JP2012533227A - ローカル送受信機のｆｍラジオとの干渉を防止するためのｌｏシフトの使用 - Google Patents

Abstract

セルラ電話は、セルラ電話回路とＦＭ受信機とを含む。受信されるＦＭ信号は、ミキサによってダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号は、デジタルＩＦフィルタに供給されるＦＭ信号を発生するように処理される。従来のＬＯ周波数が用いられたならばＬＯ高調波とブロッカとの相互の影響により、セルラ電話回路によって放射されるブロッカがＦＭ信号の受信に干渉し得る場合は、異なるＬＯ周波数が用いられる。ダウンコンバートされたＦＭ信号の後続する（たとえばデジタル複素共役セレクタ、およびＩＦローテータによる）処理の結果、異なるＬＯ周波数を用いたにもかかわらず、デジタルＩＦフィルタと同じ中心周波数を有する信号がデジタルＩＦフィルタに供給される。一部の実施形態では、ＬＯは、セルラ電話モードに応じて、およびＦＭ信号に応じて異なる大きさだけシフトされる。
【選択図】図３

Description

関連出願

関連出願の相互参照
本出願は、米国特許法（３５Ｕ．Ｓ．Ｃ．）第１１９条に基づいて、２００９年７月９日に出願した米国仮特許出願第６１／２２４，３８２号の利益を主張するものであり、前記仮出願を参照により本明細書に組み込む。

本開示は、周波数変調（ＦＭ）ラジオ受信機に関する。

セルラ電話および他のパーソナルハンドヘルド通信デバイスの人気により、ますます多くの機能がセルラ電話内に組み込まれるようになってきている。たとえば、ＦＭラジオ受信機／送信機機能を、セルラ電話通信回路と共にセルラ電話の小型フォームファクタ内に組み込むことができる。残念ながら、ＦＭラジオ回路とセルラ電話回路とが極近傍にあることにより、干渉問題が起こり得る。たとえばユーザが、セルラ電話のＦＭラジオ機能を用いてＦＭラジオ局を聴取しており、次いでセルラ電話が特定のセルラ電話通信機能を行う場合は、セルラ電話回路は、正常なＦＭラジオ受信と干渉する比較的強いブロッカ送信を放射し得る。干渉のタイプ、およびそれがいつ起きるかは、ＦＭラジオ受信機の使用に応じて、およびセルラ電話の動作モードに応じて比較的複雑に変化し得る。このような問題の影響を受けない、ＦＭラジオ機能を有するセルラ電話が望まれる。

セルラ電話は、セルラ電話回路と、ＦＭ受信機とを含む。セルラ電話回路とＦＭ受信機とは、物理的に近接する。ＦＭ受信機によって受信される到来ＦＭ信号は、ミキサによってダウンコンバートされて、ダウンコンバートされたＦＭ信号を発生する。ミキサは、局部発振器信号（ＬＯ）によって駆動される。ダウンコンバートされたＦＭ信号は処理されて、処理されたＦＭ信号を発生し、処理されたＦＭ信号はデジタルＩＦフィルタに供給される。信号は、デジタルＩＦフィルタを通過した後に、ＦＭ復調される。

セルラ電話回路によって放射されるブロッカが、到来ＦＭ信号の受信に干渉する場合は（たとえば従来のＬＯ周波数が用いられた場合は、ＬＯの第９高調波とブロッカとの相互の影響により）、異なるＬＯ周波数を用いてミキサを駆動する。このような異なるＬＯ周波数は、ここでは「シフトされた」ＬＯ周波数とも呼ぶ。「シフトされた」という用語は、ＬＯ周波数と、従来なら用いられるＬＯ周波数との間の差を指す。「シフトされた」という用語は、周波数が時間と共に徐々に移動することを意味するものではない。そうではなくＬＯ周波数は、単に、シフトされたＬＯ周波数に設定することができる。シフトされたＬＯ周波数を用いたダウンコンバージョンの後に、ダウンコンバートされたＦＭ信号の後続する処理（たとえばアナログ複素バンドパスフィルタ、アナログ−デジタル変換器、デジタル複素共役セレクタ、デシメーションデジタルフィルタ、およびＩＦローテータにより）の結果、異なるＬＯ周波数の使用にもかかわらずデジタルＩＦフィルタの中心周波数と同じ中心周波数を有してデジタルＩＦフィルタに供給される、処理されたＦＭ信号を生じる。

一部の実施形態ではＬＯは、（従来のＬＯ周波数を用いるのと比べて）、セルラ電話モードに応じて、および受信されるＦＭ信号の中心周波数に応じて異なる大きさだけシフトされる。シフトされたＬＯを用いることにより、ＬＯの高調波と、セルラ電話回路が特定のセルラ電話モードで動作しているときにセルラ電話回路によって放射されるセルラ電話ブロッカ信号との望ましくない混合が防止される。ＦＭ受信機の所与の動作状況において、シフトされたＬＯ周波数が用いられるかどうかにかかわらず、ダウンコンバートされたＦＭ信号の処理の結果、デジタルＩＦフィルタの中心周波数と実質的に同一な中心周波数を有してデジタルＩＦフィルタに供給されるように、処理されたＦＭ信号を生じる。デジタルＩＦフィルタの中心周波数は、ＬＯ周波数がどのようにシフトされたか、またはシフトされたかどうかにかかわらず同じままである。セルラ電話ブロッカが広帯域ブロッカである状況では、上述の高調波混合の問題を回避するためにシフトすべきＬＯの最大の大きさは、複数の周波数領域のうちのどれが、受信されるＦＭ信号を含んでいるかに応じて、異なるやり方でＬＯをシフトすることによって低減される。たとえば過大なＩＦ周波数シフトを避けるために、受信されるＦＭ信号が第１の周波数領域にある場合は、ＬＯは第１のやり方でシフトすることができ、一方、受信されるＦＭ信号が第２の周波数領域にある場合は、ＬＯは第２のやり方でシフトすることができる。

上述のＬＯシフト技術の特に有利な使用は、単一の固定の中心周波数を有する単一のデジタルＩＦフィルタを用いて高調波混合の問題を回避するものであるが、ＬＯシフト技術は、異なるＬＯシフトを用いて高調波混合の問題を回避するが、使用される特定のＬＯシフトに応じて異なる中心周波数を有する１つまたは複数のデジタルＩＦフィルタを用いることにより、多少有利ではない形で用いることができる。このような多少有利ではない応用例では、調整可能な中心周波数を有する単一のデジタルＩＦフィルタを用いることができ、またはそれぞれが異なる中心周波数を有する複数のデジタルＩＦフィルタを用いることができる。

上記は概要であり、したがって必然的に簡略化、一般化、および詳細の省略を含んでおり、それ故に当業者には、概要は例示のみであり、何ら制限するものではないことが理解されよう。もっぱら特許請求の範囲によって定義される、本明細書で述べられるデバイスおよび／またはプロセスの他の態様、発明性のある特徴、および利点は、本明細書に記載される非限定的な詳細な説明で明らかとなるであろう。

