JP2007513560A - ワイヤレス通信のための新しい受信機アーキテクチャ - Google Patents

Abstract

第１のサンプリングクロック信号の制御下で受信ＲＦ信号を第１のデジタル信号のチャネルに変換する第１のシグマデルタＡＤ変換器と、第２のサンプリングクロック信号の制御下で受信ＲＦ信号を第２のデジタル信号のチャネルに変換する第２のシグマデルタＡＤ変換器と、第１のデジタル信号のチャネルおよび第２のデジタル信号のチャネルの同相信号と直交信号を分離する信号分離ユニットと、を備えるバンドパスサンプリング受信機が提案される。低分解能シグマデルタＡＤ変換器がアナログＲＦ信号をサンプリングし量子化するため採用されるので、バンドパスサンプリング受信機はＡＤ変換器のコストを節約する。

Description

本発明は、一般にワイヤレス通信システムで使用される無線信号受信機に係わり、特に、バンドパスサンプリング技術を利用する無線信号受信機に関する。

受信機は、ワイヤレス通信分野で重大な役割を果たし、アンテナで無線空間からのＲＦ信号を受信し、そのＲＦ信号を中心周波数がゼロ周波数に位置するベースバンドデジタル信号に変換するので、ＢＥＲ（ビット誤り率）要件を満たす希望のユーザ信号がさらなるベースバンド処理を通じて復元される。

図１は、広く用いられている従来型のスーパーへテロダイン受信機を示す。図１に示されるように、アンテナユニット１０は、受信されたアナログＲＦ信号をＲＦフィルタ２０へ送信する。ＲＦフィルタ２０は、ユーザ信号の周波数帯域内のアナログＲＦ信号の一部が通過し、一方、ユーザ信号の周波数帯域から遠く離れた帯域外干渉が抑制されるように、アナログＲＦ信号のバンドパスフィルタリングを行う。次に、バンドパスフィルタリングされたアナログＲＦ信号はＬＮＡ（低雑音増幅器）３０へ送信される。ＬＮＡ３０はバンドパスフィルタリングされたアナログＲＦ信号を増幅し、それを第１のミキサ４０へ出力する。第１のミキサ４０において、ＬＮＡ３０からのアナログＲＦ信号は、ＬＯ５０によって発生された周波数ｆ_１をもつＬＯ（局部発振器）信号と乗算され、アナログＩＦ（中間周波）信号に変換され、ＩＦフィルタ６０へ出力される。第１のミキサ４０からアナログＩＦ信号を受信した後、ＩＦフィルタ６０は、帯域外干渉をさらに減衰させ、それをＡＧＣ（自動利得コントロール）７０へ出力する。ＡＧＣ７０は、適当なダイナミックレンジの範囲内でＩＦフィルタ６０からのアナログＩＦ信号を選局し、選局されたアナログＩＦ信号を処理のための２本の処理経路へ出力する。

第１の処理経路において、第２のミキサ８０は、ＡＧＣ７０からのアナログＩＦ信号を、ＬＯ９０によって発生された周波数ｆ_２をもつ第２のＬＯ信号で乗算し、それをアナログベースバンド信号に変換し、次に、アナログベースバンド信号をローパスフィルタ１００へ送信する。第２のミキサ８０からのアナログベースバンド信号を受信した後、ローパスフィルタ１００はアナログベースバンド信号から帯域外干渉をさらに除去し、それをＡＧＣ１２０へ出力する。ＡＧＣ１２０は、ローパスフィルタ１００からのアナログベースバンド信号の関連した処理を実行し、次に、それをＡＤＣ１４０へ送信する。ＡＧＣ１２０からのアナログベースバンド信号を受信した後、ＡＤＣ（アナログデジタル変換器）１４０は、デジタルベースバンド同相信号を得るため、信号をサンプリングし量子化し、それをＤＳＰ（デジタル信号処理）ユニット１６０へ出力する。

