JP2011130186A - 受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】位相ズレや利得ズレが生じる場合でも、希望信号とイメージ信号との混信を防止する。
【解決手段】互いに位相が直交する第１および第２の局部発振信号を出力する局部発振器３２と、受信信号と第１および第２の局部発振信号とをそれぞれ混合して、所定の中間周波数を有する第１および第２の中間周波数信号を出力する混合器３３，３４と、第１および第２の中間周波数信号のうち、希望信号（イメージ信号）からの成分を通過させ、イメージ信号（希望信号）からの成分を除去する第１（第２）のフィルタ５１（５２）と、第１および第２のフィルタの出力信号レベルを比較する比較器５５と、比較器の比較結果に応じて、第１および第２の局部発振信号の周波数を、希望信号の周波数と中間周波数との差の周波数、または希望信号の周波数と中間周波数との和の周波数に切り替える制御部３１ａと、を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、受信装置に関する。

無線通信において、受信信号は、一般に、フィルタ処理、周波数変換処理、増幅処理などを経たうえで、ベースバンド信号に復調される。特に、受信したＲＦ（Radio Frequency：無線周波数）信号を、ＬＯ（Local Oscillator：局部発振器）からの局部発振信号と混合し、ＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波数）信号に変換する、スーパーヘテロダイン方式の受信装置が一般に知られている。当該スーパーヘテロダイン方式の受信装置では、ＲＦ信号からＩＦ信号への周波数変換処理以降、高周波を扱う回路が不要となっている。

ところで、スーパーヘテロダイン方式の受信装置は、受信対象である希望信号だけでなく、局部発振信号の周波数ｆＬを中心として希望信号の周波数ｆ１と対称な周波数ｆ２（＝２ｆＬ−ｆ１）を有するイメージ信号も受信してしまう。したがって、混信を防止するため、受信したＲＦ信号をＩＦ信号に変換する際に、当該イメージ信号を除去する必要がある。

例えば、特許文献１では、受信したＲＦ信号を互いに位相が直交する一対の局部発振信号とそれぞれ混合し、生成される一対の混合信号の位相をそれぞれ±４５°シフトさせたうえで合成することによって、イメージ信号を除去する高周波回路が開示されている。当該高周波回路において、ＲＦ信号と局部発振信号とは、ギルバートセルを用いたミキサ（混合器）によって混合され、混合信号の位相は、ポリフェイズ・フィルタによってシフトされている。

また、例えば、特許文献２では、同様に生成される一対の混合信号を複素ＢＰＦ（Band-Pass Filter：帯域通過フィルタ）に入力することによって、イメージ信号を除去する受信装置が開示されている。当該受信装置においては、トランスコンダクタンスアンプおよび容量素子からなる、Ｇｍ−Ｃフィルタと呼ばれる高速応答が可能な複素ＢＰＦが用いられている。

このようにして、スーパーヘテロダイン方式の受信装置において、イメージ信号を除去することによって、混信を防止し、受信対象である希望信号のみを受信することができる。

特開２００６−２２９６１９号公報 特開２００８−１６７０００号公報

しかしながら、上記のようなイメージ信号の除去方法では、用いられる部品のばらつきや周囲の温度変化などによって、生成される一対の混合信号に位相ズレや利得ズレが生じる。そして、当該位相ズレや利得ズレによって、一対の混合信号の位相が直交せず、または、振幅が異なると、イメージ信号は完全には除去されず、残存してしまう。そのため、希望信号とイメージ信号とが混信し、受信装置の通信品質が悪化してしまう。

また、ＩＦ信号の周波数をｆ０（＝｜ｆ１−ｆＬ｜＝｜ｆＬ−ｆ２｜）とすると、希望信号とイメージ信号との周波数差Ｄｆは、
Ｄｆ＝｜ｆ１−ｆ２｜＝２｜ｆＬ−ｆ２｜＝２ｆ０
となる。したがって、ＩＦ信号の周波数ｆ０が数十から数百ｋＨｚ程度であるローＩＦ方式の受信装置では、両信号の周波数差Ｄｆが小さく、周波数変換処理以前においてイメージ信号を減衰させることは困難である。そのため、位相ズレや利得ズレによるイメージ信号の残存は、特にローＩＦ方式の受信装置において顕著となる。

前述した課題を解決する主たる本発明は、互いに位相が直交する第１および第２の局部発振信号を出力する局部発振器と、受信信号と前記第１および第２の局部発振信号とをそれぞれ混合して、所定の中間周波数を有する第１および第２の中間周波数信号を出力する混合器と、前記第１および第２の中間周波数信号のうち、受信対象である希望信号からの成分を通過させ、前記第１および第２の局部発振信号の周波数を中心として前記希望信号の周波数と対称な周波数を有するイメージ信号からの成分を除去する第１のフィルタと、前記第１および第２の中間周波数信号のうち、前記イメージ信号からの成分を通過させ、前記希望信号からの成分を除去する第２のフィルタと、前記第１および第２のフィルタの出力信号レベルを比較する比較器と、前記比較器の比較結果に応じて、前記第１および第２の局部発振信号の周波数を、前記希望信号の周波数と前記中間周波数との差の周波数、または前記希望信号の周波数と前記中間周波数との和の周波数に切り替える制御部と、を有することを特徴とする受信装置である。

