JP2010103713A - 無線受信機 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】無線受信機100において、テスト信号発生回路(50)は、少なくとも1個の分周回路(52)を有し、発振回路(10)において生成された第1の発振周波数(fVCO )を持つ発振信号を、分周率(P)で分周してテスト信号(S50)を生成し、当該テスト信号を周波数変換回路(20)の入力部において受信した無線周波数信号に注入する。すなわち、テスト信号の生成に、周波数変換回路(20)の周波数変換に用いた信号と同様、発振回路(10)で生成した局部発振周波数fVCO の局部発振信号LOaを用いる。
【選択図】図1
Description
より特定的には、本発明は、イメージ周波数抑制レシオ(IMRR)を調整するために使用するテスト信号発生回路を有する無線受信機に関する。
特に、テレビジョン受像機の場合には、−60dB以上のIMRRが求められている。このような場合には、何らかの調整手段を用いないと上記したIMRRを達成することが困難である。
その場合、IF信号の検出器の帯域が6MHzと仮定すると、〔−60−10k×log(6M)=−128dBc/Hz以下の位相ノイズでなければ、テスト信号の位相ノイズとイメージ信号とを区別することができない。
特に、テレビジョン受像機に用いるVCOは、たとえば、少なくとも1オクターブ以上の広い発振周波数範囲が要求される。そのため、通常、局部発振信号を生成する電圧制御型発振器(VCO)を受信機の回路にオンチップ化する場合には、複数の局部発振信号を生成するため異なる発振特性を持つ複数のVCOを受信機に搭載し、使用するチャネル周波数に応じて使い分ける。
テスト信号発生回路において、第2の分周回路は、第1の局部発振周波数fVCOの第1の発振信号を、制御手段で指定された分周比Pで分周して、(fVCO/P)の周波数を持つテスト信号を生成して、このテスト信号を受信したRF信号に重畳(注入)する。
テスト信号発生回路は、第1の局部発振周波数の第1の発振信号を用いるから、テスト信号発生回路内に局部発振信号に相当する回路としてのVCOおよびPLLを設ける必要がない。制御手段により、チャンネルに応じて、その第1および第2の分周率を設定するのみでよい。その結果、本実施の形態の受信機の構成は簡単である。特に、チャンネル数が増加しても、回路構成が複雑にならない。
また、テスト信号の元になる局部発振信号は、周波数変換回路において周波数変換に使用する局部発振信号と同じなので、位相ノイズ(位相誤差)に関する問題も生じない。
図1を参照して本発明の受信機の第1実施の形態を述べる。
図1は本発明の第1実施の形態の無線受信機の構成図である。
図1に図解した無線受信機100は、アンテナ1と、第1の可変バンドパスフィルタ(V−BPF)3と、第1の利得可変型低ノイズ増幅回路(LNA)5と、第2の可変バンドパスフィルタ7とを有する。V−BPF3、7が、トラッキング・フィルタとして機能する。
無線受信機100はまた、分周率Mの分周回路14と分周・移相器16とで構成される第2の発振回路10Aを有する。分周回路14と分周・移相器16とで、本発明の第1の分周回路を構成する。したがって、第2の発振回路10Aは第1の分周回路と同じである。
無線受信機100はまた、IF信号検出器40と、アナログ/デジタル変換器(A/DC)42と、コントローラ(制御手段)44とを有する。
無線受信機100はさらに、振幅および位相を補正する振幅・位相補正回路30、イメージ除去フィルタ32、信号加算回路34、第2の利得可変型低ノイズ増幅回路(LNA)36、および、中間周波数(IF)信号処理回路38とを有する。
無線受信機100はテスト信号発生回路50を有する。
テスト信号発生回路50は、利得可変型低ノイズ増幅回路51、分周率P(分周比1/P)の分周回路52とを有する。
分周回路52の分周率Pは、コントローラ44によって設定される。
無線受信機100の各回路の基本動作を述べる。
(1)アンテナ1、V−BPF3、7、および、LNA5
アンテナ1は、たとえば、テレビジョン放送における無線周波数fRFのRF信号を受信する。
可変バンドパスフィルタ(V−BPF)3、7は、通過帯域(バンドパス)周波数を可変にできるバンドパスフィルタであり、受信機100のユーザのチャンネル選択に応じてアンテナ1で受信したRF信号の通過帯域が設定される。その結果、V−BPF3、7によって不要なチャンネル周波数の電波が除去され、不要なチャンネル周波数の信号がこれらの後段の回路に入力することが防止される。V−BPF3、7はこのように、トラッキング・フィルタ、または、チャンネル選択フィルタとして機能する。
発振回路10におけるPLL12は、コントローラ44から出力される制御信号S44Cにより設定される発振周波数に応じたVCO駆動電圧信号を出力する。
