JP4981649B2 - ラジオ受信装置、オーディオシステム、及びラジオ受信装置の製造方法 - Google Patents

Description

本発明は、少なくともＦＭ（Frequency Modulation）放送信号を受信し、デジタル信号処理によって復調を行なうラジオ受信装置に関する。

近年、マルチパス対応及び電装ノイズ除去等の高機能化及び高性能化、並びに隣接チャネル妨害の除去等による妨害特性の向上に伴って、車載用ＦＭ／ＡＭラジオ受信機のデジタル信号処理化が普及してきている。例えば、非特許文献１〜３には、デジタル信号処理によるラジオ受信に関する技術、製品が開示されている。

非特許文献１に開示されたSTMicroelectronics社の製品"TDA7580"は、外部のアナログフロントエンド（ＡＦＥ）モジュールによってＲＦ（Radio Frequency）帯域からＩＦ（Intermediate Frequency）帯域に変換されたアナログＩＦ信号を入力し、これをデジタルサンプリングしてデジタル復調処理を行うデジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ:Digital Signal Processor）である。つまり、非特許文献１に開示された製品は、ＩＦ信号のデジタル復調処理を行うデジタル回路（TDA7580）と、ＲＦ−ＩＦ変換を行うアナログ回路（ＡＦＥモジュール）とが隔離されている。

また、非特許文献１に開示されたＤＳＰ製品"TDA7580"は、外部の74.1MHzの水晶発振子に同期して発振する発振回路を内蔵しており、デジタル信号処理のための動作クロックを生成すると共に、ＡＦＥモジュールに対して基準クロック（ＦＭ用100kHz、欧州ＡＭ用18kHz）を供給する。

非特許文献２に開示されたPhilips Semiconductors社の製品 "SAF7730HV"は、車載用のＤＳＰである。非特許文献２に開示されたＤＳＰも、上述した非特許文献１のものと同様に、外部のＡＦＥモジュールから供給されるアナログＩＦ信号を入力し、これをデジタルサンプリングしてデジタル復調処理を行う。したがって、非特許文献２に開示された製品もまた、ＩＦ信号のデジタル復調処理を行うデジタル回路（SAF7730HV）と、ＲＦ−ＩＦ変換を行うアナログ回路とが隔離されている。

また、非特許文献２に開示されたＤＳＰ製品"SAF7730HV"は、外部の41.6MHzの水晶発振子に同期して発振する発振回路を内蔵しており、デジタル信号処理のための動作クロックを生成する。

非特許文献３に開示された Freescale Semiconductor社の製品は、ＦＭ／ＡＭ放送信号をＲＦ−ＩＦ変換してアナログＩＦ信号を出力するＲＦフロントエンドＩＣ"SDR510100"と、アナログＩＦ信号を入力し、これをデジタルサンプリングしてデジタル復調処理を行う、ＩＦアナログインタフェースＩＣ"SDR530100"とを含む。したがって、非特許文献３に開示された製品もまた、ＩＦ信号のデジタル復調処理を行うデジタル回路（ＩＦアナログインタフェースＩＣ）と、ＲＦ−ＩＦ変換を行うアナログ回路（ＲＦフロントエンドＩＣ）とが隔離されている。

また、非特許文献３に開示されたＩＦアナログインタフェースＩＣ"SDR530100"は、外部の28.8MHzの水晶発振子に同期して発振する発振回路を内蔵しており、デジタル信号処理のための動作クロックを生成すると共に、ＲＦフロントエンドＩＣ"SDR510100"に対して基準クロック（7.2MHz）を供給する。

ところで、特許文献１には、ＦＭ多重放送受信装置におけるＦＭ放送波受信時の受信障害を抑制する技術が開示されている。特許文献１に開示されているＦＭ多重放送受信装置のブロック図を図７に示す。図７において、ＦＭ受信部１は、多くの部分がアナログ回路で構成されており、ＦＭ放送波を受信し、これに多重されたデジタル信号であるＦＭ多重放送信号を復調する。検知部２は、ＦＭ受信部１によるＦＭ放送波の受信の有無を検知する。主制御部３は、ＦＭ受信部１の復調処理によって得られたＦＭ多重放送信号を入力し、誤り訂正、表示装置への情報表示処理等を行う。クロック制御部４は、主制御部３に供給されるクロック信号を生成する。さらに、クロック制御部４は、検知部２による検知結果に応じて、ＦＭ受信部１がＦＭ放送波を受信しているときに、クロック信号の周波数を下げる。これにより、クロック信号の干渉によるＦＭ放送波の受信障害を抑制する。

特許文献１は、ＦＭ多重放送のデジタル信号の転送レートが低いことから（例えば、１６ｋｂｉｔ／ｓ）、デジタル回路である主制御部３があまり高速に動作しなくても、デジタルデータを取りこぼすことがないことに着目している。
特開平９−９３１４９号公報 "TDA7580" Data Sheet, STMicroelectronics, 2007. "SAF7730HV", Philips Semiconductors, Car Stereo Designer's Guide 2004/2005, order # 9397 750 13849, p.29, Sep. 2004. "SymphonyTM Digital Radio Introduction", Product Preview, p.18 and 26, Freescale Semiconductor, Inc., SYMPHONYCHPSET/D Rev.0, 01/2003.

デジタル信号処理によってＦＭ放送信号の復調を行なう受信機においては、デジタル信号処理を実行するデジタル回路の動作クロックの周波数又はその高調波周波数がＦＭ放送帯域に重なってしまうことにより、デジタル回路から放射される電磁波が、高周波のＦＭ放送信号に対する妨害波になるという問題を有している。デジタル回路にクロック信号を供給する発振回路からの直接の放射だけでなく、クロック信号に同期した電流の発生、特にその電流が電源（ＶＤＤ）と接地（ＧＮＤ）間を流れることによる電界の放射が、ＦＭ放送信号に対する妨害波となるケースが多い。

ＦＭ放送信号を受信する場合を例に説明する。全世界のＦＭ放送帯域は、日本が76.0MHz 〜 90.0MHz、欧州が87.5MHz 〜 108.0MHz、北米が87.9MHz 〜 107.9MHz、東欧が65.0MHz 〜 74.0MHz である。このため、デジタル回路の動作周波数又はその高調波周波数がこれらのＦＭ放送帯域に重なる場合に、その特定の周波数のＦＭ放送波の受信に著しい障害が発生するおそれがある。

上述したように、特許文献１には、ＦＭ多重放送を受信しているときにデジタル回路のクロック信号の周波数を下げるよう制御することが記載されている。しかしながら、ＦＭラジオのアナログ本放送の信号（ＦＭ放送信号）の受信にデジタル信号処理を適用する場合に、クロック信号の周波数を下げることは信号処理性能の低下に繋がる。つまり、クロック信号の周波数を下げることによって、ＦＭ放送信号の受信処処理が実行できないおそれがあるため、実質的には、実現が困難と考えられる。

