JP2001526487A

JP2001526487A - シグマ−デルタアナログ−デジタル変換器を有する受信機

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Publication number: JP2001526487A
Application number: JP2000524869A
Authority: JP
Inventors: バザルジャニ、セイフォラー・エス; チッカレリ、スティーブン・シー; ユーニス、サエド・ジー; バターフィールド、ダニエル・ケー
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1997-12-09
Filing date: 1998-12-08
Publication date: 2001-12-18
Also published as: AU1717899A; US6005506A; BR9813414A; AU746148B2; KR100712412B1; ZA9811125B; MXPA00005773A; EP1040587B1; CN1281597A; CA2313139C; CN1178401C; DE69839192D1; CA2313139A1; AR017818A1; KR20010032840A; MY114831A; DK1040587T3; DE69839192T2; WO1999030428A1; EP1040587A1

Abstract

(57)【要約】【課題】デジタルとアナログ変調フォーマットの復調のためのサブサンプリングΣΔ受信機とナイキストサンプリングΣΔ受信機を提供する。【解決手段】シグマ-デルタアナログ−デジタル変換器（ΣΔＡＤＣ）を含む受信機は、サブサンプリングバンドパス受信機、サブサンプリングベースバンド受信機、ナイキストサンプリングバンドパス受信機、またはナイキストサンプリングベースバンド受信機のような４つの構成の１つで使用することができる。サンプリング周波数は、ΣΔＡＤＣからの出力サンプル処理に用いられるデジタル回路の設計を容易にする入力信号の帯域幅に基づいて選択される。さらに、入力信号の中心周波数は、サンプル周波数と入力信号の帯域幅とに基づいて選択される。この受信機内のΣΔＡＤＣは、多くの利益を提供する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】

発明の背景１．発明の分野この発明は通信に関する。特に、この発明は、シグマ-デルタアナログ−デジ
タル変換器を含む新しく改善された受信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】

２．従来の説明多くのモデム通信システムでは、デジタル通信が高効率および送信エラーを検
知して修正するために利用されている。典型的なデジタル通信フォーマットは、
二相位相シフトキーイング（BPSK）、四相位相シフトキーイング（QPSK）、オフ
セット四相位相シフトキーイング（OQPSK）、ｍ−アレイ位相シフトキーイング（m-PSK）、及び直交振幅変調（QAM）を含んでいる。デジタル通信を利用する典
型的な通信システムは、コード分割多重アクセス（CDMA）通信システム及び高精
細テレビジョン（HDTV）システムを含んでいる。多重アクセス通信システムにお
けるCDMA技術の使用は、米国特許番号４，９０１，３０７号の「衛星または地上
中継器を用いたスペクトラム拡散多元接続通信システム」（SPREAD SPECTRUM MU
LTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEAT
ERS）、及び米国特許番号５，１０３，４５９号の「ＣＤＭＡセルラ電話システムにおける発生波形のためのシステムと方法」（SYSTEM AND METHOD FOR GENERA
TING WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM）に開示され、この２つ
がこの発明の譲受人に譲渡され、ここに論及して編入された。典型的なＨＤＴＶ
システムは、米国特許番号５，４５２，１０４号、米国特許番号５，１０７，３
４５号、及び米国特許番号５，０２１，８９１号のこれら３つ全てが「アダプテ
ィブブロックサイズイメージ圧縮の方法とシステム」（ADAPTIVE BLOCK SIZE
IMAGE COMPRESSION METOHOD AND SYSTEM）という題名で、また、米国特許番号５，５７６，７６７号が「インターフレームビデオ圧縮伸張システム」（INTE
RFRME VIDEO ENCODING AND DECODING SYSTEM）という題名で開示され、これら４
つの発明がこの発明の譲受人に譲渡され、ここに論及して編入された。

【０００３】ＣＤＭＡシステムにおいては、１つの基地局が１つ以上の遠隔局と通信する。
この基地局は、典型的な定位置に位置している。従って、パワーの消費は、基礎
局の設計ではそれほど重要でない検討課題である。遠隔局は、典型的な高い量が
存在する消費ユニットである。従って、コストと信頼性は、生産されたユニット
の番号により重要な設計の検討課題である。さらに、ＣＤＭＡモバイル通信シス
テムのようないくつかのアプリケーションでは、パワーの消費が遠隔局のポータ
ブル性のために決定的である。コスト、及びパワーの消費間におけるトレードオ
フは、遠隔局の設計において通常なされる。

【０００４】デジタル通信では、デジタルデータが上記リストされたフォーマットのうちの
１つを使用している正弦搬送変調が用いられている。変調波形は、さらに処理さ
れ（例えば、フィルタ処理、増幅処理、アプコンバート処理）、遠隔局に送信さ
れる。遠隔局では、送信されたＲＦ信号が受信機で受信されて復調される。

【０００５】図１は、ＱＳＰＫ、ＯＱＳＰＫ、及びＱＡＭ信号の直交復調のために用いられ
る先行技術の代表的なスーパーヘトロダイン受信機２１００のブロック図を示す
。受信機２１００は、基地局あるいは遠隔局に用いることができる。受信機２１
００内では、送信されたＲＦ信号がアンテナ２１１２によって受信され、送受切
換器２１１４を通り、前段部２１０２に供給される。前段部２１０２内では、そ
の信号をアンプ（ＡＭＰ）２１１６で増幅し、その信号をその信号から希望しな
い信号を削除するバンドパスフィルタ２１１８に供給する。この明細書で用いら
れるように、希望しない信号は、ノイズ、スプリアス信号、好ましくないイメー
ジ（image）、干渉、及び妨害電波（jammers）を含んでいる。フィルタ処理され
たＲＦ信号は、局部発振器（ＬＯ１）２１２２からの正弦波で固定された中間周
波数の信号（ＩＦ）にその信号をダウンコンバートするミクサ２１２０に供給さ
れる。

【０００６】ミクサ２１２０からのＩＦ信号は、バンドパスフィルタ２１２４でフィルタ処
理され、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣｓ＝複数のＡＤＣ）２１４０の入力
で所望する信号振幅とする自動利得制御（ＡＧＣ）アンプ２１２６で増幅される
。その利得が制御された信号は、復調部２１０４へ供給される。復調部２１０４
において、２つのミクサ２１２８ａと２１２８ｂは、位相調整器２１３６と局部
発振器（ＬＯ２）２１３４とで供給される正弦波でそれぞれの信号がベースバン
ドＩとＱの信号にそれぞれダウンコンバートする。そのベースバンドＩとＱの信
号は、隣接する拒絶チャンネル、またはベースバンド信号が異なったフィルタ処
理を施すローパスフィルタ２１３０ａと２１３０ｂに供給される。そのフィルタ
処理されたそれぞれの信号は、デジタル化されたベースバンドサンプルを供給す
る信号をサンプリングするＡＤＣ２１４０ａと２１４０ｂに供給される。そのサ
ンプルは、変調データを評価し、再構成してさらに処理（例えば、エラー検出、
エラー訂正、及び分解（decompression））するベースバンドプロセッサ２１５０に供給される。

【０００７】ミクサ２１２０でダウンコンバートされる第１の周波数は、さらに信号処理が
行われる固定ＩＦ周波数にさまざまなＲＦ周波数で信号をダウンコンバートして
受信機２１００に与えられる。固定ＩＦ周波数には、弾性表面波（ＳＡＷ）フィ
ルタと同様なＩＦ信号からの希望しない信号を除去する固定バンドパスフィルタ
としてのバンドパスフィルタ２１２４が与えられる。希望しない信号の除去は、
これらの信号が信号帯域（例えば、提供される入力信号としての帯域）に組み込
まれた第２の周波数でのダウンコンバート段で重要である。さらに、希望しない
信号は、動作部で非直線的に生成する混変調の高レベルの原因となるアンプやミ
クサなどのように、様々な動作部分にその信号の増幅で著しく増加する。希望し
ない信号と生成された混変調は、通信システムの性能を低下させる。