VCO11は、入力された電圧に応じた発振周波数の信号、すなわち、第1の局部発振周波数fVCO の第1の発振信号LOaを生成する。
このように、第1の発振回路10は、位相同期型局部発振回路として機能する。
第2の発振回路10Aにおける分周・移相器16は、分周回路14から出力される第2の発振信号LObをさらに(1/4)分周して局部発振周波数fLOの信号を生成する。分周・移相器16はさらに直交する(位相差が90°の)2つの信号、同相成分の局部発振信号LOIと直交成分の局部発振信号LOQとを生成する。
分周回路14の分周率Mと、分周・移相器16の分周率4との合成分周率(4×M)が、第1の局部発振周波数fVCO の第1の発振信号LOaを分周して周波数fLOの直交する同相成分の局部発振信号LOIと直交成分の局部発振信号LOQとを生成することを規定する。
分周・移相器16において1/4に分周するのは、第1の発振回路10のVCO11のデューティ比に依存されずに位相が90°位相が異なる2つの信号LOI、LOQを生成するためである。なお、分周・移相器16において、(1/4)分周に限らず、(1/2)分周でも位相が90°異なる2つの信号LOI、LOQを生成することができる。
このようにして生成される直交する2つの局部発振信号LOI、LOQが周波数変換回路20において、無線周波数の信号から中間周波数の信号に周波数変換に使用される。
混合器(ミキサ)21は、バンドパスフィルタ7から出力されるRF信号と、分周・移相器16から出力される局部発振周波数fLOの同相成分の局部発振信号LOIとを乗じて周波数変換することにより同相成分のIF信号IFIを生成する。
同様に、混合器22は、バンドパスフィルタ7から出力されるRF信号と、分周・移相器16から出力される局部発振周波数fLOの直交成分の局部発振信号LOQとを乗じて周波数変換することにより直交成分のIF信号IFQを生成する。
振幅・位相補正回路30は、コントローラ44からの制御信号S44Aに応じて、周波数変換回路20においてIF帯域に周波数変換された同相成分のIF信号IFIと直交成分のIF信号IFQの振幅と位相を補正する。
イメージ除去フィルタ32もバンドパスフィルタである。トラッキング・フィルタとして機能する可変バンドパスフィルタ3、7では、ユーザが選択したチャンネルの近傍のチャンネルの周波数成分を十分に除去できない場合がある。そこで、イメージ除去フィルタ32によって使用しないチャンネルの信号を十分無視できる程度まで除去する。
振幅・位相補正回路30およびイメージ除去フィルタ32と、コントローラ44との処理内容の関連について詳述する。
信号加算回路34は、イメージ除去フィルタ32から出力された直交する2つの成分のIF信号IFIとIFQを加算して(合成して)、IF信号を生成する。
利得可変型低ノイズ増幅回路36は、信号加算回路34において生成されたIF信号を増幅する。
IF信号検出器40は、信号加算回路34で生成されたIF信号を検出する。
A/DC42は、IF信号検出器40で検出したアナログ形式の信号をコントローラ44において処理可能なデジタル形式に変更する。
(a)振幅・位相補正回路30における振幅および位相を調整するための制御信号S44Aを生成する。
(b)テスト信号発生回路50における分周率Pを設定する制御信号S44B、および、分周器14の分周率Mを設定する制御信号S44Cを生成する。
そのため、コントローラ44は、たとえば、演算処理機能を有するコンピュータを用いて構成される演算制御ユニットCPU、および、後述する分周率の組み合わせのテーブルなどを記憶するメモリを有して構成することができる。
振幅・位相補正回路30において、同相成分のIF信号IFIと、直交成分のIF信号IFQの振幅誤差と位相誤差が全く無いように補正されれば、イメージ除去フィルタ32により不要なチャンネルのイメージは完全に除去することができる。
通常は、無線受信機100を構成する電子回路の素子相互間のバラツキなどにより、2つの異なるIF信号IFI、IFQとの間に、振幅の誤差および位相の誤差が生ずるので、振幅・位相補正回路30において、上記振幅誤差および位相誤差を補正する。
テスト信号発生回路50において、分周回路52は、第1の発振回路10から出力される第1の局部発振周波数fVCO の第1の発振信号LOaを、コントローラ44で指定された分周率Pで分周してトーン周波数fTONEを持つテスト信号S50を生成する。
テスト信号発生回路50A内の利得可変型低ノイズ増幅回路51は、分周回路52で生成された、(fVCO /P)のトーン周波数fTONEを持つテスト信号S50の利得を調整する。
このように、テスト信号発生回路50は、第1の発振回路10から出力される第1の局部発振周波数fVCO の第1の発振信号LOaを分周率Pで分周して、(fVCO /P)のトーン周波数fTONEを持つテスト信号S50を生成する。テスト信号発生回路50は、テスト信号S50を周波数変換回路20の前段に位置するノードN1において受信したRF信号に重畳(注入)する。
