JP2010103713A - 無線受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】寸法を増大させることなく、制御が容易で、純度の高い、イメージ周波数抑制レシオ（ＩＭＲＲ）を調整するために使用するテスト信号を発生させる回路を有する無線受信機を提供する。
【解決手段】無線受信機１００において、テスト信号発生回路（５０）は、少なくとも１個の分周回路（５２）を有し、発振回路（１０）において生成された第１の発振周波数（ｆ_VCO ）を持つ発振信号を、分周率（Ｐ）で分周してテスト信号（Ｓ５０）を生成し、当該テスト信号を周波数変換回路（２０）の入力部において受信した無線周波数信号に注入する。すなわち、テスト信号の生成に、周波数変換回路（２０）の周波数変換に用いた信号と同様、発振回路（１０）で生成した局部発振周波数ｆ_VCO の局部発振信号ＬＯａを用いる。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線受信機に関する。
より特定的には、本発明は、イメージ周波数抑制レシオ（ＩＭＲＲ）を調整するために使用するテスト信号発生回路を有する無線受信機に関する。

低・中間周波数（ＬＯＷ−ＩＦ）受信機においては、イメージ周波数抑制レシオ（ＩＭＲＲ）が重要な要素である。
特に、テレビジョン受像機の場合には、−６０ｄＢ以上のＩＭＲＲが求められている。このような場合には、何らかの調整手段を用いないと上記したＩＭＲＲを達成することが困難である。

特許文献１および非特許文献１には、無線受信機内の電子回路内にテスト信号発生回路を内蔵させ、テスト信号発生回路においてＲＦ周波数帯のテスト信号を生成し、そのテスト信号を用いてＩＭＲＲを調整することを提案している。

なお、無線受信機のＲＦ信号処理部のトラッキング・フィルタおよびＲＦ増幅器の調整にも、このテスト信号を用いることができる。

また、−６０ｄＢ以上のＩＭＲＲを達成するには、テスト信号の純度（または、正確度）が十分良好であることが必要となる。その理由は、たとえば、テスト信号の位相ノイズが本来の受信信号側に現れるためである。

無線受信機の調整時に、テスト信号をイメージ周波数に設定して受信機の受信信号に重畳し（注入し）、そのイメージ抑圧された信号を中間周波数（ＩＦ）信号として検出して、調整を行う場合を想定する。
その場合、ＩＦ信号の検出器の帯域が６ＭＨｚと仮定すると、〔−６０−１０ｋ×ｌｏｇ（６Ｍ）＝−１２８ｄＢｃ／Ｈｚ以下の位相ノイズでなければ、テスト信号の位相ノイズとイメージ信号とを区別することができない。

そのような位相ノイズのテスト信号を生成する回路として、通常のリングオシレータ型の電圧制御型発振器（ＶＣＯ）で構成することは難しく、ＬＣ共振型ＶＣＯで構成することとなる。

しかしながら、インダクタとキャパシタとを用いたＬＣ共振型ＶＣＯは、一般的に、リングオシレータ型ＶＣＯより寸法が大きくなる。
特に、テレビジョン受像機に用いるＶＣＯは、たとえば、少なくとも１オクターブ以上の広い発振周波数範囲が要求される。そのため、通常、局部発振信号を生成する電圧制御型発振器（ＶＣＯ）を受信機の回路にオンチップ化する場合には、複数の局部発振信号を生成するため異なる発振特性を持つ複数のＶＣＯを受信機に搭載し、使用するチャネル周波数に応じて使い分ける。

仮に、上述した特許文献１および非特許文献１に開示されている技術を適用した場合、ＶＣＯは２倍必要となる。その結果、受信機におけるチップ面積が増大するという問題に遭遇する。このことは、特に、小型の受信機には負担となる。

さらに、テスト信号を発生するためのＶＣＯの他に位相同期回路（ＰＬＬ）の制御も必要になる。その結果、複数のＰＬＬを制御するという、制御の複雑さに遭遇する。

したがって、寸法を増大させることなく、制御が容易で、純度の高い、イメージ周波数抑制レシオ（ＩＭＲＲ）を調整するために使用するテスト信号を発生させる回路を有する無線受信機を提供することが望まれている。

また、寸法を増大させることなく、制御が容易で、純度の高い、無線受信機におけるトラッキング・フィルタおよび無線周波増幅器の調整に使用可能なテスト信号を発生させる回路を有する無線受信機を提供することが望まれている。

特開２００５−２９５４７０号公報 Jean Robert Tourret,et.al. (NXP) ,"SiP Tuner With IntegratedLCTrackingFilterforBothCable and Terrestrial TV Reception", IEEE JSSC, pp.2809-2821, Vol.12,Dec.2007

本発明によれば、位相同期回路および電圧制御型発振回路を有し、第１の発振信号の発振信号を生成する発振回路と、前記発振回路で生成された前記発振信号を第１の分周率で分周して、第２の発振周波数を持ち、直交する第１および第２の発振信号を生成する第１の分周回路と、前記受信した無線周波数信号に前記第１の分周回路で生成された直交する第１および第２の発振信号を乗じて、中間周波数を持つ直交する第１および第２の中間周波数信号を生成する周波数変換回路と、前記周波数変換回路において生成された直交する第１および第２の中間周波数信号を加算して合成された中間周波数信号を生成する信号加算回路と、少なくとも１個の第２の分周回路を有し、前記発振回路において生成された前記第１の発振周波数を持つ発振信号を、第２の分周率で分周してテスト信号を生成し、当該テスト信号を前記周波数変換回路の入力部における前記受信した無線周波数信号に注入する、テスト信号発生回路と、チャネル周波数に応じて、前記第１の分周器の第１の分周率と前記第２の分周器の第２の分周比を設定する制御手段とを有する無線受信機無線受信機が提供される。

上記テスト信号は、イメージ周波数抑制レシオ（ＩＭＲＲ）を調整するために受信した無線信号に注入するテスト信号である。
テスト信号発生回路において、第２の分周回路は、第１の局部発振周波数ｆ_VCOの第１の発振信号を、制御手段で指定された分周比Ｐで分周して、（ｆ_VCO／Ｐ）の周波数を持つテスト信号を生成して、このテスト信号を受信したＲＦ信号に重畳（注入）する。
テスト信号発生回路は、第１の局部発振周波数の第１の発振信号を用いるから、テスト信号発生回路内に局部発振信号に相当する回路としてのＶＣＯおよびＰＬＬを設ける必要がない。制御手段により、チャンネルに応じて、その第１および第２の分周率を設定するのみでよい。その結果、本実施の形態の受信機の構成は簡単である。特に、チャンネル数が増加しても、回路構成が複雑にならない。
また、テスト信号の元になる局部発振信号は、周波数変換回路において周波数変換に使用する局部発振信号と同じなので、位相ノイズ（位相誤差）に関する問題も生じない。

好ましくは、当該無線受信機は、アンテナで受信した前記無線周波数信号を第１の帯域通過特性の帯域成分を通過させる第１のバンドパスフィルタと、前記第１のバンドパスフィルタの出力信号の利得を制御する高周波利得制御型増幅回路と、前記高周波利得制御型増幅回路の出力信号を第２の帯域通過特性の帯域成分を通過させ、前記周波数変換回路に出力する第２のバンドパスフィルタとを有し、前記テスト信号発生回路で生成された前記テスト信号を前記高周波利得制御型増幅回路の出力信号に注入する。

また本発明によれば、アンテナと、スイッチ回路と、前記スイッチ回路を介して入力された信号を第１の帯域通過特性の帯域成分を通過させる第１のバンドパスフィルタと、前記第１のバンドパスフィルタの出力信号の利得を制御する高周波利得制御型増幅回路と、前記高周波利得制御型増幅回路の出力信号を第２の帯域通過特性の帯域成分を通過させ、前記周波数変換回路に出力する第２のバンドパスフィルタと、前記受信した無線周波数信号に前記分周回路で生成された直交する第１および第２の発振信号を乗じて、中間周波数を持つ直交する第１および第２の中間周波数信号を生成する周波数変換回路と、前記周波数変換回路において生成された直交する２つの中間周波数の信号の振幅および位相を補正する振幅・位相補正回路と、イメージ信号成分を除去する、イメージ除去フィルタと、前記イメージ除去フィルタにおいて生成された直交する第１および第２の中間周波数信号を加算して合成された中間周波数信号を生成する信号加算回路と、位相同期回路および電圧制御型発振回路を有し、第１の発振信号の発振信号を生成する発振回路と、前記発振回路で生成された前記発振信号を第１の分周率で分周して、第２の発振周波数を持ち、直交する第１および第２の発振信号を生成する分周回路と、前記信号加算回路で生成された中間周波数信号を検出する検出回路と、少なくとも１個の第２の分周回路を有し、前記発振回路において生成された前記第１の発振周波数を持つ発振信号を、第２の分周率で分周してテスト信号を生成し、前記スイッチ回路の前記アンテナからの信号が入力される端子と異なる他方の端子に入力するテスト信号生成回路とを有する、無線受信機が提供される。

本発明によれば、寸法を増大させることなく、制御が容易で、純度の高い、イメージ周波数抑制レシオ（ＩＭＲＲ）を調整するために使用するテスト信号を発生させる回路を有する無線受信機を提供することができた。