本発明の他の特徴については、添付図面及び本明細書の記載により明らかとなる。

本発明によれば、位相ズレや利得ズレが生じる場合でも、希望信号とイメージ信号との混信を防止することができる。

本発明の第１実施形態における周波数変換部の構成を示すブロック図である。 本発明の第１および第２実施形態における受信装置全体の構成を示すブロック図である。 位相反転回路４１の具体的な構成の一例を示す回路ブロック図である。 フィルタ５１および５２の動作を説明する図である。 局部発振信号の周波数ｆＬが希望信号の周波数ｆ１より低い下側ヘテロダインにおける希望信号とイメージ信号との関係の一例を示す模式図である。 局部発振信号の周波数ｆＬが希望信号の周波数ｆ１より高い上側ヘテロダインにおける希望信号とイメージ信号との関係の一例を示す模式図である。 本発明の第２実施形態における周波数変換部の構成を示すブロック図である。

本明細書および添付図面の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。

＜第１実施形態＞
＝＝＝受信装置全体の構成＝＝＝
以下、図２を参照して、本発明の第１の実施形態における受信装置全体の構成について説明する。
図２に示されている受信装置は、アンテナ１、ＲＦ増幅部２、周波数変換部３、ＩＦ増幅部６、復調部７、音声処理部８、およびスピーカ９を含んで構成されている。当該受信装置は、例えばＦＭラジオ放送やＡＭラジオ放送の受信に用いられる。

アンテナ１から出力されるＲＦ信号は、ＲＦ増幅部２に入力され、ＲＦ増幅部２から出力されるＲＦａ信号は、周波数変換部３に入力されている。また、周波数変換部３から出力されるＩＦ信号は、ＩＦ増幅部６に入力され、ＩＦ増幅部６から出力されるＩＦａ信号は、復調部７に入力されている。さらに、復調部７から出力されるＡＦ（Audio Frequency：音声周波数）信号は、音声処理部８に入力され、音声処理部８から出力されるＡＦａ信号は、スピーカ９に入力されている。一方、周波数変換部３には、選局信号ＴＮも入力され、周波数変換部３から出力される周波数切り替え信号ＦＳは、音声処理部８に入力されている。

＝＝＝受信装置全体の動作＝＝＝
次に、本実施形態における受信装置全体の動作について説明する。
アンテナ１は、例えばＦＭラジオ放送やＡＭラジオ放送の放送波を受信して、ＲＦ信号を出力する。また、ＲＦ増幅部２は、ＲＦ信号のうち受信対象である希望信号が含まれる周波数帯域を選択的に増幅し、ＲＦａ信号として出力する。そして、周波数変換部３は、ＲＦａ信号を周波数変換して、複素ＢＰＦなどを用いてイメージ信号などを適宜除去したうえで、ＩＦ信号を出力する。なお、周波数変換部３の動作についての詳細な説明は後述する。

例えば、一般的なＦＭラジオ受信装置においては、ＩＦ信号の周波数ｆ０として、１０．７ＭＨｚなどが用いられるが、本実施形態の受信装置は、特に周波数ｆ０が数十から数百ｋＨｚ程度であるローＩＦ方式に好適な構成となっている。なお、ＩＦ信号は、ＩＦ増幅部６以降の構成に応じて、アナログ信号またはデジタル信号として出力される。

ＩＦ増幅部６は、ＩＦ信号を受信状態に応じて適宜増幅し、ＩＦａ信号として出力する。例えば、ＩＦ増幅部６には、ＩＦ信号の信号強度に応じた利得で増幅するＡＧＣ（Automatic Gain Control：自動利得制御）回路や、隣接妨害およびマルチパス妨害などの妨害信号の有無に応じて通過帯域の帯域幅が変化するＢＰＦであるＩＦフィルタが含まれる。また、復調部７は、ＩＦａ信号を復調して、ＡＦ信号を出力する。

音声処理部８は、受信状態に応じてＡＦ信号の音量や音質を制御し、ＡＦａ信号として出力する。例えば、音声処理部８には、ＡＦ信号を受信状態に応じたステレオセパレーション（分離度）でステレオ信号に復調するステレオ復調部や、ＡＦ信号から受信状態に応じた遮断周波数以上の成分を除去するＬＰＦ（Low-Pass Filter：低域通過フィルタ）が含まれる。さらに、音声処理部８は、周波数切り替え信号ＦＳに基づいて、周波数変換部３における局部発振信号の周波数ｆＬの切り替え時にＡＦａ信号を消音する。そして、スピーカ９は、ＡＦａ信号を音声に変換して出力する。

＝＝＝周波数変換部の構成＝＝＝
以下、図１を参照して、本実施形態における周波数変換部の構成について説明する。なお、本実施形態では、同相信号Ｉ１ないしＩ４が、第１の中間周波数信号に相当し、直交信号Ｑ１ないしＱ４が、第２の中間周波数信号に相当する。

図１に示されている周波数変換部３ａは、ＬＯ制御部３１ａ、ＬＯ３２、ミキサ３３、３４、位相反転回路４１、フィルタ５１、５２、加算器５３、５４、およびコンパレータ（比較器）５５を含んで構成されている。

選局信号ＴＮは、ＬＯ制御部３１ａに入力され、ＬＯ制御部３１ａから出力されるＬＯ制御信号ＬＣは、ＬＯ３２に入力されている。また、ＬＯ３２からは、（第１の）局部発振信号Ｌ１および（第２の）局部発振信号Ｌ２が出力されている。一方、ＬＯ制御部３１ａからは、周波数切り替え信号ＦＳも出力されている。

