JP4088794B2 - テスト信号発生回路および受信機回路 - Google Patents

Description

この発明は、テスト信号発生回路およびこれを有する受信機回路に関する。

スーパーヘテロダイン方式の受信機においては、
ｆRX＝ｆLO−ｆIF ・・・ 中波放送（ＡＭ放送）のとき
ｆRX＝ｆLO＋ｆIF ・・・ ＦＭ放送のとき
ｆRX：受信周波数
ｆLO：局部発振周波数
ｆIF：中間周波数
の周波数関係に保持しないと、受信感度やイメージ妨害特性などの受信特性が低下してしまう。このため、アンテナ同調回路の中心周波数や中間周波フィルタの中心周波数（以下、「受信周波数や中間周波数」と呼ぶ）などの調整やチェックを行うための機器として、テスト信号発生器がある。

このテスト信号発生器は、例えば図４に示すように、ＰＬＬにより構成することができる。すなわち、水晶発振回路１から安定した周波数ｆ1の発振信号が取り出され、この発振信号が分周回路２により１／ｍ（ｍは２以上の整数）の周波数の信号Ｓ2に分周されて位相比較回路３に供給される。また、ＶＣＯ４から発振信号Ｓ4が取り出され、この信号Ｓ4が分周回路５により１／ｎ（ｎは２以上の整数）の周波数の信号Ｓ5に分周されて位相比較回路３に供給される。

そして、位相比較回路３において、信号Ｓ2の周波数を基準として信号Ｓ5が信号Ｓ2と位相比較され、その比較出力がローパスフィルタ６に供給されて信号Ｓ2と信号Ｓ5との位相差に対応したレベルの直流電圧が取り出され、この電圧がＶＣＯ４にその制御信号として供給される。

したがって、定常時には、信号Ｓ5の周波数は信号Ｓ2の周波数に等しくなるので、このとき、発振信号Ｓ4の周波数ｆ4は、
ｆ4＝ｎ／ｍ・ｆ1
となる。したがって、分周比ｍ、ｎを変更することにより発振信号Ｓ4の周波数ｆ4を変更することができるので、発振信号Ｓ4をテスト信号として使用すれば、その周波数ｆ4を基準として受信周波数や中間周波数の調整やチェックなどを行うことができる。

なお、先行技術文献として例えば以下のものがある。
特開２０００−１３３３６号公報

ところで、テスト信号Ｓ4の周波数は、受信周波数の周波数ステップや中間周波数に合わせて変更できる必要がある。例えば、中波放送の周波数ステップは９ｋHzであるから、テスト信号Ｓ4により受信周波数の調整やチェックをするときには、テスト信号Ｓ4の周波数ｆ4も９ｋHzステップで変更できる必要がある。また、中間周波数の調整やチェックをするときには、例えば５ｋHzステップでテスト信号Ｓ4の周波数ｆ4を変更できる必要がある。

このため、図４のＰＬＬによりテスト信号Ｓ4を形成すると、位相比較回路３において位相比較をするときの周波数が例えば５ｋHzと低くなってしまい、ＩＣ化したとき、フェイズノイズが大きくなってＣ／Ｎが悪くなり、テストの内容や対象によっては正しい結果の得られないことがある。例えば、急峻な減衰特性を持つフィルタやイメージ妨害などの減衰量をチェックするとき、正しい結果を得ることができない。

図５および図６は、テスト信号Ｓ4のＣ／Ｎによってフィルタの周波数特性やイメージ妨害特性の測定結果が変化する様子を示す。すなわち、図５は中間周波フィルタの周波数特性を測定する場合を示し、図５Ａにおいて、曲線Ａが測定対象の中間周波フィルタの正しい周波数特性であるとする。

すると、図５Ａに実線で示すように、Ｃ／Ｎの良好なテスト信号Ｓ4のときには、その周波数を次第に変化させて周波数特性を測定すると、図５Ｂに実線で示すように、本来の正しい周波数特性Ａと等しい周波数特性Ｂを得ることができる。しかし、図５Ａに破線で示すように、Ｃ／Ｎの悪いテスト信号Ｓ4のときには、そのノイズ成分により図５Ｂに破線で示すように、本来の周波数特性Ａよりもブロードな測定結果Ｃとなってしまう。

また、図６はイメージ妨害特性を測定する場合を示し、図６において曲線Ｄがアンテナ同調回路の通過特性であるとする。すると、テスト信号Ｓ4のＣ／Ｎが良好な場合には、図６Ａに示すように、テスト信号Ｓ4の周波数が受信周波数ｆRXのときには、最大の出力が得られ、イメージ周波数ｆIMGのときには、わずかな出力が得られる。そして、周波数ｆRXにおける信号レベルと、周波数ｆIMGにおける信号レベルとの比がイメージ減衰量（デシベル）である。