新規な一態様によるＦＭ送信機／受信機集積回路５を含む、モバイル通信デバイス１（たとえばセルラ電話）の図。 図１のＦＭ送信機／受信機集積回路５のより詳細な図であり、ＦＭ送信機／受信機集積回路５がＦＭラジオ受信機３１を含むことを示す図。 図２のＦＭ送信機／受信機集積回路５のＦＭ受信機３１のより詳細な図。 図３のアナログ複素バンドパスフィルタ３８の図。 図３のＩＦローテータ６８の図。 図５のＩＦローテータ６８の乗算器８６が、どうのように周波数シフト機能を行うかを示す図。 図５の乗算器８６に供給されるＣ［Ｎ］およびＳ［Ｎ］値のストリームが、どのように余弦波および正弦波を定義するかを示す図。 図７のＣ［Ｎ］およびＳ［Ｎ］値のシーケンスを設定する表。 図３のデジタル複素共役セレクタ６６がどのように動作するかを示す図。 異なるセルラ電話動作モードにおいて、図３のＦＭ受信機の周波数シンセサイザ４３、アナログ複素バンドパスフィルタ３８、デジタル複素共役セレクタ６６、およびＩＦローテータ６８がどのように制御されて、ＦＭ信号の受信に対する望ましくない干渉を防止するかを示す表。 ＣＤＭＡブロッカの存在下で従来のＬＯ周波数が用いられた場合に直面し得る問題を示す図。 シフトされたＬＯを用いて、ＣＤＭＡブロッカの存在下でＦＭ信号を処理する方法のステップを示す図。 シフトされたＬＯを用いて、ＣＤＭＡブロッカの存在下でＦＭ信号を処理する方法のステップを示す図。 シフトされたＬＯを用いて、ＣＤＭＡブロッカの存在下でＦＭ信号を処理する方法のステップを示す図。 シフトされたＬＯを用いて、ＣＤＭＡブロッカの存在下でＦＭ信号を処理する方法のステップを示す図。 シフトされたＬＯを用いて、ＣＤＭＡブロッカの存在下でＦＭ信号を処理する方法のステップを示す図。 図１２〜１６に示される方法のフローチャート。 受信されるＦＭ信号が第１の周波数領域にあるときに、ＷＣＤＭＡブロッカの存在下で従来のＬＯ周波数が用いられた場合に直面し得る問題を示す図。 受信されるＦＭ信号が第１の周波数領域にあるときに、シフトされたＬＯを用いてＷＣＤＭＡブロッカの存在下でＦＭ信号を処理する方法のステップを示す図。 受信されるＦＭ信号が第１の周波数領域にあるときに、シフトされたＬＯを用いてＷＣＤＭＡブロッカの存在下でＦＭ信号を処理する方法のステップを示す図。 受信されるＦＭ信号が第１の周波数領域にあるときに、シフトされたＬＯを用いてＷＣＤＭＡブロッカの存在下でＦＭ信号を処理する方法のステップを示す図。 受信されるＦＭ信号が第１の周波数領域にあるときに、シフトされたＬＯを用いてＷＣＤＭＡブロッカの存在下でＦＭ信号を処理する方法のステップを示す図。 受信されるＦＭ信号が第１の周波数領域にあるときに、シフトされたＬＯを用いてＷＣＤＭＡブロッカの存在下でＦＭ信号を処理する方法のステップを示す図。 受信されるＦＭ信号が第１の周波数領域にあるときに、シフトされたＬＯを用いてＷＣＤＭＡブロッカの存在下でＦＭ信号を処理する方法のステップを示す図。 図１９〜２４に示される方法のフローチャート。 受信されるＦＭ信号が第２の周波数領域にあるときに、ＷＣＤＭＡブロッカの存在下で従来のＬＯ周波数が用いられた場合に直面し得る問題を示す図。 受信されるＦＭ信号が第２の周波数領域にあるときに、シフトされたＬＯを用いてＷＣＤＭＡブロッカの存在下でＦＭ信号を処理する方法のステップを示す図。 受信されるＦＭ信号が第２の周波数領域にあるときに、シフトされたＬＯを用いてＷＣＤＭＡブロッカの存在下でＦＭ信号を処理する方法のステップを示す図。 受信されるＦＭ信号が第２の周波数領域にあるときに、シフトされたＬＯを用いてＷＣＤＭＡブロッカの存在下でＦＭ信号を処理する方法のステップを示す図。 受信されるＦＭ信号が第２の周波数領域にあるときに、シフトされたＬＯを用いてＷＣＤＭＡブロッカの存在下でＦＭ信号を処理する方法のステップを示す図。 図２７〜３０に示される方法のフローチャート。 数多くの異なる広帯域ブロッカ信号の存在下でＦＭ信号を受信するために、どのようにＬＯシフトが行うことができるかを示す図。

図１は、モバイル通信デバイス１の図である。一実施例ではモバイル通信デバイス１は、セルラ電話である。別の実施例ではモバイル通信デバイス１は、携帯情報端末（ＰＤＡ）、または同様なハンドヘルドパーソナル通信デバイスである。デバイス１は、単一の小型ハンドヘルドフォームファクタおよび筐体内にセルラ電話機能とＦＭラジオ機能とを含む。筐体は、図１には示されない。デバイス１は、（図示されない他の部分の中でも）、セルラ電話通信を受信および送信するために用いることができるアンテナ２と、ＲＦ送受信機集積回路３と、デジタルベースバンド集積回路４と、ＦＭ送信機／受信機集積回路５と、ＦＭラジオ通信を受信および送信するために用いることができるアンテナ６とを含む。

セルラ電話機能の動作の１つの最も簡略化した説明では、デバイス１が、セルラ電話通話の一部として音声情報を受信するために用いられる場合は、到来する送信７がアンテナ２によって受信される。信号は、デュプレクサ８、および整合ネットワーク９を通過し、ＲＦ送受信機集積回路３の受信チェーン１０によって処理される。アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１１によってデジタル化され、デジタルベースバンド集積回路４内で復調され復号された後に、結果としての音声情報は、たとえばセルラ電話通話においてデバイス１のユーザが別のスピーカを聞くことができるように、スピーカ（図示せず）を駆動するために用いることができる。

一方、デバイス１がセルラ電話通話の一部として音声情報を送信するために用いられる場合は、デバイス１の一部であるマイクロホン（図示せず）は音を受け取り、その音を電気信号に変換する。電気信号は、音声情報のデジタル値のストリームに変換される。デジタル化された音声情報は、デジタルベースバンド集積回路４内で符号化され、変調される。次いでこれは、デジタルベースバンド集積回路４内のデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１２によってアナログの形に変換される。結果としてのアナログ信号は、ＲＦ送受信機集積回路３内の送信チェーン１３においてフィルタされ、アップコンバートされる。電力増幅器１４によって増幅された後に、信号は送信１５としてアンテナ２から送信される。受信チェーン１０で生じるダウンコンバージョン、および送信チェーン１３で生じるアップコンバージョンは、デジタルベースバンド集積回路４内のプロセッサ１６によって制御される。プロセッサ１６は、デジタルベースバンド集積回路４内の、プロセッサ可読媒体１８からの１組のプロセッサ実行可能命令１７を実行する。プロセッサ１６は、ローカルバス１９、シリアルバスインターフェース２０、シリアルバス２１、およびシリアルバスインターフェース２２を通じて、ＲＦ送受信機集積回路３に制御情報を送ることによってＲＦ送受信機集積回路３を制御する。

上述のセルラ電話機能に加えてデバイス１は、ＦＭラジオ通信（約７６ＭＨｚから約１０８ＭＨｚまでの商用ＦＭ ＶＨＦ放送帯域通信）を受信および送信する能力を有する。このＦＭマイクロ送信機ラジオ機能を実現するために、デバイス１は、シリアルバス２３および２４を通じてデジタルベースバンド集積回路４に結合された、ＦＭ送信機／受信機集積回路５を含む。たとえばユーザは、デバイス１を用いて、ＦＭ ＶＨＦ帯域での通常のＦＭ放送ラジオ局を受信し聴取することができる。デバイス１がこのように用いられるときは、ＦＭラジオ信号２５は、プリント回路基板（ＰＣＢ）アンテナ６上に受信され、整合ネットワーク２６を通じてＦＭ送信機／受信機集積回路５に供給される。別の方法ではヘッドセット２７がコネクタ２８を通じてデバイス１に取り付けられ、次いでＦＭラジオ信号２５はアンテナ２７上に受信され、整合ネットワーク２９を通じてＦＭ送信機／受信機集積回路５に供給される。到来ＦＭ信号２５は、フロントエンド整合ブロック３０を通過し、ＦＭ受信機機能３１によってダウンコンバートされ、ＦＭ復調される。次いで結果として受け取った情報は、シリアルバスインターフェース３２、シリアルバス２３、およびシリアルバスインターフェース３３を通じて、デジタルベースバンド集積回路４に通信することができる。次いでデジタルベースバンド集積回路４は、ユーザのスピーカまたはヘッドセットを駆動し、それによりユーザはＦＭ放送情報を聴取することができる。このようにしてデバイス１のユーザは、デバイス１を用いて７６ＭＨｚから１０８ＭＨｚＦＭ帯域での通常のＦＭラジオ局を聴取することができる。

デバイス１はまた、同じＦＭ ＶＨＦ帯域内でＦＭ信号を送信するために用いることができる。たとえばユーザは、自動車のオーディオシステムまたはホームステレオシステムを用いて、セルラ電話上に記憶された音声情報を聴取することができる。一実施例では、ＭＰ３ファイルなどの音声ファイルはデバイス１上に記憶され、ユーザはユーザの自動車の音響システム上でファイルの音声を聞くことを望む。これを行うためにＭＰ３ファイルは、デジタルベースバンド集積回路４から、シリアルバスインターフェース３３、シリアルバス２３、およびシリアルバスインターフェース３２を通じて、ＦＭ送信機／受信機集積回路５に通信される。ＭＰ３情報は、音声情報のストリームに変換され、次いでこれはＦＭ送信機機能３４によってキャリア上にＦＭ変調される。次いでＦＭラジオ信号は、アンテナ６上に駆動される。次いで結果としてのＦＭ送信３５は、ユーザの自動車のＦＭラジオチューナによって受信することができる。次いで自動車のＦＭラジオは、ＦＭ送信３５を受信し、通常のＦＭラジオ局を受信するためにチューニングされているように、自動車内のスピーカを駆動する。このようにしてユーザは、デバイス１を用いてユーザの自動車内でＭＰ３音楽を再生することができ、そこではＭＰ３音楽はデバイス１に記憶される。これは、デバイス１と、自動車のＦＭラジオとの間に何も線を接続せずに達成することができる。