テスト信号発生回路50は、第2の発振回路10Aで生成した周波数fLOの直交する同相成分の局部発振信号LOIと直交成分の局部発振信号LOQとを生成するために使用した、第1の局部発振周波数fVCO の第1の発振信号LOaを用いている。その結果、テスト信号発生回路50内にテスト信号S50を生成するための局部発振信号に相当する回路としてのVCOおよびPLLを設ける必要がない。すなわち、本実施の形態のテスト信号発生回路50を構成する分周回路52を設け、コントローラ44によって、チャンネル周波数に応じて、分周率Pを調整するのみでよい。その結果、本実施の形態の受信機の構成は簡単である。
特に、チャンネル数が増加しても、回路構成が複雑にならないという利点を有する。
図1に図解した受信機100を地上波テレビジョン受像機に適用した場合を想定して、動作例を述べる。
さらに、本実施の形態の上述した特徴を、本実施の形態の無線受信機100を地上波テレビジョン受像機に適用した場合について、従来技術との相違として、さらに詳細に後述する。
本実施の形態の無線受信機100のような低IF方式では、IF中心周波数は、4〜5MHz程度に設定される。その理由は、フリッカー・ノイズを回避するため、チャンネルの最低周波数を約1MHz以上とするためである。さらに、あまり高いIF周波数を用いると、回路設計が不利になるから、あまり高い周波数を用いない。
以上から、本実施の形態のテスト信号S50の周波数としては、IF周波数で1〜9MHzになるような周波数である必要がある。
図1に例示した受信機100の構成において、第1の発振回路10で生成される第1の発振信号LOaの第1の局部発振周波数fVCO を、たとえば、1800MHz〜3600MHzに設定する。
その場合、分周回路14の分周率がM=1のとき450〜900MHz、M=2のとき、225〜450MHzの周波数をカバーできる。
分周回路14の分周率Mをさらに、4または8と2の巾乗で大きくしていけば、さらに低い周波数領域をカバーできる。
たとえば、局部発振周波数fLO=400MHzならば、受信中心周波数fRF=396MHz、イメージ中心周波数fIM=404MHzとなる。
したがって、テスト信号S50が、トーン周波数fTONEが2倍のIF中心周波数fIFが離れた受信周波数信号に、たとえば、スプリアスなどの何らかの信号成分を持つと振幅・位相補正回路30において位相誤差を調整できなくなる。
信号成分としては、位相ノイズも含まれるため、テスト信号S50の位相ノイズは要求されるイメージ周波数抑制レシオ(IMRR)と、IF信号検出器40の帯域から制限される。
本願発明では、上述したように、テスト信号発生回路50において、局部発振周波数fLOの第1の発振信号LOを生成する第1の発振回路10からテスト信号S50を生成しているので、回路構成が簡単になる。
なお、テスト信号S50の発生のもとになる局部発振信号は、周波数変換回路20で用いる局部発振信号LOI、LOQと同じ第1の発振信号LOなので、位相ノイズ(位相誤差)に関する問題も生じない。
図2は受信中心周波数fRFとIF中心周波数fIFとの関係を図解した図である。
分周回路14において第1の局部発振周波数fVCO を(1/M)に分周し、分周・移相器16においてさらに(1/4(に分周して合計〔1/(4×M)〕分周した周波数を得る。
他方、第1の局部発振周波数fVCO をテスト信号発生回路50における第2の分周回路52において(1/P)に分周する。
上記2つの分周周波数との差が、IF信号のIF中心周波数fIFとなる組み合わせとしての分周率は、M=8、P=30を採用することができる。
なお、図2において、トーンIF周波数を、テスト信号S50の周波数fTONEを用いて、(fLO−fTONE)として定義している。
テスト信号発生回路50において第1の局部発振周波数fVCO の発振信号LOを分周してテスト信号S50を生成しているから、テスト信号S50そのものには、受信中心周波数fRF付近のスプリアス成分は存在しない。
両者の高調波成分同士が周波数変換回路20において混合された場合、その周波数成分も含まれるが、IF周波数信号ではIF中心周波数fIFの高調波成分となる。
その結果、たとえ、イメージ除去フィルタ32の帯域内であっても、IF信号検出器40の帯域外になるように帯域を設定することにより、イメージ除去フィルタ32におけるイメージ抑制の調整には影響を与えない。
上述したように、IFトーン周波数fIF-TONEを、(fIF-TONE=fLO−fTONE)と定義したので、分周率P=33、34では、ロー・ローカル方式でのイメージ信号が生成され、分周率P=31、30では、アッパー・ローカル方式でのイメージ信号が生成できることが理解されよう。
もし、IF回路、たとえば、周波数変換回路20、振幅・位相補正回路30、イメージ除去フィルタ32などの回路素子間でバラツキ等で生ずる振幅誤差、位相誤差などがイメージ抑制に悪化の主要因であるならば、これらの誤差は受信周波数には依存しないため、イメージ調整を有効に行うことができる。
