周波数帯域内の周波数を通過させる前記第１帯域通過
フィルタと、前記第１帯域通過フィルタに結合された入
力を有し、前記少なくとも１つの搬送波信号の周波数よ
りも実質的に低いサンプリング周波数で前記被変調信号
をサンプリングする第１サンプル・ホールド回路と、前
記第１サンプル・ホールド回路に結合され、ベースバン
ド周波数でのかつ前記ペイロード信号に相当するディジ
タル信号を生成するために前記サンプリングされた被変
調信号をディジタル化する第１アナログ・ディジタル変
換器とを含むサブサンプリング受信機。
【００７３】（２） アンテナと、スピーカと、前記ア
ンテナに受信された信号にディジタル信号処理を遂行す
るディジタル信号プロセッサと、前記ディジタル信号プ
ロセッサからの処理された受信信号を前記スピーカへ伝
達する可聴周波数インタフェースと、サブサンプリング
受信機であって、前記アンテナから被変調信号を受信す
るように結合された第１帯域通過フィルタであって、前
記被変調信号は無線周波数での少なくとも１つの搬送波
信号を含み、前記少なくとも１つの搬送波信号は該搬送
波信号よりもかなり低いかつ第１帯域幅内の周波数を有
するペイロード信号によって変調され、前記少なくとも
１つの搬送波信号を含む範囲内で少なくとも前記第１帯
域幅ほどの幅の周波数帯域内の周波数を通過させる前記
第１帯域通過フィルタと、前記第１帯域通過フィルタに
結合された入力を有し、前記少なくとも１つの搬送波信
号の周波数よりも実質的に低いサンプリング周波数で前
記被変調信号をサンプリングする第１サンプル・ホール
ド回路と、前記第１サンプル・ホールド回路に結合さ
れ、前記ディジタル信号プロセッザに結合された出力に
ベースバンド周波数でのかつ前記ペイロード信号に相当
するディジタル信号を生成するために前記サンプリング
された被変調信号をディジタル化する第１アナログ・デ
ィジタル変換器とを含む前記サブサンプリング受信機と
を含む無線通信ユニット。
ンテナに受信された信号にディジタル信号処理を遂行す
るディジタル信号プロセッサと、前記ディジタル信号プ
ロセッサからの処理された受信信号を前記スピーカへ伝
達する可聴周波数インタフェースと、サブサンプリング
受信機であって、前記アンテナから被変調信号を受信す
るように結合された第１帯域通過フィルタであって、前
記被変調信号は無線周波数での少なくとも１つの搬送波
信号を含み、前記少なくとも１つの搬送波信号は該搬送
波信号よりもかなり低いかつ第１帯域幅内の周波数を有
するペイロード信号によって変調され、前記少なくとも
１つの搬送波信号を含む範囲内で少なくとも前記第１帯
域幅ほどの幅の周波数帯域内の周波数を通過させる前記
第１帯域通過フィルタと、前記第１帯域通過フィルタに
結合された入力を有し、前記少なくとも１つの搬送波信
号の周波数よりも実質的に低いサンプリング周波数で前
記被変調信号をサンプリングする第１サンプル・ホール
ド回路と、前記第１サンプル・ホールド回路に結合さ
れ、前記ディジタル信号プロセッザに結合された出力に
ベースバンド周波数でのかつ前記ペイロード信号に相当
するディジタル信号を生成するために前記サンプリング
された被変調信号をディジタル化する第１アナログ・デ
ィジタル変換器とを含む前記サブサンプリング受信機と
を含む無線通信ユニット。
【００７４】（３） 第１項記載の受信機又は第２項記
載の通信ユニットにおいて、前記サブサンプリング受信
機は各々が前記第１アナログ・ディジタル変換器に結合
され、前記ディジタル化されサンプリングされた信号に
対して前記サンプリング周波数の４分の１である周波数
で変動振幅値の列を使用する第１ディジタル混合器と第
２ディジタル混合器とを更に含み、前記第２ディジタル
混合器によって使用される前記列は前記第１ディジタル
混合器によって使用される前記列から９０゜だけ移相し
ており、及び前記第１ディジタル混合器と前記第２ディ
ジタル混合器とは前記ペイロード信号の同相成分と直交
成分とに相当するディジタル列を発生させる受信機又は
通信ユニット。
載の通信ユニットにおいて、前記サブサンプリング受信
