JP2008118474A - イメージ抑圧ミキサおよびそれを備えた半導体装置、通信装置、電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】ローカル周波数より高い周波数または低い周波数の所望波信号を選択的に受信することができると共に、妨害波耐性、低消費電力化、および小型化等の要求を実現するイメージ抑圧ミキサを提供する。
【解決手段】本発明に係るイメージ抑圧ミキサ１１は、第１経路および第２経路を備え、ＲＦ信号とローカル信号ＬＯＩとを乗算するミキサ５と、ＲＦ信号とローカル信号ＬＯＱとを乗算するミキサ６と、ミキサ５から出力されたＩＦ信号ＩＦＩを上記第１経路（上記第２経路）に出力すると共に、ミキサ６から出力されたＩＦ信号ＩＦＱを上記第２経路（上記第１経路）に出力するＲＦＳＥＬ７とを備え、移相器８，９にて、ＩＦ信号ＩＦＩとＩＦ信号ＩＦＱとが９０°の位相差を有するように移相し、加算器１０にてそれぞれ移相されたＩＦ信号ＩＦＩ，ＩＦＱを加算する。
【選択図】図２

Description

本発明は、ローカル周波数より高い周波数または低い周波数の所望波信号を選択的に受信することができると共に、イメージ抑圧比の向上、妨害波耐性の向上、低消費電力化、および小型化等の要求を満たすイメージ抑圧ミキサおよびそれを備えた半導体装置、通信装置、電子機器に関する。

近年、携帯機器を利用した地上デジタル放送（ワンセグ放送，１セグメント放送）のサービスが急速に普及している。この１セグメント放送では、所望のセグメント信号を中心周波数が約５００ｋＨｚという低い周波数のＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：中間周波数）信号に直接周波数変換するシングルコンバージョン方式のＬｏｗ−ＩＦアーキテクチャが用いられている。これは、直接ＤＣに周波数変換するダイレクトコンバージョン方式のように、ＤＣオフセットおよびセルフミキシングの問題を回避できるからである。

しかしながら、上記アーキテクチャでは、図１４（ａ）に示すようなローカル周波数ＬＯを中心として正負対称な関係にある所望波信号とイメージ信号とが、図１４（ｂ）に示すように同一ＩＦ周波数に周波数変換されてしまうイメージ混信という課題がある。なお、図において、また、以下の記載において、ローカル周波数ＬＯより高い周波数帯のＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ラジオ周波数）信号（所望波信号またはイメージ信号）をＲＦ（Ｈ）、ローカル周波数ＬＯより低い周波数帯のＲＦ信号（所望波信号またはイメージ信号）をＲＦ（Ｌ）と示し、さらに、説明を容易にするため、ＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）に対応したＩＦ信号をＩＦ（Ｈ）、ＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）に対応したＩＦ信号をＩＦ（Ｌ）と示している。

上記イメージ信号を抑圧する手段として、図１５に示すようなイメージ抑圧ミキサ１１０が広く用いられている。イメージ抑圧ミキサ１１０は、図１４（ａ）に示すようなＲＦ信号を分周器１０１で生成したローカル信号ＬＯＩを用いてミキサ１０２にてＩＦ信号ＩＦＩに周波数変換すると共に、図１４（ａ）に示すようなＲＦ信号を分周器１０１で生成したローカル信号ＬＯＱを用いてミキサ１０３にてＩＦ信号ＩＦＱに周波数変換する。そして、ＩＦ信号ＩＦＩを移相器１０４にて０°移相すると共に、ＩＦ信号ＩＦＱを移相器１０５にて−９０°移相し、その後、加算器１０６にて互いを加算することにより、所望波信号のみを取り出す。

この所望波信号が取り出される様子を図１６に示す。なお、図１６では、ＩＦ信号ＩＦ（Ｈ）を所望波信号として取り出す場合を例として示している。図中の参照符ａ−１１が付されている図は、ミキサ１０２から出力されたＩＦ信号ＩＦＩを示しており、図中の参照符ａ−１２が付されている図は、ミキサ１０３から出力されたＩＦ信号ＩＦＱを示している。図中の参照符ａ−１３が付されている図は、移相器１０４から出力されたＩＦ信号ＩＦＩを示しており、図中の参照符ａ−１４が付されている図は、移相器１０５から出力されたＩＦ信号ＩＦＱを示している。図中の参照符ａ−１５が付されている図は、加算器１０６の加算出力を示している。

移相器１０４から出力されたＩＦ信号ＩＦＩは、移相器１０４にて移相されないため、図示のようにその位相が、移相器１０４通過前後で変化しないが、移相器１０５から出力されたＩＦ信号ＩＦＱは、移相器１０５にて−９０°移相されるため、図示のようにその位相が変化する。これにより、加算器１０６の加算出力から、ＩＦ信号ＩＦ（Ｌ）が相殺されて、ＩＦ信号ＩＦ（Ｈ）のみを取り出すことができる。

ところで、１セグメント放送では、必要なセグメントがチャネルの中心にあることにより、所望波信号に重なるイメージ信号が、所望波信号と同じチャネルの地上デジタルテレビ放送信号となることを保証できる。しかしながら、多セグメント放送ではこの限りではなく、イメージ抑圧ミキサ１１０を用いる場合、以下に示すような機能を持たせる必要がある。

地上デジタル音声放送（地上デジタルラジオ放送）は、新たなセグメント割当によるデジタルラジオ放送であり、首都圏と近畿圏とを中心に、２００３年１０月から、ＶＨＦの７ｃｈを使用して試験放送されている。現在は、図１７（ａ）に示すように、アナログテレビ放送の６ｃｈと８ｃｈとへの影響を考慮して、８セグメント分の帯域幅（約４ＭＨｚ）で放送されている。東京では、１セグメント放送×５，３セグメントデータ放送×１の計６グループ、大阪では、１セグメント放送のみ計８グループで放送されている。

上記のような多セグメント放送の場合、隣接するアナログ放送８ｃｈの比較的強い映像搬送波や６ｃｈの音声搬送波により、イメージ混信を引き起こすことが懸念されるが、１セグメント放送と異なり、必要なセグメントがチャネルの中心だけではないため、所望波信号に重なるイメージ信号が所望波信号と同じチャンネルの地上デジタルテレビ放送信号となることを保証できない。

そこで、所望波信号に重なるイメージ信号が、所望波信号と同じチャンネルの地上デジタルテレビ放送信号となることを保証するために、図１７（ｂ）に示すように、ＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）を受信する場合には、ＲＦ信号＞ローカル周波数ＬＯとなるように、一方同図（ｃ）に示すように、ＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）を受信する場合には、ＲＦ信号＜ローカル周波数ＬＯとなるように、ローカル周波数ＬＯを設定することが望ましい。

このように、多セグメント放送では、所望波信号の周波数に応じて、ローカル周波数ＬＯの設定機能が必要であり、また、ＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）およびＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）を選択して受信するための選択機能が必要となる。

この選択機能を有するイメージ抑圧ミキサが、特許文献１に開示されている。このイメージ抑圧ミキサ１２０は、図１８に示すように、イメージ抑圧ミキサ１１０の構成に、減算器１１８および切換器（図中のＲＦＳＥＬ）１１９を備えている。イメージ抑圧ミキサ１２０では、図１９の参照符ａ−２５が付されている図に示すように、加算器１１７からＩＦ信号ＩＦ（Ｈ）が出力され、また、参照符ａ−２６が付されている図に示すように、減算器１１８からＩＦ信号ＩＦ（Ｌ）が出力される。そして、切換器１１９でＩＦ信号ＩＦ（Ｈ）およびＩＦ信号ＩＦ（Ｌ）のうち、所望の信号のみを出力する。以上のような構成により、イメージ抑圧ミキサ１２０では、ＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）またはＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）の選択受信を可能としている。
特開平１１−３５５１６８号公報（１９９９年１２月２４日公開） 特開２００６−１２９４１６号公報（２００６年５月１８日公開）

上述のように、イメージ抑圧ミキサ１２０は、イメージ抑圧ミキサ１１０の構成に減算器１１８および切替器１１９を新たに必要とするため、消費電力および回路面積が増加するという問題を生じる。また、加算器１１７と減算器１１８とが同時に動作するため、加算器１１７および減算器１１８の各出力にリークによるイメージ混信が生じるという問題を生じる。さらに、ＩＦ信号が加算器１１７と減算器１１８とを通過する必要があるため、加算器１１７および減算器１１８の各出力が歪み、妨害波耐性の劣化が生じるという問題を生じる。イメージ抑圧ミキサには、その用途上、妨害波耐性の向上、低消費電力化、および小型化等が強く求められるため、上記問題の影響が非常に顕著なものとなる。

本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、ローカル周波数より高い周波数または低い周波数の所望波信号を選択的に受信することができると共に、妨害波耐性、低消費電力化、および小型化等の要求を実現するイメージ抑圧ミキサおよびそれを備えた半導体装置、通信装置、電子機器を提供することにある。

