JP2007158583A

JP2007158583A - 受信装置

Info

Publication number: JP2007158583A
Application number: JP2005349108A
Authority: JP
Inventors: Akio Yokoyama; 明夫横山; Manabu Okubo; 学大久保; Masayuki Ozasa; 正之小笹; Takao Soramoto; 孝夫空元
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2005-12-02
Filing date: 2005-12-02
Publication date: 2007-06-21
Also published as: CN1976239A; US20070129041A1

Abstract

【課題】中間周波数での離散化のための、高精度かつ、高ダイナミックレンジの折り返し防止フィルタを実現するとともに、集積化を可能とするものである。これによって、低コストで、低電力、高性能な受信装置を提供することができる
【解決手段】周波数ミキサ３から出力される中間周波信号を帯域通過フィルタ６Ａでチャネル選択し、帯域通過フィルタ６Ａの出力信号をアナログ・デジタル変換器１２にて所定のサンプリング周波数でアナログ・デジタル変換する。アナログ・デジタル変換器１２の前段に折り返し防止フィルタ１１を設ける。この折り返し防止フィルタ１１は、ノッチフィルタを含み、サンプリング周波数の整数倍の周波数から中間周波数だけ高い周波数と低い周波数の信号を減衰させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、中間周波信号を発生させる周波数ミキサと中間周波信号をデジタル化するＡＤ変換器や、スイッチトキャパシタ回路などのサンプリング回路を有する受信装置に関するものである。特に、周波数ミキサなどで発生する不要な折り返し信号の防止機能をする能動フィルタなどを有する中間周波数回路に関するものである。さらにいえば、本発明は、中間周波（ＩＦ）信号離散化時の折返し信号防止フィルタを有する受信装置に関するものである。

図３は従来のスーパーへテロダイン方式のラジオ受信機の一構成例を示すブロック図である。図３において、入力ＲＦ信号は、ＲＦフィルタ１にて、不要信号が除去され、所望の信号が取り出される。ＲＦフィルタ１を通過したＲＦ信号は可変利得アンプ２にて増幅され、発振器４からの局部発振周波数と周波数ミキサ３にてミキシングされ、ＩＦ周波数に変換される。

図３において、ＩＦチャネルフィルタ６は周波数ミキサ３の出力信号中の不要な信号を除去し、所望の中間周波信号のみを取り出す機能を有する。このＩＦチャネルフィルタ６は、主としてセラミックフィルタなどの外部受動部品で構成される。ＩＦチャネルフィルタ６の出力信号は中間周波数増幅器（以下、ＩＦアンプと記す）７を通して、ＩＦ検波器８にてベースバンド信号に変換される。

ある通信規格において、１人あたりの利用者に割り当てられた周波数帯域のことをチャネルというが、ＩＦチャネルフィルタ６は、そのある一定の周波数帯域を選択するものである。例えばＧＳＭ規格では、チャネル周波数帯域は２００ｋＨｚであるので、中間周波数±２００ｋＨｚを選択することである。

ＩＦ検波器８の出力信号（ベースバンド信号）は自動利得制御回路（ＡＧＣ）９にて振幅が検出され、ベースバンド信号振幅が一定となるように利得制御電圧が自動利得制御回路９から可変利得アンプ２とＩＦアンプ７へ供給される。そのことは同時に、アンプやフィルタにおいて適切なダイナミックレンジが保たれるよう、利得制御電圧にて可変利得アンプ２と、ＩＦアンプ７の利得とが制御されることを意味している。

ＲＦフィルタ１とＩＦチャネルフィルタ６以外の破線で囲まれた部分１０は集積化されたブロックである。ＩＦ検波器８から出力されたベースバンド信号は、折り返し周波数を抑圧する折り返し防止フィルタ１１を通してＡＤ変換器１２に入力される。

上記のように、従来の受信装置においては、信号をデジタル化する場合、ベースバンド信号をＡＤ変換していた。そのために、ＡＤ変換器１２の前に折り返し防止フィルタ１１が配置されている。

ＡＤ変換器１２のサンプリング周波数がｆｓであるときに、１/2＊ｆｓの周波数まで十分減衰していれば、折り返しノイズは問題とならない。そのため、折り返し防止フィルタ１１は、通常、通過帯域の信号は通し、サンプリング周波数ｆｓの半分の周波数では十分減衰するようなローパスフィルタが用いられていた。このとき、サンプリング周波数ｆｓを高く設定できれば、折返し防止フィルタ１１の通過帯域周波数と阻止帯域周波数の比を大きくでき、比較的簡単に折り返し防止フィルタ１１が設計でき、集積回路への内蔵も可能であった。