図4に図解したように、周波数変換回路20内の混合器21、22はそれぞれ、MOSトランジスタ・スイッチ211を用いてパッシブ型で構成することができる。符号212は増幅回路、213は入力抵抗素子、214は帰還抵抗素子を示す。
混合器21、22をこのように構成すると、第1の発振回路10の駆動は、CMOSインバータを用い、電源電圧までフルに振幅を変化させることができる。
この場合は、混合器21、22における局部発振(LO)駆動の振幅誤差は極めて小さくでき、振幅誤差はIF回路系で発生すると考えてよく、図1に図解した受信機100の構成でも、十分有効に活用することができる。
換言すれば、図4に例示した混合器21、22を用いれば、第1実施の形態の受信機100も十分有効に使用することができる。
図5を参照して本発明の無線受信機の第2実施の形態を述べる。
上述した第1実施の形態において考察したように、周波数が高い分、位相誤差は第2の発振回路10Aにおいて発生されることが主要因と考えることができる。その場合には、位相誤差は受信周波数に依存して変化すると考えられるため、各受信周波数ごとに調整を行うことが必要となる。
第2実施の形態の受信機100Aは、上述した第1実施の形態の受信機100における制約を解消するため、任意の受信周波数で調整を可能とするテスト信号発生回路50Aを有する。
本発明の第2実施の形態の無線受信機100Aは、図1を参照して述べた第1実施の形態の無線受信機100と比較すると、テスト信号発生回路50Aの回路構成が異なる。
その他の回路構成は、基本的に、図1に図解した無線受信機100と同様である。
図5に図解したテスト信号発生回路50Aは、第3の利得可変型低ノイズ増幅回路(LNA)51と、第2の分周回路52と、第3の分周回路53と、テスト信号発生用の第1の混合器(ミキサ)54とを有する。
図1に図解したテスト信号発生回路50と比較すると、分周率Qの分周回路53と、テスト信号発生用の混合器54とが付加されている。
分周率Pの分周回路52および低ノイズ増巾回路(LNA)51は基本的に、図1を参照して述べた回路と同じである。
分周回路52の分周率P、および、分周回路53の分周率Qは、コントローラ44から制御信号S44Bとして設定される。
ここで、分周率PとQとは、P<Qという条件を設定する。
分周回路53が、第1の発振回路10で生成された第1の局部発振周波数fVCO の第1の発振信号LOを分周率Qで分周する。
混合器54において、分周回路52の分周信号と、分周回路53の分周信号とを乗算して、周波数変換する。
低ノイズ増巾回路(LNA)51は、混合器54の出力信号を増幅し、テスト信号S50Aを生成して、ノードN1に印加して、RF信号にテスト信号S50Aを注入する(重畳する)。
上述したように、分周率PとQとは、P<Qという条件に設定される。
混合器54で生成された周波数変換信号S54、ひいては、テスト信号S50Aのトーン周波数fTONEには下記の周波数fTONE(+)またはfTONE(−)の信号が含まれる。
fTONE(−)=fVCO (1/P−1/Q)
fTONE(+)がイメージ周波数になるように、分周率P、Qの値を設定した場合は、スペクトラムは図6に図解した関係となる。
ここで、分周回路52による分周周波数fp 、および、分周回路53による分周周波数fQ はそれぞれ、fVCO /P、fVCO /Qとなる。
しかしながら、この方法は、イメージ周波数と同じ受信周波数そのものの信号を生成させるので、イメージの調整には使用できない。ただし、トラッキング・フィルタ、すなわち、可変バンドパスフィルタ3、7、および、利得可変型低ノイズ増幅回路5の調整には使用することができる。これについては、後述する。
局部発振周波数fVCO =3200MHzの場合、分周回路14の分周率MをM=1とする。受信周波数fRF=796MHz、IF周波数fIF=4MHzの場合、テスト信号S50AのトーンIF周波数fTONEは804MHzとなる。
テスト信号S50Aの周波数はIF帯域内にあればよいので、fTONEは801〜809MHzの範囲内であればよい。
分周率M、P,Qを、M=1、P=5、Q=19.5とする。以下、分周率M、P、Qの関係を簡略化して〔M、P、Q〕として分周率の組み合わせを表す。この場合、〔1、5、19.5〕と表記する。
fTONE(−)=3200(1/5−1/19.5)=475.90MHz
fTONE(−)はイメージ周波数とは十分離れており、イメージ調整に障害とはならない。
横軸は局部発振周波数fVCO を示し、縦軸はIFトーン周波数fIF-TONEを示す。
実際には、このIFトーン周波数fIF-TONEの絶対値でIF信号に観察される。
周波数fTONE(−)は、IF周波数帯域から相当離れており、イメージ調整に影響を与えないことが理解される。