【０００８】先行技術の直交復調器は、いくつかのより大きい障害を有している。第１に、
バンドパスフィルタ２１２４及び／またはローパスフィルタ２１３０で必要なフ
ィルタ処理が複雑となっている。これらのフィルタはフラットな通過域（passba
nd）を必要とするが、阻止域（stopband）で高減衰、そして遷移域（tansition
band）で鋭いロールオフである。これらのフィルタは、アナログ回路で実行され
ている。アナログ回路の部品許容差は、維持するのが難しく、これらのフィルタ
の周波数応答でひずみが生じる。受信機２１００の性能は、びずみによって難し
くなっている。第２に、直交のバランス（balance）は、位相調整器２１３６、ミクサ２１２８、ローパスフィルタ２１３０、及びＡＤＣｓ２１４０における部
品許容差が原因で多くの製造ユニットで維持するのが難しい。２つの信号路にお
ける多くのミスマッチは、直交のアンバランス（imbalance）と受信機２１００の性能を低下させる。路のミスマッチは、Ｑ信号上のＩ信号の混信（クロストー
ク）となり、逆も同様である。クロストーク信号は、希望する信号中の付加ノイ
ズとして動作し、希望する信号の不十分な検出を引き起こす。第３に、先行技術
の受信機構成は、アナログフィルタがベースバンドであるのでＤＣオフセットが
ある。そして第４に、ＡＤＣｓ２１４０は、上述したさまざまな理由により受信
機２１００の性能を低下させる。

【０００９】最も多くの復調において、１つまたは多くのＡＤＣは、連続的な時間の中で平
等なスペックの時間間隔でサンプルを分離することがアナログ波形のコンバート
に必要とされる。ＡＤＣの幾つかの重要な実行パラメントは、ダイナミックレン
ジ、直線性、及びＤＣオフセットを含んでいる。これらのパラメントは互いに通
信システムの性能に影響を及ぼしている。ダイナミックレンジは、入力信号を適
切に検出するＡＤＣの能力を低下させるＡＤＣからのノイズにより受信機のビッ
ト-エラー-レート（ＢＥＲ）性能に影響を与える。直線性は、実動作曲線（例え
ば、デジタル出力に対するアナログ入力）と理想動作曲線との間の相違に関係す
る。良好な直線性は、ＡＤＣで増加するビットの数で得られる多くの違いにある
。良好でない（poor）直線性は、エラーの検出／訂正処理を低下させる。そして
、ＤＣオフセットは、受信機のループをロックする位相とビタービ（Viterbi）デコーダのようなエラー訂正デコーダの性能を低下させる。

【００１０】従来技術において、フラッシュＡＤＣまたは連続近似（Successive approxima
tion）ＡＤＣは、ベースバンドをサンプルに用いる。フラッシュＡＤＣ中では、
入力信号が、ＡＤＣのビット数であるｍでＬ＝２^ｍで表すＬ-１比較信号を生成するためのレジスティブラダ（resistive ladder）で分割される。比較信号は、
第２のレジスティブラダで発生される参照電圧に対するＬ-１がＬ-１比較器で比
較される。フラッシュＡＤＣｓは、Ｌ-１比較器と２Ｌ抵抗器を必要とするので、かさばると共に高いパワーを消費する。フラッシュＡＤＣｓは、レジスティブ
ラダにおける抵抗器がマッチしない場合に良好でない（poor）直線性と良好でな
い（poor）ＤＣオフセットを持つことになる。しかしながら、フラッシュＡＤＣ
ｓは、高い動作速度であるのでポピュラーである。

【００１１】連続近似（Successive approximation）ＡＤＣｓは、通信システムのためには
ポピュラーである。これらのＡＤＣｓは、２またはより多い段を超える入力信号
の実行される近似値の複雑性を最小にする。このように、フラッシュＡＤＣｓと
連続近似ＡＤＣｓは、多くの通信アプリケーションに用いるための候補として理
想的でない。

【００１２】シグマ-デルタアナログ−デジタル変換器（ΣΔＡＤＣｓ）は、ΣΔＡＤＣの
固有の構成によりフラッシュと連続近似ＡＤＣｓよりもより性能が良い。ΣΔＡ
ＤＣは、多くのタイムを入力信号の帯域幅より高いサンプル周波数で入力信号の
サクセッシブ１ビット近似（approximation）を作成する際、入力信号のアナログ−デジタル変換を行う。この出力サンプルは、入力信号と量子ノイズを含ん
でいる。しかしながら、ΣΔＡＤＣは、フィルタ処理をより容易に行う帯域外周
波数（またはノイズの形をした）に押し出される信号帯域（例えば、この信号の
帯域）の量子ノイズを設計することができる。この帯域外の量子ノイズは、フィ
ルタ処理が典型的な妨害電波（jammers）のような希望しない信号の削除を与える付加的な関係でノーマルではない。

【００１３】 ΣΔＡＤＣは、ΣΔＡＤＣの固有の構成により高いダイナミックレンジ、良好
な直線性、及び、ローＤＣオフセットを供給することができる。例えば、高いダ
イナミックレンジは、十分なオーバーサンプリングレシオ（ＯＳＲ）と特徴的に
適切なノイズシェイピングフィルタを選択して得ることができる。バンドパスサ
ンプリングのため、オーバーサンプリングレシオは、入力の両側帯域幅（two-si
ded bandwidth）に分割されたサンプリング周波数で定義される。そのうえ、良好な直線性は、ΣΔＡＤＣ内で１ビット量子サンプルにより得ることができる。
バンドパスサンプリングΣΔＡＤＣのため、ＤＣオフセットは、静かな状態で、
しかし、希望する信号から離れた位置である。

【００１４】なぜなら、高いオーバーサンプリングレシオは高い性能のために必要であり、
ΣΔＡＤＣは、今までオーディオアプリケーションのように、入力信号がロー帯
域幅信号であるアプリケーションに伝統的に限られていた。しかしながら、ハイ
スピードアナログ回路の出現で、ΣΔＡＤＣは、ハイスピードで動作を実行する
ことができる。ハイスピードバンドパスとベースバンドΣΔＡＤＣの設計と実行
は、審査中の米国特許出願番号０８／９２８，８７４号で「バンドパスシグマ-
デジタルアナログ−デジタルコンバータ」（BANDPASS SIGMA-DELTA ANALOG-TO
-DIGITAL CONVERTER）という題名で開示され、この発明の譲受人に譲渡され、こ
こに論及して編入された。

【００１５】この発明の要約この発明は、シグマ-デルタアナログ−デジタル変換器を含む新しく改良した
受信機である。この発明は、サブサンプリングバンドパス受信機、サブサンプリ
ングベースバンド受信機、ナイキストサンプリングバンドパス受信機、またはナ
イキストサンプリングベースバンド受信機のような４つ構成の１つで使用するこ
とができる。サブサンプリングΣΔ受信機のため、サンプリング周波数は、ΣΔ
ＡＤＣに入力された信号の中心周波数の２倍より少ない。ナイキストサンプリン
グΣΔ受信機のため、サンプリング周波数は、ΣΔＡＤＣに入力された信号の最
高周波数の少なくとも２倍である。ベースバンドΣΔ受信機のため、ΣΔＡＤＣ
からの出力信号の中心周波数は、おおよそゼロまたはＤＣである。バンドパスΣ
Δ受信機のため、ΣΔＡＤＣからの出力信号の中心周波数は、ゼロより大きい。

【００１６】むしろ、バンドパス受信機のため、ΣΔＡＤＣに入力される信号の中心周波数
は、ΣΔＡＤＣからの出力信号の中心周波数が、ｆｓがΣΔＡＤＣのサンプル周
波数として、おおよそ０．２５・ｆ_ｓに配される。この中心周波数は、同位相と
直交分離を簡単にし、エイリアスの間で最高の分離を提供し、しかし必要条件で
はない。サンプリング周波数は、ΣΔＡＤＣからの出力サンプル処理に用いられ
るデジタル回路の設計を容易にする入力信号の帯域幅に基づいて選択される。さ
らに、入力信号の中心周波数は、サンプル周波数と入力信号の帯域幅とに基づい
て選択される。

【００１７】それは、この発明のデジタルとアナログ変調フォーマットの復調のためのサブ
サンプリングΣΔ受信機を提供することを目的とする。受信機内のサブサンプリ
ングΣΔＡＤＣの使用は、以下を含む多くの利益を提供する。