なお、説明のため、入力信号における、ローカル周波数より高い周波数帯の信号を第１入力信号とし、ローカル信号より低い周波数帯の信号を第２入力信号とする。

本発明に係るイメージ抑圧ミキサは、上記課題を解決するために、第１経路および第２経路を備え、上記第１経路上に位置し、入力信号と、当該入力信号を所定の周波数に周波数変換するための第１ローカル信号とを乗算して、上記入力信号を上記所定の周波数に周波数変換した第１信号を出力する第１ミキサ回路と、上記第２経路上に位置し、上記入力信号と、上記第１ローカル信号と９０度の位相差を有した第２ローカル信号とを乗算して、上記入力信号を上記所定の周波数に周波数変換した第２信号を出力する第２ミキサ回路と、上記第１信号および上記第２信号が入力され、上記第１信号を上記第１経路上に出力する場合は、上記第２信号を上記第２経路上に出力し、上記第１信号を上記第２経路上に出力する場合は、上記第２信号を上記第１経路上に出力する出力回路とを備え、移相回路にて、上記出力回路から出力された上記第１信号と上記第２信号とに９０°の位相差を与えるように移相し、加算回路にて、上記移相回路から出力された上記第１信号および上記第２信号を加算することを特徴としている。

本発明に係るイメージ抑圧ミキサは、上記移相回路および上記加算回路を備えていることが好ましい。

本発明に係るイメージ抑圧ミキサは、上記課題を解決するために、第１経路および第２経路を備え、上記第１経路および第２経路に接続され、入力信号を電流信号に変換するトランスコンダクタンス部を有し、上記電流信号と、当該電流信号を所定の周波数に周波数変換するための第１ローカル信号とを乗算して上記電流信号を上記所定の周波数に周波数変換した第１信号を出力すると共に、上記電流信号と、上記第１ローカル信号と９０°の位相差を有した第２ローカル信号とを乗算して上記電流信号を上記所定の周波数に周波数変換した第２信号を出力する、四相ミキサであるミキサ回路と、上記第１信号および上記第２信号が入力され、上記第１信号を上記第１経路上に出力する場合は、上記第２信号を上記第２経路上に出力し、上記第１信号を上記第２経路上に出力する場合は、上記第２信号を上記第１経路上に出力する出力回路とを備え、移相回路にて、上記出力回路から出力された上記第１信号と上記第２信号とに９０°の位相差を与えるように移相し、加算回路にて、上記移相回路から出力された上記第１信号および上記第２信号を加算することを特徴としている。

上記イメージ抑圧ミキサは、上記移相回路および上記加算回路を備えていることが好ましい。

本発明に係るイメージ抑圧ミキサは、上記の構成を有することにより、例えば第１入力信号を受信する場合には、上記加算回路にて上記移相回路から出力された上記第１信号と上記第２信号とを加算する時に、上記第１信号における第２入力信号の位相と上記第２信号における第２入力信号の位相とが、互いに加算すれば相殺されるような位相となっている。これにより、上記イメージ抑圧ミキサでは、上記加算回路の加算出力から、所望信号のみを取り出すことができる。

また、上記イメージ抑圧ミキサは、第１入力信号および第２入力信号の選択受信を可能とするために、上述の特許文献１のイメージ抑圧ミキサと比較して、減算器を必要としない。従って、消費電力および回路面積の低減が可能となる。また、減算器を必要としないため、リークの心配も無い。さらに、妨害波耐性の劣化が問題とならない。以上のことから、上記イメージ抑圧ミキサは、ローカル周波数より高い周波数または低い周波数の所望波信号を選択的に受信することができると共に、妨害波耐性、低消費電力化、および小型化等の要求を実現するイメージ抑圧ミキサを提供することができるという効果を奏する。

ところで、例えばデジタル放送を携帯機器で受信するためのチューナにイメージ抑圧ミキサを搭載する場合、イメージ抑圧ミキサには、イメージ抑圧比の向上、妨害波耐性の向上、低消費電力化、および小型化が強く要求される。

そこで、上記本発明に係るイメージ抑圧ミキサでは、上記ミキサ回路を四相ミキサとしている。当該四相ミキサは、２つの独立したギルバート型ミキサにおける２つのトランスコンダクタンス段が共通化されたミキサである。

ミキサ回路が四相ミキサであれば、その出力の位相誤差は低減する。ミキサ回路の出力の位相誤差は、イメージ抑圧比を決定する一因であるため、位相誤差を低減することができれば、イメージ抑圧比を向上させることができる。

また、ミキサ回路のトランスコンダクタンス段の電流は、ミキサ回路の線形性を満たすために、高めに設定されている。従って、トランスコンダクタンス段の電流を低減することは、イメージ抑圧ミキサの低消費電力化に大きく貢献する。上述のように四相ミキサは、２つのトランスコンダクタンス段が共通化されたミキサであるため、その消費電流は、２つのトランスコンダクタンス段を備えている場合の約半分となる。従って、ミキサ回路が四相ミキサであれば、イメージ抑圧ミキサの消費電力を低下させることができる。また、ミキサ回路が四相ミキサであれば、素子数を低減することができるため、イメージ抑圧ミキサの回路面積を低下させることができる。

以上のことから、本発明に係るイメージ抑圧ミキサでは、イメージ抑圧比の向上、低消費電力化、および小型化を実現することができるというさらなる効果を奏する。

本発明に係るイメージ抑圧ミキサは、上記トランスコンダクタンス段が、コレクタを電源端子に接続し、ベースから上記入力信号を受ける第１および第２トランジスタと、ベースとコレクタとが互いに交差接続され、コレクタが上記第１トランジスタのエミッタ端に接続された第３トランジスタと、コレクタが上記第２トランジスタのエミッタ端に接続された第４トランジスタと、ベースとエミッタとを上記第３トランジスタと共有し、コレクタから上記電流信号を取り出す第５トランジスタと、ベースとエミッタとを上記第４トランジスタと共有し、コレクタから上記電流信号を取り出す第６トランジスタとを備え、上記第５および第６トランジスタのエミッタ間に抵抗が設けられており、上記第１から第６トランジスタにおけるトランジスタの並列接続数の比あるいはサイズ比を任意に設定することで、全電流量に占める上記第５および第６トランジスタに流れる信号電流量を調整することが好ましい。

上記トランスコンダクタンス段は、上記構成を有し、上記第１から第６トランジスタにおけるトランジスタの並列接続数の比あるいはサイズ比を任意に設定することで、全電流量に占める上記第５および第６トランジスタに流れる信号電流量を調整する。これにより、上記第５および第６のトランジスタの電流配分を最適化（トランスコンダクタンスｇｍの向上）することが可能になる。一般的に、トランスコンダクタンスｇｍは動作電流に比例して大きくなる。一方、上記トランスコンダクタンス部のトランスコンダクタンス値は電流無依存である。そして、トランジスタの並列接続数の比あるいはトランジスタのサイズ比で制御することにより、動作電流の有効利用が可能となり、低消費電力化を期待できるというさらなる効果を奏する。

また、上記の構成によれば、上記トランスコンダクタンス段のトランスコンダクタンスは、上記抵抗のみに依存し、妨害波耐性を劣化させる非線形項（ｅｘｐ等）が原理的に生じないため、妨害波耐性を向上させることができる。

以上のことから、本発明に係るイメージ抑圧ミキサでは、イメージ抑圧比の向上、低消費電力化、および小型化に加えて、さらなる消費電力化、および妨害波耐性の向上を実現することができるというさらなる効果を奏する。

本発明に係るイメージ抑圧ミキサは、上記第５および第６トランジスタのエミッタ端にそれぞれ電流源が付加されていることが好ましい。

上記の構成によれば、上記第５および第６トランジスタのエミッタ端にそれぞれ電流源が付加されるため、動作電流を一定に保つことができ、負荷抵抗と動作電流とによって決まる出力同相電位の変動を抑えることができるというさらなる効果を奏する。

本発明に係るイメージ抑圧ミキサは、上記トランスコンダクタンス部の上記抵抗が接続された上記第５および第６トランジスタのエミッタ端とグラウンド間にそれぞれ負帰還抵抗が付加されていることが好ましい。

上記の構成によれば、上記抵抗が接続された上記第５および第６トランジスタのエミッタ端とグラウンド間にそれぞれ負帰還抵抗が付加される。これにより、縦積みとなるトランジスタ数が減るため（電流源トランジスタが削除されるため）、動作マージンを拡大することができ、線形性等の性能のさらなる向上を期待できるというさらなる効果を奏する。但し、動作電流を一定に保つことが難しくなる。

本発明に係るイメージ抑圧ミキサは、上記トランスコンダクタンス部の上記並列接続した第１〜第６トランジスタのベース−エミッタ間の電圧が全て等しくされていることが好ましい。

上記の構成によれば、上記並列接続した第１〜第６トランジスタのベース−エミッタ間の電圧が全て等しくされている。これにより、ベース−エミッタ間電圧が等しい条件で、並列接続する全てのトランジスタのサイズが等しい場合、パラメータ（並列接続数）にのみ依存する並列接続数の比の制御が可能となるというさらなる効果を奏する。

本発明に係るイメージ抑圧ミキサは、上記トランスコンダクタンス部の上記第１および第３トランジスタの並列接続数が等しくされ、上記第２および第４トランジスタの並列接続数が等しくされていることが好ましい。

上記の構成によれば、上記第１および第３トランジスタの並列接続数が等しくされ、上記第２および第４トランジスタの並列接続数が等しくされる。上記第１および第３トランジスタ並びに第２および第４トランジスタに流れる電流が等しい場合、並列接続に影響を受けずに、入力信号を直接上記第３および第４（第５および第６）トランジスタの上記抵抗に与えることができる。これにより、上述のように、妨害波耐性を向上させることができる。