また、本発明によれば、寸法を増大させることなく、制御が容易で、純度の高い、無線受信機におけるトラッキング・フィルタおよび無線周波増幅器の調整に使用可能なテスト信号を発生させる回路を有する無線受信機を提供することができた。

〔第１実施の形態〕
図１を参照して本発明の受信機の第１実施の形態を述べる。

〔構成〕
図１は本発明の第１実施の形態の無線受信機の構成図である。
図１に図解した無線受信機１００は、アンテナ１と、第１の可変バンドパスフィルタ（Ｖ−ＢＰＦ）３と、第１の利得可変型低ノイズ増幅回路（ＬＮＡ）５と、第２の可変バンドパスフィルタ７とを有する。Ｖ−ＢＰＦ３、７が、トラッキング・フィルタとして機能する。

無線受信機１００は、電圧制御型発振器（ＶＣＯ）１１と、位相同期ループ（ＰＬＬ）１２とで構成され、第１の局部発振周波数ｆ_VCO の第１の発振信号ＬＯａを生成する、第１の発振回路１０を有する。
無線受信機１００はまた、分周率Ｍの分周回路１４と分周・移相器１６とで構成される第２の発振回路１０Ａを有する。分周回路１４と分周・移相器１６とで、本発明の第１の分周回路を構成する。したがって、第２の発振回路１０Ａは第１の分周回路と同じである。

無線受信機１００は、第１の混合器（ミキサ）２１と、第２の混合器２２とを有する周波数変換回路２０を有する。
無線受信機１００はまた、ＩＦ信号検出器４０と、アナログ／デジタル変換器（Ａ／ＤＣ）４２と、コントローラ（制御手段）４４とを有する。
無線受信機１００はさらに、振幅および位相を補正する振幅・位相補正回路３０、イメージ除去フィルタ３２、信号加算回路３４、第２の利得可変型低ノイズ増幅回路（ＬＮＡ）３６、および、中間周波数（ＩＦ）信号処理回路３８とを有する。
無線受信機１００はテスト信号発生回路５０を有する。

〔テスト信号発生回路〕
テスト信号発生回路５０は、利得可変型低ノイズ増幅回路５１、分周率Ｐ（分周比１／Ｐ）の分周回路５２とを有する。
分周回路５２の分周率Ｐは、コントローラ４４によって設定される。

〔基本回路動作〕
無線受信機１００の各回路の基本動作を述べる。
（１）アンテナ１、Ｖ−ＢＰＦ３、７、および、ＬＮＡ５
アンテナ１は、たとえば、テレビジョン放送における無線周波数ｆ_RFのＲＦ信号を受信する。
可変バンドパスフィルタ（Ｖ−ＢＰＦ）３、７は、通過帯域（バンドパス）周波数を可変にできるバンドパスフィルタであり、受信機１００のユーザのチャンネル選択に応じてアンテナ１で受信したＲＦ信号の通過帯域が設定される。その結果、Ｖ−ＢＰＦ３、７によって不要なチャンネル周波数の電波が除去され、不要なチャンネル周波数の信号がこれらの後段の回路に入力することが防止される。Ｖ−ＢＰＦ３、７はこのように、トラッキング・フィルタ、または、チャンネル選択フィルタとして機能する。

利得可変型低ノイズ増幅回路５は、ＲＦ信号全体の利得（ゲイン）をアンテナ１で受信した電波の強度に応じて変更可能な、高周波で動作する利得制御型の低ノイズ増幅回路である。

（２）発振回路１０および周波数変換回路２０
発振回路１０におけるＰＬＬ１２は、コントローラ４４から出力される制御信号Ｓ４４Ｃにより設定される発振周波数に応じたＶＣＯ駆動電圧信号を出力する。
ＶＣＯ１１は、入力された電圧に応じた発振周波数の信号、すなわち、第１の局部発振周波数ｆ_VCO の第１の発振信号ＬＯａを生成する。
このように、第１の発振回路１０は、位相同期型局部発振回路として機能する。

第２の発振回路１０Ａにおける分周回路１４は、コントローラ４４から制御信号Ｓ４４Ｃによって設定される分周率Ｍに基づいて、第１の局部発振周波数ｆ_VCO の第１の発振信号ＬＯａを分周比（１／Ｍ）で分周した第２の発振信号ＬＯｂを生成する。
第２の発振回路１０Ａにおける分周・移相器１６は、分周回路１４から出力される第２の発振信号ＬＯｂをさらに（１／４）分周して局部発振周波数ｆ_LOの信号を生成する。分周・移相器１６はさらに直交する（位相差が９０°の）２つの信号、同相成分の局部発振信号ＬＯＩと直交成分の局部発振信号ＬＯＱとを生成する。

同相成分の局部発振信号ＬＯＩおよび直交成分の局部発振信号ＬＯＱの局部発振周波数ｆ_LOが、周波数変換回路２０においてバンドパスフィルタ７から出力されるＲＦ信号をＩＦ信号に変換することを規定する。
分周回路１４の分周率Ｍと、分周・移相器１６の分周率４との合成分周率（４×Ｍ）が、第１の局部発振周波数ｆ_VCO の第１の発振信号ＬＯａを分周して周波数ｆ_LOの直交する同相成分の局部発振信号ＬＯＩと直交成分の局部発振信号ＬＯＱとを生成することを規定する。

分周回路１４における分周比Ｍが、コントローラ４４によって設定可能にされているのは、低いほうの受信周波数に対応するため、設定可能としている。
分周・移相器１６において１／４に分周するのは、第１の発振回路１０のＶＣＯ１１のデューティ比に依存されずに位相が９０°位相が異なる２つの信号ＬＯＩ、ＬＯＱを生成するためである。なお、分周・移相器１６において、（１／４）分周に限らず、（１／２）分周でも位相が９０°異なる２つの信号ＬＯＩ、ＬＯＱを生成することができる。
このようにして生成される直交する２つの局部発振信号ＬＯＩ、ＬＯＱが周波数変換回路２０において、無線周波数の信号から中間周波数の信号に周波数変換に使用される。

（３）周波数変換回路２０
混合器（ミキサ）２１は、バンドパスフィルタ７から出力されるＲＦ信号と、分周・移相器１６から出力される局部発振周波数ｆ_LOの同相成分の局部発振信号ＬＯＩとを乗じて周波数変換することにより同相成分のＩＦ信号ＩＦＩを生成する。
同様に、混合器２２は、バンドパスフィルタ７から出力されるＲＦ信号と、分周・移相器１６から出力される局部発振周波数ｆ_LOの直交成分の局部発振信号ＬＯＱとを乗じて周波数変換することにより直交成分のＩＦ信号ＩＦＱを生成する。

（４）振幅・位相補正回路３０およびイメージ除去フィルタ３２
振幅・位相補正回路３０は、コントローラ４４からの制御信号Ｓ４４Ａに応じて、周波数変換回路２０においてＩＦ帯域に周波数変換された同相成分のＩＦ信号ＩＦＩと直交成分のＩＦ信号ＩＦＱの振幅と位相を補正する。
イメージ除去フィルタ３２もバンドパスフィルタである。トラッキング・フィルタとして機能する可変バンドパスフィルタ３、７では、ユーザが選択したチャンネルの近傍のチャンネルの周波数成分を十分に除去できない場合がある。そこで、イメージ除去フィルタ３２によって使用しないチャンネルの信号を十分無視できる程度まで除去する。
振幅・位相補正回路３０およびイメージ除去フィルタ３２と、コントローラ４４との処理内容の関連について詳述する。

（５）信号加算回路３４、増幅回路３６およびＩＦ信号処理回路３８
信号加算回路３４は、イメージ除去フィルタ３２から出力された直交する２つの成分のＩＦ信号ＩＦＩとＩＦＱを加算して（合成して）、ＩＦ信号を生成する。
利得可変型低ノイズ増幅回路３６は、信号加算回路３４において生成されたＩＦ信号を増幅する。

ＩＦ信号処理回路３８は、信号加算回路３４において生成されたＩＦ信号を用いて行う受信機１００としての種々の信号処理、たとえば、画像信号および音声信号の復号、再生処理などを行う。

（６）ＩＦ信号検出器４０、コントローラ４４
ＩＦ信号検出器４０は、信号加算回路３４で生成されたＩＦ信号を検出する。
Ａ／ＤＣ４２は、ＩＦ信号検出器４０で検出したアナログ形式の信号をコントローラ４４において処理可能なデジタル形式に変更する。

コントローラ４４は、ＩＦ信号検出器４０において検出され、Ａ／ＤＣ４２においてデジタル形式のＩＦ信号に基づいて、下記の制御処理を行う。
（ａ）振幅・位相補正回路３０における振幅および位相を調整するための制御信号Ｓ４４Ａを生成する。
（ｂ）テスト信号発生回路５０における分周率Ｐを設定する制御信号Ｓ４４Ｂ、および、分周器１４の分周率Ｍを設定する制御信号Ｓ４４Ｃを生成する。
そのため、コントローラ４４は、たとえば、演算処理機能を有するコンピュータを用いて構成される演算制御ユニットＣＰＵ、および、後述する分周率の組み合わせのテーブルなどを記憶するメモリを有して構成することができる。