第２の処理経路において、第２のミキサ１０５は、ＡＧＣ７０からのアナログＩＦ信号を、ＬＯ９０と９０度で転換された位相によって発生された周波数ｆ_２をもつ第２のＬＯ信号で乗算し、それをアナログベースバンド信号に変換し、次に、アナログベースバンド信号をローパスフィルタ１００へ送信する。第２のミキサ１０５からのアナログベースバンド信号を受信した後、ローパスフィルタ１００はアナログベースバンド信号から帯域外干渉をさらに除去し、それをＡＧＣ１３０へ出力する。ＡＧＣ１３０は、ローパスフィルタ１１０からのアナログベースバンド信号の関連した処理を実行し、次に、それをＡＤＣ１５０へ送信する。ＡＧＣ１３０からのアナログベースバンド信号を受信した後、ＡＤＣ１５０は、デジタルベースバンド直交信号を得るため、信号をサンプリングし量子化し、それをＤＳＰ（デジタル信号処理）ユニット１６０へ出力する。

第１の処理経路のＡＤＣ１４０からのデジタルベースバンド同相信号および第２の処理経路のＡＤＣ１５０からのデジタルベースバンド直交信号を受信した後、ＤＳＰユニット１６０は、ユーザ信号を再生するため関連したデジタル信号処理技術を使用することによりそれらを処理する。

上記のセクションは従来型のベースバンドサンプリング受信機を記載する。従来型の受信機はアナログドメインにおいてＲＦ信号に処理作業を実行するので、デジタルドメインにおける多数の最先端のＤＳＰ技術を採用できない。この欠点を解決するため、アナログＲＦ信号を直接的にサンプリングする受信機が提案され、これはいわゆるバンドパスサンプリング受信機である。バンドパスサンプリング受信機のサンプリング周波数はキャリア周波数よりかなり低いので、それはサブサンプリング周波数とも呼ばれる。

技術的な制約のため、従来型のＲＦフィルタはユーザ信号の周波数帯域のアナログＲＦ信号を取得できない一方で、ユーザ信号の周波数帯域の範囲外の帯域外干渉を除去できないので、従来型のＲＦフィルタによってフィルタリングされた信号はユーザ信号の周波数帯域内のアナログＲＦ信号だけでなく、非常に広い周波数帯域内の帯域外干渉を含む。たとえば、ＩＳ−９５ ＣＤＭＡシステムでは、チャネルの帯域幅（すなわち、ユーザ信号の周波数帯域幅）は１．２５ＭＨｚであるが、ＲＦフィルタによって除波されるアナログＲＦ信号の帯域幅は一般に１００ＭＨｚを超える。１００ＭＨｚアナログＲＦ信号では、１．２５ＭＨｚユーザ信号の上に、その他はすべてが帯域外干渉である。サンプリング中に帯域外干渉がユーザ信号の周波数帯域に混ざることを避けるため、従来型のバンドパスサンプリング受信機で使用されるＡＤＣのサンプリング周波数は、バンドパス信号のサンプリング原理に従って、ＲＦフィルタによって出力されたアナログＲＦ信号の幅の２倍以上でなければならない。

その上、ＲＦフィルタから出力されたアナログＲＦ信号のダイナミックレンジは非常に広いので、従来型のバンドパスサンプリング受信機で使用されるＡＤＣは、ユーザ信号に対する量子化雑音の干渉を減少させるため、非常に高い分解能をもつべきである。

上記のように、ＡＤＣは、従来型のバンドパスサンプリングを実施するため、かなり高いサンプリング周波数および分解能をもたなければならないが、これは通常は非常に高いコストと電力消費の原因となる。

本発明の目的は移動通信システムで使用されるバンドパスサンプリング受信機を提供することである。このバンドパスサンプリング受信機において、２本の処理経路は、それぞれ、ＲＦフィルタによって出力されたＲＦアナログ信号をサンプリングし量子化するためＡＤ変換器を使用し、したがって、対応したＡＤ変換器は、ＲＦアナログ信号の帯域幅より高く、しかしその２倍より低いサンプリング周波数を使用することによりアナログＲＦ信号をサンプリング可能である。

本発明の別の目的は移動通信システムで使用されるバンドパスサンプリング受信機を提供することである。このバンドパスサンプリング受信機において、シグマデルタＡＤ変換器はＲＦフィルタから出力されたＲＦアナログ信号をサンプリングし量子化するため使用され、したがって、量子化雑音はより高い周波数帯域へ押し込まれるので、ユーザ信号は干渉を避けられる。