図9は、図7に対応する、ロー・ローカル方式におけるイメージ信号の生成例を示すグラフである。図9において、上述したように、たとえば、〔1、5、20.5〕は、分周率の組み合わせ〔M、P、Q〕を示している。
もちろん、無線受信機100Aにおいては、分周率M,P,Qの組み合わせは、一意的ではなく、種々任意に選択することができる。その結果、種々のトーン周波数fTONEを持つテスト信号S50Aを生成することができる。
そのため、コントローラ44のメモリには、たとえば、チャンネル周波数ごとに好ましい分周率M,P,Qの組み合わせを記憶しておき、選択されたチャンネルに応じて好ましい組み合わせの分周率M,P,Qを設定することができる。
図11を参照して本発明の受信機の第3実施の形態を述べる。
第3実施の形態の無線受信機100Bは、第2実施の形態の無線受信機100Aの分周率の選択性をさらに拡張したものである。
本発明の第3実施の形態の無線受信機100Bは、図5を参照して述べた第2実施の形態の無線受信機100Aと比較するとテスト信号発生回路50Bの回路構成が異なる。
その他の回路構成は、基本的に、図1および図5に図解した受信機100、100Aと同様である。
図11に図解したテスト信号発生回路50Bは、第3の利得可変型低ノイズ増幅回路(LNA)51と、第2の分周回路52と、第3の分周回路53と、テスト信号発生用の第1の混合器(ミキサ)54と、第4の分周回路55と、テスト信号発生用の第2の混合器(ミキサ)56とを有する。
図5に図解したテスト信号発生回路50Aと比較すると、テスト信号発生回路50Bには、分周回路55、混合器56が付加されている。
分周率Pの分周回路52、分周率Qの分周回路53、混合器54、LNA51は、基本的に、図5を参照して述べた回路と同じである。
分周回路52の分周率P、分周回路53の分周率Q、および、分周回路55の分周率Rは、制御信号S44Bとしてコントローラ44によって設定される。
分周回路52、53、55で分周した周波数をそれぞれ、fp =fVCO /P,fQ =fVCO /Q,fR =fVCO /Rとすれば、混合器56の出力信号、すなわち、実質的にはテスト信号S50Bには、下記の周波数成分(トーン周波数成分)が含まれる。
その1例として、下記のfTONE(−−)がイメージ周波数になるように分周率P,Q,Rを選択する場合を述べる。
周波数fTONE(−−)は、IF周波数帯域から相当離れており、イメージ調整に影響を与えないことが理解される。
図12において、たとえば、〔1,11,12,13〕は、分周率M,P,Q,Rの組み合わせを示している。
したがって、この例示に限らず、その他種々の分周率M,P,Q,Rの組み合わせが可能である。たとえば、分周回路14における分周率MをM=1とした場合、たとえば、〔1,6,22,26〕、〔1,7,26,22〕、〔1,8,13,20〕などを採用することができる。
図13は、参考までに、スプリアスとなる下記トーン周波数をプロットしたグラフである。
fTONE(−+)=fp −fQ +fR
fTONE(+−)=fp +fQ −fR
図15は、本発明の第4実施の形態における受信機のテスト信号発生回路50Cの回路構成を示す図である。
第1〜第3実施の形態として述べたように、受信機の構成の相違点はテスト信号発生回路でなので、第4実施の形態としては、テスト信号発生回路50Cのみ図解し、他の構成の図解を省略した。
スイッチ57 スイッチ58 トーン周波数
(1)「0」位置 「0」位置 fP
(2)「0」位置 「1」位置 fP (±) fQ (±) fR
(3)「1」位置 「0」位置 fP (±) fQ
(4)「1」位置 「1」位置 fP (±) fQ (±) fR
ただし、fp =fVCO /P、fQ =fVCO /Q、fR =fVCO /R
上述した無線受信機の分周回路のうち、半整数分周回路の構成例について述べる。
分周回路としては(1/2)分周の巾乗の分周回路の回路構成が簡単である。たとえば、(1/2)分周回路は、1個の遅延型(D型)フリップフロップで構成することができるから、DFFを 従属接続すればよい。
他方、半整数分周回路の構成は幾分複雑になる。
本発明の実施の形態の適用された好適な半整数分周回路について述べる。
なお、テスト信号S50としては、その周波数自体(基本波)のパワー成分が大きいことが要求される。つまり、テスト信号のデューティ比が50%から余り離れていないことが求められる。
プログラマブル・カウンタにおいて、まず、分周率N1=Floor/(N/2)で分周し、次に、分周率N2=(N−N1)で分周する。この出力信号をさらに(1/2)分周すれば、デューティ比が、N1:N2の分周信号が得られる。
このようなプログラマブル・カウンタとして、好適には、高速動作に適した、「スワロー型カウンタ」を用いることができる。
半整数分周回路200は、第1〜3の遅延型フリップフロップDFF1〜DFF3、プログラマブル・カウンタとしてのkカウンタ201、カウンタ・コントローラ202、セレクタ203を有する。