図２は、図１のＦＭ送信機／受信機集積回路５のより詳細な図である。ＦＭ受信パスは、ＰＣＢアンテナ６から、またはヘッドセット線アンテナ２７から、整合ネットワーク２６または２９を通ってＦＭ送信機／受信機集積回路５に延び、送信／受信（ＴＲ）フロントエンドスイッチおよび整合ブロック３０を通り、低雑音増幅器（ＬＮＡ）３６を通り、直交ミキサブロック３７を通り、アナログ複素バンドパスフィルタ３８を通り、１対のシグマ−デルタアナログ−デジタル変換器（ＳＤ ＡＤＣ）３９および４０を通り、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）４１を通り、シリアルバスインターフェース３２を通り、シリアルバス２３を渡って、デジタルベースバンド集積回路４に至る。矢印４４はデジタル化された音声情報のストリームを表す。周波数シンセサイザ４３によって発生された局部発振器信号（ＬＯ）４２は、ミキサブロック３７に供給される。ＬＯ信号４２の周波数は、ＦＭ受信機をチューニングするように調整される。

ＦＭ送信パスは、シリアルバスインターフェース３２から、導体４５を通って、ＤＳＰブロック４１に延びる。図２ではＤＳＰブロック４１は、図面を簡単にするために２つのブロックとして示される。しかし図示の２つのＤＳＰブロックは、単一のＤＳＰプロセッサ機能を表すことを理解されたい。ＤＳＰ４１、および関連するシグマ−デルタ変調器４６は一緒に動作して、デジタル値のストリーム４７を、周波数シンセサイザ４３の位相ロックループ（ＰＬＬ）４８に供給する。このデジタル値のストリーム４７は、周波数シンセサイザ４３にＦＭ信号４９を出力させる。ＦＭ信号４９は、バッファ５０によってバッファされ、電力増幅器（ＰＡ）５１によって増幅される。次いで増幅されたＦＭ信号５２は、フロントエンド整合ＴＲスイッチ３０を通って、送信のためのアンテナ６に至る。したがって、同じ周波数シンセサイザ４３が、受信パス内と送信パス内の両方で用いられる。

次に周波数シンセサイザ４３について、より詳しく述べる。周波数シンセサイザ４３は、ＰＬＬ４８と、プログラマブル出力分周器５２〜５４と、デルタ−シグマ変調器４６と、乗算器５５と、加算器５６と、加算器５７とを含む。ＰＬＬ４８は、位相−周波数検出器（ＰＦＤ）５８と、チャージポンプ５９と、ループフィルタ６０と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）６１と、ＶＣＯバッファ６２と、ループ分周器６３とを含む。１９．２ＭＨｚ基準クロック信号６４は、外部基準から（たとえば、外部水晶発振器から）供給される。ＰＬＬ４８は、ＤＳＰ４１およびデルタ−シグマ変調器４６の制御下で、フラクショナルＮ ＰＬＬとして動作する。ＤＳＰ４１は、デジタル制御信号ＩＮＴ（Ｎ）およびＦＲＡＣ（ｆ）を通して、ＰＬＬ出力信号６５の周波数を設定し、したがってまたＬＯ信号４２の周波数を制御する。

図３は、ＦＭ受信パスのより詳細な図である。ＤＳＰ４１は、以下の機能部分すなわち、デジタル複素共役セレクタ６６と、デシメーションデジタルフィルタ６７と、ＩＦローテータ６８と、デジタルＩＦフィルタ６９と、および制御機能７０とを含むとみなすことができる。制御機能７０は、周波数シンセサイザ４３と、アナログ複素バンドパスフィルタ３８と、ＤＳＰ４１のブロック６６〜６８とを、図示のような制御信号を供給することによって制御する。ＳＤ ＡＤＣ３９および４０は、１９２０万サンプル／秒の速度でデジタル値を出力し、デシメーションの後にデジタル値は、２４０万値／秒の速度でＩＦローテータを通過する。モード信号９６は、複数のセルラ電話モードのうちのどれで、セルラ電話回路が動作しているかを示す（図２の参照番号２、８、９、１４、３、および４を参照されたい）。セルラ電話モード情報は、デジタルベースバンド集積回路４のプロセッサ１６から生じ、モード信号９６の形でシリアルバス２４を通じて、ＦＭ送信機／受信機集積回路５のＤＳＰ４１内の制御機能７０に通信される。図３のデジタルＩＦフィルタ６９は、望ましくない隣接チャネル干渉および帯域外ノイズ（望ましくないＦＭ局など）を除去し、ＦＭ受信機がチューニングされているＦＭ局を、ＤＳＰ４１のＦＭ復調部分（図示せず）に通すように機能する。この実施例では、デジタルＩＦフィルタ６９は、１００ｋＨｚの中心周波数を有する。この１００ｋＨｚの中心周波数は、ＦＭ受信機の動作モードにかかわらず、どのＦＭ局が受信されるかにかかわらず、かつセルラ電話動作モードにかかわらず固定のままである。

図４は、図３のアナログ複素バンドパスフィルタ３８の図である。アナログ複素バンドパスフィルタ３８は、第１段７１と第２段７２とを含む多位相フィルタである。バンドパスフィルタの中心周波数は、導体７４上のデジタル信号７３の値に応じて、１００ｋＨｚまたは２８０ｋＨｚのいずれかに設定することができる。このデジタル値は、プログラマブル抵抗７５および７６の抵抗値ＲＣをＲ１（１００ｋＨｚの中心周波数の場合）、またはＲ２（２８０ｋＨｚの中心周波数の場合）のいずれかに設定する。導体７８上のデジタル制御信号７７が第１のデジタル値を有する場合は、アナログ複素共役セレクタ動作は行われないが、デジタル制御信号７７が第２のデジタル制御値を有する場合は、マルチプレクサ７９〜８２は、第２段７２内の帰還信号を切り換えるように制御され、それによりアナログ複素共役選択動作が生じる。

図５は、図３のＩＦローテータ６８の図である。デジタルＩ直交信号値のストリームは、導体８４を通じてＳＤ ＡＤＣ３９から受け取られる。デジタルＱ直交信号値のストリームは、導体８５を通じてＳＤ ＡＤＣ４０から受け取られる。Ｉ値とＱ値の対応する対は、実数−複素数ブロック８５によって複素値に組み合わされる。図５には、このような１つの複素値がＩ＋ｊＱとして示される。次いで記号８６によって表されるように、複素乗算動作が行われる。複素乗算動作８６は、各Ｉ＋ｊＱ複素値に、対応する受け取った複素値Ｃ［Ｎ］−ｊＳ［Ｎ］を乗算する。ライン８７は、図３の制御機能７０からのこのようなＣ［Ｎ］−ｊＳ［Ｎ］のストリームの受け取りを表す。複素乗算動作の結果として、２３ビット符号付き複素数のストリームを生じる。ライン８８は、このストリームを表す。「２３ＳＣ」の表記は、２３ビット符号付き複素数を示す。次いで２３ビット符号付き複素数のストリーム８８は、演算８９によって１５ビット符号付き複素数のストリーム９０に丸められる。１５ビット符号付き複素値のストリーム９０は、非対称飽和演算（asymmetric saturation operation）（ＡＳＡＴ）９１によって処理されて、１３ビット符号付き複素値のストリーム９２を生じる。ＩＦローテータ６８によって周波数シフトが行われる場合は、マルチプレクス機能９３は、ストリーム９２をＩＦローテータ６８の出力９４に渡す。ライン９５は、図３の制御機能７０からのＳＨＩＦＴ ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ制御情報の受け取りを表す。ＩＦローテータ６８が周波数シフトを行わない場合は、ライン９５上のＳＨＩＦＴ ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ情報は、周波数シフトをせずに、Ｉ＋ｊＱ複素値のストリームを出力９４に渡すようにマルチプレクス機能９３を制御する。

図６は、複素乗算動作８６がどのように周波数シフトを行うかを示す。Ｉ＋ｊＱ複素値の２８０ｋＨｚシーケンスが、Ｃ［Ｎ］−ｊＳ［Ｎ］複素値の−１８０ｋＨｚシーケンスと乗算されると、結果は２３ビット符号付き複素値の１００ｋＨｚシーケンス８８となる。