コントローラ４４による振幅・位相補正回路３０の制御について述べる。
振幅・位相補正回路３０において、同相成分のＩＦ信号ＩＦＩと、直交成分のＩＦ信号ＩＦＱの振幅誤差と位相誤差が全く無いように補正されれば、イメージ除去フィルタ３２により不要なチャンネルのイメージは完全に除去することができる。
通常は、無線受信機１００を構成する電子回路の素子相互間のバラツキなどにより、２つの異なるＩＦ信号ＩＦＩ、ＩＦＱとの間に、振幅の誤差および位相の誤差が生ずるので、振幅・位相補正回路３０において、上記振幅誤差および位相誤差を補正する。

振幅・位相補正回路３０において、実際のイメージ信号が最小になるようにＩＦ信号の振幅と位相を補正する。そのため、コントローラ４４は、ＩＦ信号検出器４０の検出値によって振幅・位相補正回路３０の補正量を調整するための制御信号Ｓ４４Ａを生成して振幅・位相補正回路３０に出力する。振幅・位相補正回路３０は、制御信号Ｓ４４Ａに応じてＩＦ信号の振幅と位相を補正する。

（７）テスト信号発生回路５０
テスト信号発生回路５０において、分周回路５２は、第１の発振回路１０から出力される第１の局部発振周波数ｆ_VCO の第１の発振信号ＬＯａを、コントローラ４４で指定された分周率Ｐで分周してトーン周波数ｆ_TONEを持つテスト信号Ｓ５０を生成する。
テスト信号発生回路５０Ａ内の利得可変型低ノイズ増幅回路５１は、分周回路５２で生成された、（ｆ_VCO ／Ｐ）のトーン周波数ｆ_TONEを持つテスト信号Ｓ５０の利得を調整する。
このように、テスト信号発生回路５０は、第１の発振回路１０から出力される第１の局部発振周波数ｆ_VCO の第１の発振信号ＬＯａを分周率Ｐで分周して、（ｆ_VCO ／Ｐ）のトーン周波数ｆ_TONEを持つテスト信号Ｓ５０を生成する。テスト信号発生回路５０は、テスト信号Ｓ５０を周波数変換回路２０の前段に位置するノードＮ１において受信したＲＦ信号に重畳（注入）する。

〔本実施の形態の構成の特徴〕
テスト信号発生回路５０は、第２の発振回路１０Ａで生成した周波数ｆ_LOの直交する同相成分の局部発振信号ＬＯＩと直交成分の局部発振信号ＬＯＱとを生成するために使用した、第１の局部発振周波数ｆ_VCO の第１の発振信号ＬＯａを用いている。その結果、テスト信号発生回路５０内にテスト信号Ｓ５０を生成するための局部発振信号に相当する回路としてのＶＣＯおよびＰＬＬを設ける必要がない。すなわち、本実施の形態のテスト信号発生回路５０を構成する分周回路５２を設け、コントローラ４４によって、チャンネル周波数に応じて、分周率Ｐを調整するのみでよい。その結果、本実施の形態の受信機の構成は簡単である。
特に、チャンネル数が増加しても、回路構成が複雑にならないという利点を有する。

さらに、テスト信号Ｓ５０の元になる信号は、分周器１４および分周・移相器１６において周波数変換回路２０において周波数変換に使用する信号ＬＯＩ，ＬＯＱとは、元が同じ発振周波数ｆ_VCO の発振信号ＬＯａである。したがって、位相ノイズ（位相誤差）に関する問題も生じないという利点がある。

〔動作例〕
図１に図解した受信機１００を地上波テレビジョン受像機に適用した場合を想定して、動作例を述べる。
さらに、本実施の形態の上述した特徴を、本実施の形態の無線受信機１００を地上波テレビジョン受像機に適用した場合について、従来技術との相違として、さらに詳細に後述する。

テレビジョン信号は、各チャンネルが、たとえば、６〜８ＭＨｚの周波数帯域が割り当てられている。
本実施の形態の無線受信機１００のような低ＩＦ方式では、ＩＦ中心周波数は、４〜５ＭＨｚ程度に設定される。その理由は、フリッカー・ノイズを回避するため、チャンネルの最低周波数を約１ＭＨｚ以上とするためである。さらに、あまり高いＩＦ周波数を用いると、回路設計が不利になるから、あまり高い周波数を用いない。
以上から、本実施の形態のテスト信号Ｓ５０の周波数としては、ＩＦ周波数で１〜９ＭＨｚになるような周波数である必要がある。

他方、無線受信機１００としては、複数のチャンネルに対応させるため、４０ＭＨｚ付近から９００ＭＨｚ近傍までのテレビジョン受信周波数をカバーしなければならない。
図１に例示した受信機１００の構成において、第１の発振回路１０で生成される第１の発振信号ＬＯａの第１の局部発振周波数ｆ_VCO を、たとえば、１８００ＭＨｚ〜３６００ＭＨｚに設定する。
その場合、分周回路１４の分周率がＭ＝１のとき４５０〜９００ＭＨｚ、Ｍ＝２のとき、２２５〜４５０ＭＨｚの周波数をカバーできる。
分周回路１４の分周率Ｍをさらに、４または８と２の巾乗で大きくしていけば、さらに低い周波数領域をカバーできる。

アッパー・ローカル方式を仮定する。アッパー・ローカル方式では、分周回路１４および分周・移相器１６を経由して生成された局部発振信号ＬＯの発振周波数ｆ_LOを、受信中心周波数ｆ_RFよりＩＦ中心周波数ｆ_IFだけ高くする。その結果、受信中心周波数ｆ_RFは（ｆ_RF＝ｆ_LO−ｆ_IF）となる。他方、イメージ中心周波数ｆ_IMは（ｆ_IM＝ｆ_LO＋ｆ_IF）となる。
たとえば、局部発振周波数ｆ_LO＝４００ＭＨｚならば、受信中心周波数ｆ_RF＝３９６ＭＨｚ、イメージ中心周波数ｆ_IM＝４０４ＭＨｚとなる。

なお、イメージの調整を、イメージ中心周波数ｆ_IMで行う必要はなく、テスト信号Ｓ５０のトーン周波数ｆ_TONEがＩＦ周波数帯域に入っていればよい。したがって、イメージ調整のために、テスト信号Ｓ５０のトーン周波数ｆ_TONEとしては、４０１〜４０９ＭＨｚ内であれば良い。

受信中心周波数ｆ_RFもイメージ中心周波数ｆ_IMも周波数変換回路２０において、ダウンコンバートされてＩＦ周波数帯域に落ちてくると同じ周波数になり、受信周波数信号とイメージ周波数信号とを区別することが困難になる。
したがって、テスト信号Ｓ５０が、トーン周波数ｆ_TONEが２倍のＩＦ中心周波数ｆ_IFが離れた受信周波数信号に、たとえば、スプリアスなどの何らかの信号成分を持つと振幅・位相補正回路３０において位相誤差を調整できなくなる。
信号成分としては、位相ノイズも含まれるため、テスト信号Ｓ５０の位相ノイズは要求されるイメージ周波数抑制レシオ（ＩＭＲＲ）と、ＩＦ信号検出器４０の帯域から制限される。

したがって、従来の地上波テレビジョン受像機では、テスト信号発生回路として、通常、局部発振信号を生成する回路と、同等の性能を持つ位相同期回路（ＰＬＬ）を設けることが要求されていた。
本願発明では、上述したように、テスト信号発生回路５０において、局部発振周波数ｆ_LOの第１の発振信号ＬＯを生成する第１の発振回路１０からテスト信号Ｓ５０を生成しているので、回路構成が簡単になる。
なお、テスト信号Ｓ５０の発生のもとになる局部発振信号は、周波数変換回路２０で用いる局部発振信号ＬＯＩ、ＬＯＱと同じ第１の発振信号ＬＯなので、位相ノイズ（位相誤差）に関する問題も生じない。

〔受信中心周波数ｆ_RFとＩＦ中心周波数ｆ_IFとの関係〕
図２は受信中心周波数ｆ_RFとＩＦ中心周波数ｆ_IFとの関係を図解した図である。
分周回路１４において第１の局部発振周波数ｆ_VCO を（１／Ｍ）に分周し、分周・移相器１６においてさらに（１／４（に分周して合計〔１／（４×Ｍ）〕分周した周波数を得る。
他方、第１の局部発振周波数ｆ_VCO をテスト信号発生回路５０における第２の分周回路５２において（１／Ｐ）に分周する。
上記２つの分周周波数との差が、ＩＦ信号のＩＦ中心周波数ｆ_IFとなる組み合わせとしての分周率は、Ｍ＝８、Ｐ＝３０を採用することができる。
なお、図２において、トーンＩＦ周波数を、テスト信号Ｓ５０の周波数ｆ_TONEを用いて、（ｆ_LO−ｆ_TONE）として定義している。

たとえば、第１の局部発振周波数ｆ_VCO が２６００ＭＨｚの場合、ｆ_LO＝ｆ_VCO ／（４×Ｍ）＝８１．２５ＭＨｚ、ｆ_TONE＝ｆ_VCO ／Ｐ＝８６．６７ＭＨｚとなり、テスト信号Ｓ５０の周波数ｆ_TONEは、第１の局部発振周波数ｆ_LOより５．４２ＭＨｚだけ低くなる。
テスト信号発生回路５０において第１の局部発振周波数ｆ_VCO の発振信号ＬＯを分周してテスト信号Ｓ５０を生成しているから、テスト信号Ｓ５０そのものには、受信中心周波数ｆ_RF付近のスプリアス成分は存在しない。