しかし、最近は半導体の微細化に伴いデジタル処理を低コスト、高精度に行うことが可能となってきた。そのため、図４に示すように、ベースバンド信号ではなく、中間周波信号がＡＤ変換され、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）１３にてデジタル処理され、検波された信号が自動利得制御回路９に加えられるようになってきている。そのために、周波数ミキサ３とＩＦアンプ７の間にＩＦチャネルフィルタ６Ａが配置され、ＩＦアンプ７と検波機能を有するデジタルシグナルプロセッサ１３との間に折り返し防止フィルタ１１とＡＤ変換器１２が配置されている。さらに、発振器４と周波数ミキサ３との間に分周器（ＤＩＶ）５が配置されている。破線で囲まれた部分１０Ａは集積化されたブロックである。

この例が、非特許文献１「１０．７−ＭＨｚ IF-to-Baseband ΣΔ A/D Conversion System for AM/FM Radio Receiver」IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS VOL-35,NO.12,DECEMBER 2000に示されている。

ところで、周波数ミキサ３には希望チャンネルの信号のみならず、さまざまな不要信号が入力されている。図５には、デジタル受信装置のブロック図を示し、図６に希望波と妨害波が同時にこのデジタル受信装置に入力された場合の周波数スペクトラムを示す。図５において、記号Ｖ_ＲＦＸは入力ＲＦ信号を示し、Ｖ_ＲＦは希望受信信号（希望波）を示し、記号Ｖ_ＵＲＦ１、Ｖ_ＵＲＦ２は２つの不要信号（妨害波）を示し、記号Ｖ_ＬＯはローカル信号を示し、記号Ｖ_ＯＵＴは周波数ミキサ回路３の出力信号を示している。ただし、各信号は次式で表される。

V_RFX= V_RF+ V_URF1+ V_URF2
V_RF= A_RF cos(ω_LOｔ+ ω_IFDｔ）
V_URF1＝A_URF1cos(ω_LOｔ-ω_IFDｔ＋ ω_Sｔ）
V_URF2＝A_URF2 cos(ω_LOｔ+ ω_IFDｔ＋ ω_Sｔ）
V_LO= cos(ω_LOｔ）
V_OUT= cos(ω_IFDｔ）+ cos(ω_Sｔ-ω_IFDｔ）＋ cos(ω_Sｔ-ω_IFDｔ）
ここで、ω_LOはローカル周波数に対応した角周波数を示し、ω_IFDは中間周波数に対応した角周波数を示し、ω_Sはサンプリング周波数に対応した角周波数を示す。A_RFは希望受信信号の振幅を示し、A_URF1、A_URF2はそれぞれ不要信号の振幅を示す。

図６には、周波数ミキサ３への入力信号のスペクトラムと、周波数ミキサ３の出力信号Ｖ_ＯＵＴのスペクトラムを示している。図６において、ｆ_ＲＦは希望受信信号の周波数を示し、
ｆ_ＬＯはローカル信号の周波数を示し、ｆ_ＩＦ、ｆ_ＩＦＤ、ｆ_ＩＦＵは中間周波数を示し、ｆ_ＩＭはイメージ信号の周波数を示し、ｆ_ＵＲＦ１、ｆ_ＵＲＦ２は不要信号の周波数をそれぞれ示している。上記の各周波数は次式で表される。

f_RF＝f_LO＋ f_IF
f_IM＝f_LO― f_IF
f_IF＝f_IFD＝f_IFU
f_URF1＝f_LO＋ｆ_s― f_IF
f_URF2＝f_LO＋ｆ_s+ f_IF
ここで、不要信号の周波数f_URF1、f_URF2とローカル周波数f_LOとの間には、f_s−f_if、f_s＋f_ifの周波数差がある。この周波数差f_s−f_if、f_s＋f_ifが、周波数ミキサ３の出力信号Ｖ_ＯＵＴにおいて、折り返し信号となって現れる。