提案されたＲＦ信号を受信するバンドパスサンプリング受信機は、受信されたＲＦ信号を第１のサンプリングクロック信号の制御下で第１のデジタル信号のチャネルに変換する第１のシグマデルタＡＤ変換器と、受信されたＲＦ信号を第２のサンプリングクロック信号の制御下で第２のデジタル信号のチャネルに変換する第２のシグマデルタＡＤ変換器と、第１のデジタル信号のチャネルおよび第２のデジタル信号のチャネルの同相信号と直交信号を分離する信号分離ユニットと、を備える。

発明の好ましい実施形態の詳細な説明のため、添付図面が参照される。

図２は本発明の実施形態によるワイヤレス通信システムで使用されるバンドパスサンプリング受信機を示す。バンドパスサンプリング受信機は、図２と併せて、以下に詳述される。

図２が示すように、アンテナユニット３００は、無線媒体からユーザ信号を含むアナログＲＦ信号を受信し、受信されたアナログＲＦ信号をＲＦフィルタリングおよび増幅ユニット３１０へ送信する。

アンテナユニット３００からアナログＲＦ信号を受信した後、ＲＦフィルタリングおよび増幅ユニット３１０は、最初に、受信されたアナログＲＦ信号をバンドパスフィルタリングしユーザ信号の周波数帯域の範囲外の帯域外干渉を減衰させるためにＲＦフィルタ３１０１を使用し、次に、ＲＦフィルタ３１０１からのアナログＲＦ信号を低雑音増幅しそれを出力するためにＬＮＡ３１０２を使用する。より優れた帯域感度およびより高い処理利得を得るため、ＲＦフィルタリングおよび増幅ユニット３１０は、ＲＦフィルタ３１０３およびＬＮＡ３１０４をＬＮＡ３１０２の後ろにカスケード接続する。ＲＦフィルタ３１０３は、ユーザ信号の周波数帯域の範囲外の帯域外干渉をさらに減衰させるためにＬＮＡ３１０２から出力されたアナログＲＦ信号をバンドパスフィルタリングし、ＬＮＡ３１０４は、ＲＦフィルタ３１０３からのアナログＲＦ信号を低雑音増幅しそれを出力する。

ＲＦフィルタリングおよび増幅ユニット３１０から出力されたアナログＲＦ信号は２個のチャネルに分割され、処理モジュール２０１および２０２によって処理される。次に、２台の処理モジュールにおけるアナログＲＦ信号の処理手順を説明する。

１．ＡＤ（アナログデジタル）変換
処理モジュール２０１および２０２において、ＲＦフィルタリングおよび増幅ユニット３１０から出力されたアナログＲＦ信号をそれぞれ受信した後、同じアーキテクチャをもつシグマデルタＡＤ変換器３２０および３３０は、アナログＲＦ信号をサンプリングし量子化し、アナログＲＦ信号をデジタル信号に変換し、それらをそれぞれ出力するため、アナログＲＦ信号のキャリア周波数より低く、アナログＲＦ信号の帯域幅より高い同じサンプリング周波数を使用する。

前記サンプリング周波数が前記アナログＲＦ信号の帯域幅より高いならば、前記アナログＲＦ信号に含まれる帯域外干渉はユーザ信号の周波数帯域に混入しない。前記アナログＲＦ信号の帯域幅の２倍より高いサンプリング周波数を必要とする従来型のバンドパスサンプリング受信機に比べて、本発明におけるサンプリング周波数はかなり減少される。本発明で使用されるサンプリング周波数は従来型のバンドパスサンプリング受信機で必要とされるサンプリング周波数より非常に低いが、それでもなおユーザ信号の帯域幅よりかなり高い。（ユーザ信号の帯域幅と比較して）シグマデルタＡＤ変換器３２０および３３０の固有のオーバーサンプリング特性に起因して、シグマデルタＡＤ変換器３２０および３３０はこのようなサンプリング周波数を十分にサポートする。

