JP2000059253A - 周波数復調方法及び周波数復調装置 - Google Patents

周波数復調方法及び周波数復調装置

Info

Publication number
JP2000059253A
JP2000059253A JP11056181A JP5618199A JP2000059253A JP 2000059253 A JP2000059253 A JP 2000059253A JP 11056181 A JP11056181 A JP 11056181A JP 5618199 A JP5618199 A JP 5618199A JP 2000059253 A JP2000059253 A JP 2000059253A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
phase
unwrap
sample
current sample
grad
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
JP11056181A
Other languages
English (en)
Inventor
Jens Wildhagen
イエンス ビルトゥハーゲン
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sony Deutschland GmbH
Original Assignee
Sony International Europe GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sony International Europe GmbH filed Critical Sony International Europe GmbH
Publication of JP2000059253A publication Critical patent/JP2000059253A/ja
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
    • H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＣＮＲがＦＭスレッシュホールドレベルより
も低い範囲において、ＦＭ変調信号の信号対雑音比を高
くする。 【解決手段】 位相アンラップ回路１５ａは、ＣＯＲＤ
ＩＣ１４による極座標変換によって得られた位相φ(kT)
から、範囲が−π〜πに制限されないアンラップ位相φ
u(kT)を算出する。補正回路１５ｂは、アンラップ位相
φu(kT)の２π位相ジャンプを検出するとともに、それ
を減算して、得られる補正位相φe(kT)を微分回路１６
に供給する。微分回路１６は、補正位相φe(kT)を微分
して、ＦＭ変調信号を復調する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えばステレオ放
送における周波数変調された信号をディジタル的に復調
する周波数復調方法及び周波数復調装置に関し、特に、
ディジタル受信機のＦＭスレッシュホールドレベルを拡
張する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】周波数変調された信号（以下、ＦＭ変調
信号という。）は、式６で表される。
【０００３】
【数５】
【０００４】ここで、ωcは搬送波の周波数であり、Δ
ωは周波数編移である。
【０００５】従来のＦＭ復調器は、図１０に示すよう
に、直交座標／極座標変換（transformation from cart
esian coordinates to polar coordinates：以下、ＣＯ
ＲＤＩＣという。）アルゴリズムを用いている。受信さ
れたＦＭ変調信号ａfm(t)は、アナログのフロントエン
ド回路３１によって、中間周波数（intermediate frequ
ency：以下、ＩＦという。）帯域のＩＦ信号ｂ(t)にダ
ウンコンバートされる。このＩＦ信号ｂ(t)は、サンプ
リング周期がＴであるＡ／Ｄ変換器３２に供給されてサ
ンプリングされ、式７に示す離散的な信号ｂ(kT)が得ら
れる。
【０００６】
【数６】
【０００７】この信号ｂ(kT)は、ＩＱ信号生成回路３３
によって、式８に示す複素ベースバンド信号ｃT(kT)に
変換される。
【０００８】
【数７】
【０００９】ディジタルＦＭ復調には様々なアルゴリズ
ムが存在する。図１０に示すＦＭ復調器は、ＣＯＲＤＩ
Ｃアルゴリズムを用いている。ＦＭ復調は、主として複
素ベースバンド信号ｃT(kT)の式９で表される角度φc(k
T)を、式１０に示すように微分することによって行われ
る。
【００１０】
【数８】
【００１１】式１０は、式１１に示すように近似され
る。
【００１２】
【数９】
【００１３】この式１１から式１２が得られる。
【００１４】
【数１０】
【００１５】この式１２から明らかなように、ＣＯＲＤ
ＩＣ３４と微分回路３５におけるＦＭ復調は、ＣＯＲＤ
ＩＣ３４において複素ベースバンド信号ｃT(kT)の２つ
のサンプルの角度を決定し、微分回路３５において差分
を求めることによって行われる。
【００１６】ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムでは、式１３に
示すように、直交座標から極座標に変換することによっ
て、複素ベースバンド信号ｃT(kT)の２πを法として割
られた（以下、モジュロ２πともいう。）位相φ(kT)を
計算する。
【００１７】
【数１１】
【００１８】ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムは、よく知られ
ている。 図１１及び表１は、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズ
ムの概要を説明するための図である。図１１は、複素平
面上に５つの複素ベースバンド信号ｃT(kT)を示したも
のである。ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムにおける偏角の範
囲は、−π〜πに制限される。したがって、ＣＯＲＤＩ
Ｃアルゴリズムによって計算された位相φ(kT)は、２π
を法として割られている。表１は、複素ベースバンド信
号ｃT(kT)の絶対位相φc(kT)と、ＣＯＲＤＩＣアルゴリ
ズムによって計算された２πを法として割られた位相φ
(kT)とを示している。
【００１９】
【表１】
【００２０】ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを用いた従来の
ＦＭ復調器では、式１２で説明した減算によって、ＦＭ