しかし、テスト信号Ｓ4のＣ／Ｎが悪い場合には、図６Ｂに示すように、テスト信号Ｓ4の周波数がイメージ周波数ｆIMGになったとき、テスト信号Ｓ4のノイズ成分がアンテナ同調回路の通過帯域およびその近傍に位置し、図６Ｂにおける斜線部分もイメージ成分として出力されてしまう。したがって、正しいイメージ減衰量を測定することができなくなってしまう。

このように、テスト信号Ｓ4のＣ／Ｎが悪いと、テストの内容や対象によっては正しい結果の得られないことがある。特に、いわゆるローＩＦ方式の受信機においては、局部発振周波数ｆLOを受信周波数ｆRXに近づけて、中間周波数ｆIFを受信周波数ｆRXに比べてかなり低くしているので、キャリア近傍のフェイズノイズの影響が大きく、最適な調整ができなくなる。

この発明は、以上のような問題点を解決しようとするものである。

この発明においては、
希望周波数の受信信号を取り出す同調回路と、
互いに直交する１対の局部発振信号を形成する局部発振回路と、
上記１対の局部発振信号により上記受信信号を１対の中間周波信号に周波数変換する１対のミキサ回路と、
この１対のミキサ回路の出力信号から上記１対の中間周波信号を抽出する１対の中間周波フィルタと、
この１対の中間周波フィルタにより抽出された上記１対の中間周波信号に90°の位相差を与える１対の移相回路と、
この１対の移相回路の出力信号を互いに加算あるいは減算して中間周波信号を出力する第１の演算回路と
を有する受信回路のテスト信号を形成するテスト信号発生回路であって、
上記１対の中間周波信号の中間周波数に等しい周波数で、互いに直交する１対の交番信号を形成するＰＬＬと、
上記１対の交番信号および上記１対の局部発振信号が供給される１対のミキサ回路と、
この１対のミキサ回路の出力を、制御回路の制御にしたがって、加算あるいは減算する第２の演算回路と
を有し、
上記第２の演算回路の出力信号を受信特性あるいはイメージ特性のテスト信号として上記同調回路に供給する
ようにしたものである。

この発明によれば、受信回路の調整やチェックに必要なテスト信号を容易に形成することができる。また、広い可変周波数帯域で、位相ノイズの少ないテスト信号を得ることができる。さらに、純度の高いテスト信号を得ることができるので、適切な調整やチェックができるとともに、特性の優れた受信回路をも調整することができる。

〔１〕 受信回路１０
図１は、この発明をＡＭ放送（中波放送）およびＦＭ放送の受信機に適用した場合の一例を示し、符号１０はその受信回路である。この受信回路１０は、局部発振周波数を受信周波数に近づけることにより、中間周波数を受信周波数に比べてかなり低くした、いわゆるローＩＦ方式のものであり、このとき、受信信号を互いに直交する１対の中間周波信号に周波数変換するとともに、位相処理によりイメージ特性を改善している。

すなわち、ＡＭ放送の受信時には、電子同調方式のアンテナ同調回路１１Ａから希望周波数（目的とする受信周波数）の受信信号ＳRXが取り出され、この受信信号ＳRXが高周波アンプ１２Ａを通じ、さらに、バンド切り換え用のスイッチ回路３１を通じて１対のミキサ回路１３Ａ、１３Ｂに供給される。

また、ＦＭ放送の受信時には、電子同調方式のアンテナ同調回路１１Ｆから希望周波数の受信信号ＳRXが取り出され、この受信信号ＳRXが高周波アンプ１２Ｆを通じ、さらに、スイッチ回路３１を通じてミキサ回路１３Ａ、１３Ｂに供給される。

さらに、局部発振回路３２がＰＬＬにより構成され、受信信号ＳRXの周波数に近い周波数で、位相が互いに90°異なる２つの信号ＳLOA、ＳLOBが形成され、この信号ＳLOA、ＳLOBがミキサ回路１３Ａ、１３Ｂに局部発振信号として供給される。なお、局部発振信号ＳLOA、ＳLOBの周波数ｆLOは、一例として、ＡＭ放送の受信時には、受信周波数ｆRXよりも55ｋHzだけ高い周波数、ＦＭ放送の受信時には、受信周波数ｆRXよりも250ｋHzだけ低い周波数とされる。