分周信号が矩形波（パルス波）の場合は、高調波成分が含まれる。したがって、発振周波数ｆ_LOの発振信号にも高調波成分が含まれることが普通である。
両者の高調波成分同士が周波数変換回路２０において混合された場合、その周波数成分も含まれるが、ＩＦ周波数信号ではＩＦ中心周波数ｆ_IFの高調波成分となる。
その結果、たとえ、イメージ除去フィルタ３２の帯域内であっても、ＩＦ信号検出器４０の帯域外になるように帯域を設定することにより、イメージ除去フィルタ３２におけるイメージ抑制の調整には影響を与えない。

図３は、第１の局部発振周波数ｆ_VCO を、その発振周波数範囲１８００〜３６００ＭＨｚおいて、１００ＭＨｚステップ（段階）で変化させ、かつ、分周回路５２の分周率Ｐを、Ｐ＝３０、３１、３３、３４とした場合の局部発振周波数ｆ_LOと、トーンＩＦ周波数ｆ_TONEをプロットしたグラフである。
上述したように、ＩＦトーン周波数ｆ_IF-TONEを、（ｆ_IF-TONE＝ｆ_LO−ｆ_TONE）と定義したので、分周率Ｐ＝３３、３４では、ロー・ローカル方式でのイメージ信号が生成され、分周率Ｐ＝３１、３０では、アッパー・ローカル方式でのイメージ信号が生成できることが理解されよう。

因みに、ロー・ローカル方式とアッパー・ローカル方式との切換は、発振周波数ｆ_LOの同相成分ＬＯＩと直交成分ＬＯＩＱとを入れ換えて周波数変換回路２０の混合器２１、２２に入力すればよい。

図１を参照した第１実施の形態の受信機１００においては、第１の局部発振周波数ｆ_VCO を決めると、受信中心周波数ｆ_RFも、ＩＦトーン周波数ｆ_IF-TONEも一意に決まる。すなわち、ｆ_RFと、ｆ_IF-TONEとを独立しては設定できないという制約がある。その結果、任意の受信チャンネルにおける調整を行うことはできない。
もし、ＩＦ回路、たとえば、周波数変換回路２０、振幅・位相補正回路３０、イメージ除去フィルタ３２などの回路素子間でバラツキ等で生ずる振幅誤差、位相誤差などがイメージ抑制に悪化の主要因であるならば、これらの誤差は受信周波数には依存しないため、イメージ調整を有効に行うことができる。

図４は混合器２１、２２の回路構成例を示す図である。
図４に図解したように、周波数変換回路２０内の混合器２１、２２はそれぞれ、ＭＯＳトランジスタ・スイッチ２１１を用いてパッシブ型で構成することができる。符号２１２は増幅回路、２１３は入力抵抗素子、２１４は帰還抵抗素子を示す。
混合器２１、２２をこのように構成すると、第１の発振回路１０の駆動は、ＣＭＯＳインバータを用い、電源電圧までフルに振幅を変化させることができる。
この場合は、混合器２１、２２における局部発振（ＬＯ）駆動の振幅誤差は極めて小さくでき、振幅誤差はＩＦ回路系で発生すると考えてよく、図１に図解した受信機１００の構成でも、十分有効に活用することができる。
換言すれば、図４に例示した混合器２１、２２を用いれば、第１実施の形態の受信機１００も十分有効に使用することができる。

〔第２実施の形態〕
図５を参照して本発明の無線受信機の第２実施の形態を述べる。
上述した第１実施の形態において考察したように、周波数が高い分、位相誤差は第２の発振回路１０Ａにおいて発生されることが主要因と考えることができる。その場合には、位相誤差は受信周波数に依存して変化すると考えられるため、各受信周波数ごとに調整を行うことが必要となる。
第２実施の形態の受信機１００Ａは、上述した第１実施の形態の受信機１００における制約を解消するため、任意の受信周波数で調整を可能とするテスト信号発生回路５０Ａを有する。

〔構成〕
本発明の第２実施の形態の無線受信機１００Ａは、図１を参照して述べた第１実施の形態の無線受信機１００と比較すると、テスト信号発生回路５０Ａの回路構成が異なる。
その他の回路構成は、基本的に、図１に図解した無線受信機１００と同様である。

〔テスト信号発生回路〕
図５に図解したテスト信号発生回路５０Ａは、第３の利得可変型低ノイズ増幅回路（ＬＮＡ）５１と、第２の分周回路５２と、第３の分周回路５３と、テスト信号発生用の第１の混合器（ミキサ）５４とを有する。
図１に図解したテスト信号発生回路５０と比較すると、分周率Ｑの分周回路５３と、テスト信号発生用の混合器５４とが付加されている。
分周率Ｐの分周回路５２および低ノイズ増巾回路（ＬＮＡ）５１は基本的に、図１を参照して述べた回路と同じである。
分周回路５２の分周率Ｐ、および、分周回路５３の分周率Ｑは、コントローラ４４から制御信号Ｓ４４Ｂとして設定される。
ここで、分周率ＰとＱとは、Ｐ＜Ｑという条件を設定する。

テスト信号発生回路５０Ａにおいて、分周回路５２が、第１の発振回路１０で生成された第１の局部発振周波数ｆ_VCO の第１の発振信号ＬＯを分周率Ｐで分周する。
分周回路５３が、第１の発振回路１０で生成された第１の局部発振周波数ｆ_VCO の第１の発振信号ＬＯを分周率Ｑで分周する。
混合器５４において、分周回路５２の分周信号と、分周回路５３の分周信号とを乗算して、周波数変換する。
低ノイズ増巾回路（ＬＮＡ）５１は、混合器５４の出力信号を増幅し、テスト信号Ｓ５０Ａを生成して、ノードＮ１に印加して、ＲＦ信号にテスト信号Ｓ５０Ａを注入する（重畳する）。

図６は、局部発振周波数ｆ_VCO を変化させ、テスト信号発生回路５０Ａ内の２つの分周回路５２、５３の分周率Ｐ、Ｑを変化させた場合の局部発振周波数ｆ_LOとトーン周波数ｆ_TONEとをプロットしたグラフである。
上述したように、分周率ＰとＱとは、Ｐ＜Ｑという条件に設定される。
混合器５４で生成された周波数変換信号Ｓ５４、ひいては、テスト信号Ｓ５０Ａのトーン周波数ｆ_TONEには下記の周波数ｆ_TONE（＋）またはｆ_TONE（−）の信号が含まれる。

ｆ_TONE（＋）＝ｆ_VCO （１／Ｐ＋１／Ｑ）
ｆ_TONE（−）＝ｆ_VCO （１／Ｐ−１／Ｑ）

コントローラ４４は、ｆ_TONE（＋）またはｆ_TONE（−）の一方をテスト信号Ｓ５０Ａの周波数になるように、分周率ＰおよびＱの値を設定する。
ｆ_TONE（＋）がイメージ周波数になるように、分周率Ｐ、Ｑの値を設定した場合は、スペクトラムは図６に図解した関係となる。
ここで、分周回路５２による分周周波数ｆ_p 、および、分周回路５３による分周周波数ｆ_Q はそれぞれ、ｆ_VCO ／Ｐ、ｆ_VCO ／Ｑとなる。

たとえば、分周回路５２の分周率Ｐを、分周回路１４および分周・移相器１６の分周率Ｍおよび４の合計、すなわち、Ｐ＝４×Ｍとし、Ｑ＝ほぼ（ｆ_VCO ／ｆ_IF）、すなわち、Ｒｏｕｎｄ（ｆ_VCO ／ｆ_IF）とする組み合わせを考える。つまり、分周率Ｐの分周回路５２において局部発振周波数ｆ_LOと同じ周波数の信号を生成し、分周率Ｑの分周回路５３においてＩＦ周波数ｆ_IFと同じ周波数の信号を生成する場合が想定できる。
しかしながら、この方法は、イメージ周波数と同じ受信周波数そのものの信号を生成させるので、イメージの調整には使用できない。ただし、トラッキング・フィルタ、すなわち、可変バンドパスフィルタ３、７、および、利得可変型低ノイズ増幅回路５の調整には使用することができる。これについては、後述する。

以上から、テスト信号発生回路５０Ａにおける分周率ＰとＱとの組み合わせとしては、一方がイメージ周波数となるときは、他方は、受信周波数とならない、すなわち、イメージ調整に支障を及ばさない周波数になるように選択する必要がある。

図５に図解した無線受信機１００Ａを地上波テレビジョン受像機として使用する場合を想定して、分周率ＰとＱとの組み合わせを考察する。なお、分周率Ｐ、Ｑは、通常、整数であるが、半整数分周率、（１／２）の分周比も考慮する。

以下、具体例を例示する。
局部発振周波数ｆ_VCO ＝３２００ＭＨｚの場合、分周回路１４の分周率ＭをＭ＝１とする。受信周波数ｆ_RF＝７９６ＭＨｚ、ＩＦ周波数ｆ_IF＝４ＭＨｚの場合、テスト信号Ｓ５０ＡのトーンＩＦ周波数ｆ_TONEは８０４ＭＨｚとなる。
テスト信号Ｓ５０Ａの周波数はＩＦ帯域内にあればよいので、ｆ_TONEは８０１〜８０９ＭＨｚの範囲内であればよい。
分周率Ｍ、Ｐ，Ｑを、Ｍ＝１、Ｐ＝５、Ｑ＝１９．５とする。以下、分周率Ｍ、Ｐ、Ｑの関係を簡略化して〔Ｍ、Ｐ、Ｑ〕として分周率の組み合わせを表す。この場合、〔１、５、１９．５〕と表記する。

