JP2006197633A - 高周波信号受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】希望信号に近接した妨害信号のレベルが強い受信条件においても受信エラーを少なくする。
【解決手段】ＡＧＣ制御回路３２１と利得制御端子３２２との間に挿入されるとともに、他方の入力にＡＧＣ制御回路３０６の出力電圧が接続された重み付け回路３０５とを有し、重み付け回路３０５は、ＡＧＣ制御回路３２１とＡＧＣ制御回路３０６との出力電圧を合成してＡＧＣ回路３０２へ出力し、希望信号に近接した周波数にレベルの大きな妨害信号がある場合、ＡＧＣ回路３０２の利得を大きくする方向へ補正する。
【選択図】図９

Description

本発明は、テレビ信号などの高周波信号を受信する高周波信号受信装置に関するものである。

従来の高周波信号受信装置について説明する。図１３は、従来の高周波信号受信装置の回路ブロック図である。図１３に示すように、入力端子１へ入力された高周波信号は、自動利得制御（以下、ＡＧＣ）回路２へ入力される。混合回路３の一方の入力には、ＡＧＣ回路２の出力が供給されるとともに、他方の入力には局部発振回路４の出力信号が供給される。混合回路３の出力はフィルタ５へ供給される。そして混合回路３の出力とＡＧＣ回路２の利得制御用端子２ａとの間には、ＡＧＣ制御回路６が接続される。

ＡＧＣ回路７には、フィルタ５の出力が供給され、このＡＧＣ回路７の出力がＡＤコンバータを介して、デジタルフィルタ８へ供給される。さらにこのデジタルフィルタ８の出力は、復調回路を介して出力端子から出力される。ここで、デジタルフィルタ８の出力とＡＧＣ回路７との間には、ＡＧＣ制御回路１０が挿入されている。

次に、以上のように構成された高周波信号受信装置の動作を説明する。入力端子１に入力された高周波信号は、ＡＧＣ回路２で増幅された後、局部発振回路４の出力により混合回路３で混合されて中間周波数へと変換される。つまりＡＧＣ制御回路６は、この中間周波数信号のレベルに基づいてＡＧＣ回路２の利得を制御する。これにより、混合回路３からの出力レベルが一定になるように制御されることとなる。

混合回路３から出力される高周波信号はフィルタ５で希望信号以外の信号が抑圧された後、ＡＧＣ回路７にて増幅され、その出力はＡＤコンバータにてデジタル信号に変換される。その後、デジタルフィルタ８により希望信号以外の信号がさらに抑圧されて信号は、復調回路にて復調されて出力端子９から出力される。また、デジタルフィルタ８の出力はＡＧＣ制御回路１０へも入力されることで、ＡＧＣ回路７の利得はデジタルフィルタ８の信号レベルによって制御される。これにより、復調回路へ供給される信号レベルが一定になるように制御されることとなる。

なお、この出願の発明に関する先行技術文献情報としては、例えば特許文献１が知られている。
特開２００１−７７７１３号公報

しかしながらこのような従来の高周波信号受信装置において、ＡＧＣ回路２の利得は、希望信号に対し隣接信号のレベルの方が強いような受信条件である場合、隣接信号のレベルの大きさに応じて最小利得となる方向に制御されるので、高周波信号受信装置のＣ／Ｎが悪くなり、結果としてビットエラーレート（以下、ＢＥＲ）が悪くなって受信できなくなるという課題を有している。

そこで本発明は、このような問題点を解決するもので、希望信号に近接した妨害信号のレベルが強い受信条件においても受信エラーの少ない高周波信号受信装置を提供することを目的としたものである。

この目的を達成するために本発明の高周波信号受信装置は、第２のＡＧＣ制御回路と利得制御端子との間に挿入されるとともに、他方の入力に第１のＡＧＣ制御回路の出力電圧が接続された重み付け回路を設け、この重み付け回路は、第１と第２のＡＧＣ制御回路の出力電圧を合成して出力するとともに、希望信号に近接した周波数にレベルの大きな妨害信号がある場合に、前記ＡＧＣ回路の利得を大きくする方向へ補正するものである。これにより、所期の目的を達成することができる。

以上のように、高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子に入力された信号が供給されるとともにその利得制御端子に供給する電圧によって利得が制御できる第１のＡＧＣ回路と、この第１のＡＧＣ回路の出力が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には局部発振回路の出力信号が供給される混合器と、この混合器の一方の出力が供給される第１のＡＧＣ制御回路と、この混合器の他方の出力が供給されるフィルタとを備えた高周波受信装置であって、前記高周波受信装置は、前記フィルタの出力が供給される第２のＡＧＣ制御回路と、この第２のＡＧＣ制御回路と前記利得制御端子との間に挿入されるとともに、他方の入力に前記ＡＧＣ制御回路の出力電圧が接続された重み付け回路とを有し、前記重み付け回路は、前記第１と第２のＡＧＣ制御回路との出力電圧を合成して出力するとともに、希望信号に近接した周波数にレベルの大きな妨害信号がある場合、前記ＡＧＣ回路の利得を大きくする方向へ補正するものであり、これにより、第１のＡＧＣ回路の雑音指数を良くして受信エラーを改善できる。

また、移動中にあって希望信号に近接した妨害信号のレベルが刻々変化する場合でも、希望信号に近接した妨害信号レベルに応じて変化する電圧を重み付け回路で処理して合成したＡＧＣ制御電圧として用いる。つまり、希望信号と妨害信号との合成電圧によりＡＧＣ回路の利得制御を行うので優れた応答性が得られるもので、高速での移動受信に適している。

さらに、外部のデータ用入力端子から重み付け係数を入力設定してやれば、外部から最適な利得制御が可能となるので、希望信号に近接した妨害信号による受信エラーをさらに確実に改善できる。

（本発明の第１の前提例）
以下、本発明の前提例について図面を用いて説明する。図１は、本前提例おける高周波信号受信装置の回路ブロック図である。図１において、２０はデジタル信号が変調された高周波信号を受信する不平衡型の入力同調部を有する同調アンテナであり、この入力同調部はインダクタ２０ａとバリキャップダイオード２０ｂの並列接続により構成されている。インダクタ２０ａは誘電体上にパターンで形成されている。また、バリキャップダイオード２０ｂは制御端子２０ｃに供給される制御電圧に応じてその容量値が変化し、この制御電圧に応じてアンテナ２０の同調周波数を変化させることができるものである。つまり受信希望信号の周波数と、この同調アンテナの同調周波数とを合致させることにより、希望信号のみを取り込んで、希望信号以外の雑音を通過させなくすることができるものである。ただし、このアンテナ２０は、その受信感度を大きくするために、受信状態においてはなるべく機器の上方となる位置に設けることが望ましい。

２１は、同調アンテナ２０から供給される不平衡な高周波信号を平衡な高周波信号へ変換する不平衡・平衡変換回路である。この不平衡・平衡変換回路２１は同調アンテナ２０に近接して設けている。

なぜならば、同調アンテナ２０で希望信号に同調し、不要な信号を除去したにも係わらず、同調アンテナ２０と選局部２２との距離が離れていると、その間で新たな妨害ノイズ等が入ることとなる。従って、同調アンテナ２０と不平衡・平衡変換回路２１との距離を近接して配置することにより、妨害に対して強くなり、ノイズ等に対しても誤り率が大きくならない。また、不平衡・平衡変換回路２１と選局部２２との間は妨害に強い平衡線路としているので、この距離を長くしても外部からのノイズによる誤り率は大きくならない。

２２は不平衡・平衡変換回路２１の出力に接続された選局部であり、アンテナ２０で選択された周波数を周波数変換し、Ｉ／Ｑ抽出するものである。この選局部２２は入力端子２３ａ，２３ｂと、高周波増幅器２４と、局部発振器２５、混合器２６と、ＳＡＷフィルタ２７と、局部発振器２９および混合器３０から構成されたＩ／Ｑ抽出器２８と、局部発振器２５にループ接続されたＰＬＬ回路３１と、このＰＬＬ回路３１の基準信号として水晶発振子３２から構成されている。ここで、入力端子２３ａ，２３ｂは、平衡入力となっている。

高周波増幅器２４は同調アンテナ２０の出力が供給され、同調アンテナ２０で選択された周波数を増幅するものである。なお、この高周波増幅器２４は制御端子２４ａの電圧を変化させることによりその増幅度を変化させることができるものである。

２６は高周波増幅器２４の出力がその一方の端子に接続されるとともに他方の端子には局部発振器２５からの出力が接続された混合器である。この混合器２６では、局部発振器２５の発振信号と高周波増幅器２４の出力信号とを混合し、入力される最大周波数（約９００ＭＨｚ）の約１．５倍の中間周波数信号へ変換する。本前提例においてはこの中間周波数信号の周波数を１．２ＧＨｚとしている。従って、テレビ放送信号の２次歪、３次歪等による妨害を受けにくくなる。

２７は、混合器２６の出力が接続されたＳＡＷ（表面弾性波）フィルタである。このＳＡＷフィルタ２７は、中間周波数信号の周波数を中心としてテレビ放送信号の帯域である６ＭＨｚを通過帯域としているものであり、このＳＡＷフィルタ２７は非常に急峻な減衰特性を有するものであるので、必要とされる周波数信号だけを良好に通過させることができる。従って不要な妨害を確実に排除することが可能である。なお、デジタル狭帯域テレビ放送信号の場合は約４２８ｋＨｚの帯域となる。

さらに、本前提例においては中間周波数として１．２ＧＨｚという非常に高い周波数を用いているので、ＳＡＷフィルタ２７を小さくすることができ、高周波信号受信装置の小型化が可能となる。

２８は、Ｉ／Ｑ抽出器である。このＩ／Ｑ抽出器２８は、ＳＡＷフィルタ２７の出力がその一方の端子に供給されるとともに他方の端子には局部発振器２９から出力される信号が供給される混合器３０から構成されている。

そして本前提例における混合器３０は、図１には明確に示されていないが、局部発振器２９からの信号とＳＡＷフィルタ２７からの信号とを混合する第一の混合部と、局部発振器２９からの信号を９０度位相反転した信号とＳＡＷフィルタ２７からの信号とを混合する第二の混合部から形成されており、それぞれの混合部で信号を混合することで直接Ｉ信号及びＱ信号を抽出している。従って別途検波器等を設ける必要がなく小型の高周波信号受信装置を得ることが可能になる。この場合、局部発振器２９の発振周波数としては中間周波数信号の周波数とほぼ同等の周波数とすることにより、直接Ｉ信号とＱ信号を抽出している。

