CN1976239A - 接收装置 - Google Patents

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CN1976239A
CN1976239A CNA2006101637968A CN200610163796A CN1976239A CN 1976239 A CN1976239 A CN 1976239A CN A2006101637968 A CNA2006101637968 A CN A2006101637968A CN 200610163796 A CN200610163796 A CN 200610163796A CN 1976239 A CN1976239 A CN 1976239A
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横山明夫
大久保学
小笹正之
空元孝夫
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Matsushita Electric Industrial Co Ltd
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    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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Abstract

用带通滤波器对从混频器输出的中频信号进行信道选择,用模/数转换器在规定的取样频率下对带通滤波器的输出信号进行模/数转换。在模/数转换器的前级设置返回防止滤波器。该返回防止滤波器包含陷波滤波器,使比取样频率的整数倍的频率高出中频的频率和低出中频的频率的信号衰减。

Description

接收装置
                        技术领域
本发明涉及具有产生中频信号的混频器和将中频信号数字化的AD转换器、以及开关电容器电路等取样电路的接收装置。特别是,涉及具有实现由混频器等产生的不需要的返回信号的防止功能的有源滤波器等的中频电路。进一步说,本发明涉及具有中频(IF)信号离散化时的返回防止滤波器(AAF)的AM/FM无线电接收机等接收装置。
                        背景技术
图3是表示现有的超外差方式的AM/FM无线电接收机的一个构成例的方框图。在图3中,输入RF信号用RF滤波器1除去不需要的信号,取出所希望的信号。通过了RF滤波器1的RF信号被可变增益放大器2放大,用混频器3与来自振荡器4的本机振荡频率信号混频,转换成IF频率。
在图3中,IF信道滤波器6C具有除去混频器3的输出信号中的不需要的信号并只取出所希望的中频信号的功能。该IF信道滤波器6C主要由陶瓷滤波器等外部无源部件构成。IF信道滤波器6C的输出信号通过中频放大器(以下,记作IF放大器)7,用IF检波器8转换成基带信号。
在某通信标准中,将分配给按1人计的用户的频带称为信道,但IF信道滤波器6C是选择其某恒定频带的滤波器。例如按照GSM标准,由于信道频带为200kHz,故IF信道滤波器6C选择中频±200kHz。另外,在AM无线电接收机的情况下,IF信道滤波器选择中频±3kHz。
IF检波器8的输出信号(基带信号)被自动增益控制电路(AGC)9检测出其振幅,以基带信号振幅为恒定的方式将增益控制电压从自动增益控制电路9供给到可变增益放大器2和IF放大器7。这意味着同时在放大器及滤波器中以保持适当的动态范围的方式用增益控制电压来控制可变增益放大器2和IF放大器7的增益。
RF滤波器1和IF信道滤波器6C以外由虚线包围的部分10是集成化块。从IF检波器8输出的基带信号通过抑制返回频率的返回(折り返し)防止滤波器11C,被输入到AD转换器12B。