非特許文献１の例では、デジタル回路の動作周波数が74.1MHzとなっており、東欧のＦＭ放送帯域の上限周波数74.0MHzと100kHzしか離間していない。このため、デジタル回路から放射される電磁波が、74.0MHzのＦＭ放送信号を受信する際の妨害となり得る。

非特許文献２の例では、デジタル回路の動作周波数が41.6MHzとなっており、その２次高調波の周波数83.2MHzが日本のＦＭ放送帯域に重なる。このため、デジタル回路から放射される電磁波が、83.2MHz近傍のＦＭ放送信号を受信する際の妨害となり得る。

非特許文献３の例では、デジタル回路の動作周波数が28.8MHzとなっており、その３次高調波の周波数86.4MHzが日本のＦＭ放送帯域に重なる。このため、デジタル回路から放射される電磁波が、86.4MHz近傍のＦＭ放送信号を受信する際の妨害となり得る。

このように、ＦＭ放送信号の復調をデジタル信号処理によって行なう製品であっても、デジタル回路自身の動作周波数又はその高調波周波数がＦＭ放送帯域と重なることによる妨害を避けることができていない。これは、背景技術欄で非特許文献１〜３に関して述べたように、デジタル信号処理によりＦＭ放送信号の復調を行なうラジオ受信機では、受信妨害を回避する手段として、動作クロックを生成する発振回路を含むデジタル復調部を、ＲＦ信号を取り扱う高周波回路、つまりＡＦＥモジュールから遠ざけて配置する構成を採用するためである。さらに、通常は、デジタル復調部からの電磁波がＡＦＥモジュールに干渉することを抑制することを確実に抑制するために、ＡＦＥモジュールとデジタル復調部とを遠ざけて配置した上で、デジタル復調部を含むＩＣ若しくはＡＦＥモジュールを含むＩＣ又はこれら両方を、電磁波を遮蔽するシールド部材によって覆う構成が採用される。

参考のために、従来のラジオ受信機を用いた自動車搭載用の車載オーディオ機器の構成例を図８に示す。図８において、ＲＦ−ＩＦ変換部１０１は、アンテナ１００により受信されたＲＦ帯域の信号を入力し、周波数シンセサイザ（不図示）が生成する局所周波数を調整することによって所望のチャネルを選択するとともに、例えば10.7MHzのアナログＩＦ信号に変換して出力する。図８の例では、ＲＦ−ＩＦ変換部１０１が有する周波数シンセサイザの基準周波数は、後述するＩＦ復調部１０７から供給される。

ＩＦ復調部１０７は、ＲＦ−ＩＦ変換部１０１から供給されるアナログＩＦ信号をデジタルサンプリングし、デジタル復調処理を行ってステレオオーディオ信号（Ｌ信号及びＲ信号）を出力する。また、ＩＦ復調部１０７は、ＩＦ復調部１０７に接続されたラジオ受信機用の発振子（ラジオ用ＯＳＣ）１０８に同期して発振する発振回路（不図示）を有しており、当該発振回路の出力するクロック信号又はその逓倍クロックを動作クロックとしてデジタル信号処理を実行する。さらに、ＩＦ復調部１０７は、ラジオ用ＯＳＣ１０８に同期する発振回路（不図示）の出力を分周することにより基準クロック信号（基準周波数ｆ＿ＲＥＦ）を生成し、これをＲＦ−ＩＦ変換部１０１が有する周波数シンセサイザに供給する。

オーディオ信号処理部１１０は、いわゆるＤＳＰであり、ＩＦ復調部１０７、半導体メモリ処理部１１３、及び光ディスク処理部１１４等から供給されるデジタルオーディオ信号に対して、音量補正及び周波数イコライジング等のデジタルオーディオ信号処理を実行する。オーディオ信号処理部１１０により処理されたオーディオ信号は、Ｄ／Ａ変換されて増幅部１１２に供給され、スピーカ１１８より出力される。

オーディオ用ＯＳＣ１１１は、デジタルオーディオ信号処理用の発振子である。オーディオ信号処理部１１０はオーディオ用の発振子（オーディオ用ＯＳＣ）１１１に同期して発振する発振回路（不図示）を有しており、当該発振回路の出力するクロック信号又はその逓倍クロックを動作クロックとしてデジタルオーディオ信号処理を実行する。

半導体メモリ処理部１１３は、半導体メモリ１３１に記憶されたオーディオファイルを読み出して、デジタルオーディオ信号をオーディオ信号処理部１１０に供給する。

光ディスク処理部１１４は、光ディスク１３２に記録されたデジタルオーディオ信号を読み出して、これをオーディオ信号処理部１１０に供給する。

主制御部１１５は、車載用オーディオ機器の全体制御を実行する。システム用の発振子（システム用ＯＳＣ）１１６は、主制御部１１５に動作クロックを与える発振子である。

表示制御部１１７は、表示装置１３３の表示を制御する。表示装置１３３には、例えば、現在チューニングされているＦＭ放送チャネルの周波数が表示される。

図８の車載オーディオ機器では、ＲＦ−ＩＦ変換部１０１を含むＡＦＥ部分をサブ基板１２２上に実装し、ＩＦ復調部１０７以降のデジタル回路部分をサブ基板１２２とは別の主基板１２３上に実装する。さらに、ＡＦＥ部分を実装したサブ基板１２２を金属シールド構造のチューナモジュールとした上で、主基板１２３のデジタル信号処理モジュールに接続することで、上述した３種類の発振子（ラジオ用ＯＳＣ１０８、オーディオ用ＯＳＣ１１１、システム用ＯＳＣ１１６）によって生成されるクロック信号が、アンテナ１００後段の高周波回路、すなわちＲＦ−ＩＦ変換部１０１に影響することを抑制することができる。

なお、ラジオ受信機に含まれるＲＦ−ＩＦ変換部１０１及びＩＦ復調部１０７を統合し、これらを１つのチューナモジュールとして構成することは、アナログラジオ受信機においては通例として行なわれていた。しかしながら、デジタル信号処理によってＦＭ放送信号の復調処理を行うデジタルラジオ受信機において、このような構成を採用することは困難である。なぜなら、ラジオ用ＯＳＣ１０８やこれに同期して発振する発振回路（不図示）等のＩＦ復調部１０７のデジタル信号処理に関する構成要素から放射される電磁波がＦＭ放送信号に干渉してしまうためである。すなわち、アナログラジオ受信機では通例であった構成が、デジタル信号処理で復調を行なうラジオ受信機においては、受信妨害を引き起こすために適用できず、実装上の自由度が小さいという問題を有している。