つまり、受信系の周波数ミキサ３では、本来受信すべき周波数f_RFのＲＦ信号の他に、ロ―カル周波数ｆ_LOよりサンプリング周波数ｆ_SとＩＦ周波数ｆ_IFの和（ｆ_LO＋ｆ_S＋ｆ_IF）だけ高い周波数のＲＦ信号、ロ―カル周波数ｆ_LOよりサンプリング周波数ｆ_SとＩＦ周波数ｆ_IFとの差（ｆ_LO＋ｆ_S-ｆ_IF）だけ高い周波数のＲＦ信号が周波数ミキサ３の入力として存在した場合、周波数ミキサ３の出力信号に、図７（ａ）に示すように、周波数（ｆ_S＋ｆ_IF）、（ｆ_S-ｆ_IF）の信号が現れ、これがＡＤ変換器１２の入力となるため、折り返しノイズとなり、折り返し信号による妨害が発生し受信品質が劣化する。そのため、通常はベースバンドでのＡＤ変換の場合と同様、ＡＤ変換器１２の入力部に周波数ｆs/2までの不要信号を除去するローパスフィルタ（折り返し防止フィルタ）を付加する必要があった。

しかし、折り返し防止するのに、ラジオ受信機などでは、受信感度を十分に保つため、妨害波は希望波にくらべて１５０ｄＢ以上減衰させねばならず、図７（ｂ）に示すように、一つの外部受動フィルタだけでは十分に減衰させることができず、新たに折り返し防止のためのフィルタを追加せねばならなかった。この新たな折り返し防止のためのフィルタは、ＡＤ変換周波数をｆｓとするとｆｓ／２までの周波数を、必要とされるＡＤ変換器の分解能から決まる値まで減衰させておく必要のあるフィルタのことである。

ところが、一般に中間周波数はかなりの高周波となるため、高いサンプリング周波数となることや、ｆs／２までにかなりの減衰量を確保しなければならないため、折り返し防止フィルタの設計が難しく、外付けのフィルタで構成されていた。しかしながら、外付けフィルタはコストの増加を招き、また実装基板密度を下げることが難しい。また、近年中間周波数でのデジタル化に際して、高いＳＮＲ（信号対雑音比）を求められるようになってきており、デルタ・シグマ変調を利用したアナログ・デジタル変換器が使われるようになってきている。

図９にデルタ・シグマ変調器の一例を示す。図９において、符号１２１はデルタ・シグマ変調器への入力端を示し、符号１２２はサンプリング回路を示し、符号１２３は減算器を示し、符号１２４は時間離散フィルタを示し、符号１２５は量子化器を示し、符号１２６はデジタル・アナログ変換器を示し、符号１２７はデルタ・シグマ変調器の出力端を示す。

以上のような構成のデルタ・シグマ変調器においては、入力端１２１の信号Ｘをナイキスト周波数のＭ倍のオーバーサンプリング（サンプリング周波数M・fs）を行うサンプリング回路１２２にてサンプリングする。また、出力端１２７に得られた信号Ｙｓをデジタル・アナログ変換器１２６によりサンプリング周波数M・fsでアナログ信号に変換する。そして、減算器１２３にて、サンプリング回路１２２の出力信号からデジタル・アナログ変換器１２６の出力信号を減じる。さらに、減算器１２３の出力信号を伝達関数Ｈ（Ｚ）を有する時間離散フィルタ１２４に通し、量子化器１２５で量子化することで、出力端１２７に信号Ｙｓが得られる。以上の構成によってデルタ・シグマ変調動作が行われる。

上記デルタ・シグマ変調器において、オーバーサンプリング率Ｍを高くとると、量子化ノイズを低くできると同時にノイズシェーピングの効果によってＳＮＲを高くとることができる。そのため、しばしば高いＳＮＲが求められるシステムではデルタ・シグマ変調器が用いられてきている。また、オーバーサンプリング率を高くできると、通過帯域と阻止帯域の比率が高くなり、折り返し防止フィルタが設計しやすい。そのため、低周波の入力信号の場合は、しばしば、十分なオーバーサンプリングをとったデルタ・シグマ型のＡＤ変換器が使われていた。このとき、中間周波数が高くなってくる（たとえば、ラジオ受信機では１０．７ＭＨｚ）と、オーバーサンプリングが難しく高いサンプリング周波数を選択することがむずかしくなってきている。そのため、オーバーサンプリング率が低くなり、ｆs／２までの周波数を十分減衰させるためには高次のＬＰＦが必要となり、折り返し防止フィルタの設計が難しく集積回路への内蔵化がむずかしかった。
１０．７−ＭＨｚ IF-to-Baseband ΣΔ A/D Conversion System for AM/FM Radio Receiver」IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS VOL-35,NO.12,DECEMBER 2000