変調された複素ベースバンド信号ｃT(kT)を復調する。
ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムでは、上述したように２πを
法として割った位相φ(kT)を計算するとともに、減算を
行うことにより、式１４に示す復調された信号ｓ(kT）
が得られる。
【００２１】
【数１２】
【００２２】表２は、この処理において計算された２π
を法として割った位相φ(kT)の位相差と絶対位相φc(k
T)の位相差とを示している。
【００２３】
【表２】
【００２４】この表２において、サンプルｋ＝３のと
き、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを用いて計算された２π
を法として割った位相φ(kT)の位相差は、絶対位相φ
c(kT)の位相差と２π異なっている。従来のＦＭ復調器
においては、この誤差は、モジュロ２π処理における固
定小数点演算でのオーバーフローによって、除去され
る。したがって、位相差φ(kT)−φ((k−１)T)の有効範
囲は、固定小数点演算によって、−π〜πの範囲に制限
される。例えば、−８π／５は、−２πオーバーフロー
して２π／５とされる。すなわち、−８π／５である間
違った値は、２πを法として割ることによって、２π／
５である正しい値が得られる。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、搬送
波対雑音比がＦＭスレッシュホールドレベルよりも低い
範囲において、従来の方法及び装置よりも、ＦＭ変調信
号の信号対雑音比を高くすることができる周波数復調方
法及び周波数復調装置を提供することである。
【００２６】
【課題を解決するための手段】本発明に係る周波数復調
方法は、受信される周波数変調信号ａfm(t)のディジタ
ル複素ベースバンド信号ｃT(kT)の位相φを算出する位
相算出ステップと、位相φのアンラップ位相φuを算出
するアンラップ位相算出ステップと、アンラップ位相φ
uの２π位相ジャンプを検出し、この２π位相ジャンプ
を除去して補正位相φeを生成する補正位相生成ステッ
プと、補正位相φeを微分する微分ステップとを有し、
周波数変調信号ａfm(t)をディジタル的に復調する。
【００２７】本発明に係る周波数復調装置は、受信され
る周波数変調信号ａfm(t)のディジタル複素ベースバン
ド信号ｃT(kT)の位相φを算出する変換手段と、変換手
段からの位相φのアンラップ位相φuを算出するアンラ
ップ位相算出手段と、アンラップ位相φuの２π位相ジ
ャンプを検出し、該２π位相ジャンプを除去して補正位
相φeを生成する補正手段と、補正位相φeを微分する微
分手段を備え、周波数変調信号ａfm(t)をディジタル的
に復調する。
【００２８】そして、本発明では、直交座標から極座標
への変換の際に計算される２πを法として割られた位相
φ(kT)をアンラップ（unwrap）した後、得られるアンラ
ップ位相φｕの位相ジャンプを検出及び除去して補正位
相を生成し、次段の微分手段に供給する。
【００２９】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る周波数復調方
法及び周波数復調装置について、図面を参照しながら説
明する。図１は、本発明を適用したディジタル復調器の
具体的な構成を示すブロック図である。
【００３０】このディジタル復調器は、周波数変調され
た信号（以下、ＦＭ変調信号という。）ａfm(t)を復調
するものであり、図１に示すように、受信されるＦＭ変
調信号ａfm(t)を中間周波数（intermediate frequenc
y：以下、ＩＦという。）帯域のＩＦ信号ｂ(t)に変換す
るフロントエンド回路１１と、ＩＦ信号ｂ(t)を離散的
な信号ｂ(kT)に変換するＡ／Ｄ変換器１２と、離散的な
信号ｂ(kT)から複素ベースバンド信号ｃT(kT)を生成す
るＩＱ信号生成回路１３と、直交座標の複素ベースバン
ド信号ｃT(kT)を極座標に変換する直交座標／極座標変
換器（transformation from cartesian coordinates to
polar coordinates：以下、ＣＯＲＤＩＣという。）１
４と、ＣＯＲＤＩＣ１４からの位相φ(kT)を補正するス
レッシュホールドレベル拡張回路１５と、スレッシュホ
ールドレベル拡張回路１５からの補正位相φｅ(kT)を微
分する微分回路１６とを備える。
【００３１】本発明を適用したディジタル復調器が、従
来のディジタル復調器と異なる点は、従来のディジタル
復調器の微分回路２５がオーバーフローを生じるのに対
して、微分回路１６はオーバーフローを生じないという
ことである。また、本発明を適用したディジタル復調器
が、ＣＯＲＤＩＣ１４からの位相φ(kT)を補正して、補
正位相φe(kT)を微分回路１６に供給するスレッシュホ
ールドレベル拡張回路１５を備えていることである。な
お、ＣＯＲＤＩＣ１４の内部に、隣接チャンネルの信号
を抑圧するディジタルＩＦフィルタを設けるようにして
もよい。
【００３２】スレッシュホールドレベル拡張回路１５
は、図１に示すように、ＣＯＲＤＩＣ１４の出力である
位相φ(kT)から、範囲が−π〜πに制限されない絶対位
相であるアンラップ位相（unwrapped phase）φu(kT)を
算出する位相アンラップ回路１５ａと、アンラップ位相
φu(kT)の２π位相ジャンプを検出するとともに、それ
を減算して、得られる補正位相φe(kT)を微分回路１６
に供給する補正回路１５ｂとを備える。
【００３３】なお、補正回路１５ｂにおいて補正位相φ
e(kT)を求めることなく、アンラップ位相φu(kT)を用い
て復調を行うと、従来のディジタル復調器と同じ結果と
なる。このことは、ＦＭ変調信号の搬送波対雑音比（以
下、ＣＮＲという。）には無関係である。
【００３４】図２は、周波数変調されたステレオ多重信
号の絶対位相φc(kT)と、それに対応したアンラップ位
相φu(kT)を示す図である。この絶対位相φc(kT)は、無
限のＣＮＲを有するものと計算によって求められたもの
であり、図中の点線で示すように、右下がりの傾斜線と
して表される。アンラップ位相φu(kT)は、図中の実線
で示すように、ｋ＝０において、絶対位相φc(kT)に対
して２πの位相ジャンプを有する。
【００３５】アンラップ位相φu(kT)のサンプルｋ＝０
における２π位相ジャンプは、ＣＮＲがＦＭスレッシュ
ホールドレベルより低いレベルにおいては一般的に起こ
るものでる。この位相ジャンプに起因し、微分によって
復調された信号に雑音のピークが生じる。また、このよ
うな雑音のピークは、従来のディジタル復調器における
２πを法として割られた（以下、モジュロ２πともい