３１はＰＬＬ回路である。このＰＬＬ回路３１は、局部発振器２５に接続され、その信号を分周するプログラマブルカウンタ３３と、その一方の端子はプログラマブルカウンタ３３の出力に接続されるとともに、他方の端子には水晶発振子３２の出力を分周するリファレンスカウンタ３４の出力を接続し、それらの周波数を比較する比較器３５と、この比較器３５の出力と局部発振器２５との間に挿入され、比較器３５の結果に応じて局部発振器２５を制御するＰＬＬ制御部３６とから構成されている。

ここで、プログラマブルカウンタ３３には２線式で構成された制御端子３３ａが設けられており、この制御端子３３ａにデータを与えることにより、前記プログラマブルカウンタ３３の分周比を変化させ、周波数を変化させることができる。すなわち制御端子３３ａのデータを変更すると、プログラマブルカウンタ３３で分周された値とリファレンスカウンタ３４の出力との差が生じ、それを比較器３５で比較し、その結果に応じてＰＬＬ制御部３６が局部発振器２５の発振周波数を制御するものである。そしてプログラマブルカウンタ３３で分周された値とリファレンスカウンタ３４の出力が一致するとＰＬＬ制御部３６の出力端子３６ａからロック信号を出力するものである。

３７は、Ｉ／Ｑ抽出器２８の出力が供給される復調部である。この復調部３７にはＯＦＤＭ復調する復調部３８とこれを制御するレジスタ３９とから構成されている。ここで、レジスタ３９に設けられた端子３９ａにデータを入力することにより、復調部３８を制御している。

４０は誤り訂正部であり、この誤り訂正部４０の出力が出力端子４１に接続されている。ここで誤り訂正部４０は、復調部３７の出力に接続されたビタビ訂正器４２と、このビタビ訂正器４２の一方の出力が接続されたリードソロモン訂正器４３とから構成されている。

ここでビタビ訂正器４２は、復調されたデジタル信号が予め定められた規則に反していないかどうかを判定し、違反している箇所について信号の訂正、復元を行うものである。さらにリードソロモン訂正器４３ではビタビ訂正器４２で訂正されたデジタル信号を再度訂正、復元するものである。一般的にこのリードソロモン訂正器４３での訂正のためのリードソロモンデータは予め画像信号データに付して送信されて来る。そこで、リードソロモン訂正器４３では、そのリードソロモンデータと、送られた画像信号とからデジタル信号を訂正、復元するものである。

なお、各国でそのデジタル信号のビット数や、リードソロモンデータのビット数は異なるが、一般的にはビタビ訂正器４２の出力での誤り率が０．０００２以下である場合には、リードソロモン訂正器４３の出力の誤り率を０とすることができるとされている。

４４はマイクロコンピュータ（以下、マイコンと言う）である。このマイコン４４は、ビタビ訂正器４２の他方の出力に接続された判定部４５と、この判定部４５の出力に接続された制御部４６と、この制御部４６の出力に接続されるとともに、制御端子２０ｃ，２４ａ，３３ａ，３９ａへの信号を選択的に切替えるスイッチ４９を有している。

なお、このマイコン４４では、判定部４５でビタビ訂正後における誤り率を監視し、その値が０．０００２を超えるとともに、誤り率が安定したと判定した場合に、制御部４６が制御端子２０ｃ，２４ａ，３３ａ，３９ａのいずれかを選択し制御信号を送るものである。なお本前提例において、各部は制御部４６からの信号によって制御を開始する構成としている。

しかし、判定部４５は誤り率のみの判定を行っているので、今各部（同調アンテナ２０、高周波増幅器２４、ＰＬＬ回路３１、復調部３７）が今どのような状態にあるか判定できない。この状態でもし誤り率が０．０００２以下であるにも係わらず、制御部４６が各部の制御を行うと、誤り率が悪化してしまう方向へ動くこともある。つまり、制御部４６は、選択した被制御部（前記各部）に対して一度ある方向へ変化するように制御電圧を変化させ、判定部４５がその結果を検知し、誤り率が大きくなったのか小さくなったのかを判定している。

すなわち判定部４５は各部が最適な状態で動作しているかどうかの判定はできないので、必ずしも誤り率が良化する方向へ制御電圧が変化されているとは限らない。あるいは、その被制御部の制御電圧が最適点である場合は、当然どちらの方向へ電圧を変化させても誤り率は大きくなるのは当然である。

このように判定部４５での誤り率が０．０００２以下で新たな制御をすると、この新たな制御によって誤り率が悪化する方向へ動くことも起こることとなる。

また、判定部４５が安定状態になったとする判定をしないで制御部４６が新た
な制御をすると、前に行った制御による誤り率の改善結果が安定する前に新たな制御が行われることがある。その場合に制御は不安定となり、誤り率を逆に悪化させることとなる。そして、誤り率の増加により発生したブロックノイズの改善に時間が掛かることとなるため、制御部４６は判定部４５が安定したと判定してから、新たな制御を開始するものである。

従って制御部４６は、判定部４５において誤り率が０．０００２を超え、かつ誤り率が安定したとの判定を下した場合に、制御を開始する。

また、制御部４６が制御を行い、誤り率が減少した場合には、更に同方向に制御電圧を変更する。しかし制御を行った結果、誤り率が増大した場合には逆方向へ制御電圧の変更を行う。各部の制御電圧には誤り率の極小点つまり、最適点が存在し、この点を超えてさらに制御電圧を変化させると、逆に誤り率が大きくなる。このようにして、各部における最適な制御点を探し出すことができ、最も良好な状態で受信することとなり、誤り率を小さくすることができる。

次に、判定部４５において誤り率が安定したとの判定をどのようにして下すかについて説明する。４７は制御部４６に接続されたメモリであり、このメモリ４７には、ビタビ訂正器４２を定期的に監視して格納した誤り率が格納してある。そして判定部４５で、前回メモリ４７へ格納した誤り率と新たな誤り率との比較を行い、この結果に差の無い場合、判定部４５は安定したとの判定を下している。

ただし、判定部４５がこの比較のみしか行わないならば、外乱等により誤り率が大きくなった場合においても、この外乱による誤り率が完全に安定するまで新たな制御は行わないこととなるので、安定するまで時間がかかることとなる。

そこで、制御電圧を変更した場合に、各部のそれぞれが安定するまでの安定時間についてもメモリ４７に格納し、この安定時間を超えても誤り率が安定していない場合は、安定したものとみなした判定を行い、新たな制御を開始するものである。

すなわち、各部に対して設定された安定時間を超えても誤り率が安定していないのは、制御以外の別の要因、あるいは新たな外乱に起因するものであるとして、新たな制御を開始するように設定するものである。これにより突然の電波状況や受信状態の変化などによる誤り率が大きくなったとしても、素早く直すことができることとなる。

ただし、各部の安定状態になるまでの時間のうち最長なものの時間が経過したら安定状態と判定する場合、各部の条件に合わせた時間の記憶が不要になるので、メモリ４７の記憶容量は小さくて良い。従って低価格なメモリを使用することができる。

また、３６ａは制御部４６、ＰＬＬ制御部３６の出力と制御部４６とに接続されるとともに、ロック信号が入力される入力端子である。この入力端子３６ａにロック信号が入力されると制御部４６はＰＬＬ回路３１がロックしたことを認知することができる。

以上のような構成により、制御部４６は、同調アンテナ２０、高周波増幅器２４、ＰＬＬ回路３１ならびに復調部３８のうちから適宜選択して制御することができるので、誤り率の改善効果を向上させることができる。

従って受信する高周波信号がデジタルテレビ放送である場合に、受信信号データの誤り率の低下による画像のブロックノイズが発生しにくくなるので、きれいな画質の放送を受信することが可能になる。

ここで、制御部４６がどの回路に対して制御をするかの判定については、制御されて誤り率が安定状態になる速度の速いものから順次制御している。つまり、制御された部位自体が安定するまでの時間と、その後段の回路の処理に必要な時間との和が最も短くなるものから制御を開始するものである。これにより早く誤り率の改善をすることができるので、誤り率の低下により発生した画面のブロックノイズを素早く直すことができる。従ってブロックノイズによる画像の欠落時間を短くすることができる。

なお、各部を制御したときの各部自体が安定する時間が各部における処理時間に比べて非常に短い場合は、判定部４５に近い復調部３７から制御を開始すると判定部４５は早く判定することができる。つまり、制御部４６が制御した後に判定部４５が判定を行うまでの時間は、ほぼ制御した部位での処理時間とその後段の処理時間の総和となる訳であるから、当然判定部４５から近い部位から制御してやれば早く誤り率を安定させることができることとなる。

例えば回路的に上流のアンテナ２０側から制御すると、信号はアンテナ２０からビタビ訂正器４２までの各部の回路を通過、処理されるので、制御をしてからその結果を判定部４５が判別するまでに時間が掛かってしまう。従って、回路的に下流にあるビタビ訂正器４２から制御をすれば、判定部４５はその結果を素早く検知し、データの誤り率を早く安定させることができるので、たとえブロックノイズによる画像の欠落が発生しても短時間に修復することができる。その結果、画面の欠落等があったとしても、それを認識できない程度にまで改善することができる。

ただし各部のうち複数の部位を制御したい場合、例えば受信チャンネルを変更するような場合には、逆に安定するまでの時間が長い部位から順に制御信号を発送する。これにより素早く制御を安定させることができる。

さらに本前提例において制御部４６は判定部からビット誤り率が０．０００２以下である場合には制御しないので、ビット誤り率が０．０００２を超えた場合にのみ制御電流が消費され、使用電力を少なくすることができる。これは高周波受信装置を特にバッテリにより駆動される携帯機器に用いる場合に重要となる。

また、本前提例において、高周波増幅器２４と、局部発振器２５、混合器２６と、ＳＡＷフィルタ２７と、局部発振器２９、混合器３０およびそれらの間を接続する線路についても全て平衡としている。

これによりたとえ局部発振器２５，２９の発振信号やその高調波などが混合器２６，３０やＳＡＷフィルタ２７などへ飛び込んだとしても、混合器２６とＳＡＷフィルタ２７は妨害の排除能力の高い平衡回路で形成されているので、妨害はキャンセルすることができる。

従って、妨害に対して非常に強くなり、回路のＳ／Ｎ比を改善できるので、局部発振器２５，２９と混合器２６，３０やＳＡＷフィルタ２７などとの距離を小さくすることができる。

