CN101729085B - 无线电接收机 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种无线电接收机，该无线电接收机包括：振荡器电路，该振荡器电路包括锁相电路和电压控制振荡器电路；第一分频器电路；频率转换器电路；信号相加电路；测试信号生成电路，该测试信号生成电路包括至少一个第二分频器电路；以及控制部件，该控制部件被配置为对分频因子进行设定。

Description

无线电接收机
技术领域
本发明涉及无线电接收机，更具体地涉及具有用于调节镜像频率抑制比(image frequency suppression ratio，IMRR)的测试信号生成电路的无线电接收机。
背景技术
镜像频率抑制比(IMRR)是低中频(低-IF)接收机中的一个重要要素。
具体地，希望电视接收机具有-60dB或更大的IMRR。在这样的情况下，如果不使用一些调节手段，则难以实现上述IMRR。
日本专利早期公开No.2005-295470(以下称为专利文献1)以及JeanRobert Tourret等人(NXP)的“SiP Tuner with Integrated LC Tracking filterfor Both Cable and Terrestrial TV Reception”IEEE JSSC，2809-2821页，12卷，2007年12月(以下称为非专利文献1)提出在无线电接收机的电子电路中包括测试信号生成电路，在测试信号生成电路中生成RF频带的测试信号，以及利用此测试信号调节IMRR。
顺便提及，此测试信号还可以用于调节无线电接收机的RF信号处理部件中的跟踪滤波器和RF放大器。
另外，实现-60dB或更大的IMRR需要测试信号的纯度(准确度)足够良好。例如，这是因为测试信号的相位噪声出现在原始接收信号侧。
假定这样一种情况，其中，在调节无线电接收机时，通过以镜像频率设定测试信号并且将测试信号叠加(注入)到接收机的接收信号上，并检测作为中频(IF)信号的镜像抑制信号来执行调节。
在此情况中，假如IF信号的检测器具有6MHz的频带，则不能将测试信号的相位噪声和镜像信号彼此区分开来，除非相位噪声不大于[-60-10k×log(6M)]＝-128dBc/Hz。
难以形成通常的环振荡器类型的电压控制振荡器(VCO)作为用于生成具有这样的相位噪声的测试信号的电路。此电路由LC共振型VCO形成。
发明内容
然而，利用电感器和电容器的LC共振型VCO一般比环振荡器型VCO具有更大的尺寸。
具体地，例如，在电视接收机中使用的VCO至少需要一个倍频程(octave)以上的宽的振荡频率范围。因此，通常，当用于生成本地振荡信号的电压控制振荡器(VCO)以片上形式(on-chip form)安装在接收机的电路中时，用于生成多个本地振荡信号的具有不同振荡特性的多个VCO被安装在接收机中并且根据正在使用的频道频率而被适当使用。
如果应用上述专利文献1和非专利文献1中所公开的技术，则两倍数量的VCO是必要的。结果，遭遇到接收机的芯片面积增大的问题。这尤其对小的接收机造成了负担。
此外，除了用于生成测试信号的VCO以外，对锁相环(PLL)的控制是必要的。结果，遭遇到控制多个PLL的复杂性。
因此，希望提供这样的无线电接收机，其在不增大尺寸的情况下具有被配置为生成用于调节镜像频率抑制比(IMRR)的测试信号的电路，其中，测试信号容易控制并且具有高纯度。
还希望提供这样的无线电接收机，其在不增大尺寸的情况下具有被配置为生成可用于调节无线电接收机中的跟踪滤波器和射频放大器的测试信号的电路，其中，测试信号容易控制并且具有高纯度。
根据本发明的一个实施例，提供了一种无线电接收机，该无线电接收机包括：振荡器电路，该振荡器电路被配置为生成具有第一振荡频率的振荡信号，该振荡器电路包括锁相电路和电压控制振荡器电路；以及第一分频器电路，该第一分频器电路被配置为通过以第一分频因子对由振荡器电路生成的振荡信号进行分频来生成具有第二振荡频率并且彼此正交的第一振荡信号和第二振荡信号。该无线电接收机还包括：频率转换器电路，该频率转换器电路被配置为通过将接收的射频信号乘以在第一分频器中生成的并且彼此正交的第一振荡信号和第二振荡信号来生成具有中频并且彼此正交的第一中频信号和第二中频信号；以及信号相加电路，该信号相加电路被配置为生成通过将在频率转换器电路中生成的并且彼此正交的第一中频信号和第二中频信号相加到一起而合成出的中频信号。该无线电接收机还包括：测试信号生成电路，该测试信号生成电路被配置为通过以第二分频因子对在振荡器电路中生成的具有第一振荡频率的振荡信号进行分频来生成测试信号，并且将该测试信号注入到频率转换器电路的输入部件中所接收到的射频信号中，该测试信号生成电路包括至少一个第二分频器电路；以及控制装置，该控制装置根据频道频率来设定第一分频器电路的第一分频因子和第二分频器电路的第二分频因子。
上述测试信号被注入到所接收的无线电信号中，以调节镜像频率抑制比(IMRR)。
在测试信号生成电路中，第二分频器电路以由控制部件指定的分频因子P来对具有第一本地振荡频率fVCO的第一振荡信号进行分频，从而生成具有频率(fVCO/P)的测试信号，并且将测试信号叠加(注入)到接收的RF信号中。
因为测试信号生成电路利用了具有第一本地振荡频率的第一振荡信号，所以不必提供VCO和PLL作为与测试信号生成电路内的本地振荡信号对应的电路。仅仅由控制装置根据频道来设定第一和第二分频因子就足够了。结果，根据本实施例的接收机具有简单的构造。尤其是，即使在频道的数量增加时，电路配置也不会变得复杂。
此外，产生测试信号的本地振荡信号就是用于频率转换器电路中的频率转换的本地振荡信号。因此，不会出现有关相位噪声(相位误差)的问题。
另外，根据本发明的另一实施例，提供了一种无线电接收机，该无线电接收机包括：天线；开关电路；第一带通滤波器，该第一带通滤波器被配置为使得经由开关电路输入的信号中的具有第一带通特性的频带成分通过；以及高频增益控制型放大器电路，该高频增益控制型放大器电路被配置为控制第一带通滤波器的输出信号的增益。该无线电接收机还包括：第二带通滤波器，该第二带通滤波器被配置为使得高频增益控制型放大器电路的输出信号中具有第二带通特性的频带成分通过，并且将通过的频带成分输出到频率转换器电路；频率转换器电路，该频率转换器电路被配置为通过将接收的射频信号乘以在分频器电路中生成的并且彼此正交的第一振荡信号和第二振荡信号来生成具有中频并且彼此正交的第一中频信号和第二中频信号；幅度和相位校正电路，该幅度和相位校正电路被配置为对在频率转换器电路中生成的并且彼此正交的两个中频信号的幅度和相位进行校正。该无线电接收机还包括：镜像去除滤波器，该镜像去除滤波器被配置为去除镜像信号，镜像去除滤波器被设置在幅度和相位校正电路之后并且信号相加电路之前的级中；信号相加电路，该信号相加电路被配置为生成通过将在镜像去除滤波器中生成的并且彼此正交的第一中频信号和第二中频信号相加在一起而合成的中频信号；以及振荡器电路，该振荡器电路被配置为生成具有第一振荡频率的振荡信号，该振荡器电路包括锁相电路和电压控制振荡器电路；以及分频器电路，该分频器电路被配置为通过以第一分频因子对由振荡器电路生成的振荡信号进行分频，来生成具有第二振荡频率并且彼此正交的第一振荡信号和第二振荡信号。该无线电接收机还包括：检测器电路，该检测器电路被配置为检测在信号相加电路中生成的中频信号；以及测试信号生成电路，该测试信号生成电路被配置为以第二分频因子对在振荡器电路中生成的具有第一振荡频率的振荡信号进行分频而生成测试信号，并且将该测试信号输入到开关电路的除了被提供有来自天线的信号的端子以外的另一端子，该测试信号生成电路包括至少一个第二分频器电路。
根据本发明，能够提供这样的无线电接收机，其在不增大尺寸的情况下具有被配置为生成用于调节镜像频率抑制比(IMRR)的测试信号的电路，其中，测试信号容易控制并且具有高纯度。
另外，根据本发明，能够提供这样的无线电接收机，其在不增大尺寸的情况下具有被配置用于生成可用于调节无线电接收机中的跟踪滤波器和射频放大器的测试信号的电路，其中，测试信号容易控制并且具有高纯度。
附图说明
图1是根据本发明的第一实施例的无线电接收机的框图；
图2是图示出接收中心频率fRF和IF中心频率fIF之间的关系的示图；