上記の条件に加えて、シグマデルタＡＤ変換器３２０および３３０によって使用されるサンプリング周波数ＣＬＫ_１およびＣＬＫ_２は、前記アナログＲＦ信号のキャリア周波数の１／Ｎ（Ｎは整数）でなければならないので、ユーザ信号の周波数成分は、前記アナログＲＦ信号に含まれるユーザ信号がサイクルとしてそのサンプリング周波数をもつ周波数ドメインで持続されるときにゼロ周波数に存在する。ユーザ信号のベースバンドＩ成分およびＱ成分は、「ｂａｎｄｐａｓｓ ｓａｍｐｌｉｎｇ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ａｎｄ ｔｈｅ ｓａｍｐｌｉｎｇ ｍｅｔｈｏｄ」という名称が与えられ、ＫＯＮＩＮＫＬＩＪＫＥ ＰＨＩＬＩＰＳ ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ Ｎ．Ｖ．によって本発明と共に提出され、代理人書類番号がＣＮ０３００７０であり、参照によって本文書に組み込まれた、特許出願文書に記載されているような方法を用いて、ゼロ周波数におけるユーザ信号の周波数成分に応じて計算される。

その出願に記載されたバンドパスサンプリング方法に従って、（パイロット信号またはミッドアンブル（ｍｉｄａｍｂｌｅ）信号のような）既知信号を活用してユーザ信号のベースバンドＩ成分およびＱ成分を計算するため、シグマデルタＡＤ変換器３２０と３３０のサンプリングクロックの間に一定の相対遅延τが存在しなければならない。この相対遅延τは、ベースバンド信号の帯域幅の逆数より遙かに小さく、すなわち、τ＜＜１／Ｂ、かつ、ω_ｃτ≠ｎπであり、ここで、ω_ｃはキャリア信号の角周波数であり、ｎは自然数である。このようにして、ユーザ信号のベースバンド同相成分および直交成分が得られる。

本発明において、シグマデルタＡＤ変換器３２０および３３０の利用は、従来型のバンドパスサンプリング受信機の要件より低いサンプリング周波数の使用を可能にさせると共に、ＡＤ変換器の分解能要件を低下させる（たとえば、１ビット分解能が採用される）。これはある程度の量子化雑音を生成するが、量子化雑音はユーザ信号の歪みを生じさせない。シグマデルタＡＤ変換器を使用するときに量子化雑音がユーザ信号に歪みを生じさせない理由は、図３と併せて以下で説明される。

２．デジタルフィルタリング
シグマデルタＡＤ変換器３２０および３３０から出力されたデジタル信号は、それぞれ対応する処理経路内のローパスフィルタ３４０および３５０でローパスフィルタリングされるので、前記帯域外干渉とより高い周波数帯域へ押し込まれた量子化雑音は除去され、ゼロ周波数でユーザ信号に含まれるベースバンドデジタル信号だけが得られる。

３．デシメーション（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ）
ローパスデジタルフィルタ３４０および３５０によって出力されたユーザ信号のベースバンドデジタル信号は、それぞれ、ユーザ信号のベースバンドデジタル信号のデータレートをさらに低下させるため、それらの処理経路内のデシメータ３６０および３７０でデシメーションが行われる。

処理モジュール２０１および２０２におけるアナログＲＦ信号の処理手順は上記のように詳述された。

処理モジュール２０１および２０２は、それらの処理されたベースバンドデジタル信号をＩ／Ｑ分離ユニット３８０へ送信する。処理モジュール２０１および２０２からベースバンドデジタル信号を受信した後、Ｉ／Ｑ分離ユニット３８０は、上記の出願に開示されたバンドパスサンプリング方法を使用してユーザ信号のベースバンド同相成分および直交成分を計算する。より詳細には、最初に、Ｉ／Ｑ分離ユニット３８０内の初期位相計算ユニットは、２個のサンプリングクロック信号ＣＬＫ_１およびＣＬＫ_２のチャネルと相対的なＲＦ信号の初期位相を計算し、次に、Ｉ／Ｑ分離ユニット３８０内のＩ／Ｑ信号分離ユニットは、前記第１のベースバンドデジタル信号のチャネルおよび前記第２のベースバンドデジタル信号のチャネルの同相信号をそれらの中の直交信号から分離し、同相信号成分および直交信号成分をＤＳＰユニット３９０へ出力する。

Ｉ／Ｑ分離ユニット３８０からユーザ信号の同相信号成分および直交信号成分を受信した後、ＤＳＰユニット３９０は、希望のユーザ信号を得るため、従来型のＤＳＰ方法を使用することにより、受信された同相信号成分および直交信号成分についての関連した処理（たとえば、復調、チャネルデコーディング、ソースデコーディングなど）を実行する。