また、局部発振器２５，２９と混合器２６，３０やＳＡＷフィルタ２７間を仕切る金属製の仕切り板や強固なシールド筐体等も不要あるいは簡易なものとすることができるので、高周波信号受信装置を小型化するとともにコストも安くすることができる。

つまり、複雑な仕切り板を有したフレームも必要がなく、外部からの飛び込みやこの高周波信号受信装置から飛び出す高周波漏洩信号のみを遮断する簡単なカバーのみで良いため、安価な高周波信号受信装置を提供することができることとなる。

更にまた、本前提例では高周波増幅器２４、混合器２６，３０、局部発振器２５，２９、ＳＡＷフィルタ２７ならびにそれらの間を接続する線路全てを、平衡としているので、これらの回路全体は妨害から強くなる。従って、それぞれの回路間の距離を小さくしても、局部発振器２５，２９からの発振信号妨害による回路のＳ／Ｎ比が悪化しないので、高周波増幅器２４、混合器２６，３０、局部発振器２５，２９やＰＬＬ回路３１を一体のＩＣとすることが可能となり、小型かつ生産性の良好な高周波信号受信装置を提供することが可能となる。

また、受信希望チャンネルの近傍に強入力の信号を有するような場合において、同調アンテナ２０の同調周波数を前記強入力信号が除外される方向へアンテナの同調周波数をずらした状態で受信するように制御を行い、前記強入力信号による誤り率の悪化に対して改善することも可能となる。

さらに、同調アンテナ２０によって予め受信希望以外のチャンネルの信号を抑圧するので、高周波増幅器２４で信号の歪みが発生し難くなる。従ってこの高周波増幅器２４は安価なバイポーラ型のトランジスタを用いることもできる。つまりこれによって、この高周波増幅器２４と混合器２６，３０、局部発振器２５，２９やＰＬＬ回路３１を、１つのバイポーラ型ＩＣに集積することが可能となり、小型かつ生産性の良好な高周波信号受信装置を提供することができる。

さらに、もしも放送局からの高周波信号の周波数がずれて送られた場合においても、ＰＬＬ回路３１のプログラマブルカウンタ３３のデータを変更することで容易に対応することができる。

（本発明の第２の前提例）
以下、本前提例における高周波受信装置について図を用いて説明する。

図２は本前提例における高周波受信装置へ入力される信号の模式図であり、一例を示したものである。

デジタル放送に利用される周波数は、９０ＭＨｚから約９００ＭＨｚであり、既存のアナログ放送の周波数帯域が用いられる。そして、この放送帯域内には既存のアナログ放送１２０，１２１と、このアナログ放送１２０，１２１の使用していない隙間の周波数１２２を利用して放送されるデジタル放送１２３とが混在して放送されている。このように、既存のアナログ放送１２０，１２１の隙間にデジタル放送１２３が散在して放送されるので、デジタル放送１２３の信号レベル１２４はアナログ放送１２０，１２１の信号レベル１２５よりも低くしてある。なぜならば、従来のアナログ放送１２０，１２１では隣接には放送信号がないように周波数を利用していた。つまり最低１２ＭＨｚ離れた周波数間隔で設定されていたので、隣接チャンネルの排除能力は高くなくても良かった。しかし、デジタル放送が混入されて放送されることで、隣接のチャンネル（６ＭＨｚ離れたチャンネル）にも放送信号が存在することとなるので、隣接妨害に対する排除能力の高くない既存のアナログ放送の受信機を使用しているユーザにとっては、このデジタル放送の信号レベル１２４を大きくすると、そのデジタル放送信号１２３が妨害となってしまうこととなる。そこで、既存のアナログ放送の受信機にデジタル放送信号１２３による妨害の影響が出ないようにデジタル放送１２３の信号レベル１２４はアナログ放送１２０，１２１の信号レベル１２５よりも小さなレベルで放送されている。

従って、デジタル放送信号の受信機には、この低いレベルの信号を精度良く受信する能力が要求されることとなる。さらに、受信希望チャンネルの信号自体のレベルは低いので、その近隣に（例えば隣接）レベルの大きなアナログ放送信号がある場合に、その大きなレベルの信号による妨害を排除できる構成が必要となってくる。

そこで、本前提例における高周波受信装置は、アナログ放送信号が妨害となり発生するビット誤り率を小さくするものである。以下、本前提例について図を用いて説明する。図３は本前提例における高周波受信装置のブロック図である。なお、図３において図１と同じものについては同じ番号を付し、その説明は簡略化する。

図３において１はアンテナであり、上記周波数帯域のアナログ放送とデジタル放送とが混在した放送信号が入力される。このアンテナ１に入力された信号は、ＲＦフィルタ１３０へ供給される。このＲＦフィルタ１３０は、前記受信帯域周波数以外の不要な周波数を除去するものである。

そしてこの入力フィルタ１３０の出力が供給される不平衡・平衡変換回路２１へ接続され、この不平衡・平衡変換回路２１によって不平衡回路から平衡回路へと変換している。この不平衡・平衡変換回路２１の平衡出力は、その制御端子１３１ａへの制御電圧に応じて利得を可変できる高周波増幅器１３１へ供給される。なお、この高周波増幅器１３１は、その雑音指数（以後はＮＦと言う）は良くなくとも、利得の制御範囲を大きくするとともに広帯域な周波数の増幅が可能なようにＭＯＳトランジスタ等を用い、妨害排除能力を高くするために平衡型の増幅回路としている。

２６は、高周波増幅器１３１の平衡出力が、その一方の入力に接続されるとともに他方の入力には局部発振器２５の平衡出力が接続された混合器である。この混合器２６では、希望チャンネルの信号を１．２ＧＨｚの第一の中間周波数信号へ変換している。なお、この混合器２６ならびに局部発振器２５とそれらの接続についても妨害排除能力が高い平衡回路としている。

１３４は、混合器２６の平衡出力が供給されるとともに、その制御端子１３４ａに供給される電圧に応じてその利得を可変できる中間周波増幅器である。この中間周波増幅器１３４では中間周波数信号が増幅されれば良く、一般的にそのＮＦは良い。従って本来は全ての増幅をこの中間周波増幅器１３４のみで行えればよいのだが、この中間周波増幅器１３４の利得の可変範囲だけでは制御範囲が狭いので、高周波増幅器１３１と中間周波増幅器１３４とによって増幅を行っている。なお、この中間周波増幅器１３４も平衡型の増幅器とし、妨害に対して強くしている。

そして本前提例においては、混合器２６、局部発振器２５と、この局部発振器２５にループ接続されるＰＬＬ回路３１および、中間周波増幅器１３４とはすべてをバイポーラ型トランジスタを用いた集積回路（ＩＣ）に収納している。そして１３５は、平衡・不平衡変換回路である。この平衡・不平衡変換回路１３５によって中間周波増幅器１３４の平衡出力を不平衡へ変換する。

１３６は、平衡・不平衡変換回路１３５に接続されたＳＡＷフィルタ（狭帯域フィルタの一例として用いた）である。このＳＡＷフィルタ１３６の通過帯域の中心の周波数は、中間周波数である略１．２ＧＨｚであり、その通過帯域幅は１チャンネルの周波数帯域である略６ＭＨｚとしてある。そして、このＳＡＷフィルタ１３６によって受信希望チャンネルの信号以外の不要な信号は除去される。

１３７はその一方の入力にＳＡＷフィルタ１３６が接続されるとともに他方の入力には第２の局部発振器１３８が接続された第２の混合器である。この第２の混合器１３７では、第一の中間周波数をこの第一の中間周波数より低い第２の中間周波信号へ変換するものである。

そして、第２の混合器１３７に接続された復調部３７によって、中間周波信号を復調し、この復調部３７に接続されて復調された信号は、誤り訂正部４０によって信号の誤りが訂正され、この誤り訂正部４０によって訂正された信号が出力端子４１から出力されることとなる。

１４０は、ＳＡＷフィルタ１３６の出力が接続されるとともに、受信希望チャンネル信号の電力レベルを検出するレベル検出器である。１４１は、復調部３７で復調するために最適なＳＡＷフィルタ１３６の出力信号のレベルと、高周波増幅器１３１が飽和する限界レベル値とを基準値として記憶するメモリである。また１４２は、その一方の入力にはレベル検出器１４０の出力が接続されるとともに、他方の入力にはメモリ１４１が接続された演算器である。そして該演算器１４２は、レベル検出器１４０で検出された受信希望チャンネル信号のレベルと、メモリ１４１に記憶された復調部３７で復調するために最適なＳＡＷフィルタ１３６の出力信号のレベルの基準値とを比較し、そのレベル差を出力する。

次に、１４３はバンドパスフィルタであり、希望チャンネルを受信時に妨害となる中間周波数に近接した周波数の信号のみを選択的に通過させる。本前提例においては受信チャンネルの前後それぞれ２チャンネル分の信号が通過できる帯域（３０ＭＨｚ）を有したフィルタとしている。

１４４は、バンドパスフィルタ１４３の出力が供給され、その信号のピーク電力を検出するピーク電力検出器であり、このピーク電力検出器１４４には受信希望チャンネルを略中心として上下に片側１５ＭＨｚの帯域の周波数が入力され、これらの信号の中で最も高いレベルの信号を検出することができることとなる。

次に、第２の演算器１４５は、その一方の入力にピーク電力検出器１４４の出力が供給されるとともに、他方の入力にはメモリ１４１が接続される。そして、ピーク電力検出器１４４で検出された信号のレベルと、メモリ１４１に記憶された高周波増幅器１３１が飽和する限界レベル値との差を算出し、その算出レベル誤差を出力するものである。もしピーク電力検出器１４４の出力とメモリ１４１の基準値が同じである場合、そのレベル誤差は０であり、この第２の演算器１４５の出力は０となる。これは受信チャンネルの近傍にレベルの高い信号が存在しないことを示すものである。この構成によって、希望チャンネルの信号よりも高いレベルの信号が希望チャンネルの近傍に存在するかどうかを検知できることとなる。ただし、ピーク電力検出器１４４で検出された信号のレベルがメモリ１４１に記憶された値より小さい場合もレベル差として０が出力される。

１４６は、その一方の入力に演算器１４２が算出した誤差が供給されるとともに他方の入力には第２の演算器１４５が算出したレベル誤差が供給されるレベル判定器である。このレベル判定器１４６では、第２の演算器１４５から出力されたレベル差が０である場合には、演算器１４２の出力を利得制御器１４７へ出力する。一方第２の演算器１４５から出力されたレベル差の出力が０でない場合、判定器４６はこの演算器１４５の出力を利得制御器１４７へ出力するものである。