う。）位相φ(kT)を微分する際にも生じる。周波数復調
された信号（以下、ＦＭ復調信号という。）ｓ(kT）に
おけるこのような雑音のピークは、ＦＭスレッシュホー
ルドレベル以下において信号対雑音比（ＳＮＲとい
う。）を著しく低下させる。アンラップ位相φ u(kT)に
おける２π位相ジャンプは、ＦＭ受信機の通常動作にお
いては、ＣＮＲがｋの増加に伴って低下する右下がりの
傾斜のときのみ現れる。
【００３６】本発明では、このような位相ジャンプを検
出して除去することにより、ＦＭ復調器において、ＦＭ
復調信号の雑音ピークの数を削減することができ、従来
のＦＭ復調器に比して、ＦＭスレッシュホールドレベル
以下におけるＳＮＲを向上させることができる。
【００３７】図３は、ＦＭ変調されたステレオ多重信号
における１０ｄＢ（右上がり）のＣＮＲを有するアンラ
ップ位相φu(kT)を拡大して示す図である。このアンラ
ップ位相φu(kT)には、サンプルｋ＝０において−２π
位相ジャンプが生じている。
【００３８】図４は、本発明に基づき、２πを法として
割られた位相φ(kT)からアンラップ位相φu(kT)を算出
する方法を示すフローチャートである。
【００３９】この図４に示すように、ステップＳ１にお
いて、位相φの現サンプルｋの位相φ(kT)と前サンプル
ｋ−１の位相φ(kT)の差分がπよりも大きいかを判定
し、該当しないときは処理はステップＳ２に進み、該当
するときは、理はステップＳ３に進む。
【００４０】ステップＳ２において、現サンプルｋの位
相φ(kT)と前サンプルｋ−１の位相φ(kT)の差分が−π
よりも小さいか判定し、該当するとき、すなわち差分が
−π〜πの範囲内にあるときはステップＳ５に進み、該
当するときはステップＳ４に進む。
【００４１】ステップＳ５において、位相φ(kT)をアン
ラップ位相φｕ(kT)とするとともに、ｋに１を加算し
て、ステップＳ１に戻る。
【００４２】ステップＳ３において、すなわち現サンプ
ルｋの位相φ(kT)と前サンプルｋ−１の位相φ(kT)の差
分がπよりも大きいときは、現サンプルｋの位相φ(kT)
及びそれに続く全てのサンプルの位相から２πを減算
し、処理はステップＳ５に進む。
【００４３】ステップＳ４において、すなわち現サンプ
ルｋの位相φ(kT)と前サンプルｋ−１の位相φ(kT)の差
分が−πよりも小さいときは、現サンプルｋの位相φ(k
T)及びそれに続く全てのサンプルの位相に２πを加算
し、処理はステップＳ５に進む。
【００４４】アンラップ位相φu(kT)の位相ジャンプの
検出及び除去は、図１に示す補正回路１５ｂによって行
われ、補正回路１５ｂは、立ち上がり傾斜において正の
位相ジャンプが生じたか、立ち下がり傾斜において負の
位相ジャンプが生じたかを、位相ジャンプの前後の補間
（内挿）と組み合わせて、検出する。そして、位相ジャ
ンプを検出すると。補正回路１５ｂは、アンラップ位相
φu(kT)に続くサンプルに２πを減算又は加算して位相
ジャンプを除去する。
【００４５】先ず、位相ジャンプが立ち上がり傾斜又は
立ち上がり傾斜のものかが検出される。これは、位相ジ
ャンプが起こったかを検出するアンラップ位相のサンプ
ルの前後のサンプルの補間と組み合わせて行われる。こ
の補間については後述する。
【００４６】補間は、ＦＭ変調信号の特有の歪みを、ア
ンラップ位相φu(kT)の高いサンプリングレートと組み
合わせて利用する。ＦＭステレオ放送では、ステレオ多
重信号は、主に低い周波数成分を含んでいる。復調器の
サンプリングレートは、ベースバンド信号ｃT(kT)の帯
域幅の関係で、例えば１／Ｔ＞３００ｋＨｚのように高
く設定されている。したがって、位相ジャンプは、絶対
位相φc(kT)よりも傾斜が強いので、検出することがで
きる。
【００４７】上述した図３は、サンプルｋ＝０で−２π
位相ジャンプを有するＦＭ変調信号のアンラップ位相φ
u(kT)を示したものである。サンプルｋにおける補間
は、このサンプルの前の傾きｇｒａｄbef(kT)と、後の
傾きｇｒａｄaft(kT)とを用いて計算される。アンラッ
プ位相φu(kT)は雑音によって錯乱されるので、補間
は、１つ以上のサンプルの傾きの平均値ととることによ
って求められる。また、サンプルの値は、位相ジャンプ
によって乱れるので、補間の計算には、位相ジャンプが
起こったサンプルに直接隣接するサンプルは用いないよ
うにする。したがって、サンプルｋの前後の傾きｇｒａ
ｄbef(kT)，ｇｒａｄaft(kT)は、式１５、式１６に示す
ようになる。
【００４８】
【数１３】
【００４９】ここで、ｐ及びｑは、平均値を求めるのに
使用するサンプルの数であり、ｏ及びｒは、サンプルｋ
から傾きの計算に使用するサンプルまでの最短距離であ
る。例えばサンプルｋの前後の傾きｇｒａｄbef(kT)，
ｇｒａｄaft(kT)は、サンプルｋからの距離ｏ，ｒを４
（ｏ＝ｒ＝４）として、そこから８（ｐ＝ｑ＝８）個の
サンプルを用いて計算される。すなわち、式１７、式１
８によって求められる。
【００５０】
【数１４】
【００５１】補間値は、式１５、式１６に示す傾きｇｒ
ａｄbef(kT)，ｇｒａｄaft(kT)を用いて求められる。サ
ンプルｋのアンラップ位相φu(kT)の補間誤差φ
errbefd,e(kT)は、式１９に示すように、サンプルｋの
前の傾きｇｒａｄbef(kT)を用いて求められる。
【００５２】
【数１５】
【００５３】ここで、ｄ及びｅは、現サンプルｋから補
間サンプルまでの距離であり、同じ値であるとしてもよ
い。なお、必ずしも同じ値とする必要はない。
【００５４】位相ジャンプが起こるサンプルｋに直接隣
接するサンプルは錯乱され、補間の計算には使用されな
いので、距離ｄ，ｅは、２以上に設定される。
【００５５】補間誤差の信頼度を高めるために、複数の
サンプルを用いて補間を行う必要がある。距離ｄ，ｅを
２，３，４，５としたときの補間誤差φerrbefd,e(kT)
は、式２０〜式２３で表される。
【００５６】
【数１６】
【００５７】また、サンプルｋのアンラップ位相φu(k
T)の補間誤差φerraftf,g(kT)は、式２４に示すよう
に、サンプルｋの後ろ傾きｇｒａｄaft(kT)を用いても
求めることができる。
【００５８】
【数１７】
【００５９】ここで、ｆ及びｇは、現サンプルｋから補
間サンプルまでの距離であり、同じ値であるとしてもよ
い。なお、必ずしも同じ値とする必要はない。
【００６０】位相ジャンプが起こったサンプルｋに隣接
するサンプルは余り信頼性がないので、サンプルｋから
補間サンプルまでの距離ｆ，ｇの最小値は、例えば２で
ある。距離ｆ，ｇを２，３，４，５としたときの補間誤
差φerraftf,g(kT)は、式２５〜式２８で表される。
【００６１】