本発明に係るイメージ抑圧ミキサは、上記の構成に加えて、上記出力回路を、ＭＯＳトランジスタで構成することが好ましい。

上記の構成によれば、上記出力回路は、その機能を極めてコンパクトな構成で実現できるため、上記イメージ抑圧ミキサの小型化に貢献するというさらなる効果を奏する。

本発明に係る半導体装置は、上記課題を解決するために、上記イメージ抑圧ミキサを備えていることを特徴としている。

本発明に係る通信装置は、上記課題を解決するために、上記半導体装置を備えていることを特徴としている。

本発明に係る電子機器は、上記課題を解決するために、上記半導体装置を備えていることを特徴としている。

上記の構成によれば、本発明に係る半導体装置、および当該半導体装置を備えた本発明に係る通信装置および電子機器は、上記イメージ抑圧ミキサを備えているため、ローカル周波数より高い周波数または低い周波数の所望波信号を選択的に受信することができると共に、妨害波耐性、低消費電力化、および小型化等の要求を実現することができるという効果を奏する。なお、上記電子機器としては、テレビジョン受信機が挙げられ、上記通信装置としては、携帯電話機等が挙げられ、上記電子機器および上記通信装置に備えられる半導体装置としては、チューナが挙げられる。

本発明に係るイメージ抑圧ミキサは、例えば、第１経路および第２経路を備え、上記第１経路上に位置し、入力信号と、当該入力信号を所定の周波数に周波数変換するための第１ローカル信号とを乗算して、上記入力信号を上記所定の周波数に周波数変換した第１信号を出力する第１ミキサ回路と、上記第２経路上に位置し、上記入力信号と、上記第１ローカル信号と９０度の位相差を有した第２ローカル信号とを乗算して、上記入力信号を上記所定の周波数に周波数変換した第２信号を出力する第２ミキサ回路と、上記第１信号および上記第２信号が入力され、上記第１信号を上記第１経路上に出力する場合は、上記第２信号を上記第２経路上に出力し、上記第１信号を上記第２経路上に出力する場合は、上記第２信号を上記第１経路上に出力する出力回路とを備え、移相回路にて、上記出力回路から出力された上記第１信号と上記第２信号とに９０°の位相差を与えるように移相し、加算回路にて、上記移相回路から出力された上記第１信号および上記第２信号を加算することを特徴としている。

上記イメージ抑圧ミキサは、上記構成を有することにより、ローカル周波数より高い周波数または低い周波数の所望波信号を選択的に受信することができると共に、妨害波耐性、低消費電力化、および小型化等の要求を実現するイメージ抑圧ミキサを提供することができるという効果を奏する。

〔実施の形態１〕
本発明の一実施形態について、図１〜図５に基づいて説明すると以下の通りである。本発明に係るイメージ抑圧ミキサは、例えば据え置き型のテレビジョン受信機（電子機器）のチューナ（半導体装置）、または携帯電話機等の通信装置のデジタル放送を受信するためのチューナ（半導体装置）に好適に用いられるものである。本実施形態では、上記通信装置のチューナに搭載した場合を例として説明する。

なお、以下の記載において、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ラジオ周波数）信号（入力信号）における、ＲＦ信号をＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：中間周波数）信号に周波数変換するためのローカル周波数ＬＯより高い周波数帯のＲＦ信号をＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）（第１入力信号）、ローカル周波数ＬＯより低い周波数帯のＲＦ信号をＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）（第２入力信号）とし、さらに、説明を容易にするため、ＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）に対応したＩＦ信号をＩＦ信号ＩＦ（Ｈ）、ＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）に対応したＩＦ信号をＩＦ信号ＩＦ（Ｌ）とする。

図１は、通信装置３０のチューナ２０の概略構成を示している。

チューナ２０は、ＲＦＶＧＬＮＡ（ＲＦ Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｇａｉｎ Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：可変利得低雑音増幅器）（以下、単にＬＮＡと記載）２と、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ:電圧制御発振器）３と、１／２分周器４と、イメージ抑圧ミキサ１１と、ＰＰＦ（Ｐｏｌｙ Ｐｈａｓｅ Ｆｉｌｔｅｒ：多相フィルタ）１２と、ＩＦＦ（ＩＦ Ｆｉｌｔｅｒ：ＩＦ帯域制限用フィルタ）１３と、ＩＦＶＧＡ（ＩＦ Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｇａｉｎ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＩＦ帯域用可変利得増幅器）１４とを備えている。チューナ２０は、ワンチップ化されたＬＳＩにより構成されている。

イメージ抑圧ミキサ１１は、ＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換するミキサ５，６（第１，第２ミキサ回路）と、ＲＦＳＥＬ（出力回路）７とを備えている。

ＬＮＡ２は、通信装置３０のアンテナ１から入力されたＲＦ信号（例えばＶＨＦ１８８−１９２（ＭＨｚ）、ＵＨＦ４７０−７７０（ＭＨｚ））を低雑音増幅し、ミキサ５，６にそれぞれ入力する。ＶＣＯ３は、ローカル信号を生成するための信号ＣＬＫを生成し、１／２分周器４に入力する。この信号ＣＬＫは、多セグメント放送の場合には、所望波信号に重なるイメージ信号が、所望波信号と同じチャンネルの地上デジタルテレビ放送信号となることを保証するために、所望のＲＦ信号に応じて適切に設定される。１／２分周器４は、ＶＣＯ３にて生成された信号ＣＬＫを互いに位相が９０°異なるローカル信号ＬＯＩ，ＬＯＱ（第１，第２ローカル信号）とし、ミキサ５，６にそれぞれ入力する。

ミキサ５は、ＬＮＡ２から入力されたＲＦ信号と１／２分周器４から入力されたローカル信号ＬＯＩとを乗算してＩＦ信号ＩＦＩ（第１信号）を生成し、ＲＦＳＥＬ７に入力する。同様に、ミキサ６は、ＬＮＡ２から入力されたＲＦ信号と１／２分周器４から入力されたローカル信号ＬＯＱとを乗算してＩＦ信号ＩＦＱ（第２信号）を生成し、ＲＦＳＥＬ７に入力する。ＲＦＳＥＬ７は、２つのスイッチｓｗａ，ｓｗｂを備え、このスイッチｓｗａ，ｓｗｂにより、図１のＡ点（第１経路上），Ｂ点（第２経路上）にそれぞれＩＦ信号ＩＦＩまたはＩＦ信号ＩＦＱを供給する。詳細は後述する。

ＰＰＦ１１は、ＩＦ信号ＩＦＩ，ＩＦＱのフィルタリングを行う。また、ＰＰＦ１１は、イメージ抑圧ミキサ１１の移相器および加算器の機能を担っており、ＩＦ信号ＩＦ（Ｈ）またはＩＦ信号ＩＦ（Ｌ）をＩＦＦ１２に入力する。詳細は後述する。

ＩＦＦ１２は、ＰＰＦ１１から入力されたＩＦ信号ＩＦ（Ｈ）またはＩＦ信号ＩＦ（Ｌ）のフィルタリングを行い、所定の帯域（例えば、５００ｋＨｚを中心に４３０ｋＨｚ帯域）に制限し、ＩＦＶＧＡ１３に入力する。ＩＦＶＧＡ１３は、入力されたＩＦ信号ＩＦ（Ｈ）またはＩＦ信号ＩＦ（Ｌ）を増幅し、チューナ２０の出力信号とする。この出力信号は、図示しない後段の復調回路において復調され、文字、画像、音声等のデータが取り出される。

次に、イメージ抑圧ミキサ１１の動作について、図２および図３を用いて詳細に説明する。図２は、イメージ抑圧ミキサ１１およびその周辺回路を示している。図３は、イメージ抑圧ミキサ１１およびその周辺回路でのシグナルフローを示しており、図３（ａ）は、ＩＦ信号ＩＦ（Ｈ）をＩＦＦ１２へ与える、すなわちＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）を受信する場合を示しており、図３（ｂ）は、ＩＦ信号ＩＦ（Ｌ）をＩＦＦ１２へ与える、すなわちＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）を受信する場合を示している。なお、図２では、説明のため、ＰＰＦ１１がその機能を担っている移相器８，９（移相回路）および加算器１０（加算回路）を図示している。

ＲＦＳＥＬ７のスイッチｓｗａ，ｓｗｂは、ＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）を受信する場合とＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）を受信する場合とで、接続する端子をそれぞれ切り替える。ここでは、ＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）を受信する場合は、スイッチｓｗａでは端子ａ１と端子ａ２とが接続され、スイッチｓｗｂでは端子ｂ１と端子ｂ２とが接続される。一方、ＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）を受信する場合は、スイッチｓｗａでは端子ａ１と端子ａ３とが接続され、スイッチｓｗｂでは端子ｂ１と端子ｂ３とが接続される。このようなスイッチｓｗａ，ｓｗｂの切り替えは、詳細は後述するが、スイッチｓｗａ，ｓｗｂに与える電位をＶＤＤ電位とＧＮＤ電位とで切り替えることにより実現される。