なお、利得制御器１４７では第３の演算器１４６からの出力信号を積分し、雑音成分を除去して高周波増幅器１３１と中間周波増幅器１３４への制御信号を生成している。そしてこの利得制御器１４７が高周波増幅器１３１と中間周波増幅器１３４への制御信号を生成し、それぞれの制御端子１３１ａ，１３４ａへ供給することによって利得を最適に制御する。また、局部発振器２５と第２の局部発振器１３８には、それぞれにループ接続されたＰＬＬ回路が接続されている。

次に、以上のように構成された高周波受信装置において、高周波増幅器１３１、中間周波増幅器１３４の利得を制御する動作について説明する。まず、希望チャンネル１２３の近傍に妨害となるアナログ信号１２０（あるいはアナログ信号１２１）がない場合について説明する。この場合、利得制御器１４７へは演算器１４２の誤差信号が供給される。つまり、利得制御器１４７はレベル検出器１４０で検出された受信希望チャンネル信号のレベルとメモリ１４１に記憶された基準値との誤差が入力されるので、この誤差に応じて制御電圧を変化させて、希望チャンネルの信号レベルを基準値に合わせることができる。

次に、希望チャンネル１２３の近傍に妨害となるアナログ信号１２０（あるいはアナログ信号１２１）が存在する場合について説明する。この場合図２に示されるように、このアナログ信号１２０（あるいはアナログ信号１２１）の信号レベル１２５と希望チャンネル１２３の信号レベル１２４とのレベル差１２６が利得制御器１４７へ供給されることとなる。従って、利得制御器１４７がこのレベル差１２６に応じて制御電圧を変化させるものである。

次に、本前提例の高周波受信装置における高周波増幅器１３１と中間周波増幅器１３４の動作について図を用いて説明する。図４は本前提例における高周波増幅器の特性図であり、高周波増幅器１３１への入力信号レベルとその出力信号レベルとの関係を示している。また、図５は同、中間周波増幅器の特性図であり、高周波増幅器１３１への入力信号レベルに対する中間周波増幅器の利得を示している。

図４（ａ）はアナログ放送受信時の高周波増幅器１３１の入力信号レベルと出力信号レベルとの関係を示している。１５０は高周波増幅器１３１への入力信号のレベルであり、１５１は高周波増幅器１３１の出力信号レベルであり、１５２は高周波増幅器１３１の入力信号のレベルに対する出力信号のカーブを示している。この場合高周波増幅器１３１は、アナログ放送信号のレベル１２５に対してもレベル１２５’に対しても出力レベル１５３を出力するように制御される。

一方図４（ｂ）はデジタル放送受信時の高周波増幅器１３１の入力信号レベルと出力信号レベルとの関係を示している。１５４は高周波増幅器１３１の入力信号のレベルに対する出力信号のカーブを示している。なおここでデジタル放送に対しては、誤り訂正処理を行うのでアナログに比してＮ／Ｆは悪くても良い。また、その信号内に多くの信号を有しているのでそのエネルギー量は大きいので、デジタル放送受信時の高周波増幅器１３１からの出力信号レベル１５４はアナログ放送の場合の出力レベル１５５に比べて小さくなるように設定している。

ここでこの高周波増幅器１３１は、飽和レベル１５６以上のレベルの信号が入力されても利得限界１５７以上には増幅しない。従ってこの飽和レベル１５６以上のレベルの信号が、この高周波増幅器１３１へ入力されると、この高周波増幅器１３１では歪みを生じ、妨害信号等が発生することとなる。つまりデジタル放送受信時に、希望信号のみのレベルだけで利得制御すると、レベルの大きなアナログ放送信号によって高周波増幅器１３１が歪む場合がある。また高周波増幅器１３１のピーク電圧のレベルだけで利得を制御すると、レベルの大きなアナログ放送信号のレベル１２５に対し出力レベル１５５が出力されるように制御される場合がある。このときには、本来受信したいデジタル信号の出力レベルは小さくなるので受信できなくなってしまう場合がある。

そこで、以上の構成によって、デジタル放送を受信時に受信チャンネルの近傍には前記飽和レベル１５６よりも大きい妨害信号が存在しないと判定された場合には、受信チャンネルのレベル１２４によって高周波増幅器１３１の利得を制御し、前記飽和レベル１５６よりも大きい妨害信号（アナログ放送信号）が存在すると判定された場合には、そのレベル差１２６の大きさに応じ、高周波増幅器１３１の利得カーブ１５４を利得カーブ１５７へと変化させるものである。これにより高周波増幅器１３１への入力信号レベルの飽和は、飽和点１５８となり、アナログ信号１２１の信号レベル１２５に対する出力はレベル１５９となり、高周波増幅器１３１は飽和しないので、高周波増幅器１３１の出力信号の歪みを小さくすることができる。

しかしながら、混合器２６で第１の中間周波数へ周波数変換されたデジタル放送の受信チャンネル１２３の信号レベルは減少量１６０だけ小さくなる。そこで図５に示されるように、中間周波増幅器１３４でその減少量１６０を補うようにその利得１６１を利得１６２へと変化させ、中間周波増幅器１３４からの出力信号レベルを略一定値となるようにするものである。なお、この図５は高周波増幅器１３１への入力信号レベルと中間周波増幅器１３４の利得との関係を示し、横軸は高周波増幅器１３１への入力信号レベル１５０であり、縦軸は中間周波増幅器１３４の利得１６３である。

ここで、本前提例におけるこの誤り訂正部４０は、第１前提例におけるものと同じものを用いており、この誤り訂正部４０のビタビ訂正器４２の出力が判定部４５へ接続されている。この判定部４５では、ビタビ訂正後の信号のビット誤り率が０．０００２以上であるとの旨の信号を制御部４６へ送信する。そしてこの信号を受け取った制御部４６は、利得制御器１４７に対して高周波増幅器１３１と、中間周波増幅器１３４の利得の制御を行うように指示を与えるものである。

以上の構成によって、利得制御器１４７は、受信希望チャンネルのデジタル放送信号の近傍にあるレベルの高い放送信号によってビタビ訂正器４２のビット誤り率が０．０００２以上に悪化した場合に、高周波増幅器１３１と中間周波増幅器１３４との利得を制御することとなる。従って、出力端子４１でのビット誤り率が０ではなくなった時に、高周波増幅器１３１と中間周波増幅器１３４の利得の制御が行われることとなるので、ビット誤り率が安定した高周波受信装置を得ることができる。

また演算器１４５では、メモリ１４１に記憶された高周波増幅器に歪みが生じる限界値と比較し、高周波増幅器１３１の利得を制御するので、受信希望チャンネルのデジタル放送信号の近傍にレベルの高い放送信号があっても、高周波増幅器１３１は飽和状態とならない。従って受信希望チャンネルのレベルを最適となるように制御することができ、高周波増幅器１３１での信号の歪みを小さくすることができるので、ビット誤り率が小さい高周波受信装置を提供することができる。

また、昨今携帯電話や自動車の車内などの移動状態で、デジタル放送を視聴したいニーズが高まってきた。そこで、本前提例におけるデジタル放送受信装置においては、第１中間周波数を１．２ＧＨｚとしているので、９００ＭＨｚ帯、１．５ＧＨｚ帯の周波数が使用される携帯電話や、１．９ＧＨｚ帯の周波数が使用されるＰＨＳなどの携帯機器の影響を互いに及ぼすことがないので、本前提例における高周波受信装置を携帯機器内に搭載しても妨害が生じることは少なくなる。

特に、デジタル信号を移動中に受信する場合、放送局との距離や方向などの電波状況が刻々と変化するので、受信希望チャンネルの受信状態において、常にビット誤り率を判定するとともに受信希望チャンネルを略中心として予め定められた周波数帯域内のアナログ放送信号のピーク電力を検出する構成とし、ビット誤り率が悪化した場合に、検出したピーク電力値に応じて即高周波増幅器あるいは、中間周波増幅器の利得を制御することができる。これにより、移動によって刻々と変化する信号レベルの変化に対し即応できることとなり、ビット誤り率を素早く改善することができる。

さらに、本前提例においてはレベル判定器１４６によってピーク電力検出器１４４の出力による誤差と、レベル検出器１４０の出力との誤差とによって演算をしているが、これは単なる比較器としても良い。この場合、ピーク電力検出器１４４の出力とレベル検出器１４０の出力とを比較し、ピーク電力検出器１４４の出力の方が大きい場合には、利得制御器１４７に対して信号を伝達する。そして、この信号が入力された利得制御器１４７が、高周波増幅器１３１の利得を小さくする方向に制御電圧を微小量変化させる。一方中間周波増幅器１３４に対しては、高周波増幅器１３１の利得を小さくすることにより混合器２６の出力信号レベルの減少を補うように、中間周波増幅器１３４の利得を大きくする方向へ中間周波増幅器１３４の制御電圧を微小量変化させることとなる。

この構成においてはこの演算自体も不要であり、第３の演算器が不要となるので、利得を制御する場合にその応答速度は速くなる。従って、隣接チャンネル信号のレベルが変動したことによるビット誤り率の悪化等を素早く改善することができる。このことは、その信号レベルが刻々と変化するような携帯電話や自動車に高周波信号受信装置を搭載するような場合には重要な点である。

さらにまた、本前提例においてはレベル検出器１４０で希望チャンネルの信号レベルを検出しているが、これはピーク電力検出器１４４で検出しても良い。その場合、ピーク電力検出器１４４で希望チャンネルの信号のレベルも読み取る構成とし、演算器１４２へ出力すればよい。

なお、本前提例においては、受信チャンネルの信号レベルを検出するために、ＳＡＷフィルタ１３６の出力によって希望チャンネルの信号レベルを検出しているが、これはレベル検出器１４０によって希望チャンネルの周波数レベルを読み取る構成とすれば、レベル検出器１４０へピーク電力検出器１４４の入力を分割して入力しても良い。この場合、ＳＡＷフィルタ１３６によるロス分だけ信号レベルが小さくならないので、精度の良い検出ができる。

なお、本前提例においてはレベル検出器１４０、演算器１４２、ピーク電力検出器１４４、第２の演算器１４５やレベル判定器１４６は回路によって構成しているが、これらの各動作をプログラムにおける各手順としてマイコンで実行しても良い。この場合レベル検出器１４０、演算器１４２、ピーク電力検出器１４４、第２の演算器１４５やレベル判定器１４６等の回路を簡素化することができるので、高周波受信装置を小型化かつ安価に実現することができる。