ｆ_TONE（＋）＝３２００（１／５＋１／１９．５）＝８０４．１０ＭＨｚ
ｆ_TONE（−）＝３２００（１／５−１／１９．５）＝４７５．９０ＭＨｚ

ｆ_TONE（＋）はイメージ調整用のテスト信号Ｓ５０Ａの周波数として適用できる。
ｆ_TONE（−）はイメージ周波数とは十分離れており、イメージ調整に障害とはならない。

図７は、受信周波数を４０〜９００ＭＨｚとした場合、可能な分周率〔Ｐ、Ｑ〕の組み合わせを、局部発振周波数ｆ_VCO を１００ＭＨｚ単位で離散的にプロットした時のグラフである。図７において、上述したように、たとえば、〔１、５、１９．５〕は、分周率の組み合わせ〔Ｍ、Ｐ、Ｑ〕を示している。
横軸は局部発振周波数ｆ_VCO を示し、縦軸はＩＦトーン周波数ｆ_IF-TONEを示す。
実際には、このＩＦトーン周波数ｆ_IF-TONEの絶対値でＩＦ信号に観察される。

分周回路１４の分周率ＭがＭ＝２以上の領域では、分周率Ｐ，Ｑの組み合わせには若干の自由度がある。したがって、ここに例示した以外の分周率Ｐ，Ｑの組み合わせも存在する。

図８は周波数ｆ_TONE（−）をＩＦ周波数でプロットしたグラフである。
周波数ｆ_TONE（−）は、ＩＦ周波数帯域から相当離れており、イメージ調整に影響を与えないことが理解される。

ロー・ローカル方式でも上記同様、好ましいイメージ信号を生成することができる。
図９は、図７に対応する、ロー・ローカル方式におけるイメージ信号の生成例を示すグラフである。図９において、上述したように、たとえば、〔１、５、２０．５〕は、分周率の組み合わせ〔Ｍ、Ｐ、Ｑ〕を示している。

図１０は、図９に例示した場合における、図８に対応する、ロー・ローカル方式における周波数ｆ_TONE（−）をＩＦ周波数でプロットしたグラフである。

図９および図１０の図解から、ロー・ローカル方式についても、分周率〔Ｐ、Ｑ〕を適宜設定することにより、好ましいイメージ信号を生成することができる。

以上のように、第２実施の形態の無線受信機１００Ａを用いると、第２の発振回路１０Ａ内の分周回路１４および分周・移相器１６、および、テスト信号発生回路５０Ａ内の分周回路５２、５３における分周率Ｍ，Ｐ，Ｑの組み合わせを適宜設定すると、イメージ調整に好ましいテスト信号Ｓ５０Ａを生成することができる。
もちろん、無線受信機１００Ａにおいては、分周率Ｍ，Ｐ，Ｑの組み合わせは、一意的ではなく、種々任意に選択することができる。その結果、種々のトーン周波数ｆ_TONEを持つテスト信号Ｓ５０Ａを生成することができる。

なお、上述した分周率Ｍ，Ｐ，Ｑの組み合わせは、コントローラ４４において、分周回路１４、分周回路５２、５３の分周率を設定することにより行うことができる。
そのため、コントローラ４４のメモリには、たとえば、チャンネル周波数ごとに好ましい分周率Ｍ，Ｐ，Ｑの組み合わせを記憶しておき、選択されたチャンネルに応じて好ましい組み合わせの分周率Ｍ，Ｐ，Ｑを設定することができる。

〔第３実施の形態〕
図１１を参照して本発明の受信機の第３実施の形態を述べる。
第３実施の形態の無線受信機１００Ｂは、第２実施の形態の無線受信機１００Ａの分周率の選択性をさらに拡張したものである。

〔構成〕
本発明の第３実施の形態の無線受信機１００Ｂは、図５を参照して述べた第２実施の形態の無線受信機１００Ａと比較するとテスト信号発生回路５０Ｂの回路構成が異なる。
その他の回路構成は、基本的に、図１および図５に図解した受信機１００、１００Ａと同様である。

〔テスト信号発生回路〕
図１１に図解したテスト信号発生回路５０Ｂは、第３の利得可変型低ノイズ増幅回路（ＬＮＡ）５１と、第２の分周回路５２と、第３の分周回路５３と、テスト信号発生用の第１の混合器（ミキサ）５４と、第４の分周回路５５と、テスト信号発生用の第２の混合器（ミキサ）５６とを有する。
図５に図解したテスト信号発生回路５０Ａと比較すると、テスト信号発生回路５０Ｂには、分周回路５５、混合器５６が付加されている。
分周率Ｐの分周回路５２、分周率Ｑの分周回路５３、混合器５４、ＬＮＡ５１は、基本的に、図５を参照して述べた回路と同じである。
分周回路５２の分周率Ｐ、分周回路５３の分周率Ｑ、および、分周回路５５の分周率Ｒは、制御信号Ｓ４４Ｂとしてコントローラ４４によって設定される。

分周回路５２、５３、５５はそれぞれ、第１の局部発振周波数ｆ_VCO を分周率Ｐ，Ｑ，Ｒで分周する。
分周回路５２、５３、５５で分周した周波数をそれぞれ、ｆ_p ＝ｆ_VCO ／Ｐ，ｆ_Q ＝ｆ_VCO ／Ｑ，ｆ_R ＝ｆ_VCO ／Ｒとすれば、混合器５６の出力信号、すなわち、実質的にはテスト信号Ｓ５０Ｂには、下記の周波数成分（トーン周波数成分）が含まれる。

ｆ_TONE（±）＝ｆ_p （±）ｆ_Q （±）ｆ_R

これらのトーン周波数の１つをトーン周波数とするテスト信号Ｓ５０Ｂを選択する、分周率Ｐ，Ｑ，Ｒを選択すればよい。
その１例として、下記のｆ_TONE（−−）がイメージ周波数になるように分周率Ｐ，Ｑ，Ｒを選択する場合を述べる。

ｆ_TONE（−−）＝ｆ_p −ｆ_Q −ｆ_R

図１２は第３実施の形態におけるトーン周波数ｆ_TONE（−−）をＩＦ周波数でプロットしたグラフである。
周波数ｆ_TONE（−−）は、ＩＦ周波数帯域から相当離れており、イメージ調整に影響を与えないことが理解される。
図１２において、たとえば、〔１，１１，１２，１３〕は、分周率Ｍ，Ｐ，Ｑ，Ｒの組み合わせを示している。

イメージ周波数と離れたトーン周波数を実現する種々の分周率Ｍ，Ｐ，Ｑ，Ｒの組み合わせが存在することが理解できる。
したがって、この例示に限らず、その他種々の分周率Ｍ，Ｐ，Ｑ，Ｒの組み合わせが可能である。たとえば、分周回路１４における分周率ＭをＭ＝１とした場合、たとえば、〔１，６，２２，２６〕、〔１，７，２６，２２〕、〔１，８，１３，２０〕などを採用することができる。

第２実施の形態と同様、コントローラ４４は、選択されたチャンネルに応じて、上記トーン周波数を実現する分周率Ｍ，Ｐ，Ｑ，Ｒの組み合わせを分周回路１４、テスト信号発生回路５０Ｂ内の分周回路５２、５３、５５に設定する。

上記ｆ_TONE（−−）以外の下記はスプリアスとなる。
図１３は、参考までに、スプリアスとなる下記トーン周波数をプロットしたグラフである。

ｆ_TONE（＋＋）、ｆ_TONE（＋−）、
ｆ_TONE（−＋）＝ｆ_p −ｆ_Q ＋ｆ_R
ｆ_TONE（＋−）＝ｆ_p ＋ｆ_Q −ｆ_R

図１４は図１３に図解した特性について、第１の局部発振周波数ｆ_VCO ＝４００ＭＨｚ以下を拡大した示す図である。

〔第４実施の形態〕
図１５は、本発明の第４実施の形態における受信機のテスト信号発生回路５０Ｃの回路構成を示す図である。
第１〜第３実施の形態として述べたように、受信機の構成の相違点はテスト信号発生回路でなので、第４実施の形態としては、テスト信号発生回路５０Ｃのみ図解し、他の構成の図解を省略した。

図１５に図解のテスト信号発生回路５０Ｃは、図１１を参照した述べた第３実施の形態の受信機１００Ｂにおけるテスト信号発生回路５０Ｂを構成する、混合器５４、５６と、分周回路５２との接続を、たとえば、コントローラ４４からの制御信号Ｓ４４Ｂによって、第１および第２のスイッチ５７、５８を用いて変更可能としている。

たとえば、コントローラ４４が制御信号Ｓ４４Ｂによってスイッチ５８を接点「１」側に付勢すると、分周率Ｒの分周回路５５の出力が混合器５６に印加されて周波数変換された信号がＬＮＡ５１を経由してノードＮ１に出力される。それとは逆に、コントローラ４４が制御信号Ｓ４４Ｂによってスイッチ５８を接点「０」側に付勢し、スイッチ５７を接点「１」側に付勢すると、分周率Ｑの分周回路５３で分周され混合器５４で周波数変換された信号がＬＮＡ５１を経由してノードＮ１に出力される。