【００１８】（１）入力信号のサブサンプリングとサンプリングの有するエイリアジングの
際に与えられるアナログ周波数のダウンコンバート段の削除。

【００１９】（２）ハイオーバーサンプリングレシオでΣΔＡＤＣがクロッキングされ、希
望しない信号処理に用いる定められた付加ビットでΣΔＡＤＣが設計される際の
必要とするアナログフィルタ処理の縮小。

【００２０】（３）ΣΔＡＤＣからの出力サンプルのためのデジタル復調が用いられる際、
信頼性の改良と適応性の増大。

【００２１】（４）デジタル回路が必要な直交バランスを有する設計の際の直交アンバラン
スの解消。

【００２２】（５）ΣΔＡＤＣを用いる際のダイナミックレンジ、直線性、及びＤＣオフセ
ットの改善。

【００２３】（６）消費パワーの低下である。

【００２４】この発明の他の目的は、デジタルとアナログ変調フォーマットの復調のための
ナイキストサンプリングΣΔ受信機を提供する。ナイキストサンプリングΣΔＡ
ＤＣの使用は、ダイナミックレンジの改良、直線性の増大、ＤＣオフセットの減
、及び最小の消費パワー等の多くの利益を提供する。

【００２５】この発明の好都合な目的と特徴は、相応する特徴が同一となる参照する図面、
以下に示す詳細な図によってより明確となる。

【００２６】

【発明が解決しようとする課題】

この発明は、デジタルとアナログ変調フォーマットの復調のためのサブサンプ
リングΣΔ受信機を提供することを目的とする。

【００２７】この発明は、デジタルとアナログ変調フォーマットの復調のためのナイキスト
サンプリングΣΔ受信機を提供することを目的とする。

【００２８】

【課題を解決するための手段】

この発明のサブサンプリングΣΔ受信機のため、サンプリング周波数は、ΣΔ
ＡＤＣに入力された信号の中心周波数の２倍より少ない。

【００２９】この発明のナイキストサンプリングΣΔ受信機のため、サンプリング周波数は
、ΣΔＡＤＣに入力された信号の最高周波数の少なくとも２倍である。

【００３０】この発明のベースバンドΣΔ受信機のため、ΣΔＡＤＣからの出力信号の中心
周波数は、おおよそゼロまたはＤＣである。

【００３１】この発明のバンドパスΣΔ受信機のため、ΣΔＡＤＣからの出力信号の中心周
波数は、ゼロより大きい。

【００３２】

【発明の実施の形態】

以下、この発明の一実施の形態について図面を参照して説明する。

【００３３】好ましい実施例の概要説明この発明は、アナログ波形をアナログからデジタルに変換するためのハイスピ
ードのシグマ-デルタアナログ−デジタル変換器（ΣΔＡＤＣ）の上記利用に関
する。模範的な適用は、ＣＤＭＡ通信システムとＨＤＴＶ信号に含まれる。この
発明を具体化したΣΔ受信機のサブサンプリングにおいて、入力信号は、ベース
バンドの代わりとしての中間周波数（ＩＦ）を中心としている。この明細書にお
いて、サブサンプリングは、ΣΔＡＤＣのサンプリング周波数がΣΔＡＤＣに入
力する信号の中心周波数の２倍より少ない。ＩＦ周波数で信号位置のサンプリン
グは、受信機における周波数ダウンコンバート段における除去が考慮される。Σ
ΔＡＤＣ内部のノイズ状態は、より容易にフィルタリングする帯外域に押し出す
信号帯域を回る量子化ノイズとして設計される。ΣΔ受信機のサブサンプリング
のため、このΣΔＡＤＣは、バンドパスΣΔＡＤＣまたはベースバンドΣΔＡＤ
Ｃが適用され必要とされる。この明細書において、ベースバンドサンプリング（
または、ベースバンドΣΔＡＤＣ）は、このΣΔＡＤＣからの出力信号がおおよ
そゼロまたはＤＣで中心となることを示し、バンドパスサンプリング（または、
バンドパスΣΔＡＤＣ）は、このΣΔＡＤＣからの出力信号がＤＣより大きい中
心となることを示す。ΣΔＡＤＣの使用は、上述した旧式（例えば、flash and
successive approximation）ＡＤＣｓを超える多くの効果を提供する。この発明
のナイキスト（Nyquist）サンプリングΣΔ受信機において、入力信号は、ベースバントまたはＩＦ周波数と、ベースバントまたはバンドパスΣΔＡＤＣがそれ
ぞれ入力信号サンプルに用いられる。この明細書において、ナイキストサンプリ
ングは、このΣΔＡＤＣのサンプリング周波数がΣΔＡＤＣに入力する信号の最
高周波数の少なくとも２倍である。

【００３４】このΣΔＡＤＣは、一様な距離間隔で分離したサンプルを供給するための連続
時間でアナログ波形をサンプルする。このΣΔＡＤＣは、次に説明する変換機能
を有している。

【００３５】Ｙ（ｚ）＝ＳＴＦ（ｚ）・Ｘ（ｚ）＋ＮＴＦ（ｚ）・Ｅ（ｚ）（１）Ｙ（ｚ）はｚ変換範囲におけるＡＤＣからの出力、Ｘ（ｚ）はＡＤＣの入力、
ＳＴＦ（ｚ）はＡＤＣの入出力からの信号変換機能、Ｅ（ｚ）は量子化ノイズ、
及びＮＴＦ（ｚ）はＡＤＣの出力の量子化器からのノイズ変換機能である。この
ように、このＡＤＣの出力Ｙ（ｚ）は、ノイズ変換機能ＮＴＦ（ｚ）でシェイプ
される量子化ノイズＥ（ｚ）と信号変換機能ＳＴＦ（ｚ）でシェイプされる入力
信号Ｘ（ｚ）とを含んでいる。入力信号Ｘ（ｚ）のひずみ除去のため、信号変換
機能ＳＴＦ（ｚ）は、要求される正確さの設計程度の範囲内で典型的な設計がさ
れ、重要な帯域における独自の周波数である。例えば、ＳＴＦ（ｚ）は、固定ゲ
イン（Ａ_１）と遅延要素（ｚ^−１）、すなわちＡ_１・ｚ^−１を含むオールパス機
能である。量子化ノイズＥ（ｚ）は、信号帯域で量子化ノイズがより容易にフィ
ルタ処理されて帯外域に押し出されるようにノイズ変換機能ＮＴＦ（ｚ）でシェ
イプされる。ノイズ変換機能ＮＴＦ（ｚ）の特徴は、ＡＤＣが要求性能を規定す
る設計で用いられるためにアプリケーション上で選択される。１．サブサンプリングΣΔ受信機図２は、模範的なサブサンプリングΣΔ受信機の構成を示すブロック図である
。受信機２２００は、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ＯＱＰＳＫ、ＱＡＭ、及び他のデジ
タルまたはアナログの変調フォーマットの復調に用いられる。受信機２２００内
部では、変調信号がアンテナ２２１２で受信され、送受切換器２２１４を通って
前段部２２０２に供給される。前段部２２０２では、アンプ（ＡＭＰ）２２１６
がその信号を増幅し、その信号から希望しない信号を削除するバンドパスフィル
タ２２１８へ増幅信号を供給する。模範的な実施例において、バンドパスフィル
タ２２１８は弾性表面波（ＳＡＷ）フィルタであり、その技術においては知られ
て実施されている。フィルタ処理信号は、局部発振器（ＬＯ１）２２２２からの
正弦波でその信号をダウンコンバートするミクサ２２２０に供給される。ミクサ
２２２０からのこのＩＦ信号は、さらにその信号をフィルタ処理するバンドパス
フィルタ２２２４に供給される。模範的な実施例において、バンドパスフィルタ
２２２４は、重要な帯域にエイリアス（alias）としての希望しない信号を除去し、妨害電波のフィルタ処理で必要なダイナミックレンジで減少させるもう１つ
のＳＡＷフィルタである。