本発明の第１の態様にかかるラジオ受信装置は、ＦＭ放送信号の復調処理をデジタル信号処理により行う。当該ラジオ受信装置は、周波数変換部、発振回路、Ａ／Ｄ変換器、及びデジタル復調部を有する。前記周波数変換部は、前記ＦＭ放送信号を中間周波数信号に変換する。前記発振回路は、クロック信号を発振する。前記Ａ／Ｄ変換器は、前記クロック信号の発振周波数並びに前記クロック信号の逓倍周波数及び分周周波数のいずれかをサンプリング周波数として、前記中間周波数信号をデジタルサンプリングする。前記デジタル復調部は、前記発振周波数並びに前記クロック信号の逓倍周波数及び分周周波数のいずれかを動作周波数として、デジタルサンプリングされた前記中間周波数信号を用いてデジタル復調処理を行う。さらに、前記クロック信号の発振周波数が、３７．１ＭＨｚ以上３７．９ＭＨｚ以下、５４．１ＭＨｚ以上６４．８ＭＨｚ以下、又は７４．２ＭＨｚ以上７５．８ＭＨｚ以下の範囲内に含まれることを特徴とする。

前記クロック信号の発振周波数を上記の通り選択することにより、世界中で使用されているＦＭ放送帯域のいずれとも衝突せず、かつ200kHz以上離間する。このため、非特許文献１〜３に開示されている動作周波数とは対照的に、デジタル復調部から放射される電磁波がＦＭ放送信号へ干渉することがない。したがって、例えば、アナログラジオ受信機では通例であった上述した構成、すなわち、前記周波数変換部、前記発振回路、前記Ａ／Ｄ変換器、及び前記デジタル復調部を、電磁波に対するシールド構造を有する共通のパッケージ内に収容することが可能となる。

また、本発明の第１の態様にかかるラジオ受信装置は、非特許文献１に開示されているように、ＦＭ放送信号の受信中にデジタル信号処理の動作周波数を低下させる必要はない。

本発明の第２の態様は、デジタル信号処理により復調処理を行うラジオ受信装置の製造方法である。本態様にかかる製造方法は、以下の工程（ａ）〜（ｅ）を含む。
（ａ）ＦＭ放送信号を中間周波数信号に変換する周波数変換部を配置する工程、
（ｂ）クロック信号を発振する発振回路の配置を配置する工程、
（ｃ）前記クロック信号の発振周波数並びに前記クロック信号の逓倍周波数及び分周周波数のいずれかをサンプリング周波数として、前記中間周波数信号をデジタルサンプリングするＡ／Ｄ変換器の配置を配置する工程、
（ｄ）前記発振周波数並びに前記クロック信号の逓倍周波数及び分周周波数のいずれかを動作周波数として、デジタルサンプリングされた前記中間周波数信号を用いてデジタル復調処理を行うデジタル復調部の配置を配置する工程、
（ｅ）前記クロック信号の周波数及び前記クロック信号の高調波周波数が、前記ＦＭ放送信号を含むＦＭ放送帯域と衝突せず、かつ、前記ＦＭ放送帯域と２００ｋHz以上離間するように、前記クロック信号の周波数を選択する工程。

上述した本発明の第２の態様の製造方法を用いることにより、デジタル復調部から放射される電磁波がＦＭ放送信号の妨害波となることが抑制されたラジオ受信装置を製造できる。したがって、例えば、アナログラジオ受信機では通例であった上述した構成、すなわち、前記周波数変換部、前記発振回路、前記Ａ／Ｄ変換器、及び前記デジタル復調部を、電磁波に対するシールド構造を有する共通のパッケージ内に収容することが可能となる。

本発明によれば、ＦＭ放送信号の復調をデジタル信号処理により行なうラジオ受信装置において、デジタル復調処理を行うデジタル回路から放射される電磁波がＦＭ放送信号の妨害波となることを抑制できる。また、ＲＦ−ＩＦ変換を行うアナログフロントエンドとデジタル復調処理を行うデジタル回路の近接配置を可能とし、装置設計の自由度を向上させることができる。

以下では、本発明を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。各図面において、同一要素には同一の符号が付されており、説明の明確化のため、必要に応じて重複説明は省略される。

発明の実施の形態１．
＜１．本実施の形態にかかるラジオ受信機の構成＞
図１は、本実施の形態にかかるラジオ受信機のブロック図である。図１において、アンテナ１００、ＲＦ−ＩＦ変換部１０１、ＩＦ復調部１０７、ラジオ用ＯＳＣ１０８は、上述した図８に示したものと同様である。本実施の形態のラジオ受信機の特徴の１つは、ラジオ用ＯＳＣ１０８の周波数を37.8MHzとしている点にある。この周波数選択の有効性を説明する際の前提として、以下では、ＲＦ−ＩＦ変換部１０１及びＩＦ復調部１０７の詳細な構成例及び動作について説明する。

図１に従って、ＩＦ復調部１０７の構成及び動作について説明する。Ａ／Ｄ変換器１０２は、ＲＦ−ＩＦ変換部１０１から供給されるアナログＩＦ信号をデジタルサンプリング（Ａ／Ｄ変換）し、デジタルＩＦ信号を生成する。Ａ／Ｄ変換器１０２によるアナログＩＦ信号のサンプリングレートは、発振回路１０４から供給されるクロックに応じて決定される。

Ａ／Ｄ変換器１０２によってデジタル化されたＩＦ信号はデジタル復調部１０３に入力される。デジタル復調部１０３は、デジタルＩＦ信号に対するラジオ検波処理、オーディオ帯域処理、及びノイズ除去処理を行い、ステレオオーディオ信号（Ｌ信号及びＲ信号）を出力する。

発振回路１０４はＩＦ復調部１０７の外部に配置されたラジオ用ＯＳＣ１０８の固有振動数に同期したクロック信号を生成する。

逓倍回路１０５は、発振回路１０４により生成されるクロック信号を逓倍して高速クロック信号を生成し、これをデジタル復調部１０３に供給する。デジタル復調部１０３は、逓倍回路１０５が出力する高速クロックを動作クロックとして使用し、デジタル復調処理を実行する。

分周回路１０６は、発振回路１０４により生成されるクロック信号を分周して低速クロック信号を生成し、基準周波数ｆ＿ＲＥＦの基準クロック信号としてＲＦ−ＩＦ変換部１０１に供給する。この基準クロック信号は、ＲＦ−ＩＦ変換部１０１が有する周波数シンセサイザ２００で、局所周波数を生成するために用いられる。

続いて、以下では、アンテナ１００により受信されたＦＭ放送信号をアナログＩＦ信号に変換するＲＦ−ＩＦ変換部１０１の構成例について説明する。図２は、ＲＦ−ＩＦ変換部１０１の構成例を示すブロック図である。