こうして、ミキサ回路１３Ａ、１３Ｂにおいて、ＡＭ放送あるいはＦＭ放送の受信信号ＳRXは、局部発振信号ＳLOA、ＳLOBにより１対の中間周波信号ＳIFA、ＳIFBに周波数変換される。この場合、中間周波信号ＳIFA、ＳIFBには、希望周波数の信号成分（目的とする本来の信号成分）と、イメージ周波数の信号成分とが含まれるが、以後の説明においては、簡単のため、希望周波数の信号成分を中間周波信号ＳIFA、ＳIFBと呼び、イメージ周波数の信号成分をイメージ成分と呼ぶことにする。

そして、局部発振信号ＳLOA、ＳLOBは互いに90°の位相差を有しているので、中間周波信号ＳIFA、ＳIFBは90°の位相差となって直交し、イメージ成分は、中間周波信号ＳIFA、ＳIFBとは逆の関係で90°の位相差となって直交する。

また、局部発振回路３２を構成するＰＬＬから、そのＰＬＬのＶＣＯ（図示せず）の可変容量ダイオードに供給される制御電圧の一部が取り出され、この制御電圧が同調回路１１Ａ、１１Ｆに同調電圧として供給され、受信信号ＳRXに対する同調が実現される。

そして、ミキサ回路１３Ａ、１３Ｂからの中間周波信号ＳIFA、ＳIFB（およびイメージ成分）が、振幅位相補正回路１４に供給されて中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの相対的な振幅誤差および位相誤差が補正され、この誤差の補正された中間周波信号ＳIFA、ＳIFBが中間周波フィルタを構成するバンドパスフィルタ１５Ａ、１５Ｂを通じて移相回路１６Ａ、１６Ｂに供給され、例えば、中間周波信号ＳIFA、ＳIFBが同相となり、かつ、イメージ成分が逆相となるように移相される。そして、この移相後の中間周波信号ＳIFA、ＳIFBが演算回路１７に供給されて加算され、演算回路１７からは、イメージ成分が相殺された中間周波信号ＳIFが取り出される。

続いて、この中間周波信号ＳIFが、中間周波用のアンプ１８およびバンドパスフィルタ１９を通じてデジタル処理回路２０に供給され、Ａ／Ｄ変換されるとともに、受信信号ＳRXのフォーマットに対応した所定のデジタル処理が実行され、オーディオ信号が取り出される。

また、アンプ１２Ａ、１２Ｆ、１８が可変利得アンプとされるとともに、バンドパスフィルタ１９から中間周波信号ＳIFの一部がＡＧＣ電圧形成回路３３に供給されてＡＧＣ電圧ＶAGCが形成され、このＡＧＣ電圧ＶAGCがアンプ１８に利得の制御信号として供給され、中間周波段についてＡＧＣが行われる。さらに、ＡＧＣ電圧ＶAGCが加算回路３５を通じて高周波アンプ１２Ａ、１２Ｆにその利得の制御信号として供給され、高周波段についてＡＧＣが行われる。

さらに、ミキサ回路１３Ａ、１３Ｂから出力される中間周波信号ＳIFA、ＳIFBが過入力検出回路３４に供給されて過大な受信レベルとなったときにＡＧＣ電圧ＶOLが形成され、このＡＧＣ電圧ＶOLが加算回路３５を通じて高周波アンプ１２Ａ、１２Ｆに利得の制御信号として供給され、高周波段について遅延ＡＧＣが行われる。

そして、以上の受信回路１０は、同調回路１１Ａ、１１Ｆ、局部発振回路３１の共振回路およびデジタル処理回路２０を除いて１チップＩＣ（集積回路）にＩＣ化される。また、デジタル処理回路２０も１チップＩＣ化される。

さらに、システム制御回路としてマイクロコンピュータ３６が設けられ、このマイクロコンピュータ３６には、選局スイッチなどの操作スイッチ３７が接続される。そして、例えば電源の投入時、マイクロコンピュータ３６から補正回路１４に補正制御信号が供給され、上述のように演算回路１７において中間周波信号ＳIFA、ＳIFBに含まれるイメージ成分が逆相同振幅となって相殺されるように、振幅位相補正回路１４が制御される。

また、スイッチ３７のうちのバンド切り換えスイッチを操作すると、マイクロコンピュータ３６からスイッチ回路３１に制御信号が供給されてスイッチ回路３１が、図の状態あるいは図とは逆の状態に切り換えられ、ＡＭ放送あるいはＦＭ放送の受信モードとされる。さらに、このとき、マイクロコンピュータ３６から回路１５Ａ、１５Ｂ、１６Ａ、１６Ｂ、１９、２０、３２に受信モードを示す信号が供給され、それらの特性などがＡＭ放送あるいはＦＭ放送を受信するための特性に切り換えられる。