如上所述,在现有的AM/FM无线电接收机中,在将信号数字化时,对基带信号进行了AD转换。因此,在AD转换器12B之前配置返回防止滤波器11C。
当AD转换器12B的取样频率为fs时,如果至(1/2)*fs的频率充分地衰减,则返回噪声不成问题。因此,对返回防止滤波器11C,通常使用使通频带的信号通过而在取样频率fs的一半频率下充分衰减的低通滤波器。此时,如果可将取样频率fs设定得较高,则可增大返回防止滤波器11C的通频带频率与阻止带频率之比,可比较简单地设计返回防止滤波器11C,内置于集成电路内也是可能的。
但是,最近,伴随半导体的微细化,以低成本高精度地进行数字处理成为可能。因此,在最近的AM/FM无线电接收机(数字接收装置)中,如图4所示,不是将基带信号,而是将中频信号进行AD转换,数字化了的中频信号由数字信号处理器(DSP)13进行数字处理(数字检波处理等),检波后的信号被加到自动增益控制电路9中。因此,在混频器3与IF放大器7之间配置IF信道滤波器6A,在IF放大器7与具有检波功能的数字信号处理器13之间配置返回防止滤波器11D和AD转换器12A。还在振荡器4与混频器3之间配置分频器(DIF)5。由虚线包围的部分10A是集成化块。
本例示于文献1(“10.7-MHz IF-to-Baseband ∑Δ A/D ConversionSystem for AM/FM Radio Receiver”IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS VOL-35,NO.12,DECEMBER 2000)中。
可是,在混频器3中不仅输入了所希望信道的信号,而且还输入了各种不需要的信号。在图5中,示出了数字接收装置的方框图,在图6中示出了同时将希望波和干扰波输入到该数字接收装置的情况下的频谱。在图5中,符号VRFX表示输入RF信号,VRF表示所希望的接收信号(希望波),符号VURF1、VURF2表示2个不需要的信号(干扰波),符号VLO表示本机信号,符号VOUT表示混频器3的输出信号。此处,各信号用下式表示:
VRFX=VRF+VURF1+VURF2
VRF=ARFcos(ωLOt+ωIFDt)
VURF1=AURF1cos(ωLOt-ωIFDt+ωSt)
VURF2=AURF2cos(ωLOt+ωIFDt+ωSt)
VLO=cos(ωLOt)
VOUT=cos(ωIFDt)+cos(ωSt-ωIFDt)+cos(ωSt-ωIFDt)
式中,符号ωLO表示与本机频率对应的角频,符号ωIFD表示与中频对应的角频,符号ωS表示与取样频率对应的角频。符号ARF表示所希望接收信号的振幅,符号AURF1、AURF2分别表示不需要信号的振幅。
在图6中,示出了至混频器3的输入信号频谱和混频器3的IF输出信号VOUT的频谱。在图6中,fRF表示所希望接收信号的频率,符号fLO表示本机信号的频率,符号fIF、fIFD、fIFU表示中频,符号fIM表示影像信号的频率,符号fURF1、fURF2表示不需要信号的频率。上述各频率用下式表示:
                fRF=fLO+fIF
                fIM=fLO-fIF
                fIF=fIFD=fIFU
                fURF1=fLO+fs-fIF
                fURF2=fLO+fs+fIF
式中,在不需要信号的频率fURF1、fURF2与本机频率fLO之间有fs-fif、fs+fif的频率差。该频率差fs-fif、fs+fif在混频器3的输出信号VOUT中作为返回信号出现。