图3是通过在本地振荡频率fVCO被改变并且图1中的测试信号生成电路内的分频器电路的分频因子P被改变时绘制第二本地振荡频率fLO和测试信号的音调频率(tone frequency)fTONE而得到的图表；
图4是示出形成图1中的频率转换器电路的混合器的电路配置的示例的示图；
图5是根据本发明的第二实施例的无线电接收机的框图；
图6是第二实施例中通过在测试信号生成电路内的两个分频器电路的分频因子P和Q被改变时绘制第二本地振荡频率fLO和测试信号的音调频率fTONE而得到的图表；
图7是第二实施例中通过在接收频率被设定为高本地方式(upperlocal system)中的40到900MHz时绘制测试信号生成电路内的两个分频器电路的分频因子[P，Q]的可能的组合而得到的图表；
图8是通过以IF频率绘制图7中所图示的情况中的测试信号的音调频率fTONE(-)而得到的图表；
图9是示出在低本地方式(low local system)中生成镜像信号的示例的图表，该图表与图7相对应；
图10是通过绘制在图9所图示的情况中在低本地方式中的测试信号的音调频率fTONE(-)和IF频率之间的关系而得到的图表，该图表与图8相对应；
图11是根据本发明的第三实施例的无线电接收机的框图；
图12是通过绘制第三实施例中的测试信号的音调频率fTONE(-)和IF频率之间的关系而得到的图表；
图13是示出杂散音调频率fTONE并通过绘制音调频率fTONE和IF频率之间的关系而得到的图表；
图14是示出以本地振荡频率fVCO＝400MHz或更低频率的放大状态示出图13所示特性的示图；
图15是示出根据本发明的第四实施例的接收机中的测试信号生成电路的电路配置的示图；
图16是示出用作根据第四实施例的无线电接收机中的分频器电路的半整数分频器电路的电路配置的示例的示图；
图17是具有分频因子N＝7的可编程计数器的操作的时序图；
图18是具有分频因子N＝7.5的可编程计数器的操作的时序图；
图19是具有分频因子N＝6.5的可编程计数器的操作的时序图；
图20是示出在图16中所图示的计数器控制器的操作模式的表；
图21是示出适于作为图16中所图示的半整数分频器电路中的k-计数器的可编程计数器的电路配置的示例的电路图；
图22是示出在图21中所图示的吞脉冲型计数器(swallow typecounter)的操作时序的示例的示图；以及
图23是根据本发明的第五实施例的无线电接收机的框图。
具体实施方式
[第一实施例]
将参考图1描述根据本发明的接收机的第一实施例。
[配置]
图1是根据本发明的第一实施例的无线电接收机的框图。
图1所图示的无线电接收机100包括天线1、第一可变带通滤波器(V-BPF)3、第一增益可变型低噪声放大器电路(LNA)5和第二可变带通滤波器7。V-BPF 3和7用作跟踪滤波器。
无线电接收机100包括第一振荡器电路10，第一振荡器电路10由电压控制振荡器(VCO)11和锁相环(PLL)12形成，并且生成具有第一本地振荡频率fVCO的第一振荡信号LOa。
无线电接收机100还包括第二振荡器电路10A，第二振荡器电路10A由具有分频因子M的分频器电路14以及分频和移相器(frequency dividerand phase shifter)16形成。分频器电路14以及分频和移相器16形成本发明实施例中的第一分频器电路。因此，第二振荡器电路10A与第一分频器电路相同。
无线电接收机100包括频率转换器电路20，频率转换器电路20具有第一混合器21和第二混合器22。
无线电接收机100还包括IF信号检测器40、模/数转换器(A/DC)42和控制器(控制装置)44。
无线电接收机100还包括用于校正幅度和相位的幅度和相位校正电路30、镜像去除滤波器32、信号相加电路34、第二增益可变型低噪声放大器电路(LNA)36和中频(IF)信号处理电路38。
无线电接收机100包括测试信号生成电路50。
[测试信号生成电路]
测试信号生成电路50包括增益可变型低噪声放大器电路51和具有分频因子P(分频比1/P)的分频器电路52。
分频器电路52的分频因子P通过控制器44设定。
[基本电路操作]
将描述无线电接收机100中的每个电路的基本操作。
(1)天线1、V-BPF 3和7、以及LNA 5
天线1例如接收电视广播中射电频率为fRF的RF信号。
可变带通滤波器(V-BPF)3和7可改变其通带(带通)频率。由天线1接收的RF信号的通带根据该无线电接收机100的用户的频道选择来设定。结果，具有不必要的频道频率的无线电波被V-BPF 3和7去除，并且因此防止了具有不必要的频道频率的信号被输入V-BPF 3和7随后的级的电路中。V-BPF 3和7因此用作跟踪滤波器或者频道选择滤波器。
增益可变型低噪声放大器电路5是增益控制型低噪声放大器电路，其可以根据天线1接收的无线电波的强度来总体上改变RF信号的增益，并且其以高频进行操作。
(2)振荡器电路10和频率转换器电路20
振荡器电路10中的PLL 12输出与由从控制器44输出的控制信号S44C所设定的振荡频率对应的VCO驱动电压信号。
VCO 11生成具有与输入到VCO 11的电压对应的振荡频率的信号，即具有第一本地振荡频率fVCO的第一振荡信号LOa。
第一振荡器电路10因此用作锁相本地振荡器电路。
第二振荡器电路10A中的分频器电路14根据由来自控制器44的控制信号S44C设定的分频因子M来生成第二振荡信号LOb，第二振荡信号LOb是通过以分频比(1/M)分割具有第一本地振荡频率fVCO的第一振荡信号LOa而得到的。
第二振荡器电路10A中的分频和移相器16通过进一步将从分频器电路14输出的第二振荡信号LOb分割成(1/4)来生成具有本地振荡频率fLO的信号。分频和移相器16还生成两个彼此正交的信号(具有90°的相位差)，即，具有同相成分的本地振荡信号LOI和具有正交成分的本地振荡信号LOQ。
同相成分的本地振荡信号LOI和正交成分的本地振荡信号LOQ的本地振荡频率fLO限定频率转换器电路20中从第二可变带通滤波器7输出的RF信号到IF信号的转换。
分频器电路14的分频因子M和分频和移相器16的分频因子4的组合分频因子(4×M)限定同相成分的本地振荡信号LOI和正交成分的本地振荡信号LOQ的生成，同相成分的本地振荡信号LOI和正交成分的本地振荡信号LOQ具有频率fLO并且彼此正交，并且通过对具有第一本地振荡频率fVCO的第一振荡信号LOa进行分频而得到。
分频器电路14中的分频因子M可以通过控制器44设定以处理较低的接收频率。
到1/4的分频在分频和移相器16中被执行以不依赖于第一振荡器电路10中的VCO 11的占空比而生成具有相位差为90°的两个信号LOI和LOQ。顺便提及，分频和移相器16不限于(1/4)分频，而是还可以由(1/2)分频生成具有相位差为90°的这两个信号LOI和LOQ。
如此生成并且彼此正交的这两个本地振荡信号LOI和LOQ被用于频率转换器电路20中从射频信号到中频信号的频率转换。
(3)频率转换器电路20
混合器21通过将从带通滤波器7输出的RF信号乘以具有本地振荡频率fLO的同相成分的本地振荡信号LOI来执行频率转换，本地振荡信号LOI是从分频和移相器16输出的。从而，混合器21生成具有同相成分的IF信号IFI。
类似地，混合器22通过将从带通滤波器7输出的RF信号乘以具有本地振荡频率fLO的正交成分的本地振荡信号LOQ来执行频率转换，本地振荡信号LOQ是从分频和移相器16输出的。从而，混合器22生成具有正交相位成分的IF信号IFQ。
(4)幅度和相位校正电路30以及镜像去除滤波器32
幅度和相位校正电路30对同相成分的IF信号IFI以及正交成分的IF信号IFQ的幅度和相位进行校正，这两种信号已经在频率转换器电路20中根据来自控制器44的控制信号S44A被频率转换到IF频带中。
镜像去除滤波器32也是带通滤波器。用作跟踪滤波器的可变带通滤波器3和7可能不能完全去除与用户所选的频道邻近的频道的频率成分。镜像去除滤波器32因此将不使用的频道的信号去除到可充分忽略的程度。
将详细描述幅度和相位校正电路30以及镜像去除滤波器32的处理内容与控制器44的处理内容之间的关系。
(5)信号相加电路34、放大器电路36和IF信号处理电路38