従来、ラジオ受信機では、入力受信号帯域は広く、またＡＭ信号やＦＭ信号など、異なる変調方式の信号が入力されたりしていた。また、日本のみならず、北米、ヨーロッパなどの放送局のＲＦ信号に対しても正しく受信する必要が求められている。一方で、半導体技術の進歩とともに、デジタル化が進展し、より高い周波数での信号のデジタル化が要望され、中間周波数でのデジタル化が盛んに行われつつある。

そのため、アナログ信号の離散化に対して、その処理の前に折り返し防止フィルタが必要とされる。また、デジタル信号の高周波領域での離散化とともに、より広いダイナミックレンジが求められてきている。そのことは、同時に折り返し防止フィルタにも、より広いダイナミックレンジ、すなわち、より高精度かつ、高いＳＮＲが要求される。

連続時間フィルタの要求を緩和するには、ナイキストレートよりも十分高いサンプリング周波数を選ぶことがベターであるが、より高い中間周波数での離散化への要求とあいまって、オーバーサンプリング率を大きくとることが困難となってきている。そのため、従来、高精度な折り返し防止フィルタは外付けの受動部品フィルタ、たとえばセラミックフィルタが使われていた。しかし、外付け受動部品の使用はコストが高く、コストの低減のため、高精度な折り返し防止フィルタの集積回路への内蔵化が必要とされていた。しかし、高精度なフィルタは実現が難しいばかりでなく、高い次数を要求されるため、高いＳＮＲを得ることが難しく、また、一方で高精度にするためには多くの電力を使用せねばならず、集積回路への内蔵化は困難であった。非特許文献１では、そのためいったん、ＩＦ周波数を低いＩＦ周波数に変換し、オーバーサンプリング率を高くしている。しかし、このことは余分な周波数ミキサを必要とし、多くの不要スペクトラムを発生させる。

したがって、本発明の目的は、余分な周波数ミキサを必要とせず、中間周波数に比べてあまり高くないサンプリング周波数で離散化可能な、高いダイナミックレンジの、低電力かつ、高精度な中間周波数での離散化に対する折り返し防止フィルタを実現し、それによって低コストで、低電力、高性能な受信装置を提供することである。

上記課題を解決するために本発明ではとりわけ、折り返しが発生する周波数に着目し、周波数ミキサなどで発生する中間周波数とサンプリング周波数の関係に着目し、折り返しが発生する周波数付近を例えばノッチフィルタにて除去することにより、折り返し防止フィルタの負担を軽減しつつ、高いＳＮＲを持ち、高いダイナミックレンジの折り返し防止フィルタを実現するものである。このことによって、低コストで、低電力、高性能な受信システムを提供するものである。

第１の発明の受信装置は、異なる周波数バンドを持つ複数のＲＦ入力信号を増幅する増幅器と、局部発振信号を出力するローカル発振器と、可変利得増幅器から出力されるＲＦ信号とローカル発振器から出力される局部発振信号とを混合して中間周波信号を得る周波数ミキサと、周波数ミキサから出力される中間周波信号をチャネル選択する帯域通過フィルタと、帯域通過フィルタの出力信号を所定のサンプリング周波数でアナログ・デジタル変換するアナログ・デジタル変換器と、アナログ・デジタル変換器の前段に設けられて、サンプリング周波数の整数倍の周波数から中間周波数だけ高い周波数と低い周波数の信号を減衰させる折り返し防止フィルタとを備えている。

この構成によれば、折り返し防止フィルタがサンプリング周波数の整数倍の周波数から中間周波数だけ高い周波数と低い周波数の信号を減衰させる構成であるので、中間周波数での離散化のための、高精度かつ、高ダイナミックレンジの折り返し防止フィルタを実現するとともに、集積化を可能とするものである。これによって、低コストで、低電力、高性能な受信装置を提供することができる。

ここで、アナログ・デジタル変換器としては、デルタ・シグマ変調器が使用されることが好ましい。

また、折り返し防止フィルタは、例えば複数のノッチフィルタを含む能動フィルタからなり、サンプリング周波数の整数倍の周波数から、中間周波数だけ高い周波数のチャネル帯域周波数と、サンプリング周波数の整数倍から、中間周波数だけ低い周波数のチャネル周波数とを所望の値だけ減衰させる。

ここで、折り返し防止フィルタは、単一の周波数だけではなく、妨害となる不要なチャネル帯域の周波数を除去するために設けられる。妨害波は同じ通信システムとは限らずラジオに対してテレビの信号が、あるいはテレビに対して携帯電話の信号が妨害波となったりする。それぞれ通信システムでチャネル帯域は異なるので、除去すべき帯域は妨害波の内容によって異なる。