也就是说,在接收系统的混频器3中,除了本来应接收的频率fRF的RF信号外,还存在比本机频率fLO高出取样频率fS与IF频率fIF之和的频率(fLO+fS+fIF)的RF信号、比本机频率fLO高出取样频率fS与IF频率fIF之差的频率(fLO+fS-fIF)的RF信号作为混频器3的输入,此时,在混频器3的输出信号中,如图7所示,出现频率(fS+fIF)、(fS-fIF)的返回信号。由于这是AD转换器12A的输入,故成为返回噪声,发生由返回信号造成的干扰,从而接收品质变差。因此,通常与基带中的AD转换的情形同样地,必须在AD转换器12A的输入部附加去除掉直至频率fS/2的不需要信号的低通滤波器(返回防止滤波器)。
但是,为了防止返回,在无线电接收机等中,为了充分地保证接收灵敏度,干扰波与希望波相比,必须衰减150dB以上,如图7B所示,只用一个外部无源滤波器无法使之充分地衰减,必须新增用于返回防止的滤波器。该新的用于返回防止的滤波器是这样的滤波器:如假定AD转换频率为fS,则必须使直至fS/2的频率衰减至所需的由AD转换器的分辨率决定的值。
一般来说,由于中频为相当高的频率,故成为高的取样频率,又由于直至fS/2必须确保相当的衰减量,故难以设计返回防止滤波器,可用外接的滤波器构成。然而,外接的滤波器招致成本增加,并且难以降低安装基板密度。
另外,近年来在中频下的数字化时,一直在谋求高的SNR(信噪比),使用利用了Δ/∑调制的模/数转换器。
在图9中示出了Δ-∑调制器的一例。在图9中,符号121表示向Δ-∑调制器的输入端,符号122表示取样电路,符号123表示减法器,符号124表示时间离散滤波器,符号125表示量化器,符号126表示数/模转换器,符号127表示Δ-∑调制器的输出端。
在以上那样构成的Δ-∑调制器中,采用对输入端121的信号X进行奈奎斯特(Nyquist)频率的M倍的过取样(取样频率M·fS)的取样电路122进行取样,以得到信号XS。另外,在输出端127处所得到的信号YS由数/模转换器126在取样频率M·fS下转换为模拟信号。然后,用减法器123从取样电路122的输出信号XS中减去数/模转换器126的输出信号。进而,使减法器123的输出信号通过具有传递函数H(Z)的时间离散滤波器124,由量化器125进行量化,从而在输出端127上得到信号YS。由以上的结构进行Δ/∑调制工作。
在上述Δ-∑调制器中,如将过取样率M取得较高,则在降低量化噪声的同时,由于噪声整形的效果,可将SNR取得较高。因此,在谋求高的SNR的系统中,屡屡采用Δ-∑调制器。另外,如增高过取样率,则通频带与阻止频带的比率增高,容易设计返回防止滤波器。因此,在低频的输入信号的情况下,屡屡使用进行了充分的过取样的Δ/∑型的AD转换器。此时,如果中频增高(例如,在FM无线电接收机中为10.7MHz),则过取样困难,选择高的取样频率变得困难。因此,过取样率降低,为了使直至fS/2的频率充分地衰减,必须用高阶的低通滤波器,设计返回防止滤波器困难,难以将其内置于集成电路中。
以往,在无线电接收机中,输入信号频带宽,同时还输入AM信号或FM信号等不同的调制方式的信号。另外,不仅对日本,而且对北美、欧洲等地的广播电台的RF信号,也在寻求正确接收的必要性。另一方面,在半导体技术进步的同时,数字化也在取得进展,期望更高频率下的信号的数字化,而中频率下的数字化正在蓬勃地进行。
因此,对于模拟信号的离散化,在其处理前,需要返回防止滤波器。另外,在数字信号在高频区离散化的同时,一直寻求更宽的动态范围。这就是说,对于返回防止滤波器,也同时要求更宽的动态范围,即更高的精度及高的SNR。