信号相加电路34通过将从镜像去除滤波器32输出并且彼此正交的两种成分的IF信号IFI和IFQ相加在一起(进行合成)来生成IF信号。
增益可变型低噪声放大器电路36对在信号相加电路34中生成的IF信号进行放大。
IF信号处理电路38执行接收机100的各种信号处理，所述处理利用在信号相加电路34中生成的IF信号来执行，诸如对镜像信号和音频信号进行解码以及再现处理。
(6)IF信号检测器40和控制器44
IF信号检测器40检测在信号相加电路34中生成的IF信号。
A/DC 42将由IF信号检测器40检测到的模拟形式的信号改变成在控制器44中可处理的数字形式。
控制器44基于在IF信号检测器40中检测到的并在A/DC 42中被转换成数字形式的IF信号执行下面的控制处理。
(a)生成用于幅度和相位校正电路30中的幅度和相位调节的控制信号S44A。
(b)生成用于设定测试信号生成电路50中的分频因子P的控制信号S44B和用于设定分频器电路14中的分频因子M的控制信号S44C。
因此，例如可以以通过利用具有运算处理功能的计算机而配置的运算和控制单元CPU以及用于存储稍后要描述的分频比的组合的表等的存储器来形成控制器44。
将描述控制器44对幅度和相位校正电路30的控制。
当幅度和相位校正电路30对同相成分的IF信号IFI和正交成分的IF信号IFQ进行校正以便使同相成分的IF信号IFI和正交成分的IF信号IFQ完全没有幅度误差和相位误差时，镜像去除滤波器32可以完全去除不必要的频道的镜像。
通常，幅度误差和相位误差由于形成无线电接收机100的电子电路的元件之间的变化而发生在两个不同的IF信号IFI和IFQ之间。因此，幅度和相位校正电路30对幅度误差和相位误差进行校正。
幅度和相位校正电路30对IF信号的幅度和相位进行校正，以最小化实际镜像信号。为此，控制器44生成用于根据IF信号检测器40的检测值来调节幅度和相位校正电路30的校正量的控制信号S44A，并且然后将控制信号S44A输出到幅度和相位校正电路30。幅度和相位校正电路30根据控制信号S44A对IF信号的幅度和相位进行校正。
(7)测试信号生成电路50
测试信号生成电路50中的分频器电路52通过以由控制器44指定的分频因子P对具有第一本地振荡频率fVCO的第一振荡信号LOa进行分频来生成具有音调频率fTONE的测试信号S50，第一振荡信号LOa是从第一振荡器电路10输出的。
测试信号生成电路50内的增益可变型低噪声放大器电路51对具有(fVCO/P)的音调频率fTONE的测试信号S50的增益进行调节，测试信号S50是在分频器电路52中生成的。
测试信号生成电路50因此通过以分频因子P对具有第一本地振荡频率fVCO的第一振荡信号LOa进行分频来生成具有(fVCO/P)的音调频率fTONE的测试信号S50，第一振荡信号LOa是从第一振荡器电路10输出的。测试信号生成电路50将测试信号S50叠加(注入)到位于频率转换器电路20前一级的节点N1处的接收RF信号上。
[本实施例的构造特征]
测试信号生成电路50利用了具有第一本地振荡频率fVCO的第一振荡信号LOa，第一振荡信号LOa被用于生成同相成分的本地振荡信号LOI和正交成分的本地振荡信号LOQ，信号LOI和LOQ是在第二振荡器电路10A中生成的，具有频率fLO，并且彼此正交。结果，不必提供VCO和PLL作为与用于在测试信号生成电路50内生成测试信号S50的本地振荡信号对应的电路。即，仅提供根据本发明实施例的形成测试信号生成电路50的分频器电路52并由控制器44根据频道频率调节分频因子P就足够了。结果，根据本实施例的接收机具有简单的构造。
具体地，根据本实施例的接收机具有的一个优点在于：即使当频道的数量增加了时，电路配置也没有变得复杂。
此外，产生测试信号S50的信号就是具有第一本地振荡频率fVCO的第一振荡信号LOa，并且用于频率转换器电路20中的频率转换的信号LOI和LOQ是在分频器电路14和分频和移相器16中从该第一振荡信号LOa产生的。因此，另一个优点在于不会出现与相位噪声(相位误差)有关的问题。
[操作示例]
假定图1所图示的接收机100应用于陆地电视接收机的情况来描述一个操作示例。
此外，在根据本实施例的无线电接收机100应用于陆地电视接收机的情况中，更详细地描述作为与以前的技术的区别的本实施例的上述特征。
例如，电视信号的每个频道被分配有6到8MHz的频带。
在如本实施例的无线电接收机100的低IF方式中，IF中心频率被设为约4到5MHz。这样做的原因在于为了避免闪烁噪声(flicker noise)以及为了将频道的最低频率设为约1MHz或更大。此外，利用太大的IF频率对电路设计是一个不利因素。因此，不使用太高的频率。
从上述内容可知，根据本实施例的测试信号S50需要具有1到9MHz的频率作为IF频率。
另一方面，无线电接收机100需要覆盖从40MHz附近到900MHz附近的电视接收频率，以便处理多个频道。
在图1所图示的接收机100的构造中，在第一振荡器电路10中生成的第一振荡信号LOa的第一本地振荡频率fVCO例如被设为1800MHz到3600MHz。
在此情况中，当分频器电路14的分频因子为M＝1时，可以覆盖从450到900MHz的频率，当分频器电路14的分频因子为M＝2时，可以覆盖从225到450MHz的频率。
当分频器电路14的分频因子为M进一步增加到2的幂(诸如4、8等)时，可以覆盖更低的频率范围。
假定高本地方式。在高本地方式中，经由分频器电路14以及分频和移相器16生成的本地振荡信号LO的本地振荡频率fLO被使得比接收中心频率fRF高出IF中心频率fIF。结果，接收中心频率fRF为(fRF＝fLO-fIF)。另一方面，镜像中心频率fIM为(fIM＝fLO+fIF)。
例如，当本地振荡频率fLO＝400MHz时，接收中心频率fRF＝396MHz，镜像中心频率fIM＝404MHz。
顺便提及，不必在镜像中心频率fIM处执行镜像调节，而是测试信号S50的音调频率fTONE落在IF频带内就足够了。因此，对于镜像调节，测试信号S50的音调频率fTONE落在401到409MHz的范围内就足够了。
当接收中心频率fRF和镜像中心频率fIM都被下变频为落在频率转换器电路20中的IF频带内时，接收中心频率fRF和镜像中心频率fIM变成相同的频率，因此难以将接收频率信号和镜像频率信号彼此区分开。
因此，当测试信号S50具有诸如与音调频率fTONE隔开两倍的频率fIF的接收频率处的杂散成分(spurious component)之类的一些信号成分时，幅度和相位校正电路30不能调节相位误差。
因为相位噪声也被包括作为信号成分，所以测试信号S50的相位噪声受到所要求的镜像频率抑制比(IMRR)和IF信号检测器40的频带的限制。
因此，在过去的陆地电视接收机中，通常要求测试信号生成电路具有在性能上与用于生成本地振荡信号的电路等同的锁相环(PLL)。
在本发明的实施例中，如上所述，测试信号生成电路50从具有本地振荡频率fLO的第一振荡信号LOa生成测试信号S50，第一振荡信号LO是在第一振荡器电路10中生成的。因此，电路配置被简化。
顺便提及，产生测试信号S50的本地振荡信号就是产生在频率转换器电路20中使用的本地振荡信号LOI和LOQ的第一振荡信号LOa。因此，不会出现与相位噪声(相位误差)有关的问题。
[接收中心频率fRF和IF中心频率fIF之间的关系]
图2是示出接收中心频率fRF和IF中心频率fIF之间的关系的示图。
通过在分频器电路14中将第一本地振荡频率fVCO分割成(1/M)并且进一步在分频和移相器16中将结果分割成(1/4)得到了总地被分割成[1/(4×M)]的频率。
同时，第一本地振荡频率fVCO在测试信号生成电路50中的分频器电路52中被分割成(1/P)。
可以采用M＝8和P＝30作为两个经分割的频率之间的差为IF信号的IF中心频率的情况中的分频因子的组合。
顺便提及，在图2中，利用测试信号S50的频率fTONE将音调IF频率定义为(fLO-fTONE)。
例如，当第一本地振荡频率fVCO是2600MHz时，fLO＝fVCO/(4×M)＝81.25MHz，fTONE＝fVCO/P＝86.67MHz，因此测试信号S50的音调频率fTONE比本地振荡频率fLO高5.42MHz。
