CN1115833C - 用于数字解调调频信号的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明代表在数字解调例如用于fm音频广播的调频信号的领域中新的解决方案，本发明算法改善载波噪声比在fm门限以下的解调信号的信噪比。根据本发明，检测和消除对于载波噪声比在fm门限以下的信号一般出现的解调信号中的尖峰，利用调频信号的展开相位φ_u的内插与其他准则进行检测，将展开相位φ_u计算为不限于范围[-π，…，π]的绝对相位。

Description

用于数字解调调频信号的方法和设备

技术领域

本发明涉及用于数字解调例如立体声广播信号的调频信号的方法和设备，特别涉及数字调频(fm)接收机的fm门限的扩展(extension)。

背景技术

对调制信号s(t)进行频率调制： $a_{\mathrm{fm}}\left(t\right)=\cos ({\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\Δ\ω}\underset{-\∞}{\overset{t}{\∫}}s\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}),---\left(0\right)$

其中Wc表示载波频率，ΔW表示频率偏移。

图10表示利用CORDIC算法的本领域数字fm解调器。将所接收的fm调制信号a_fm(t)利用模拟前端模块1下变换为IF(中频)信号b(t)，将这个IF信号b(t)由A/D变换器2利用抽样周期T进行抽样， $b\left(\mathrm{kT}\right)=B\·\cos ({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IF}}\mathrm{kT}+\mathrm{\Δ\ω}\underset{-\∞}{\overset{\mathrm{kT}}{\∫}}s\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}),---\left(1\right)$ 并且由IQ生成装置3变换为复合基带信号 $c_T\left(\mathrm{kT}\right)=B\·e^{\mathrm{j\Δ\ω}}\underset{-\∞}{\overset{\mathrm{kT}}{\∫}}s\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ},---\left(2\right)$

存在几种用于数字fm解调的算法。图11所示的fm解调器使用CORDIC算法。fm解调在原理上通过微分复合基带信号C_T(KT)的角_c(KT)来完成：

利用近似式：

得到：

从中能看出：利用CORDIC模块4和微分模块7执行的fm解调通过CORDIC模块4中的复合基带信号C_T(KT)的两个样值的角判定和微分模块7中的减法来完成。

CORDIC算法利用从笛卡坐标到极坐标的变换计算复合基带信号C_T(KT)的模2π除的相位(KT)。

这个CORDIC算法是众所周知的。图11和下表1给出此算法的简短介绍。图11表示具有复合基带信号C_T(KT)的5个样值点的复平面。CORDIC算法的幅角范围限制为[-π，...，π]。因此，利用CORDIC算法计算的相位(KT)进行模2π除。下表1表示复合基带信号C_T(KT)的绝对相位_c(KT)和利用CORDIC算法计算的模2π除的相位(KT)。

K	1	2	3	4	5
						(KT)	2π/5	4π/5	-4π/5	-π/5	π/5
c(KT)	2π/5	4π/5	6π/5	9π/5	11π/5

表1

使用CORDIC算法的本领域解调器利用式(4)中所示的减法来解调fm调制的基带信号C_T(KT)。由于CORDIC算法如上所述计算模2π除的相位(KT)，所以随即进行减法并得到下面的调制信号S(KT)：

下表2表示在这个操作中计算的模2π除的相位(KT)和绝对相位_c(KT)的相位差：

K	2	3	4	5
					(KT)-((K-1)T)	2π/5	-8π/5＝-2π+2π/5	3π/5	2π/5
c(KT)-c((K-1)T)	2π/5	2π/5	3π/5	2π/5

表2

能看出：在利用CORDIC算法计算的模2π除的相位(KT)的相位差的抽样值K＝3时，出现-2π的误差。在本领域解调器中，这个误差利用通过固定点实施中的溢出完成的模2π操作来消除。因此，相位差(KT)-((K-1)T)的有效范围在固定点实施中限制为[-π，...，π]，于是值-8π/5＝-2π+2π/5引起溢出，并因此错误值-8π/5进行模2π除而变为正确值2π/5。

发明内容

本发明的目的是改善载波噪声比在fm门限以下的解调信号的信噪比。

根据本发明，这个目的通过展开在从笛卡儿坐标至极坐标的变换期间计算的模2π除的相位(KT)并检测和消除展开相位中的相位跃变以生成随后在微分级中使用的校正相位来实现。