また、折り返し防止フィルタは、増幅器と周波数ミキサとローカル発振器と同一集積回路内に集積化されていることが好ましい。

第２の発明の受信装置は、異なる周波数バンドを持つ複数のＲＦ入力信号を増幅する増幅器と、局部発振信号を出力するローカル発振器と、可変利得増幅器から出力されるＲＦ信号とローカル発振器から出力される局部発振信号とを混合して中間周波信号を得る周波数ミキサと、サンプリング機能を有し、入力周波数バンドに応じて周波数応答を基準信号にて可変する手段を有し、周波数ミキサから出力される中間周波信号をチャネル選択する帯域通過フィルタと、帯域通過フィルタと周波数ミキサとの間に設けられてサンプリング周波数の整数倍の周波数から中間周波数だけ高い周波数と低い周波数の信号を減衰させる折り返し防止フィルタを備えている。

ここで、帯域通過フィルタは、例えば、スイッチトキャパシタフィルタで構成される。また、帯域通過フィルタのサンプリング周波数は中間周波数の４倍であることが好ましい。

また、折り返し防止フィルタは、複数のノッチフィルタを含む能動フィルタからなり、サンプリング周波数の整数倍の周波数から、中間周波数だけ高い周波数のチャネル帯域周波数と、サンプリング周波数の整数倍から、中間周波数だけ低い周波数のチャネル帯域周波数の信号とを所望の値だけ減衰させる。

本発明によって、中間周波数での離散化のための、高精度かつ、高ダイナミックレンジの折り返し防止フィルタを実現するとともに、集積化を可能とするものである。これによって、低コストで、低電力、高性能な受信装置を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１の受信装置を示すブロック図であり、請求項１に対応する。以下図をもとに説明する。図１において、入力ＲＦ信号はＲＦフィルタ１にて周波数選択され、可変利得アンプ２を通して、発振器４からの局部発振信号と周波数ミキサ３にてミキシングされ、中間周波数信号となる。周波数ミキサ３の出力信号は、帯域通過フィルタであるＩＦチャネルフィルタ（中間周波帯域フィルタ）６Ａに供給され、所望のＩＦ信号のみが選択される。ＩＦチャネルフィルタ６Ａの出力はＩＦアンプ７にて増幅され、折り返し防止フィルタ１１を通してアナログ・デジタル変換器１２に入力される。

アナログ・デジタル変換器１２の出力はデジタルシグナルプロセッサ１３にてベースバンド信号に変換され、レベル検波された出力は自動利得制御回路９に印加される。それによって、ベースバンド信号レベルが一定となるように制御電圧が可変利得（ＲＦ）アンプ２とＩＦアンプ７とに供給され、利得が制御される。

このとき分周器５の分周比を変えることによって中間周波信号周波数を一定にすることができる。例えば、日本国内のＦＭラジオ放送のＲＦ信号は７６ＭＨｚから９１ＭＨｚの間に２００kＨｚ間隔でチャンネルが存在する。中間周波数ｆ_IF＝１０．７ＭＨｚとするためには、ローカル周波数は６５．３ＭＨｚから８０．３ＭＨｚとなる。アナログ・デジタル変換器のサンプリング周波数ｆｓをたとえば、４１．６ＭＨｚとすると、このとき入力ＲＦ信号に、ローカル周波数に対してｆｓ−ｆ_IF＝３０．９ＭＨｚだけ高い９６．２ＭＨｚから１１１．２ＭＨｚの信号が存在すると、周波数ミキサ３の出力信号として３０．９ＭＨｚの周波数の信号が現れ、４１．６ＭＨｚの周波数でサンプリングすると、サンプリング後、１０．７ＭＨｚの周波数成分が出現するため、折り返しノイズとなる。

ＴＶ放送のＦＭ音声信号キャリアは９５．７５ＭＨｚから６ＭＨｚ刻みの帯域で存在するため、上記したような折り返し信号が発生する。そのため、あらかじめ、周波数ミキサ３の出力信号からｆｓ−ｆ_IF＝３０．９ＭＨｚ付近の信号を除去しておけば、折り返しノイズは発生しない。逆に、fｓ／２まで十分減衰させる必要はなく、折り返しとなる周波数成分のみ減衰させておけばよいことになる。