因为测试信号生成电路50通过对具有第一本地振荡频率fVCO的振荡信号LOa进行分频来生成测试信号S50，所以测试信号S50本身不具有接近接收中心频率fRF的杂散成分。
当经分频的信号是矩形波(脉冲波)时，包括谐波成分(harmoniccomponent)。因此，具有振荡频率fLO的振荡信号一般包括谐波成分。
当频率转换器电路20将两个信号的谐波成分彼此混合时，也包括频率成分，但是变成IF频率信号中的具有IF中心频率fIF的谐波成分。
结果，通过进行频带设定以使得即使当谐波成分在镜像去除滤波器32的频带内时，谐波成分处于IF信号检测器40的频带外，不影响镜像去除滤波器32中对镜像抑制的调节。
图3是通过在第一本地振荡频率fVCO的振荡频率范围1800到3600MHz中以100MHz为步幅改变第一本地振荡频率fVCO并且分频器电路52的分频因子被设定为P＝30、31、33和34时绘制本地振荡频率fLO和音调IF频率fTONE而得到的图表。
如上所述，IF音调频率fIF-TONE被定义为(fIF-TONE＝fLO-fTONE)。因此，应当理解，在低本地方式中的镜像信号是以分频因子P＝33和34而生成的，在高本地方式中的镜像信号是以分频因子P＝31和30而生成的。
顺便提及，对于在低本地方式和高本地方式之间的切换，互换具有振荡频率fLO的同相成分LOI和正交成分LOQ并且将同相成分LOI和正交成分LOQ输入到频率转换器电路20的混合器21和22中就足够了。
在根据参考图1描述的第一实施例的无线电接收机100中，当第一本地振荡频率fVCO被确定了时，接收中心频率fRF和IF音调频率fIF-TONE都唯一地被确定。也就是说，存在限制，因为接收中心频率fRF和IF音调频率fIF-TONE不能彼此独立的设定。结果，不能执行任意接收频道中的调节。
当例如因IF电路(例如，频率转换器电路20、振幅和相位校正电路30以及镜像去除滤波器电路32)的电路元件之间的变化而引起的幅度误差和相位误差等是降低镜像抑制的主要因素时，这些误差不依赖于接收频率，因此，可以有效地执行镜像调节。
图4是示出混合器21和22的电路配置的示例的示图。
如图4所示，频率转换器电路20内的混合器21和22中的每个可利用MOS晶体管开关211而被形成为无源型。标号212表示放大器电路、标号213表示输入阻抗元件，标号214表示反馈阻抗元件。
如此形成的混合器21和22使得能够利用CMOS反相器(inverter)来驱动振荡器电路10，并且能够使得幅度完全改变到电源电压。
在此情况中，可以使得在混合器21和22中驱动的本地振荡(LO)中的幅度误差极小，并且幅度误差可以被认为发生在IF电路系统中。因此，可以更加充分有效地利用图1所图示的无线电接收机100的配置。
换句话说，当在图4中所图示的混合器21和22被使用时，可以充分有效地利用根据第一实施例的无线电接收机100。
[第二实施例]
将参考图5描述根据本发明的无线电接收机的第二实施例。
在前述第一实施例中认为：相位误差可以被认为主要因为高频而发生在第二振荡器电路10A中。在此情况中，认为相位误差随接收频率而改变，因此需要针对每个接收频率执行调节。
根据第二实施例的无线电接收机100A包括使得能够在任意接收频率处进行调节以便消除根据前述第一实施例的无线电接收机100的限制的测试信号生成电路50A。
[构造]
根据本发明的第二实施例的无线电接收机100A与根据参考图1所描述的根据第一实施例的无线电接收机100相比，不同在于测试信号生成电路50A的电路配置。
其它电路配置基本与在图1中所图示的无线电接收机100的电路配置类似。
[测试信号生成电路]
在图5中所图示的测试信号生成电路50A包括第三增益可变型低噪声放大器电路(LNA)51、第二分频器电路52、第三分频器电路53和用于生成测试信号的第一混合器54。
与在图1中所图示的测试信号生成电路50相比较，可以看出增加了具有分频因子Q的分频器53和混合器54。
具有分频因子P的分频器电路52以及低噪声放大器电路(LNA)51基本与参考图1所描述的电路相同。
分频器电路52的分频因子P以及分频器53的分频因子Q按照来自控制器44的控制信号S44B来设定。
在此情况中，对于分频因子P和Q设定条件P＜Q。
在测试信号生成电路50A中，分频器电路52以分频因子P对在第一振荡器电路10中生成的具有第一本地振荡频率fVCO的第一振荡信号LOa进行分频。
分频器53以分频因子Q对在第一振荡器电路10中生成的具有第一本地振荡频率fVCO的第一振荡信号LOa进行分频。
混合器54通过将分频器电路52的分频信号和分频器电路53的分频信号相乘在一起来执行频率转换。
低噪声放大器电路(LNA)51将混合器54的输出信号放大，从而生成测试信号S50A。低噪声放大器电路(LNA)51将测试信号S50A施加到节点N1。低噪声放大器电路(LNA)51由此将测试信号S50A注入(叠加)到RF信号中。
图6是通过绘制在第一本地振荡频率fVCO被改变并且测试信号生成电路50A内的两个分频器电路52和53的分频因子P和Q被改变时的本地振荡频率fLO和音调频率fTONE而得到的图表。
如上所述，分频因子P和Q被设定满足条件P＜Q。
在混合器54中生成的经过频率转换的信号S54以及接着的音调频率fTONE的测试信号S50A包括具有以下频率fTONE(+)或fTONE(-)的信号。
fTONE(+)＝fVCO(1/P+1/Q)
fTONE(-)＝fVCO(1/P-1/Q)
控制器44设定分频因子P和Q的值以使得频率fTONE(+)和fTONE(-)中的一个为测试信号S50A的频率。
当分频因子P和Q的值被设定以使得fTONE(+)为镜像频率时，频谱具有如图6所图示的关系。
在此情况中，由分频器电路52生成的分割频率fP和由分频器电路53生成的分割频率fO分别是fVCO/P和fVCO/Q。
例如，将考虑这样一种组合，其中，分频器电路52的分频因子P被设定成分频器电路14以及分频和移相器16的分频因子M与4的总数，即P＝4×M，并且Q＝大致为(fVCO/fIF)，即Round(fVCO/fIF)。即，可以假定这样的情况，其中，具有分频因子P的分频器电路52生成与本地振荡频率fLO相同频率的信号，并且具有分频因子Q的分频器电路53生成与IF频率fIF相同频率的信号。
然而，本方法生成了具有与镜像频率相同的接收频率的信号本身，因此不能用于镜像调节。但是该方法可以用于跟踪滤波器(即，可变带通滤波器3和7以及增益可变型低噪声放大器电路5)的调节。这将在稍后描述。
从上面可以看出，作为测试信号生成电路50A中的分频因子P和Q的组合，需要选择分频因子P和Q以使得当fTONE(+)和fTONE(-)中的一个是镜像频率时，另一个不是接收频率，即，不会干扰镜像调节的频率。
通过假定在图5中所图示的无线电接收机100A被用作陆地电视接收机的情况来考虑分频因子P和Q的组合。顺便提及，虽然分频因子P和Q通常为整数，但是也将考虑半整数分频因子和(1/2)的分频比。
下面将图示说明具体示例。
当第一本地振荡频率fVCO为3200MHz时，分频器电路14的分频因子M被设定为M＝1。当接收频率为796MHz时，IF频率fIF为4MHz，测试信号S50A的音调IF频率fTONE为804MHz。
测试信号S50A的频率在IF频带内就足够了。因此，音调IF频率fTONE在801到809MHz的范围内就足够了。
分频因子M、P和Q被设定为M＝1，P＝5并且Q＝19.5。以下，分频因子M、P和Q之间的关系被简化，并且分频因子的组合被表示为[M，P，Q]。在此情况中，以M＝1，P＝5并且Q＝19.5设定的分频因子M、P和Q被写为[1，5，19.5]。
fTONE(+)＝3200(1/5+1/19.5)＝804.10MHz
fTONE(-)＝3200(1/5-1/19.5)＝475.90MHz
频率fTONE(+)可以被用作用于镜像调节的测试信号S50A的频率。
频率fTONE(-)与镜像频率充分分隔开，并且不干扰镜像调节。
图7是当接收频率被设定为40到900MHz时对于可能的分频因子的组合[P，Q]以100MHz为单位离散地绘制本地振荡频率fVCO而得到的图表。在图7中，如上所述，例如，[1，5，19.5]表示分频因子的组合[M，P，Q]。