【数１８】
【００６２】式２９に示すように、以上のようにして求
められた補間誤差を加算して、補間誤差の総計（以下総
補間誤差という。）φerr(kT)を求める。
【００６３】
【数１９】
【００６４】ここで、ｄ0、ｆ0及びｄmax、ｆmaxは、サ
ンプルｋから補間サンプルまでの最小及び最大の距離で
ある。上述した具体例、すなわちｄ0＝ｆ0＝２及びｄ
max＝ｆmax＝５では、８（＝ｄmax−ｄ0＋ｆmax−ｆ0＋
２）個のサンプルを用いて補間が行われ、その総補間誤
差φerr(kT)は、式３０で表される。
【００６５】
【数２０】
【００６６】理想的な位相ジャンプのときの総補間誤差
φerrideal(kT)は、式３１によって求められる。
【００６７】
【数２１】
【００６８】上述した具体例、すなわちｄ0＝ｆ0＝２及
びｄmax＝ｆmax＝５では、総補間誤差φerrideal(kT)
は、５０．２７（＝２π・８）となる。
【００６９】一方、実際の実験では、サンプリングレー
ト１／Ｔが約４１０ｋＨｚときの良好な結果が得られる
補間誤差の閾値φerr,thrは、式３２で求められる。
【００７０】
【数２２】
【００７１】上述したように、位相ジャンプの検出は、
アンラップ位相φu(kT)に基づいて行われる。２π位相
ジャンプは、アンラップ位相φu(kT)の立ち下がり傾斜
のみで生じるので、位相ジャンプは、以下のようにして
検出することができる。立ち下がりの傾斜を、アンラッ
プ位相φu(kT)の傾斜によって検出する。次に、ｋＴの
前の傾斜ｇｒａｄbef(kT)を選択し、ｇｒａｄbef(kT)＜
−ｇｒａｄthrでるかを判定する。ここで、ｇｒａｄthr
は閾値であり、例えば０又は０に近い小さな値である。
なお、例えばkTの後ろのｇｒａｄaft(kT)を選択してｇ
ｒａｄaft(kT)＜−ｇｒａｄthrであるかを判定し、又は
それらの組合せ、すなわち（ｇｒａｄbef＋ｇｒａｄaft
(kT)）＜−ｇｒａｄthrであるかを判定するようにして
もよい。
【００７２】
【数２３】
【００７３】ところで、位相ジャンプは、常に、図２又
は図３に示しような先鋭ものとは限らない。例えば位相
ジャンプは複数のサンプルに亘って起こることもあり、
本発明では、式３４に示す条件を判定する。
【００７４】
【数２４】
【００７５】式３３及び式３４より、アンラップ位相φ
u(kT)の立ち下がり傾斜における位相ジャンプの検出
は、式３５の条件に基づいて行う。
【００７６】
【数２５】
【００７７】同様に、アンラップ位相φu(kT)の立ち上
がり傾斜における位相ジャンプの検出は、式３６に基づ
いて行う。
【００７８】
【数２６】
【００７９】なお、この立ち上がり傾斜における条件で
あるｇｒａｄbef(kT)＞ｇｒａｄthrは、ｇｒａｄaft(k
T)＞ｇｒａｄthr、又は(ｇｒａｄbef(kT)＋ｇｒａｄaft
(kT)）＞ｇｒａｄthrとしてもよい。
【００８０】実際の実験では、サンプリングレート１／
Ｔが約４１０ｋＨｚときの式３５及び式３６におけるφ
thr1、φthr2、ｇｒａｄthrは、それぞれ約１．５、約
２、約０でる。
【００８１】ここで、補正回路１５ｂの詳細な動作につ
いて、図５に示すフローチャートを用いて説明する。こ
のフローチャートは、上述した位相ジャンプの前後の補
間におけるアンラップ位相φu(kT)の立ち下がり傾斜で
の正の位相ジャンプと、立ち上がり傾斜での負の位相ジ
ャンプとの除去動作を示すものである。補正回路１５ｂ
は、位相ジャンプを検出すると、アンラップ位相φｕの
現サンプルのアンラップ位相φｕ(kT)及びそれに続くサ
ンプルのアンラップ位相φuに２πを加算又は減算する
ことによって、位相ジャンプを除去する。
【００８２】具体的には、ステップＳ１１において、補
正回路１５ｂは、式３６の条件を判定して、該当しない
ときはステップＳ１２に進み、該当するときはステップ
Ｓ１３に進む。
【００８３】ステップＳ１２において、補正回路１５ｂ
は、式３５の条件を判定し、該当しないときはステップ
Ｓ１５に進み、該当するときはステップＳ１４に進む。
【００８４】ステップＳ１５において、すなわち位相ジ
ャンプが検出されなかったときは、補正回路１５ｂは、
アンラップ位相φu(kT)を補正位相φe(kT)とする。その
後、ｋに１を加算してステップＳ１１に戻り、ステップ
Ｓ１１〜ステップＳ１５の処理を繰り返す。
【００８５】一方、ステップＳ１３において、すなわち
式３６の条件に該当するときは、補正回路１５ｂは、現
サンプルのアンラップ位相φu(kT)及びそれに続く全て
のサンプルのアンラップ位相に２πを加算して、ステッ
プＳ１５に進む。
【００８６】同様に、ステップＳ１４において、すなわ
ち式３５の条件に該当するときは、補正回路１５ｂは、
現サンプルのアンラップ位相φu(kT)及びそれに続く全
てのサンプルのアンラップ位相から２πを減算して、ス
テップＳ１５に進む。
【００８７】図６は、アンラップ位相φu(kT)と、補正
回路１５ｂにおける補正後の、すなわち位相ジャンプが
除去された補正位相φe(kT)とを示す図であり、これら
の位相は、１０ｄＢのＣＮＲを有する。この図６に示す
ように、位相ジャンプが除去された補正位相φe(kT)
は、２πの位相ジャンプが除去されていないアンラップ
位相φu(kT)よりも、無限のＣＮＲを有する絶対位相φc
(kT)に一致する。
【００８８】位相ジャンプが除去された補正位相φe(k
T)は、ＦＭスレッシュホールドレベルに起因した雑音が
なく、微分することができる。これによって、ＦＭスレ
ッシュホールドレベルよりも低いレベルにおいて、ＦＭ
変調信号のＳＮＲを高めることができる。
【００８９】つぎに、現サンプル及びそれに続くサンプ
ルの位相又はアンラップ位相に対して２πを減算又は加
算することが容易でないこと、すなわち例えば図４のス
テップＳ３の式の値φ(iT)＝φ(iT)−２πをｉ＝ｋ〜∞
の範囲で求めることの難しさを考慮した第２の実施例に
ついて説明する。
【００９０】この第２の実施例では、アンラップ位相φ
u(kT)を計算するためのウィンドウを、このアルゴリズ
ムで必要とされる範囲に制限している。具体的には、例
えばウィンドウを（ｋ−ｏ−ｐ）〜（ｋ＋ｑ＋ｒ−１）
の範囲や、（ｋ−１２）〜（ｋ＋１１）の範囲に制限す
る。アンラップ位相φu(kT)の計算は、２πを法として
割られた位相φ(kT)に対する２πの加算又は減算に関す
る情報を含んだ式３７に示す支援（helper）変数ｗ(kT)
を用いて、行われる。
【００９１】
【数２７】
【００９２】アンラップ位相φu(kT)は、この支援変数
ｗ(kT)を用い、サンプルｋ−Ｎを開始点としてウィンド
ウ内で、下記式３８に示すように、計算することができ
る。
【００９３】