また、同様に、入力ＲＦ信号に、ローカル周波数に対してｆｓ＋ｆ_IF＝５２．３ＭＨｚだけ高い１２８．３ＭＨｚから１４３．３ＭＨｚの信号が存在すると、上記と同様に折り返しノイズとなる。このため、この信号をあらかじめ、周波数ｆｓでサンプリングする前に、フィルタで減衰させておけばよいことになる。

同様に２ｆｓ−ｆ_IF＝７２．５ＭＨｚ、２ｆｓ＋ｆ_IF＝９３．９ＭＨｚ、結局(ｎｆｓ−ｆ_IF)、 (ｎｆｓ+ｆ_IF)の信号（ｎは任意の整数）を、サンプリングの前に減衰させておけばよいことになる。このため、折り返し防止フィルタの負担が軽減され、折り返し防止フィルタの集積化が容易となるとともに、折り返しノイズとなる周波数の減衰量も取りやすい。

符号１０は集積化されたブロックを示しているが、この実施の形態では、折り返し防止フィルタ１１も集積化されている。

図８（ａ）はＩＦチャネルフィルタ６Ａの出力の周波数特性を示す。図８（ｂ）には本実施の形態における折り返し防止フィルタ１１の周波数特性を破線で示し、折り返し防止フィルタ１１の出力の周波数特性を示す。図８（ｂ）から、周波数ｆ_ＵＩＦ１、ｆ_ＵＩＦ２を有する２つの折り返し信号を除去するため、複数のノッチフィルタを含んで構成されていることが明らかである。複数のノッチフィルタを含んでいるのは、ある帯域を持つ信号を除去するのに１つのノッチフィルタでは不十分な場合があるためである。つまり、複数のノッチフィルタを設け除去すべき妨害波を一定値以下に抑える。図８（ｂ）は３つのノッチフィルタを有する折り返し防止フィルタの例を示している。

従来例の折り返し防止フィルタは、外付けのセラミックフィルタでサンプリング周波数の半分の周波数までを減衰させるフィルタである。これに対し、本発明の折り返し防止フィルタは、ＩＦ周波数の生成の性質を鑑みて発生するであろうと考えられるＩＦ帯域付近の妨害波を、ノッチフィルタを利用して、除去するものである。周波数特性的には図７（ｂ）と図８（ｂ）のように特性が異なる。

ここで、ノッチフィルタについて説明する。ノッチフィルタはその周波数のみを除去することが可能である。複数の妨害波が存在するときや、妨害波がある帯域を有している場合、複数のノッチフィルタを用いると有効に妨害波を除去できる。

ノッチフィルタの一例を図１０に示す。図１０において、入力端子２００には正相入力Ｖｉｎｐが入力され、逆相入力端子２０１には逆相入力Ｖｉｎｎが入力され、それぞれトランスコンダクタンスアンプ２０２，２０３の正相入力端子に入力される。トランスコンダクタンスアンプ２０２の逆相入力端子には正相出力端子２１６に現れる正相出力Ｖｏｐが入力され、トランスコンダクタンスアンプ２０３の逆相入力端子には逆相出力端子２１７に現れる逆相出力Ｖｏｎが入力される。トランスコンダクタンスアンプ２０２，２０３の出力には、積分コンデンサ２０６，２０７が付加されている。トランスコンダクタンスアンプ２０２、２０３の出力信号は電圧バッファ２０８，２０９を通して、それぞれ抵抗２１０、２１１を通り、コンデンサＣ３ａ，Ｃ３bにて加算され、同時に正相入力２００、２０１ともコンデンサ２０４，２０５を通して加算され、バッファ２１４，２１５を通して出力される。トランスコンダクタンスアンプ２０２，２０３のコンダクタンス値をｇｍ１とし、コンデンサ２０６，２０７の容量値をＣ１，抵抗２１０，２１１の抵抗値をＲ２，コンデンサ２１２(Ｃ３ａ)，２１３(Ｃ３ｂ)の加算容量値をＣ３，コンデンサ２０４，２０５の容量値をＣ２とすると、このフィルタの伝達関数Ｈ（ｓ）は、
Ｈ（ｓ）＝｛Ｃ２／（Ｃ２＋４Ｃ３）｝＊｛(Ｓ^２＋ｇｍ１／（２Ｃ１＊Ｃ２＊Ｒ２）｝／｛Ｓ^２＋Ｓ／（（Ｃ２＋４Ｃ３）＊Ｒ２）＋ｇｍ１／（Ｃ１＊（Ｃ２＋４Ｃ３）＊Ｒ２｝
となり、ノッチ周波数ωｎ＝１／√(Ｃ１＊Ｃ２＊Ｒ２／ｇｍ１)、特性周波数ω０＝１／√（Ｃ１＊（Ｃ２＋４Ｃ３）＊Ｒ２／ｇｍ１）、選択度Ｑ＝√｛（Ｃ２＋４Ｃ３）／Ｃ１＊（Ｒ２＊ｇｍ１）｝のローパスノッチフィルタ（ＬＰＮ）となる。周波数特性の一例を図１１に示す。