横坐标轴表示本地振荡频率fVCO，并且纵坐标轴表示IF音调频率fIF- TONE。
在实践中，在IF信号中观测到IF音调频率fIF-TONE的绝对值。
在分频器电路14的分频因子M为M＝2或更大的区域中，分频因子P和Q的组合具有一定程度的自由度。因此，存在除了图7中所图示的以外的分频因子P和Q的组合。
图8是通过以IF频率绘制频率fTONE(-)而得到的图表。
应当理解，频率fTONE(-)很大程度上与IF频带分隔开，因此不影响镜像调节。
此外，在低本地方式中，可以以与上述类似的方式生成所希望的镜像信号。
图9是示出在低本地方式中生成镜像信号的图表，该图表与图7对应。在图9中，如上所述，例如，[1，5，20.5]表示分频因子的组合[M，P，Q]。
图10是在图9所述的情况中通过按照IF频率来绘制低本地方式中的频率fTONE(-)而得到的图表，该图表与图8对应。
图9和图10的图示示出通过适当地设定分频因子P和Q也可以在低本地方式中生成所希望的镜像信号。
如上所述，当根据第二实施例的无线电接收机100A被使用并且第二振荡器电路10A内的分频器电路14以及分频和移相器16以及测试信号生成电路50A内的分频器电路52和53的分频因子M、P和Q被适当设定时，可以生成希望用于镜像调节的测试信号S50A。
当然，在无线电接收机100A中，分频因子M、P和Q的组合不是唯一的，而是可以多样任意地选择的。结果，可以生成具有多种音调频率fTONE的测试信号S50A。
顺便提及，可以通过在控制器44中设定分频器电路14以及分频器电路52和53的分频因子来实现上述分频因子M、P和Q的组合。
因此，控制器44的存储器存储例如用于各个频道频率的分频因子M、P和Q的组合，以使得可以根据所选择的频道来设定所希望的分频因子M、P和Q的组合。
[第三实施例]
将参考图11描述根据本发明的接收机的第三实施例。
根据第三实施例的无线电接收机100B对根据第二实施例的无线电接收机100A的分频因子的选择性进行了扩展。
[构造]
根据本发明的第三实施例的无线电接收机100B与参考图5所描述的根据第二实施例的无线电接收机100A的不同在于测试信号生成电路50B的电路配置。
其它电路配置基本与在图1和图5中所图示的接收机100和100A的电路配置类似。
[测试信号生成电路]
在图11中所图示的测试信号生成电路50B包括第三增益可变型低噪声放大器电路(LNA)51、第二分频器电路52、第三分频器电路53、用于生成测试信号的第一混合器54、第四分频器电路55和用于生成测试信号的第二混合器56。
与图5所图示的测试信号生成电路50A的比较示出分频器电路55和混合器56被添加到了测试信号生成电路50B中。
具有分频因子P的分频器电路52、具有分频因子Q的分频器电路53、混合器54以及LNA 51是与参考图5所描述的电路基本相同的电路。
由控制器44按照控制信号S44B来设定分频器电路52的分频因子P、分频器电路53的分频因子Q、以及分频器电路55的分频因子R。
分频器电路52、53和55分别通过分频因子P、Q和R来对第一本地振荡频率fVCO进行分频。
使得fP＝fVCO/P，fO＝fVCO/Q以及fR＝fVCO/R分别为经分频器电路52、53和55分割的频率，混合器56的输出信号，即，实际的测试信号S50B，包括下面的频率成分(音调频率成分)。
fTONE(±)＝fP(±)fQ(±)fR
选择分频因子P、Q和R以使得具有这些音调频率中的一个作为音调频率的测试信号S50B被选择就足够了。
作为此实施例的示例，将描述分频因子P、Q和R被选择以使得下面的频率fTONE(--)作为镜像频率的情况。
fTONE(--)＝fP-fQ-fR
图12是通过IF频率绘制第三实施例中的音调频率fTONE(--)而得到的图表。
应当理解，频率fTONE(--)被与IF频带很大程度上分隔开，因此不影响镜像调节。
在图12中，例如，[1，11，12，13]表示分频因子M、P、Q和R的组合。
应当理解，存在用于实现与镜像频率分隔开的音调频率的多种分频因子M、P、Q和R的组合。
因此，分频因子M、P、Q和R的各种其它组合是可能的，而不局限于本图示说明。当分频器电路14中的分频因子M为M＝1时，例如可以采用[1，6，22，26]、[1，7，26，22]和[1，8，13，20]。
与在第二实施例中一样，根据选择的频道，控制器44设定用于在分频器电路14和测试信号生成电路50B内的分频器电路52、53和55中实现上述音调频率的分频因子M、P、Q和R的组合。
除了上述频率fTONE(--)以外的下面的频率是杂散频率。
图13是通过绘制杂散音调频率而得到的图表，以供参考。
fTONE(++)，fTONE(+-)
fTONE(-+)＝fP-fQ+fR
fTONE(+-)＝fP+fQ-fR
图14是示出以第一本地振荡频率fVCO＝400MHz或更低频率处的放大状态示出图13所示的特性的示图。
[第四实施例]
图15是示出根据本发明的第四实施例的接收机中的测试信号生成电路50C的电路配置的示图。
如在第一到第三实施例中所述，该接收机的配置的不同在于测试信号生成电路。因此，作为第四实施例，仅仅示出了测试信号生成电路50C，并且省略其它配置的图示说明。
在图15中所图示出的测试信号生成电路50C利用第一开关57和第二开关58使得混合器54和56与分频器电路52间的连接(形成参考图11描述的根据第三实施例的接收机100B的测试信号生成电路50B)能够被例如来自控制器44的控制信号S44B所改变。
例如，当控制器44通过控制信号S44B激励开关58以使其接触“1”侧时，被施加到混合器56并因此经历频率转换的得自具有分频因子R的分频器电路55的输出的信号被经由LNA 51输出到节点N1。当控制器44通过控制信号S44B相反地激励开关58以使其接触“0”侧并且激励开关57以使其接触“1”侧时，经具有分频因子Q的分频器电路53分频的并且经混合器54频率转换的信号被经由LNA 51输出到节点N1。
在此电路示例中，因为提供了这两个开关57和58，所以可以根据开关57和58的操作状态来向节点N1输出具有如下音调频率的测试信号S50C。
(表1)
    开关57      开关58       音调频率
(1)“0”位置    “0”位置    fP
(2)“0”位置    “1”位置    fP(±)fQ(±)fR
(3)“1”位置    “0”位置    fP(±)fQ
(4)“1”位置    “1”位置    fP(±)fQ(±)fR
其中，fP＝fVCO/P，fQ＝fVCO/Q以及fR＝fVCO/R
与根据第三实施例的接收机100B相比，利用参考图15所描述的测试信号生成电路50C的无线电接收机具有如下优点：仅仅通过添加开关57和58，就扩展了针对分频因子的组合选择测试信号S50C的音调频率的自由度。
[半整数分频器电路的配置的示例]
将描述上面描述的接收机的分频器电路中所包括的半整数分频器电路的配置的示例。
作为分频器电路，以(1/2)的幂来执行分频的分频器电路具有简单的电路配置。例如，(1/2)分频器电路可以由一个延迟型(D-型)触发器(flip-flop)形成。因此，级联DFF就足够了。
另一方面，半整数分频器电路具有稍微更为复杂的配置。
将描述应用本发明的实施例的半整数分频器电路。
顺便提及，测试信号S50需要测试信号S50的频率本身(基本波)的功率成分(power component)较大。即，测试信号的占空比需要是大约50％左右。
已知一种利用可编程计数器(例如图16中的k-计数器201)来通过普通(1/N)分频而使占空比接近50％的方法。
可编程计数器首先通过分频因子N1＝Floor/(N/2)执行分频，接着通过分频因子N2＝(N-N1)执行分频。当输出信号进一步经过(1/2)分频之后，得到了经分频的具有占空比为N1∶N2的信号。
适用于高速操作的吞脉冲型计数器可优选地用作此可编程计数器。
图16是示出半整数分频器电路200的电路配置的示例的示图。
半整数分频器电路200包括第一到第三延迟型触发器DFF1到DFF3、作为可编程计数器的k-计数器201、计数器控制器202和选择器203。
作为可编程计数器的k-计数器201可以被形成为适用于高速操作的吞脉冲型计数器。稍后将参考图22描述吞脉冲型计数器的细节。