（本発明の第３前提例）
以下、前提例における高周波受信装置について図を用いて説明する。図６は本前提例における高周波受信装置のブロック図である。図６において、図１や図３と同じものについては同じ番号を付し、その説明は簡略化する。図６において、２０は同調アンテナであり、この制御端子２０ｃに与えられる信号に応じて同調周波数を変化させることができるものである。

１７２は、同調アンテナ２０の出力に接続されるとともにその利得を可変制御することができる高周波増幅器である。１７３はその一方の入力には高周波増幅器１７２の出力が接続されるとともに、他方の入力には局部発振器１７４の出力が接続された混合器であり、この混合器１７３によって、入力信号を第１の中間周波数へ周波数変換する。そしてＳＡＷフィルタ１３６によって中間周波増幅器１７５の出力信号から不要な信号を除去し、中間周波数のみの信号を得ている。

１７５は、ＳＡＷフィルタ１３６の出力が接続されるとともにその利得を可変制御することができる中間周波増幅器であり、ＳＡＷフィルタ１３６の出力が増幅される。そして、第２の混合器１３７によって第２の中間周波数へ変換され、この中間周波信号を復調部３７で復調している。４０は復調部３７の出力に接続された誤り訂正部であり、この誤り訂正部４０の出力が出力端子４１に接続されている。ここで誤り訂正部４０は、復調部３７の出力に接続されたビタビ訂正器４２と、このビタビ訂正器４２の一方の出力が接続されたリードソロモン訂正器４３とから構成されている。ビタビ訂正器４２の他方の出力には判定部４５が接続され、この判定部４５の出力には制御部４６が接続されている。そしてこれら判定部４５や制御部４６はマイコン４４内に収められている。

ここで第２の演算器１４５は、その一方の入力にフィルタ１４３を介して供給されたピーク電力検出器１４４の出力が供給され、他方の入力にはレベル検出器１４０の出力が接続される。一方演算器１４２はレベル検出器１４０の出力とメモリ１４１の出力が接続される。そしてこれら演算器１４２と第２の演算器１４５の出力がレベル判定器１４６に接続される。そして利得制御器１７９の入力にはレベル判定器１４６の出力とピーク電力検出器の出力と制御部４６の出力とが接続され、この利得制御器１７９の出力はアンテナ２０の同調周波数を変更する制御端子２０ｃへの接続された構成としている。

以上のような構成によって、まず第２の演算器１４５はＳＡＷフィルタの上流から取り出した大きな妨害信号を含んだ信号とＳＡＷフィルタの下流から取り出した妨害信号が抑圧された信号のレベル差を算出し、その算出レベル誤差を出力するものである。一方演算器１４２ではレベル検出器１４０とメモリ１４１の規定値とを比較しその誤差を出力する。

そしてレベル判定器１４６で、演算器１４２と第２の演算器１４５との誤差信号を比較し、それらの差が利得制御器１７９へ出力される。そして利得制御器１７９は、ピーク電力検出器１４４の出力と高周波増幅器１７２が飽和する信号レベルの値を比較する。そして、利得制御器１７９は、ピーク電力検出器１４４からの信号の出力レベルの方が大きい場合、高周波増幅器で信号に歪みが生じると判定し、レベル判定器１４６の信号のレベルに応じて高周波増幅器１７２や中間周波増幅器１７５の利得を制御するものである。なお、本前提例においては、利得制御器１７９がアンテナ２０の同調周波数の制御も行っている。

ここで、もしピーク電力検出器１４４の出力とレベル検出器１４０の出力が同じである場合、そのレベル誤差は０であり、この第２の演算器１４５の出力は０となる。これは受信チャンネルの近傍にレベルの高い信号が存在しないことを示すこととなる。従ってこの構成によって、希望チャンネルの信号よりも高いレベルの信号が希望チャンネルの近傍に存在するかどうかを検知できることとなる。

なお、本前提例における誤り訂正部４０や判定部４５は、第２前提例におけるものと同じものを用いており、判定部４５では、ビタビ訂正による信号のビット誤り率が０．０００２以上である場合に、制御部４６に対しビット誤り率が０．０００２を超えた旨の信号を伝送し、そしてこの信号を受け取った制御部４６は、前記利得制御器１７９に対して高周波増幅器１７２や中間周波増幅器１７５の制御を行う旨の信号を伝送する。

すなわち、判定部４５は、ビット誤り率が０．０００２以上に悪化した場合にのみ、利得制御器１７９に対して高周波増幅器１７２と中間周波増幅器１７５の利得を制御するように指示することとなる。従って、出力端子４１でのビット誤り率が０ではなくなった時に、高周波増幅器１７２と中間周波増幅器１７５の利得の制御が行われることとなるので、ビット誤り率が安定した高周波受信装置を得ることができる。

また、第２前提例と同様に、受信希望チャンネルの受信状態において、常にビット誤り率を判定するとともに受信希望チャンネルを略中心として予め定められた周波数帯域内のアナログ放送信号のピーク電力を検出するので、移動によって刻々と変化する信号レベルの変化に対し即応できることとなり、ビット誤り率を素早く改善することができる。

さらに本前提例においては、利得制御器１７９が同調アンテナ２０の同調周波数の制御も行っているので、利得制御器１７９はレベル判定器より誤差信号を受け取ると、この同調アンテナ２０の同調周波数を希望チャンネルの周波数より微小量だけ変化させ、隣接チャンネルの信号を減衰させる制御を行っている。つまり、これによって希望チャンネルの近傍にある妨害アナログ信号の減衰量を大きくすることができる。しかしながら、同調アンテナ２０の同調周波数を希望チャンネルの周波数から変化させると、希望チャンネル信号に対してもロスが大きくなってしまう。

そこで、本前提例においては第２の演算器１４５の出力が０でない場合、つまり希望チャンネル１２３の近傍にアナログ放送信号１２０あるいはアナログ放送信号１２１が存在する場合に、制御部４６は同調アンテナ２０の同調周波数を希望チャンネルの周波数より微小量だけ変化させるとともに、それによる信号のロスを補うために、高周波増幅器１７２あるいは中間周波増幅器１７５の利得が大きくなる方向へ制御を行う。これにより高周波増幅器１７２へ隣接チャンネルの妨害信号が供給され難くなり、高周波増幅器１７２の歪みは小さくなるので、ビット誤り率を小さくすることができる。

なお、高周波増幅器１７２、混合器１７３、局部発振器１７４とについては不平衡回路としているが、第２前提例と同様に平衡回路としても良い。

（本発明の第４の前提例）
以下、前提例における高周波受信装置について図を用いて説明する。図７は本前提例における高周波受信装置のブロック図である。図７において、図１あるいは図３と同じものについては同じ番号を付し、その説明は簡略化する。

図７において、アンテナ２０は同調アンテナであり、その制御電圧に応じて同調周波数を変化させている。この同調アンテナ２０の出力には高周波増幅器１７２が接続されている。１７３は、高周波増幅器１７２の出力がその一方の入力に接続されると共に他方の入力には局部発振器１７４の出力が接続された混合器であり、この混合器１７３の出力には中間周波増幅器１７５が接続されている。なおこの中間周波増幅器１７５と高周波増幅器１７２とにはその制御端子へ供給する電圧に応じて利得を制御できるようになっている。そして中間周波増幅器１７５の出力がＳＡＷフィルタ１３６に接続される。

１８２は、ＳＡＷフィルタ１３６の出力がその一方の入力に接続されるとともに局部発振器１８１の出力が接続された混合器であり、１８０は、ＳＡＷフィルタ１３６の出力がその一方の入力に接続されるとともに局部発振器１８１の出力が９０度位相器１８３を介して接続された混合器である。

この局部発振器１８１は第１の中間周波数と略同じ発振周波数の信号を発信し、混合器１８０，１８２によって局部発振器１８１の発信信号と第１の中間周波数信号とを混合し、それぞれ位相が９０度異なったＩ，Ｑ信号を直接取り出している。従って別途Ｉ，Ｑ検波器等を設ける必要がないので、安価かつ小型な高周波受信装置を実現することができる。

そして、混合器１８０，１８２の出力のＩ，Ｑ信号は復調器１８７へ供給され、復調される。そして、その復調器１８７は、レベル検出器１８４、演算器１８５、レベル判定器１８９と利得制御器１９０と同じ１つのマイコンの内に収納されている。従って小型な高周波受信装置を実現することができる。なお、レベル検出器１８４は、復調器１８７の信号のレベルとメモリ１８６に記憶された規定値との誤差を算出するものである。この規定値は、復調器１８７によって復調される信号が予め定められた信号レベルとなる場合の信号のレベルとしている。

次に、１９１はその一方の入力にフィルタ１４３の出力が接続されるとともに、他方の入力にはメモリ１９２が接続されたピークレベル検出器である。なお、このピークレベル検出器１９１の出力は、判定器１８９に接続されている。また、このメモリ１９２内にはアナログ放送として判定するレベルの電力値が収納されており、本前提例においては、デジタル放送信号の強電界下におけるデジタル放送信号の信号レベルを基準値として記憶している。

そして、このピークレベル検出器１９１で、受信チャンネルを除いた隣接の数チャンネル分の帯域のピーク電力を検出し、その検出レベルとメモリ１９２の基準値との差が予め定められた値以上である場合は、歪みを生じる高いレベルのチャンネルが存在するとして、妨害チャンネルが存在する旨の信号をレベル判定器１８９へ伝送する。

レベル判定器１８９はピークレベル検出器１９１から妨害チャンネルがある旨の信号が伝送されない場合には、演算器１８５の誤差出力の有無を示す情報を利得制御器１９０へ伝送する。そしてこの利得制御器１９０では、誤差がある旨の信号を受けた場合には予め定められた電圧分だけ、高周波増幅器１７２と中間周波増幅器１７５の利得を制御する。

そしてレベル判定器１８９は、ピークレベル検出器１９１から妨害チャンネルがある旨の信号を受け取った場合には、妨害チャンネルの有無を示す情報を利得制御器１９０へ伝送する。一方制御部４６は、判定部４５でのビット誤り率が０．０００２を超えたとの判定結果によって、利得制御器１９０へその旨の信号を送る。すると利得制御器１９０では、制御部４６からの信号に基づき予め定められた電圧だけ高周波増幅器１７２と中間周波増幅器１７５との利得制御電圧を変化させ、高周波増幅器１７２の利得を小さくするとともに、中間周波増幅器１７５の利得を高周波増幅器１７２の利得減少分を補うようにその利得を大きくするものである。