この回路例では２個のスイッチ５７、５８を設けているから、スイッチ５７、５８の動作状態に応じて、下記のトーン周波数のテスト信号Ｓ５０Ｃを、ノードＮ１に出力することができる。

（表１）
スイッチ５７ スイッチ５８ トーン周波数
（１）「０」位置 「０」位置 ｆ_P
（２）「０」位置 「１」位置 ｆ_P (±) ｆ_Q (±) ｆ_R
（３）「１」位置 「０」位置 ｆ_P (±) ｆ_Q
（４）「１」位置 「１」位置 ｆ_P (±) ｆ_Q (±) ｆ_R

ただし、ｆ_p ＝ｆ_VCO ／Ｐ、ｆ_Q ＝ｆ_VCO ／Ｑ、ｆ_R ＝ｆ_VCO ／Ｒ

図１５を参照して述べたテスト信号発生回路５０Ｃを用いた無線受信機は、第３実施の形態の受信機１００Ｂに比較して、スイッチ５７、５８を付加するのみで、分周率の組み合わせに対して、テスト信号Ｓ５０Ｃのトーン周波数の選択の自由度が拡大するという利点がある。

〔半整数分周回路の構成例〕
上述した無線受信機の分周回路のうち、半整数分周回路の構成例について述べる。
分周回路としては（１／２）分周の巾乗の分周回路の回路構成が簡単である。たとえば、（１／２）分周回路は、１個の遅延型（Ｄ型）フリップフロップで構成することができるから、ＤＦＦを 従属接続すればよい。
他方、半整数分周回路の構成は幾分複雑になる。
本発明の実施の形態の適用された好適な半整数分周回路について述べる。
なお、テスト信号Ｓ５０としては、その周波数自体（基本波）のパワー成分が大きいことが要求される。つまり、テスト信号のデューティ比が５０％から余り離れていないことが求められる。

通常の、（１／Ｎ）分周でデューティ比を５０％近くにするには、プログラマブル・カウンタ（たとえば、図１６におけるｋカウンタ２０１）を用いる方法が知られている。
プログラマブル・カウンタにおいて、まず、分周率Ｎ１＝Ｆｌｏｏｒ／（Ｎ／２）で分周し、次に、分周率Ｎ２＝（Ｎ−Ｎ１）で分周する。この出力信号をさらに（１／２）分周すれば、デューティ比が、Ｎ１：Ｎ２の分周信号が得られる。
このようなプログラマブル・カウンタとして、好適には、高速動作に適した、「スワロー型カウンタ」を用いることができる。

図１６は半整数分周回路２００の回路構成例を示す図である。
半整数分周回路２００は、第１〜３の遅延型フリップフロップＤＦＦ１〜ＤＦＦ３、プログラマブル・カウンタとしてのｋカウンタ２０１、カウンタ・コントローラ２０２、セレクタ２０３を有する。
プログラマブル・カウンタとしてのｋカウンタ２０１は、高速動作に適した、スワロー型カウンタとして構成することができる。その詳細は、図２２を参照して後述する。

ＤＦＦ１、ＤＦＦ２はクロックの立ち上がりエッジで動作し、ＤＦＦ３はクロックの立ち下がりエッジで動作する。
クロックＣＬＫが、ｋカウンタ２０１とＤＦＦ１に入力され、リセット信号ＲＳＴＸがＤＦＦ１のリセット端子に入力されている。
ＤＦＦ１から同期リセット信号ｓｙｎｃ−ｒｓｔｘがＤＦＦ２、ＤＦＦ２のリセット端子に印加されている。
カウンタ・コントローラ２０２には、分周率Ｎと、整数分周率か半整数分周率かを示す信号ｈａｌｆが入力されていて、カウンタ・コントローラ２０２からｋカウンタ２０１に係数ｋが出力され、セレクタ２０３に出力選択信号ＳＥＬが出力される。
以下、各種の分周率における半整数分周回路２００の基本動作について述べる。

図１７に分周率Ｎ＝７のスワロー型カウンタの動作タイミング図を示す。
ｋカウンタ２０１の出力信号は通常、パルス幅が短いパルス（ここでは、入力クロックの１周期長）であるため、分周率Ｎ＝２などの場合を除いて、デューティ比を５０％近くにすることが難しい。
そこで、この例においては、まず、分周率Ｎ１＝Ｆｌｏｏｒ／（７／２）＝３で、１／３に分周し、次に、分周率Ｎ２＝Ｎ−Ｎ１＝７−３＝４で（１／４）に分周する。その出力信号を、図１７の「Ａ」として示す。
信号Ａを立ち上がりエッジでトグルさせれば、（１／２）に分周することができ、結果として（１／８）に分周した信号が得られる。
その信号を、図１７においてＢで示した。

以上の説明から理解されるように、Ｎ１およびＮ２サイクル毎にｋカウンタ２０１の分周率ｋを設定することにより、デューティ比が５０％に近い分周クロックを得ることができる。
分周率Ｎが偶数であれば、ｋカウンタ２０１の分周比の設定は、（Ｎ／２）と固定することができる。

図１８は分周率Ｎ＝７．５のスワロー型カウンタの動作タイミング図を示す。
プログラマブル・カウンタの分周率の設定は、Ｎ１＝〔３，４，４，４〕を繰り返すことになる。
信号Ａ２は、Ｎ＝７と同様、カウンタ出力Ａを（１／２）に分周した信号であり、信号Ｂ２はそれの信号Ａ２を入力クロックの半周期だけ遅延させた信号である。
カウンタ・コントローラ２０２は、信号Ｂ２の立ち上がりに同期して信号Ａ２を選択するか、信号Ｂ２を選択するかの出力選択信号ＳＥＬをセレクタ２０３に与える。この例では、ＳＥＬ＝１の間は信号Ｂ２を出力し、ＳＥＬ＝０の間は信号Ａ２を出力するように切り換える。その出力がＯＵＴ１である。
デューティ比は、〔３．５：４〕となる。

一般化するには、Ｎ＝２ｍ＋１＋０．５（ただし、ｍは整数である。）の場合には、図１８の例示において、ｍ＝３、（ｍ＋１）＝４とすればよい。

図１９は分周率Ｎ＝６．５のスワロー型カウンタの動作タイミング図を示す。
Ｎ＝２ｍ＋０．５（ただし、ｍは整数である。）の場合の例として、Ｎ＝６．５について述べる。
基本的に、図１７を参照して述べた動作と同様であるが、カウンタの設定は、〔３，３，４，３〕となる。

図２０はカウンタ・コントローラ２０２の動作態様を示す図表である。
カウンタ・コントローラ２０２は、分周率Ｎが、整数分周率か半整数分周比か否かを示す信号ｈａｌｆに応じて、図２０に示した条件に従って、カウンタ・コントローラ２０２およびセレクタ２０３を制御する。
信号ｈａｌｆは、１のとき半整数の分周率を示し、０のとき整数の分周率を示す。

〔プログラマブル・カウンタ〕
図２１は、半整数分周回路２００におけるｋカウンタ２０１として好適なプログラマブル・カウンタとしてのスワロー型カウンタ３００の回路構成例を示す回路図である。
スワロー型カウンタ３００は、デュアル・モジュラス分周回路３０１と、Ｐカウンタ３０２と、Ｓカウンタ３０３と、カウンタ・コントローラ３０４とで構成される。

デュアル・モジュラス分周回路３０１は、Ｓカウンタ３０３からの制御信号Ｓ１により、入力されたクロックＣＬＫを（１／Ｍ）に分周または〔１／（Ｍ＋１）〕に分周する回路である。
Ｐカウンタ３０２およびＳカウンタ３０３は、デュアル・モジュラス分周回路３０１の出力クロックＣ１で動作する通常のカウンタである。
リセット信号ｒｅｓｅｔはＰカウンタ３０２で設定されたカウンタ数を終了した時点で出力されるパルス信号であり、パルス・スワロー型カウンタの出力信号でもある。
この出力信号により、Ｐカウンタ３０２およびＳカウンタ３０３がリセットされ、カウンタ動作を始めから開始する。
Ｐカウンタ３０２およびＳカウンタ３０３は、初期状態では、カウンタ・コントローラ３０４から、それぞれのカウンタ値Ｐｉ、Ｓｉを取り込んで、次のサイクルではこれらの値を用いるから、サイクルごとに異なるカウンタ値Ｐｉ、Ｓｉを設定することができる。

Ｓカウンタ３０３は、初期状態に、出力信号Ｓ１を、たとえば、「１」とし、初期状態に設定された「カウンタ数Ｓｉ」までカウンタが進むと、出力信号Ｓ１＝０として、Ｐカウンタ３０２から出力されるリセット信号ｒｅｓｅｔが到来するまで、その出力値Ｓ１を保持する。

Ｐカウンタ３０２は、初期状態に設定された「カウンタ値Ｐｉ」までカウンタすると、リセット信号ｒｅｓｅｔを出力し、自分自身もカウンタを初期化する。

通常、Ｐｉ＞Ｓｉであり、初期化後、デュアルモジュラス分周回路３０１はＳｉサイクルまでは入力クロックＣＬＫを（１／Ｍ）に分周し、その後の（Ｐｉ−Ｓｉ）サイクルは、〔１／（Ｍ＋１）〕に分周することになる。
つまり、Ｐカウンタ３０２から出力されるリセット信号ｒｅｓｅｔの間隔（分周率）Ｎは、下記になる。