図７は、複素乗算機能８６に供給される（ライン８７として示される）、Ｃ［Ｎ］−ｊＳ［Ｎ］値のシーケンスのＣ［Ｎ］値およびＳ［Ｎ］値を示す図である。各Ｃ［Ｎ］値は１３ビットの数である。各Ｓ［Ｎ］値は１３ビットの数である。変化するＣ［Ｎ］値が余弦波を描き、変化するＳ［Ｎ］値が正弦波を描くように、離散的な時間にわたってサンプルインデックス［Ｎ］は連続してインクリメントする。余弦波および正弦波の周波数は、−１８０ｋＨｚである。

図８は、各サンプルインデックス値Ｎに対する余弦Ｃ［Ｎ］値および正弦Ｓ［Ｎ］値を示す表である。

図９は、図３のデジタル複素共役セレクタ６６を示す図である。図９に表されるように、Ｉ値とＱ値の各組のＩ部分は、影響を受けずにデジタル複素共役セレクタ６６を通過するが、Ｑ部分は、デジタル複素共役セレクタ６６がデジタル複素共役セレクタ機能を行うように制御されている場合は、−１が乗算される。このようにＱ部分に乗算することを、デジタル複素共役セレクタを適用すると呼ぶ。

図１０は、図２のＦＭ受信機３１の動作を示す表である。ＦＭ受信機３１の動作環境および受信するＦＭ局に応じて、ＦＭ受信機の以下の部分すなわち、周波数シンセサイザ４３、アナログ複素バンドパスフィルタ３８、デジタル複素共役セレクタ６６、デシメーションデジタルフィルタ６７、およびＩＦローテータ６８は、異なって制御される。「例＃１」と標示された列によって表されるように、デバイス１のセルラ電話機能がＣＤＭＡ１Ｘセルラ電話モードで動作しており、ＦＭ受信機が９３．８５ＭＨｚから９３．９５ＭＨｚの帯域内に中心を有するＦＭ局を受信する場合は、周波数シンセサイザ４３、アナログ複素バンドパスフィルタ３８、およびＤＳＰ４１の部分６６〜６８は、「例＃１」の列に示されるように制御される。デバイス１のセルラ電話機能がＷＣＤＭＡセルラ電話モードで動作しており、ＦＭ受信機が９３．８５ＭＨｚから９４．１５ＭＨｚ帯域に中心を有するＦＭ局を受信する場合は、周波数シンセサイザ４３、アナログ複素バンドパスフィルタ３８、およびＤＳＰ４１の部分６６〜６８は、「例＃２」の列に示されるように制御される。しかしデバイス１のセルラ電話機能がＷＣＤＭＡセルラ電話モードで動作しており、ＦＭ受信機が９３．６５ＭＨｚから９３．８ＭＨｚ帯域に中心を有するＦＭ局を受信する場合は、周波数シンセサイザ４３、アナログ複素バンドパスフィルタ３８、およびＤＳＰ４１の部分６６〜６８は、「例＃３」の列に示されるように制御される。一実施例では、セルラ電話動作モード情報は、図１のデジタルベースバンド集積回路４からシリアルバス２４を通じて、図３の制御機能７０内に受け取られる。これら３つの例でのＦＭ受信機３１の動作は、以下に図１１〜３１に関連して示し、説明する。

図１１は、従来のＦＭ受信機の動作を示す。図１０の表の「例＃１」のように９３．９ＭＨｚを中心とするＦＭ信号をダウンコンバートするために、従来のＦＭ受信機は通常は、図示のように９３．９ＭＨｚのＦＭ信号から１００ｋＨｚ離れた９３．８ＭＨｚの局部発振器ＬＯ信号を用いる。ＦＭ信号とＬＯ信号がミキサ（図２および図３のミキサブロック３７など）で混合されると、ＦＭ信号は、受信機のデジタルＩＦフィルタの１００ｋＨｚ中心周波数を中心とするようにダウンコンバートされる。しかし残念ながら図１１に示すように、ＬＯ信号の第９高調波が８４４．２ＭＨｚに位置する。セルラ電話送受信機がＦＭ受信機の近くにある場合で、セルラ電話がＣＤＭＡ１Ｘプロトコルに従って動作している場合は、ＣＤＭＡコール周波数にて強い広帯域ブロッカが存在し得る。この広帯域ブロッカは、８４３．６９ＭＨｚから８４４．９２ＭＨｚの範囲であり、広帯域ブロッカは１．２２８８ＭＨｚの帯域幅を有する。結果として広帯域ブロッカは、周波数においてＬＯの第９高調波と重なる。２つの信号は、たとえば互いから１００ｋＨｚとなり得るので、ブロッカは高調波的に混合され、１００ｋＨｚにダウンコンバートされる。したがって望ましくない１００ｋＨｚのブロッカ／ＬＯ高調波信号は、望ましいダウンコンバートされたＦＭ信号と共にデジタルＩＦフィルタ６９を通過して復調されることになる。

図１２は、図１０の例＃１でのＦＭ受信機３１の動作での第１のステップを示す。９３．９ＭＨｚの中心周波数を有するＦＭ信号２５（図３の信号２５を参照）を受信する。周波数シンセサイザ４３は、従来の９３．８ＭＨｚではなく、９４．０ＭＨｚの周波数に＋２００ｋＨｚだけシフトされたＬＯ信号４２を供給するように制御される。異なるＬＯ信号４２を用いることにより、ＬＯの第９高調波は８４６ＭＨｚに位置する。８４６ＭＨｚは、ＣＤＭＡコールブロッカの８４３．６９ＭＨｚから８４４．９２ＭＨｚ領域内ではない。したがって、図１１に関連して上述した高調波混合の問題は起きない。

図１３は、第２のステップを示す。ＦＭ信号２５がミキサブロック３７によってダウンコンバートされた後に、「ダウンコンバートされたＦＭ信号」９７（図３の信号９７を参照）は、−１００ｋＨｚの周波数を有する。アナログ複素バンドパスフィルタ３８は、＋１００ｋＨｚを中心とするフィルタ応答を有するように制御される。

図１４は、第３のステップを示す。アナログ複素バンドパスフィルタ３８は、アナログ複素共役セレクタ機能を行うように制御される。したがってアナログフィルタの中心周波数は、＋１００ｋＨｚから−１００ｋＨｚに変更される。図１４に示されるようにその結果としてフィルタ応答は、−１００ｋＨｚのＦＭ信号に対して正しく中心が置かれる。

図１５は、第４のステップを示す。デジタル複素共役セレクタ６６は、デジタル複素共役セレクタ機能を行うように制御される。ＦＭ信号は、−１００ｋＨｚを中心とする状態から＋１００ｋＨｚを中心とする状態にミラーリングされる。ＩＦローテータ６８は、周波数シフトを行わないように制御される。

図１６は、第１のステップから第４のステップまでの結果を示す。結果としての「処理されたＦＭ信号」（図３の信号９８を参照）は、＋１００ｋＨｚに正しく中心が置かれ、これはデジタルＩＦフィルタ６９（図３参照）に供給される。しかし９４．０ＭＨｚのＬＯ信号（９３．８ＭＨｚの従来のＬＯ信号ではなく）を用いることにより、図１１に関連して上述した高調波混合の問題は起きない。

図１７は、図１０の「例＃１」の列で、ＦＭ受信機３１の様々な部分がどのように制御されるかを示すフローチャートである。ステップ２００では、周波数シンセサイザ４３は、従来のＬＯ周波数から＋２００ｋＨｚだけシフトされたＬＯを出力するように制御される。ステップ２０１では、アナログ複素バンドパスフィルタ３８は、１００ｋＨｚの中心周波数を有するように制御される。ステップ２０２では、アナログ複素バンドパスフィルタ３８は、アナログ複素共役セレクタ機能を適用するように制御される。ステップ２０３では、デジタル複素共役セレクタ６６は、デジタル複素共役セレクタ機能を行うように制御される。ＩＦローテータ６８は、周波数シフト動作は行わない（ステップ２０４）。図１７の方法を実行する一実施例では、ＤＳＰ４１の制御機能７０は、デジタル制御値ＩＮＴ、ＦＲＡＣ、ＡＰＰＬＹ ＡＮＡＬＯＧ ＣＯＭＰＬＥＸ ＣＯＮＪＵＧＡＴＥ ＳＥＬＥＣＴＯＲ、ＡＰＰＬＹ ＤＩＧＩＴＡＬ ＣＯＭＰＬＥＸ ＣＯＮＪＵＧＡＴＥ ＳＥＬＥＣＴＯＲ、Ｃ［Ｎ］、Ｓ［Ｎ］、およびＳＨＩＦＴ ＦＲＥＱＵＥＮＣＹを、図３に示される機能部分４３、３８、６６、６７、６８、および６９に供給する。図１７のフローチャートの諸ステップは、ある順序で示されるが、諸ステップは実際にはステップではなく、動作または機能であり、任意の順序で行うことができ、典型的にはほぼ同時に行われる。説明のために、様々な動作または機能は分解され、フローチャートには別々に示されている。