移相器８は、ここでは、入力された信号を０°移相して加算器１０に入力し、移相器９は、ここでは、入力された信号を−９０°移相して加算器１０に入力する。加算器１０は、移相器８，９から入力された信号を加算してＩＦＦ１２に入力する。

以下、まず、図３（ａ）を用いてＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）を受信する場合を説明する。

ＲＦ信号を所定のＩＦ周波数（ＩＦ（Ｈ），ＩＦ（Ｌ））にダウンコンバートする場合、ＲＦ信号の周波数は、それぞれＲＦ（Ｈ）＝ＬＯ＋ＩＦ（Ｈ）、ＲＦ（Ｌ）＝ＬＯ−ＩＦ（Ｌ）となる。よって、ＲＦ信号ＲＦ（Ｈ），ＲＦ（Ｌ）は、それぞれ以下のように表せる。
ＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）＝ｃｏｓ（ωＬＯｔ＋ωＩＦ（Ｈ）ｔ） （１）
ＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）＝ｃｏｓ（ωＬＯｔ−ωＩＦ（Ｌ）ｔ） （２）
ここで、振幅は、簡単のため１としている。

また、ローカル信号ＬＯＩ，ＬＯＱは、それぞれ以下のように表せる。
ＬＯＩ＝ｃｏｓ（ωＬＯｔ） （３）
ＬＯＱ＝ｃｏｓ（ωＬＯｔ−π／２） （４）
ミキサ５から出力されるＩＦ信号ＩＦＩ（ＩＦ信号ＩＦＩ（Ｈ）およびＩＦ信号ＩＦＩ（Ｌ））は、積和の公式を用いて、式（１）、式（２）および式（３）より、それぞれ以下のように算出できる。図３（ａ）における参照符ａ−１が付されている図が、ＩＦ信号ＩＦＩを示している。
ＩＦＩ（Ｈ）＝ｃｏｓ（ωＬＯｔ＋ωＩＦ（Ｈ）ｔ）＊ｃｏｓ（ωＬＯｔ）
＝１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｈ）ｔ） （５）
ＩＦＩ（Ｌ）＝ｃｏｓ（ωＬＯｔ−ωＩＦ（Ｌ）ｔ）＊ｃｏｓ（ωＬＯｔ）
＝１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｌ）ｔ） （６）
同様に、ミキサ６から出力されるＩＦ信号ＩＦＱ（ＩＦ信号ＩＦＱ（Ｈ）およびＩＦ信号ＩＦＱ（Ｌ））は、積和の公式を用いて、式（１）、式（２）および式（４）より、それぞれ以下のように算出できる。図３（ａ）における参照符ａ−２が付されている図が、ＩＦ信号ＩＦＱを示している。
ＩＦＱ（Ｈ）＝ｃｏｓ（ωＬＯｔ＋ωＩＦ（Ｈ）ｔ）＊ｃｏｓ（ωＬＯｔ−π／２）
＝１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｈ）ｔ＋π／２） （７）
ＩＦＱ（Ｌ）＝ｃｏｓ（ωＬＯｔ−ωＩＦ（Ｌ）ｔ）＊ｃｏｓ（ωＬＯｔ−π／２）
＝１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｌ）ｔ−π／２） （８）
ＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）を受信する場合、ＲＦＳＥＬ７のスイッチｓｗａは、上述のように、端子ａ１と端子ａ２とを接続し、ＲＦＳＥＬ７のスイッチｓｗｂは、端子ｂ１と端子ｂ２とを接続する。従って、図１におけるＡ点では、ＩＦ信号ＩＦＩが現れ、図１におけるＢ点では、ＩＦ信号ＩＦＱが現れる。図３（ａ）における参照符ａ−３が付されている図が、Ａ点に現れたＩＦ信号ＩＦＩを示し、図３（ａ）における参照符ａ−４が付されている図が、Ｂ点に現れたＩＦ信号ＩＦＱを示している。

次いで、Ａ点に現れたＩＦ信号ＩＦＩは、移相器８にて０°移相される。移相器８から出力されたＩＦ信号ＩＦＩ（信号ＯＵＴＡ）は、以下のように表せる。図３（ａ）における参照符ａ−５が付されている図が、移相器８から出力されたＩＦ信号ＩＦＩを示している。
ＯＵＴＡ（Ｈ）＝１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｈ）ｔ＋０）
＝１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｈ）ｔ） （９）
ＯＵＴＡ（Ｌ）＝１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｌ）ｔ＋０）
＝１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｌ）ｔ） （１０）
同様に、Ｂ点に現れたＩＦ信号ＩＦＱは、移相器９にて−９０°移相される。移相器９から出力されたＩＦ信号ＩＦＱ（信号ＯＵＴＢ）は、以下のように表せる。図３（ａ）における参照符ａ−６が付されている図が、移相器９から出力されたＩＦ信号ＩＦＱを示している。
ＯＵＴＢ（Ｈ）＝１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｈ）ｔ＋π／２−π／２）
＝１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｈ）ｔ） （１１）
ＯＵＴＢ（Ｌ）＝１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｌ）ｔ−π／２−π／２）
＝１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｌ）ｔ−π）
＝−１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｌ）ｔ） （１２）
そして、移相器８，９からそれぞれ出力されたＩＦ信号ＩＦＩ，ＩＦＱは、加算器１０にて互いに加算される。その加算出力（信号ＯＵＴ）は、以下のように表せる。図３（ａ）における参照符ａ−７が付されている図が、加算器１０の加算出力を示している。
ＯＵＴ（Ｈ）＝１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｈ）ｔ）＋１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｈ）ｔ）
＝ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｈ）ｔ） （１３）
ＯＵＴ（Ｌ）＝１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｌ）ｔ）−１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｌ）ｔ）
＝０ （１４）
式（１３）および式（１４）より、ローカル周波数ＬＯより高い周波数のＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）が取り出され、ローカル周波数ＬＯより低い周波数のＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）が相殺されていることが分かる。ここでは、ＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）が所望波であり、ＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）がイメージ波であるから、イメージ抑圧が実現できたことになる。

次に、図３（ｂ）を用いてＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）を受信する場合を説明する。なお、ＲＦＳＥＬ７までの各信号は、上述のＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）を受信する場合と同様であるので、ここでは省略する。また、図３（ｂ）における参照符ｂ−１が付されている図が、ミキサ５から出力されたＩＦ信号ＩＦＩを示しており、図３（ｂ）における参照符ｂ−２が付されている図が、ミキサ６から出力されたＩＦ信号ＩＦＱを示している。

ＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）を受信する場合、ＲＦＳＥＬ７のスイッチｓｗａは、上述のように、端子ａ１と端子ａ３とを接続し、スイッチｓｗｂは、端子ｂ１と端子ｂ３とを接続する。従って、図１におけるＡ点では、ＩＦ信号ＩＦＱが現れ、Ｂ点では、ＩＦ信号ＩＦＩが現れる。図３（ｂ）における参照符ｂ−３が付されている図が、Ａ点に現れたＩＦ信号ＩＦＱを示しており、図３（ｂ）における参照符ｂ−４が付されている図が、Ｂ点に現れたＩＦ信号ＩＦＩを示している。

次いで、Ａ点に現れたＩＦ信号ＩＦＱは、移相器８にて０°移相される。移相器８から出力されたＩＦ信号ＩＦＱ（信号ＯＵＴＡ）は、以下のように表せる。図３（ｂ）における参照符ｂ−５が付されている図が、移相器８から出力されたＩＦ信号ＩＦＱを示している。
ＯＵＴＡ（Ｈ）＝１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｈ）ｔ＋π／２＋０）
＝１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｈ）ｔ＋π／２） （１５）
ＯＵＴＡ（Ｌ）＝１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｌ）ｔ−π／２＋０）
＝１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｌ）ｔ−π／２） （１６）
同様に、Ｂ点に現れたＩＦ信号ＩＦＩは、移相器９にて−９０°移相される。移相器９から出力されたＩＦ信号ＩＦＩ（信号ＯＵＴＢ）は、以下のように表せる。図３（ａ）における参照符ｂ−６が付されている図が、移相器９から出力されたＩＦ信号ＩＦＩを示している。
ＯＵＴＢ（Ｈ）＝１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｈ）ｔ−π／２）
＝１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｈ）ｔ＋π／２−π）
＝−１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｈ）ｔ＋π／２） （１７）
ＯＵＴＢ（Ｌ）＝１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｌ）ｔ−π／２） （１８）
そして、移相器８，９からそれぞれ出力されたＩＦ信号ＩＦＱ，ＩＦＩは、加算器１０にて互いに加算される。その加算出力（信号ＯＵＴ）は、以下のように表せる。図３（ｂ）における参照符ｂ−７が付されている図が、加算器１０の加算出力を示している。
ＯＵＴ（Ｈ）＝１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｈ）ｔ＋π／２）−１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｈ）ｔπ／２）
＝０ （１９）
ＯＵＴ（Ｌ）＝１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｌ）ｔ−π／２）＋１／２ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｌ）ｔ−π／２）
＝ｃｏｓ（ωＩＦ（Ｌ）ｔ−π／２） （２０）
式（１９）および式（２０）より、ローカル周波数ＬＯより高い周波数のＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）が相殺され、ローカル周波数ＬＯより低い周波数のＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）が取り出されていることが分かる。ここでは、ＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）が所望波であり、ＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）がイメージ波であるから、イメージ抑圧が実現できたことになる。