【数２８】
【００９４】ここで、Ｎは、位相φ(kT)をアンラップす
るためのウィンドウの最初のサンプルの位置を示し、ｖ
は、位相φ(kT)をアンラップするためのウィンドウの最
初のサンプル（ｋ−Ｎ）Ｔからサンプル（ｋ−Ｎ＋ｖ）
Ｔまでの距離を示す。ここで。例えばＮ＝ｏ＋ｐ＝１２
とすると、式３８は、式３９となる。
【００９５】
【数２９】
【００９６】例えば、式１７は、式３９を代入すると、
式４０となる。
【００９７】
【数３０】
【００９８】式３０の補正位相φe(kT)は、式４１で表
される。
【００９９】
【数３１】
【０１００】ここで、アンラップ位相φu(kT)を計算す
るためのウィンドウを、例えばＮ＝６としたとき、式３
８は、式４２となる。
【０１０１】
【数３２】
【０１０２】これによって、式４０の補正位相φe(kT)
は、式４３で表される。
【０１０３】
【数３３】
【０１０４】式３５、式３６及び図５に示す条件は、式
４４に置き換えることができる。
【０１０５】
【数３４】
【０１０６】上述した具体例の図５に示すフローチャー
トは、ステップＳ１１における判定条件を式４５に、ス
テップＳ１２における判定条件を式４６に置き換えると
ともに、ＦＭ復調信号ｓ(kT）を生成するための微分を
式４７に含ませると、簡単にすることができる。
【０１０７】
【数３５】
【０１０８】
【数３６】
【０１０９】
【数３７】
【０１１０】図７は、本発明を適用した第２の実施例に
おける動作を詳細に説明するためのフローチャートであ
る。
【０１１１】ステップＳ２１において、補正回路１５ｂ
は、式４５の条件を判定して、該当しないときはステッ
プＳ２２に進み、該当するときはステップＳ２３に進
む。
【０１１２】ステップＳ２２において、補正回路１５ｂ
は、式４６の条件を判定し、該当しないときはステップ
Ｓ２５に進み、該当するときはステップＳ２４に進む。
【０１１３】ステップＳ２５において、微分回路１６
は、式４７に基づいて、ＦＭ復調信号ｓ(kT）を生成す
るための微分を行う。その後、ｋに１を加算して、すな
わち次のサンプルを現サンプルとして、ステップＳ２１
に戻り、ステップＳ２１〜ステップＳ２５の処理を繰り
返す。
【０１１４】一方、ステップＳ２３において、すなわち
式４５の条件に該当するときは、補正回路１５ｂは、支
援変数ｗ(kT)をｗ(kT)＋１とした後、ステップＳ２５に
進む。
【０１１５】同様に、ステップＳ２４において、すなわ
ち式４６の条件に該当するときは、補正回路１５ｂは、
支援変数ｗ(kT)をｗ(kT)−１とした後、ステップＳ２５
に進む。
【０１１６】図８は、第２の実施例におけるスレッシュ
ホールドレベル拡張回路１５及び微分回路１６の具体的
な回路構成を示すブロック図である。スレッシュホール
ドレベル拡張回路１５及び微分回路１６は、図８に示す
ように、位相φ(kT)、支援変数ｗ(kT)をそれぞれ遅延す
る縦続接続された複数の遅延器２１と、各段の遅延器２
１からの支援変数ｗ(kT)等に定数を乗算する複数の乗算
器２２と、各段の遅延器２１等からの位相φ(kT)、支援
変数ｗ(kT)をそれぞれ加算又は減算する複数の加算器２
３と、乗算器２２及び加算器２３の出力を比較する２つ
の比較器２４とを備える。このように構成されるスレッ
シュホールドレベル拡張回路１５及び微分回路１６は、
式３７〜式４４の演算を直接行う。
【０１１７】図９は、本発明に基づいたスレッシュホー
ルドレベル拡張を適用したときのＦＭ復調された音楽信
号のＳＮＲ（実線）と、適用しないときのＦＭ復調され
た音楽信号のＳＮＲ（破線）を示す図である。これらの
ＳＮＲは、同じ条件（パラメータ）、例えば信号はＦＭ
音楽信号であり、周波数偏移Δω＝２π×７５ｋＨｚで
あり、復調器の出力にデエンファシスフィルタを設けた
場合に得られたものである。ＦＭスレッシュホールドレ
ベルは、図９に示すように、ＣＮＲが約１７ｄＢの所で
ある。スレッシュホールドレベルの拡張により、ＳＮＲ
が９ｄＢ良くなる。このＳＮＲの改善は、ＦＭ変調信号
の周波数偏移に依存する。すなわち、周波数偏移Δωが
大きくなると、ＳＮＲもより高くなる。
【０１１８】
【発明の効果】以上の説明でも明らかなように、本発明
では、受信される周波数変調信号ａfm(t)のディジタル
複素ベースバンド信号ｃT(kT)の位相φを算出し、位相
φのアンラップ位相φuを算出する。アンラップ位相φu
の２π位相ジャンプを検出し、この２π位相ジャンプを
除去して補正位相φeを生成する。そして、補正位相φe
を微分して、周波数変調信号ａfm(t)をディジタル的に
復調する。このようにすることにより、ＣＮＲがＦＭス
レッシュホールドレベルよりも低い範囲において、従来
の方法及び装置よりも、ＦＭ変調信号のＳＮＲを高くす
ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用したディジタル復調器の具体的な
構成を示すブロック図である。
【図２】ＦＭ変調ステレオ多重信号の絶対位相φc(kT)
と、それに対応したアンラップ位相φu(kT)を示す図で
ある。
【図３】ＦＭ変ステレオ多重信号のアンラップ位相φ
u(kT)を拡大して示す図である。
【図４】２πを法として割られた位相φ(kT)からアンラ
ップ位相φu(kT)を算出する方法を示すフローチャート
である。
【図５】補正回路１５ｂの詳細な動作を説明するための
フローチャートである。
【図６】アンラップ位相φu(kT)及び位相ジャンプが除
去された補正位相φe(kT)を示す図である。
【図７】本発明を適用した第２の実施例における動作を
詳細に説明するためのフローチャートである。
【図８】第２の実施例におけるスレッシュホールドレベ
ル拡張回路１５及び微分回路１６の具体的な回路構成を
示すブロック図である。
【図９】スレッシュホールドレベル拡張を適用したとき
のＳＮＲと、適用しないときのＳＮＲを示す図である。
【図１０】従来のＦＭ復調器の構成を示すブロック図で
ある。
【図１１】ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムの概要を説明する
ための図である。
【符号の説明】
１１ フロントエンド回路、１２ Ａ／Ｄ変換器、１３
ＩＱ信号生成回路、１４ ＣＯＲＤＩＣ、１５ スレ
ッシュホールドレベル拡張回路１５、１５ａ 位相アン
ラップ回路、１５ｂ 補正回路、１６ 微分回路
フロントページの続き (72)発明者 ビルトゥハーゲン イエンス ドイツ連邦共和国 ディー−70736 フェ ルバッハシュトゥットゥガルター シュト ラーセ 106 ソニー インターナショナ ル（ヨーロッパ） ゲゼルシャフト ミッ ト ベシュレンクテル ハフツング シュ トゥットゥガルト テクノロジーセンター 内