Ｎ＝Ｓｉ×（Ｍ＋１）＋（Ｐｉ−Ｓｉ）×Ｍ
＝Ｐｉ×Ｍ×Ｓｉ

すなわち、ＰｉとＳｉとを変えることにより、任意の分周比を得ることができる。
スワロー型カウンタ３００において、高速動作する回路は、デュアル・モジュラス分周回路３０１のみでよい。

図２２は、図２１に図解したスワロー型カウンタ３００の動作タイミングの例を示す図である。
この例は、Ｓｉ＝３、Ｐｉ＝７、Ｍ＝２の場合を示しており、結果として、分周率Ｎ＝７×２＋３＝１７で、分周動作している。

〔第５実施の形態〕
以上、テスト信号を、イメージ調整のため、受信機１００、１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃに適用する場合と、その回路構成例を例示した。
しかしながら、テスト信号は上述したイメージ調整の用途に限らず、その他の場合にも適用できる。
その例示として、たとえば、テスト信号をトラッキング・フィルタおよびＲＦ増幅器に利用する場合について述べる。

図２３は本発明の第５実施の形態の受信機の構成例を示す図である。
図２３に図解した受信機１００Ｄは、図５を参照して述べた第２実施の形態の受信機１００Ｂにおいて、アンテナ１とテスト信号Ｓ５０Ａとを切り換えるスイッチ回路６０を付加するとともに、ノードＮ１にはテスト信号Ｓ５０Ａを印加しない回路構成にしている。 テスト信号発生回路５０Ｄ自体の回路構成は、図５に図解したテスト信号発生回路５０Ａと同じである。

スイッチ回路６０は、たとえば、コントローラ４４による切り換えられる。
スイッチ回路６０を図解の実線の状態に切り換えたときは、アンテナ１で受信した信号が可変バンドパスフィルタ３、利得可変型低ノイズ増幅回路５、可変バンドパスフィルタ７を経て周波数変換回路２０に印加される。
この場合、テスト信号Ｓ５０Ｄは注入されない。

スイッチ回路６０を破線の状態に切り換えたときは、アンテナ１から切り離され、テスト信号Ｓ５０Ｄが可変バンドパスフィルタ３、利得可変型低ノイズ増幅回路５、可変バンドパスフィルタ７を経て周波数変換回路２０に印加される。したがって、テスト信号Ｓ５０Ａがアンテナ１から放射されることを防止することができる。

なお、同相成分局部信号ＬＯＩと、直交成分局部信号ＬＯＱとを入れ替えて周波数変換回路２０に供給すれば、アッパー・ローカル方式とロー・ローカル方式とを容易に切り替えて使用することができる。
このように、イメージ調整用のテスト信号をアッパー・ローカル方式とロー・ローカル方式とが切り替えれば、トラッキング・フィルタ、すなわち、可変バンドパスフィルタ３、７、および、利得可変型低ノイズ増幅回路５の調整にテスト信号Ｓ５０Ｄをそのまま使用することができる。

テスト信号発生回路としては、上述した種々の回路構成をとることができるが、正確に受信周波数の本来のテスト信号の発生のためには、図２３に図解した、２つの分周回路５２、５３と１個の混合器５４とを少なくとも有する構成が望ましい。
この場合、分周回路５２における分周率Ｐは、局部発振周波数ｆ_LOと同じになるように分周回路１４および分周・移相器１６の総合分周率である（４×Ｍ）とする。すなわち、分周率をＰ＝４Ｍとする。
分周器５３の分周率Ｑについて、１／Ｑは、ＩＦ周波数の中心周波数ｆ_IFにできるだけ近い値になるように、Ｑ＝Ｒｏｕｎｄ（ｆ_VCO ／ｆ_IF）とする。
このとき、テスト信号Ｓ５０Ｄには、受信周波数ｆ_RFと、イメージ周波数ｆ_IMの両方が含まれる。

イメージ調整なしでも、注意して回路設計を行うことにより、調整無しで３０ｄＢ程度のＩＭＲＲは得られるので、ＩＦ信号の出力には、イメージ信号は３０ｄＢ程度だけ受信周波数より低く観測される。
したがって、トラッキング・フィルタ、すなわち、可変バンドパスフィルタ３、７、および、利得可変型低ノイズ増幅回路５の調整をＩＦ帯域で行うことにより、イメージ周波数の影響を無視することができる。

本発明の実施に際しては、上述した実施の形態に限定されず、当業者が容易に適用可能な、種々の変形態様をとることができる。
たとえば、テスト信号生成回路としては、図１１に例示した分周回路５２、５３、５５およびテスト信号生成用周波数変換回路５４、５６に制限されず、さらに多数の分周回路とそれに対応して多数のテスト信号生成用周波数変換回路を設けることができる。そのようにすることにより、周波数選択の自由度を高めることができる。

また、テスト信号生成回路における分周回路と周波数変換回路との数を増加させた場合、あるいは、図１５に例示したようにテスト信号生成回路における分周回路と周波数変換回路との数を増加させない場合でも、図１５に例示した２個のスイッチに限らず、多数のスイッチを用いて、分周回路と周波数変換回路との接続関係を変更することができる。それにより、周波数選択の自由度をさらに高めることができる。

図１は本発明の第１実施の形態の無線受信機の構成図である。 図２は受信中心周波数ｆ_RFとＩＦ中心周波数ｆ_IFとの関係を図解した図である。 図３は局部発振周波数ｆ_VCO を変化させ、図１におけるテスト信号発生回路内の分周回路の分周率Ｐを変化させた場合の第２の局部発振周波数ｆ_LOと、テスト信号のトーン周波数ｆ_TONEとの関係をプロットしたグラフである。 図４は図１における周波数変換回路を構成する混合器の回路構成例を示す図である。 図５は本発明の第２実施の形態の無線受信機の構成図である。 図６は第２実施の形態において、テスト信号発生回路内の２つの分周回路の分周率Ｐ、Ｑを変化させた場合の第２の局部発振周波数ｆ_LOとテスト信号のトーン周波数ｆ_TONEとの関係をプロットしたグラフである。 図７は、第１実施の形態において、アッパー・ローカル方式において、受信周波数を４０〜９００ＭＨｚとした場合、テスト信号発生回路内の２つの分周回路の可能な分周率〔Ｐ、Ｑ〕の組み合わせをプロットしたグラフである。 図８は、図７に例示した場合の、テスト信号のトーン周波数ｆ_TONE（−）をＩＦ周波数でプロットしたグラフである。 図９は、図７に対応する、ロー・ローカル方式におけるイメージ信号の生成例を示すグラフである。 図１０は、図９に例示した場合における、図８に対応する、ロー・ローカル方式におけるテスト信号のトーン周波数ｆ_TONE（−）とＩＦ周波数との関係をプロットしたグラフである。 図１１は本発明の第３実施の形態の無線受信機の構成図である。 図１２は第３実施の形態におけるテスト信号のトーン周波数ｆ_TONE（−−）とＩＦ周波数との関係をプロットしたグラフである。 図１３はスプリアスとなるトーン周波数ｆ_TONEを例示して、そのトーン周波数ｆ_TONEとＩＦ周波数との関係をプロットしたグラフである。 図１４は、図１３に図解した特性について、局部発振周波数ｆ_VCO ＝４００ＭＨｚ以下の周波数を拡大して図解したグラフである。 図１５は本発明の第４実施の形態の受信機におけるテスト信号発生回路の回路構成を示す図である。 図１６は第４実施の形態の無線受信機において分周回路として用いる半整数分周回路の回路構成例を示す図である。 図１７は分周率Ｎ＝７のプログラマブル・カウンタの動作タイミング図である。 図１８は分周率Ｎ＝７．５のプログラマブル・カウンタの動作タイミング図である。 図１９は分周率Ｎ＝６．５のプログラマブル・カウンタの動作タイミング図である。 図２０は図１６に図解したカウンタ・コントローラの動作態様を示す図表である。 図２１は図１６に図解した半整数分周回路におけるｋカウンタとして好適なプログラマブル・カウンタの回路構成例を示す回路図である。 図２２は図２１に図解したスワロー型カウンタの動作タイミングの例を示す図である。 図２３は本発明の第５実施の形態の無線受信機の構成図である。