そして、スイッチ３７のうちの選局スイッチを操作すると、マイクロコンピュータ３６から局部発振回路３２に所定の制御信号が供給されて局部発振信号ＳLOA、ＳLOBの発振周波数が変更され、受信周波数ｆRXが希望周波数に変更される。したがって、ＡＭ放送およびＦＭ放送における任意の周波数の放送を受信することができる。

〔２〕 テスト信号発生回路４０
〔２−１〕 テスト信号発生回路４０の構成
この発明においては、受信機にテスト信号発生回路４０が内蔵されるとともに、ＡＭ受信系のテストモードおよびＦＭ受信系のテストモードが用意される。なお、ＡＭ受信系のテストモードおよびＦＭ受信系のテストモードのときには、受信回路１０は、ＡＭ放送の受信モードおよびＦＭ放送の受信モードとされる。

図２はテスト信号発生回路４０の一例を示す。このテスト信号形成回路４０は、中間周波数ｆIFの交番信号を形成するＰＬＬ５０を有する。すなわち、例えば水晶発振回路により信号形成回路５１が構成され、この信号形成回路５１からは安定した所定の周波数、例えば周波数480ｋHzの交番信号が取り出され、この信号が分周回路５２に供給されて例えば１／48の周波数、すなわち、周波数10ｋHzの信号Ｓ52に分周される。そして、この信号Ｓ52が位相比較回路５３に基準信号として供給される。

また、ＶＣＯ５４が設けられ、このＶＣＯ５４からは、所定の周波数で、位相が互いに90°異なる１対の発振信号Ｓ54A、Ｓ54Bが取り出される。この場合、後述から明らかとなるが、定常時には、発振信号Ｓ54A、Ｓ54Bの周波数は受信回路１０における中間周波数ｆIF（＝55ｋHzあるいは250ｋHz）に等しくなる。また、受信回路１０における局部発振信号ＳLOA、ＳLOBが、
ＳLOA＝sin（２πｆLOｔ） ・・・ (1A)
ＳLOB＝cos（２πｆLOｔ） ・・・ (1B)
であるとすれば、発振信号Ｓ54A、Ｓ54Bは、
Ｓ54A＝cos（２πｆIFｔ） ・・・ (2A)
Ｓ54B＝sin（２πｆIFｔ） ・・・ (2B)
の位相関係とされる。

そして、発振信号Ｓ54Aが乗算回路５５に供給され、発振信号Ｓ54Bがスイッチ回路５６に供給されるとともに、このスイッチ回路５６には、信号Ｓ54A、54Bの直流レベルに等しいレベルの直流電圧Ｖ51が供給される。そして、スイッチ回路５６は、マイクロコンピュータ３６により、ＡＭ受信系のテストモードのときには図の状態に接続され、ＦＭ受信系のテストモードのときには図とは逆の状態に接続され、そのスイッチ出力が乗算回路５５に供給される。

したがって、ＡＭ受信系のテストモードのときには、乗算回路５５には発振信号Ｓ54A、Ｓ54Bが供給されるので、乗算回路５５からは信号Ｓ54A、54Bの２倍の周波数２・ｆIFの信号が乗算の出力信号Ｓ55として取り出される。また、ＦＭ受信系のテストモードのときには、乗算回路５５には、発振信号Ｓ54Aおよび直流電圧Ｖ51が供給されるので、乗算回路５５からは発振信号Ｓ54Aの周波数ｆIFの信号が乗算の出力信号Ｓ55として取り出される。

そして、この信号Ｓ55が可変分周回路５７に供給されて１／Ｎの周波数の信号Ｓ57に分周され、その分周信号Ｓ57が位相比較回路５３に供給される。ここで、分周比Ｎは、マイクロコンピュータ３６により
Ｎ＝11 ・・・ ＡＭ受信系のテストモードのとき
Ｎ＝25 ・・・ ＦＭ受信系のテストモードのとき
のように設定される。

そして、位相比較回路５３において、分周信号Ｓ52の周波数を基準として信号Ｓ57が信号Ｓ52と位相比較され、その比較出力がローパスフィルタ５８に供給されて信号Ｓ57と信号Ｓ52との位相差に対応したレベルの直流電圧が取り出され、この電圧がＶＣＯ５４にその制御信号として供給される。