機は各々が前記第１アナログ・ディジタル変換器に結合
され、前記ディジタル化されサンプリングされた信号に
対して前記サンプリング周波数の４分の１である周波数
で変動振幅値の列を使用する第１ディジタル混合器と第
２ディジタル混合器とを更に含み、前記第２ディジタル
混合器によって使用される前記列は前記第１ディジタル
混合器によって使用される前記列から９０゜だけ移相し
ており、及び前記第１ディジタル混合器と前記第２ディ
ジタル混合器とは前記ペイロード信号の同相成分と直交
成分とに相当するディジタル列を発生させる受信機又は
通信ユニット。
【００７５】（４） 第１項記載の受信機又は第２項記
載の通信ユニットにおいて、前記サブサンプリング受信
機は前記第１帯域通過フィルタに結合された入力を有
し、前記サンプリング周波数でかつ前記第１サンプル・
ホールド回路によるサンプリングから９０゜だけ移相し
て前記被変調信号をサンプリングする第２サンプル・ホ
ールド回路と、前記第２サンプル・ホールド回路に結合
され、ベースバンド周波数でかつ前記ペイロード信号に
相当するディジタル信号を生成するために前記サンプリ
ングされた被変調信号をディジタル化する第２アナログ
・ディジタル変換器とを更に含み、前記第１アナログ・
ディジタル変換器と前記第２アナログ・ディジタル変換
器とによって生成された前記ディジタル信号は前記ペイ
ロード信号の同相成分と直交成分とに相当する受信機又
は通信ユニット。
載の通信ユニットにおいて、前記サブサンプリング受信
機は前記第１帯域通過フィルタに結合された入力を有
し、前記サンプリング周波数でかつ前記第１サンプル・
ホールド回路によるサンプリングから９０゜だけ移相し
て前記被変調信号をサンプリングする第２サンプル・ホ
ールド回路と、前記第２サンプル・ホールド回路に結合
され、ベースバンド周波数でかつ前記ペイロード信号に
相当するディジタル信号を生成するために前記サンプリ
ングされた被変調信号をディジタル化する第２アナログ
・ディジタル変換器とを更に含み、前記第１アナログ・
ディジタル変換器と前記第２アナログ・ディジタル変換
器とによって生成された前記ディジタル信号は前記ペイ
ロード信号の同相成分と直交成分とに相当する受信機又
は通信ユニット。
【００７６】（５） 第１項記載の受信機又は第２項記
載の通信ユニットにおいて、前記サブサンプリング受信
機は前記第１帯域通過フィルタの出力に結合され、前記
被変調信号を中間周波数にダウン変換するアナログ混合
器と、各々が前記第１アナログ・ディジタル変換器に結
合され、前記ディジタル化されサンプリングされた信号
に対して前記サンプリング周波数の４分に１である周波
数で変動振幅値の列を使用する第１ディジタル混合器と
第２ディジタル混合器とを更に含み、前記第２ディジタ
ル混合器によって使用される前記列は前記第１ディジタ
ル混合器によって使用される前記列から９０゜だけ移相
しており、及び前記第１ディジタル混合器と前記第２デ
ィジタル混合器とは前記ペイロード信号のペイロードの
第１成分と第２成分とに相当するディジタル列を発生さ
せる受信機又は通信ユニット。
載の通信ユニットにおいて、前記サブサンプリング受信
機は前記第１帯域通過フィルタの出力に結合され、前記
被変調信号を中間周波数にダウン変換するアナログ混合
器と、各々が前記第１アナログ・ディジタル変換器に結
合され、前記ディジタル化されサンプリングされた信号
に対して前記サンプリング周波数の４分に１である周波
数で変動振幅値の列を使用する第１ディジタル混合器と
第２ディジタル混合器とを更に含み、前記第２ディジタ
ル混合器によって使用される前記列は前記第１ディジタ
ル混合器によって使用される前記列から９０゜だけ移相
しており、及び前記第１ディジタル混合器と前記第２デ
ィジタル混合器とは前記ペイロード信号のペイロードの
第１成分と第２成分とに相当するディジタル列を発生さ
せる受信機又は通信ユニット。
【００７７】（６） 第１項記載の受信機又は第２項記
載の通信ユニットにおいて、前記アナログ・ディジタル
変換器は前記サンプリングされた被変調信号とフィード
バック信号との間の差に相当する誤り信号を発生する比