为了缓和连续时间滤波器的要求,选择比奈奎斯特(Nyquist)速率高得多的取样频率则更好,但与更高的中频下的离散化的要求相结合,要将过取样率取得较大变得很困难。因此,以往对于高精度的返回防止滤波器,使用外接的无源部件滤波器,例如陶瓷滤波器。但是,使用外接的无源部件增高了成本,为了降低成本,必须将高精度的返回防止滤波器内置于集成电路内。但是,由于高精度的滤波器不仅实现起来困难,而且要求高的阶数,所以难以得到高的SNR,另一方面,为了做到高精度,必须使用大量电力,难以内置于集成电路内。在文献1(“10.7-MHz IF-to-Baseband ∑Δ A/D Conversion System forAM/FM Radio Receiver”IEEE JOURNAL OF SOLID-STATECIRCUITS VOL-35,NO.12,DECEMBER 2000)中,相应地将IF频率转换为低的IF频率,增高了过取样率。但是,这需要额外的混频器,会产生很多不需要的频谱。
                        发明内容
因此,本发明的目的在于,提供一种接收装置,其无需额外的混频器,可在并不比中频高很多的取样频率下离散化,实现高动态范围的低电力且高精度的对于中频下的离散化的返回防止滤波器,从而以低成本实现低电力、高性能。
为了解决上述课题,在本发明中,尤其着眼于返回所发生的频率,着眼于由混频器等发生的中频与取样频率的关系,通过用例如陷波滤波器除去返回所发生的频率附近的频率,从而减轻返回防止滤波器的负担,同时具有高的SNR,实现高动态范围的返回防止滤波器。由此,可提供在低成本下的低电力、高性能的接收系统。
本发明第一方面的接收装置具备:放大器,对RF输入信号进行放大;本机振荡器,输出本机振荡信号;混频器,对从可变增益放大器输出的RF信号与从本机振荡器输出的本机振荡信号进行混频,以得到中频信号;带通滤波器,对从混频器输出的中频信号进行信道选择;模/数转换器,在规定的取样频率下对带通滤波器的输出信号进行模/数转换;以及返回防止滤波器,设置于模/数转换器的前级,使比取样频率的整数倍的频率高出中频的频率和低出中频的频率的信号衰减。
按照该结构,由于是返回防止滤波器使比取样频率的整数倍的频率高出中频的频率和低出中频的频率的信号衰减的结构,所以可实现用于在中频下离散化的高精度及高动态范围的返回防止滤波器,并且可实现集成化。由此,可提供在低成本下的低电力、高性能的接收装置。
在此处,理想情况是,作为模/数转换器,使用Δ-∑调制器。
另外,返回防止滤波器例如由包含多个陷波滤波器的有源滤波器构成,使比取样频率的整数倍的频率高出中频的频率的信道频带频率、和比取样频率的整数倍低出中频的频率的信道频带频率衰减所希望的值。
在此处,返回防止滤波器不仅是单一频率,而且是为了除去成为干扰的不需要的信道频带的频率而设置的。干扰波不限于相同的通信系统,对无线电而言,电视的信号为干扰波,或者对电视而言,移动电话的信号为干扰波。由于在各通信系统中信道频带不同,所以应除去的频带因干扰波的内容而异。
另外,理想情况是,返回防止滤波器与放大器、混频器和本机振荡器集成在同一集成电路内。
本发明第二方面的接收装置具备:放大器,对RF输入信号进行放大;本机振荡器,输出本机振荡信号;混频器,对从可变增益放大器输出的RF信号与从本机振荡器输出的本机振荡信号进行混频,以得到中频信号;带通滤波器,具有取样功能,对从混频器输出的中频信号进行信道选择;以及返回防止滤波器,设置于带通滤波器与混频器之间,使比取样频率的整数倍的频率高出中频的频率和低出中频的频率的信号衰减。
按照该结构,由于是返回防止滤波器使比取样频率的整数倍的频率高出中频的频率和低出中频的频率的信号衰减的结构,所以可实现用于在中频下离散化的高精度及高动态范围的返回防止滤波器,并且可实现集成化。由此,可提供在低成本下的低电力、高性能的接收装置。
在此处,带通滤波器例如由开关电容滤波器构成。另外,理想情况是,带通滤波器的取样频率为中频的4倍。
另外,返回防止滤波器由包含多个陷波滤波器的有源滤波器构成,使比取样频率的整数倍的频率高出中频的频率的信道频带频率、和比取样频率的整数倍低出中频的频率的信道频带频率的信号衰减所希望的值。
另外,理想情况是,放大器对具有不同频带的多个RF输入信号进行放大,带通滤波器具有通过使取样频率与中频连动地发生变化从而根据输入频带使频率响应可变的单元。