プログラマブル・カウンタとしてのkカウンタ201は、高速動作に適した、スワロー型カウンタとして構成することができる。その詳細は、図22を参照して後述する。
クロックCLKが、kカウンタ201とDFF1に入力され、リセット信号RSTXがDFF1のリセット端子に入力されている。
DFF1から同期リセット信号sync−rstxがDFF2、DFF2のリセット端子に印加されている。
カウンタ・コントローラ202には、分周率Nと、整数分周率か半整数分周率かを示す信号halfが入力されていて、カウンタ・コントローラ202からkカウンタ201に係数kが出力され、セレクタ203に出力選択信号SELが出力される。
以下、各種の分周率における半整数分周回路200の基本動作について述べる。
kカウンタ201の出力信号は通常、パルス幅が短いパルス(ここでは、入力クロックの1周期長)であるため、分周率N=2などの場合を除いて、デューティ比を50%近くにすることが難しい。
そこで、この例においては、まず、分周率N1=Floor/(7/2)=3で、1/3に分周し、次に、分周率N2=N−N1=7−3=4で(1/4)に分周する。その出力信号を、図17の「A」として示す。
信号Aを立ち上がりエッジでトグルさせれば、(1/2)に分周することができ、結果として(1/8)に分周した信号が得られる。
その信号を、図17においてBで示した。
分周率Nが偶数であれば、kカウンタ201の分周比の設定は、(N/2)と固定することができる。
プログラマブル・カウンタの分周率の設定は、N1=〔3,4,4,4〕を繰り返すことになる。
信号A2は、N=7と同様、カウンタ出力Aを(1/2)に分周した信号であり、信号B2はそれの信号A2を入力クロックの半周期だけ遅延させた信号である。
カウンタ・コントローラ202は、信号B2の立ち上がりに同期して信号A2を選択するか、信号B2を選択するかの出力選択信号SELをセレクタ203に与える。この例では、SEL=1の間は信号B2を出力し、SEL=0の間は信号A2を出力するように切り換える。その出力がOUT1である。
デューティ比は、〔3.5:4〕となる。
N=2m+0.5(ただし、mは整数である。)の場合の例として、N=6.5について述べる。
基本的に、図17を参照して述べた動作と同様であるが、カウンタの設定は、〔3,3,4,3〕となる。
カウンタ・コントローラ202は、分周率Nが、整数分周率か半整数分周比か否かを示す信号halfに応じて、図20に示した条件に従って、カウンタ・コントローラ202およびセレクタ203を制御する。
信号halfは、1のとき半整数の分周率を示し、0のとき整数の分周率を示す。
図21は、半整数分周回路200におけるkカウンタ201として好適なプログラマブル・カウンタとしてのスワロー型カウンタ300の回路構成例を示す回路図である。
スワロー型カウンタ300は、デュアル・モジュラス分周回路301と、Pカウンタ302と、Sカウンタ303と、カウンタ・コントローラ304とで構成される。
Pカウンタ302およびSカウンタ303は、デュアル・モジュラス分周回路301の出力クロックC1で動作する通常のカウンタである。
リセット信号resetはPカウンタ302で設定されたカウンタ数を終了した時点で出力されるパルス信号であり、パルス・スワロー型カウンタの出力信号でもある。
この出力信号により、Pカウンタ302およびSカウンタ303がリセットされ、カウンタ動作を始めから開始する。
Pカウンタ302およびSカウンタ303は、初期状態では、カウンタ・コントローラ304から、それぞれのカウンタ値Pi、Siを取り込んで、次のサイクルではこれらの値を用いるから、サイクルごとに異なるカウンタ値Pi、Siを設定することができる。
つまり、Pカウンタ302から出力されるリセット信号resetの間隔(分周率)Nは、下記になる。
=Pi×M×Si
スワロー型カウンタ300において、高速動作する回路は、デュアル・モジュラス分周回路301のみでよい。
この例は、Si=3、Pi=7、M=2の場合を示しており、結果として、分周率N=7×2+3=17で、分周動作している。
以上、テスト信号を、イメージ調整のため、受信機100、100A、100B、100Cに適用する場合と、その回路構成例を例示した。
しかしながら、テスト信号は上述したイメージ調整の用途に限らず、その他の場合にも適用できる。
その例示として、たとえば、テスト信号をトラッキング・フィルタおよびRF増幅器に利用する場合について述べる。
図23に図解した受信機100Dは、図5を参照して述べた第2実施の形態の受信機100Bにおいて、アンテナ1とテスト信号S50Aとを切り換えるスイッチ回路60を付加するとともに、ノードN1にはテスト信号S50Aを印加しない回路構成にしている。 テスト信号発生回路50D自体の回路構成は、図5に図解したテスト信号発生回路50Aと同じである。