較器と、前記比較器に結合され、前記誤り信号をフィル
タする帯域通過フィルタと、前記フィルタされた誤り信
号を量子化する量子化器と、前記量子化された誤り信号
をフィルタするディジタル低域通過フィルタとを含み、
前記フィードバック信号は前記量子化された誤り信号に
相当する受信機又は通信ユニット。
載の通信ユニットにおいて、前記アナログ・ディジタル
変換器は前記サンプリングされた被変調信号とフィード
バック信号との間の差に相当する誤り信号を発生する比
較器と、前記比較器に結合され、前記誤り信号をフィル
タする帯域通過フィルタと、前記フィルタされた誤り信
号を量子化する量子化器と、前記量子化された誤り信号
をフィルタするディジタル低域通過フィルタとを含み、
前記フィードバック信号は前記量子化された誤り信号に
相当する受信機又は通信ユニット。
【００７８】（７） 受信被変調波信号をベースバンド
・ペイロード信号に変換する方法であって、前記被変調
信号は無線周波数での少なくとも１つの搬送波信号を含
み、前記少なくとも１つの搬送波信号は該搬送波信号よ
りもかなり低いかつ第１帯域幅内の周波数を有するペイ
ロード信号によって変調され、前記方法であって、前記
少なくとも１つの搬送波信号を含む範囲内で少なくとも
前記第１帯域幅ほどの幅の周波数帯域内の周波数を通過
させるように、前記被変調信号を帯域通過フィルタする
ステップと、前記少なくとも１つの搬送波信号の周波数
よりも実質的に低いサンプリング周波数で前記被変調信
号をサンプリングするステップと、ベースバンド周波数
でのかつ前記ペイロード信号に相当するディジタル信号
を生成するために前記サンプリングされた被変調信号を
ディジタル化するステップとを含む方法。
・ペイロード信号に変換する方法であって、前記被変調
信号は無線周波数での少なくとも１つの搬送波信号を含
み、前記少なくとも１つの搬送波信号は該搬送波信号よ
りもかなり低いかつ第１帯域幅内の周波数を有するペイ
ロード信号によって変調され、前記方法であって、前記
少なくとも１つの搬送波信号を含む範囲内で少なくとも
前記第１帯域幅ほどの幅の周波数帯域内の周波数を通過
させるように、前記被変調信号を帯域通過フィルタする
ステップと、前記少なくとも１つの搬送波信号の周波数
よりも実質的に低いサンプリング周波数で前記被変調信
号をサンプリングするステップと、ベースバンド周波数
でのかつ前記ペイロード信号に相当するディジタル信号
を生成するために前記サンプリングされた被変調信号を
ディジタル化するステップとを含む方法。
【００７９】（８） 第１項記載の受信機又は第２項記
載の通信ユニット又は第７項記載の方法において、前記
サンプリング周波数は前記第１帯域幅の少なくとも２倍
である受信機又は通信ユニット又は方法。
載の通信ユニット又は第７項記載の方法において、前記
サンプリング周波数は前記第１帯域幅の少なくとも２倍
である受信機又は通信ユニット又は方法。
【００８０】（９） 第７項記載の方法であって、前記
ディジタル化されサンプリングされた信号に対して前記
サンプリング周波数よりも低い周波数で変動振幅値の第
１列と第２列とを使用するステップを更に含み、前記第
２列は、前記ペイロード信号の第１成分と第２成分とに
相当する第１ディジタル列と第２ディジタル列とを生成
するために、前記第１列から移相している方法。
ディジタル化されサンプリングされた信号に対して前記
サンプリング周波数よりも低い周波数で変動振幅値の第
１列と第２列とを使用するステップを更に含み、前記第
２列は、前記ペイロード信号の第１成分と第２成分とに
相当する第１ディジタル列と第２ディジタル列とを生成
するために、前記第１列から移相している方法。
【００８１】（１０） 第７項記載の方法において、前
記サンプリングするステップは、前記被変調信号の第１
サンプリングされた列を生成するために前記サンプリン
グ周波数で前記被変調信号をサンプリングするステップ
と、前記第１サンプリングされた列から移相した、前記
被変調信号の第２サンプリングされた列を生成するため
に前記サンプリング周波数の移相サンプリング周波数で