Claims (21)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 受信される周波数変調信号ａfm(t)のデ
    ィジタル複素ベースバンド信号ｃT(kT)の位相φを算出
    する位相算出ステップと、 上記位相φのアンラップ位相φuを算出するアンラップ
    位相算出ステップと、 上記アンラップ位相φuの２π位相ジャンプを検出し、
    該２π位相ジャンプを除去して補正位相φeを生成する
    補正位相生成ステップと、 上記補正位相φeを微分する微分ステップとを有し、 上記周波数変調信号ａfm(t)をディジタル的に復調する
    周波数復調方法。
  2. 【請求項２】 上記アンラップ位相算出ステップは、入
    力される上記位相φのサンプル毎に、 上記位相φの現サンプルの位相φ(kT)と前サンプルの位
    相φ((k-1)T)の差分がπよりも大きいときは、上記現サ
    ンプルの位相φ(kT)及びそれに続く所定個数Ｉのサンプ
    ルの位相φ((k+1)T)，・・・，φ((k+I)T)から２πを減
    算し、 上記現サンプルの位相φ(kT)と前サンプルの位相φ((k-
    1)T)の差分が−πよりも小さいときは、上記現サンプル
    の位相φ(kT)及びそれに続く所定個数Ｉのサンプルの位
    相φ((k+1)T)，・・・，φ((k+I)T)に２πを加算するこ
    とを特徴とする請求項１記載の周波数復調方法。
  3. 【請求項３】 上記補正位相生成ステップは、上記アン
    ラップ位相φuのサンプル毎に、 上記アンラップ位相φｕの現サンプルのアンラップ位相
    φu(kT)と前サンプルのアンラップ位相φu((k-1)T)の差
    分が負の第１の閾値−φthr1よりも小さく、且つ上記現
    サンプルのアンラップ位相φu(kT)の前のアンラップ位
    相の傾きｇｒａｄbef(kT)、上記現サンプルのアンラッ
    プ位相φu(kT)の後のアンラップ位相の傾きｇｒａｄaft
    (kT)又は上記傾きｇｒａｄbef(kT)と傾きｇｒａｄaft(k
    T)の組合せが、傾きの閾値ｇｒａｄthrよりも大きいと
    きは、上記現サンプルのアンラップ位相φu(kT)及びそ
    れに続く所定個数Ｉのサンプルのアンラップ位相φu((k
    +1)T)，・・・，φu((k+I)T)に２πを加算する２π加算
    ステップと、 上記現サンプルのアンラップ位相φu(kT)と前サンプル
    のアンラップ位相φu((k-1)T)の差分が正の上記第１の
    閾値φthr1よりも大きく、且つ上記現サンプルのアンラ
    ップ位相φu(kT)の前のアンラップ位相の傾きｇｒａｄ
    bef(kT)、上記現サンプルのアンラップ位相φu(kT)の後
    のアンラップ位相の傾きｇｒａｄaft(kT)又は上記傾き
    ｇｒａｄbef(kT)と傾きｇｒａｄaft(kT)の組合せが、負
    の上記傾きの閾値−ｇｒａｄthrよりも小さいときは、
    上記現サンプルのアンラップ位相φu(kT)及びそれに続
    く所定個数Ｉのサンプルのアンラップ位相φu((k+1)
    T)，・・・，φu((k+I)T)から２πを減算する２π減算
    ステップとからなることを特徴とする請求項１又は２記
    載の周波数復調方法。
  4. 【請求項４】 上記補正位相生成ステップは、上記アン
    ラップ位相φuのサンプル毎に、 上記アンラップ位相φuの現サンプルのアンラップ位相
    φu(kT)と前サンプルのアンラップ位相φu((k-1)T)の差
    分が負の上記第１の閾値−φthr1よりも小さくないが、
    上記現サンプルのアンラップ位相φu(kT)と上記前サン
    プルの前のサンプルのアンラップ位相φu((k-2)T)の差
    分が負の第２の閾値−φthr2よりも小さく、且つ上記現
    サンプルのアンラップ位相φu(kT)の前のアンラップ位
    相の傾きｇｒａｄbef(kT)、上記現サンプルのアンラッ
    プ位相φu(kT)の後のアンラップ位相の傾きｇｒａｄaft
    (kT)又は上記傾きｇｒａｄbef(kT)と傾きｇｒａｄaft(k
    T)の組合せが、上記傾きの閾値ｇｒａｄthrよりも大き
    いときは、上記現サンプルのアンラップ位相φu(kT)及
    びそれに続く所定個数Ｉのサンプルのアンラップ位相φ
    u((k+1)T)，・・・，φu((k+I)T)に２πを加算する２π
    加算ステップと、 上記現サンプルのアンラップ位相φu(kT)と前サンプル
    のアンラップ位相φu((k-1)T)の差分が正の上記第１の
    閾値φthr1よりも大きくないが、上記現サンプルのアン
    ラップ位相φu(kT)と上記前サンプルの前のサンプルの
    アンラップ位相φu((k-2)T)の差分が正の上記第２の閾
    値φthr2よりも大きく、且つ上記現サンプルのアンラッ
    プ位相φu(kT)の前のアンラップ位相の傾きｇｒａｄbef
    (kT)、上記現サンプルのアンラップ位相φu(kT)の後の
    アンラップ位相の傾きｇｒａｄaft(kT)又は上記傾きｇ
    ｒａｄbef(kT)と傾きｇｒａｄaft(kT)の組合せが、負の
    上記傾きの閾値−ｇｒａｄthrよりも小さいときは、上
    記現サンプルのアンラップ位相φu(kT)及びそれに続く
    所定個数Ｉのサンプルのアンラップ位相φu((k+1)T)，
    ・・・，φu((k+I)T)から２πを減算する２π減算ステ
    ップとからなることを特徴とする請求項１乃至３のいず
    れか１項記載の周波数復調方法。
  5. 【請求項５】 上記所定個数Ｉは、現サンプルに続く全
    てのサンプルの数であることを特徴とする請求項２乃至
    ４のいずれか１項記載の周波数復調方法。
  6. 【請求項６】 上記アンラップ位相算出ステップは、入
    力される上記位相φのサンプル毎に、 上記位相φの現サンプルの位相φ(kT)と前サンプルの位
    相φ((k-1)T)の差分がπよりも大きいときは、支援変数
    ｗ(kT)を−１に設定し、 上記現サンプルの位相φ(kT)と前サンプルの位相φ((k-
    1)T)の差分が−πよりも小さいときは、上記支援変数ｗ
    (kT)を１に設定し、 上記現サンプルの位相φ(kT)と前サンプルの位相φ((k-
    1)T)の差分が−π〜πの範囲内にあるときは、上記支援
    変数ｗ(kT)を０に設定することを特徴とする請求項１記
    載の周波数復調方法。
  7. 【請求項７】 上記補正位相生成ステップは、上記アン
    ラップ位相φuのサンプル毎に、 上記アンラップ位相φuの現サンプルのアンラップ位相
    φu(kT)と前サンプルのアンラップ位相φu((k-1)T)の差
    分が負の第１の閾値−φthr1よりも小さく、且つ上記現
    サンプルのアンラップ位相φu(kT)の前のアンラップ位
    相の傾きｇｒａｄbef(kT)、上記現サンプルのアンラッ
    プ位相φu(kT)の後のアンラップ位相の傾きｇｒａｄaft
    (kT)又は上記傾きｇｒａｄbef(kT)と傾きｇｒａｄaft(k
    T)の組合せが、傾きの閾値ｇｒａｄthrよりも大きいと
    きは、上記支援変数ｗ(kT)に１を加算する１加算ステッ
    プと、 上記現サンプルのアンラップ位相φu(kT)と前サンプル
    のアンラップ位相φu((k-1)T)の差分が正の上記第１の
    閾値φthr1よりも大きく、且つ上記現サンプルのアンラ
    ップ位相φu(kT)の前のアンラップ位相の傾きｇｒａｄ
    bef(kT)、上記現サンプルのアンラップ位相φu(kT)の後
    のアンラップ位相の傾きｇｒａｄaft(kT)又は上記傾き
    ｇｒａｄbef(kT)と傾きｇｒａｄaft(kT)の組合せが、負
    の上記傾きの閾値−ｇｒａｄthrよりも小さいときは、
    上記支援変数ｗ(kT)から１を減算する１減算ステップと