また、利得制御器１９０は、受信希望チャンネルのデジタル放送信号の近傍にあるレベルの高い放送信号によってビタビ訂正器４２のビット誤り率が０．０００２以上に悪化した場合に、高周波増幅器１７２と中間周波増幅器１７５との利得を制御することとなる。従って、出力端子４１でのビット誤り率が０ではなくなった時に、高周波増幅器１７２と中間周波増幅器１７５との利得の制御が行われることとなるので、ビット誤り率が安定した高周波受信装置を得ることができる。

さらにピークレベル検出器１９１では、検出されたピークレベルとメモリ１９２に記憶された限界値との差に応じて、高周波増幅器１７２の利得を制御するので、受信希望チャンネルのデジタル放送信号の近傍にレベルの高い放送信号があっても、高周波増幅器１７２は飽和状態とならない。従って受信希望チャンネルのレベルを最適となるように制御することができ、高周波増幅器１７２での信号の歪みを小さくすることができるので、ビット誤り率が小さい高周波受信装置を提供することができる。

（本発明の第５の前提例）
以下、本前提例における高周波受信装置について図を用いて説明する。本前提例は、シングルコンバージョンチューナである。図８は本前提における高周波受信装置のブロック図である。図８において、図１あるいは図３と同じものについては同じ番号を付し、その説明は簡略化する。図８において、２００はアンテナ１に接続されたアンテナフィルタであり、このアンテナフィルタ２００は希望チャンネルの周波数がその同調周波数となる単同調型フィルタとしている。そしてこのアンテナフィルタ２００の出力が高周波増幅器１７２に接続されている。

２０１は、高周波増幅器１７２での出力が接続されて、増幅された信号が供給される段間フィルタであり、同調回路を２つ有した複同調型フィルタである。なお、複同調型フィルタ２０１は、同調点が２箇所にあるため、希望チャンネルの周波数がその通過帯域の略中心となるようにそれぞれの同調点を調整している。

２０２は、段間フィルタ２０１の出力がその一方の入力に接続されるとともに、他方の入力には周波数可変局部発振器２０３の出力が接続される混合器である。この混合器２０２では入力された高周波信号のうちの希望チャンネル信号を、約５７ＭＨｚの中間周波数へ変換している。

２０４は混合器２０２の出力が接続されるＳＡＷフィルタであり、このＳＡＷフィルタ２０４の通過帯域は約６ＭＨｚであり、その中心の周波数は略中間周波数である５７ＭＨｚとし、隣接信号等６ＭＨｚ以上離れた信号を確実に減衰させている。

２０５は、ＳＡＷフィルタ２０４の出力が接続されるとともに、その制御端子２０５ａに供給される電圧に応じてその増幅する利得を可変できる中間周波増幅器である。この中間周波増幅器２０５では中間周波数信号のみが入力されるので、この中間周波増幅器２０５が妨害のアナログ放送信号で飽和することはなく、中間周波増幅器２０５の歪みを小さくすることができる。ただし、アンテナフィルタ２００や、段間フィルタ２０１さらにＳＡＷフィルタ２０４等によって信号がロスされるので、この中間周波増幅器２０５はＮＦが良いトランジスタを用いる必要がある。

２０６は、中間周波増幅器２０５の出力が接続されるアナログ・デジタル変換器である。そしてこのデジタルに変換された信号が復調器２０７へ供給され、この復調器２０７で復調された信号が誤り訂正部４０へ出力される。そしてこの誤り訂正部４０の一方の出力は出力端子４１へ接続され、他方の出力は判定部４５へ接続される。そしてこの判定部４５の出力が制御部４６へ接続される。

ここで２１０は、復調器２０７の出力が接続されて、復調器２０７の信号のレベルを検出するレベル検出器である。そして、２１１はその一方の入力にはレベル検出器２１０の出力が接続されるとともに、他方の入力にはメモリ２１２が接続された演算器であり、この演算器２１１は検出された復調器２０７の信号のレベルとメモリ２１２の値との誤差を演算している。なお、メモリ２１２には復調器の最適な信号レベルの値を記憶させておく。つまり、この演算器２１１によってレベル検出器２１０で検出された信号レベルが最適値となっているかどうかを判定することができる。

２１３は、その一方の入力に演算器２１１の出力が接続されるとともに他方の入力には制御部の出力が接続された利得制御器であり、この利得制御器２１３の出力は中間周波増幅器２０５の制御端子２０５ａとに接続されている。従って、この利得制御器２１３は演算器２１１からの誤差信号がある場合、この誤差に応じて制御電圧を変化させ、中間周波増幅器２０５の利得を変化させる。

２１５は、混合器２０２の出力が接続されたピーク電力検出器である。２１６は、ピーク電力検出器２１５の出力がその一方の入力に接続されるとともに、他方の入力にはメモリ２１７が接続されたレベル判定器であり、このメモリ２１７内には高周波増幅器１７２に歪みを生じる限界値のレベルの電力値が基準値として収納されている。そして判定器２１６は、ピーク電力検出器２１５とメモリ２１７内の基準値とのレベル差を演算する。そして、レベル判定器２１６の出力と高周波増幅器１７２の制御端子１７２ａとの間には利得制御器２１８が挿入されている。なお、利得制御器２１３の出力はこの利得制御器２１８へも供給される構造としてある。

以下、本前提例の動作について説明する。アンテナフィルタ２００へ入力された信号は、希望チャンネルの周波数がその同調周波数であるので、希望チャンネルの信号以外は減衰される。しかしながら、このアンテナフィルタ２００は信号のロスを小さくし、ＮＦを良くするために、単同調回路を用いているので、希望チャンネル周波数より６ＭＨｚしか離れていない隣接チャンネルの信号は１０ｄＢ程度しか減衰しない。一方アナログ放送とデジタル放送では略４０ｄＢ以上のレベル差があるため、アンテナフィルタ２００を通過しても隣接チャンネルの信号の方がそのレベルは大きいままとなっている。

そこで本前提例では、ピーク電力検出器２１５で、受信チャンネルを除いた隣接数チャンネル分の帯域のピーク電力を検出し、このピーク電力検出器で検出された信号レベルがメモリ２１７の基準値以上である場合は、高周波増幅器１７２が歪むと判定し、そのレベル差を利得制御器２１８へ出力するものである。そして利得制御器２１８は受け取った誤差に応じて、高周波増幅器１７２の制御端子の制御電圧を変化させるものである。

一方演算器２１１は、レベル検出器２１０で検出された信号レベルと最適値との誤差信号を利得制御器２１３へ出力し、中間周波増幅器２０５の利得が制御される。

ここで、利得制御器２１８はレベル判定器２１６からの信号に応じて高周波増幅器１７２の利得を制御する。このとき、妨害信号のレベルが大きすぎるような場合に、利得制御器２１８は高周波増幅器１７２の利得が小さくなってしまい、下流の中間周波増幅器２０５の最大利得でも復調部の電圧が所定の値とならないようなことが発生し、信号のＮＦが悪化しビット誤り率が悪化する。そこで、本前提例においては、中間周波増幅器２０５の利得が最大利得（制御電圧が最大電圧）である場合には、利得制御器２１３は利得制御器２１８に電圧を増やし、高周波増幅器１７２の利得を大きくするように指示をする。

以上の構成によって、利得制御器２１８は、受信希望チャンネルのデジタル放送信号の近傍にあるレベルの高い放送信号によってビタビ訂正器４２のビット誤り率が０．０００２以上に悪化した場合に、高周波増幅器１７２と中間周波増幅器２０５との利得を制御することとなる。従って、出力端子４１でのビット誤り率が０ではなくなった時に、高周波増幅器１７２と中間周波増幅器２０５の利得の制御が行われることになるので、ビット誤り率が安定した高周波受信装置を得ることができる。

また、ピーク電力検出器２１５が受信希望チャンネル信号を略中心としてある規定の周波数帯域内に存在するチャンネル信号のレベルを検出し、このレベルが受信希望チャンネルの信号よりも大きい場合、この利得制御器２１８が高周波増幅器に前記レベルの信号が入力されても飽和しないようにその利得を小さくする方向へ制御する。従って受信希望チャンネルのデジタル放送信号の近傍にアナログ放送信号があっても、高周波増幅器１７２が飽和状態とならず、受信希望チャンネルのレベルを最適となるように制御することができるので、ビット誤り率が小さい高周波受信装置を提供することができる。

また、高周波増幅器１７２の上流に単同調フィルタ２００を有しているので、隣接チャンネル等の妨害信号を予め減衰させることができる。従って、高周波増幅器１７２での歪みはさらに発生し難くなる。

（実施の形態１）
図９は、実施の形態１における高周波信号受信装置のブロック図である。図９において、図１、図３と同じものについては同じ番号を付しその説明は簡略化する。まず実施の形態１における選局部２２は、高周波信号が入力される入力端子３０１と、この入力端子３０１に入力された信号が供給される高周波増幅器３０２（ＡＧＣ回路の一例として用いた）と、この高周波増幅器３０２の出力が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には局部発振回路３０８の出力信号が供給される混合器３０７と、この混合器３０７の出力が供給されるフィルタ３０９と、混合器３０７の出力が供給されるＡＧＣ制御回路３０６と、フィルタ３０９の出力が供給される中間周波増幅器３１１（第２のＡＧＣ回路の一例として用いた）と、この中間周波増幅器３１１の出力が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には局部発振回路３１３の出力信号が供給される混合器３１４と、この混合器３１４の出力が供給されるフィルタ３１５とから構成されている。

そしてこの選局部２２の出力が接続された復調部３７には、フィルタ３１５の出力が供給される復調部利得制御器３１６（第２のＡＧＣ回路の他の例として用いた）と、この復調部利得制御器３１６の出力が供給されるＡＤコンバータ３１７と、このＡＤコンバータ３１７の出力が供給されるデジタルフィルタ３１８と、このデジタルフィルタ３１８の出力が供給される復調回路３１９と、デジタルフィルタ３１８の出力が供給されるとともに復調部利得制御器３１６の利得を制御するＡＧＣ制御回路３２１とから構成されている。

なお、ここで３０５は、ＡＧＣ制御回路３２１の出力電圧とＡＧＣ制御回路３０６の出力電圧とが入力に供給されるとともに、その出力電圧が高周波増幅器３０２の利得制御用端子３２２に供給される重み付け回路である。

一方３１０は、ＡＧＣ制御回路３２１の出力電圧とＡＧＣ制御回路３１２の出力電圧とが入力に供給されるとともに、その出力電圧が中間周波増幅器３１１の利得制御用端子３２３に供給される重み付け回路である。