前記被変調信号をまたサンプリングするステップとを含
み、前記ディジタル化するステップは前記ペイロード信
号の第１成分と第２成分とに相当する前記第１サンプリ
ングされた列と前記第２サンプリングされた列とをディ
ジタル化する方法。
記サンプリングするステップは、前記被変調信号の第１
サンプリングされた列を生成するために前記サンプリン
グ周波数で前記被変調信号をサンプリングするステップ
と、前記第１サンプリングされた列から移相した、前記
被変調信号の第２サンプリングされた列を生成するため
に前記サンプリング周波数の移相サンプリング周波数で
前記被変調信号をまたサンプリングするステップとを含
み、前記ディジタル化するステップは前記ペイロード信
号の第１成分と第２成分とに相当する前記第１サンプリ
ングされた列と前記第２サンプリングされた列とをディ
ジタル化する方法。
【００８２】（１１） 第７項記載の方法であって、前
記被変調信号を中間周波数にダウン変換するステップ
と、前記ディジタル化するステップの後、前記ディジタ
ル化されサンプリングされた被変調信号に対して前記サ
ンプリング周波数よりも低い周波数で変動振幅値の第１
列と第２列とを使用するステップであって、前記第２列
は、前記ペイロード信号の第１成分と第２成分とを生成
するために、前記第１列から移相している前記使用する
ステップとを更に含む方法。
記被変調信号を中間周波数にダウン変換するステップ
と、前記ディジタル化するステップの後、前記ディジタ
ル化されサンプリングされた被変調信号に対して前記サ
ンプリング周波数よりも低い周波数で変動振幅値の第１
列と第２列とを使用するステップであって、前記第２列
は、前記ペイロード信号の第１成分と第２成分とを生成
するために、前記第１列から移相している前記使用する
ステップとを更に含む方法。
【００８３】（１２） 無線周波数信号をベースバンド
に変換するサブサンプリング受信機（５０、５０′、５
０″）が開示される。前記サブサンプリング受信機（５
０、５０′、５０″）は、無線電話送受器のような、無
線通信装置（４０）内へ実現されることがある。１つの
開示された実施の形態では、前記受信機（５０）は、帯
域通過フィルタされた入力被変調信号を無線周波数の搬
送波周波数よりも充分に低いがしかしペイロードの帯域
幅ＢＷの２倍であるサブサンプリング周波数（ｆS）で
サンプリングするサンプル・ホールド回路（８０）を含
む。サンプリングされた信号は、ディジタル化され、２
つのディジタル混合器（８５Ｉ、８５Ｑ）に供給され
て、前記ペイロードの同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）
とを生成する。他の実施の形態では、前記フィルタされ
た信号を前記サンプリング周波数の異なった位相でサン
プリングするために２つのサンプル・ホールド回路（９
６Ｉ、９６Ｑ）を含み、ディジタル同相成分とディジタ
ル直交成分とを生成する。第３実施の形態では、前記受
信機（５０″）は、ディジタル化と直角位相でのディジ
タル混合に先立ち、無線周波数入力を中間周波数にダウ
ン変換するためにアナログ混合器（１１６）を含む。
に変換するサブサンプリング受信機（５０、５０′、５
０″）が開示される。前記サブサンプリング受信機（５
０、５０′、５０″）は、無線電話送受器のような、無
線通信装置（４０）内へ実現されることがある。１つの
開示された実施の形態では、前記受信機（５０）は、帯
域通過フィルタされた入力被変調信号を無線周波数の搬
送波周波数よりも充分に低いがしかしペイロードの帯域
幅ＢＷの２倍であるサブサンプリング周波数（ｆS）で
サンプリングするサンプル・ホールド回路（８０）を含
む。サンプリングされた信号は、ディジタル化され、２
つのディジタル混合器（８５Ｉ、８５Ｑ）に供給され
て、前記ペイロードの同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）
とを生成する。他の実施の形態では、前記フィルタされ
た信号を前記サンプリング周波数の異なった位相でサン