按照本发明,可实现用于在中频下离散化的高精度及高动态范围的返回防止滤波器,并且可实现集成化。由此,可提供在低成本下的低电力、高性能的接收装置。
                    附图说明
图1是表示本发明实施例1的接收装置的结构的方框图。
图2是表示本发明实施例2的接收装置的结构的方框图。
图3是表示将基带信号数字化的现有接收装置的结构的方框图。
图4是表示将IF频率信号数字化的现有接收装置的结构的方框图。
图5是表示同时输入了希望波和干扰波的IF数字接收装置的结构的方框图。
图6是表示同时输入了希望波和干扰波的IF数字接收装置的频谱的图。
图7A、7B是表示现有返回防止滤波器的特性的特性图。
图8A、8B是表示本发明的返回防止滤波器的特性的特性图。
图9是表示Δ-∑调制器的一例的方框图。
图10是表示低通陷波滤波器的一例的图。
图11是表示低通陷波滤波器的频率特性例的图。
                    具体实施方式
以下,参照附图说明本发明的接收装置的实施例。
(实施例1)
图1是表示本发明实施例1的AM/FM接收机的方框图。以下,以附图为基础进行说明。在图1中,输入RF信号被RF滤波器1进行频率选择,通过可变增益放大器2,用混频器3与来自振荡器4的本机振荡信号进行混频,成为中频信号。混频器3的输出信号被供给作为带通滤波器的IF信道滤波器(中频频带滤波器)6A,只选择所希望的IF信号。IF信道滤波器6A的输出被IF放大器7放大,通过返回防止滤波器11A输入到AD转换器12A。
AD转换器12A的输出被数字信号处理器13转换为基带信号,经电平检波后的输出被施加到自动增益控制电路9。由此,控制电压被供给可变增益(RF)放大器2和IF放大器7,使得基带信号电平变为恒定,以控制增益。
此时,通过改变分频器5的分频比,可使中频信号频率恒定。例如,日本国内的FM无线电广播的RF信号在76MHz至91MHz之间以200kHz间隔存在信道。由于假定中频fIF=10.7MHz,所以本机频率成为65.3MHz至80.3MHz。如将AD转换器12A的取样频率fS设定为例如41.6MHz,此时,对输入RF信号而言,如果存在相对于本机频率高出fS-fIF=30.9MHz的96.2MHz至111.2MHz的信号,则出现30.9MHz的频率的信号作为混频器3的输出信号,如果在41.6MHz的频率下进行取样,则在取样后,由于出现10.7MHz的频率成分,故成为返回噪声。
TV广播的FM声音信号载波由于从95.75MHz起以6MHz节距的频带存在,故会产生上述那样的返回信号。因此,如果预先从混频器3的输出信号中除去fS-fIF=30.9MHz附近的信号,则就不产生返回噪声。反之,直至fS/2无需使之充分地衰减,只要使成为返回的频率成分衰减即可。
另外,同样地,对输入RF信号而言,如果存在相对于本机频率高出fS+fIF=52.3MHz的128.3MHz至143.3MHz的信号,则与上述同样地成为返回噪声。因此,在预先以频率fS对该信号进行取样前,只要用滤波器使之衰减即可。
同样地,2fS-fIF=72.5MHz,2fS+fIF=93.9MHz,结果只要在取样前使(nfS-fIF)、(nfS+fIF)的信号(n为任意的整数)衰减即可。因此,在减轻返回防止滤波器的负担,使返回防止滤波器的集成化变得容易的同时,也容易获取成为返回噪声的频率的衰减量。
符号10B示出集成化块,但在本实施例中,也将返回防止滤波器11A集成化。
图8A示出IF信道滤波器6A的输出的频率特性。在图8B中用虚线示出本实施例中的返回防止滤波器11A的频率特性,用实线示出返回防止滤波器11A的输出的频率特性。从图8B可知,为了除去具有频率fUIF1、fUIF2的2个返回信号,要包含多个陷波滤波器来构成。之所以包含多个陷波滤波器,是因为为了除去具有某频带的信号用1个陷波滤波器往往不够。也就是说,设置多个陷波滤波器,将应除去的干扰波抑制在一定值以下。图8B示出具有3个陷波滤波器的返回防止滤波器的例子。