したがって、定常時には、位相比較回路５３において、分周信号Ｓ52、Ｓ57の周波数は互いに等しいので、
ｆ52：分周信号Ｓ52の周波数＝10ｋHz
ｆ54：ＶＣＯ５４の発振周波数
とすれば、ＡＭ受信系のテストモードのときには、
ｆ52＝ｆ54×２／Ｎ
であるから、
ｆ54＝ｆ52・Ｎ／２
＝10ｋHz×11／２
＝55ｋHz
＝ＡＭ放送の受信モードのときの中間周波数ｆIF
となる。

また、ＦＭ受信系のテストモードのときには、
ｆ52＝ｆ54／Ｎ
であるから、
ｆ54＝ｆ52・Ｎ
＝10ｋHz×25
＝250ｋHz
＝ＦＭ放送の受信モードのときの中間周波数ｆIF
となる。

つまり、ＶＣＯ５４の発振信号Ｓ54A、Ｓ54Bの周波数は、ＡＭ受信系のテストモードのときには、ＡＭ放送の受信モードのときの中間周波数ｆIFに等しくなり、ＦＭ受信系のテストモードのときには、ＦＭ放送の受信モードのときの中間周波数ｆIFに等しくなる。

そして、この発振信号Ｓ54A、Ｓ54Bがミキサ回路６１Ａ、６１Ｂに供給されるとともに、受信回路１０の局部発振回路３２から局部発振信号ＳLOA、ＳLOBが取り出されてミキサ回路６１Ａ、６１Ｂに供給され、ミキサ回路６１Ａ、６１Ｂの出力信号Ｓ61A、Ｓ61Bが演算回路６２に供給される。

この場合、局部発振信号ＳLOA、ＳLOBの周波数および位相は(1A)、(1B)式で示され、発振信号Ｓ54A、Ｓ54Bの周波数および位相は(2A)、(2B)式で示されるので、
２・Ｓ61A＝２・ＳLOA・Ｓ54A
＝sin（２π（ｆLO＋ｆIF）ｔ）＋sin（２π（ｆLO−ｆIF）ｔ） (3A)
２・Ｓ61B＝２・ＳLOB・Ｓ54B
＝sin（２π（ｆLO＋ｆIF）ｔ）−sin（２π（ｆLO−ｆIF）ｔ） (3B)
となる。

したがって、演算回路６２において、信号Ｓ61Aと信号Ｓ61Bとの加算を行ったときには、その出力信号Ｓ62は、(3A)、(3B)式から
２・Ｓ62＝２（Ｓ61A＋Ｓ61B）
＝sin（２π（ｆLO＋ｆIF）ｔ） ・・・ (4)
となる。また、演算回路６２において、信号Ｓ61Aと信号Ｓ61Bとの減算を行ったときには、その出力信号Ｓ62は、
２・Ｓ62＝２（Ｓ61A−Ｓ61B）
＝sin（２π（ｆLO−ｆIF）ｔ） ・・・ (5)
となる。

そして、(4)式で示される信号Ｓ62は、ＡＭ放送の受信モードにおけるイメージ周波数ｆIMGであり、あるいはＦＭ放送の受信モードにおける受信周波数ｆRX（希望周波数）である。また、(5)式で示される信号Ｓ62は、ＡＭ放送の受信モードにおける受信周波数ｆRX（希望周波数）であり、あるいはＦＭ放送の受信モードにおけるイメージ周波数ｆIMGである。

そこで、マイクロコンピュータ３６から演算回路６２に加算あるいは減算を指示する制御信号が供給されて(4)式あるいは(5)式で示される信号Ｓ62が、演算回路６２から取り出される。

そして、この出力信号Ｓ62がＰＬＬフィルタ６３に供給され、不要成分の除去された信号Ｓ63とされる。

すなわち、演算回路６２の出力信号Ｓ62が可変分周回路７１に供給されて１／Ｍの周波数に分周され、その分周信号が位相比較回路７２に基準信号として供給される。また、ＶＣＯ７３の発振信号Ｓ63が可変分周回路７４に供給されて１／Ｍの周波数に分周され、その分周信号が位相比較回路７２に供給される。なお、分周比Ｍは、マイクロコンピュータ３６により、ＡＭ受信系のテストモードのときにはＭ＝１に設定され、ＦＭ受信系のテストモードのときにはＭ＝８に設定される。

また、位相比較回路７２の比較出力がローパスフィルタ７５を通じてＶＣＯ７３にその制御信号として供給される。したがって、ＶＣＯ７３の発振信号Ｓ63の周波数は、出力信号Ｓ62の周波数に等しくなるとともに、発振信号Ｓ63は信号Ｓ62よりも純度の高い信号となる。