【００３６】パーソナルな通信システム（ＰＣＳ）帯域でＣＤＭＡ通信システムのようない
くつかのアプリケーションにおいて、バンドパスフィルタ２２２４からのフィル
タ処理信号は、ＩＦプロセッサ２２３０に供給される。プロセッサ２２３０内で
、フィルタ処理信号は、アンプ２２３２で増幅され、バンドパスフィルタ２２３
４でさらに希望しない信号を除去するフィルタ処理がなされる。バンドパスフィ
ルタ２２３４は、さらにアンチエイリアスフィルタ処理が含まれている。このフ
ィルタ処理信号は、その信号の利得及び／またはバッファリングを提供するバッ
ファ（ＢＵＦ）２２３６に供給される。９００ＭＨＺのセルラ帯域で運営される
ＣＤＭＡ通信システムなど、他のアプリケーションにおいて、ＩＦプロセッサ２
２３０で供給する利得とフィルタ処理は必要としない。この場合、バントパスフ
ィルタ２２２４からの信号は、バッファ２２３６にダイレクトに供給される。こ
の一時保存された信号は、復調器２２０４に供給される。復調器２２０４内で、
ΣΔＡＤＣ２２４０は、ＣＬＫ信号により決められた高サンプリング周波数で一
時保存された信号をサンプルし、そのサンプルをデジタル信号プロセッサ（ＤＳ
Ｐ）２２５０に供給する。デジタル信号プロセッサ２２５０は、その細部を以下
に説明する。

【００３７】受信機２２００は、多くの受信機でにおける基本的に必要な機能を含んでいる
。しかしながら、アンプ２２１６と２２３２、バンドパスフィルタ２２１８、２
２２４、及び２２３４、そしてミクサ２２２０の配置は、特定のアプリケーショ
ンのための受信機２２００の性能を最高に利用するために再構成される。例えば
、バンドパスフィルタ２２１８は、送受切換器２２１４とアンプ２２１６間の第１のアンプ段の前に希望しない信号のフィルタ出力として置かれる。アンプ２
２１６は、必要な利得とＡＧＣ制御を提供するローノイズアンプ（ＬＮＡ）また
は自動利得制御（ＡＧＣ）アンプに取り替えられる。付加的な周波数のダウンコ
ンバート段は、必要に応じて受信機２２００内に加えられる。ここに示した機能
上の異なる配置は、この発明の範囲内で考慮される。さらにその上、この技術が
知られている他の受信機の機能上の組み合わせにおけるこの中で示す機能上の他
の配置は、すなわち、この発明の範囲内で考慮される。

【００３８】図３は、この発明のサブサンプリングΣΔ受信機の二者択一のブロック図を示
すものである。受信機２３００は、審査中の米国特許出願番号０８／９２８，８
７４号で開示されたプログラマブルリニア受信機の利益に加えたサンプリングΣ
Δ受信機２２００の利益を供給する。受信機２３００内で、送信ＲＦ信号は、ア
ンテナ２３１２で受信され、送受切換器２３１４を通って、減衰器２３１６に供
給される。減衰器２３１６は、必要な振幅で信号を提供するようにＲＦ信号を減
衰し、その減衰信号を前段部２３０２に供給する。前段部２３０２内で、減衰信
号は、パッド（pad）２３２２ａとローノイズアンプ（ＬＮＡ）２３２０ａに供給される。ＬＮＡ２３２０ａは、ＲＦ信号を増幅し、その増幅信号をバンドパス
フィルタ２３２６に供給する。パッド（pad）２３２２ａは、決められた減衰のレベルが与えられ、スイッチ２３２４ａと直列に接続されている。

【００３９】スイッチ２３２４ａは、ＬＮＡ２３２０ａの利得が必要でないとき、ＬＮＡ２
３２０ａを迂回する迂回路側に接続する。バンドパスフィルタ２３２６は、前記
信号から続く信号処理段における相互変調結果を生み出す希望しない信号を除去
するフィルタ処理を行う。このフィルタ処理信号は、パッド２３２２ｂとローノ
イズアンプ（ＬＮＡ）２３２０ｂに供給される。ＬＮＡ２３２０ｂは、フィルタ
処理信号を増幅してミクサ２３３０に供給する。パッド２３２２ｂは、決められ
た減衰のレベルを与え、スイッチ２３２４ｂと直列に接続する。スイッチ２３２
４ｂは、ＬＮＡ２３２０ｂの利得が必要でないとき、ＬＮＡ２３２０ｂを迂回す
る迂回路側に接続する。

【００４０】ミクサ２３３０は、局部発振器（ＬＯ１）２３２８からの正弦波でＩＦ周波数
に信号をダウンコンバートする。そのＩＦ信号は、希望しない信号を除去して帯
域外ダウンコンバートをもたらすフィルタ処理を行うバンドパスフィルタ２３３
２に供給される。フィルタ処理したＩＦ信号は、信号を増幅するアンプ（ＡＭＰ
）２３３４に供給される。増幅されたＩＦ信号は、送信に用いる変調フォーマッ
トに従って信号を復調する復調器２３０４に供給される。復調器２３０４は、上
述した復調器２２０４（図２参照）と同一である。これまたは類似の受信機の設
計において、いくつかの利得制御（または、いくつかのＡＧＣレンジ）は、復調
器２３０４内のデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）２３５０、ΣΔＡＤＣ２３４
０内の基準電圧、またはより上位の組み合わせ、電圧制御アンプ（ＶＧＡ）のよ
うな手段としてのアンプ２３３４で供給される。

【００４１】直交復調するアプリケーションのため、ＱＰＳＫ、ＯＱＰＳＫ，及びＱＡＭの
ようなバンドパスΣΔＡＤＣの使用が要求される。バンドパスΣΔＡＤＣは、審
査中の米国特許出願番号０８／９２８，８７４号で述べられている方法において
実施され設計される。バンドパスΣΔＡＤＣは、アンプ２３３４からのＩＦ信号
をサンプルし、そのＩＦサンプルがデジタルプロセッサ２２５０に供給される。

【００４２】図４は、直交復調のためのデジタル信号プロセッサ２２５０の模範的なブロッ
ク図を示すものである。ΣΔＡＤＣ２２４０からの量子化ＩＦサンプルは、その
ＩＦサンプルをフィルタ処理して取り除くフィルタ２２５２に供給される。フィ
ルタ処理サンプルは、局部発振器（ＬＯ２）２５６０と位相調整器２２５８から
の同位相と直交する正弦波でベースバンドＩとＱサンプルにフィルタ処理サンプ
ルをダウンコンバートする乗算器２２５４ａと２２５４ｂにそれぞれ供給される
。位相調整器２２５８は、直交正弦波のための位相調整を９０°にして供給する
。ベースバンドＩとＱのサンプルは、そのサンプルをＩとＱデータを与えるフィ
ルタ処理を行うローパスフィルタ２２５６ａと２２５ｂにそれぞれ供給される。
模範的な実施例において、フィルタ２２５２及び／またはローパスフィルタ２２
５６は、また、さまざまな振幅でベースバンドデータを与えるデジタル信号プロ
セッサ２２５０を実行するサンプルのスケールを提供する。デジタル信号プロセ
ッサ２２５０の他の実行は、この発明の範囲内で直交復調の実行が設計される。

【００４３】直交復調しないアプリケーションのため、ＢＰＳＫ及びＦＭのようなバンドパ
スΣΔＡＤＣの使用が要求される。このバンドパスΣΔＡＤＣは、審査中の米国
特許出願番号０８／９２８，８７４号で述べられている方法において実施され設
計される。サブサンプリングバンドパスΣΔ受信機のため、ＩＦ信号は、ｎは１
より大きい整数であるｆ_ＩＦ＝ｎ・ｆ_ｓの式で表される。このＩＦ周波数は、Ｄ
Ｃで希望する信号のイメージにおける結果として生じる。