现有例的返回防止滤波器11C、11D是用外接的陶瓷滤波器使直至取样频率的一半的频率衰减的滤波器。与此相对照,本发明的返回防止滤波器11A是鉴于IF频率的生成的性质而利用陷波滤波器来除去认为将会发生的IF频带附近的干扰波。在频率特性方面,如图7B和图8B那样,其特性不同。
在此处,说明陷波滤波器。陷波滤波器仅仅可除去该干扰波的频率。当存在多个干扰波时或干扰波具有某个频带时,用多个陷波滤波器可有效地除去干扰波。
图10中示出了陷波滤波器的一例。在图10中,正相输入Vinp被输入到输入端子200,反相输入Vinn被输入到反相输入端子201,分别被输入到跨导放大器202、203的正相输入端子。出现于正相输出端子216的正相输出Vop被输入到跨导放大器202的反相输入端子,出现于反相输出端子217的反相输出Von被输入到跨导放大器203的反相输入端子。积分电容器206、207被附加到跨导放大器202、203的输出端。跨导放大器202、203的输出信号通过电压缓冲器208、209,并分别通过电阻器210、211,由电容器212、213(C3a、C3b)相加,同时也通过电容器204、205与正相输入200、201相加,并通过缓冲器214、215输出。如假定跨导放大器202、203的跨导值为gm1,电容器206、207的电容值为C1,电阻器210、211的电阻值为R2,电容器212(C3a)、213(C3b)的相加电容值为C3,电容器204、205的电容值为C2,则该滤波器的传递函数H(s)为
H(s)={C2/(C2+4C3)}*{(S2+gm1/(2C1*C2*R2)}
      /{S2+S/((C2+4C3)*R2)+gm1/(C1*(C2+4C3)*R2}成为陷波频率ωn=1/(C1*C2*R2/gm1)、特性频率ω0=1/{C1*(C2+4C3)*R2/gm1}、选择度Q={(C2+4C3)/C1*(R2*gm1)}的低通陷波滤波器。频率特性的一例示于图11。
(实施例2)
图2是表示本发明实施例2的接收装置的方框图。作为IF信道滤波器,在使用开关电容器(SCF)电路等那样的取样电路时,关于返回噪声,也可以说与上述相同。
本实施例2是使用开关电容器电路等那样的取样电路来作为IF信道滤波器6B时的、与返回噪声相对应的实施例。
本实施例2的接收装置是可在AM、FM等不同的频带下进行接收的结构,对每个频带,IF频率不同,可变增益放大器2对具有不同频带的多个RF输入信号进行放大。
在图2中示出由具有取样功能的开关电容器电路构成了IF信道滤波器6B时的接收装置。IF信道滤波器由于选择度必须高,所以通常由外部无源部件,主要是陶瓷滤波器构成。另一方面,受时钟频率管理的开关电容滤波器由于可构成高精度的滤波器,所以适合作为IF信道滤波器使用。再有,在IF信道滤波器6B的后级,设置平滑滤波器61,平滑滤波器61的输出信号被输入到IF放大器7。
另外,取样时钟信号从振荡器4被输入到IF信道滤波器6B。因此,IF信道滤波器6B的取样时钟频率与IF频率连动地进行切换。也就是说,在与IF频率改变的同时,在信号频带(在带通滤波器的情况下,为下降3dB的频宽)也变化的情况下,改变滤波器特性,使之与该信号频带一致。该结构相当于通过使取样频率与中频连动地发生变化从而根据输入频率的频带来使频率响应可变的单元。
关于其它的结构和工作,与现有例或先前的实施例相同。