（実施の形態２）
図２は本発明の実施の形態２の受信装置を示すブロック図であり、請求項６に対応する。ＩＦチャネルフィルタとして、スイッチトキャパシタ（ＳＣＦ）回路などのような、サンプリング回路が使われるときも、折り返しノイズに関して上記と同様なことがいえる。この実施の形態２は、ＩＦチャネルフィルタとして、スイッチトキャパシタ回路などのような、サンプリング回路が使用される場合の、折り返しノイズに対応したものである。

図２ではＩＦチャネルフィルタ６Ａをスイッチトキャパシタ回路で構成した場合の受信装置を示している。ＩＦチャネルフィルタは選択度が高いため、通常外部受動部品、主として、セラミックフィルタで構成される。そのため、クロック周波数で管理されたスイッチトキャパシタフィルタは高精度なフィルタが構成可能なためＩＦチャネルフィルタとして使用することに適している。なお、ＩＦチャネルフィルタ６Ａの後段には、スムージングフィルタ６１が設けられ、スムージングフィルタ６１の出力信号がＩＦアンプ７に入力される。

また、発振器４からＩＦチャネルフィルタ６Ａにクロック信号が入力される。したがって、ＩＦチャネルフィルタ６Ａのクロック周波数は、ＩＦ周波数に連動して切り替わる。つまり、ＩＦ周波数が変わると同時に信号帯域（ＢＰＦの場合３ｄＢダウンの周波数幅）も変化した場合、その信号帯域に合うようにフィルタ特性を変えるということになる。この構成が、入力周波数帯域に応じて周波数応答を基準信号にて可変できる手段に相当する。

その他の構成および動作については、従来例もしくは先の実施の形態と同様である。

このとき、スイッチトキャパシタ回路としては、中間周波数はかなり高い周波数となる。たとえば、ＩＦ周波数として４５０kＨｚを選択した場合、クロック周波数として、その４倍の周波数１．８ＭＨｚを選択したとする。このとき、クロック周波数は、高ければ高いほど、折り返し防止フィルタ１１の負担は軽くなる。ところが、通常、スイッチトキャパシタ回路に使われるオペアンプの周波数特性（利得帯域幅積）は、クロック周波数の５倍から２０倍が選択される。そのため、クロック周波数を高く選択すると、オペアンプの設計が困難となり、また多くの電流を消費してしまうため、あまり高くすることができない。その一方で、クロック周波数を低く選択すれば、折り返し防止フィルタの設計が困難となる。そのため、先に述べた４倍程度を選択する。このときも、図１のＡＤ変換器の場合と同様に、あらかじめ、ＲＦ信号として、折り返しがありうる周波数を選び出し、スイッチトキャパシタ回路からなるＩＦチャネルフィルタ６Ａの前段で、折り返し防止フィルタ１１によってフィルタリングして減衰させておけばよい。

このことによって、折り返し防止フィルタ１１の負担を軽減し、電力の削減と、高精度な折り返し防止フィルタの実現が可能となる。

以上のように本発明は、ラジオ受信機などの受信システムにおいて、ＩＦ周波数をアナログ・デジタル変換したり、スイッチトキャパシタ回路を用い離散化する場合に、折り返し防止フィルタの電力を削減することを可能とし、かつ高精度な折り返し防止フィルタを実現するものである。そのため、外部フィルタを使用することなく集積回路に内蔵が可能であり、またさまざまな入力信号周波数に応じて、低消費電力、かつ高精度の折り返し防止フィルタの実現が可能である。それゆえ、低コスト、高性能な受信システムを提供することが可能となり、また、他の受信システムにも応用可能である。

本発明の実施の形態１の受信装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態２の受信装置の構成を示すブロック図である。ベースバンド信号をデジタル化する従来の受信装置の構成を示すブロック図である。従来のＩＦ周波数信号をデジタル化する従来の受信装置の構成を示すブロック図である。希望波と妨害波が同時に入力されたＩＦデジタル受信装置の構成を示すブロック図である。希望波と妨害波が同時に入力されたＩＦデジタル受信装置の周波数ペクトラムを示す図である。従来の折り返し防止フィルタの特性を示す特性図である。本発明の折り返し防止フィルタの特性を示す特性図である。デルタ・シグマ変調器の一例を示すブロック図である。ＬＰＮ（ローパスノッチ）の一例を示す図である。ＬＰＮ（ローパスノッチ）の周波数特性例を示す図である。