【００４４】受信機２２００と２３００のようなサブサンプリングΣΔ受信機は、先行技術
のスーパーヘテロダイン受信機２１００を超える長所を多く持っている。第１に
、第２のアナログ周波数ダウンコンバート段（例えば、図１のミクサ２１２８）
では、サブサンプリングΣΔ受信機を利用した際、完全に除かれる。第２に、サ
ブサンプリングΣΔ受信機は、ΣΔＡＤＣの高オーバーサンプリングレシオと高
ダイナミックレンジによる厳格なアンチエイリアスアナログフィルタ処理を必要
としない。これらの特徴は、続くデジタルフィルタ処理動作のフィルタ処理機能
の大部分を可能とする。第３に、ΣΔＡＤＣの処理後のデジタル信号は、従来技
術のアナログ処理を超える必要な正確さと改良された信頼性を実行することがで
きる。第４に、ＩＦサンプルのデジタル復調は、一般的な従来技術のスーパーヘ
テロダイン受信機２１００の直交のアンバランスを取り除く。及び第５に、この
発明のΣΔＡＤＣは、従来技術における通常のＡＤＣｓを超えた改良されたダイ
ナミックレンジ、直線性、及びＤＣオフセットを提供することができる。これら
の有利な点は、以下に詳細に説明する。

【００４５】この発明のサブサンプリングΣΔ受信機の第１のより大きい有利な点は、アナ
ログ周波数ダウンコンバート段の除去である。図５の（ａ）と（ｂ）は、ＩＦ入
力の周波数範囲とサンプリングΣΔ受信機のΣΔＡＤＣからのＩＦサンプルの周
波数範囲を示すものである。サンプリングバンドパスΣΔ受信機のため、ＩＦ信
号は、ｎは１より大きい整数であり、ｆ_ｓはΣΔＡＤＣのサンプル周波数である
ところのｆ_ＩＦ＝０．２５・（２ｎ＋１）・ｆ_ｓの式で表される。模範的な実施
例において、ｎは３に等しく、ΣΔＡＤＣの中のＩＦ信号の周波数はｆ_ＩＦ＝１
．７５・ｆ_ｓで中心となる。ＩＦ信号の中心周波数は、前段部（例えば、図２の
局部発振部２２２２）内の局部発振器の周波数変更の際に制御される。アンダー
サンプリング周波数でＩＦ信号がサンプルされる際、ＩＦ信号は、０．２５ｆ_ｓ、０．７５ｆ_ｓ、１．２５ｆ_ｓ、及びそのように（図５の（ｂ）参照）出現する
ＩＦ信号のエイリアスとイメージである。

【００４６】アンダーサンプリングは、ＩＦ信号の２倍高い周波数より少ないサンプリング
周波数を示す。使用しているサンプリングのエイリアス特性は、１．７５・ｆ_ｓでＩＦ信号が、アナログダウンコンバート段を使用せずに効果的に０．２５・ｆ _ｓにダウンコンバートされる。０．２５・ｆ_ｓの信号は、その後、デジタル信号
プロセッサで処理される。

【００４７】サブサンプリングバンドパスΔΣ受信機のため、ΔΣＡＤＣは、審査中の米国
特許出願番号０８／９２８、８７４号で開示されている方法における量子化ノイ
ズ形成におけるバンドパスΔΣＡＤＣである。バンドパスΔΣＡＤＣのため、０
．２５・ｆ_ｓの量子化ノイズは、量子化ノイズがより容易に行われるフィルタ処
理するＤＣと０．５・ｆ_ｓにさせる。模範的な実施例において、ＩＦ信号の中心
周波数は、量子化ノイズが極小となる０．２５・ｆ_ｓで出現するイメージで選択
される。

【００４８】図４に示す直交復調器２２５０のため、フィルタ２２５２からのサンプルは、
局部発振器２２６０と位相調整器２２５８からの同位相と直交する正弦波と共に
乗算器２２５４ａと２２５４ｂでベースバンドにダウンコンバートされる。フィ
ルタ２２５２からのサンプルの周波数の適切な選択の際、ΣΔＡＤＣのため、周
波数ダウンコンバート段は、ささいなことで作られる。ΣΔＡＤＣからのサンプ
ルは、削除周波数ｆ_ｄで削除サンプルを生成する際の削除とＩＦ信号のフィルタ
処理を行うフィルタ２２５２に供給される。もし、削除周波数ｆ_ｄがサンプル周
波数の４分の１で選択されたならば、またはｆ_ｄ＝ｆ_ｓ／４、乗算器２２５４ａ
と２２５４ｂで直交ダウンコンバートは、連続する（１，０、−１，０，１，０
、−１，…）と（０，１，０、−１，０，１，０，…）とフィルタ２２５２から
削除サンプルが乗算器で実行される。このような乗算器２２５４ａと２２５４ｂ
は、簡単なデジタル回路で実行できる。

【００４９】模範的な実施例において、この発明のサブサンプリングΣΔ受信機は、１．２
２８８ＭＨｚの両側帯域幅（two-sided bandwidth）を有する変調ＣＤＭＡ信号に用いられる。模範的な実施例において、削除周波数ｆ_ｄは、直交ダウンコンバ
ート段と続く信号処理段を容易に実行するため、ＣＤＭＡ信号の両側帯域幅をｃ
ｈｉｐｘ８（９．８３ＭＨｚ）、または８タイムに選択される。模範的な実施例
において、サンプリング周波数は、６６．６ＭＨｚ、及びΣΔＡＤＣの中でＩＦ
信号の中心周波数が１１６．５ＭＨｚまたはｆ_ＩＦ＝１．７５・ｆ_ｓに選択され
る。これらの周波数は、極小削除信号と信号バンドにおける相互変調生成とに選
択される。他のサンプリングとＩＦ周波数とは、この発明の範囲内で用いられる
。削除周波数を超えるサンプリング周波数のレシオは、整数ではない６．７７（
６６．６ＭＨｚ／９．８３ＭＨｚ）である。

【００５０】模範的な実施例において、コンバートデータレートは、コンバート周波数ｆ_ｃでコンバートされたサンプルにｆ_ｓでＩＦサンプルがリサンプルに用いられる。
コンバート周波数ｆ_ｃは、削除周波数またはｆ_ｃ＝Ｍ・ｆ_ｄの整数の倍数で選択
される。コンバートデータレートは、直線的な音声補間器または米国特許出願番
号０８／９２８、８７４号の詳細に開示された二次音声補間器のような、この技
術における知られた方法で実行することができる。いくつかのアプリケーション
においては、周波数プランは、コンバートデータが必要でない場合に整数ｐで与
えられるｐタイムが削除周波数ｆ_ｄであるサンプル周波数でサンプルするために
与えられる。

【００５１】サブサンプリングΣΔ受信機の第２のさらに大きな有利な点は、アナログフィ
ルタ上の厳格さを必要としないことである。サブサンプリングΣΔ受信機の前段
部内で、ただサンプルのアンチ−エイリアスフィルタ処理は、ΣΔＡＤＣでサン
プリングする前に第１のミクサ（例えば、ミクサ２２２０）からの出力信号から
の希望しない信号を削除するために必要である。この厳格なアナログのマッチし
たフィルタは、デジタル信号プロセッサ内のデジタルフィルタで実行される受信
機２１００で必要とされる。

【００５２】厳格なアナログフィルタは、希望しない信号を抑える受信機２１００で必要と
する。ＣＤＭＡのアプリケーションのため、大きい振幅の希望しない信号（例え
ば、妨害電波を含む）は、希望する信号（例えば、ＣＤＭＡ信号）のバンドエッ
ジに大いに閉じ込める位置である。妨害電波は、希望する信号より振幅がたいへ
んに高い。従来技術において、シャープなアナログフィルタは、希望する信号を
低下する相互変調生成となるＡＤＣｓの削減以来、ＡＤＣｓが削減されない小さ
い振幅で妨害電波を抑圧するのに必要である。この発明のΣΔＡＤＣは、ΣΔＡ
ＤＣを削除せずに妨害電波の量子化を用いる決定の付加的ビットで設計される。
この付加的ビットは、高振幅の妨害電波を大目に見るΣΔＡＤＣを可能にさせ、
それによってΣΔＡＤＣの前のアナログフィルタの必要性を弱める。