図４は、スイッチｓｗａ，ｓｗｂの具体的な構成を示している。

スイッチｓｗａ，ｓｗｂは、インバータ１６と２つのＣＭＯＳアナログスイッチ１７Ａ，１７Ｂとを有するスイッチ部１８をそれぞれ備えている。すなわち、ＲＦＳＥＬ７は、２つのスイッチ部１８により構成される。このため、ＲＦＳＥＬ７は、非常に簡素な構成で実現可能である。

スイッチ部１８は、ＣＭＯＳアナログスイッチ１７Ａのｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴのゲートと、ＣＭＯＳアナログスイッチ１７Ｂのｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴのゲートとが、切替端子Ｎに接続され、ＣＭＯＳアナログスイッチ１７Ａのｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴのゲートと、ＣＭＯＳアナログスイッチ１７Ｂのｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴのゲートとが、インバータ１６を介して切替端子Ｎに接続されている。

スイッチｓｗａにおけるＣＭＯＳアナログスイッチ１７Ａ，１７Ｂの入力端子ＩＮには、ＩＦ信号ＩＦＩが入力され、切替端子ＮにはＶＤＤ電位またはＧＮＤ電位が入力される。スイッチｓｗａにおけるＣＭＯＳアナログスイッチ１７Ａは、図１におけるＡ点にＩＦ信号ＩＦＩを与え、スイッチｓｗａにおけるＣＭＯＳアナログスイッチ１７Ｂは、図１におけるＢ点にＩＦ信号ＩＦＩを与える。

スイッチｓｗｂにおけるＣＭＯＳアナログスイッチ１７Ａ，１７Ｂの入力端子ＩＮには、ＩＦ信号ＩＦＱが入力され、切替端子ＮにはＶＤＤ電位またはＧＮＤ電位が入力される。スイッチｓｗｂにおけるＣＭＯＳアナログスイッチ１７Ａは、図１におけるＡ点にＩＦ信号ＩＦＱを与え、スイッチｓｗｂにおけるＣＭＯＳアナログスイッチ１７Ｂは、図１におけるＢ点にＩＦ信号ＩＦＱを与える。

上記のような構成のスイッチｓｗａ，ｓｗｂにおいて、ＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）を受信する場合には、スイッチｓｗａの切替端子ＮにＶＤＤ電位を与え、スイッチｓｗｂの切替端子ＮにＧＮＤ電位を与える。これにより、スイッチｓｗａにおいて、ＣＭＯＳアナログスイッチ１７Ａが導通し、ＩＦ信号ＩＦＩをＡ点に与えると共に、スイッチｓｗｂにおいて、ＣＭＯＳアナログスイッチ１７Ｂが導通し、ＩＦ信号ＩＦＱをＢ点に与える。

一方、ＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）を受信する場合には、スイッチｓｗａの切替端子ＮにＧＮＤ電位を与え、スイッチｓｗｂの切替端子ＮにＶＤＤ電位を与える。これにより、スイッチｓｗａにおいて、ＣＭＯＳアナログスイッチ１７Ｂが導通し、ＩＦ信号ＩＦＩをＢ点に与えると共に、スイッチｓｗｂにおいて、ＣＭＯＳアナログスイッチ１７Ａが導通し、ＩＦ信号ＩＦＱをＡ点に与える。

以上のように、イメージ抑圧ミキサ１１は、特許文献１におけるイメージ抑圧ミキサ１２０と比較して、減算器を用いることなく、ＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）またはＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）の選択受信を可能とする。これにより、イメージ抑圧ミキサ１１は、消費電力および回路面積の低減が可能となる。また、減算器を用いる必要がないため、リークの心配が無い上、妨害波耐性の劣化が問題とならない。

また、ＲＦＳＥＬ７は、上述のように、簡素な構成で実現可能であるため、コンパクトに実装できる。さらに、ＲＦＳＥＬ７は、上述のように、ＶＤＤ電位とＧＮＤ電位との切り替えでその機能を果たす。従って、従来のイメージ抑圧ミキサ１１０と比較して、回路面積が増加しない上、消費電力が増加しない。すなわち、イメージ抑圧ミキサ１１は、イメージ抑圧ミキサ１１０と比較して、回路面積および消費電力を増加することなく、ＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）またはＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）の選択受信を可能とする。

図５は、イメージ抑圧ミキサ１１を備えたチューナ４０を搭載した据え置き型のテレビジョン受信機５０を示している。

チューナ２０，４０、およびこれらを備えた通信装置３０およびテレビジョン受信機５０は、それぞれイメージ抑圧ミキサ１１を備えているため、多セグメント放送に対応可能である上、妨害波耐性の向上、低消費電力化、および小型化等の要求を実現することが可能である。

なお、本実施の形態１におけるＲＦＳＥＬ７のスイッチｓｗａ，ｓｗｂの動作および移相器８，９の移相度は、一例であることは言うまでもなく、本発明の「ＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）およびＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）の選択受信が可能である」という技術思想の範囲において、適宜変更可能である。

以下、参考例として、ＲＦ信号ＲＦ（Ｈ），ＲＦ（Ｌ）の選択受信が可能な構成例を考察する。

例えば、図１５に示すイメージ抑圧ミキサ１１０において、ローカル信号ＬＯＩ，ＬＯＱを移相して切り替えて与える構成が考えられるが、高周波における移相器の使用は、挿入損失による利得の低下および位相誤差要因になるため望ましくない。また、ローカル信号ＬＯＩ，ＬＯＱはそのままで、移相器を介することでＲＦ信号を９０°の位相差を有するＩＱ信号に変換（特許文献１の図１９参照）してミキサ５，６に与える構成が考えられるが、高周波における移相器の使用は、挿入損失による利得の低下および位相誤差要因になるため望ましくない。さらに、上記ＩＱ信号をトランスコンダクタンスＧＭ段に入力すると、ＩＱ相互干渉による位相誤差の圧縮機能を利用できない。

〔実施の形態２〕
本発明の他の実施形態について、図６〜図１３および図２０に基づいて説明すると以下の通りである。

上述のように、イメージ抑圧ミキサ１１を携帯機器でデジタル放送を受信するためのチューナ２０に搭載した場合、その用途上、イメージ抑圧比の向上、妨害波耐性の向上、低消費電力化、および小型化が強く要求される。本実施形態では、これらの要求を満たすイメージ抑圧ミキサ１１Ａについて説明する。なお、上記実施の形態１で示した部材と同一の符号を付した部材は、同一の機能を有するものとし、その動作等については特に説明しない。また、以下、ＲＦ信号の反転信号をＲＦ信号ＲＦＢ、ローカル信号ＬＯＩ，ＬＯＱの反転信号をそれぞれローカル信号ＬＯＩＢ，ＬＯＱＢ、ＩＦ信号ＩＦＩ，ＩＦＱの反転信号をそれぞれＩＦ信号ＩＦＩＢ，ＩＦＱＢとする。また、以下に示す各構成は、本件の出願人による特許文献２に開示されている。

図６（ａ）は、イメージ抑圧ミキサ１１のミキサ５，６の構成を示しており、図６（ｂ）は、イメージ抑圧ミキサ１１Ａのミキサ５Ａ，６Ａの構成を示している。

ミキサ５，６は、図示のように、入力されたＲＦ信号を増幅して電流信号に変換するトランスコンダクタンス段ＧＭ１，ＧＭ２と、トランスコンダクタンス段ＧＭ１から入力された上記電流信号と入力されたローカル信号ＬＯＩとを乗算してＩＦ信号ＩＦＩを生成するスイッチ段ＳＷＩと、トランスコンダクタンス段ＧＭ２から入力された上記電流信号と入力されたローカル信号ＬＯＱとを乗算してＩＦ信号ＩＦＱを生成するスイッチ段ＳＷＱと、負荷Ｚ１，Ｚ２とを備えている。

ミキサ５Ａ，６Ａは、図示のように、ミキサ５，６と同様な構成を有しているが、トランスコンダクタンス段ＧＭ１，ＧＭ２が共通化されてトランスコンダクタンス段ＧＭとなっている。このようにトランスコンダクタンス段が共通化されているミキサを四相ミキサと呼ぶ。また、負荷Ｚ１，Ｚ２が負荷Ｚ１１，Ｚ１２となっている。

図７は、ミキサ５Ａ，６Ａの具体的な構成を示している。なお、ここでは、ミキサ５Ａ，６Ａに用いられているトランジスタは全てＮＰＮ型バイポーラトランジスタである。

トランスコンダクタンス段ＧＭは、トランジスタＴ１〜トランジスタＴ６（第１トランジスタ〜第６トランジスタ）と、デジェネレーション抵抗（以下、単に抵抗）Ｒｄｅｇと、定電流源Ｉ１,Ｉ２とを備えている。

トランジスタＴ１，Ｔ２の各コレクタは、電源端子に接続され、トランジスタＴ１のエミッタは、トランジスタＴ３のコレクタに接続され、トランジスタＴ２のエミッタは、トランジスタＴ４のコレクタに接続されている。トランジスタＴ３のコレクタは、トランジスタＴ４，Ｔ６の各ベースに接続され、トランジスタＴ４のコレクタは、トランジスタＴ３，Ｔ５の各ベースに接続されている。トランジスタＴ４，Ｔ６の各ベースおよびトランジスタＴ３，Ｔ５の各ベースは、互いに接続されている。トランジスタＴ１のベースには、ＲＦ信号が入力され、トランジスタＴ２のベースには、ＲＦ信号ＲＦＢが入力される。