ミキサ３３および３４は、例えば、特許文献１の図６に示されているように、ギルバートセルを用いて構成されている。また、ミキサ３３には、ＲＦａ信号および局部発振信号Ｌ１が入力され、ミキサ３３からは、同相信号Ｉ１が出力されている。一方、ミキサ３４には、ＲＦａ信号および局部発振信号Ｌ２が入力され、ミキサ３４からは、直交信号Ｑ１が出力されている。そして、位相反転回路４１には、同相信号Ｉ１および直交信号Ｑ１が入力され、位相反転回路４１からは、同相信号Ｉ２および直交信号Ｑ２が出力されている。なお、位相反転回路４１の構成についての詳細な説明は後述する。

フィルタ５１および５２は、例えば、特許文献２の図４に示されているように、トランスコンダクタンスアンプおよび容量素子からなる、複素ＢＰＦ（Ｇｍ−Ｃフィルタ）となっている。また、フィルタ５１には、同相信号Ｉ２が複素信号の実部として入力され、直交信号Ｑ２が複素信号の虚部として入力され、フィルタ５１からは、同相信号Ｉ３および直交信号Ｑ３が出力されている。一方、フィルタ５２には、直交信号Ｑ２が複素信号の実部として入力され、同相信号Ｉ２が複素信号の虚部として入力され、フィルタ５２からは、同相信号Ｉ４および直交信号Ｑ４が出力されている。

なお、本実施形態において、フィルタ５１および５２は、同一の特性を有している。また、後述するように、本実施形態では、フィルタ５１は、希望信号成分を通過させ、イメージ信号成分を除去しており、常に第１のフィルタに相当する。一方、フィルタ５２は、イメージ信号成分を通過させ、希望信号成分を除去しており、常に第２のフィルタに相当する。

加算器５３には、同相信号Ｉ３および直交信号Ｑ３が入力され、加算器５３からは、ＩＦ１信号が出力されている。また、周波数変換部３ａは、常に当該ＩＦ１信号をＩＦ信号として出力している。一方、加算器５４には、同相信号Ｉ４および直交信号Ｑ４が入力され、加算器５４からは、ＩＦ２信号が出力されている。さらに、コンパレータ５５の非反転入力には、ＩＦ１信号が入力され、反転入力には、ＩＦ２信号が入力され、コンパレータ５５から出力される比較結果信号ＣＰは、ＬＯ制御部３１ａおよび位相反転回路４１に帰還されている。

＝＝＝位相反転回路の構成の一例＝＝＝
以下、図３を参照して、位相反転回路４１の構成について説明する。
位相反転回路４１は、例えば抵抗Ｒ１ないしＲ１０、（ＮＰＮ）トランジスタＴ１ないしＴ６、電流源Ｓ１、Ｓ２、およびスイッチ回路ＳＷを含んで構成されている。

トランジスタＴ１およびＴ２のベースには、それぞれ同相信号Ｉ１の正側（Ｉ１ｐ）および負側（Ｉ１ｎ）が入力されている。また、抵抗Ｒ２およびＲ４の一端は、それぞれトランジスタＴ１およびＴ２のエミッタに接続され、他端には、いずれもグランド電位に接続された電流源Ｓ１からシンク電流（吸い込み電流）が供給されている。さらに、抵抗Ｒ１およびＲ３の一端は、それぞれトランジスタＴ１およびＴ２のコレクタに接続され、他端は、いずれも電源電位ＶＣＣに接続されている。そして、トランジスタＴ１と抵抗Ｒ１との接続点、およびトランジスタＴ２と抵抗Ｒ３との接続点は、それぞれ同相信号Ｉ２の正側（Ｉ２ｐ）および負側（Ｉ２ｎ）の出力ノードとなっている。

トランジスタＴ３およびＴ４のベースには、それぞれ直交信号Ｑ１の正側（Ｑ１ｐ）および負側（Ｑ１ｎ）が入力されている。また、抵抗Ｒ６およびＲ８の一端は、それぞれトランジスタＴ３およびＴ４のエミッタに接続され、他端には、いずれもスイッチＳＷを介して、グランド電位に接続された電流源Ｓ２からシンク電流が供給されている。さらに、抵抗Ｒ５およびＲ７の一端は、それぞれトランジスタＴ３およびＴ４のコレクタに接続され、他端は、いずれも電源電位ＶＣＣに接続されている。そして、トランジスタＴ３と抵抗Ｒ５との接続点、およびトランジスタＴ４と抵抗Ｒ７との接続点は、それぞれ直交信号Ｑ２の正側（Ｑ２ｐ）および負側（Ｑ２ｎ）の出力ノードとなっている。

トランジスタＴ５およびＴ６のベースには、それぞれ直交信号Ｑ１の正側および負側が入力されている。また、抵抗Ｒ９およびＲ１０の一端は、それぞれトランジスタＴ５およびＴ６のエミッタに接続され、他端には、いずれもスイッチＳＷを介して、電流源Ｓ２からシンク電流が供給されている。そして、トランジスタＴ５のコレクタは、直交信号Ｑ２の負側の出力ノードに接続され、トランジスタＴ６のコレクタは、直交信号Ｑ２の正側の出力ノードに接続されている。

以上のように、電流源Ｓ２から供給されるシンク電流は、スイッチＳＷの状態に応じて、抵抗Ｒ６およびＲ８を介してトランジスタＴ３およびＴ４に供給される、または抵抗Ｒ９およびＲ１０を介してトランジスタＴ５およびＴ６に供給されることとなる。したがって、スイッチＳＷの接続状態が図３の実線の場合と短破線の場合とでは、出力される直交信号Ｑ２の位相が反転することとなる。そのため、同相信号Ｉ２と直交信号Ｑ２との位相関係、すなわち、直交信号Ｑ２の位相が同相信号Ｉ２に対して９０°進んでいるか遅れているかは、スイッチＳＷの状態に応じて反転することとなる。なお、スイッチＳＷは、後述するように、比較結果信号ＣＰによって制御される。