以下のセクションは、シグマデルタＡＤ変換器を使用するときに量子化雑音がユーザ信号の歪みを引き起こさない理由の原理を、図３に示されるようなシグマデルタＡＤ変換器３２０の概略構成と併せて詳述する。

図３に示されるようなシグマデルタＡＤ変換器３２０を参照すると、最初に、アナログＲＦ信号は、サンプラ３２０１で離散サンプリング信号に変換され、コンパレータ３２０２の同相入力端（＋）へ順番に出力される。次に、同相入力端（＋）がサンプラ３２０１からサンプリング信号を受信するたびに、コンパレータは、サンプリング信号を、逆相入力端（−）で受信されたＡＤ変換器の出力端からのフィードバック信号と比較し、比較結果をローパスフィルタ３２０３へ出力する。その後、ローパスフィルタ３２０３は、コンパレータ３２０２からの受信された比較結果をフィルタリングし、それを量子化器３２０４へ出力する。最後に、量子化器３２０４は、ローパスフィルタ３２０３からの受信された比較結果をデジタル信号に量子化し、それを出力し、その間に、デジタル信号はフィードバック信号の形式でコンパレータ３２０２の逆相入力端（−）へ戻される。

図３は量子化雑音が量子化プロセス中に生成されることを示し、従って、量子化器３２０４の量子化から得られたデジタル信号が量子化雑音を含み、その結果、コンパレータ３２０２によって出力された比較結果もまた量子化雑音を含む。量子化器３２０４の分解能が低いほど（すなわち、ＡＤ変換器の分解能が低いほど）、より多くの量子化雑音が前記デジタル信号および比較結果に含まれる。しかし、ローパスフィルタ３２０３とシステムフィードバックリンクの結果、ＡＤ変換器内の量子化器によって生成される殆どの量子化雑音は、より高い周波数へ押され、ユーザ信号の周波数帯域に入ってユーザ信号の歪みを引き起こすことがない。さらに、サンプラ３２０１によって使用されるサンプリング周波数はユーザ信号の帯域幅より遙かに高いので、量子化中に生成される量子化雑音の周波数は依然として非常に高い。量子化雑音は比較的低次のローパスフィルタ３２０３を使用することにより非常に高い周波数帯域へ押され、対応するＡＤ変換器のコストを非常に下げることが可能である。

上記のように、提案されたバンドパスサンプリング受信機は、２本の処理経路のサンプリング技術を利用するので、対応するＡＤ変換器は、従来型のバンドパスサンプリング受信機と比べると、ＲＦアナログ信号の帯域幅より高く、その２倍より低いサンプリング周波数を使用することによりアナログＲＦ信号をサンプリングできる。したがって、ＡＤ変換器の電力消費およびコストが節約される。

その上、提案されたバンドパスサンプリング受信機は、アナログＲＦ信号をサンプリングし量子化するために低分解能シグマデルタＡＤ変換器を使用するので、シグマデルタＡＤ変換器のコストはさらに節約される。

本発明において開示されたワイヤレス通信システムで使用されるバンドパスサンプリング受信機は、特許請求の範囲によって確定されるような発明の精神および範囲から逸脱することなく、かなり変更され得ることが当業者によって理解されるべきである。

広く用いられている従来型スーパーへテロダイン受信機を説明する概略図である。 本発明の実施形態によるワイヤレス通信システムで使用されるバンドパスサンプリング受信機を説明する概略図である。 本発明の実施形態におけるシグマデルタＡＤ変換器の構成を示す図である。

符号の説明

２００、２０１ 処理モジュール
３００ アンテナユニット
３１０ 増幅ユニット
３２０、３３０ シグマデルタＡＤ変換器
３４０、３５０ ローパスフィルタ
３６０、３７０ デシメータ
３８０ Ｉ／Ｑ分離ユニット
３９０ ＤＳＰユニット
３１０１ ＲＦフィルタ
３１０２ ＬＮＡ
３１０３ ＲＦフィルタ
３１０４ ＬＮＡ
３２０１ サンプラ
３２０２ コンパレータ
３２０３ ローパスフィルタ
３２０４ 量子化器

Claims (22)