延迟型触发器DFF1和DFF2在时钟的上升边沿进行操作。延迟型触发器DFF3在时钟的下降边沿进行操作。
时钟CLK被输入k-计数器201和延迟型触发器DFF1。复位信号RSTX被输入延迟型触发器DFF1的复位端子。
同步复位信号sync-rstx从延迟型触发器DFF1被应用到延迟型触发器DFF2和DFF3的复位端子。
计数器控制器202被提供有分频因子N以及指示整数分频因子或者半整数分频因子的信号“Half”。系数k被从计数器控制器202输出到k计数器201。输出选择信号SEL被从计数器控制器202输出到选择器203。
下面将描述半整数分频器电路200在各种分频因子处的的基本操作。
图17是具有分频因子N＝7的吞脉冲型计数器的操作的时序图。
k-计数器201的输出信号通常是短脉冲宽度的脉冲(在此情况中为输入时钟的一个周期的长度)。因此，除了例如分频因子N＝2的情况以外，难以使得占空比接近50％。
因此，在本示例中，通过分频因子N1＝Floor/(7/2)＝3执行到1/3的分频，之后，通过分频因子N2＝N-N1＝7-3＝4执行到1/4的分频。此输出信号在图17中被示为“A”。
当信号A在上升边沿被反转(toggled)时，可以执行到(1/2)的分频。结果，得到了到分频到(1/8)的信号。
此信号在图17中被示为A2。
从上面的描述中可以明白，通过针对N1和N2的每个周期设定k-计数器201的分频因子k，可以得到经分频的具有接近50％的占空比的时钟。
当分频因子N是偶数时，可以将k-计数器201的分频比的设置固定为(N/2)。
图18示出具有分频因子N＝7.5的吞脉冲型计数器的操作的时序图。
可编程计数器的分频因子的设置重复N1＝[3，4，4，4]。
在N＝7的情况中，通过将计数器输出A分频到(1/2)，得到了信号A2。通过将信号A2延迟输入时钟的半个周期，得到了信号B2。
计数器控制器202向选择器203提供输出选择信号SEL，输出选择信号SEL指示选择与信号B2的上升边沿同步的信号A2还是选择信号B2。在本示例中，执行切换以在SEL＝1时输出信号B2，并在SEL＝0时输出信号A2。输出是OUT。
占空比为[3.5∶4]。
综上，当N＝2m+1+0.5(这里m是整数)时，在图18的图示中设定m＝3以及(m+1)＝4就足够了。
图19是具有分频因子N＝6.5的吞脉冲型计数器的操作的时序图。
将对N＝6.5作为N＝2m+0.5(其中m是整数)的示例进行描述。
虽然具有分频因子N＝6.5的吞脉冲型计数器的操作基本类似于参考图17所描述的操作，但是计数器的设置为[3，3，4，3]。
图20是示出计数器控制器202的操作模式的表。
在图20所示的情形下，计数器控制器202根据指示分频因子N是整数分频因子还是半整数分割因子的信号“Half”来控制k-计数器201和选择器203。
当信号“Half”为“1”时，信号“Half”指示半整数分频因子。当信号“Half”为0时，信号“Half”指示整数分频因子。
[可编程计数器]
图21是示出适于作为半整数分频器电路200中的k-计数器201的可编程计数器，如吞脉冲型计数器300的电路配置的示例的电路图。
吞脉冲型计数器300包括双模分频器电路301、P-计数器302、S-计数器303和计数器控制器304。
双模分频器电路301根据来自S-计数器303的控制信号S1将输入时钟CLK分频成(1/M)或[1/(M+1)]。
P-计数器302和S-计数器303是对双模分频器电路301的输出时钟C1进行操作的普通计数器。
复位信号“reset”是在P-计数器302中设定的计数器数结束的时间点时输出的脉冲信号，并且也是该吞脉冲型计数器的输出信号。
此输出信号对P-计数器302和S-计数器303进行复位，以从开始启动计数器操作。
在初始状态，P-计数器302和S-计数器303从计数器控制器304获得各自的计数器值Pi和Si，并且在下一周期中利用这些值。因此，可以针对每个周期设定不同的计数器值Pi和Si。
例如，在初始状态中，S-计数器303将输出信号S1设定为“1”。当计数到在初始状态中设定的“计数器数Si”时，S-计数器303设定输出信号S1＝0。在从P-计数器302输出的复位信号“reset”达到之前，S-计数器303一直保持输出值S1。
P-计数器302输出复位信号“reset”，并且在计数到在初始状态中设定的“计数器值Pi”时也将P-计数器302本身的计数初始化。
通常，Pi＞Si。在初始化之后，双模分频器电路301在Si个周期中将输入时钟CLK分频成(1/M)，并且在随后的(Pi-Si)个周期中将输入时钟CLK分频成[1/(M+1)]。
即，从P-计数器302输出的复位信号“reset”的时间间隔(分频因子)N为如下。
N＝Si×(M+1)+(Pi-Si)×M
＝Pi×M×Si
即，通过改变计数器值Pi和Si可以得到任意的分频因子。
仅仅吞脉冲型计数器300中的双模分频器电路301以高速进行操作就足够了。
图22是示出在图21中图示的吞脉冲型计数器300的操作时序的示例的示图。
该示例表示Si＝3，Pi＝7并且M＝2的情况。结果，用分频因子N＝7×2+3＝17来执行分频操作。
[第五实施例]
上面已经描述了测试信号被应用到接收机100、100A、100B和100C以便进行镜像调节的情况以及接收机的电路配置的示例。
然而，测试信号不限于上述的用于镜像调节，而是可应用于其它情况。
作为其图示说明，将描述测试信号例如被用于跟踪滤波器和RF放大器的情况。
图23是示出根据本发明的第五实施例的接收机的配置的示例的示图。
在图23中所图示出的接收机100D具有通过在参考图5所描述的根据第二实施例的接收机100B中的天线1和测试信号S50A之间添加了用于开关的开关电路60而形成的电路配置，并且在该电路配置中，测试信号S50A不施加到节点N1。
测试信号生成电路50D的电路配置本身与在图5中所图示的测试信号生成电路50A的电路配置相同。
开关电路60例如通过控制器44来改变。
当开关电路60被改变到在图23中所示的实线的状态时，天线1接收到的信号经由可变带通滤波器3、增益可变型低噪声放大器电路5和可变带通滤波器7而被施加到频率转换器电路20。
在此情况中，没有注入测试信号S50D。
当开关电路60被改变到虚线的状态时，天线1被断开连接，并且测试信号S50D经由可变带通滤波器3、增益可变型低噪声放大器电路5和可变带通滤波器7而被施加到频率转换器电路20。这样，可防止测试信号S50D从天线1辐射。
顺便提及，当同相成分本地信号LOI和正交成分本地信号LOQ互换并且提供给频率转换器电路20时，可以很容易地选择和使用高本地方式或低本地方式。
当针对用于镜像调节的测试信号执行高本地方式和低本地方式之间的切换时，可以按照其用于调节跟踪滤波器(即，可变带通滤波器3、增益可变型低噪声放大器电路5和可变带通滤波器7)那样来使用测试信号S50D。
虽然测试信号生成电路可采用如上所述的各种电路配置，但是希望如图23中所图示的包括至少两个分频器电路52和53以及一个混合器54的配置，以便准确地生成具有接收频率的原始测试信号。
在此情况中，假定分频器电路52的分频因子是(4×M)(这是分频器电路14和分频和移相器16的总分频因子)，以生成与本地振荡频率fLO相同的频率。即，分频因子P被设定为P＝4M。
分频器电路53的分频因子Q被设定为Q＝Round(fVCO/fIF)，以使得1/Q提供尽可能接近IF频率的中心频率fIF的值。
此时，测试信号S50D包括接收频率fRF和镜像频率fIM。
通过仔细进行电路设计而不进行镜像调节可得到约30dB的IMRR。因此，观测到在IF信号的输出中的镜像信号比接收频率低约30dB。
因此，通过在IF带中调节跟踪滤波器(即，可变带通滤波器3和7以及增益可变型低噪声放大器电路5)就可以忽略镜像频率的影响。
在执行本发明时，本发明不限于前述的实施例，并且可以采用本领域技术人员容易应用的各种修改模式。
例如，测试信号生成电路不限于图11中所图示的分频器电路52、53和55以及测试信号生成频率转换器电路54和56。可以提供更多个分频器电路以及与更多个分频器电路相应的多个测试信号生成频率转换器电路。这增加了频率选择的自由度。