図１８は、図１０の表の「例＃２」の状況での従来のＦＭ受信機の動作を示す。９４．０ＭＨｚを中心とするＦＭ信号をダウンコンバートするために、従来のＦＭ受信機は通常は、９４．０ＭＨのＦＭ信号ｚから１００ｋＨｚ離れた９３．９ＭＨｚの局部発振器ＬＯ信号を用いる。ＦＭ信号とＬＯ信号がミキサ（図２のミキサブロック３７など）で混合されると、ＦＭ信号はダウンコンバートされ、それによりデジタルＩＦフィルタ６９の１００ｋＨｚ中心周波数を中心とするようになる。しかし残念ながら、図１８に示されるように、ＬＯ信号の第９高調波が８４５．１ＭＨｚに位置する。セルラ電話送受信機がＦＭ受信機の近くにある場合で、セルラ電話がＷＣＤＭＡプロトコルに従って動作している場合は、ＷＣＤＭＡコール周波数にて強い広帯域ブロッカが存在し得る。この広帯域ブロッカは、８４２．３８ＭＨｚから８４６．２２ＭＨｚの範囲であり、広帯域ブロッカは３．８４ＭＨｚの帯域幅を有する。結果としてブロッカは、周波数においてＬＯの第９高調波と重なる。２つの信号は、たとえば互いから１００ｋＨｚとなり得るので、高調波混合が起こり、結果として１００ｋＨｚに位置するダウンコンバートされた信号を生じる。したがって望ましくない１００ｋＨｚのブロッカ／ＬＯ高調波信号は、望ましいダウンコンバートされたＦＭ信号と共にデジタルＩＦフィルタ６９を通過して復調されることになる。

図１９は、図１０の例＃２でのＦＭ受信機３１の動作での第１のステップを示す。９３．９ＭＨｚの中心周波数を有するＦＭ信号２５（図３の信号２５を参照）を受信する。周波数シンセサイザ４３は、従来の９３．９ＭＨｚではなく、９４．２８ＭＨｚの周波数を有するように通常のＬＯ周波数から＋３８０ｋＨｚだけシフトされたＬＯ信号４２を供給するように制御される。したがってＬＯの第９高調波は８４８．５２ＭＨｚに位置し、ＷＣＤＭＡコールブロッカの８４２．３８ＭＨｚから８４６．２２ＭＨｚの周波数領域内にはない。

図２０は、図１０の例＃２でのＦＭ受信機３１の動作での第２のステップを示す。ミキサブロック３７での混合の後では、「ダウンコンバートされたＦＭ信号」（図３の信号９７を参照）は、−２８０ｋＨｚを中心とする。図示のようにアナログ複素バンドパスフィルタ３８は、＋２８０ｋＨｚを中心とするフィルタ応答を有するように制御される。

図２１は、図１０の例＃２でのＦＭ受信機３１の動作での第３のステップを示す。アナログ複素バンドパスフィルタ３８は、そのアナログ複素共役セレクタ機能を行うように制御される。結果として、フィルタ３８の中心周波数は、−２８０ｋＨｚの中心周波数を有するように設定される。

図２２は、図１０の例＃２でのＦＭ受信機３１の動作での第４のステップを示す。デジタル複素共役セレクタ６６は、そのデジタル複素共役セレクタ機能を行うように制御される。したがってＦＭ信号は、図示のように＋２８０ｋＨｚを中心とする。

図２３は、図１０の例＃２でのＦＭ受信機３１の動作での第５のステップを示す。ＩＦローテータ６８は、その周波数シフト機能を行うように制御される。ＦＭ信号は、＋１００ｋＨｚを中心とするように、−１８０ｋＨｚだけシフトされる。

図２４は、第１のステップから第５のステップまでの結果を示す。「処理されたＦＭ信号」（図３の信号９８を参照）は、＋１００ｋＨｚに正しく中心が置かれ、これはデジタルＩＦフィルタ６９（図３参照）に供給される。しかし９４．１８ＭＨｚのＬＯ信号（９３．８０ＭＨｚの従来のＬＯ信号ではなく）を用いることにより、図１８に関連して上述した高調波混合の問題は起きない。

図２５は、図１０の「例＃２」の列で、ＦＭ受信機３１の様々な部分がどのように制御されるかを示すフローチャートである。ステップ３００では、周波数シンセサイザ４３は、従来のＬＯ周波数から＋３８０ｋＨｚだけシフトされたＬＯを出力するように制御される。ステップ３０１では、アナログ複素バンドパスフィルタ３８は、２８０ｋＨｚの中心周波数を有するように制御される。ステップ３０２では、アナログ複素バンドパスフィルタ３８は、アナログ複素共役セレクタ機能を適用するように制御される。ステップ３０３では、デジタル複素共役セレクタ６６は、デジタル複素共役セレクタ機能を行うように制御される。ステップ３０４では、ＩＦローテータ６８は、その周波数シフト動作を行うように制御される。

図２６は、図１０の表の「例＃３」の状況での従来のＦＭ受信機の動作を示す。９３．７ＭＨｚを中心とするＦＭ信号をダウンコンバートするために、従来のＦＭ受信機は通常は、９３．７ＭＨｚのＦＭ信号から１００ｋＨｚ離れた９３．６ＭＨｚの局部発振器ＬＯ信号を用いる。ＦＭ信号とＬＯ信号がミキサ（図２のミキサブロック３７など）で混合されると、ＦＭ信号はダウンコンバートされ、それによりデジタルＩＦフィルタ６９の１００ｋＨｚ中心周波数を中心とするようになる。しかし残念ながら、図２６に示されるように、ＬＯ信号の第９高調波が８４４．２ＭＨｚに位置する。セルラ電話送受信機がＦＭ受信機の近くにある場合で、セルラ電話がＷＣＤＭＡプロトコルに従って動作している場合は、ＷＣＤＭＡコール周波数にて強い広帯域ブロッカが存在し得る。この広帯域ブロッカは、８４２．３８ＭＨｚから８４６．２２ＭＨｚの範囲であり、広帯域ブロッカは３．８４ＭＨｚの帯域幅を有する。結果としてブロッカは、周波数においてＬＯの第９高調波と重なる。２つの信号は、たとえば互いから１００ｋＨｚとなり得るので、高調波混合が起こり、結果として１００ｋＨｚに位置するダウンコンバートされた信号を生じる。したがって望ましくない１００ｋＨｚのブロッカ／ＬＯ高調波信号は、望ましいダウンコンバートされたＦＭ信号と共にデジタルＩＦフィルタ６９を通過して復調されることになる。

図２７は、図１０の例＃３でのＦＭ受信機３１の動作での第１のステップを示す。９３．７ＭＨｚを中心とするＦＭ信号２５（図３の信号２５を参照）を受信する。周波数シンセサイザ４３は、従来の９３．９ＭＨｚではなく、９４．３２ＭＨｚの周波数を有するように通常のＬＯ周波数から−１８０ｋＨｚだけシフトされたＬＯ信号４２を供給するように制御される。したがってＬＯの第９高調波は８４０．７８ＭＨｚに位置し、ＷＣＤＭＡコールブロッカの８４２．３８ＭＨｚから８４６．２２ＭＨｚの周波数領域内にはない。

図２８は、図１０の例＃３でのＦＭ受信機３１の動作での第２のステップを示す。ミキサブロック３７での混合の後では、「ダウンコンバートされたＦＭ信号」９７（図３の信号９７を参照）は、＋２８０ｋＨｚを中心とする。図示のようにアナログ複素バンドパスフィルタ３８は、＋２８０ｋＨｚを中心とするフィルタ応答を有するように制御される。アナログ複素バンドパスフィルタ３８は、アナログ複素共役セレクタ機能を行わないように制御される。

図２９は、図１０の例＃３でのＦＭ受信機３１の動作での第３のステップを示す。ＩＦローテータ６８は、図示のように＋１００ｋＨｚを中心とするように、ＦＭ信号の周波数を−１８０ｋＨｚだけシフトする。

図３０は、第１のステップから第３のステップまでの結果を示す。結果としての「処理されたＦＭ信号」９８（図３の信号９８を参照）は、＋１００ｋＨｚに正しく中心が置かれ、これはデジタルＩＦフィルタ６９（図３参照）に供給される。しかし９３．４２ＭＨｚのＬＯ信号（９３．７０ＭＨｚの従来のＬＯ信号ではなく）を用いることにより、図２６に関連して上述した高調波混合の問題は起きない。