    からなることを特徴とする請求項６記載の周波数復調方
    法。
  8. 【請求項８】 上記補正位相生成ステップは、上記アン
    ラップ位相φuのサンプル毎に、 上記アンラップ位相φuの現サンプルのアンラップ位相
    φu(kT)と前サンプルのアンラップ位相φu((k-1)T)の差
    分が負の上記第１の閾値−φthr1よりも小さくないが、
    上記現サンプルのアンラップ位相φu(kT)と上記前サン
    プルの前のサンプルのアンラップ位相φu((k-2)T)の差
    分が負の第２の閾値−φthr2よりも小さく、且つ上記現
    サンプルのアンラップ位相φu(kT)の前のアンラップ位
    相の傾きｇｒａｄbef(kT)、上記現サンプルのアンラッ
    プ位相φu(kT)の後のアンラップ位相の傾きｇｒａｄaft
    (kT)又は上記傾きｇｒａｄbef(kT)と傾きｇｒａｄaft(k
    T)の組合せが、上記傾きの閾値ｇｒａｄthrよりも大き
    いときは、上記現支援変数ｗ(kT)に１を加算する１加算
    ステップと、 上記現サンプルのアンラップ位相φu(kT)と前サンプル
    のアンラップ位相φu((k-1)T)の差分が正の上記第１の
    閾値φthr1よりも大きくないが、上記現サンプルのアン
    ラップ位相φu(kT)と上記前サンプルの前のサンプルの
    アンラップ位相φu((k-2)T)の差分が正の上記第２の閾
    値φthr2よりも大きく、且つ上記現サンプルのアンラッ
    プ位相φu(kT)の前のアンラップ位相の傾きｇｒａｄbef
    (kT)、上記現サンプルのアンラップ位相φu(kT)の後の
    アンラップ位相の傾きｇｒａｄaft(kT)又は上記傾きｇ
    ｒａｄbef(kT)と傾きｇｒａｄaft(kT)の組合せが、負の
    上記傾きの閾値−ｇｒａｄthrよりも小さいときは、上
    記支援変数ｗ(kT)から１を減算する１減算ステップとか
    らなることを特徴とする請求項６又は７記載の周波数復
    調方法。
  9. 【請求項９】 上記アンラップ位相φu(kT)を、サンプ
    ル（ｋ−Ｎ）Ｔから始まるウィンドウ内で、式１に基づ
    いて算出することを特徴とする請求項６乃至８のいずれ
    か１項記載の周波数復調方法。 【数１】 ここで、Ｎは、位相φ(kT)をアンラップするためのウィ
    ンドウの最初のサンプルの位置を示し、ｖは、位相φ(k
    T)をアンラップするためのウィンドウの最初のサンプル
    （ｋ−Ｎ）Ｔからのサンプル（ｋ−Ｎ＋ｖ）Ｔまでの距
    離を示す。
  10. 【請求項１０】 上記２π加算ステップ及び／又は１加
    算ステップは、上記アンラップ位相φuの現サンプルの
    アンラップ位相φu(kT)の誤差φerr(kT)が正の位相誤差
    閾値φerr,thrよりも大きいときのみ実行され、上記１
    加算ステップ及び／又は１減算ステップは、上記現サン
    プルのアンラップ位相φu(kT)の誤差φerr(kT)が負の上
    記位相誤差閾値−φerr,thrよりも小さいときのみ実行
    されることを特徴とする請求項３乃至５及び７乃至９の
    いずれか１項記載の周波数復調方法。
  11. 【請求項１１】 上記第１の閾値φthr1、第２の閾値φ
    thr2及び傾きの閾値ｇｒａｄthrは、サンプリングレー
    ト１／Ｔに依存した実験によって決定されることを特徴
    とする請求項３乃至５及び７乃至１０のいずれか１項記
    載の周波数復調方法。
  12. 【請求項１２】 上記サンプリングレート１／Ｔが４１
    ０ｋＨｚのとき、上記第１の閾値φthr1は１．５であ
    り、第２の閾値φthr2は２であり、上記傾きの閾値ｇｒ
    ａｄthrは０であることを特徴とする請求項１１記載の
    周波数復調方法。
  13. 【請求項１３】 上記アンラップ位相φuの現サンプル
    のアンラップ位相φu(kT)の誤差φerr(kT)を、式２に基
    づいて算出することを特徴とする請求項３乃至５及び７
    乃至１２のいずれか１項記載の周波数復調方法。 【数２】 ここで、傾きｇｒａｄbef(kT)は、上記現サンプルのア
    ンラップ位相φu(kT)の前のアンラップ位相の傾きであ
    り、傾きｇｒａｄaft(kT)は、上記現サンプルのアンラ
    ップ位相φu(kT)の後ろのアンラップ位相の傾きであ
    り、ｄ0、ｆ0は、サンプルｋから補間サンプルまでの最
    小距離であり、ｄmax、ｆmaxは、サンプルｋから補間サ
    ンプルまでの最大距離であり、ｄ、ｅ、ｆ及びｇは、サ
    ンプルｋから補間に用いられるサンプルまでの距離であ
    る。
  14. 【請求項１４】 上記距離は、ｄ0＝ｆ0＝２、ｄmax＝
    ｆmax＝５、ｅ＝ｄ、ｇ＝ｆであることを特徴とする請
    求項１３記載の周波数復調方法。
  15. 【請求項１５】 上記現サンプルの前のアンラップ位相
    φu(kT)の傾きｇｒａｄbef(kT)を、サンプルｋからの最
    小距離をｏとして式３に基づき、現サンプルのアンラッ
    プ位相φu(kT)に直接隣接するアンラップ位相φuを除い
    たｐ個のアンラップ位相φuの平均値によって算出し、
    上記現サンプルの後ろのアンラップ位相φu(kT)の傾き
    ｇｒａｄaft(kT)を、サンプルｋからの最小距離をｒと
    して式４に基づき、現サンプルのアンラップ位相φｕ(k
    T)に直接隣接したアンラップ位相φuを除いたｑ個のア
    ンラップ位相φuの平均値によって算出することを特徴
    とする請求項３乃至５及び７乃至１４のいずれか１項記
    載の周波数復調方法。 【数３】
  16. 【請求項１６】 上記距離及び個数は、ｏ＝ｒ＝０、ｐ
    ＝ｑ＝０であることを特徴とする請求項１５記載の周波
    数復調方法。
  17. 【請求項１７】 上記位相誤差閾値φerr,thrは、上記
    サンプリングレート１／Ｔに依存した実験によって決定
    され、式５で表されることを特徴とする請求項１０乃至
    １６のいずれか１項記載の周波数復調方法。 【数４】
  18. 【請求項１８】 上記位相誤差閾値φerr,thrは、上記
    サンプリングレート１／Ｔが４１０ｋＨｚのときは、２
    ６であることを特徴とする請求項１７記載の周波数復調
    方法。
  19. 【請求項１９】 上記ディジタル複素ベースバンド信号
    ｃT(kT)の位相の計算は、ＣＤＲＤＩＣアルゴリズムを
    用いて実行されることを特徴とする請求項１乃至１８の
    いずれか１項記載の周波数復調方法。
  20. 【請求項２０】 受信される周波数変調信号ａfm(t)の
    ディジタル複素ベースバンド信号ｃT(kT)の位相φを算
    出する変換手段と、 上記変換手段からの位相φのアンラップ位相φuを算出
    するアンラップ位相算出手段と、 上記アンラップ位相φuの２π位相ジャンプを検出し、
    該２π位相ジャンプを除去して補正位相φeを生成する
    補正手段と、 上記補正位相φeを微分する微分手段とを備え、 上記周波数変調信号ａfm(t)をディジタル的に復調する
    周波数復調装置。
  21. 【請求項２１】 上記請求項１乃至１９のいずれか１項
    の周波数復調方法に基づいて動作する請求項２０記載の
    周波数復調装置。
JP11056181A 1998-03-03 1999-03-03 周波数復調方法及び周波数復調装置 Withdrawn JP2000059253A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP98103735A EP0940958A1 (en) 1998-03-03 1998-03-03 Method and device for digitally demodulating a frequency modulated signal
EP98103735.1 1998-03-03