トランジスタＴ５のエミッタは、トランジスタＴ３のエミッタに接続され、その接続点は、定電流源Ｉ１を介してＧＮＤ端子に接続され、トランジスタＴ６のエミッタは、トランジスタＴ４のエミッタに接続され、その接続点は、定電流源Ｉ２を介してＧＮＤ端子に接続されている。トランジスタＴ３，Ｔ５の各エミッタの接続点と、Ｔ４，Ｔ６の各エミッタの接続点との間には、デジェネレーション抵抗Ｒｄｅｇが接続されている。トランジスタＴ５，Ｔ６の各コレクタは、共に、スイッチ段ＳＷＩ，ＳＷＱにそれぞれ接続されており、上記電流信号が取り出される。トランジスタＴ３，Ｔ５、トランジスタＴ４，Ｔ６は、それぞれカレントミラーを構成している。

スイッチ段ＳＷＩは、トランジスタＴ７〜トランジスタＴ１０を備えている。トランジスタＴ７，Ｔ８の各エミッタは、互いに接続され、トランジスタＴ５のコレクタに接続さえている。トランジスタＴ９，Ｔ１０の各エミッタは、互いに接続され、トランジスタＴ６のコレクタに接続されている。トランジスタＴ７，Ｔ９の各コレクタは、互いに接続され、その接続点は、抵抗Ｒ１（負荷Ｚ１１に相当）を介して電源端子に接続されている。トランジスタＴ８，Ｔ１０のコレクタは、互いに接続され、その接続点は、抵抗Ｒ２（負荷Ｚ１１に相当）を介して電源端子に接続されている。トランジスタＴ７，Ｔ１０の各ベースには、ローカル信号ＬＯＩが入力され、トランジスタＴ８，Ｔ９の各ベースには、ローカル信号ＬＯＩＢが入力される。

スイッチ段ＳＷＱは、トランジスタＴ１１〜トランジスタＴ１４を備えている。トランジスタＴ１１，Ｔ１２の各エミッタは、互いに接続され、トランジスタＴ５のコレクタに接続されている。トランジスタＴ１３，Ｔ１４の各エミッタは、互いに接続され、トランジスタＴ６のコレクタに接続されている。トランジスタＴ１１，Ｔ１３の各コレクタは、互いに接続され、その接続点は、抵抗Ｒ３（負荷Ｚ１２に相当）を介して電源端子に接続されている。トランジスタＴ１２，Ｔ１４の各コレクタは、互いに接続され、その接続点は、抵抗Ｒ４（負荷Ｚ１２に相当）を介して電源端子に接続されている。トランジスタＴ１１，Ｔ１４の各ベースには、ローカル信号ＬＯＱが入力され、トランジスタＴ１２，Ｔ１３の各ベースには、ローカル信号ＬＯＱＢが入力される。

ＩＦ信号ＩＦＩは、トランジスタＴ７，Ｔ９の各コレクタの上記接続点から取り出され、ＩＦ信号ＩＦＩＢは、トランジスタＴ８，Ｔ１０の各コレクタの上記接続点から取り出される。また、ＩＦ信号ＩＦＱはトランジスタＴ１２，Ｔ１４の各コレクタの上記接続点から取り出され、ＩＦ信号ＩＦＱＢはトランジスタＴ１１，Ｔ１３の各コレクタの上記接続点から取り出される。これら取り出された各信号は、図示のように、ＲＦＳＥＬ７に入力される。

上述のように、イメージ抑圧ミキサ１１Ａでは、ミキサが四相ミキサとなっている。これにより、イメージ抑圧ミキサ１１Ａでは、イメージ抑圧比の向上、低消費電力化、および小型化を実現できる。以下、詳細に説明する。

イメージ抑圧比を向上させるためには、ミキサの出力におけるＩＱバランスを改善すること、すなわちＩＦ信号ＩＦＩ，ＩＦＱの位相誤差および振幅誤差を低減することが求められる。図２０は、位相誤差および振幅誤差とイメージ抑圧比（ＩＲＲ）との関係を示している。図示のように、位相誤差および振幅誤差が小さいほど、イメージ抑圧比が高くなっている。

ＩＦ信号ＩＦＩ，ＩＦＱの位相誤差は、分周器４によって生成されたローカル信号ＬＯＩ，ＬＯＱの位相誤差に起因する。また、ＩＦ信号ＩＦＩ，ＩＦＱの振幅誤差は、ミキサのインピーダンス素子のミスマッチの寄与度が大きいと考えられる。

ＩＦ信号ＩＦＩ，ＩＦＱの位相誤差は、ローカル信号ＬＯＩ，ＬＯＱを正弦波または三角波とし、四相ミキサを用いることによって補正することができる。図８を用いて説明する。図８（ａ）は、ローカル信号ＬＯＩ，ＬＯＱが方形波であって、ミキサ５Ａ，６Ａから出力されたＩＦ信号ＩＦＩ，ＩＦＱ，ＩＦＩＢ，ＩＦＱＢの波形を示しており、図８（ｂ）は、ローカル信号ＬＯＩ，ＬＯＱが正弦波であって、ミキサ５Ａ，６Ａから出力されたＩＦ信号ＩＦＩ，ＩＦＱ，ＩＦＩＢ，ＩＦＱＢの波形を示している。なお、図中の実線は、ＩＦ信号ＩＦＱを、点線は、ＩＦ信号ＩＦＩを、一点鎖線は、ＩＦ信号ＩＦＱＢを、二点鎖線は、ＩＦ信号ＩＦＩＢをそれぞれ示している。

ミキサを四相ミキサとすることにより、スイッチ段ＳＷＩ，ＳＷＱでは、ローカル信号ＬＯＱ，ＬＯＩ，ＬＯＱＢ，ＬＯＩＢの順に動作電流が切り替わる。これにより、図８（ｂ）に示すように、各ＩＦ信号が互いに干渉し、各ＩＦ信号が重なり合うポイントが、位相誤差に依存せずに常に一定となる。これにより、ＩＦ信号ＩＦＩ，ＩＦＱの位相誤差を補正することができる。ここで、図８（ａ）に示すように、四相ミキサを用いても、方形波ではこのような位相誤差の補正を実現できないため、ローカル信号ＬＯＩ，ＬＯＱは正弦波または三角波が望ましい。

また、ＩＦ信号ＩＦＩ，ＩＦＱの振幅誤差を低減するために、イメージ抑圧ミキサ１１Ａの負荷Ｚ１１，Ｚ１２では、イメージ抑圧ミキサ１１の負荷Ｚ１，Ｚ２より、ばらつきを低減する注意深いレイアウトがなされている。これにより、ＩＦ信号ＩＦＩ，ＩＦＱの振幅誤差を低減できる。

次に、イメージ抑圧ミキサ１１Ａのイメージ抑圧比について、図９を用いて説明する。図９は、イメージ抑圧ミキサ１１Ａをイメージ抑圧ミキサ１１として上記実施の形態１のチューナ２０に備えた場合のＰＰＦ１１の出力を示しており、図９（ａ）は、ＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）を受信する場合であり、図９（ｂ）は、ＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）を受信する場合である。なお、図９（ａ）および図９（ｂ）において、横軸は周波数（ＭＨｚ）を示しており、縦軸は出力スペクトル（ｄＢｍ）を示している。また、ここでは、イメージ抑圧ミキサ１１Ａに入力されたＲＦ信号レベルは−３０ｄＢｍであり、ミキサ５Ａ，６Ａの利得を９ｄＢ、ＰＰＦ１１の利得を６ｄＢとしている。

図９（ａ）から、所望波であるＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）が増幅され、イメージ波であるＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）が抑圧されていることが分かる。例えば図１７（ｂ）のように３セグメント分をＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）として受信する場合、ＩＦ信号の周波数の中心は１ＭＨｚであり、１３００ｋＨｚ程度の帯域幅（約４３０ｋＨｚ×３）をダウンコンバートする必要がある。従って、３５０〜１６５０（ｋＨｚ）付近のイメージ抑圧比が重要となる。図９（ａ）から、上記３５０〜１６５０（ｋＨｚ）付近でのイメージ抑圧比が４０ｄＢ近く得られていることがわかる。

次に、図９（ｂ）から、所望波であるＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）が増幅され、イメージ波であるＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）が抑圧されていることが分かる。例えば図１７（ｃ）のように１セグメント分をＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）として受信する場合、ＩＦ信号の周波数の中心は４７６ｋＨｚであり、４３０ｋＨｚ程度の帯域幅をダウンコンバートする必要がある。従って、２６０〜６９０（ｋＨｚ）付近のイメージ抑圧比が重要となる。図９（ｂ）でも同様に、上記２６０〜６９０（ｋＨｚ）付近でのイメージ抑圧比が４０ｄＢ近く得られていることがわかる。

以上のように、イメージ抑圧ミキサ１１Ａでは、ミキサが四相ミキサであると共に、負荷Ｚ１１，Ｚ１２にばらつきを低減する注意深いレイアウトがなされているため、ＩＦ信号ＩＦＩ，ＩＦＱの位相誤差および振幅誤差が低減され、高いイメージ抑圧比を有することができる。