そして、この信号Ｓ63が、アッテネータ回路６４に供給されて所定のレベルとされるとともに、アッテネータ回路６４の出力端と、受信回路１０のアンテナ同調回路１１Ａ、１１Ｆとの間に、スイッチ回路としてＦＥＴ（Ｑ61）のソース・ドレイン間が接続される。また、マイクロコンピュータ３６から所定の制御信号が取り出されてＦＥＴ（Ｑ61）のゲートに供給される。

さらに、ＶＣＯ５４の発振信号Ｓ54A、Ｓ54Bがレベル調整用の抵抗器Ｒ51、Ｒ52を通じて取り出されるとともに、この抵抗器Ｒ51、Ｒ52と、受信回路１０のバンドパスフィルタ１５Ａ、１５Ｂの入力端との間に、スイッチ回路としてＦＥＴ（Ｑ51、Ｑ52）のソース・ドレイン間が接続される。また、マイクロコンピュータ３６から所定の制御信号が取り出されてＦＥＴ（Ｑ51、Ｑ52）のゲートに供給される。

なお、このテスト信号発生回路４０は、受信回路１０と一体に１チップＩＣにＩＣ化される。

〔２−２〕 動作および使用方法
テスト信号発生回路４０を使用して受信回路１０の受信周波数や中間周波数などの調整やチェックを行う場合、次のような操作および処理となる。

〔２−２−１〕 ＡＭ受信系の受信周波数の調整やチェック
この場合には、操作スイッチ３７を操作して受信回路１０をＡＭ放送の受信モードにするとともに、テスト信号発生回路４０をＡＭ受信系のテストモードにする。また、マイクロコンピュータ３６からの制御信号により、演算回路６２は減算を行うモードに制御するとともに、ＦＥＴ（Ｑ61）はオン、ＦＥＴ（Ｑ51、Ｑ52）はオフに制御する。

すると、演算回路６２からは、上述のように(5)式で示される減算信号Ｓ62が出力され、この信号Ｓ62が、アッテネータ回路６４を通じ、さらに、ＦＥＴ（Ｑ61）を通じて受信回路１０のアンテナ同調回路１１Ａにテスト信号として供給される。

したがって、受信周波数の調整やチェック、すなわち、アンテナ同調回路１１Ａの中心周波数の調整やチェックなどを行うことができる。このとき、テスト信号Ｓ62の周波数は、マイクロコンピュータ３６が局部発振回路３２の局部発振周波数ｆLOを変更することにより、ＡＭ放送の周波数ステップで任意の周波数に変更することができる。

〔２−２−２〕 ＡＭ受信系のイメージ妨害特性のチェック
この場合には、〔２−２−１〕の状態で、演算回路６２の処理を加算に変更する。すると、演算回路６２からは、(4)式で示される加算信号Ｓ62が出力されて受信回路１０のアンテナ同調回路１１Ａにテスト信号として供給される。したがって、イメージ妨害特性をチェックすることができる。

〔２−２−３〕 ＡＭ受信系の中間周波数の調整やチェック
この場合には、〔２−２−１〕の状態で、マイクロコンピュータ３６の制御信号によりＦＥＴ（Ｑ61）をオフにするとともに、ＦＥＴ（Ｑ51、Ｑ52）をオンにすると、ＶＣＯ５４の発振信号Ｓ54A、Ｓ54BがＦＥＴ（Ｑ51、Ｑ52）を通じて受信回路１０のバンドパスフィルタ１５Ａ、１５Ｂにテスト信号として供給される。

そして、このとき、発振信号Ｓ54A、Ｓ54Bの周波数ｆ54は、ＡＭ受信モードにおける正規の中間周波数ｆIFに等しい。また、マイクロコンピュータ３６により、可変分周回路５７の分周比Ｎを、例えばＮ＝３〜80の範囲で１ずつ変化させれば、発振信号Ｓ54A、Ｓ54Bの周波数ｆ54が図３に示すように、５ｋHzステップで変化する。

したがって、この場合には、中間周波数の調整やチェック、すなわち、中間周波フィルタ１５Ａ、１５Ｂ、１９の中心周波数の調整やチェックなどを行うことができる。

〔２−２−４〕 ＦＭ受信系の調整やチェック
この場合には、操作スイッチ３７を操作して受信回路１０をＦＭ放送の受信モードにするとともに、テスト信号発生回路４０をＦＭ受信系のテストモードにする。