符号の説明

１００，１００Ａ、１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ…無線受信機、１…アンテナ、３…第１の可変バンドパスフィルタ（Ｖ−ＢＰＦ）、５…第１の利得可変型低ノイズ増幅回路（ＬＮＡ）、７…第２の可変バンドパスフィルタ（Ｖ−ＢＰＦ）、１０…第１の発振回路、１１…電圧制御型発振器（ＶＣＯ）、１２…位相同期ループ（ＰＬＬ）、１０Ａ…第２の発振回路、１４…第１の分周回路、１６…分周・移相器、２０…周波数変換回路、２１、２２…混合器（ミキサ）、３０…振幅・位相補正回路、３２…イメージ除去フィルタ、３４…信号加算回路、３５…第２の利得可変型低ノイズ増幅回路（ＬＮＡ）、３８…中間周波数（ＩＦ）信号処理回路、４０…ＩＦ信号検出器、４２…アナログ／デジタル変換器（Ａ／ＤＣ）、４４…コントローラ（制御手段）、５０，５０Ａ，５０Ｂ，５０Ｃ，５０Ｄ…テスト信号発生回路、５１…利得可変型低ノイズ増幅回路、５２、５３…分周回路、５４…混合器（ミキサ）、５５…分周回路、５６…混合器、２００…半整数分周回路、２０１…ｋカウンタ（プログラブル・カウンタ）、２０２…カウンタ・コントローラ、２０３…セレクタ、３００…スワロー型カウンタ、３０１…デュアルモジュラス分周回路、３０２…Ｐカウンタ、３０３…Ｓカウンタ、３０４…カウンタコントローラ、
Ｓ５０、Ｓ５０Ａ，Ｓ５０Ｂ，Ｓ５０Ｃ，Ｓ５０Ｄ…テスト信号、
ｆ_VCO …第１の局部発振周波数、ｆ_LO…局部発振周波数、ｆ_RF…受信中心周波数、ｆ_IF…ＩＦ中心周波数、ｆ_IM…イメージ中心周波数、ｆ_TONE…テスト信号のトーン周波数、
ＬＯａ…第１の発振信号、ＬＯｂ…第２の発振信号、ＬＯ…局部発振信号、ＬＯＩ…同相成分局部発振信号、ＬＯＱ…直交成分局部発振信号、ＩＦＩ…同相成分ＩＦ信号、ＩＦＱ…直交成分ＩＦ信号。

Claims (12)

1. 位相同期回路および電圧制御型発振回路を有し、第１の発振信号の発振信号を生成する発振回路と、
   前記発振回路で生成された前記発振信号を第１の分周率で分周して、第２の発振周波数を持ち、直交する第１および第２の発振信号を生成する分周回路と、
   前記受信した無線周波数信号に前記分周回路で生成された直交する第１および第２の発振信号を乗じて、中間周波数を持つ直交する第１および第２の中間周波数信号を生成する周波数変換回路と、
   前記周波数変換回路において生成された直交する第１および第２の中間周波数信号を加算して合成された中間周波数信号を生成する信号加算回路と、
   少なくとも１個の第２の分周回路を有し、前記発振回路において生成された前記第１の発振周波数を持つ発振信号を、第２の分周率で分周してテスト信号を生成し、当該テスト信号を前記周波数変換回路の入力部における前記受信した無線周波数信号に注入する、テスト信号発生回路と、
   チャネル周波数に応じて、前記第１の分周器の第１の分周率と前記第２の分周器の第２の分周比を設定する制御手段と
   を有する無線受信機。
2. アンテナで受信した前記無線周波数信号を第１の帯域通過特性の帯域成分を通過させる第１のバンドパスフィルタと、
   前記第１のバンドパスフィルタの出力信号の利得を制御する高周波利得制御型増幅回路と、
   前記高周波利得制御型増幅回路の出力信号を第２の帯域通過特性の帯域成分を通過させ、前記周波数変換回路に出力する第２のバンドパスフィルタと
   を有し、
   前記テスト信号発生回路で生成された前記テスト信号を前記高周波利得制御型増幅回路の出力信号に注入する、
   請求項１記載の無線受信機。
3. 前記テスト信号発生回路は、１個の分周回路を有し、前記発振回路において生成された前記第１の発振周波数を持つ発振信号を、当該１個の分周回路の分周率で分周してテスト信号を生成し、当該テスト信号を前記高周波利得制御型増幅回路の出力信号に注入する、
   請求項１に記載の無線受信機。
4. 前記受信した無線周波数信号に前記第１の分周回路で生成された直交する第１および第２の発振信号を乗じて、中間周波数を持つ直交する第１および第２の中間周波数信号を生成する第１および第２の周波数変換回路の各々は、ゲートに直交する第１および第２の発振信号の１つが印加され、入力端子としてのソースに無線周波数信号が印加されたＭＯＳトランジスタを有するミキサを有する、
   請求項２に記載の無線受信機。
5. 前記テスト信号発生回路は、少なくとも２個の分周回路と、少なくとも１個の周波数変換回路とを有し、
   前記少なくとも２個の分周回路、および、前記第１の分周回路とは、それぞれ、前記制御手段からの設定による分周率で、前記発振回路において生成された前記第１の発振周波数を持つ発振信号を分周し、
   当該テスト信号発生回路内の少なくとも１個の周波数変換回路は、当該テスト信号発生回路内の前記少なくとも２個の分周回路で分周した信号を乗算して前記テスト信号を生成して、前記高周波利得制御型増幅回路の出力信号に注入する、
   請求項１または２に記載の無線受信機。
6. 前記テスト信号発生回路は、少なくとも３個の分周回路と、少なくとも２個の周波数変換回路とを有し、
   前記少なくとも３個の分周回路、および、前記第１の分周回路とは、それぞれ、前記制御手段からの設定による分周率で、前記発振回路において生成された前記第１の発振周波数を持つ発振信号を分周し、
   当該テスト信号発生回路内の少なくとも２個の周波数変換回路は、当該テスト信号発生回路内の前記少なくとも３個の分周回路で分周した信号を順次乗算して前記テスト信号を生成して、前記高周波利得制御型増幅回路の出力信号に注入する、
   請求項１または２に記載の無線受信機。
7. 前記テスト信号発生回路は、少なくとも３個の分周回路と、少なくとも２個の周波数変換回路と、当該テスト回路内の前記分周回路のいずれかと当該テスト回路内の前記周波数変換回路との接続関係をスイッチ切り換え可能なスイッチ回路とを有し、
   前記少なくとも３個の分周回路、および、前記第１の分周回路とは、それぞれ、前記制御手段からの設定による分周率で前記発振回路において生成された前記第１の発振周波数を持つ発振信号を分周し、
   当該テスト信号発生回路内の少なくとも２個の周波数変換回路は、前記スイッチ回路を経由した当該テスト信号発生回路内の前記少なくとも３個の分周回路で分周した信号を順次乗算して前記テスト信号を生成して、前記高周波利得制御型増幅回路の出力信号に注入する、
   請求項１または２に記載の無線受信機。
8. 前記分周回路のいずれかの分周率が、半整数の分周率である場合、当該分周回路は、
   クロックを計数するカウンタと、
   当該カウンタの出力信号を順次保持する、従属接続された２個の遅延型フリップフロップと、
   前記クロックとリセット信号とが入力された１個の遅延型フリップフロップと、
   前記２個の遅延型フリップフロップの出力信号が入力され、その一方を選択して出力するセレクタと、
   入力された、分周率およびその分周率が半整数か否かを示す信号に応じて、前記カウンタにおける計数値を設定し、前記セレクタにいずれの信号を出力するかを指示する、カウンタ・コントローラと
   を有する、
   請求項１〜７のいずれかに記載の無線受信機。
9. 前記カウンタは、スワロー型カウンタである、
   請求項８に記載の無線受信機。
10. 当該無線受信機は、
    前記信号加算回路で生成された中間周波数信号を検出する検出回路と、
    前記周波数変換回路において生成された直交する２つの中間周波数の信号の振幅および位相を補正する振幅・位相補正回路と、
    該振幅・位相補正回路の後段かつ前記信号加算回路の前段に設けられ、イメージ信号を除去する、イメージ除去フィルタと
    を有し、
    前記制御手段は、前記検出回路で検出された信号に応じて、前記振幅・位相補正回路における振幅誤差および／または位相誤差を補正する制御信号を出力する、
    請求項１〜９に記載の無線受信機。
11. アンテナと、
    スイッチ回路と、
    前記スイッチ回路を介して入力された信号を第１の帯域通過特性の帯域成分を通過させる第１のバンドパスフィルタと、
    前記第１のバンドパスフィルタの出力信号の利得を制御する高周波利得制御型増幅回路と、
    前記高周波利得制御型増幅回路の出力信号を第２の帯域通過特性の帯域成分を通過させ、前記周波数変換回路に出力する第２のバンドパスフィルタと、
    前記受信した無線周波数信号に前記分周回路で生成された直交する第１および第２の発振信号を乗じて、中間周波数を持つ直交する第１および第２の中間周波数信号を生成する周波数変換回路と、
    前記周波数変換回路において生成れた直交する２つの中間周波数の信号の振幅および位相を補正する振幅・位相補正回路と、
    該振幅・位相補正回路の後段かつ前記信号加算回路の前段に設けられ、イメージ信号を除去する、イメージ除去フィルタと、
    前記イメージ除去フィルタにおいて生成された直交する第１および第２の中間周波数信号を加算して合成された中間周波数信号を生成する信号加算回路と、
    位相同期回路および電圧制御型発振回路を有し、第１の発振信号の発振信号を生成する発振回路と、
    前記発振回路で生成された前記発振信号を第１の分周率で分周して、第２の発振周波数を持ち、直交する第１および第２の発振信号を生成する分周回路と、
    前記信号加算回路で生成された中間周波数信号を検出する検出回路と、
    少なくとも１個の第２の分周回路を有し、前記発振回路において生成された前記第１の発振周波数を持つ発振信号を、第２の分周率で分周してテスト信号を生成し、前記スイッチ回路の前記アンテナからの信号が入力される端子とは異なる他方の端子に入力する、テスト信号生成回路と
    を有する無線受信機。
12. 当該無線受信機は、地上デジタル・テレビジョン受像機として用いる、
    請求項１〜１１のいずれかに記載の無線受信機。

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