プリングするために２つのサンプル・ホールド回路（９
６Ｉ、９６Ｑ）を含み、ディジタル同相成分とディジタ
ル直交成分とを生成する。第３実施の形態では、前記受
信機（５０″）は、ディジタル化と直角位相でのディジ
タル混合に先立ち、無線周波数入力を中間周波数にダウ
ン変換するためにアナログ混合器（１１６）を含む。
【００８４】
【関連出願との相互参照】本願は、２００１年４月９日
出願された米国仮特許出願第６０／２８２，５８２号の
優先権を、３５ Ｕ．Ｓ．Ｃ． §１１９（ｅ）の下
に、請求する。
出願された米国仮特許出願第６０／２８２，５８２号の
優先権を、３５ Ｕ．Ｓ．Ｃ． §１１９（ｅ）の下
に、請求する。
【図１】第１の在来無線周波受信機のアーキテクチャを
例示する概略電気回路ブロック図である。
例示する概略電気回路ブロック図である。
【図２】第２の在来無線周波受信機のアーキテクチャを
例示する概略電気回路ブロック図である。
例示する概略電気回路ブロック図である。
【図３】第３の在来無線周波受信機のアーキテクチャを
例示する概略電気回路ブロック図である。
例示する概略電気回路ブロック図である。
【図４】本発明の第１の好適実施の形態に従って構成さ
れた無線通信装置の電気回路ブロック図である。
れた無線通信装置の電気回路ブロック図である。
【図５ａ】信号のサブサンプリングから生じた周波数ス
ペクトルのプロット図であって、在来サンプリングにお
ける雑音を含む図。
ペクトルのプロット図であって、在来サンプリングにお
ける雑音を含む図。
【図５ｂ】在来サンプリングにおける全周波数を横断し
ての広帯域幅雑音の存在を例示する図。
ての広帯域幅雑音の存在を例示する図。
【図５ｃ】本発明の好適実施例の形態に従うサブサンプ
リングから生じる信号の周波数スペクトルを例示する
図。
リングから生じる信号の周波数スペクトルを例示する
図。
【図５ｄ】初めに受信された広帯域雑音がまた帯域制限
信号であることを例示する図。
信号であることを例示する図。
【図５ｅ】近ベースバンド・エイリアスを含む図。
【図５ｆ】実効周波数スペクトルがベースバンド信号と
して例示してある図である。
して例示してある図である。
【図６】本発明の第１の好適実施の形態に従って構成さ
れたサブサンプリング受信機の概略電気回路ブロック図
である。
れたサブサンプリング受信機の概略電気回路ブロック図
である。
【図７】本発明の第２の好適実施の形態に従って構成さ
れたサブサンプリング受信機の概略電気回路ブロック図
である。
れたサブサンプリング受信機の概略電気回路ブロック図
である。
【図８】本発明の第３の好適実施の形態に従って構成さ
れたサブサンプリング受信機の概略電気回路ブロック図
である。
れたサブサンプリング受信機の概略電気回路ブロック図
である。
【図９ａ】本発明の第３の好実施の形態に従うサブサン
プリング受信機の動作を例示する周波数スペクトル図で
あって、アンテナＡにおける周波数スペクトルを例示す
る図。
プリング受信機の動作を例示する周波数スペクトル図で
あって、アンテナＡにおける周波数スペクトルを例示す
る図。
【図９ｂ】デュプレクサの出力における周波数スペクト
ル図。
ル図。
【図９ｃ】帯域通過フィルタの出力における周波数スペ
クトル図である。
クトル図である。
【図１０】本発明の第３の好適実施の形態に従うサブサ
ンプリング受信機に使用される帯域通過アナログ・ディ
ジタル変換器の概略電気回路ブロック図である。
ンプリング受信機に使用される帯域通過アナログ・ディ
ジタル変換器の概略電気回路ブロック図である。