そして前記復調部３７の出力端子３２０には、前提例１と同様に誤り訂正器４０、出力端子４１や判定器４５が接続され、この判定器４５に接続された制御部４６の出力は、第１の重み付け回路３０５と第２の重み付け回路３１０の入力に接続された重み付け制御回路３０４の入力端子３０３へ供給される。

以上のように構成された高周波信号受信装置において、混合器３０７から出力される第１の中間周波数を入力信号より高い周波数とし、混合器３１４から出力される第２の中間周波数を入力信号より低い周波数としたものについて、その動作を説明する。

入力端子３０１に入力される高周波信号レベルは、例えば−７０ｄＢｍ以上になると高周波増幅器３０２の利得制御が働き、−７０ｄＢｍ以下になると高周波増幅器３１１の利得制御が働き、さらにそれ以下になると高周波増幅器３１６の利得制御がそれぞれ働くものとしている。

入力端子３０１には、例えば９０ＭＨｚから７７０ＭＨｚの高周波信号が入力される。この高周波信号は、高周波増幅器３０２で増幅されたあと、局部発振回路３０８の出力とにより混合器３０７で混合されて例えば１２００ＭＨｚの第１の中間周波数に変換されてＡＧＣ制御回路３０６に入力される。また、混合器３０７の出力はフィルタ３０９で希望信号以外の信号が抑圧される。

フィルタ３０９の出力信号は中間周波増幅器３１１で増幅された後、混合器３１４で局部発振回路３１３の出力と混合されて例えば４ＭＨｚの第２の中間周波数に変換され、その後フィルタ３１５で希望信号以外の信号がさらに抑圧され、ＡＧＣ制御回路３１２により中間周波増幅器３１１が利得制御される。

さらに、フィルタ３１５から出力される４ＭＨｚの第２の中間周波数は復調部利得制御器３１６にて増幅され、この復調部利得制御器３１６からの出力はＡＤコンバータ３１７にてデジタル信号に変換された後、デジタルフィルタ３１８により希望信号以外の信号がさらに抑圧されて復調回路３１９に入力される。そしてこの復調回路３１９で復調された出力は、出力端子３２０から出力される。

また、デジタルフィルタ３１８からの出力信号はＡＧＣ制御回路３２１に入力され、このＡＧＣ制御回路３２１からの出力電圧が復調部利得制御器３１６に加えられて復調回路３１９への信号レベルが一定になるように利得制御される。

さらに、制御部４６によってデータ用入力端子３０３に加えられた制御用データは、重み付け制御回路３０４を介して、重み付け回路３０５の重み付け係数および重み付け回路３１０に供給され、夫々の重み付け回路３０５，３１０の重み付け係数をそれぞれ独立に設定することができる。このことにより、隣接チャンネルの妨害信号レベル（ＡＧＣ制御回路３０６の出力）と希望信号レベル（ＡＧＣ制御回路３２１の出力）に対する重み付けを適宜変えることができ、混合器３０７および混合器３１４からの信号レベルを任意に設定することができる。

これにより、希望信号レベルと隣接チャンネルの信号レベルとが入力されるＡＧＣ制御回路３０６からの出力電圧（以降ＶＡＧＣ１と言う）と、フィルタ３０９とフィルタ３１５とデジタルフィルタ３１８により隣接チャンネルの信号レベルが十分に抑圧されて希望信号レベルのみが入力されるＡＧＣ制御回路３２１からの出力電圧（以降ＶＡＧＣ３と言う）とに、それぞれ独立に重み付けをすることにより混合器３０７からの出力信号レベルに対する希望信号レベルと隣接チャンネルの信号レベルとの寄与率を決定できるものである。

また、希望信号レベルとフィルタ３０９により抑圧された隣接チャンネルの信号レベルとが入力されるＡＧＣ制御回路３１２からの出力電圧（以降ＶＡＧＣ２と言う）と、フィルタ３０９とフィルタ３１５とデジタルフィルタ３１８により隣接チャンネルの信号レベルが十分に抑圧されて希望信号レベルのみが入力されるＡＧＣ制御回路３２１からの出力電圧（以降ＶＡＧＣ３と言う）とに、それぞれ独立に重み付けをすることにより混合器３１４からの出力信号レベルに対する希望信号レベルと隣接チャンネルの信号レベルとの寄与率を決定できる。

このとき、ＡＧＣ制御回路３０６からのＶＡＧＣ１とＡＧＣ制御回路３１２からのＶＡＧＣ２とＡＧＣ制御回路３２１からのＶＡＧＣ３及び、重み付け回路３０５の出力電圧（以降ＶＡＧＣ０と言う）と重み付け回路３１０の出力電圧（以降ＶＡＧＣ０’）とは、すべて３Ｖで利得最大とし、０Ｖで利得が最小となるようにしている。また、各重み付け回路３０５，３１０における重み付け係数はすべて０から１までの値で、夫々が独立に設定可能としている。

例えば、重み付け回路３０５の重み付け係数をそれぞれ１とし、重み付け回路３１０の重み付け係数を任意の値とした場合について説明する。ただしここで、入力端子３０１に入力される高周波信号レベルは例えば−７０ｄＢｍ以上になると高周波増幅器３０２の利得制御が、−７０ｄＢｍ以下になると中間周波増幅器３１１の利得制御が、さらに例えば−９０ｄＢｍ以下より小さいレベルでは復調部利得制御器３１６の利得制御がそれぞれ働くものとしている。

まず、希望信号レベルに対して例えば隣接チャンネルのような妨害信号のレベルが小さく無視でき、かつ希望信号レベルが−９０ｄＢｍ以下の場合における高周波信号受信装置のＣ／Ｎについては、−９０ｄＢｍ以下である希望信号レベルによって利得制御されるので、ＶＡＧＣ１が利得最大になるように３Ｖとなり、ＶＡＧＣ３は０Ｖから３Ｖの間となるが、ＶＡＧＣ０は３Ｖ以上にならないので３Ｖとなる。さらにＶＡＧＣ２は３Ｖとなり、ＶＡＧＣ３は０Ｖから３Ｖの間となるが、ＶＡＧＣ０’は３Ｖ以上にならないので３Ｖとなる。

次に、希望信号レベルに対して例えば隣接チャンネルのような妨害信号のレベルが小さく、かつ希望信号レベルが−７０ｄＢｍから−９０ｄＢｍの場合について説明する。この場合には、−７０ｄＢｍから−９０ｄＢｍである希望信号レベルによって利得制御され、ＶＡＧＣ１が利得最大になるように３Ｖに利得制御され、ＶＡＧＣ３は０Ｖから３Ｖの間となるが、ＶＡＧＣ０は３Ｖ以上にならないので３Ｖとなる。さらにＶＡＧＣ２が０から３Ｖで利得制御されて、ＶＡＧＣ３は０Ｖとなるので無視でき、ＶＡＧＣ０’はＶＡＧＣ２により決定される。

図１０は、入力信号レベルに対する高周波信号受信装置の雑音指数を表した図である。図１０において、横軸４１０は信号レベル（ｄＢｍ）であり、縦軸４１１は高周波信号受信装置の雑音指数（ｄＢ）であり、４１２は信号レベルが−７０ｄＢｍの点を示している。図１０において、希望信号レベルが−７０ｄＢｍ以下の入力信号レベルの領域４０１では、高周波増幅器３０２の利得が最大となって高周波増幅器３０２の雑音指数が支配的となるため、一定値で低い雑音指数４０５となる。

図１１は、希望信号レベルに対する高周波信号受信装置のＣ／Ｎを表した図である。図１１において、横軸５１０は希望信号レベル（ｄＢｍ）であり、縦軸５１１は高周波信号受信装置のＣ／Ｎであり、５１２は希望信号レベル−７０ｄＢｍの点である。図１１において、希望信号レベルが−７０ｄＢｍ以下の小さいレベルの領域５０１では、一定値で低い雑音指数４０５（図１０）に対して希望信号レベルが大きくなるため、希望信号レベルに応じてＣ／Ｎが良くなる。この様子を示したものが５０５で示されている。

次に、希望信号レベルに対して例えば隣接チャンネルのような妨害信号のレベルが小さく、かつ希望信号レベルが−７０ｄＢｍ以上の場合における高周波信号受信装置のＣ／Ｎについて説明する。この場合、−７０ｄＢｍ以上である希望信号レベルによって利得制御されるので、ＶＡＧＣ１が利得最大から利得最小になるように例えば０Ｖから３Ｖの間となり、ＶＡＧＣ２は利得最小である０Ｖになるので無視できる。従って、ＶＡＧＣ０はＶＡＧＣ１のみによって決定され、高周波増幅器３０２の利得が制御される。一方中間周波増幅器３１１に対しては、ＶＡＧＣ２が利得最小になるように０Ｖに利得制御され、ＶＡＧＣ２は利得最小である０Ｖに利得制御されるので、ＶＡＧＣ０’はＶＡＧＣ１のみによって利得制御されることとなる。

つまり、図１０において入力信号が−７０ｄＢｍ以上の大きいレベルの領域４０２では、高周波増幅器３０２の利得が小さくなるように利得制御されるので混合器３０７の雑音指数やフィルタ３０９を含めた以降の雑音指数が無視できなくなり、高周波信号受信装置の雑音指数は４０３に示すように徐々に大きくなる。

従って、図１１において希望信号レベルが−７０ｄＢｍ以上の大きい領域５０２では、希望信号レベルは大きくなるが高周波信号受信装置の雑音指数は図１１の領域５０２に示すようにほぼ同じ量だけ悪くなるので、結果として一定のＣ／Ｎ値５０３を示すことになる。

次に、希望信号レベルが例えば−７０ｄＢｍと一定で、隣接チャンネルの信号レベルが−７０ｄＢｍ以下の場合での高周波信号受信装置のＣ／Ｎについて説明する。この場合には、−７０ｄＢｍである希望信号レベルによって利得制御されるので、希望信号レベルが−７０ｄＢｍのときは、ＶＡＧＣ１が利得最大になるように３Ｖで利得制御されるが、ＶＡＧＣ３は利得最小である０Ｖに利得制御されるので無視でき、高周波増幅器３０２の制御電圧はＶＡＧＣ１となり利得が制御される。また中間周波増幅器３１１に対しては、ＶＡＧＣ２は利得最小になるように０Ｖで利得制御されるが、ＶＡＧＣ３は利得最小である０Ｖに利得制御されるので、ＶＡＧＣ０’は０Ｖとなる。

つまり、高周波信号受信装置の雑音指数は図１０の４０４で示すように低い雑音指数を示し、高周波信号受信装置のＣ／Ｎは図１１の５０４で示すように良好な値を示すことになる。