符号の説明

１ＲＦフィルタ
２可変利得アンプ
３周波数ミキサ
４発振器
５分周器
６ＩＦチャネルフィルタ
６１スムージングフィルタ
７ＩＦアンプ
８ＩＦ検波器
９ＡＧＣ（自動利得制御回路）
１０集積回路部
１１折り返し防止フィルタ
１２ＡＤ変換器
１２１デルタ・シグマ変調器への入力
１２２サンプリング回路
１２３減算器
１２４時間離散フィルタ
１２５量子化器
１２６デジタル・アナログ変換器
１２７デルタ・シグマ変調器の出力
１３デジタルシグナルプロセッサ
２００ローパスノッチへの正相入力
２０１ローパスノッチへの逆相入力
２０２，２０３トランスコンダクタンスアンプ
２０４、２０５、２０６、２０７、２１２、２１３コンデンサ
２０８、２０９、２１４、２１５電圧バッファ
２１６ローパスノッチの正相出力
２１７ローパスノッチの逆相出力

Claims

異なる周波数バンドを持つ複数のＲＦ入力信号を増幅する増幅器と、
局部発振信号を出力するローカル発振器と、
前記増幅器から出力されるＲＦ信号と前記ローカル発振器から出力される局部発振信号とを混合して中間周波信号を得る周波数ミキサと、
前記周波数ミキサから出力される中間周波信号をチャネル選択する帯域通過フィルタと、
前記帯域通過フィルタの出力信号を所定のサンプリング周波数でアナログ・デジタル変換するアナログ・デジタル変換器と、
前記アナログ・デジタル変換器の前段に設けられて、前記サンプリング周波数の整数倍の周波数から前記中間周波数だけ高い周波数と低い周波数の信号を減衰させる折り返し防止フィルタとを備えた受信装置。
前記アナログ・デジタル変換器はデルタ・シグマ変調器である請求項１記載の受信装置。
前記折り返し防止フィルタは、サンプリング周波数の整数倍の周波数から、前記中間周波数だけ高い周波数のチャネル帯域周波数と、サンプリング周波数の整数倍から、前記中間周波数だけ低い周波数のチャネル帯域周波数とを所望の値だけ減衰させる請求項１記載の受信装置。
前記折り返し防止フィルタは、複数のノッチフィルタを含む能動フィルタからなり、サンプリング周波数の整数倍の周波数から、前記中間周波数だけ高い周波数のチャネル帯域周波数と、サンプリング周波数の整数倍から、前記中間周波数だけ低い周波数のチャネル帯域周波数とを所望の値だけ減衰させる請求項１記載の受信装置。
前記折り返し防止フィルタは、前記増幅器と前記周波数ミキサと前記ローカル発振器と同一集積回路内に集積化されている請求項１記載の受信装置。
異なる周波数バンドを持つ複数のＲＦ入力信号を増幅する増幅器と、
局部発振信号を出力するローカル発振器と、
前記可変利得増幅器から出力されるＲＦ信号と前記ローカル発振器から出力される局部発振信号とを混合して中間周波信号を得る周波数ミキサと、
サンプリング機能を有し、入力周波数バンドに応じて周波数応答を基準信号にて可変する手段を有し、前記周波数ミキサから出力される中間周波信号をチャネル選択する帯域通過フィルタと、
前記帯域通過フィルタと前記周波数ミキサとの間に設けられて前記サンプリング周波数の整数倍の周波数から前記中間周波数だけ高い周波数と低い周波数の信号を減衰させる折り返し防止フィルタを備えた受信装置。
前記帯域通過フィルタはスイッチトキャパシタフィルタで構成される請求項６記載の受信装置。
前記帯域通過フィルタのサンプリング周波数は中間周波数の４倍である請求項６記載の受信装置。
前記折り返し防止フィルタは、複数のノッチフィルタを含む能動フィルタからなり、サンプリング周波数の整数倍の周波数から、前記中間周波数だけ高い周波数のチャネル帯域周波数と、サンプリング周波数の整数倍から、前記中間周波数だけ低い周波数のチャネル周波数の信号とを所望の値だけ減衰させる請求項６記載の受信装置。