【００５３】サブサンプリングΣΔ受信機の第３のさらに大きな有利な点は、従来技術にお
けるアナログ直交復調を超える改良した信頼性と必要な正確さで実行できるΣΔ
ＡＤＣからのＩＦサンプルの直交復調である。図４で言及したように、フィルタ
２２５２とローパスフィルタ２２５６ａと２２５６Ｂとは、最適実行のための復
調で典型的に必要な入力信号の必要なマッチフィルタ処理を提供する。制限され
るインパルス応答（ＦＩＲ）フィルタまたは多相フィルタのようなデジタルフィ
ルタのフィルタ処理の実行は、高性能と増大する信頼性を可能とする。デジタル
フィルタは、デジタルフィルタが全ての生産ユニットのため同一である周波数応
答の改良した性能を提供することができる。一貫性は、高品質で製造する受信機
のために重要である。

【００５４】また、デジタル復調は、大きな適応性とローコストを提供する。デジタルフィ
ルタは、どんな必要とする設計書（例えば、どんな要求の周波数応答）に直面し
ても設計することができる。デジタルフィルタは、アプリケーションの必要条件
上で最上の周波数応答に基づいて与えられる適応性で設計することができる。例
えば、ＦＩＲフィルタは、コントローラからのロードされて打ち込まれた係数で
フィルタの設計ができる。ＦＩＲフィルタの周波数応答は、異なった動作モード
のためによりダイナミックにさまざまにできる。加えて、デジタルフィルタは、
各段で設計することができ、いくらかの段では、最小パワー消費のために必要が
なければバイパスを通すことができる。

【００５５】デジタル直交復調は、１つまたはいくつかの最小部品数で構成した回路（ＩＣ
ｓ）、コストの低下、及び改良による信頼性で構成するデジタル回路で実行する
ことができる。加えて、デジタル回路は、製造段階及び／または動作段階の間で
容易にテストすることができる。従来の技術において、直交復調は、アナログ回
路で実行される。アナログ回路の貧弱な部品許容誤差は、必要な詳述した性能を
ミーティングなしで受信機に結果を生じさせる。また、アナログ回路は、受信機
の信頼性の低下とコスト増となる多くの部品を含む。加えて、従来技術のアナロ
グ回路は、標準乗算器のおのおののため再設計を必要とする。例えば、ＩＳ−９
５の標準、韓国の標準、及び日本の標準に従う。

【００５６】サブサンプリングΣΔ受信機の第４のさらに大きな有利な点は、直交のミスマ
ッチを除去することである。この発明において、ΣΔＡＤＣ後の信号処理では、
デジタル化が実行され、アナログ直交復調で見つけた直交のアンバランスが削除
される。模範的な実施例において、乗算器２２５４とフィルタ２２５６とは、お
のおのまったく同じに設計され、さらに、局部発振器２２６０と位相調整器２２
５８からの同位相と直交との正弦波は、同じクロック信号と位相エラーのない異
なる値（例えば、１，０または−１）から生じる。デジタル直交復調のため、２
つの信号路が同等に構成され、他の１つの信号と正確に直交している。

【００５７】従来技術（図１参照）のアナログ直交復調において、２つの信号路は、ベース
バンドＩとＱ信号の処置に用いられる。２つの信号路（例えば、位相調整器２１
３６におけるエラー、及び／またはミクサ２１２８、ローフィルタ２１３０、及
びＡＤＣｓ２１４０におけるミスマッチ）におけるミスマッチは、Ｑ信号上のＩ
信号のクロストークに起因する。逆も同様である。そのクロストークは、アナロ
グ直交復調のＢＥＲ性能の低下に起因する。

【００５８】サブサンプリングΣΔ受信機の第５のさらに大きな有利な点は、従来技術で用
いた通常（例えば、フラッシュと連続する近似値）のＡＤＣｓを超えた改良した
ダイナミックレンジ、直線性、及びＤＣオフセットを提供することができる。Σ
ΔＡＤＣでの量子化ノイズのノイズ状態は、減じられた信号帯域における量子化
ノイズ量のゆえの通常のＡＤＣｓを超える改良したダイナミックレンジを提供す
る。通常のＡＤＣｓのため、信号帯域における量子化ノイズは、サンプル周波数
でＤＣからの出力範囲にまたがってホワイト（white）である。ΣΔＡＤＣのため、量子化ノイズは、ΣΔＡＤＣ内でノイズ状態の適切な設計によって信号帯域
で最小となる。そのノイズ状態は、必要とする性能でＩＦ信号の特徴がマッチす
るように設計することができる。

【００５９】改良されたダイナミックレンジは、入力信号の高オーバーサンプリングの結果
として生じるΣΔＡＤＣで提供する。バンドパスΣΔＡＤＣのため、オーバーサ
ンプリングレシオは、入力信号またはＯＳＲ＝ｆ_ｓ／２ｆ_ｂｗの両サイドの帯域
幅の２つの時間でサンプル周波数が分割されたサンプル周波数でより精確にされ
る。ΣΔＡＤＣの出力は１ビットまたはｍビットであり、シングルループ構成か
またはＭＡＳＨ（Multi-stAge noise Shaper）構成で用いられか、またシングル
ビットかまたはマルチビットで用いられるか次第である。サンプル周波数は、信
号の帯域幅よりも多くの高さで選択される。それゆえ、量子化ノイズは、サンプ
ル周波数でＤＣから幅の広い範囲を超えて広げられる。続くフィルタ処理とΣΔ
ＡＤＣからのサンプルの削除は、希望する信号を保持する間に帯域外で削除する
。それによってダイナミックレンジが改良される。ダイナミックレンジの１２ビ
ットのために与えられる模範的なΣΔＡＤＣの設計は、審査中の米国特許出願番
号０８／９２８、８７４号に詳細が開示されている。

【００６０】模範的な実施例において、ΣΔＡＤＣは、１２またはより多いビットで決定す
ることができる。その決定は、適切なオーバーサンプリングレシオの選択、ノイ
ズ状態、及びΣΔＡＤＣによって設計される。典型的なΣΔＡＤＣ中のＩＦ信号
は、妨害電波を含む希望しない信号と希望する信号とが含まれている。妨害電波
の振幅は、希望する信号の振幅よりより大きい。相互変調結果を帯域内で作り出
す削除するＡＤＣ入力を避け、ＩＦ信号がＡＤＣのフルスケール入力内で適した
調整がされる。増加する妨害電波の振幅時、希望する信号は、入力ＩＦ信号の小
さいパーセンテージとなる。決定ビットは、希望する信号の十分な量子化にＡＤ
Ｃから必要とされる。

【００６１】従来技術のアナログ直交復調において、妨害電波の振幅は、ＡＤＣｓでサンプ
リングする前に複雑なフィルタとアナログフィルタでフィルタ処理する際、最小
化される。以来、妨害電波は、信号帯域で閉じた状態となり（例えば、ＣＤＭＡ
信号の中心周波数からの９００ＫＨｚ）、ＳＡＷフィルタ及びハイまたは楕円フ
ィルタのようなシャープなロールオフフィルタが、妨害電波の振幅を最小化する
のに必要とされている。これらのシャープなロールオフフィルタは、設計が複雑
で、製造が難しく、高価格となる。

【００６２】高ダイナミックレンジに相当するこの発明のΣΔＡＤＣで決定されるビットの
付加数は、希望する信号が低下することなくＩＦ信号で大きな振幅の妨害電波の
ため与えられる。その高い決定は、入力ＩＦ信号の小さい部分のみ希望する信号
さえ正確に量子化するΣΔＡＤＣを提供する。模範的な実施例において、ただ４
ビットは、希望する信号の適切な復調のために必要である。１２ビットのΣΔＡ
ＤＣを用いた際、残りの８ビットは、妨害電波処理及び／または供給する利得制
御に用いることができる。