また、ミキサが四相ミキサであることにより、イメージ抑圧ミキサ１１Ａの電流は、イメージ抑圧ミキサ１１の約半分程度となる。トランスコンダクタンス段ＧＭの電流は、妨害波耐性を向上するために、必要な線形性に応じて高めに設定される。従って、トランスコンダクタンス段ＧＭの電流を低減することは、イメージ抑圧ミキサの低消費電力化に大きく貢献する。また、ミキサが四相ミキサであることにより、素子数が低減されるため、イメージ抑圧ミキサの小型化が可能となる。

以上のように、イメージ抑圧ミキサ１１Ａでは、ミキサが四相ミキサであるため、高いイメージ抑圧比と共に、低消費電力化および小型化を実現することができる。

次に、イメージ抑圧ミキサ１１Ａでは、ミキサが四相ミキサであると共に、トランスコンダクタンス段ＧＭが、図７に示すような構成であることにより、さらなる低消費電力化、および妨害波耐性を向上させることができる。以下、詳細に説明する。なお、以下に示す各図において、図７で示した部材と同一の符号を付した部材は、同一の機能を有するものとし、その動作等については特に説明しない。図７は、簡略図であり、より具体的には、トランスコンダクタンス段ＧＭは、図１０に示すような構成を有している。

すなわち、トランスコンダクタンス段ＧＭは、トランジスタＴ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４が、ｍ列並列接続されたトランジスタにより構成される。また、トランジスタＴ５，Ｔ６が、ｎ列並列接続されたトランジスタにより構成される。これにより、トランジスタＴ３，Ｔ５（トランジスタＴ４，Ｔ６）にそれぞれ流れる電流を、定電流源Ｉ１（Ｉ２）の出力電流Ｉｓｓに対してｍ：ｎの比に分配することが可能となる。従って、トランジスタＴ５から取り出される電流Ｉｏｕｔ１、トランジスタＴ６から取り出される電流Ｉｏｕｔ２を最適化（トランスコンダクタンスｇｍの向上）することができる。一般的に、トランスコンダクタンスｇｍは、動作電流に比例して大きくなる。一方、上記トランスコンダクタンス部のトランスコンダクタンス値は電流無依存である。そして、並列接続の数の比で制御することにより、動作電流の有効利用が可能になり、低消費電力化を期待できる。

なお、ここでは、並列接続の数の比を変える場合を例示したが、トランジスタのサイズ比を任意に設定することで、全電流量に占めるトランジスタＴ５，Ｔ６に流れる信号電流量を調整してもよい。

また、妨害波耐性を向上させるためには、ミキサの高い線形性が要求される。この線形性は、トランスコンダクタンス段ＧＭが支配的である。上述のような構成のトランスコンダクタンス段ＧＭでは、トランジスタＴ１，Ｔ３（Ｔ２，Ｔ４）に流れる電流は等しいので（このＴ１：Ｔ３＝Ｔ２：Ｔ４＝１：１の関係は必須）、以下の式（２１）、（２２）が成り立つ。
ＶＢＥ１＋ＶＢＥ４＝ＶＢＥ２＋ＶＢＥ３ （２１）
ＶＢＥ１＝ＶＢＥ３ ＶＢＥ２＝ＶＢＥ４ （２２）
ただし、
ＶＢＥ：ベースエミッタ間電圧
であり、例えばＶＢＥ１は、トランジスタＴ１のベースエミッタ間電圧である。

トランジスタＴ１，Ｔ２にＲＦ信号が入力されると（ＶＢＥ１,ＶＢＥ２間に入る小信号の電圧Ｖｉｎ＝Ｖｉｎ^＋−Ｖｉｎ⁻）、抵抗Ｒｄｅｇには、以下に示すような電流Ｉｄｅｇが流れる。
Ｉｄｅｇ＝Ｖｉｎ／Ｒｄｅｇ （２３）
ここで、電流Ｉｏｕｔ１，Ｉｏｕｔ２は、以下のように表せる。
Ｉｏｕｔ１＝ｎ／（ｍ＋ｎ）（Ｉｓｓ−Ｖｉｎ／Ｒｄｅｇ） （２４）
Ｉｏｕｔ２＝ｎ／（ｍ＋ｎ）（Ｉｓｓ＋Ｖｉｎ／Ｒｄｅｇ） （２５）
このとき、トランスコンダクタンスｇｍは、以下のように表せる。
ｇｍ＝ｎ／（ｍ＋ｎ）（１／Ｒｄｅｇ） （２６）
このように、トランスコンダクタンスｇｍは、線形素子である抵抗Ｒｄｅｇと電流比とで決定されるため、非線形項（ｅｘｐ等）が原理的に生じず、高い線形線を実現できる。

なお、ｍ：ｎ＝１：１となる特別な条件のとき、式（２４）,（２５）は、以下のように表せる。
Ｉｏｕｔ１＝１／２（Ｉｓｓ−Ｖｉｎ／Ｒｄｅｇ） （２７）
Ｉｏｕｔ２＝１／２（Ｉｓｓ＋Ｖｉｎ／Ｒｄｅｇ） （２８）
一般的なトランスコンダクタンスｇｍを向上する手段として、トランジスタＴ５およびＴ６の電流配分を増やすため、ｎ＞ｍの関係が電流効率上良いと考えられる。このとき、ｍ列のトランジスタの過剰な電流配分を減らすことができるため、低消費電力化を期待できる。但し、ｎ＞ｍに限られるものではない。

また、上述のような構成のトランスコンダクタンス段ＧＭは、図１１に示すトランスコンダクタンス段ＧＭａ、すなわち、定電流源Ｉ１，Ｉ２を備えていないトランスコンダクタンス段ＧＭａと比較して、動作電流を一定に保つことができ、負荷抵抗と動作電流とによって決まる出力同相電位の変動を抑えることができる。

図１２は、トランスコンダクタンス段ＧＭの他の構成例であるトランスコンダクタンス段ＧＭｂを示している。

トランスコンダクタンス段ＧＭｂは、基本的にはトランスコンダクタンス段ＧＭの構成と同様な構成を有しているが、図示のように、定電流源Ｉ１，Ｉ２に代えて、負帰還抵抗Ｒ１０，Ｒ１１を備えている。トランジスタＴ３〜Ｔ６が電流源トランジスタの役割も兼ねている。動作電流は、トランジスタＴ１，Ｔ２のＤＣバイアスに依存する。トランスコンダクタンス段ＧＭｂは、上述のような構成により、縦積みとなるトランジスタ数が減るため（電流源トランジスタが低減されるため）、動作マージンを拡大することができ、さらなる線形線等の性能の向上を期待できる。但し、動作電流を一定に保つことが難しい。

なお、各トランスコンダクタンス段ＧＭにおいて、ＶＢＥ１〜ＶＢＥ６が全て等しくされていることが好ましい。ＶＢＥ１〜ＶＢＥ６が等しい条件で、並列接続する全てのトランジスタのサイズが等しい場合、パラメータ（並列接続数）にのみ依存する並列接続数の比の制御が可能となる。

図１３は、ミキサ５Ａ，６Ａの他の構成例であるミキサ５Ａａ，６Ａａを示している。

ミキサ５Ａａ，６Ａａは、基本的にはミキサ５Ａ，６Ａの構成と同様な構成を有しているが、図示のように、コンデンサＣ１〜Ｃ６と、定電流源Ｉ１，Ｉ２に代えて、トランジスタＴ１５〜Ｔ１７、抵抗Ｒ１３〜Ｒ１５、定電流源Ｉ１１とを備えている。

コンデンサＣ１は、抵抗Ｒ１に並列に接続され、同様に、コンデンサＣ２〜Ｃ４は、抵抗Ｒ２〜Ｒ４に並列に接続されている。コンデンサＣ５は、トランジスタＴ７，Ｔ９の各コレクタの上記接続点と、トランジスタＴ８，Ｔ１０の各コレクタの上記接続点との間に接続され、コンデンサＣ６は、トランジスタＴ１２，Ｔ１４の各コレクタの上記接続点と、トランジスタＴ１１，Ｔ１３の各コレクタの上記接続点との間に接続されている。

トランジスタＴ１５のコレクタは、抵抗Ｒｄｅｇの一端（トランジスタＴ５のエミッタに接続されている）に接続され、トランジスタＴ１６のコレクタは、抵抗Ｒｄｅｇの他端（トランジスタＴ６のエミッタに接続されている）に接続され、トランジスタＴ１５のエミッタは、抵抗Ｒ１３を介してＧＮＤ端子に接続され、トランジスタＴ１６のエミッタは、抵抗Ｒ１４を介してＧＮＤ端子に接続されている。トランジスタＴ１５，Ｔ１６の各ベースは、互いに接続され、さらにトランジスタＴ１７のベースとコレクタとに接続されている。トランジスタＴ１７のコレクタは、定電流源Ｉ１１を介して電源端子に接続され、エミッタは、抵抗Ｒ１５を介してＧＮＤ端子に接続されている。