図２において、周波数シンセサイザ２００は、基準周波数ｆ＿ＲＥＦの基準クロック信号を入力し、ＦＭ放送信号のＩＦ変換用の局所周波数ｆ＿ＦＭＬＯ及びＡＭ放送信号のＩＦ変換用の局所周波数ｆ＿ＡＭＬＯを生成する。周波数シンセサイザ２００により生成された局所周波数ｆ＿ＦＭＬＯの信号は、ＦＭ放送信号のＩＦ帯域への変換器として機能するＦＭ用ミキサ２１３に供給される。また、局所周波数ｆ＿ＡＭＬＯの信号は、ＡＭ放送信号のＩＦ帯域への変換器として機能するＡＭ用ミキサ２２３に供給される。

また、図２の例では、ＦＭ用ミキサ２１３の前段に低雑音アンプ２１１と、ＦＭ放送帯域を選択するためのバンドパスフィルタ２１２が配置されている。ＦＭ用ミキサ２１３の後段には、ＩＦ信号を選択するためのバンドパスフィルタ２１４と、アンプ２１５が配置されている。同様に、ＡＭ用ミキサ２２３の前段に低雑音アンプ２２１と、ＡＭ放送帯域を選択するためのバンドパスフィルタ２２２が配置されている。ＡＭ用ミキサ２２３の後段には、ＩＦ信号を選択するためのバンドパスフィルタ２２４と、アンプ２２５が配置されている。なお、ＦＭ用ミキサ２１３及びＡＭ用ミキサ２２３の前段及び後段の構成は特に限定されるものではなく、アンプ及びフィルタの配置は適宜選択すればよい。

周波数シンセサイザ２００は、例えば、図２に示すように、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）構成を有する。具体的には、移送比較器２０１、ローパスフィルタ２０２、電圧制御発振器（ＶＣＯ：voltage controlled oscillator）、及びＰＬＬ分周器２０４がＰＬＬを構成し、基準周波数ｆ＿ＲＥＦのＮ倍の周波数を有するクロック信号を生成する。ここで、Ｎは、ＰＬＬ分周器２０４の分周比である。

ＦＭＬＯ分周器２０５は、周波数ｆ＿ＶＣＯを有するＶＣＯ２０３の出力を分周して局所周波数ｆ＿ＦＭＬＯを生成する。また、ＡＭＬＯ分周器２０６は、周波数ｆ＿ＶＣＯを有するＶＣＯ２０３の出力を分周して局所周波数ｆ＿ＡＭＬＯを生成する。

周波数シンセサイザ２００から出力される局所周波数ｆ＿ＦＭＬＯ及びｆ＿ＡＭＬＯは、当然に、これらとＦＭ放送信号の周波数又はＡＭ放送信号の周波数との差が中間周波数と一致するよう調整される必要がある。例えば、受信されるＦＭ放送信号の周波数が80MHzであり、中間周波数が10.7MHzである場合、局所周波数ｆ＿ＦＭＬＯは、80.0＋10.7MHz又は80.0−10.7MHz調整される。ＦＭ放送信号の周波数の上側（例えば90.7ＭＨz）と下側（例えば69.3ＭＨz）のうち、ＦＭ放送帯域との重なりが生じない一方を局所周波数ｆ＿ＦＭＬＯに選択すればよい。

局所周波数ｆ＿ＦＭＬＯ及びｆ＿ＡＭＬＯの生成源であるＶＣＯ２０３の発振周波数ｆ＿ＶＣＯは、ＦＭ放送信号を受信するためには、100MHz〜200MHzの範囲に設定されることが通例である。日本や東欧のように比較的低いＦＭ放送帯域と、北米や欧州のように比較的高いＦＭ放送帯域の両方に１つの周波数シンセサイザ２００で対応するために、ＶＣＯ２０３の出力を分周して利用するためである。例えば、発振周波数ｆ＿ＶＣＯを200MHz帯前後に設定すれば、これを２分周又は３分周することにより、全世界のＦＭ放送帯域をカバーできる。

ところで、ＡＭ放送信号を受信する場合に、ＦＭ放送信号と共通の発振周波数ｆ＿ＶＣＯを利用し、かつＦＭ放送信号と同じ中間周波数 (例えば10.7MHz)とするためには、ＡＭ用の局所周波数ｆ＿ＡＭＬＯはかなり低い値となる。例えばＡＭ放送信号の受信周波数が999kHzであり、中間周波数が10.7MHzの場合、局所周波数ｆ＿ＡＭＬＯは、10.7＋0.999MHz又は10.7−0.999MHzに設定する必要がある。つまり、局所周波数ｆ＿ＡＭＬＯは、局所周波数ｆ＿ＦＭＬＯは、に比べて１桁程度低い値となる。

従って、周波数シンセサイザ２００をＦＭ放送受信及びＡＭ放送受信に共用するためには、ｆ＿ＶＣＯを200MHz前後に設定し、ＡＭＬＯ分周器２０６の分周比Ｍを１０〜２０程度とすればよい。これにより、全世界の中波（ＭＷ）、短波（ＳＷ）、及び長波（ＬＷ）の各ＡＭ放送をカバー可能な局所周波数ｆ＿ＡＭＬＯを生成することができる。

なお、本実施の形態の特徴の１つは、周波数シンセサイザ２００が有するＰＬＬ分周器２０４、ＦＭＬＯ分周器２０５及びＡＭＬＯ分周器２０６の分周比と、周波数シンセサイザ２００に入力される基準周波数ｆ＿ＲＥＦとの関係にある。この点に関しては、ラジオ用ＯＳＣ１０８の発振周波数の選択について説明した後に述べる。

＜２．ＦＭ放送帯域と衝突しない発振周波数の選択方法＞
続いて以下では、ラジオ用ＯＳＣ１０８の発振周波数の最適な選択について詳しく説明する。ＩＦ復調部１０７が有する発振回路１０４に接続されるラジオ用ＯＳＣ１０８の発振周波数に求められる第１の条件は、典型的な中間周波数（例えば10.7MHz)に対して、デジタル復調を行ううえで十分なサンプリング周波数をＡ／Ｄ変換器１０２に供給できることである。また、第２の条件は、Ａ／Ｄ変換器０１２やデジタル復調部１０３の消費電力低減の観点からできるだけ小さな周波数が望ましいことである。さらに、第３の条件は、ラジオ用ＯＳＣ１０８の発振周波数及びその高調波周波数が、全世界のＦＭ放送帯域と重ならず、少なくとも200kHz以上離間することである。なお、ＦＭ放帯域と200kHz以上離間させるのは、ＦＭ放送信号がチャネル中心周波数に対して±75kHz程度の拡がりを持つためである。このため、干渉を避けるためのガードバンドを200kHz程度とすることが適切である。これら第１〜第３の条件を満足する周波数について、図３を参照しながら説明する。