そして、マイクロコンピュータ３６からの制御信号により、演算回路６２を加算あるいは減算に制御し、また、ＦＥＴ（Ｑ61）をオンにするとともに、ＦＥＴ（Ｑ51、Ｑ52）をオフにすれば、あるいは逆にＦＥＴ（Ｑ61）をオフにするとともに、ＦＥＴ（Ｑ51、Ｑ52）をオンにすれば、上述のＡＭ受信系の調整やチェックなどの場合と同様に、ＦＭ受信系の受信周波数や中間周波数の調整やチェックあるいはイメージ妨害特性のチェックなどを行うことができる。

なお、中間周波数の調整やチェックを行うとき、発振信号Ｓ54A、Ｓ54Bの周波数ｆ54を図３に示すように、10ｋHzステップで変化させることができる。

〔３〕 まとめ
上述のテスト信号発生回路４０によれば、受信機の調整やチェックなどに必要なテスト信号を形成することができるが、この場合、テスト信号Ｓ63となる信号Ｓ62は、受信回路１０から得られる局部発振信号ＳLOA、ＳLOBの周波数ｆLOを中間周波数ｆIFだけシフトして形成しているので、その局部発振信号ＳLOA、ＳLOBの周波数ｆLOを変更することにより、テスト信号Ｓ63の周波数をＡＭ放送あるいはＦＭ放送の周波数ステップで変更することができる。

また、ＡＭ受信系の中間周波数の調整やチェック、すなわち、バンドパスフィルタ１５Ａ、１５Ｂ、１９の中心周波数の調整やチェックを、５ｋHzステップのテスト信号Ｓ63により行っていても、位相比較回路５３における位相比較を周波数が10ｋHzの信号Ｓ52、Ｓ57により行っているので、ＰＬＬ５０のループ帯域を広く取ることができ、フェーズノイズを低く抑えることができる。

さらに、ＡＭ受信系およびＦＭ受信系の受信周波数の調整やチェックをする場合には、ＰＬＬ５０の発振信号Ｓ54A、Ｓ54Bを、局部発振信号ＳLOA、ＳLOBにより周波数変換してテスト信号Ｓ63を形成しているので、信号Ｓ54A、Ｓ54Bにフェイズノイズが含まれていても、テスト信号Ｓ63におけるフェイズノイズの占有帯域幅は小さいままとなり、したがって、テスト信号として十分に使用することができる。

また、ＰＬＬ５０により中間周波数ｆIFの発振信号Ｓ54A、Ｓ54Bを形成し、この発振信号Ｓ54A、Ｓ54Bを、局部発振信号ＳLOA、ＳLOBにより周波数変換してテスト信号Ｓ63を形成しているので、テスト信号Ｓ63の周波数は、ＡＭ放送およびＦＭ放送の受信バンドのそれぞれにおいて、受信周波数の周波数ステップで変更できる。さらに、同様の理由により、受信周波数ｆRXを調整あるいはチェックすべき周波数に設定すると、テスト信号Ｓ63の周波数も自動的に連動して調整あるいはチェックすべき周波数に設定されることになり、設定に手間がかからないとともに、調整やチェックを素早く行うことができる。

さらに、テスト信号Ｓ63は、演算回路６２から出力される信号Ｓ62をＰＬＬフィルタ６３を通じて取り出しているので、ＰＬＬフィルタ６３のループ周波数帯域を中間周波数ｆIFに比べて充分に小さく、かつ、位相ノイズの影響がないような値にしておくことにより、テスト信号Ｓ63を純度の高い信号とすることができる。例えば、中間周波数ｆIFが50ｋHzのとき、受信周波数ｆRXとイメージ周波数との差は100ｋHzであるから、ループ帯域が10ｋHz程度で30dB以上の減衰を得ることができる。

したがって、より適切な調整およびチェックをすることができる。あるいはより特性の優れた受信回路でも適切に調整およびチェックをすることができる。特に、上述の受信回路１０は、中間周波信号ＳIFA、ＳIFBの位相差を利用してイメージ成分を相殺して除去しているので、テスト信号Ｓ63の純度が高くなることにより、イメージ妨害特性の調整およびチェックをより適切に行うことができる。

なお、上述において、演算回路６２の出力信号Ｓ62を、アッテネータ回路６４を通じてアンテナ同調回路１１Ａ、１１Ｆにテスト信号として供給することもできる。また、ポリフェイズフィルタを使用すれば、中間周波信号の抽出と移相とを同時に実現できるので、バンドパスフィルタ１５Ａおよび移相回路１６Ａを第１のポリフェイズフィルタにより構成し、バンドパスフィルタ１５Ｂおよび移相回路１６Ｂを第２のポリフェイズフィルタにより構成することができる。