図３１は、図１０の「例＃３」の列で、ＦＭ受信機３１の様々な部分がどのように制御されるかを示すフローチャートである。ステップ４００では、周波数シンセサイザ４３は、従来のＬＯ周波数から−１８０ｋＨｚだけシフトされたＬＯを出力するように制御される。ステップ４０１では、アナログ複素バンドパスフィルタ３８は、２８０ｋＨｚの中心周波数を有するように制御される。ステップ４０２は、アナログ複素バンドパスフィルタ３８は、そのアナログ複素共役セレクタ機能を行わないように制御されることを示す。ステップ４０３は、デジタル複素共役セレクタ６６は、そのデジタル複素共役セレクタ機能を行わないように制御されることを示す。ステップ４０４では、ＩＦローテータ６８は、ＦＭ信号が＋１００ｋＨｚを中心とするように、ＦＭ信号の周波数を−１８０ｋＨｚだけシフトするように制御される。

図３のＦＭ受信機３１のようなラジオ受信機では、ＦＭ受信機の性能を過度に損なわずにＬＯの周波数を、その従来の周波数からどれだけ変化できるかは、実用的な制限が存在し得る。したがってＬＯ高調波の広帯域ブロッカ信号との望ましくない混合を防止するためには、広帯域ブロッカ帯域幅の異なる部分との干渉を防止するために、異なるＬＯ周波数シフト、および図３の部分３８、６６、６７、および６８の設定の異なる組み合わせが用いられる。この技術を用いることにより、この特定の実施例では、ＬＯシフトの最大の大きさは３８０ｋＨｚとなる。この特定の実施例では「広帯域ブロッカ」とは、少なくとも２００ｋＨｚの帯域幅を有するブロッカを指す。

図１０は、受信されるＦＭ信号の中心周波数に応じて、ＷＣＤＭＡ広帯域ブロッカとの干渉が異なるやり方で対処される状況を示す。図１０の表に示されるように、受信されるＦＭ信号が、９３．８５ＭＨｚから９４．１５ＭＨｚの第１の領域内に中心周波数を有する場合は、ＬＯ信号４２は、＋２８０ｋＨｚの周波数オフセット（ＦＭ信号中心周波数とＬＯ周波数の周波数差）を有するように制御される。このシナリオは、図１０で「例＃２」と標示される列に示される。しかし受信されるＦＭ信号が、９３．６５ＭＨｚから９３．８０ＭＨｚの第２の領域内に中心周波数を有する場合は、ＬＯ信号４２は、−２８０ｋＨｚの周波数オフセット（ＦＭ信号中心周波数とＬＯ周波数の周波数差）を有するように制御される。このシナリオは、図１０で「例＃３」と標示される列に示される。したがって広帯域ブロッカの周波数領域の異なる部分でのブロッカ信号との潜在的なＬＯ高調波干渉は、異なるやり方で対処される。第１の領域内に中心を有するＦＭ信号に対しては第１のＬＯ周波数シフトを用い、第２の領域内に中心を有するＦＭ信号に対しては第２のＬＯ周波数シフトを用いることにより、そうでない場合には、広帯域ブロッカの帯域幅全体をカバーするために、潜在的なＬＯ高調波干渉の問題に対処するただ１つのやり方が使用されたならば必要となるＬＯシフトと比べて、必要なＬＯシフトの最大の大きさが低減される。

図３２は、セルラ電話回路２７および３３が異なるセルラ電話モードで動作するときに、とのように異なるＬＯ周波数シフト、および図３の受信機の部分３８、６６、６７、および６８の異なる設定が用いられるかを示す。図３２に示されるセルラ電話モードは、ＣＤＭＡ＿１Ｘ、ＷＣＤＭＡ、ＳＶＤＯ＿１、ＳＶＤＯ＿２、ＳＶＤＯ＿３、ＭＣＤＯ＿１、ＭＣＤＯ＿２、ＭＣＤＯ＿３、ＭＣＤＯ＿４、ＭＣＤＯ＿５、ＭＣＤＯ＿６、およびＭＣＤＯ＿７である。図３２で「ＣＭＤＡ＿１Ｘ」と標示される左上の図は、図１０の「例＃１」の列に対応する。図示のように、ＦＭ信号の第９高調波が、広帯域ブロッカ周波数領域内のどこにあるかにかかわらず、同じＬＯ周波数シフトが用いられる。「ＷＣＤＭＡ」と標示される図３２の図の左の列の２番目の図は、図１０の「例＃２」および「例＃３」の列に対応する。図示のように、ＦＭ信号の第９高調波が広帯域ブロッカ周波数領域の第１の部分（図３２の図の左部分）と重なる場合は−１８０ｋＨｚのＬＯシフトが使用され、ＦＭ信号の第９高調波が広帯域ブロッカ周波数領域の第２の部分（図３２の図の右部分）と重なる場合は＋３８０ｋＨｚのＬＯシフトが使用される。図３２の他の図は、右側の記号表と組み合わせて、広帯域ブロッカ周波数領域のどの部分に、受信されるＦＭ信号の高調波が重なるかに応じて、どのように異なるＬＯシフトが行われるかを示す。

上記では説明のためにいくつかの特定の実施形態について述べたが、この特許文書の教示は一般的な適用可能性を有し、上述の特定の実施形態に限定されない。ＬＯシフトの方法は、セルラ電話内のＦＭ受信機以外のデバイスにおいて実行することができる。ＬＯシフトの方法は、そうでない場合にはローカル回路の異なる動作モードにおいてローカル回路から放射される異なるブロッカにより干渉の影響を受けることになる、任意のＦＭ受信機において実行することができる。ローカル回路が動作している現在の動作モードは、シリアルバスを通じてＦＭ回路に通信される必要はなく、他の手段によってＦＭ受信機に知らせることができ、またはＦＭ受信機自体によって判定することができる。ＬＯシフト技術は、中心周波数が可変であるデジタルＩＦフィルタを用いて使用することができる。上述のＬＯシフト技術の特定の有利な使用は、単一の固定の中心周波数を有する単一のデジタルＩＦフィルタを用いるものであるが、ＬＯシフト技術は、高調波混合の問題を回避するために異なるＬＯシフトを用いるが、使用されるＬＯシフトに応じて異なる中心周波数を有する１つまたは複数のデジタルＩＦフィルタを用いることによって多少有利ではないやり方で用いることができる。このような多少有利ではない応用例では、調整可能な中心周波数を有する単一のデジタルＩＦフィルタを用いることができ、またはそれぞれが異なる中心周波数を有する複数のデジタルＩＦフィルタを用いることができる。したがって以下に記載の特許請求の範囲から逸脱せずに、説明した特定の実施形態の様々な変更形態、適応形態、および様々な特徴の組み合わせを実施することができる。

図５は、図３のＩＦローテータ６８の図である。デジタルＩ直交信号値のストリームは、導体８３を通じてＳＤ ＡＤＣ３９から受け取られる。デジタルＱ直交信号値のストリームは、導体８４を通じてＳＤ ＡＤＣ４０から受け取られる。Ｉ値とＱ値の対応する対は、実数−複素数ブロック８５によって複素値に組み合わされる。図５には、このような１つの複素値がＩ＋ｊＱとして示される。次いで記号８６によって表されるように、複素乗算動作が行われる。複素乗算動作８６は、各Ｉ＋ｊＱ複素値に、対応する受け取った複素値Ｃ［Ｎ］−ｊＳ［Ｎ］を乗算する。ライン８７は、図３の制御機能７０からのこのようなＣ［Ｎ］−ｊＳ［Ｎ］のストリームの受け取りを表す。複素乗算動作の結果として、２３ビット符号付き複素数のストリームを生じる。ライン８８は、このストリームを表す。「２３ＳＣ」の表記は、２３ビット符号付き複素数を示す。次いで２３ビット符号付き複素数のストリーム８８は、演算８９によって１５ビット符号付き複素数のストリーム９０に丸められる。１５ビット符号付き複素値のストリーム９０は、非対称飽和演算（asymmetric saturation operation）（ＡＳＡＴ）９１によって処理されて、１３ビット符号付き複素値のストリーム９２を生じる。ＩＦローテータ６８によって周波数シフトが行われる場合は、マルチプレクス機能９３は、ストリーム９２をＩＦローテータ６８の出力９４に渡す。ライン９５は、図３の制御機能７０からのＳＨＩＦＴ ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ制御情報の受け取りを表す。ＩＦローテータ６８が周波数シフトを行わない場合は、ライン９５上のＳＨＩＦＴ ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ情報は、周波数シフトをせずに、Ｉ＋ｊＱ複素値のストリームを出力９４に渡すようにマルチプレクス機能９３を制御する。