＜第１の選択肢＞
上述した第１〜第３の条件を満足するためのラジオ用ＯＳＣ１０８の発振周波数の第１の選択肢は、37.1MHz以上、37.9MHz以下の範囲内である。例えば、ＩＦ信号周波数が10.7MHzである場合、ラジオ用ＯＳＣ１０８の発振周波数を37.1M〜37.9MHzの範囲内から選択すれば、ＩＦ信号周波数の約４倍の周波数となる。したがって、アナログＩＦ信号のデジタルサンプリングを行うために十分なクロック信号をＡ／Ｄ変換器１０２に対して供給でき、上述した第１の条件を満足する。

また、ラジオ用ＯＳＣ１０８の発振周波数が37.1M〜37.9MHzの範囲内である場合、図３に示すように、その２次高調波の周波数 74.2MHz〜75.8MHzは、東欧バンドの上限周波数74.0MHzと日本バンドの下限周波数76.0MHzの間に位置し、かつ、その各々から200KHz以上離れている。このため、２次高調波による擬似的な隣接局妨害の発生を抑制できる。また、３次高調波の周波数 111.3MHz〜113.7MHzは、欧州バンドの上限周波数108.0MHzと3MHz以上離れているため、欧州バンドに対する妨害波とはならない。４次以上の高調波も同様である。つまり、37.1M〜37.9MHzの周波数範囲は、上述した第２及び第３の条件も満足する。

ちなみに、37.0MHz以下のいかなる周波数であっても、その高調波周波数が全世界のＦＭ放送帯域のいずれかと重複するため、ＦＭ放送信号に対する妨害波になる可能性がある。

＜第２の選択肢＞
上述した第１〜第３の条件を満足するためのラジオ用ＯＳＣ１０８の発振周波数の第２の選択肢は、54.1MHz以上、64.8MHz以下の範囲内である。例えば、ＩＦ信号周波数が10.7MHzである場合、ラジオ用ＯＳＣ１０８の発振周波数を54.1M〜64.8MHzの範囲内から選択すれば、ＩＦ信号周波数の約５〜６倍の周波数となる。したがって、アナログＩＦ信号のデジタルサンプリングを行うために十分なクロック信号をＡ／Ｄ変換器１０２に対して供給でき、上述した第１の条件を満足する。また、その２次高調波の周波数108.2MHz〜129.6MHzは、欧州バンドの上限周波数108.0MHzと200KHz以上離れている。３次以上の高調波も同様である。つまり、54.1M〜64.8MHzの周波数範囲は、上述した第２及び第３の条件も満足する。

＜第３の選択肢＞
上述した第１〜第３の条件を満足するためのラジオ用ＯＳＣ１０８の発振周波数の第３の選択肢は、74.2MHz以上、75.8MHz以下の範囲内である。これは、上述した第１の選択肢の２次高調波の周波数範囲に等しい。ただし、ＩＦ信号周波数が10.7MHzである場合、第３の選択肢の周波数は、ＩＦ信号周波数の７倍以上の高周波となってしまう。また、ＦＭ放送信号に対する妨害の程度は、直接波による妨害のほうが高調波よるものより大きい。これらを考慮すると、第３の選択肢の周波数は利用可能ではあるものの、上述した第１又は第２の選択肢の周波数を利用するほうが好ましい。なお、発振回路１０４が生成する動作クロック周波数を１／２にすることで消費電力を低減し、電磁波障害をより抑制するとすれば、その方法は上述した第１の選択肢と等価である。

＜第４の選択肢＞
上述した第１〜第３の条件を満足するためのラジオ用ＯＳＣ１０８の発振周波数の第４の選択肢は、108.2MHz以上である。世界中で使用されているＦＭ放送帯域より高い周波数を選択すれば、ＦＭ放送信号に対する妨害を抑制できる。しかしながら、ＩＦ信号周波数が10.7MHzである場合、第３の選択肢の周波数は、ＩＦ信号周波数の１０倍以上の高周波となってしまう。このため、デジタル復調回路を相応のクロック速度で動作するよう設計する必要がある。さらに、108.2MHzより下の周波数を使用できないために、消費電力の低減が難しいこと、電磁波障害を抑制し難いことを考慮すると、第４の選択肢の周波数は、利用可能ではあるものの、上述した第１〜第３の選択肢の周波数を利用するほうが好ましい。

上述した第１〜第４の選択肢のいずれかに含まれる周波数のクロック信号を入力する逓倍回路１０５によって生成される逓倍クロック信号は、全世界で使用されているＦＭ放送帯域と衝突しないし、200KHz以上離間したものとなる。例えば、デジタル復調部１０３を専用回路で組む場合には、逓倍回路１０５の倍率は小さい値、例えば１倍、つまり発振回路１０４から供給される入力クロック信号と同一の周波数でよい場合もある。一方、デジタル復調部１０３にＤＳＰ等の汎用回路を使用し、ＤＳＰに信号処理演算のためのプログラムを実行させることによりデジタル復調を行う場合、逓倍回路１０５の倍率は、ＤＳＰの必要性能を得るために十分な値とする必要がある。このため、例えば、発振回路１０４から供給される入力クロック信号の数倍の周波数が必要になる場合もある。

＜３．ＦＭ／ＡＭチャネル選択に適した発振周波数の選択方法＞
以上は、ラジオ用ＯＳＣ１０８及び発振回路１０４の発振周波数が、ＦＭ放送信号に対する妨害にならないためには、選択されるべき周波数範囲について説明した。続いて以下では、ＦＭ放送及びＡＭ放送の正確な選局（チャネル選択）を実行可能とするために、ラジオ用ＯＳＣ１０８及び発振回路１０４の発振周波数をどのような値に設定すべきか、より具体的には、どのような約数をもつ値に設定すべきかについて述べる。

上述したように、分周回路１０６の生成する基準周波数ｆ＿ＲＥＦは、ＲＦ−ＩＦ変換部１０１が有する周波数シンセサイザ２００による局所周波数ｆ＿ＦＭＬＯ及びｆ＿ＡＭＬＯの生成に使用される。ＲＦ信号と混合される局所周波数ｆ＿ＦＭＬＯ及びｆ＿ＡＭＬＯは、ＦＭ放送信号と局所周波数ｆ＿ＦＭＬＯの差、及びＡＭ放送信号と局所周波数ｆ＿ＡＭＬＯの差が中間周波数となるように、高い精度で生成される必要がある。このため、周波数シンセサイザ２００の基準信号となる基準周波数ｆ＿ＲＥＦは、高いジッタ精度を有する必要がある。したがって、発振回路１０４の出力クロックを分周することで基準周波数ｆ＿ＲＥＦを生成することによって、基準周波数ｆ＿ＲＥＦのジッタがラジオ用ＯＳＣ１０８固有のジッタより小さくなるよう設計することが通例となっている。