ミキサ５Ａａ，６Ａａでは、上述のようなイメージ抑圧比の向上、妨害波耐性の向上、低消費電力化、および小型化を実現することができると共に、コンデンサＣ１〜Ｃ４により、コモンモードノイズ耐性の向上が可能であり、コンデンサＣ５，Ｃ６により、不要な高調波を減衰させることができる。

以上のように、イメージ抑圧ミキサ１１Ａでは、ミキサが四相ミキサであると共に、トランスコンダクタンス段ＧＭが上述のような構成であるため、イメージ抑圧比の向上、妨害波耐性の向上、低消費電力化、および小型化を実現することができる。従って、イメージ抑圧ミキサ１１Ａは、デジタル放送を受信する携帯機器に特に好適である。

本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

テレビジョン受信機のチューナおよび通信装置のデジタル放送を受信するチューナに好適に用いることができる。

本発明の一実施形態を示すものであり、イメージ抑圧ミキサを備えたチューナの概略構成を示す図である。 上記イメージ抑圧ミキサおよびその周辺回路を示す図である。 上記イメージ抑圧ミキサおよびその周辺回路でのシグナルフローを示しており、（ａ）は、ＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）を受信する場合を示す図であり、（ｂ）は、ＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）を受信する場合を示す図である。 上記イメージ抑圧ミキサに備えられているＲＦＳＥＬの具体的な構成を示す図である。 上記イメージ抑圧ミキサを備えたチューナを搭載したテレビジョン受信機を示す図である。 ミキサの構成を示しており、（ａ）は、上記イメージ抑圧ミキサに備えられているミキサを示す図であり、（ｂ）は、本発明の他の実施形態に係るイメージ抑圧ミキサに備えられているミキサを示す図である。 上記図６（ｂ）のミキサの具体的な構成を示す図である。 ＩＦ信号ＩＦＩ，ＩＦＱ，ＩＦＩＢ，ＩＦＱＢの波形を示しており、（ａ）は、ローカル信号が方形波であって、上記図７に示すミキサから出力された場合を示す図であり、（ｂ）は、ローカル信号が正弦波であって、上記図７に示すミキサから出力された場合を示す図である。 上記他の実施形態に係るイメージ抑圧ミキサを上記図１に示すチューナに備えた場合の出力を示しており、（ａ）は、ＲＦ信号ＲＦ（Ｈ）を受信する場合を示す図であり、（ｂ）は、ＲＦ信号ＲＦ（Ｌ）を受信する場合を示す図である。 上記図７に示すミキサに備えられているトランスコンダクタンス段の具体的な構成を示す図である。 上記図１０に示すトランスコンダクタンス段の他の構成例を示す図である。 上記図１０に示すトランスコンダクタンス段の他の構成例を示す図である。 上記図７に示すミキサの他の構成例を示す図である。 イメージ混信を説明する図であり、（ａ）はＲＦ信号を示す図であり、（ｂ）は、上記（ａ）におけるＲＦ信号がＩＦ信号に周波数変換された図である。 従来技術を示すものであり、イメージ抑圧ミキサの構成を示す図である。 上記イメージ抑圧ミキサの各回路でのシグナルフローを示す図である。 ＶＨＦ帯のデジタル放送とこのデジタル放送の妨害となるアナログ放送との周波数配置を示す図であり、（ａ）は上記デジタル放送が１セグメントおよび３セグメント用である場合を示す図であり、（ｂ）は上記（ａ）において、ローカル周波数より高い周波数帯（３セグメント）を受信する場合のローカル信号の位置を示す図であり、（ｃ）は、上記（ａ）において、ローカル信号より低い周波数帯（１セグメント）を受信する場合のローカル信号の位置を示す図である。 従来技術を示すものであり、特許文献１におけるイメージ抑圧ミキサの構成を示す図である。 上記特許文献１におけるイメージ抑圧ミキサの各回路でのシグナルフローを示す図である。 位相誤差および振幅誤差とイメージ抑圧比との関係を示す図である。

符号の説明

５ ミキサ（第１ミキサ回路）
６ ミキサ（第２ミキサ回路）
５Ａ，６Ａ 四相ミキサ
７ ＲＦＳＥＬ（出力回路）
８ 移相器（移相回路）
９ 移相器（移相回路）
１０ 加算器（加算回路）
１１、１１Ａ イメージ抑圧ミキサ
２０ チューナ（半導体装置）
３０ 通信装置
４０ チューナ（半導体装置）
５０ テレビジョン受信機（電子機器）
ＧＭ トランスコンダクタンス段
Ｔ１〜Ｔ６ （第１トランジスタ〜第６トランジスタ）
Ｒｄｅｇ 抵抗
Ｉ１、Ｉ２ 電流源
Ｒ１０、Ｒ１１ 負帰還抵抗

Claims (13)

1. 第１経路および第２経路を備え、
   上記第１経路上に位置し、入力信号と、当該入力信号を所定の周波数に周波数変換するための第１ローカル信号とを乗算して、上記入力信号を上記所定の周波数に周波数変換した第１信号を出力する第１ミキサ回路と、
   上記第２経路上に位置し、上記入力信号と、上記第１ローカル信号と９０度の位相差を有した第２ローカル信号とを乗算して、上記入力信号を上記所定の周波数に周波数変換した第２信号を出力する第２ミキサ回路と、
   上記第１信号および上記第２信号が入力され、上記第１信号を上記第１経路上に出力する場合は、上記第２信号を上記第２経路上に出力し、上記第１信号を上記第２経路上に出力する場合は、上記第２信号を上記第１経路上に出力する出力回路とを備え、
   移相回路にて、上記出力回路から出力された上記第１信号と上記第２信号とに９０°の位相差を与えるように移相し、
   加算回路にて、上記移相回路から出力された上記第１信号および上記第２信号を加算することを特徴とするイメージ抑圧ミキサ。
2. 上記イメージ抑圧ミキサは、上記移相回路および上記加算回路を備えていることを特徴とする請求項１に記載のイメージ抑圧ミキサ。
3. 第１経路および第２経路を備え、
   上記第１経路および第２経路に接続され、入力信号を電流信号に変換するトランスコンダクタンス段を有し、上記電流信号と、当該電流信号を所定の周波数に周波数変換するための第１ローカル信号とを乗算して上記電流信号を上記所定の周波数に周波数変換した第１信号を出力すると共に、上記電流信号と、上記第１ローカル信号と９０°の位相差を有した第２ローカル信号とを乗算して上記電流信号を上記所定の周波数に周波数変換した第２信号を出力する、四相ミキサであるミキサ回路と、
   上記第１信号および上記第２信号が入力され、上記第１信号を上記第１経路上に出力する場合は、上記第２信号を上記第２経路上に出力し、上記第１信号を上記第２経路上に出力する場合は、上記第２信号を上記第１経路上に出力する出力回路とを備え、
   移相回路にて、上記出力回路から出力された上記第１信号と上記第２信号とに９０°の位相差を与えるように移相し、
   加算回路にて、上記移相回路から出力された上記第１信号および上記第２信号を加算することを特徴とするイメージ抑圧ミキサ。
4. 上記イメージ抑圧ミキサは、上記移相回路および上記加算回路を備えていることを特徴とする請求項３に記載のイメージ抑圧ミキサ。
5. 上記トランスコンダクタンス段は、
   コレクタを電源端子に接続し、ベースから上記入力信号を受ける第１および第２トランジスタと、
   ベースとコレクタとが互いに交差接続され、コレクタが上記第１トランジスタのエミッタ端に接続された第３トランジスタと、コレクタが上記第２トランジスタのエミッタ端に接続された第４トランジスタと、
   ベースとエミッタとを上記第３トランジスタと共有し、コレクタから上記電流信号を取り出す第５トランジスタと、
   ベースとエミッタとを上記第４トランジスタと共有し、コレクタから上記電流信号を取り出す第６トランジスタとを備え、
   上記第５および第６トランジスタのエミッタ間に抵抗が設けられており、
   上記第１から第６トランジスタにおけるトランジスタの並列接続数の比あるいはサイズ比を任意に設定することで、全電流量に占める上記第５および第６トランジスタに流れる信号電流量を調整することを特徴とする請求項３または４に記載のイメージ抑圧ミキサ。
6. 上記第５および第６トランジスタのエミッタ端にそれぞれ電流源が付加されることを徴とする請求項５に記載のイメージ抑圧ミキサ。
7. 上記抵抗が接続された第５および第６トランジスタのエミッタ端とグラウンド間とにそれぞれ負帰還抵抗が付加されることを特徴とする請求項５に記載のイメージ抑圧ミキサ。
8. 上記並列接続した第１〜第６トランジスタのベース−エミッタ間の電圧が全て等しくされていることを特徴とする請求項５に記載のイメージ抑圧ミキサ。
9. 上記第１および第３トランジスタの並列接続数が等しくされ、
   上記第２および第４トランジスタの並列接続数が等しくされていることを特徴とする請求請求項５に記載のイメージ抑圧ミキサ。
10. 上記出力回路は、ＭＯＳトランジスタで構成されることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載のイメージ抑圧ミキサ。
11. 請求項１〜１０のいずれか１項に記載のイメージ抑圧ミキサを備えていることを特徴とする半導体装置。
12. 上記請求項１１に記載の半導体装置を備えていることを特徴とする通信装置。
13. 上記請求項１１に記載の半導体装置を備えていることを特徴とする電子機器。

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