＝＝＝周波数変換部の動作＝＝＝
次に、本実施形態における周波数変換部３ａの動作について説明する。なお、以下の説明においては、ＲＦａ信号に含まれる希望信号およびそのイメージ信号を、それぞれＨ１およびＨ２と表すこととする。

まず、局部発振信号Ｌ１およびＬ２の周波数ｆＬが希望信号Ｈ１の周波数ｆ１より低い下側ヘテロダインの場合の動作について説明する。ここで、一例として、周波数ｆ１を１００ＭＨｚとし、ＩＦ信号の周波数ｆ０を２００ｋＨｚとすると、図５に示すように、周波数ｆＬは、９９．８ＭＨｚとなり、イメージ信号Ｈ２の周波数ｆ２は、９９．６ＭＨｚとなる。したがって、希望信号Ｈ１とイメージ信号Ｈ２との周波数差Ｄｆは、４００ｋＨｚしかなく、アンテナ１およびＲＦ増幅部２においてイメージ信号Ｈ２を十分に減衰させることは困難である。

希望信号Ｈ１の振幅および角周波数を、それぞれＡおよびω１（＝２π×ｆ１）とし、イメージ信号Ｈ２の振幅および角周波数を、それぞれＢおよびω２（＝２π×ｆ２）とすると、希望信号Ｈ１およびイメージ信号Ｈ２は、それぞれ
Ｈ１＝Ａ・ｓｉｎ（ω１・ｔ）、
Ｈ２＝Ｂ・ｓｉｎ（ω２・ｔ）
と表すことができる。なお、ＲＦａ信号に含まれる希望信号Ｈ１およびイメージ信号Ｈ２以外の成分は、ＩＦ増幅部６や復調部７によって除去することができるため、以下の説明においては、ＲＦａ＝Ｈ１＋Ｈ２であるものとする。

ＬＯ制御部３１ａは、選局信号ＴＮに対応する周波数ｆ１に応じて周波数ｆＬを算出し、局部発振信号Ｌ１およびＬ２の周波数が当該算出した周波数ｆＬとなるよう、ＬＯ３２を制御するためのＬＯ制御信号ＬＣを出力する。なお、下側ヘテロダインにおける周波数ｆＬは、ｆＬ＝ｆ１−ｆ０となる。

ＬＯ３２は、互いに位相が直交する局部発振信号Ｌ１およびＬ２を出力する。ここで、局部発振信号Ｌ２の位相がＬ１に対して９０°進んでいるものとし、局部発振信号Ｌ１およびＬ２の角周波数をωＬ（＝２π×ｆＬ）とすると、局部発振信号Ｌ１およびＬ２は、それぞれ
Ｌ１＝ｓｉｎ（ωＬ・ｔ）、
Ｌ２＝ｃｏｓ（ωＬ・ｔ）
と表すことができる。

ミキサ３３は、ＲＦａ信号と局部発振信号Ｌ１とを混合して、同相信号Ｉ１を出力する。なお、ミキサ３３の出力信号には、周波数ｆ１およびｆ２と、周波数ｆＬとの和（ｆ１＋ｆＬ、ｆ２＋ｆＬ）の周波数成分も含まれるが、当該和の周波数成分は、フィルタ５１および５２や復調部７によって除去することができる。したがって、同相信号Ｉ１においては、周波数ｆ１およびｆ２と、周波数ｆＬとの差（ｆ１−ｆＬ＝ｆＬ−ｆ２＝ｆ０）の周波数成分のみを考慮すればよく、ＩＦ信号の角周波数をω０（＝２π×ｆ０）とすると、同相信号Ｉ１は、
Ｉ１＝Ｒｆａ×Ｌ１
＝（Ａ／２）・ｃｏｓ（ω０・ｔ）＋（Ｂ／２）・ｃｏｓ（ω０・ｔ）
と表すことができる。

ミキサ３４は、ＲＦａ信号と局部発振信号Ｌ２とを混合して、直交信号Ｑ１を出力する。したがって、同相信号Ｉ１の場合と同様に計算すると、直交信号Ｑ１は、
Ｑ１＝Ｒｆａ×Ｌ２
＝（Ａ／２）・ｃｏｓ（ω０・ｔ）−（Ｂ／２）・ｃｏｓ（ω０・ｔ）
と表すことができる。

前述したように、位相反転回路４１は、直交信号Ｑ１の位相を比較結果信号ＣＰに応じて反転する。ここで、下側ヘテロダインの場合には、図３におけるスイッチＳＷの接続状態が実線のようになるものとすると、同相信号Ｉ１と直交信号Ｑ１との位相関係は、位相反転回路４１によって変化しない。したがって、Ｉ２＝Ｉ１、Ｑ２＝Ｑ１であるものとする。

複素ＢＰＦであるフィルタ５１には、前述したように、同相信号Ｉ２が複素信号の実部として入力され、直交信号Ｑ２が複素信号の虚部として入力されている。したがって、虚数単位をｊとすると、フィルタ５１に入力される複素信号は、
Ｉ２＋ｊＱ２＝Ｉ１＋ｊＱ１
＝（Ａ／２）・ｅｘｐ（ｊ・ω０・ｔ）
＋（Ｂ／２）・ｅｘｐ（−ｊ・ω０・ｔ）
と表すことができる。