スイッチ回路60を図解の実線の状態に切り換えたときは、アンテナ1で受信した信号が可変バンドパスフィルタ3、利得可変型低ノイズ増幅回路5、可変バンドパスフィルタ7を経て周波数変換回路20に印加される。
この場合、テスト信号S50Dは注入されない。
このように、イメージ調整用のテスト信号をアッパー・ローカル方式とロー・ローカル方式とが切り替えれば、トラッキング・フィルタ、すなわち、可変バンドパスフィルタ3、7、および、利得可変型低ノイズ増幅回路5の調整にテスト信号S50Dをそのまま使用することができる。
この場合、分周回路52における分周率Pは、局部発振周波数fLOと同じになるように分周回路14および分周・移相器16の総合分周率である(4×M)とする。すなわち、分周率をP=4Mとする。
分周器53の分周率Qについて、1/Qは、IF周波数の中心周波数fIFにできるだけ近い値になるように、Q=Round(fVCO /fIF)とする。
このとき、テスト信号S50Dには、受信周波数fRFと、イメージ周波数fIMの両方が含まれる。
したがって、トラッキング・フィルタ、すなわち、可変バンドパスフィルタ3、7、および、利得可変型低ノイズ増幅回路5の調整をIF帯域で行うことにより、イメージ周波数の影響を無視することができる。
たとえば、テスト信号生成回路としては、図11に例示した分周回路52、53、55およびテスト信号生成用周波数変換回路54、56に制限されず、さらに多数の分周回路とそれに対応して多数のテスト信号生成用周波数変換回路を設けることができる。そのようにすることにより、周波数選択の自由度を高めることができる。
S50、S50A,S50B,S50C,S50D…テスト信号、
fVCO …第1の局部発振周波数、fLO…局部発振周波数、fRF…受信中心周波数、fIF…IF中心周波数、fIM…イメージ中心周波数、fTONE…テスト信号のトーン周波数、
LOa…第1の発振信号、LOb…第2の発振信号、LO…局部発振信号、LOI…同相成分局部発振信号、LOQ…直交成分局部発振信号、IFI…同相成分IF信号、IFQ…直交成分IF信号。
Claims (12)
- 位相同期回路および電圧制御型発振回路を有し、第1の発振信号の発振信号を生成する発振回路と、
前記発振回路で生成された前記発振信号を第1の分周率で分周して、第2の発振周波数を持ち、直交する第1および第2の発振信号を生成する分周回路と、
前記受信した無線周波数信号に前記分周回路で生成された直交する第1および第2の発振信号を乗じて、中間周波数を持つ直交する第1および第2の中間周波数信号を生成する周波数変換回路と、
前記周波数変換回路において生成された直交する第1および第2の中間周波数信号を加算して合成された中間周波数信号を生成する信号加算回路と、
少なくとも1個の第2の分周回路を有し、前記発振回路において生成された前記第1の発振周波数を持つ発振信号を、第2の分周率で分周してテスト信号を生成し、当該テスト信号を前記周波数変換回路の入力部における前記受信した無線周波数信号に注入する、テスト信号発生回路と、
チャネル周波数に応じて、前記第1の分周器の第1の分周率と前記第2の分周器の第2の分周比を設定する制御手段と
を有する無線受信機。 - アンテナで受信した前記無線周波数信号を第1の帯域通過特性の帯域成分を通過させる第1のバンドパスフィルタと、
前記第1のバンドパスフィルタの出力信号の利得を制御する高周波利得制御型増幅回路と、
前記高周波利得制御型増幅回路の出力信号を第2の帯域通過特性の帯域成分を通過させ、前記周波数変換回路に出力する第2のバンドパスフィルタと
を有し、
前記テスト信号発生回路で生成された前記テスト信号を前記高周波利得制御型増幅回路の出力信号に注入する、
請求項1記載の無線受信機。 - 前記テスト信号発生回路は、1個の分周回路を有し、前記発振回路において生成された前記第1の発振周波数を持つ発振信号を、当該1個の分周回路の分周率で分周してテスト信号を生成し、当該テスト信号を前記高周波利得制御型増幅回路の出力信号に注入する、
請求項1に記載の無線受信機。 - 前記受信した無線周波数信号に前記第1の分周回路で生成された直交する第1および第2の発振信号を乗じて、中間周波数を持つ直交する第1および第2の中間周波数信号を生成する第1および第2の周波数変換回路の各々は、ゲートに直交する第1および第2の発振信号の1つが印加され、入力端子としてのソースに無線周波数信号が印加されたMOSトランジスタを有するミキサを有する、
請求項2に記載の無線受信機。 - 前記テスト信号発生回路は、少なくとも2個の分周回路と、少なくとも1個の周波数変換回路とを有し、
前記少なくとも2個の分周回路、および、前記第1の分周回路とは、それぞれ、前記制御手段からの設定による分周率で、前記発振回路において生成された前記第1の発振周波数を持つ発振信号を分周し、