【００６３】また、この発明のΣΔＡＤＣは、従来技術の通常のＡＤＣｓを超える特有の改
良した直線性とＤＣオフセットを提供する。従来技術のフラッシュＡＤＣのため
、直線性は、入力信号と参照電圧を分けて用いる２つの抵抗段階で抵抗器のマッ
チング上に左右される。１つの段階で抵抗器の数は、ＡＤＣにおけるビット数を
ｍとして２^ｍである。ｍが増加したとき、直線性は、マッチングを必要とする抵
抗数を持続することがより困難である。対比するに、ΣΔＡＤＣにおける直線性
は、シングルビットが用いられるので、より容易に成し遂げることができる。長
い間、ΣΔＡＤＣ内でハイとローのフィードバック電圧が不変のレベルで維持さ
れ、直線性が維持される。非直線性は、ビットエラーレート（ＢＥＲ）またはフ
レームエラーレート（ＦＥＲ）のような受信機の性能を低下させる。非直線性は
、搬送トラッキング（carrier-tracking）ループとビットタイミングループのよ
うな受信機内での複合ループの性能を低下させる。搬送トラッキングループは入
力ＩＦ信号の周波数／位相を追跡し、ビットタイミングループは入力信号のシン
ボルレートを追跡する。非直線性は、自動利得制御（ＡＧＣ）回路で用いられる
信号レベルの測定に影響を及ぼし、バイアス制御回路が改良された入力指示、第
３または相互復調の性能結果（IIＰ３）に用いられる。

【００６４】また、ΣΔＡＤＣは、従来技術の通常のＡＤＣを超えるＤＣオフセットを改善
させた。ベースバンドΣΔＡＤＣのため、ＤＣオフセットは、従来技術のアナロ
グフィルタによりＤＣがこの発明で長くなく増幅されて改善された。ベースバン
ドΣΔＡＤＣのため、ＤＣオフセットは、このスペクトラル構成要素が帯域外で
あるので関係していない。どんなＤＣオフセットでも、出力及び出力サンプルに
ほとんど寄与せずフィルタ処理することができる。

【００６５】ＤＣオフセットは、受信機内でのＢＥＲ性能及び位相ロックループの性能を低
下させるのでデジタル通信システムのため特に重要である。ＤＣオフセットは、
ＡＤＣ出力サンプルの量子化をゆがませ、入力信号の誤検知を引き起こす。また
、ＤＣオフセットは、一般にデジタル通信システムで用いられるビタービ（Vite
rbi）複合処理性能を低下させる。加えて、ＤＣオフセットは、搬送トラッキングとビットタイミングループの性能に影響を及ぼす。ＤＣオフセットは、ループ
の取得実行を低下させるループにＤＣバイアスを取り入れる。また、ＤＣバイア
スは、ループのストレスを受け、それによってループのトラッキング性能を低下
させる。多くの通信システムにおいて、ＤＣオフセットは、１つまたは組み合わ
せて判断して扱う設計で重要であり製造で考慮される。おのおののＡＤＣのＤＣ
オフセットは、限度を明示して注意深くさえぎられる。また、特別の補償ループ
は、おのおののＡＤＣのＤＣオフセットのトラックアウトと概算とが設計される
。

【００６６】この発明の受信機内で用いられる際、審査中の米国特許出願番号０８／９２８
，８７４号に開示されたΣΔＡＤＣの設計は、付加的な利益が与えられる。ΣΔ
ＡＤＣは、ΣΔＡＤＣの一部が高性能を必要としないときパワーを消費しないよ
うにオフにすることができるよう動作中に再確認することができる。例えば、Σ
ΔＡＤＣは、ツーループＭＡＳＨ構成及び１つループが高ダイナミックレンジを
必要としないときオフにすることができる。

【００６７】他の利益は、受信機内でΣΔＡＤＣと他の電気回路構成の間でのインターフェ
ースの場合のΣΔＡＤＣで与えられる。ΣΔＡＤＣが多くのビットを持つことが
できるのだが、サンプリングクロックサイクルで１つまたは少数ビットのみ出力
する。このようにΣΔＡＤＣは、入力／出力（Ｉ／Ｏ）端子を有している。さら
に、ΣΔＡＤＣのみが、サンプリングΣΔ受信機のため必要とされている。少な
いが、ＡＤＣおよびＩ/Ｏ端子が、受信機内でΣΔＡＤＣと他の回路との間の接続路を簡単にする。通常のＡＤＣｓのため、１個のＩ/Ｏ端子は、決定されたおのおののビットのため典型的に必要となる。さらに、２つの通常のＡＤＣｓは、
図１に示した直交復調のため必要とされる。ＡＤＣｓのハイナンバーとＩ/Ｏ端子は、レイアウトとルーチングが大変に難しい。

【００６８】受信機２２００と２３００は、ＩＦ信号のサブサンプリングΣΔアナログ−デ
ジタル変換を支える２つの模範的な受信機の構成である。他の受信機構成は、受
信機に用いられるアプリケーションの要求に基づく必要な前段処理を設計するこ
とができる。さらに、他のデジタル信号処理は、ＩＦサンプルの復調動作が設計
される。このように、この発明の範囲内でサブサンプリングΣΔＡＤＣを含む異
なる構成の受信機を構成する。２．ナイキストサンプリングΣΔ受信機この発明の第１の実施例において、この受信機はサブサンプリングΣΔＡＤＣ
を含む。この構成は、上述した多くの利益を提供する。この発明の第２の実施例
において、この受信機は、ナイキストサンプリングΣΔＡＤＣを含む。この構成
は、明確にハイダイナミックレンジ、改良された直線性、低いＤＣオフセット、
及び最小電力消費等のΣΔＡＤＣの利益の多くを提供する。ナイキストサンプリ
ングＡＤＣのため、サンプル周波数は、エイリアジングを避けるよりもむしろよ
り利用するＡＤＣに入力する信号の少なくとも２倍の高周波数である。

【００６９】図６は、直交復調のために用いられる模範的なナイキストサンプリングΣΔ受
信機のブロック図を示すものである。受信機２４００は、復調ＢＰＳＫ、ＱＰＳ
Ｋ、ＯＱＰＳＫ、ＱＡＭ、及びデジタルとアナログ変調フォーマットに用いるこ
とができる。受信機２４００内で、送信信号は、アンテナ２４１２で受信され、
送受切換器２４１４を通り、そして前段部２４０２に供給される。前段部２４０
２内で、アンプ（ＡＭＰ）２４１６は、その信号を増幅し、その増幅信号を希望
しない信号を除去するバンドパスフィルタ２４１８に供給する。模範的な実施例
において、バンドパスフィルタ２４１８は、弾性表面波（ＳＡＷ）フィルタであ
る。このフィルタ処理信号は、局部発振器（ＬＯ１）２４２２からの正弦波でダ
ウンコンバートするミクサ２４２０に供給される。ミクサ２４２０からのＩＦ信
号は、バンドパスフィルタ２４２４でフィルタ処理され、ΣΔＡＤＣ２４４０の
入力で必要な信号振幅を生成する自動利得制御（ＡＧＣ）アンプ２４２６で増幅
される。模範的な実施例において、バンドパスフィルタ２４２４は、またＳＡＷ
フィルタである。このＡＧＣｅｄ信号は、復調器２４０４に供給される。

【００７０】復調器２４０４は、ナイキストサンプリングベースバンドΣΔＡＤＣで用いら
れる直交復調に提供する。復調器２４０４内で、２つのミクサ２４２８ａと２４
２８ｂは、局部発振器（ＬＯ２）２４３４と位相調整器４３６で供給される正弦
波で信号をベースバンドＩとＱの信号にそれぞれダウンコンバートする。そのベ
ースバンドＩとＱの信号は、適切なフィルタ処理、及び／またはベースバンド信
号のアンチ−エイリアスフィルタ処理を提供するローパスフィルタ２４３０ａと
２４３０ｂにそれぞれ供給される。そのフィルタ処理信号は、デジタル化された
ベースバンドサンプルを生成する信号をサンプルするΣΔＡＤＣ２４４０ａと２
４４０ｂに供給される。そのサンプルは、さらに処理するためのベースバンドプ
ロセッサ２４５０に供給される。

【００７１】模範的な実施例において、ΣΔＡＤＣｓ２４４０は、審査中の米国特許出願番
号０８／９２８〜７４に開示された方法で実施されているナイキストサンプリン
グベースバンドΣΔＡＤＣである。このベースバンドΣΔＡＤＣは、フィルタ処
理をより容易に実行するＤＣを迂回する直交ノイズを高周波数に押し上げる。