図１２は、希望信号レベルが−７０ｄＢｍ時の隣接チャンネルの信号レベルに対する高周波信号受信装置のＣ／Ｎを表す。図１２において、横軸６１０は隣接チャンネルの信号レベル（ｄＢｍ）であり、縦軸６１１は高周波信号受信装置の雑音指数（ｄＢ）であり、６１２は隣接チャンネルの信号レベルが−７０ｄＢｍの点である。図１２において、隣接チャンネルの信号レベルが−７０ｄＢｍより小さい領域６０１では−７０ｄＢｍである希望信号レベルによる利得制御が支配的となるので高周波信号受信装置のＣ／Ｎは６０４で示すように良好な値を示すことになる。つまり、希望信号レベルより隣接チャンネルの信号レベルが低いために従来例と同じく受信状態に悪い影響を与えないのである。

次に、希望信号レベルが例えば−７０ｄＢｍと一定で、隣接チャンネルの信号レベルが−７０ｄＢｍ以上の場合での高周波信号受信装置のＣ／Ｎについて説明する。この場合には、ＶＡＧＣ１は希望信号レベルより大きい隣接チャンネルの信号レベルに応じて利得最大から利得最小になるように例えば３Ｖから０Ｖの間で高周波増幅器３０２が利得制御されるので、高周波増幅器３０２からは利得制御された隣接チャンネルの信号レベルと小さな希望信号レベルとが出力される。この高周波増幅器３０２からの出力信号のうち隣接チャンネルの信号はフィルタ３０９およびフィルタ３１５および抑圧効果の優れたデジタルフィルタ３１８でほとんど除去されるため、小さな希望信号レベルのみがＡＧＣ制御回路３２１で検出されることになり、ＶＡＧＣ３は小さな希望信号レベルに対して利得最大である３Ｖ側の電圧が出力される。

以上のように、ＶＡＧＣ１は最小利得側である０Ｖに近い電圧となるが、ＶＡＧＣ３は利得最大である３Ｖに近い電圧が出力されるので、ＶＡＧＣ０は、夫々の重み付け係数を適宜設定することにより利得最大側への補正が可能となる。

これらの動作によって、利得最大側に補正されたＶＡＧＣ０により利得制御された高周波増幅器３０２からは隣接チャンネルの信号と小さな希望信号とが出力され、混合器３０７およびフィルタ３０９を介して中間周波増幅器３１１に入力されて隣接チャンネルの信号のみフィルタ３０９で少し抑圧される。

また、ＶＡＧＣ２は、希望信号レベルより大きい隣接チャンネルの信号レベルに応じて利得最大から利得最小になるように例えば３Ｖから０Ｖの間で利得制御されるので、中間周波増幅器３１１からは利得制御された隣接チャンネルの信号レベルと小さな希望信号レベルとが出力される。

さらに、中間周波増幅器３１１からの出力信号のうち隣接チャンネルの信号はフィルタ３１５および抑圧効果の優れたデジタルフィルタ３１８でほとんど除去されるため、隣接チャンネルの信号レベルの大きさに応じた小さな希望信号レベルのみがＡＧＣ制御回路３２１で検出されることになり、ＡＧＣ制御回路３２１の出力電圧ＶＡＧＣ３は小さな希望信号レベルに対して利得最大である３Ｖ側の電圧が出力されることとなる。

従って、ＶＡＧＣ２は隣接チャンネルの信号レベルの大きさに応じた０Ｖから３Ｖの間となり、ＶＡＧＣ３は利得最大である３Ｖに近い電圧が出力されるので、ＶＡＧＣ０’はＶＡＧＣ２に対する重み付け回路３１０とＶＡＧＣ３に対する重み付け回路３１０の重み付け係数を適宜設定することにより利得最大側への補正が可能となる。

ここで、ＶＡＧＣ１に対する重み付け回路３０５の重み付け係数に対してＶＡＧＣ３に対する重み付け回路３１０の重み付け係数を大きくし過ぎると、ＶＡＧＣ０が大きくなり過ぎて高周波増幅器３０２の利得が上がり過ぎることになる。従って、夫々の重み付け係数の値は、混合器３０７でのＩＭ３等による妨害の影響が発生しないような値とすることが重要である。

また、重み付け回路３１０に関して、ＶＡＧＣ２に対する重み付け回路の重み付け係数に対してＶＡＧＣ３に対する重み付け係数を大きくし過ぎると、重み付け回路３１０からの出力電圧ＶＡＧＣ０’が大きくなり、中間周波増幅器３１１の利得が大きくなり過ぎることとなる。従って、夫々の重み付け係数の値は、混合器３１４でのＩＭ３等による妨害の影響が発生しないような値とすることが重要である。

以上により、希望信号レベルに対して隣接チャンネルの信号レベルが大きい場合でも、高周波増幅器３０２の利得は利得最大の方に補正され高周波増幅器３０２の雑音指数が小さくなるので、高周波信号受信装置の雑音指数は改善され、図１０において入力信号レベルが−７０ｄＢｍ以上の領域４０２では、雑音指数は４０６となって従来例４０３に比べて改善される。また、この雑音指数が改善された分だけ高周波信号受信装置のＣ／Ｎは改善される。これによりＣ／Ｎは改善され、図１２に示されるように従来のＣ／Ｎである６０３から６０５へ改善している。

さらに、中間周波増幅器３１１の利得は利得最大の方に補正されるので、高周波信号受信装置の雑音指数は改善され、図１０において入力信号レベルが−７０ｄＢｍ以上の領域４０２では雑音指数は４０７とでき、従来の雑音指数４０６に比べてさらに改善できる。つまり、この雑音指数がさらに改善された分だけ高周波信号受信装置のＣ／Ｎは改善されることとなる。このＣ／Ｎの改善される様子を図１２の６０６で示し、重み付け回路３０５のみである場合のＣ／Ｎ６０５に比べてさらに改善できる。

また、データ端子３０３には制御部４６の出力が接続されており、データ用入力端子３０３に加えられた制御用データを受けて重み付け制御回路３０４を設けることができるので、重み付け回路３０５の重み付け係数を独立に制御部４６から容易に設定することができる。

以上のように、希望信号に対して大きな隣接チャンネルの妨害信号があっても、制御部４６からのデータに基づいて、希望信号レベルと隣接チャンネルの信号レベルに重み付け係数を乗じたものとした重み付け回路３０５からの出力電圧ＶＡＧＣ０によって高周波増幅器３０２を利得制御することにより、高周波信号受信装置のＣ／Ｎを改善でき安定した受信状態の高周波信号受信装置が提供できるものである。

また、本実施の形態１においては、上記利得制御に加え、ビット誤り率の信号を検出し、マイコン等により高周波増幅器３０２の利得制御用の電圧を変化させて隣接チャンネルの妨害信号に対する改善を行っている。これによりさらに高周波増幅器３０２に対して最適な利得制御を行うことができ、隣接チャンネルの妨害信号に対する改善ができるので、刻々と変化する移動中においても安定した受信状態を提供できるものである。なお、本実施の形態１においてはビット誤り率の信号を検出したが、これは復調回路３１９からのＣ／Ｎでも良い。

また、本実施の形態１では、混合器３０７から出力される周波数が入力信号の周波数より高い周波数の場合を説明したが、入力信号の周波数より低い周波数の場合でも全く同じである。さらに、混合器３１４のかわりにダイレクトコンバージョン方式を用いても改善効果は同じである。

以上のように本発明は高速移動時においても受信エラーが少なく、よって携帯機器や自動車用としても活用できる高周波信号受信装置が提供できる。

本発明の第１の前提例における高周波信号受信装置のブロック図 本発明の第２の前提例における高周波受信装置へ入力される信号の模式図 同、高周波受信装置のブロック図 同、高周波増幅器の特性図 同、中間周波増幅器の特性図 本発明の第３前提例における高周波受信装置のブロック図 本発明の第４前提例における高周波受信装置のブロック図 本発明の第５前提例における高周波受信装置のブロック図 実施の形態１における高周波受信装置のブロック図 実施の形態１における高周波増幅器の特性図 同、特性図 同、特性図 従来の高周波信号受信装置のブロック図

符号の説明

３０１ 入力端子
３０２ ＡＧＣ回路
３０５ 重み付け回路
３０６ ＡＧＣ制御回路
３０７ 混合器
３０８ 局部発振回路
３０９ フィルタ
３１９ 復調部
３２２ 利得制御端子

Claims (5)

1. 高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子に入力された信号が供給されるとともに利得制御端子に供給する電圧によって利得が制御できる第１のＡＧＣ回路と、この第１のＡＧＣ回路の出力信号が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には局部発振回路の出力信号が供給される混合器と、この混合器の出力信号が供給される第１のＡＧＣ制御回路および第１のフィルタと、この第１のフィルタの出力信号が供給された出力端子とを備え、前記第１のフィルタの出力信号が供給される第２のＡＧＣ制御回路と、この第２のＡＧＣ制御回路と前記利得制御端子との間に挿入されるとともに、他方の入力に前記第１のＡＧＣ制御回路の出力電圧が接続された重み付け回路とを設け、前記重み付け回路は、前記第１と第２のＡＧＣ制御回路との出力電圧を合成して出力するとともに、希望信号に近接した周波数に前記希望信号のレベルに対してレベルの大きな妨害信号がある場合に前記第１のＡＧＣ回路の利得を大きくする方向へ補正する高周波信号受信装置。
2. 重み付け回路では、第１と第２のＡＧＣ制御回路との出力電圧に対し重み付け係数を設けて合成する請求項１に記載の高周波信号受信装置。
3. 重み付け制御回路には、この重み付け係数を設定するための制御用データを入力するデータ用入力端子を設けた請求項２に記載の高周波信号受信装置。
4. 第１のフィルタと出力端子との間には第２のＡＧＣ回路が挿入されるとともに、前記第１のフィルタの出力信号は前記第２のＡＧＣ回路を介して第２のＡＧＣ制御回路へ供給され、前記第２のＡＧＣ制御回路の出力は前記第２のＡＧＣ回路の利得制御端子へ接続された請求項１に記載の高周波信号受信装置。
5. 第２のＡＧＣ回路と出力端子との間には、希望信号に近接した周波数の妨害信号をさらに抑圧するための第２のフィルタが挿入されるとともに、前記第２のＡＧＣ回路の出力信号は前記第２のフィルタを介して第２のＡＧＣ制御回路へ供給される請求項４に記載の高周波信号受信装置。

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