当該テスト信号発生回路内の少なくとも1個の周波数変換回路は、当該テスト信号発生回路内の前記少なくとも2個の分周回路で分周した信号を乗算して前記テスト信号を生成して、前記高周波利得制御型増幅回路の出力信号に注入する、
請求項1または2に記載の無線受信機。 - 前記テスト信号発生回路は、少なくとも3個の分周回路と、少なくとも2個の周波数変換回路とを有し、
前記少なくとも3個の分周回路、および、前記第1の分周回路とは、それぞれ、前記制御手段からの設定による分周率で、前記発振回路において生成された前記第1の発振周波数を持つ発振信号を分周し、
当該テスト信号発生回路内の少なくとも2個の周波数変換回路は、当該テスト信号発生回路内の前記少なくとも3個の分周回路で分周した信号を順次乗算して前記テスト信号を生成して、前記高周波利得制御型増幅回路の出力信号に注入する、
請求項1または2に記載の無線受信機。 - 前記テスト信号発生回路は、少なくとも3個の分周回路と、少なくとも2個の周波数変換回路と、当該テスト回路内の前記分周回路のいずれかと当該テスト回路内の前記周波数変換回路との接続関係をスイッチ切り換え可能なスイッチ回路とを有し、
前記少なくとも3個の分周回路、および、前記第1の分周回路とは、それぞれ、前記制御手段からの設定による分周率で前記発振回路において生成された前記第1の発振周波数を持つ発振信号を分周し、
当該テスト信号発生回路内の少なくとも2個の周波数変換回路は、前記スイッチ回路を経由した当該テスト信号発生回路内の前記少なくとも3個の分周回路で分周した信号を順次乗算して前記テスト信号を生成して、前記高周波利得制御型増幅回路の出力信号に注入する、
請求項1または2に記載の無線受信機。 - 前記分周回路のいずれかの分周率が、半整数の分周率である場合、当該分周回路は、
クロックを計数するカウンタと、
当該カウンタの出力信号を順次保持する、従属接続された2個の遅延型フリップフロップと、
前記クロックとリセット信号とが入力された1個の遅延型フリップフロップと、
前記2個の遅延型フリップフロップの出力信号が入力され、その一方を選択して出力するセレクタと、
入力された、分周率およびその分周率が半整数か否かを示す信号に応じて、前記カウンタにおける計数値を設定し、前記セレクタにいずれの信号を出力するかを指示する、カウンタ・コントローラと
を有する、
請求項1〜7のいずれかに記載の無線受信機。 - 前記カウンタは、スワロー型カウンタである、
請求項8に記載の無線受信機。 - 当該無線受信機は、
前記信号加算回路で生成された中間周波数信号を検出する検出回路と、
前記周波数変換回路において生成された直交する2つの中間周波数の信号の振幅および位相を補正する振幅・位相補正回路と、
該振幅・位相補正回路の後段かつ前記信号加算回路の前段に設けられ、イメージ信号を除去する、イメージ除去フィルタと
を有し、
前記制御手段は、前記検出回路で検出された信号に応じて、前記振幅・位相補正回路における振幅誤差および/または位相誤差を補正する制御信号を出力する、
請求項1〜9に記載の無線受信機。 - アンテナと、
スイッチ回路と、
前記スイッチ回路を介して入力された信号を第1の帯域通過特性の帯域成分を通過させる第1のバンドパスフィルタと、
前記第1のバンドパスフィルタの出力信号の利得を制御する高周波利得制御型増幅回路と、
前記高周波利得制御型増幅回路の出力信号を第2の帯域通過特性の帯域成分を通過させ、前記周波数変換回路に出力する第2のバンドパスフィルタと、
前記受信した無線周波数信号に前記分周回路で生成された直交する第1および第2の発振信号を乗じて、中間周波数を持つ直交する第1および第2の中間周波数信号を生成する周波数変換回路と、
前記周波数変換回路において生成れた直交する2つの中間周波数の信号の振幅および位相を補正する振幅・位相補正回路と、
該振幅・位相補正回路の後段かつ前記信号加算回路の前段に設けられ、イメージ信号を除去する、イメージ除去フィルタと、
前記イメージ除去フィルタにおいて生成された直交する第1および第2の中間周波数信号を加算して合成された中間周波数信号を生成する信号加算回路と、
位相同期回路および電圧制御型発振回路を有し、第1の発振信号の発振信号を生成する発振回路と、
前記発振回路で生成された前記発振信号を第1の分周率で分周して、第2の発振周波数を持ち、直交する第1および第2の発振信号を生成する分周回路と、
前記信号加算回路で生成された中間周波数信号を検出する検出回路と、
少なくとも1個の第2の分周回路を有し、前記発振回路において生成された前記第1の発振周波数を持つ発振信号を、第2の分周率で分周してテスト信号を生成し、前記スイッチ回路の前記アンテナからの信号が入力される端子とは異なる他方の端子に入力する、テスト信号生成回路と
を有する無線受信機。 - 当該無線受信機は、地上デジタル・テレビジョン受像機として用いる、
請求項1〜11のいずれかに記載の無線受信機。
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