另外，在分频器电路以及测试信号生成电路中的频率转换器电路的数量增加的情况中，或者即使在如图15所图示的分频器电路以及测试信号生成电路中的频率转换器电路的数量不增加的情况中，可以利用多个开关(不限于图15中所图示出的两个开关)来改变分频器电路和频率转换器电路之间的连接关系。这进一步增加了频率选择的自由度。
本申请包含与2008年10月22日向日本专利局提交的日本优先权专利申请JP 2008-272458所公开的主题有关的主题，该申请全部内容通过引用而被结合于此。
本领域技术人员明白，依赖于设计需求和其它因素可以想到各种修改、组合、子组合和替代，只要它们在所附权利要求或者其等同物的范围内即可。

Claims (13)

1.一种无线电接收机，包括：
振荡器电路，所述振荡器电路被配置为生成具有第一振荡频率的振荡信号，所述振荡器电路包括锁相电路和电压控制振荡器电路；
第一分频器电路，所述第一分频器电路被配置为通过以第一分频因子对由所述振荡器电路生成的所述振荡信号进行分频，来生成具有第二振荡频率并且彼此正交的第一振荡信号和第二振荡信号；
频率转换器电路，所述频率转换器电路被配置为通过将接收的射频信号乘以在所述第一分频器电路中生成的并且彼此正交的第一振荡信号和第二振荡信号，来生成具有中频并且彼此正交的第一中频信号和第二中频信号；
信号相加电路，所述信号相加电路被配置为生成通过将在所述频率转换器电路中生成的并且彼此正交的第一中频信号和第二中频信号相加到一起而合成出的中频信号；
测试信号生成电路，所述测试信号生成电路被配置为通过以第二分频因子对在所述振荡器电路中生成的具有所述第一振荡频率的振荡信号进行分频来生成测试信号，并且将所述测试信号注入到所述频率转换器电路的输入部件中的所述接收的射频信号中，所述测试信号生成电路包括至少一个第二分频器电路；以及
控制装置，所述控制装置用于根据频道频率来设定所述第一分频器电路的第一分频因子和所述第二分频器电路的第二分频因子。
2.根据权利要求1所述的无线电接收机，还包括：
第一带通滤波器，所述第一带通滤波器被配置为使得由天线接收的射频信号中的第一带通特性的频带成分通过；
高频增益控制型放大器电路，所述高频增益控制型放大器电路被配置为控制所述第一带通滤波器的输出信号的增益；以及
第二带通滤波器，所述第二带通滤波器被配置为使得所述高频增益控制型放大器电路的输出信号中的第二带通特性的频带成分通过，并且将通过的频带成分输出到所述频率转换器电路，
其中，在所述测试信号生成电路中生成的所述测试信号被注入到所述高频增益控制型放大器电路的输出信号中。
3.根据权利要求2所述的无线电接收机，其中，所述测试信号生成电路具有一个分频器电路，通过以所述一个分频器电路的分频因子对在所述振荡器电路中生成的具有所述第一振荡频率的振荡信号进行分频来生成所述测试信号，并将所述测试信号注入到所述高频增益控制型放大器电路的输出信号中。
4.根据权利要求2所述的无线电接收机，其中，被配置为通过将所述接收的射频信号与在所述第一分频器电路中生成的并且彼此正交的第一振荡信号和第二振荡信号相乘来生成具有中频并且彼此正交的第一中频信号和第二中频信号的第一频率转换器电路和第二频率转换器电路中的每一个具有包括金属氧化物半导体晶体管的混合器，所述金属氧化物半导体晶体管具有栅极和源极，所述第一振荡信号和所述第二振荡信号中的一个施加到所述栅极，并且所述源极作为施加所述射频信号的输入端。
5.根据权利要求2所述的无线电接收机，
其中，所述测试信号生成电路包括至少两个分频器电路和至少一个频率转换器电路，
所述至少两个分频器电路和所述第一分频器电路的每个以从所述控制装置设定的分频因子来对在所述振荡器电路中生成的具有所述第一振荡频率的振荡信号进行分频，并且
所述测试信号生成电路中的所述至少一个频率转换器电路通过将被所述测试信号生成电路内所述至少两个分频器电路分频的信号相乘在一起来生成测试信号，并且将所述测试信号注入到所述高频增益控制型放大器电路的输出信号中。
6.根据权利要求2所述的无线电接收机，
其中，所述测试信号生成电路包括至少三个分频器电路和至少两个频率转换器电路，
所述至少三个分频器电路和所述第一分频器电路的每个以从所述控制装置设定的分频因子来对在所述振荡器电路中生成的具有所述第一振荡频率的振荡信号进行分频，并且
所述测试信号生成电路中的所述至少两个频率转换器电路通过将被所述测试信号生成电路内所述至少三个分频器电路分频的信号顺序相乘在一起来生成所述测试信号，并且将所述测试信号注入到所述高频增益控制型放大器电路的输出信号中。
7.根据权利要求2所述的无线电接收机，
其中，所述测试信号生成电路包括至少三个分频器电路、至少两个频率转换器电路和开关电路，所述开关电路能够切换改变所述测试信号生成电路内所述分频器电路中的一个与所述测试信号生成电路内所述频率转换器电路之间的连接关系，
所述至少三个分频器电路和所述第一分频器电路的每个以从所述控制装置设定的分频因子来对在所述振荡器电路中生成的具有所述第一振荡频率的振荡信号进行分频，并且
所述测试信号生成电路内的所述至少两个频率转换器电路通过将经过所述开关电路并且被所述测试信号生成电路内的所述至少三个分频器电路分频的信号顺序相乘在一起来生成所述测试信号，并且将所述测试信号注入到所述高频增益控制型放大器电路的输出信号中。
8.根据权利要求1所述的无线电接收机，其中，当第一分频器电路和第二分频器电路中的一个的分频因子是半整数分频因子时，该分频器电路包括：
计数器，所述计数器用于对时钟进行计数；
两个延迟型触发器，所述两个延迟型触发器用于顺序保留所述计数器的输出信号，所述两个延迟型触发器是级联的；
一个延迟型触发器，所述一个延迟型触发器被提供有所述时钟和复位信号；
选择器，所述选择器被配置为选择所述两个延迟型触发器的输出信号中的一个并且输出所述输出信号，所述两个延迟型触发器的输出信号被输入到所述选择器；以及
计数器控制器，所述计数器控制器被配置为根据指示分频因子并且指示分频因子是否是半整数的信号来设定所述计数器中的计数器值，所述信号被输入到所述计数器控制器中，并且向所述选择器指示要输出所述两个延迟型触发器的输出信号中的哪个。
9.根据权利要求8所述的无线电接收机，其中，所述计数器是吞脉冲型计数器。
10.根据权利要求1所述的无线电接收机，还包括：
检测器电路，所述检测器电路被配置为检测在所述信号相加电路中生成的中频信号；
幅度和相位校正电路，所述幅度和相位校正电路被配置为对在所述频率转换器电路中生成的并且彼此正交的两个中频信号的幅度和相位进行校正；以及
镜像去除滤波器，所述镜像去除滤波器被配置为去除镜像信号，所述镜像去除滤波器被设置在所述幅度和相位校正电路之后并且所述信号相加电路之前的级中，
其中，所述控制装置根据在所述检测器电路中检测到的信号来输出用于对所述幅度和相位校正电路中的幅度误差和/或相位误差进行校正的控制信号。
11.根据权利要求1所述的无线电接收机，其中，所述无线电接收机被用作陆地数字电视接收机。
12.一种无线电接收机，包括：
天线；
开关电路；
第一带通滤波器，所述第一带通滤波器被配置为使得经由所述开关电路输入的信号中的第一带通特性的频带成分通过；
高频增益控制型放大器电路，所述高频增益控制型放大器电路被配置为控制所述第一带通滤波器的输出信号的增益；
第二带通滤波器，所述第二带通滤波器被配置为使得所述高频增益控制型放大器电路的输出信号中的第二带通特性的频带成分通过，并且将通过的频带成分输出到频率转换器电路；
频率转换器电路，所述频率转换器电路被配置为通过将接收的射频信号乘以在分频器电路中生成的并且彼此正交的第一振荡信号和第二振荡信号，来生成具有中频并且彼此正交的第一中频信号和第二中频信号；
幅度和相位校正电路，所述幅度和相位校正电路被配置为对在所述频率转换器电路中生成的并且彼此正交的两个中频信号的幅度和相位进行校正；
镜像去除滤波器，所述镜像去除滤波器被配置为去除镜像信号，所述镜像去除滤波器被设置在所述幅度和相位校正电路之后并且信号相加电路之前的级中；
信号相加电路，所述信号相加电路被配置为生成通过将在所述镜像去除滤波器中生成的并且彼此正交的第一中频信号和第二中频信号相加在一起而合成出的中频信号；
振荡器电路，所述振荡器电路被配置为生成具有第一振荡频率的振荡信号，所述振荡器电路包括锁相电路和电压控制振荡器电路；