また、フィルタ５１は、例えば図４に示すように、周波数ｆ０を中心とする正の周波数成分のみを通過させ、負の周波数成分は遮断する。なお、図４においては、一例として、帯域幅を１８０ｋＨｚとしている。したがって、フィルタ５１から出力される複素信号は、
Ｉ３＋ｊＱ３＝（Ａ／２）・ｅｘｐ（ｊ・ω０・ｔ）
となり、イメージ信号成分が除去される。そして、加算器５３は、同相信号Ｉ３と直交信号Ｑ３とを加算し、希望信号成分が含まれるＩＦ１信号を出力する。

一方、複素ＢＰＦであるフィルタ５２には、前述したように、直交信号Ｑ２が複素信号の実部として入力され、同相信号Ｉ２が複素信号の虚部として入力されている。したがって、フィルタ５２に入力される複素信号は、
Ｑ２＋ｊＩ２＝Ｑ１＋ｊＩ１
＝ｊ・（Ｉ１−ｊＱ１）
＝（Ａ／２）・ｊ・ｅｘｐ（−ｊ・ω０・ｔ）
＋（Ｂ／２）・ｊ・ｅｘｐ（ｊ・ω０・ｔ）
と表すことができる。

また、前述したように、フィルタ５２は、フィルタ５１と同一の特性を有しているため、フィルタ５２から出力される複素信号は、
Ｉ４＋ｊＱ４＝（Ｂ／２）・ｊ・ｅｘｐ（ｊ・ω０・ｔ）
となり、希望信号成分が除去される。そして、加算器５４は、同相信号Ｉ４と直交信号Ｑ４とを加算し、イメージ信号成分が含まれるＩＦ２信号を出力する。

コンパレータ５５は、ＩＦ１信号およびＩＦ２信号のレベルを比較し、比較結果信号ＣＰを出力する。なお、比較結果信号ＣＰは、ＩＦ２信号のレベルがＩＦ１信号のレベルより高い場合に、ロー・レベルとなる。

前述したように、周波数変換部３ａは、フィルタ５１によってイメージ信号成分を除去し、ＩＦ１信号をＩＦ信号として出力することができる。しかしながら、同相信号Ｉ２および直交信号Ｑ２に位相ズレや利得ズレが生じている場合、イメージ信号成分は完全には除去されず、ＩＦ１信号に残存してしまう。そして、希望信号Ｈ１の振幅Ａに対してイメージ信号Ｈ２の振幅Ｂが相対的に大きくなるほど、ＩＦ１信号に残存するイメージ信号成分の割合も大きくなり、混信が生じ得る。

本実施形態では、例えば、下側ヘテロダインの場合に比較結果信号ＣＰがロー・レベルとなると、局部発振信号Ｌ１およびＬ２の周波数ｆＬが希望信号Ｈ１の周波数ｆ１より高い上側ヘテロダインへと切り替えることによって、混信を防止している。この場合、図６に示すように、周波数ｆＬは、１００．２ＭＨｚとなり、イメージ信号Ｈ２の周波数ｆ２は、１００．４ＭＨｚとなる。したがって、下側ヘテロダインの場合におけるイメージ信号、すなわち、９９．６ＭＨｚの周波数を有する信号が、希望信号Ｈ１と混信することはない。以下、下側ヘテロダインから上側ヘテロダインへと切り替わる場合の具体的な動作について説明する。

前述したように、下側ヘテロダインにおいて、ＬＯ制御部３１ａは、ｆＬ＝ｆ１−ｆ０となるようなＬＯ制御信号ＬＣを出力している。そして、比較結果信号ＣＰがロー・レベルとなると、ＬＯ制御部３１ａは、ｆＬ＝ｆ１＋ｆ０となるようなＬＯ制御信号ＬＣを出力し、上側ヘテロダインへと切り替える。

下側ヘテロダインの場合と同様に、ミキサ３３および３４は、ＲＦａ信号と局部発振信号Ｌ１およびＬ２とをそれぞれ混合して、同相信号Ｉ１および直交信号Ｑ１を出力する。一方、上側ヘテロダインにおいて、周波数ｆ１およびｆ２と、周波数ｆＬとの差の周波数は、ｆＬ−ｆ１＝ｆ２−ｆＬ＝ｆ０となるため、同相信号Ｉ１および直交信号Ｑ１は、それぞれ
Ｉ１＝（Ａ／２）・ｃｏｓ（ω０・ｔ）＋（Ｂ／２）・ｃｏｓ（ω０・ｔ）、
Ｑ１＝−（Ａ／２）・ｃｏｓ（ω０・ｔ）＋（Ｂ／２）・ｃｏｓ（ω０・ｔ）
と表すことができる。

前述したように、下側ヘテロダインにおいて、位相反転回路４１は、図３におけるスイッチＳＷの接続状態が実線のようになっており、同相信号Ｉ１と直交信号Ｑ１との位相関係は、変化していない。そして、比較結果信号ＣＰがロー・レベルとなると、位相反転回路４１は、図３におけるスイッチＳＷの接続状態を短破線のように切り替え、直交信号Ｑ１の位相を反転する。したがって、上側ヘテロダインにおいては、Ｉ２＝Ｉ１、Ｑ２＝−Ｑ１であるものとする。