分周回路１０６が生成する基準周波数ｆ＿ＲＥＦ、ＶＣＯ２０３の発振周波数ｆ＿ＶＣＯ、との関係は、以下の（１）式で表される。なお、上述したとおり、ＮはＰＬＬ分周器２０４の分周比である。
f_VCO = f_REF × N （１）

さらに、ＦＭ用の局所周波数ｆ＿ＦＭＬＯ、ＡＭ用の局所周波数ｆ＿ＡＭＬＯは、ＦＭＬＯ分周器２０５の分周比をＫ、ＡＭＬＯ分周器２０６の分周比をＭとして、以下の（２）式及び（３）式により表される
f_FMLO = f_VCO/K = f_REF × N/K，（K=2又は3） （２）
f_AMLO = f_VCO/M = f_REF × N/M （３）

周波数シンセサイザ２００を用いて選局を行う場合、ＰＬＬ分周器２０４の分周比Ｎの値を増減することによって、局所周波数ｆ＿ＦＭＬＯ又はｆ＿ＦＭＬＯをＦＭ放送又はＡＭ放送のチャネル間隔単位で動かすようにすることが通例である。例えば、分周比ＮをΔＮだけ変更することによって、局所周波数ｆ＿ＦＭＬＯ及びｆ＿ＡＭＬＯをそれぞれＦＭ放送及びＡＭ放送のチャネル間隔だけずらすためには、以下の（４）式及び（５）式が成立するように、基準周波数ｆ＿ＲＥＦを選択すればよい。ここで、ｆ＿ＦＭＣ及びｆ＿ＡＭＣはそれぞれＦＭ放送及びＡＭ放送のチャネル間隔である。
f_FMC = Δf_FMLO = f_REF × ΔN/K，（K=2又は3） （４）
f_AMC = Δf_AMLO = f_REF × ΔN/M （５）

さらに、（４）式及び（５）式を書き直すと以下の（６）及び（７）式が得られる。
f_REF = f_FMC × K/ΔN，（K=2又は3） （６）
f_REF = f_AMC × M/ΔN （７）

（６）式及び（７）式から明らかであるように、基準周波数ｆ＿ＲＥＦは、ＦＭ放送及びＡＭ放送のチャネル間隔ｆ＿ＦＭＣ及びｆ＿ＡＭＣの公倍数であることが望ましい。また、基準周波数ｆ＿ＲＥＦは、ＦＭＬＯ分周器２０５の分周比及びＡＭＬＯ分周器２０６の分周比の倍数であることが望ましい。具体的には、ＦＭ放送のチャネル間隔（放送局間の最小周波数間隔）は100kHzであるから、基準周波数ｆ＿ＲＥＦは100kHzの倍数であることが望ましい。また、日本国内のＡＭ放送のチャネル間隔は9kHzであるから、基準周波数ｆ＿ＲＥＦは9kHzの倍数であることが望ましい。また、ＦＭ放送についてみると、基準周波数ｆ＿ＲＥＦは２又は３の倍数であることが望ましい。さらにＡＭ放送を考慮すると、ＡＭＬＯ分周器２０６の分周比Ｍの値は、全世界の中波（ＭＷ）、短波（ＳＷ）、長波（ＬＷ）の各ＡＭ放送をカバーするために様々な値を取りうる。このため、基準周波数ｆ＿ＲＥＦは、これら様々な分周比Ｍの倍数となりうる多くの整数の倍数であることが望ましい。

しかしながら、上述した基準周波数ｆ＿ＲＥＦの条件は必須ではない。何故なら、ΔＮを１より大きい適当な値とすれば、上述した基準周波数ｆ＿ＲＥＦの条件を守る必要がなくなるためである。これはチャネル間隔を１／ΔＮとみなすことと等価であり、例えば、ＦＭ放送に対してΔＮ＝２であれば50kHz毎に、ΔＮ＝３であれば33.33kHz毎に選局が可能なことを意味する。つまり、Ｎの値が２ステップ毎あるいは３ステップ毎に所望のチャネル周波数にチューニングされることになる。

しかし、周波数シンセサイザ２００が有するＰＬＬの収束時間の高速化を図り、ジッタによる特性影響を受け難くするためには、基準周波数ｆ＿ＲＥＦはできるだけ大きいほうがよい。これは、ＰＬＬ分周器２０４の分周比Ｎができるだけ小さいほうがよいと言い換えることもできる。このため、ΔＮ＝１として、ＦＭ放送及びＡＭ放送の最小チャネル間隔で選局できるように、基準周波数ｆ＿ＲＥＦを設定できることがやはり望ましい。

なお、分周回路１０６の分周比を変更することによって、基準周波数ｆ＿ＲＥＦを、ＦＭ放送帯域及びＡＭ放送帯域の間で切り替えること、及び受信地域毎に応じて切り替えることが可能である。基準周波数の切り替え例を図４に示す。図４の表の最も右の列に示す基準周波数分周比が、図１の分周回路１０６の分周比として設定されるべき値である。
＜４．好適な発振周波数の具体例＞

図４に示すように、放送信号の周波数バンド及び受信地域に応じて基準周波数ｆ＿ＲＥＦを変更するためには、発振回路１０４の生成クロックを分周することで図４の一覧表に示した全ての基準周波数ｆ＿ＲＥＦが得られる必要がある。言い換えると、発振回路１０４に接続されるラジオ用ＯＳＣ１０８の発振周波数は、図４の一覧表に示した全ての基準周波数ｆ＿ＲＥＦの公倍数でなければならない。

分周回路１０６により生成される基準周波数ｆ＿ＲＥＦについての上記の考察より、デジタル復調部１０３の動作周波数及びＡ／Ｄ変換器のサンプリングレートを決定するラジオ用ＯＳＣ１０８の発振周波数は、受信ステップ、特に、ラジオ放送のチャネル周波数間隔（ＦＭ放送が100kHz、ＡＭ放送が9kHz又は10kHz）の倍数であることが望ましい。具体的には、ＦＭ放送並びに長波（ＬＷ）、中波（ＭＷ）及び短波（ＳＷ）のＡＭ放送のために全世界で使用されている周波数バンドを総合して考えると、ラジオ用ＯＳＣ１０８の発振周波数は、900kHzの倍数であることが望ましい。

また、ＡＭＬＯ分周器２０６に適用される局所周波数分周比Ｍとして様々な値をとり得るためには、ラジオ用ＯＳＣ１０８の発振周波数は、１０〜２０の範囲で多くの約数を持つことが望ましい。

全世界のＦＭ放送帯域と衝突または隣接しない条件を満たす上述した第１の選択肢である37.1M〜37.9MHzを採用する場合、ラジオ用ＯＳＣ１０８の発振周波数は、37.8MHzとするのが望ましい。なぜなら、37.8MHzは、900kHzの倍数であり、37800000という整数は、2から10までのすべての整数と、12, 14, 15, 16, 18, 20, 21を約数として持つため、整数分周比としての広い選択肢を持つためである。