Claims (25)

1. （ａ）ＦＭ信号を受信し、局部発振器信号（ＬＯ）を用いて前記ＦＭ信号をダウンコンバートしそれによってダウンコンバートされたＦＭ信号を発生することであって、前記ダウンコンバートされたＦＭ信号は中心周波数を有し、前記ＬＯは中心周波数に対して周波数オフセットだけ周波数においてオフセットされる、受信してダウンコンバートすることと、
   （ｂ）処理されたＦＭ信号が発生されるように前記ダウンコンバートされた信号を処理することであって、前記処理されたＦＭ信号は中心周波数を有する、処理することと、
   （ｃ）前記処理されたＦＭ信号をデジタル中間周波数（ＩＦ）フィルタに供給することであって、前記デジタルＩＦフィルタは、前記処理されたＦＭ信号の中心周波数と実質的に等しい中心周波数を有する、供給することと、
   （ｄ）ＦＭ受信機に結合されたセルラ電話回路が第１のモードで動作しているか、第２のモードで動作しているかを示すモード信号を受け取ることであって、（ａ）の前記受信してダウンコンバートすること、および（ｂ）の前記処理すること、および（ｃ）の前記供給すること、および（ｄ）の前記受け取ることは、すべて前記ＦＭ受信機によって行われる、受け取ることと、
   （ｅ）（ｄ）で受け取った前記モード信号が、前記セルラ電話回路は第１のモードで動作していることを示す場合は、前記周波数オフセットが第１の値を有するように、（ａ）で用いられる前記ＬＯの周波数を設定することと、
   （ｆ）前記ＦＭ信号が第１の領域内にある中心周波数を有し、（ｄ）で受け取った前記モード信号が、前記セルラ電話回路は前記第２のモードで動作していることを示す場合は、前記周波数オフセットが第２の値を有するように、（ａ）で用いられる前記ＬＯの周波数を設定することであって、前記デジタルＩＦフィルタの前記中心周波数は（ｅ）と（ｆ）とで実質的に同じである、設定することを備える方法。
2. （ｇ）前記ＦＭ信号が第２の領域内にある中心周波数を有し、（ｄ）で受け取った前記モード信号が、前記セルラ電話回路は前記第２のモードで動作していることを示す場合は、前記周波数オフセットが第３の値を有するように、（ａ）で用いられる前記ＬＯの周波数を設定することであって、前記デジタルＩＦフィルタの前記中心周波数は（ｅ）と（ｇ）とで実質的に同じである、設定することをさらに備える、請求項１に記載の方法。
3. 前記ＦＭ受信機が前記第１の値の周波数オフセットを有する前記ＬＯを用いたならば、前記ＦＭ信号を受信する前記ＦＭ受信機と著しく干渉し得るブロッカを、前記セルラ電話回路が放射していない場合は、（ｅ）での前記第１の値の前記周波数オフセットは、前記デジタルＩＦフィルタの前記中心周波数に実質的に等しい、請求項２に記載の方法。
4. 前記ＦＭ受信機は、広帯域ブロッカが前記セルラ電話回路から放射されていない場合は前記ＬＯ周波数を（ｅ）のように設定し、前記ＦＭ受信機は、広帯域ブロッカが前記セルラ電話回路から放射されており、前記ＦＭ信号が前記第１の領域内にある中心周波数を有する場合は前記ＬＯ周波数を（ｆ）のように設定し、前記ＦＭ受信機は、広帯域ブロッカが前記セルラ電話回路から放射されており、前記ＦＭ信号が前記第２の領域内にある中心周波数を有する場合は前記ＬＯ周波数を（ｇ）のように設定する、請求項３に記載の方法。
5. （ｇ）前記モード信号に少なくとも部分的に基づいて、（ｅ）のように前記第１の値の周波数オフセットを有するように前記ＬＯ周波数を設定するか、（ｆ）のように前記第２の値の周波数オフセットを有するように前記ＬＯ周波数を設定するかを決定することをさらに備える、請求項１に記載の方法。
6. （ｇ）前記ＦＭ信号の前記中心周波数に少なくとも部分的に基づいて、（ｅ）のように前記第１の値の周波数オフセットを有するように前記ＬＯ周波数を設定するか、（ｆ）のように前記第２の値の周波数オフセットを有するように前記ＬＯ周波数を設定するかを決定することをさらに備える、請求項１に記載の方法。
7. （ｂ）の前記処理はアナログ複素バンドパスフィルタを用いることを含み、前記アナログ複素バンドパスフィルタは前記ＬＯ周波数が（ｅ）のように設定されたときは第１の周波数応答を有するように制御され、前記アナログ複素バンドパスフィルタは前記ＬＯ周波数が（ｆ）のように設定されたときは第２の周波数応答を有するように制御される、請求項１に記載の方法。
8. （ｂ）の前記処理はアナログ複素バンドパスフィルタを用いることを含み、前記アナログ複素バンドパスフィルタは前記ＬＯ周波数が（ｆ）のように設定されたときはアナログ複素共役セレクタ機能を行うように制御され、前記アナログ複素バンドパスフィルタは前記ＬＯ周波数が（ｅ）のように設定されたときはアナログ複素共役セレクタ機能を行わないように制御される、請求項１に記載の方法。
9. （ｂ）の前記処理は、前記ＬＯ周波数が（ｆ）のように設定されたときはデジタル複素共役セレクタ機能を適用することを含み、前記ＬＯ周波数が（ｅ）のように設定されたときはデジタル複素共役セレクタ機能を適用することを含まない、請求項１に記載の方法。
10. 前記ＬＯ周波数が（ｆ）のように設定されたときはＩＦローテータを用いて周波数シフト機能を行うことを含み、前記ＬＯ周波数が（ｅ）のように設定されたときはＩＦローテータを用いて周波数シフト動作を行うことを含まない、請求項１に記載の方法。
11. （ｂ）の前記処理は、（１）アナログ複素バンドパスフィルタを用いて前記ダウンコンバートされた信号を処理することと、（２）少なくとも１つのアナログ−デジタル変換器を用いて、前記アナログ複素バンドパスフィルタから出力される信号をデジタル化することと、（３）デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）内の前記少なくとも１つのアナログ−デジタル変換器から出力されるデジタル信号を処理しそれによって前記処理されたＦＭ信号を発生することとを含み、前記ＤＳＰはデジタル複素共役セレクタおよびＩＦローテータおよび前記デジタルＩＦフィルタを実現するように構成される、請求項１に記載の方法。
12. 前記ＦＭ受信機および前記セルラ電話回路は、共にセルラ電話の部分である、請求項１に記載の方法。
13. ＦＭ信号を受信するためにＦＭ受信機を用いることであって、前記ＦＭ受信機は前記ＦＭ信号をダウンコンバートするミキサを使用し、前記ＦＭ受信機に結合されたセルラ電話回路が第１のモードで動作している場合は、前記ミキサを駆動するのに、前記ＦＭ信号の中心周波数に対して第１の周波数オフセットを有する第１の局部発振器信号（ＬＯ１）が用いられ、前記ＦＭ信号が第１の領域内の中心周波数を有するときに、前記ＦＭ受信機に結合された前記セルラ電話回路が第２のモードで動作している場合は、前記ミキサを駆動するのに、前記ＦＭ信号の前記中心周波数に対して第２の周波数オフセットを有する第２の局部発振器信号（ＬＯ２）が用いられ、前記ＦＭ信号が第２の領域内の中心周波数を有するときに、前記ＦＭ受信機に結合された前記セルラ電話回路が前記第２のモードで動作している場合は、前記ミキサを駆動するのに、前記ＦＭ信号の前記中心周波数に対して第３の周波数オフセットを有する第３の局部発振器信号（ＬＯ３）が用いられる、ＦＭ受信機を用いることを備える方法。
14. 前記ミキサによって出力されるダウンコンバートされたＦＭ信号を処理することであってそれにより処理されたＦＭ信号を発生する、処理すること、および前記処理されたＦＭ信号をデジタルＩＦフィルタに供給することをさらに備え、前記デジタルＩＦフィルタは前記ミキサがＬＯ１、ＬＯ２、またはＬＯ３によって駆動されているかどうかにかかわらず同じ中心周波数を有する、請求項１３に記載の方法。
15. 前記セルラ電話回路が前記第２のモードで動作しているときは、前記処理することは、信号の周波数をシフトしそれにより前記デジタルＩＦフィルタに供給される前記処理されたＦＭ信号を発生するための、ＩＦローテータの使用を含み、前記セルラ電話回路が前記第１のモードで動作しているときは、前記処理することはＩＦローテータの使用を含まない、請求項１４に記載の方法。