下側ヘテロダインの場合と同様に、複素ＢＰＦであるフィルタ５１および５２には、同相信号Ｉ２および直交信号Ｑ２が複素信号として入力され、フィルタ５１および５２に入力される複素信号は、それぞれ
Ｉ２＋ｊＱ２＝Ｉ１−ｊＱ１
＝（Ａ／２）・ｅｘｐ（ｊ・ω０・ｔ）
＋（Ｂ／２）・ｅｘｐ（−ｊ・ω０・ｔ）、
Ｑ２＋ｊＩ２＝−Ｑ１＋ｊＩ１
＝ｊ・（Ｉ１＋ｊＱ１）
＝（Ａ／２）・ｊ・ｅｘｐ（−ｊ・ω０・ｔ）
＋（Ｂ／２）・ｊ・ｅｘｐ（ｊ・ω０・ｔ）
と表すことができる。

また、フィルタ５１および５２から出力される複素信号は、それぞれ
Ｉ３＋ｊＱ３＝（Ａ／２）・ｅｘｐ（ｊ・ω０・ｔ）、
Ｉ４＋ｊＱ４＝（Ｂ／２）・ｊ・ｅｘｐ（ｊ・ω０・ｔ）
となる。したがって、下側ヘテロダインの場合と同様に、フィルタ５１および５２は、それぞれイメージ信号成分および希望信号成分を除去し、加算器５３および５４は、それぞれ希望信号成分が含まれるＩＦ１信号およびイメージ信号成分が含まれるＩＦ２信号を出力する。

前述したように、コンパレータ５５は、ＩＦ１信号およびＩＦ２信号のレベルを比較し、ＩＦ２信号のレベルがＩＦ１信号のレベルより高い場合にロー・レベルとなる比較結果信号ＣＰを出力する。

一方、上側ヘテロダインにおいて比較結果信号ＣＰがロー・レベルとなると、ＬＯ制御部３１ａは、ｆＬ＝ｆ１−ｆ０となるようなＬＯ制御信号ＬＣを出力し、下側ヘテロダインへと切り替える。また、位相反転回路４１は、図３におけるスイッチＳＷの接続状態を実線のように切り替え、直交信号Ｑ１の位相を反転しない。

このようにして、本実施形態の周波数変換部３ａは、ＩＦ２信号のレベルがＩＦ１信号のレベルより高い場合に、下側ヘテロダイン（ｆＬ＝ｆ１−ｆ０）と上側ヘテロダイン（ｆＬ＝ｆ１＋ｆ０）とを切り替えることによって、混信を防止することができる。

なお、ＬＯ制御部３１ａは、例えば、下側ヘテロダインと上側ヘテロダインとの切り替え時、すなわち、周波数ｆＬの切り替え時にハイ・レベルとなる周波数切り替え信号ＦＳを出力している。そして、音声処理部８は、周波数切り替え信号ＦＳがハイ・レベルの間、ＡＦａ信号を消音することによって、周波数ｆＬの切り替え時にスピーカ９から雑音が出力されるのを防止することができる。

＜第２実施形態＞
＝＝＝周波数変換部の構成＝＝＝
本発明の第２の実施形態における受信装置全体の構成および動作は、第１実施形態の受信装置全体の構成および動作と同様である。

以下、図７を参照して、本実施形態における周波数変換部の構成について説明する。なお、本実施形態では、同相信号Ｉ１、Ｉ３、およびＩ４が、第１の中間周波数信号に相当し、直交信号Ｑ１、Ｑ３、およびＱ４が、第２の中間周波数信号に相当する。

図７に示されている周波数変換部３ｂは、第１実施形態の周波数変換部３ａに対して、ＬＯ制御部３１ａの代わりにＬＯ制御部３１ｂを含み、また、位相反転回路４１の代わりにマルチプレクサ（選択回路）４２を含んで構成されている。

選局信号ＴＮは、ＬＯ制御部３１ｂに入力され、ＬＯ制御部３１ｂから出力されるＬＯ制御信号ＬＣは、ＬＯ３２に入力されている。また、ＬＯ３２からは、局部発振信号Ｌ１およびＬ２が出力されている。一方、ＬＯ制御部３１ｂからは、周波数切り替え信号ＦＳおよび上下選択信号ＵＬも出力されている。

第１実施形態と同様に、ミキサ３３には、ＲＦａ信号および局部発振信号Ｌ１が入力され、ミキサ３４には、ＲＦａ信号および局部発振信号Ｌ２が入力され、ミキサ３３および３４からは、それぞれ同相信号Ｉ１および直交信号Ｑ１が出力されている。また、本実施形態では、同相信号Ｉ１および直交信号Ｑ１が直接フィルタ５１および５２に入力されている。

フィルタ５１には、同相信号Ｉ１が複素信号の実部として入力され、直交信号Ｑ１が複素信号の虚部として入力され、フィルタ５１からは、同相信号Ｉ３および直交信号Ｑ３が出力されている。一方、フィルタ５２には、直交信号Ｑ１が複素信号の実部として入力され、同相信号Ｉ１が複素信号の虚部として入力され、フィルタ５２からは、同相信号Ｉ４および直交信号Ｑ４が出力されている。

なお、第１実施形態と同様に、本実施形態においても、フィルタ５１および５２は、同一の特性を有している。また、後述するように、本実施形態では、下側ヘテロダインの場合と上側ヘテロダインの場合とで、第１および第２のフィルタに相当するフィルタが入れ替わる。