1. ＲＦ信号を受信するバンドパスサンプリング受信機であって、
   第１のサンプリングクロック信号の制御下で、前記受信されたＲＦ信号を第１のデジタル信号のチャネルに変換する第１のシグマデルタＡＤ変換器と、
   第２のサンプリングクロック信号の制御下で、前記受信されたＲＦ信号を第２のデジタル信号のチャネルに変換する第２のシグマデルタＡＤ変換器と、
   前記第１のデジタル信号のチャネルおよび前記第２のデジタル信号のチャネルの同相信号と直交信号とを分離する信号分離ユニットと、
   を備える受信機。
2. Ｎが自然数である場合に、前記第１のサンプリングクロック信号および前記第２のサンプリングクロック信号の周波数が前記ＲＦ信号の周波数の１／Ｎである、請求項１に記載の受信機。
3. 前記第１のサンプリングクロック信号と前記第２のサンプリングクロック信号との間に相対遅延τが存在し、ω_ｃが前記ＲＦ信号の角周波数であり、ｎが自然数である場合に、前記相対遅延τがω_ｃτ≠ｎπという条件を満たす、請求項２に記載の受信機。
4. 前記第１のデジタル信号のチャネルを受信し、第１のデジタル的にフィルタリングされたベースバンドデジタル信号のチャネルを前記信号分離ユニットへ出力する第１のローパスフィルタと、
   前記第２のデジタル信号のチャネルを受信し、第２のデジタルフィルタリングされたベースバンドデジタル信号のチャネルを前記信号分離ユニットへ出力する第２のローパスフィルタと、
   をさらに備える、請求項３に記載の受信機。
5. 前記信号分離ユニットが、
   前に得られた既知信号に従って、前記第１のサンプリングクロック信号および前記第２のサンプリングクロック信号と相対的な前記ＲＦ信号の初期位相を計算する初期位相計算ユニットと、
   前記初期位相に従って、前記第１のデジタル信号のチャネルおよび前記第２のデジタル信号のチャネルの前記同相信号と前記直交信号とを分離する同相および直交信号分離ユニットと、
   を含む、請求項４に記載の受信機。
6. 前記既知信号がパイロット信号またはミッドアンブル信号であり得る、請求項５に記載の受信機。
7. 第１のベースバンドデジタル信号のチャネルを受信し、デシメーション後に前記第１のベースバンドデジタル信号のチャネルを前記信号分離ユニットへ出力する第１のデシメータと、
   第２のベースバンドデジタル信号のチャネルを受信し、デシメーション後に前記第２のベースバンドデジタル信号のチャネルを前記信号分離ユニットへ出力する第２のデシメータと、
   をさらに備える、請求項４に記載の受信機。
8. ＲＦ受信ユニットをさらに備え、前記ＲＦ受信ユニットが、
   互いにカスケード接続され、前記受信されたＲＦ信号を順番にフィルタリングする複数のＲＦフィルタと、
   前記フィルタリングされた信号を増幅し、前記フィルタリングされ増幅されたＲＦ信号を前記第１のシグマデルタＡＤ変換器および前記第２のシグマデルタＡＤ変換器へ供給するＬＮＡ（低雑音増幅器）と、
   を含む、請求項４に記載の受信機。
9. バンドパスサンプリング受信機で実行される方法であって、
   第１のサンプリングクロック信号の制御下で、受信されたＲＦ信号をシグマデルタＡＤ変換モードで第１のデジタル信号のチャネルに変換するステップ（ａ）と、
   第２のサンプリングクロック信号の制御下で、前記受信されたＲＦ信号をシグマデルタＡＤ変換モードで第２のデジタル信号のチャネルに変換するステップ（ｂ）と、
   前記第１のデジタル信号のチャネルおよび前記第２のデジタル信号のチャネルの同相信号と直交信号を分離するステップ（ｃ）と、
   を含む方法。
10. Ｎが自然数である場合に、前記第１のサンプリングクロック信号および前記第２のサンプリングクロック信号の周波数が前記ＲＦ信号の周波数の１／Ｎである、請求項９に記載の方法。
11. 前記第１のサンプリングクロック信号と前記第２のサンプリングクロック信号との間に相対遅延τが存在し、ω_ｃが前記ＲＦ信号の角周波数であり、ｎが自然数である場合に、前記相対遅延τがω_ｃτ≠ｎπという条件を満たす、請求項１０に記載の方法。
12. 前記第１のデジタル信号のチャネルをフィルタリングし、第１のデジタルフィルタリングされたベースバンドデジタル信号を出力するステップと、