分频器电路，所述分频器电路被配置为通过以第一分频因子对由所述振荡器电路生成的振荡信号进行分频，来生成具有第二振荡频率并且彼此正交的第一振荡信号和第二振荡信号；
检测器电路，所述检测器电路被配置为检测在所述信号相加电路中生成的中频信号；以及
测试信号生成电路，所述测试信号生成电路被配置为以第二分频因子对在所述振荡器电路中生成的具有第一振荡频率的振荡信号进行分频来生成测试信号，并且将所述测试信号输入到所述开关电路的除了被提供有来自所述天线的信号的端子以外的另一端子，所述测试信号生成电路包括至少一个第二分频器电路。
13.根据权利要求12所述的无线电接收机，其中，所述无线电接收机被用作陆地数字电视接收机。
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Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100831365B1 (ko) * 2006-11-15 2008-05-21 삼성전자주식회사 무선통신을 위한 통신장치 및 그 주파수 생성방법
US8494470B2 (en) 2008-11-25 2013-07-23 Silicon Laboratories Inc. Integrated receivers and integrated circuit having integrated inductors
JP2011130186A (ja) * 2009-12-17 2011-06-30 Sanyo Electric Co Ltd 受信装置
JP5488116B2 (ja) * 2010-03-30 2014-05-14 ソニー株式会社 受信装置
JP5573484B2 (ja) * 2010-08-13 2014-08-20 ソニー株式会社 位相同期回路および無線通信装置
CN102308484B (zh) 2011-07-14 2013-11-06 华为技术有限公司 接收机及其接收方法
US8983417B2 (en) 2012-01-03 2015-03-17 Silicon Laboratories Inc. Low-cost receiver using integrated inductors
US8848850B2 (en) * 2012-09-25 2014-09-30 Intel Corporation Pulse width modulation receiver circuitry
US8874063B2 (en) * 2013-03-08 2014-10-28 Qualcomm Incorporated Simultaneous signal receiver with interspersed frequency allocation
CN105319564A (zh) * 2014-12-26 2016-02-10 上海华测导航技术股份有限公司 一种将卫星信号分为八频点进行处理的方法
DE102015110269A1 (de) * 2015-06-25 2016-12-29 Intel IP Corporation Ein System und ein Ferfahren zum Bestimmen einer Spiegelbildunterdrückungscharakteristik eines Empfängers innerhalb eines Sendeempfängers
DE102016123474A1 (de) * 2016-12-05 2018-06-07 Snaptrack, Inc. RF-Modul und Verfahren zum Testen eines RF-Moduls
WO2018109444A1 (en) 2016-12-14 2018-06-21 Bae Systems Plc Variable frequency oscillator circuits and methods of generating an oscillating signal of a desired frequency
GB2557637B (en) * 2016-12-14 2022-06-22 Bae Systems Plc Variable frequency oscillator circuits and methods of generating an oscillating signal of a desired frequency
JP2019106575A (ja) * 2017-12-08 2019-06-27 ルネサスエレクトロニクス株式会社 無線受信機、及び中間周波数信号生成方法
JP7063004B2 (ja) * 2018-02-27 2022-05-09 株式会社デンソー 自己診断装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005311815A (ja) * 2004-04-23 2005-11-04 Sony Corp 受信機および受信機用ｉｃ
CN1708913A (zh) * 2002-10-29 2005-12-14 新泻精密株式会社 接收机
JP2008160672A (ja) * 2006-12-26 2008-07-10 Sony Corp ミキサ回路の入力回路

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6512555B1 (en) * 1994-05-04 2003-01-28 Samsung Electronics Co., Ltd. Radio receiver for vestigal-sideband amplitude-modulation digital television signals
DE69733706T2 (de) * 1996-05-30 2005-12-29 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma Empfänger für digitalen Rundfunk
JP3475037B2 (ja) * 1997-03-14 2003-12-08 株式会社東芝 無線機
JP2001230695A (ja) * 2000-02-16 2001-08-24 Nec Corp 無線機及びそれに使用する周波数変換方法
JP3949389B2 (ja) * 2001-03-30 2007-07-25 アルプス電気株式会社 デュアル型デジタルテレビジョンチューナ
JP3875855B2 (ja) * 2001-05-25 2007-01-31 株式会社ケンウッド ダイレクトコンバージョン受信機
JP4108560B2 (ja) * 2003-07-28 2008-06-25 シャープ株式会社 高周波受信装置
JP4088794B2 (ja) 2004-04-06 2008-05-21 ソニー株式会社 テスト信号発生回路および受信機回路
JP4381945B2 (ja) * 2004-09-30 2009-12-09 株式会社ルネサステクノロジ 受信機、受信方法及び携帯無線端末
US20070171312A1 (en) * 2005-12-20 2007-07-26 Samsung Electronics Co., Ltd. Frequency converter

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1708913A (zh) * 2002-10-29 2005-12-14 新泻精密株式会社 接收机
JP2005311815A (ja) * 2004-04-23 2005-11-04 Sony Corp 受信機および受信機用ｉｃ
JP2008160672A (ja) * 2006-12-26 2008-07-10 Sony Corp ミキサ回路の入力回路

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