加算器５３には、同相信号Ｉ３および直交信号Ｑ３が入力され、加算器５３からは、ＩＦ３信号が出力されている。一方、加算器５４には、同相信号Ｉ４および直交信号Ｑ４が入力され、加算器５４からは、ＩＦ４信号が出力されている。また、コンパレータ５５の非反転入力には、ＩＦ３信号が入力され、反転入力には、ＩＦ４信号が入力され、コンパレータ５５から出力される比較結果信号ＣＰは、ＬＯ制御部３１ｂに帰還されている。さらに、マルチプレクサ４２のデータ入力には、ＩＦ３信号およびＩＦ４信号が入力され、選択制御入力には、上下選択信号ＵＬが入力されている。そして、マルチプレクサ４２から出力されるＩＦ信号は、当該周波数変換部３ｂから出力されている。

＝＝＝周波数変換部の動作＝＝＝
次に、本実施形態における周波数変換部３ｂの動作について説明する。
まず、下側ヘテロダインの場合の動作について説明する。
第１実施形態において、下側ヘテロダインの場合には、同相信号Ｉ１と直交信号Ｑ１との位相関係は、位相反転回路４１によって変化していない。したがって、本実施形態においても、第１実施形態と同様に、イメージ信号成分は、第１のフィルタに相当するフィルタ５１によって除去され、希望信号成分は、第２のフィルタに相当するフィルタ５２によって除去される。そのため、本実施形態におけるＩＦ３信号およびＩＦ４信号は、それぞれ第１実施形態におけるＩＦ１信号およびＩＦ２信号と等しくなる。また、比較結果信号ＣＰは、ＩＦ４信号のレベルがＩＦ３信号のレベルより高い場合に、ロー・レベルとなる。

マルチプレクサ４２は、現在の周波数ｆＬを示す上下選択信号ＵＬに応じて、ＩＦ３信号またはＩＦ４信号の何れか一方を選択して、ＩＦ信号として出力する。より具体的には、上下選択信号ＵＬは、上側ヘテロダインまたは下側ヘテロダインを示し、例えば、上側ヘテロダインの場合にハイ・レベルとなり、下側ヘテロダインの場合にロー・レベルとなる。そして、下側ヘテロダインの場合には、マルチプレクサ４２は、ＩＦ３信号をＩＦ信号として出力する。

次に、下側ヘテロダインから上側ヘテロダインへと切り替わる場合の動作について説明する。
下側ヘテロダインにおいて、ＬＯ制御部３１ｂは、ｆＬ＝ｆ１−ｆ０となるようなＬＯ制御信号ＬＣを出力している。そして、比較結果信号ＣＰがロー・レベルとなると、ＬＯ制御部３１ｂは、ｆＬ＝ｆ１＋ｆ０となるようなＬＯ制御信号ＬＣを出力し、上側ヘテロダインへと切り替える。

前述したように、本実施形態では、同相信号Ｉ１および直交信号Ｑ１が直接フィルタ５１および５２に入力されているため、フィルタ５１および５２に入力される複素信号は、それぞれ
Ｉ１＋ｊＱ１＝（Ａ／２）・ｅｘｐ（−ｊ・ω０・ｔ）
＋（Ｂ／２）・ｅｘｐ（ｊ・ω０・ｔ）、
Ｑ１＋ｊＩ１＝ｊ・（Ｉ１−ｊＱ１）
＝（Ａ／２）・ｊ・ｅｘｐ（ｊ・ω０・ｔ）
＋（Ｂ／２）・ｊ・ｅｘｐ（−ｊ・ω０・ｔ）
と表すことができる。

また、フィルタ５１および５２から出力される複素信号は、それぞれ
Ｉ３＋ｊＱ３＝（Ｂ／２）・ｅｘｐ（ｊ・ω０・ｔ）、
Ｉ４＋ｊＱ４＝（Ａ／２）・ｊ・ｅｘｐ（ｊ・ω０・ｔ）
となる。したがって、イメージ信号成分は、フィルタ５２によって除去され、希望信号成分は、フィルタ５１によって除去される。すなわち、上側ヘテロダインの場合には、フィルタ５２が第１のフィルタに相当し、フィルタ５１が第２のフィルタに相当する。さらに、加算器５３は、イメージ信号成分が含まれるＩＦ３信号を出力し、加算器５４は、希望信号成分が含まれるＩＦ４信号を出力する。そして、上側ヘテロダインの場合には、マルチプレクサ４２は、ＩＦ４信号をＩＦ信号として出力する。

一方、上側ヘテロダインの場合には、比較結果信号ＣＰがハイ・レベルとなると、すなわち、ＩＦ３信号のレベルがＩＦ４信号のレベルより高くなると、ＬＯ制御部３１ｂは、下側ヘテロダインへと切り替える。

このようにして、本実施形態の周波数変換部３ｂは、比較結果信号ＣＰと、現在上側ヘテロダインであるか下側ヘテロダインであるかとに応じて、下側ヘテロダインと上側ヘテロダインとを切り替えることによって、混信を防止することができる。

前述したように、周波数変換部３において、同相信号および直交信号からイメージ信号成分を除去する第１のフィルタの出力信号レベルと、希望信号成分を除去する第２のフィルタの出力信号レベルとの比較結果に応じて、下側ヘテロダインと上側ヘテロダインとを切り替えることによって、位相ズレや利得ズレが生じる場合でも、希望信号Ｈ１とイメージ信号Ｈ２との混信を防止することができる。

また、第１および第２のフィルタを、同相信号および直交信号が複素信号として入力される複素ＢＰＦとすることによって、入力信号の正または負の周波数成分の何れか一方のみを通過させて、イメージ信号成分または希望信号成分を除去することができる。