此时,作为开关电容器电路,中频为相当高的频率。例如,在选择了450kHz作为IF频率的情况下,作为时钟频率,选择了其4倍的频率1.8MHz。此时,时钟频率越高,返回防止滤波器11B的负担就越轻。可是,通常,开关电容器电路中所使用的运算放大器的频率特性(增益带宽乘积)选择时钟频率的5倍至20倍。因此,如将时钟频率选择得较高,则运算放大器的设计就变得困难,另外由于消耗了很多电流,故不可过分增高。另一方面,如将时钟频率选择得较低,则返回防止滤波器11B的设计就变得困难。因此,选择先前所述的4倍左右。此时,也与图1的AD转换器的情形同样地,作为RF信号,预先选出能有返回的频率,在由开关电容器电路构成的IF信道滤波器6B的前级,只要由返回防止滤波器11B进行滤波使之衰减即可。
在此处,说明在切换多个频带时的IF频率和带宽的例子。例如,在AM频带中,IF频率为450kHz,带宽为6kHz,在FM频带中,IF频率为550kHz,带宽为200kHz。
由此,可减轻返回防止滤波器11B的负担,削减电力,实现高精度的返回防止滤波器11B。
再有,本发明也可应用于接收单一频带的结构。另外,本发明并不限定于AM/FM无线电接收机,而是可应用于各种接收机。
如上所述,本发明在无线电接收机等接收系统中,在对IF频率进行模/数转换,或者用开关电容器电路进行离散化的情况下,可削减返回防止滤波器的电力并实现高精度的返回防止滤波器。因此,可不使用外部滤波器地内置于集成电路内,还可根据各种输入信号频率,来实现低功耗及高精度的返回防止滤波器。因此,能提供低成本、高性能的接收系统,另外,还可应用于其它接收系统。

Claims (10)

1.一种接收装置,其中,具备:
放大器,对RF输入信号进行放大;
本机振荡器,输出本机振荡信号;
混频器,对从上述放大器输出的RF信号与从上述本机振荡器输出的本机振荡信号进行混频,以得到中频信号;
带通滤波器,对从上述混频器输出的中频信号进行信道选择;
模/数转换器,在规定的取样频率下对上述带通滤波器的输出信号进行模/数转换;以及
返回防止滤波器,设置于上述模/数转换器的前级,使比上述取样频率的整数倍的频率高出上述中频的频率和低出上述中频的频率的信号衰减。
2.如权利要求1所述的接收装置,其中,上述模/数转换器是Δ-∑调制器。
3.如权利要求1所述的接收装置,其中,上述返回防止滤波器使比取样频率的整数倍的频率高出上述中频的频率的信道频带频率、和比取样频率的整数倍低出上述中频的频率的信道频带频率衰减所希望的值。
4.如权利要求1所述的接收装置,其中,上述返回防止滤波器由包含多个陷波滤波器的有源滤波器构成,使比取样频率的整数倍的频率高出上述中频的频率的信道频带频率、和比取样频率的整数倍低出上述中频的频率的信道频带频率衰减所希望的值。
5.如权利要求1所述的接收装置,其中,上述返回防止滤波器与上述放大器、上述混频器和上述本机振荡器集成在同一集成电路内。
6.一种接收装置,其中,具备:
放大器,对RF输入信号进行放大;
本机振荡器,输出本机振荡信号;
混频器,对从上述可变增益放大器输出的RF信号与从上述本机振荡器输出的本机振荡信号进行混频,以得到中频信号;
带通滤波器,具有取样功能,对从上述混频器输出的中频信号进行信道选择;以及
返回防止滤波器,设置于上述带通滤波器与上述混频器之间,使比上述取样频率的整数倍的频率高出上述中频的频率和低出上述中频的频率的信号衰减。
7.如权利要求6所述的接收装置,其中,上述带通滤波器由开关电容滤波器构成。
8.如权利要求6所述的接收装置,其中,上述带通滤波器的取样频率为中频的4倍。
9.如权利要求6所述的接收装置,其中,上述返回防止滤波器由包含多个陷波滤波器的有源滤波器构成,使比取样频率的整数倍的频率高出上述中频的频率的信道频带频率、和比取样频率的整数倍低出上述中频的频率的信道频带频率的信号衰减所希望的值。
10.如权利要求6所述的接收装置,其中,上述放大器对具有不同频带的多个RF输入信号进行放大,上述带通滤波器具有通过使取样频率与中频连动地发生变化从而根据输入频带使频率响应可变的单元。
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