一方、上述した第２の選択肢である54.1M〜64.8MHzを採用する場合、900kHzの倍数の周波数として、54.9MHzから64.8MHzまでの900kHz毎の１２通りの周波数が、ラジオ用ＯＳＣ１０８の発振周波数の候補になる。さらにこの中から、豊富な整数の約数を有する値を選ぶなら、37.8MHzの１．５倍である56.7MHzが、37.8MHzと同様に多くの約数を有する。

また、上述した第３の選択肢である74.2M〜75.8MHzを採用する場合、900kHzの倍数の周波数として、74.7MHz及び75.6MHzの２通りが候補になる。さらにこの中から、豊富な整数の約数を有する値を選ぶなら、37.8MHzの２倍である75.6MHzが、37.8MHzと同様に多くの約数を有する。

＜５．ＩＦ復調部１０７の変形例＞
上述した図１に示したＩＦ復調部１０７の構成は一例である。例えば、逓倍クロックを用いずともデジタル復調部１０３がデジタル復調処理を実行可能であれば、逓倍回路１０５を省略することも可能である。この場合、図５に示すように、発振回路１０４の生成する37.8MHzのクロック信号を直接的にデジタル復調部１０３に供給すればよい。

また、発振回路１０４自体に２分周機能又は高精度の１．５分周機能を持たせる場合、発振回路１０４に接続されるラジオ用ＯＳＣ１０８の発振周波数は、上記の考察で最適と考えられる37.8MHzの２倍である75.6MHz又は１．５倍である56.7MHzとし、Ａ／Ｄ変換器１０２及びデジタル復調部１０３に分配されるクロック信号の周波数を37.8MHzとしてもよい。なお、このような構成であっても、さらに逓倍回路１０５を配置して、発振回路１０４の出力を任意の倍率で逓倍してもよい。

＜６．発振周波数の選択による効果＞
上述した第１〜第４の選択肢の中からラジオ用ＯＳＣ１０８の発振周波数を決定することにより、Ａ／Ｄ変換器１０２やデジタル復調部１０３の動作のために、発振回路１０４から供給されるクロック信号及びその高調波の周波数は、世界中で使用されているＦＭ放送帯域のいずれとも衝突せず、200kHz以上離間する。このため、非特許文献１〜３に開示されている動作周波数とは対照的に、デジタル復調部１０３から放射される電磁波がＦＭ放送信号へ干渉することがない。

また、上述した第１〜第４の選択肢の中からラジオ用ＯＳＣ１０８の発振周波数を決定すれば、非特許文献１に開示されているように、ＦＭ放送信号の受信中にデジタル信号処理の動作周波数を低下させる必要はない。

また、周波数の異なる複数のクロック信号を生成するための複数の発振回路を設ける必要が無く、例えば、１つのラジオ用ＯＳＣ１０８及び１つの発振回路１０４の生成するクロック信号を、アナログフロントエンドにおけるＲＦ−ＩＦ変換、アナログＩＦ信号のデジタルサンプリング、及びデジタルＩＦ信号のデジタル復調のために共用することができる。

また、１つのラジオ用ＯＳＣ１０８及び１つの発振回路１０４の生成するクロック信号を、オーディオ処理、例えばシステム制御、音場処理、他デバイスからの信号レート変換処理などとも共用してもよい。これにより、例えば、本実施の形態にかかるラジオ受信機を用いて構成された車載オーディオ機器などのシステム全体として、ＦＭ放送信号の受信への影響を抑えることができる。

また、さらに、上述した37.8MHz、56.7MHz、及び75.6MHzの中の１つをラジオ用ＯＳＣ１０８の発振周波数とすれば、これを整数分周した基準周波数ｆ＿ＲＥＦを周波数シンセサイザ２００に供給することで、ＦＭ放送並びに長波（ＬＷ）、中波（ＭＷ）及び短波（ＳＷ）のＡＭ放送の受信必要な多くの局所周波数ｆ＿ＦＭＬＯ及びｆ＿ＡＭＬＯを生成可能である。

＜７．車載オーディオ機器への適用例＞
また、上述した本実施の形態にかかるラジオ受信機を使用することによって、筐体又は回路上のＩＣチップ及び配線等のレイアウトの工夫による電磁は障害対策の必要性が軽減される。このことは、ラジオ受信機を用いた車載オーディオ機器等の製品構成の自由度の向上にも繋がる。

図６は、本実施の形態にかかるラジオ受信機を使用した車載オーディオ機器の構成を示すブロック図である。図８に示した従来の車載オーディオ機器の構成との相違点は、ラジオ用ＯＳＣ１０８の発振周波数とＩＦ復調部１０７の配置である。

上述したように、図８に示した従来構成では、電磁波妨害対策のために、アナログＩＦ信号のデジタルサンプリング及びデジタル復調を行なうＩＦ復調部１０７及びラジオ用ＯＳＣ１０８と、ＲＦ−ＩＦ変換部１０１とを隔離したうえ、ＲＦ−ＩＦ変換部１０１をシールドする等の工夫が必要であり、システム構成上の制約が生じていた。

これに対して、本実施の形態にかかるラジオ受信機は、ラジオ用ＯＳＣ１０８の発振周波数の最適選択によって、ＩＦ復調部１０７及びラジオ用ＯＳＣ１０８に起因するＦＭ放送信号の受信妨害が抑制されている。このため、図６に示すように、ＲＦ−ＩＦ変換部１０１とＩＦ復調部１０７及びラジオ用ＯＳＣ１０８を、特別なシールド部材を必要とせずに、共通のサブ基板１２０上に実装することが可能である。そして、サブ基板１２０を金属シールド構造のパッケージ（シールドパッケージ１２５）に収容されたチューナモジュールとした上で、主基板１２１のオーディオ処理モジュールに接続する構成をとることができる。これによって、例えば、ＲＦ−ＩＦ変換部１０１とＩＦ復調部１０７及びラジオ用ＯＳＣ１０８を、１つの半導体基板に集積された集積された半導体集積回路（ＩＣ）として形成することも可能となる。また、ＳｉＰ（system in package）技術を採用して、例えば、ＲＦ−ＩＦ変換部１０１を集積したチップとＩＦ復調部１０７及びラジオ用ＯＳＣ１０８を集積したチップとを３次元に集積し、同一のＩＣパッケージに収容して製品化することも可能となる。

このように、本実施の形態にかかるラジオ受信機を使用することによって、従来のアナログラジオ受信機で採用されていたのと同等の図６に示す構成を、デジタル信号処理で復調を行なうラジオ受信機においても採用できる。

さらに、本発明は上述した実施の形態のみに限定されるものではなく、既に述べた本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることは勿論である。