４０ 無線通信ユニット、無線送受器 ４２ 無線サブシステム ４８ 変調器 ５０ サブサンプリング受信機 ５０′ サブサンプリング受信機 ５０″ サブサンプリング受信機 ５２ 無線周波数インタフェース回路 ５３ ＤＳＰ ５５ 復号及び復調回路 ５６ コントローラ ５８ 可聴周波数インタフェース ６０ メモリ ７０ 無線周波数帯域通過フィルタ ７２ 低雑音増幅器 ７４ 帯域通過フィルタ ７６ 低雑音増幅器 ７８ 帯域通過フィルタ ８０ サンプル・ホールド回路 ８４ Ａ・Ｄ変換器 ８５１ 同相成分ディジタル混合器 ８５Ｑ 直交成分ディジタル混合器 ８６Ｉ 低域通過ディジタル・フィルタ ８６Ｑ 低域通過ディジタル・フィルタ ８８ デュプレクサ ９０ 低雑音増幅器 ９２ 無線周波数帯域通過フィルタ ９４ 低雑音増幅器 ９６Ｉ サンプル・ホールド回路 ９６Ｑ サンプル・ホールド回路 １００Ｉ 低域通過フィルタ １００Ｑ 低域通過フィルタ １０２Ｉ スイッチト・キャパシタ増幅器 １０２Ｑ スイッチト・キャパシタ増幅器 １０４Ｉ Ａ・Ｄ変換器 １０４Ｑ Ａ・Ｄ変換器 １１０ デュプレクサ １１２ 低雑音増幅器 １１４ 表面弾性波フィルタ １１６ アナログ無線周波混合器 １１８ ＡＧＣ回路 １２０ サンプル・ホールド回路 １２２ アナログＦＩＲフィルタ １２４ スイッチト・キャパシタ増幅器 １３０ 帯域通過シグマ・デルタ（Σ−Δ）Ａ・Ｄ変換
器 １３２Ｉ ディジタル混合器 １３２Ｑ ディジタル混合器 １３４Ｉ ディジタル低通過フィルタ １３４Ｑ ディジタル低通過フィルタ １４０ 比較器 １４２ 帯域通過フィルタ １４４ 量子化器 １４６ ディジタル低域通過フィルタ及びデシメータ Ａ アンテナ
器 １３２Ｉ ディジタル混合器 １３２Ｑ ディジタル混合器 １３４Ｉ ディジタル低通過フィルタ １３４Ｑ ディジタル低通過フィルタ １４０ 比較器 １４２ 帯域通過フィルタ １４４ 量子化器 １４６ ディジタル低域通過フィルタ及びデシメータ Ａ アンテナ
フロントページの続き (72)発明者 シェリフ エンバビ アメリカ合衆国 テキサス、プラノ、イブ シャム ドライブ 3929 (72)発明者 モデレイジ シー、フェルナンド アメリカ合衆国 テキサス、プラノ、ダン バリー レイン 3401 (72)発明者 ウィン カン チャン アメリカ合衆国 テキサス、アレン、サン リッジ ウェイ 202 (72)発明者 チャールズ ゴア アメリカ合衆国 テキサス、マッキンニ ー、サヴァナー ドライブ 1821
Claims (2)
- 【請求項１】 被変調信号を受信するように結合された
第１帯域通過フィルタであって、前記被変調信号は無線
周波数での少なくとも１つの搬送波信号を含み、前記少
なくとも１つの搬送波信号は該搬送波信号よりもかなり
低いかつ第１帯域幅内の周波数を有するペイロード信号
によって変調され、前記少なくとも１つの搬送波信号を
含む範囲内で少なくとも前記第１帯域幅ほどの幅の周波
数帯域内の周波数を通過させる前記第１帯域通過フィル
タと、 前記第１帯域通過フィルタに結合された入力を有し、前
記少なくとも１つの搬送波信号の周波数よりも実質的に
低いサンプリング周波数で前記被変調信号をサンプリン
グする第１サンプル・ホールド回路と、 前記第１サンプル・ホールド回路に結合され、ベースバ
ンド周波数でのかつ前記ペイロード信号に相当するディ
ジタル信号を生成するために前記サンプリングされた被
変調信号をディジタル化する第１アナログ・ディジタル
変換器とを含むサブサンプリング受信機。 - 【請求項２】 受信被変調波信号をベースバンド・ペイ
ロード信号に変換する方法であって、前記被変調信号は
無線周波数での少なくとも１つの搬送波信号を含み、 前記少なくとも１つの搬送波信号は該搬送波信号よりも
かなり低いかつ第１帯域幅内の周波数を有するペイロー
ド信号によって変調され、前記方法であって、前記少な
くとも１つの搬送波信号を含む範囲内で少なくとも前記
第１帯域幅ほどの幅の周波数帯域内の周波数を通過させ
るように、前記被変調信号を帯域通過フィルタするステ
ップと、 前記少なくとも１つの搬送波信号の周波数よりも実質的
に低いサンプリング周波数で前記被変調信号をサンプリ
ングするステップと、 ベースバンド周波数でのかつ前記ペイロード信号に相当
するディジタル信号を生成するために前記サンプリング
された被変調信号をディジタル化するステップとを含む
方法。
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Legal Events
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