16. 前記セルラ電話回路が前記第１のモードで動作しているときは、前記処理することは、直交信号を否定するためのデジタル複素共役セレクタの使用を含み、前記ＦＭ信号の前記中心周波数が前記第１の領域にあるときに、前記セルラ電話回路が前記第２のモードで動作しているときは、前記処理することは前記デジタル複素共役セレクタの使用を含み、前記ＦＭ信号の前記中心周波数が前記第２の領域にあるときに、前記セルラ電話回路が前記第２のモードで動作しているときは、前記処理することは前記デジタル複素共役セレクタの使用を含まない、請求項１４に記載の方法。
17. 局部発振器信号（ＬＯ）を受け取り、ＦＭ信号をダウンコンバートしそれによってダウンコンバートされたＦＭ信号を発生するミキサであって、前記ＬＯは周波数を有し、前記ＦＭ信号は中心周波数を有し、前記ＦＭ信号の前記中心周波数は前記ＬＯの前記周波数に対して周波数オフセットを有する、ミキサと、
    中心周波数を有するデジタル中間周波数（ＩＦ）フィルタと、
    前記ダウンコンバートされたＦＭ信号を受け取り、前記ダウンコンバートされたＦＭ信号を処理しそれによって処理されたＦＭ信号を発生し、前記処理されたＦＭ信号を前記デジタルＩＦフィルタに供給する処理回路であって、アナログ複素バンドパスフィルタ、少なくとも１つのアナログ−デジタル変換器、デジタル複素共役セレクタ機能、およびＩＦローテータ機能を含む、処理回路と、
    第１の動作モードでは、第１の値を有するように前記周波数オフセットを設定し、前記デジタルＩＦフィルタに供給される前記処理されたＦＭ信号が、前記デジタルＩＦフィルタの前記中心周波数と実質的に同じ中心周波数を有するように前記処理回路を制御し、第２の動作モードでは、第２の値を有するように前記周波数オフセットを設定し、前記デジタルＩＦフィルタに供給される前記処理されたＦＭ信号が、前記デジタルＩＦフィルタの前記中心周波数と実質的に同じ中心周波数を有するように前記処理回路を制御し、前記第１および第２の動作モードでは前記デジタルＩＦフィルタの前記中心周波数は実質的に同一である、制御機構とを備える周波数変調（ＦＭ）受信機。
18. 前記制御機構は、前記ＦＭ受信機に結合されたセルラ電話回路が、第１のセルラ電話動作モードで動作しているかまたは第２のセルラ電話動作モードで動作しているかを示すモード信号を受け取り、前記制御機構は、前記モード信号に少なくとも部分的に基づいて、前記ＦＭ受信機が前記第１の動作モードで動作するかまたは前記第２の動作モードで動作するかを決定する、請求項１７に記載のＦＭ受信機。
19. 前記制御機構は、前記ＦＭ受信機に結合されたセルラ電話回路が第１のセルラ電話動作モードで動作しているかまたは第２のセルラ電話動作モードで動作しているかを示すモード信号を受け取り、前記制御機構は、前記ＦＭ信号の前記中心周波数に少なくとも部分的に基づいて、前記ＦＭ受信機が前記第１の動作モードで動作するかまたは前記第２の動作モードで動作するかを決定する、請求項１７に記載のＦＭ受信機。
20. 前記ＦＭ信号の前記中心周波数が第１の領域に含まれる場合で、前記デジタルＩＦフィルタの前記中心周波数に実質的に等しい周波数オフセットを有するＬＯが用いられたならば前記ＦＭ受信機による前記ＦＭ信号の受信に干渉し得る広帯域セルラ電話ブロッカの存在下で前記ＦＭ受信機が動作している場合は、前記ＦＭ受信機は前記第１の動作モードで動作し、前記ＦＭ信号の前記中心周波数が第２の領域に含まれる場合で、前記デジタルＩＦフィルタの前記中心周波数に実質的に等しい周波数オフセットを有するＬＯが用いられたならば前記ＦＭ受信機による前記ＦＭ信号の受信に干渉し得る広帯域セルラ電話ブロッカの存在下で前記ＦＭ受信機が動作している場合は、前記ＦＭ受信機は前記第２の動作モードで動作し、前記第１および第２の動作モードの両方での周波数オフセットは前記デジタルＩＦフィルタの前記中心周波数とは大幅に異なる、請求項１７に記載のＦＭ受信機。
21. 局部発振器信号（ＬＯ）を受け取り、ＦＭ信号をダウンコンバートしそれによってダウンコンバートされたＦＭ信号を発生するミキサであって、前記ＬＯは周波数を有し、前記ＦＭ信号は中心周波数を有し、前記ＦＭ信号の前記中心周波数は前記ＬＯの前記周波数に対して周波数オフセットを有する、ミキサと、
    中心周波数を有するデジタル中間周波数（ＩＦ）フィルタと、
    前記ダウンコンバートされたＦＭ信号を処理し、それによって処理されたＦＭ信号を発生し、前記処理されたＦＭ信号を前記デジタルＩＦフィルタに供給するための手段であって、前記手段はまた、少なくとも部分的にセルラ電話モード信号に応じて、前記ＦＭ受信機が第１の動作モードで動作するかまたは第２の動作モードで動作するかを決定するための手段でもあり、前記手段はまた、（１）前記第１の動作モードでは、前記デジタルＩＦフィルタに供給される前記処理されたＦＭ信号が、前記デジタルＩＦフィルタの前記中心周波数と実質的に同じ中心周波数を有するように、第１の値を有するように前記周波数オフセットを設定し、（２）前記第２の動作モードでは、前記デジタルＩＦフィルタに供給される前記処理されたＦＭ信号が、前記デジタルＩＦフィルタの前記中心周波数と実質的に同じ中心周波数を有するように、第２の値を有するように前記周波数オフセットを設定する手段でもある、手段とを備える、周波数変調（ＦＭ）受信機。
22. 局部発振器信号（ＬＯ）を受け取り、ＦＭ信号をダウンコンバートしそれによってダウンコンバートされたＦＭ信号を発生するミキサであって、前記ＬＯは周波数を有し、前記ＦＭ信号は中心周波数を有し、前記ＦＭ信号の前記中心周波数は前記ＬＯの前記周波数に対して周波数オフセットを有する、ミキサと、
    デジタルＩＦフィルタ機構と、
    前記ダウンコンバートされたＦＭ信号を受け取り、前記ダウンコンバートされたＦＭ信号を処理しそれによって処理されたＦＭ信号を発生し、前記処理されたＦＭ信号を前記デジタルＩＦフィルタ機構に供給する処理回路と、
    第１の動作モードでは、第１の値を有するように前記周波数オフセットを設定し、前記デジタルＩＦフィルタ機構に供給される前記処理されたＦＭ信号が、第１の中心周波数を有するように前記処理回路を制御し、第２の動作モードでは、第２の値を有するように前記周波数オフセットを設定し、前記デジタルＩＦフィルタ機構に供給される前記処理されたＦＭ信号が、第２の中心周波数を有するように前記処理回路を制御する制御機構とを備える周波数変調（ＦＭ）受信機。
23. 前記デジタルＩＦフィルタ機構は第１のデジタルＩＦフィルタと第２のデジタルＩＦフィルタとを含み、前記第１の動作モードでは、前記デジタルＩＦフィルタ機構に供給される前記処理されたＦＭ信号は、前記第１のデジタルＩＦフィルタに供給され、前記第２の動作モードでは、前記デジタルＩＦフィルタ機構に供給される前記処理されたＦＭ信号は、前記第２のデジタルＩＦフィルタに供給される、請求項２２に記載のＦＭ受信機。
24. 前記デジタルＩＦフィルタ機構は、調整可能な中心周波数を有するデジタルＩＦフィルタであり、前記デジタルＩＦフィルタが前記第１の中心周波数と実質的に等しい中心周波数を有するように調整されたときは、前記第１の動作モードにおいて前記デジタルＩＦフィルタ機構に供給される前記処理されたＦＭ信号は前記デジタルＩＦフィルタに供給され、前記デジタルＩＦフィルタが前記第２の中心周波数と実質的に等しい中心周波数を有するように調整されたときは、前記第２の動作モードにおいて前記デジタルＩＦフィルタ機構に供給される前記処理されたＦＭ信号は前記デジタルＩＦフィルタに供給される、請求項２２に記載のＦＭ受信機。
25. 前記処理回路が、アナログ複素バンドパスフィルタと、少なくとも１つのアナログ−デジタル変換器と、デジタル複素共役セレクタ機能と、ＩＦローテータ機能とを含む、請求項２２に記載のＦＭ受信機。

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