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2000059253A true JP2000059253A (ja) 2000-02-25

Family

ID=8231518

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP11056181A Withdrawn JP2000059253A (ja) 1998-03-03 1999-03-03 周波数復調方法及び周波数復調装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US6075410A (ja)
EP (1) EP0940958A1 (ja)
JP (1) JP2000059253A (ja)
CN (1) CN1115833C (ja)
CA (1) CA2261442C (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004502346A (ja) * 2000-06-27 2004-01-22 コーニンクレッカ　フィリップス　エレクトロニクス　エヌ　ヴィ 位相シーケンスにおける位相ジャンプの検出及び訂正
JP2012533227A (ja) * 2009-07-09 2012-12-20 クゥアルコム・インコーポレイテッド ローカル送受信機のｆｍラジオとの干渉を防止するためのｌｏシフトの使用

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19860402A1 (de) * 1998-12-28 2000-06-29 Bosch Gmbh Robert Verfahren und Schaltungsanordnung zur Demodulation eines digitalen frequenzmodulierten Signals
US6969984B2 (en) * 2000-12-21 2005-11-29 Tropian, Inc. Direct phase and frequency demodulation
EP1303060A1 (en) * 2001-10-11 2003-04-16 Sony International (Europe) GmbH Receive beam forming with shared phase estimation
US7356091B2 (en) * 2003-12-09 2008-04-08 M/A-Com, Inc. Apparatus, methods and articles of manufacture for signal propagation using unwrapped phase
ATE550827T1 (de) * 2005-07-04 2012-04-15 Nxp Bv Vereinfachte derotation in digitalen fm- demodulatorarchitekturen
US9391625B1 (en) 2015-03-24 2016-07-12 Innophase Inc. Wideband direct modulation with two-point injection in digital phase locked loops
US9621205B2 (en) * 2015-03-26 2017-04-11 Vt Idirect, Inc. Apparatus and method for frequency estimation ambiguity removal of a burst signal
US10826738B2 (en) 2019-01-07 2020-11-03 Innophase Inc. Systems and methods for maximizing power efficiency of a digital power amplifier in a polar transmitter
US10651876B1 (en) 2019-06-12 2020-05-12 Innophase Inc. System and method for dividing the carrier center frequency of an RF modulated signal by a non-integer divisor
CN114785434B (zh) * 2022-03-23 2022-12-02 北京睿信丰科技有限公司 S波段频道可用性检测方法、装置、设备、系统及介质

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3700457C1 (de) * 1987-01-09 1988-06-23 Ant Nachrichtentech Verfahren und Anordnung zur Synchronisation eines Empfaengers bei digitalen UEbertragungssystemen
FR2633471B1 (fr) * 1988-06-28 1990-10-05 Trt Telecom Radio Electr Procede de demodulation coherente d'un signal module numeriquement en phase continue et a enveloppe constante
US4887050A (en) * 1989-03-31 1989-12-12 Motorola, Inc. Frequency control apparatus and method for a digital radio receiver
GB2234411A (en) * 1989-07-03 1991-01-30 Marconi Instruments Ltd Integrated circuit for digital demodulation
SG44793A1 (en) * 1991-12-07 1997-12-19 Philips Electronics Nv Mobile radio receiver for a radio transmission system
FR2711028B1 (fr) * 1993-10-08 1995-11-17 Thomson Csf Procédé et dispositif de démodulation cohérente par blocs de signaux complexes modulés en phase.
US5970086A (en) * 1997-05-22 1999-10-19 Itt Manufacturing Enterprises Radio remote interface for modulating/demodulating data in a digital communication system

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004502346A (ja) * 2000-06-27 2004-01-22 コーニンクレッカ　フィリップス　エレクトロニクス　エヌ　ヴィ 位相シーケンスにおける位相ジャンプの検出及び訂正
JP4907036B2 (ja) * 2000-06-27 2012-03-28 アイピージー エレクトロニクス ５０３ リミテッド 位相シーケンスにおける位相ジャンプの検出及び訂正
JP2012533227A (ja) * 2009-07-09 2012-12-20 クゥアルコム・インコーポレイテッド ローカル送受信機のｆｍラジオとの干渉を防止するためのｌｏシフトの使用

Also Published As

Publication number Publication date
CA2261442C (en) 2006-09-05
CA2261442A1 (en) 1999-09-03
CN1115833C (zh) 2003-07-23
CN1238622A (zh) 1999-12-15
EP0940958A1 (en) 1999-09-08
US6075410A (en) 2000-06-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP3144457B2 (ja) 自動周波数調節方法及びその装置
JP4366808B2 (ja) タイミングエラー検出回路および復調回路とその方法
JP3077881B2 (ja) 復調方法及び復調装置
JP2000059253A (ja) 周波数復調方法及び周波数復調装置
JPH09224059A (ja) 直接変換ｆｓｋ受信機
JP2971028B2 (ja) ディジタル残留側波帯変調通信装置の位相検出方法及び位相トラッキングループ回路
JP3575883B2 (ja) ディジタル復調器
US7548281B2 (en) Demodulator circuit for digital television and demodulation method
JP3029394B2 (ja) Ｆｓｋ復調装置
JP2000188580A (ja) Ｏｆｄｍ受信装置
JP3006382B2 (ja) 周波数オフセット補正装置
JP2818156B2 (ja) Ａｆｃ回路
JPH0779363B2 (ja) 遅延検波回路
JP3537738B2 (ja) クロック再生回路
WO2001008368A1 (fr) Appareil de detection de decalage de frequence
JPH10164151A (ja) Ｆｓｋ復調方法とその装置、並びにデータ受信方法
JP2001257733A (ja) キャリア再生装置およびその方法と受信装置
JP3481486B2 (ja) ディジタル復調装置
JP2000134271A (ja) 復調装置及び復調方法
JP3660930B2 (ja) 無線通信装置における自動周波数制御信号発生回路、受信装置、基地局装置、無線送受信システム、及び周波数誤差検出方法
JP2001086175A (ja) Ｖｓｂ復調器
JP3410841B2 (ja) 位相変調波キャリア再生回路
JP3335411B2 (ja) 周波数変換による被振幅変調隣接妨害検出装置
JP2744540B2 (ja) デジタル信号受信装置
JPH10210092A (ja) 位相検波回路

Legal Events

Date Code Title Description
A300 Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300

Effective date: 20060509