    前記第２のデジタル信号のチャネルをフィルタリングし、第２のデジタルフィルタリングされたベースバンドデジタル信号を出力するステップと、
    をさらに含み、
    前記第１のデジタル信号のチャネルおよび前記第２のデジタル信号のチャネルの前記同相信号および前記直交信号がステップ（ｃ）で分離される、
    請求項１１に記載の方法。
13. 前記ステップ（ｃ）が、
    前に得られた既知信号に従って、前記第１のサンプリングクロック信号および前記第２のサンプリングクロック信号と相対的な前記ＲＦ信号の初期位相を計算するステップと、
    前記初期位相に従って、前記第１のデジタル信号のチャネルおよび前記第２のデジタル信号のチャネルの前記同相信号と前記直交信号とを分離するステップと、
    を含む、請求項１２に記載の方法。
14. 前記既知信号がパイロット信号またはミッドアンブル信号である、請求項１３に記載の方法。
15. ＲＦ信号を発信する送信機、および、ＲＦ信号を受信する受信機を備え、
    前記受信機が、
    第１のサンプリングクロック信号の制御下で、前記受信されたＲＦ信号を第１のデジタル信号のチャネルに変換する第１のシグマデルタＡＤ変換器と、
    第２のサンプリングクロック信号の制御下で、前記受信されたＲＦ信号を第２のデジタル信号のチャネルに変換する第２のシグマデルタＡＤ変換器と、
    前記第１のデジタル信号のチャネルおよび前記第２のデジタル信号のチャネルの同相信号と直交信号とを分離する信号分離ユニットと、
    を含む、
    ＵＥ（ユーザ機器）。
16. Ｎが自然数である場合に、前記第１のサンプリングクロック信号および前記第２のサンプリングクロック信号の周波数が前記ＲＦ信号の周波数の１／Ｎである、請求項１５に記載のＵＥ。
17. 前記第１のサンプリングクロック信号と前記第２のサンプリングクロック信号との間に相対遅延τが存在し、ω_ｃが前記ＲＦ信号の角周波数であり、ｎが自然数である場合に、前記相対遅延τがω_ｃτ≠ｎπという条件を満たす、請求項１６に記載のＵＥ。
18. 前記第１のデジタル信号のチャネルを受信し、第１のデジタルフィルタリングされたベースバンドデジタル信号のチャネルを前記信号分離ユニットへ出力する第１のローパスフィルタと、
    前記第２のデジタル信号のチャネルを受信し、第２のデジタルフィルタリングされたベースバンドデジタル信号のチャネルを前記信号分離ユニットへ出力する第２のローパスフィルタと、
    をさらに備える、請求項１７に記載のＵＥ。
19. 前記信号分離ユニットが、
    前に得られた既知信号に基づいて、前記第１のサンプリングクロック信号および前記第２のサンプリングクロック信号と相対的な前記ＲＦ信号の初期位相を計算する初期位相計算ユニットと、
    前記初期位相に従って、前記第１のデジタル信号のチャネルおよび前記第２のデジタル信号のチャネルの前記同相信号と前記直交信号とを分離する同相および直交信号分離ユニットと、
    をさらに含む、請求項１８に記載のＵＥ。
20. 前記既知信号がパイロット信号またはミッドアンブル信号である、請求項１９に記載のＵＥ。
21. 第１のベースバンドデジタル信号のチャネルを受信し、デシメーション後に前記第１のベースバンドデジタル信号のチャネルを前記信号分離ユニットへ出力する第１のデシメータと、
    第２のベースバンドデジタル信号のチャネルを受信し、デシメーション後に前記第２のベースバンドデジタル信号のチャネルを前記信号分離ユニットへ出力する第２のデシメータと、
    をさらに備える、請求項１８に記載のＵＥ。
22. ＲＦ受信ユニットをさらに備え、前記ＲＦ受信ユニットが、
    互いにカスケード接続され、前記受信されたＲＦ信号を順番にフィルタリングする複数のＲＦフィルタと、
    前記フィルタリングされた信号を増幅し、前記フィルタリングされ増幅されたＲＦ信号を前記第１のシグマデルタＡＤ変換器および前記第２のシグマデルタＡＤ変換器へ供給する低雑音増幅器と、
    を含む、請求項１８に記載のＵＥ。

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