【００７２】ナイキストサンプリングΣΔ受信機は、サブサンプリングΣΔ受信機２２００
と２３００と類似したデジタル直交復調を行う設計ができる。この実施例におい
て、サブサンプリングΣΔ受信機２２００と２３００は、バンドパスΣΔＡＤＣ
の中のＩＦ信号の中心周波数がＩＦ周波数で設計される。好ましくは、ＩＦ周波
数が０．２５・ｆに選択される。このＩＦ周波数は、第１の局部発振器（例えば
、ＬＯ１２２２２）の周波数を調整するか、または第１の周波数ダウンコンバート段（例えば、ミクサ２２００）とバンドパスΣΔＡＤＣとの間に挿入される
第２の周波数ダウンコンバート段で得ることができる。

【００７３】

【発明の効果】

好ましい実施例の上記説明は、この発明で製造または使用する技術が誰であれ
熟練することを可能とさせることを提供する。これらの実施例のさまざまな変更
は、この技術におけるそれら熟練をはっきりと容易にし、一般的にここに定義し
た原理は、この創意に富んだ機能を用いることなく他の実施例に適用してもさし
つかえない。このように、この発明は、所期のここに示した実施例に限ることな
く、この原理とここに開示した新しい特徴と共に広い範囲で矛盾なく与えられる
。

【図面の簡単な説明】

【図１】先行技術の模範的なスーパーヘテロダイン受信機のブロック図。

【図２】この発明の模範的なサブサンプリングΣΔ受信機のブロック図。

【図３】この発明の模範的な二者択一のサブサンプリングΣΔ受信機のブロック図。

【図４】直交復調を用いるこの発明の模範的なデジタル信号プロセッサのブロック図。

【図５】ＩＦ入力の周波数スペクトラムとサブサンプリングバンドパスΣΔ受信機のた
めのΣΔＡＤＣからの出力サンプルの周波数スペクトラムの図。

【図６】この発明の模範的なナイキストサンプリングベースバンドΣΔ受信機のブロッ
ク図。

【符号の説明】

２２００…受信機２２０２…前段部２２０４…復調器２２１２…アンテナ２２１４…送受切換器２２１６…アンプ２２１８…バンドパスフィルタ２２２０…ミクサ２２２２…局部発振器２２２４…バンドパスフィルタ２２３０…ＩＦプロセッサ２２３２…アンプ２２３４…バンドパスフィルタ２２３６…バッファ２２４０…ΣΔＡＤＣ２２５０…デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ) ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ (72)発明者チッカレリ、スティーブン・シーアメリカ合衆国カリフォルニア州 92024 エンチニータス、サマーソング・レーン 714 (72)発明者ユーニス、サエド・ジーアメリカ合衆国カリフォルニア州 92130 サン・ディエゴ、ジョーダン・リッジ・コート 12767 (72)発明者バターフィールド、ダニエル・ケーアメリカ合衆国カリフォルニア州 92130 サン・ディエゴ、カル・デ・ラ・シーナ 12803 Ｆターム(参考） 5J022 AA06 BA03 BA06 CA07 CF01 5J064 BA03 BA06 BB11 BB12 BC06 BC12 BC18 BC19 BC25 BD02

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ＲＦ信号を復調するための受信機において、上記ＲＦ信号を受信し、このＲＦ信号を中間（ＩＦ）信号にダウンコンバート
し、このＩＦ信号が中心周波数と両側帯域幅の周波数とを有する前段部と、この前段部に接続されるΣΔＡＤＣが、上記ＩＦ信号を受信し、このＩＦ信号
をサンプリングしてＩＦサンプルを生成し、サンプリング周波数のクロックによ
り処理する上記ΣΔＡＤＣと、このΣΔＡＤＣに接続され、上記ＩＦサンプルを受信し、上記ＲＦ信号の生成
で用いられた変調フォーマットに従って上記ＩＦサンプルを復調するデジタル信
号プロセッサと、を含む受信機。
【請求項２】上記ΣΔＡＤＣは、サブサンプリングバンドパスΣΔＡＤＣ
である請求項１の受信機。
【請求項３】上記ΣΔＡＤＣは、サブサンプリングベースバンドΣΔＡＤ
Ｃである請求項１の受信機。
【請求項４】上記ΣΔＡＤＣは、ナイキストサンプリングバンドパスΣΔ
ＡＤＣである請求項１の受信機。
【請求項５】上記ΣΔＡＤＣは、ナイキストサンプリングベースバンドΣ
ΔＡＤＣである請求項１の受信機。
【請求項６】上記ＩＦ信号の上記中心周波数は、上記サンプリング周波数
のｎが１より大きい整数である０．２５・（２ｎ＋１）タイムである請求項２の
受信機。
【請求項７】ｎが２に等しい請求項６の受信機。
【請求項８】上記ＩＦ信号の上記中心周波数は、上記サンプリング周波数
のｎが１より大きい整数である０．２５・（２ｎ）タイムである請求項２の受信
機。
【請求項９】ｎが２に等しい請求項８の受信機。
【請求項１０】上記サンプリング周波数は、上記ＩＦ信号の上記両側帯域
幅の周波数に基づいて選択される請求項２の受信機。
【請求項１１】上記ＩＦ信号はＣＤＭＡ信号を含む請求項２の受信機。
【請求項１２】上記ＩＦ信号の上記中心周波数は、１１６．５ＭＨｚであ
る請求項１１の受信機。
【請求項１３】上記サンプリング周波数は、６６．６ＭＨｚである請求項
１２の受信機。
【請求項１４】上記復調器は、デジタルフィルタが上記ＩＦサンプルを受
信してフィルタ処理サンプルを供給し、上記デジタルフィルタが周波数応答で上
記ＩＦサンプルをフィルタ処理し、このフィルタ処理サンプルをデシメーション
レシオでデシメーティングする上記デジタルフィルタを含む請求項１の受信機。
【請求項１５】上記デジタルフィルタの上記周波数応答は、上記受信機の
オペレーティングモードに基づいて調整できる請求項１４の受信機。
【請求項１６】上記サンプリング周波数は、上記デジタルフィルタの上記
デシメーションと上記ＩＦ信号の両側帯域幅の周波数に基づいて選択される請求
項１４の受信機。
【請求項１７】上記ΣΔＡＤＣは、決められた４または多ビットで与えら
れる請求項１の受信機。
【請求項１８】上記多重ループを含む上記ΣΔＡＤＣは、各々のループが
指示要求に応じてオンまたはオフできる請求項１の受信機。
【請求項１９】上記ΣΔＡＤＣは、１６または大きいオーバーサンプリン
グレシオでクロックされる請求項１の受信機。
【請求項２０】上記ΣΔＡＤＣは、単ループのΣΔＡＤＣである請求項１
の受信機。
【請求項２１】上記ΣΔＡＤＣは、ＭＡＳＨのΣΔＡＤＣである請求項１
の受信機。
【請求項２２】上記ＭＡＳＨのΣΔＡＤＣは、ＭＡＳＨ４−４のΣΔＡＤ
Ｃである請求項２１の受信機。
【請求項２３】ＲＦ信号に復調するための受信機において、上記ＲＦ信号を受信し、上記ＲＦ信号を中間（ＩＦ）信号にダウンコンバート
する前段部と、この前段部に接続されて上記ＩＦ信号を受信し、ベースバンドＩとＱの信号に
上記ＩＦ信号をダウンコンバートする直交復調器と、この直交復調器に接続され、ベースバンドＩ信号を受信する一方のΣΔＡＤＣ
とベースバンドＱ信号を受信する他方のΣΔＡＤＣ、これらのΣΔＡＤＣが上記
ベースバンドＩとＱの信号をサンプリングしてベースバンドサンプルを生成し、
上記ΣΔＡＤＣがサンプリングｆの周波数でクロックにより処理する２つのΣΔ
ＡＤＣと、を含んでいる受信機。
【請求項２４】上記ΣΔＡＤＣは、ナイキストサンプリングベースバンド
ΣΔＡＤＣである請求項２３の受信機。
【請求項２５】上記ΣΔＡＤＣは、ＭＡＳＨのΣΔＡＤＣである請求項２
４の受信機。
【請求項２６】上記ΣΔＡＤＣは、ＭＡＳＨ４−４のΣΔＡＤＣである請
求項２５の受信機。