本発明の実施の形態にかかるラジオ受信機の構成例を示すブロック図である。 ＲＦ−ＩＦ変換部の構成例を示すブロック図である。 中間周波数並びにラジオ用ＯＳＣの発振周波数の第１の選択肢及びその高調波と、ＦＭ放送帯域との関係を示す図である。 基準周波数ｆ＿ＲＥＦの切り替え例を示す一覧表である。 ＲＦ−ＩＦ変換部の他の構成例を示すブロック図である。 本発明の実施の形態にかかるラジオ受信機を適用した車載オーディオ機器の構成例を示すブロック図である。 特許文献１に開示されたＦＭ多重放送受信装置に関するブロック図である。 従来のラジオ受信機を適用した車載オーディオ機器の構成例を説明するためのブロック図である。

符号の説明

１００ アンテナ
１０１ ＲＦ−ＩＦ変換部
１０２ Ａ／Ｄ変換器
１０３ デジタル復調部
１０４ 発振回路
１０５ 逓倍回路
１０６ 分周回路
１０７ ＩＦ復調部
１０８ オーディオＯＳＣ
１１０ オーディオ信号処理部
１２０ サブ基板（デジタルチューナモジュール）
１２１ 主基板（オーディオ処理モジュール）
１２５ シールドパッケージ
２００ 周波数シンセサイザ
２１３ ＦＭ用ミキサ
２１４ ＡＭ用ミキサ

Claims (13)

1. ＦＭ放送信号の復調処理をデジタル信号処理により行うラジオ受信装置であって、
   前記ＦＭ放送信号を中間周波数信号に変換する周波数変換部と、
   クロック信号を発振する発振回路と、
   前記クロック信号の発振周波数並びに前記クロック信号の逓倍周波数及び分周周波数のいずれかをサンプリング周波数として、前記中間周波数信号をデジタルサンプリングするＡ／Ｄ変換器と、
   前記発振周波数並びに前記クロック信号の逓倍周波数及び分周周波数のいずれかを動作周波数として、デジタルサンプリングされた前記中間周波数信号を用いてデジタル復調処理を行うデジタル復調部とを備え、
   前記発振周波数が、３７．１ＭＨｚ以上３７．９ＭＨｚ以下、５４．１ＭＨｚ以上６４．８ＭＨｚ以下、又は７４．２ＭＨｚ以上７５．８ＭＨｚ以下の範囲内に含まれることを特徴とするラジオ受信装置。
2. 前記デジタル復調部は、デジタル信号処理プロセッサであり、プログラムを実行することにより前記デジタル復調処理を実行する請求項１に記載のラジオ受信装置。
3. 前記クロック信号を分周して基準周波数を有する基準クロック信号を生成する分周回路をさらに備え、
   前記周波数変換部は、前記基準クロック信号を入力し、前記中間周波数信号への変換に用いられる局所周波数を生成する周波数シンセサイザを有する請求項１に記載のラジオ受信装置。
4. 前記発振周波数が、３７．８ＭＨｚであることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のラジオ受信装置。
5. 前記周波数変換部、前記発振回路、前記Ａ／Ｄ変換器、及び前記デジタル復調部が、電磁波を遮断するシールド構造を有する共通のパッケージ内に収容されていることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載のラジオ受信装置。
6. 前記発振回路、前記Ａ／Ｄ変換器、及び前記デジタル復調部が１つの半導体基板に集積された半導体集積回路として形成されていることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載のラジオ受信装置。
7. 電磁波を遮断するシールド構造を有するパッケージに収容されたチューナモジュールと、
   前記チューナモジュールから供給されるデジタルオーディオ信号の信号処理を行うオーディオ処理モジュールとを備え、
   前記チューナモジュールは、
   ＦＭ放送信号を中間周波数信号に変換する周波数変換部と、
   クロック信号を発振する発振回路と、
   前記クロック信号の発振周波数並びに前記クロック信号の逓倍周波数及び分周周波数のいずれかをサンプリング周波数として、前記中間周波数信号をデジタルサンプリングするＡ／Ｄ変換器と、
   前記発振周波数並びに前記クロック信号の逓倍周波数及び分周周波数のいずれかを動作周波数として、デジタルサンプリングされた前記中間周波数信号を用いてデジタル復調処理を行うデジタル復調部とを備え、
   前記発振周波数が、３７．１ＭＨｚ以上３７．９ＭＨｚ以下、５４．１ＭＨｚ以上６４．８ＭＨｚ以下、又は７４．２ＭＨｚ以上７５．８ＭＨｚ以下の範囲内に含まれることを特徴とするオーディオシステム。
8. 前記発振回路、前記Ａ／Ｄ変換器、及び前記デジタル復調部が１つの半導体基板に集積された半導体集積回路として形成されていることを特徴とする請求項７に記載のオーディオシステム。
9. デジタル信号処理により復調処理を行うラジオ受信装置の製造方法であって、
   ＦＭ放送信号を中間周波数信号に変換する周波数変換部を配置する工程と、
   クロック信号を発振する発振回路を配置する工程と、
   前記クロック信号の発振周波数並びに前記クロック信号の逓倍周波数及び分周周波数のいずれかをサンプリング周波数として、前記中間周波数信号をデジタルサンプリングするＡ／Ｄ変換器を配置する工程と、
   前記発振周波数並びに前記クロック信号の逓倍周波数及び分周周波数のいずれかを動作周波数として、デジタルサンプリングされた前記中間周波数信号を用いてデジタル復調処理を行うデジタル復調部を配置する工程と、
   ３７．１ＭＨｚ以上３７．９ＭＨｚ以下、５４．１ＭＨｚ以上６４．８ＭＨｚ以下、又は７４．２ＭＨｚ以上７５．８ＭＨｚ以下の範囲内から、前記クロック信号の周波数を選択する工程と、
   を含むラジオ受信装置の製造方法。
10. 前記ＦＭ放送信号を含むＦＭ放送帯域と衝突せず、前記ＦＭ放送帯域と２００ｋHz以上離間する周波数の中から、前記ＦＭ放送信号の隣接チャネル間隔の倍数である周波数を前記クロック信号の周波数として選択する請求項９に記載のラジオ受信装置の製造方法。
11. 前記請求項１０の製造方法によって選択される複数の周波数のうち、整数の約数を最も多く有する周波数を前記クロック信号の周波数として選択することを特徴とするラジオ受信装置の製造方法。
12. 前記周波数変換部、前記発振回路、前記Ａ／Ｄ変換器、及び前記デジタル復調部を、電磁波を遮断するシールド構造を有する共通のパッケージ内に収容することを特徴とする請求項９乃至１１のいずれか１項に記載のラジオ受信装置の製造方法。
13. 前記発振回路、前記Ａ／Ｄ変換器、及び前記デジタル復調部を１つの半導体基板に集積することを特徴とする請求項９乃至１２のいずれか１項に記載のラジオ受信装置の製造方法。

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