また、周波数変換部３ａにおいて、直交信号Ｑ１の位相を比較結果信号ＣＰに応じて反転し、フィルタ５２に対して同相信号Ｉ２と直交信号Ｑ２とを入れ替えて入力することによって、同一の特性を有するフィルタ５１および５２を用いて、それぞれイメージ信号成分および希望信号成分を除去することができる。

また、周波数変換部３ｂにおいて、比較結果信号ＣＰと、現在上側ヘテロダインであるか下側ヘテロダインであるかとに応じて、下側ヘテロダインと上側ヘテロダインとを切り替えることによって、位相反転回路を用いることなく、同一の特性を有するフィルタ５１および５２を用いて、それぞれイメージ信号成分および希望信号成分を除去することができる。

また、下側ヘテロダインと上側ヘテロダインとの切り替え時にハイ・レベルとなる周波数切り替え信号ＦＳを出力し、周波数切り替え信号ＦＳがハイ・レベルの間、ＡＦａ信号を消音することによって、周波数ｆＬの切り替え時にスピーカ９から雑音が出力されるのを防止することができる。

なお、上記実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得るとともに、本発明にはその等価物も含まれる。

上記実施形態では、フィルタ５１および５２が同一の特性を有しており、フィルタ５２に対して同相信号と直交信号とを入れ替えて入力しているが、これに限定されるものではない。例えば、両フィルタに対して同相信号および直交信号を同様に入力し、一方のフィルタが正の周波数成分（図４において実線の部分）のみを通過させ、他方のフィルタが負の周波数成分（図４において短破線の部分）のみを通過させてもよい。この場合も、何れか一方のフィルタによってイメージ信号成分を除去し、他方のフィルタによって希望信号成分を除去することができる。

上記実施形態では、周波数切り替え信号ＦＳは、下側ヘテロダインと上側ヘテロダインとの切り替え時にハイ・レベルとなっているが、これに限定されるものではない。さらに、選局信号ＴＮに応じた周波数ｆ１の変更に伴って周波数ｆＬが変動する場合に、周波数切り替え信号ＦＳをハイ・レベルとしてもよい。

１ アンテナ
２ ＲＦ（無線周波数）増幅部
３、３ａ、３ｂ 周波数変換部
６ ＩＦ（中間周波数）増幅部
７ 復調部
８ 音声処理部
９ スピーカ
３１ａ、３１ｂ ＬＯ（局部発振器）制御部
３２ ＬＯ（局部発振器）
３３、３４ ミキサ（混合器）
４１ 位相反転回路
４２ マルチプレクサ（選択回路）
５１、５２ フィルタ
５３、５４ 加算器
５５ コンパレータ（比較器）
Ｒ１〜Ｒ１０ 抵抗
Ｔ１〜Ｔ６ （ＮＰＮ）トランジスタ
Ｓ１、Ｓ２ 電流源
ＳＷ スイッチ

Claims (5)

1. 互いに位相が直交する第１および第２の局部発振信号を出力する局部発振器と、
   受信信号と前記第１および第２の局部発振信号とをそれぞれ混合して、所定の中間周波数を有する第１および第２の中間周波数信号を出力する混合器と、
   前記第１および第２の中間周波数信号のうち、受信対象である希望信号からの成分を通過させ、前記第１および第２の局部発振信号の周波数を中心として前記希望信号の周波数と対称な周波数を有するイメージ信号からの成分を除去する第１のフィルタと、
   前記第１および第２の中間周波数信号のうち、前記イメージ信号からの成分を通過させ、前記希望信号からの成分を除去する第２のフィルタと、
   前記第１および第２のフィルタの出力信号レベルを比較する比較器と、
   前記比較器の比較結果に応じて、前記第１および第２の局部発振信号の周波数を、前記希望信号の周波数と前記中間周波数との差の周波数、または前記希望信号の周波数と前記中間周波数との和の周波数に切り替える制御部と、
   を有することを特徴とする受信装置。
2. 前記第１および第２のフィルタは、前記第１および第２の中間周波数信号が複素信号として入力され、入力信号の正または負の周波数成分の何れか一方のみを通過させる一対の複素フィルタであることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記第１または第２の中間周波数信号の何れか一方の位相を前記比較器の比較結果に応じて反転する位相反転回路をさらに有し、
   前記第１のフィルタは、前記第１の中間周波数信号が前記複素信号の実部として入力され、前記第２の中間周波数信号が前記複素信号の虚部として入力され、入力信号の正または負の周波数成分の何れか一方のみを通過させ、
   前記第２のフィルタは、前記第１の中間周波数信号が前記複素信号の虚部として入力され、前記第２の中間周波数信号が前記複素信号の実部として入力され、入力信号の前記第１のフィルタと同一の周波数成分を通過させることを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
4. 前記第１および第２の局部発振信号の現在の周波数に応じて、前記一対の複素フィルタの出力信号の何れか一方を選択して出力する選択回路をさらに有し、
   前記制御部は、前記比較器の比較結果と、前記第１および第２の局部発振信号の現在の周波数とに応じて、前記第１および第２の局部発振信号の周波数を切り替えることを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
5. 前記第１のフィルタの出力信号から音声信号を復調する復調部と、
   前記第１および第２の局部発振信号の周波数の切り替え時に前記音声信号を消音する音声処理部をさらに有することを特徴とする請求項１ないし請求項４の何れかに記載の受信装置。

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