〔略語の一覧〕
Ａ／Ｄ：Analog to Digital
ＡＧＣ：Automatic Gain Control
ＡＭ ：Amplitude Modulation
Ｃ／Ｎ：Carrier to Noise ratio
ＦＥＴ：Field Effect Transistor
ＦＭ ：Frequency Modulation
ＩＣ ：Integrated Circuit
ＩＦ ：Intermediate Frequency
ＰＬＬ：Phase Locked Loop
ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator

この発明の一形態を示す系統図である。 この発明の一形態を示す系統図である。 この発明を説明するための図である。 この発明を説明するための図である。 この発明を説明するための図である。 この発明を説明するための図である。

符号の説明

１０…受信回路、１１Ａおよび１１Ｆ…アンテナ同調回路、１３Ａおよび１３Ｂ…ミキサ回路、１５Ａ、１５Ｂおよび１９…バンドパスフィルタ、１６Ａおよび１６Ｂ…移相回路、１７…演算回路、４０…テスト信号発生回路、５０…ＰＬＬ、５５…乗算回路、６１Ａおよび６１Ｂ…ミキサ回路、６２…演算回路、６３…ＰＬＬフィルタ

Claims (7)

1. 希望周波数の受信信号を取り出す同調回路と、
   互いに直交する１対の局部発振信号を形成する局部発振回路と、
   上記１対の局部発振信号により上記受信信号を１対の中間周波信号に周波数変換する１対のミキサ回路と、
   この１対のミキサ回路の出力信号から上記１対の中間周波信号を抽出する１対の中間周波フィルタと、
   この１対の中間周波フィルタにより抽出された上記１対の中間周波信号に90°の位相差を与える１対の移相回路と、
   この１対の移相回路の出力信号を互いに加算あるいは減算して中間周波信号を出力する第１の演算回路と
   を有する受信回路のテスト信号を形成するテスト信号発生回路であって、
   上記１対の中間周波信号の中間周波数に等しい周波数で、互いに直交する１対の交番信号を形成するＰＬＬと、
   上記１対の交番信号および上記１対の局部発振信号が供給される１対のミキサ回路と、
   この１対のミキサ回路の出力を、制御回路の制御にしたがって、加算あるいは減算する第２の演算回路と
   を有し、
   上記第２の演算回路の出力信号を受信特性あるいはイメージ特性のテスト信号として上記同調回路に供給する
   ようにしたテスト信号発生回路。
2. 請求項１に記載のテスト信号発生回路において、
   ＰＬＬフィルタを有し、
   上記第２の演算回路の出力信号を上記ＰＬＬフィルタに供給して上記第２の演算回路の出力信号に等しい周波数の信号を上記テスト信号として出力する
   ようにしたテスト信号発生回路。
3. 請求項１あるいは請求項２に記載のテスト信号発生回路において、
   上記１対の交番信号をテスト信号として上記１対の中間周波フィルタに供給する
   ようにしたテスト信号発生回路。
4. 希望周波数の受信信号を取り出す同調回路と、
   互いに直交する１対の局部発振信号を形成する局部発振回路と、
   上記１対の局部発振信号により上記受信信号を１対の中間周波信号に周波数変換する１対のミキサ回路と、
   この１対のミキサ回路の出力信号から上記１対の中間周波信号を抽出する１対の中間周波フィルタと、
   この１対の中間周波フィルタにより抽出された上記１対の中間周波信号に90°の位相差を与える１対の移相回路と、
   この１対の移相回路の出力信号を互いに加算あるいは減算して中間周波信号を出力する第１の演算回路と、
   上記１対の中間周波信号の中間周波数に等しい周波数で、互いに直交する１対の交番信号を形成するＰＬＬと、
   上記１対の交番信号および上記１対の局部発振信号が供給される１対のミキサ回路と、
   この１対のミキサ回路の出力を、制御回路の制御にしたがって、加算あるいは減算する第２の演算回路と
   を有し、
   上記第２の演算回路の出力信号を受信特性あるいはイメージ特性のテスト信号として上記同調回路に供給する
   ようにした受信機回路。
5. 請求項４に記載の受信機回路において、
   ＰＬＬフィルタを有し、
   上記第２の演算回路の出力信号を上記ＰＬＬフィルタに供給して上記第２の演算回路の出力信号に等しい周波数の信号を上記テスト信号として出力する
   ようにした受信機回路。
6. 請求項４あるいは請求項５に記載の受信機回路において、
   上記１対の交番信号をテスト信号として上記１対の中間周波フィルタに供給する
   ようにした受信機回路。
7. 請求項４、請求項５あるいは請求項６に記載の受信機回路において、
   上記同調回路を除いて全体が１チップＩＣにＩＣ化されている
   ようにした受信機回路。

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