根据本发明的方法定义在独立权利要求1中，从属权利要求2至19表示本发明的方法的最佳实施例，能完成本发明方法的设备定义在权利要求20和21中。

附图说明

从下面对现有技术的解调器的分析和结合附图仅作为示例的本发明的最佳实施例的详细描述，将会更好地理解本发明的其他目的、特性和优点，其中：

图1表示根据本发明一个实施例的fm解调器的原理方框图；

图2表示绝对相位_c(KT)，即具有无限载波噪声比的理想相位，和具有载波噪声比10dB的频率调制信号的在展开状态中通过从笛卡儿坐标变换为极坐标计算的相位_u(KT)，这里，调制信号是如同在fm广播中使用的具有音乐信息的立体声多路复用信号；

图3表示放大比例的具有载波噪声比10dB的频率调制信号的另一个展开的相位信号_u(KT)，这里，调制信号还是具有音乐信息的立体声多路复用信号；

图4表示展开的相位_u(KT)生成的流程图；

图5表示图2与3中所示的展开相位_u(KT)失真的检测与消除的原理概念流程图；

图6表示具有载波噪声比10dB的展开相位_u(KT)和根据本发明校正的相位_e(KT)；

图7表示根据本发明第二实施例的展开相位、失真的检测与消除以及微分的方框流程图；

图8表示根据本发明第二实施例的展开相位、失真的检测与消除以微分的直接实现模块；

图9表示现有技术fm解调器和根据本发明的fm解调器的解调器输出上的信噪比；

图10表示使用CORDIC算法的现有技术fm解调器的方框图；和

图11表示具有复合基带信号C_T(KT)的5个样值点的复平面。

具体实施方式

图1表示根据本发明一个实施例的用于数字解调频率调制信号a_fm(t)的设备的原理框图。具有与图10中所示的并结合图10中所示的现有技术设备描述的功能相同的功能的方框利用相同的标号来表示。现有技术设备的微分模块7产生本发明不允许的溢出，所以根据本发明的设备包括不产生溢出的微分模块6。除了现有技术设备之外，根据本发明的解调器还包括数字门限扩展单元5，此单元从CORDIC模块4中接收相位(KT)，CORDIC模块4计算随后输入给微分模块6的校正相位_e(KT)。附加的数字IF滤波器能放置在CORDIC模块4的前面，IF滤波器对于相邻信道抑制是必需的。

根据本发明的实施例，数字门限扩展单元5包括从CORDIC模块4的相位输出(KT)中计算展开相位_u(KT)的相位展开单元5a和校正单元5b，校正单元5b检测和消除展开相位_u(KT)中的2π相位跃变并输出随后输入微分模块6的校正相位_e(KT)。展开相位_u(KT)计算为不限于范围[-π，...，π]的绝对相位。

利用展开相位_u(KT)而不利用校正单元5b进行的fm解调得到与上述的现有技术fm解调器完全相同的值，这个情况与fm信号的载波噪声比(CNR)无关。

图2表示具有利用无限载波噪声比计算的递减斜率的调频立体声多路复用信号的绝对相位_c(KT)，这个绝对相位利用虚线表示。图2也表示具有载波噪声比10dB的相应的展开相位_u(KT)，这个展开相位_u(KT)利用实线表示，并且能清楚地看出：相对于绝对相位，从值K＝0开始，此相位_u(KT)包括2π的相位跃变。

在样值K＝0上的展开相位信号_u(KT)的2π相位跃变对于在fm门限以下的载波噪声比是典型的。在微分之后，这个相位跃变在解调信号中产生噪声峰值，这样的噪声峰值也在执行现有技术fm解调器的模2π除的相位(KT)的微分时出现。频率解调信号S(KT)中的这些峰值是动态降低信噪比在fm门限以下的原因。

展开相位_u(KT)的这些+2π相位跃变仅在_u(KT)的递减斜率上出现在fm接收机操作的正常模式中，具有值-2π的相位跃变仅出现在上升斜率上。

根据本发明，检测和消除这样的相位跃变，以获得具有解调信号中显著减少的噪声峰值数的fm解调器，并因此获得比现有技术fm解调器更好的fm门限之下的信噪比(SNR)。

图3表示具有载波噪声比10dB的调频立体声多路复用信号的展开相位_u(KT)的放大视图，这次具有上升斜率，这个展开相位信号_u(KT)在样值K＝0时具有-2π的相位跃变。

图4表示根据本发明如何从模2π除的相位(KT)中计算展开的相位_u(KT)的原理流程图。在步骤S1中开始之后，在步骤S2检查样值K上的相位(KT)与在样值K的前一样值上的相位((K-1)T)的差是否超过π。如果不是这种情况，则在步骤S3中检查此差是否低于-π。如果也不是这种情况，即如果所述差在范围[-π，...，π]内，则将展开相位_u(KT)设置为相位(KT)。随后，此算法利用步骤S2对下一样值K＝K+1继续进行。

另一方面，如何在步骤S2中确定样值K上的相位(KT)与样值K的前一样值的相位((K-1)T)之间的所述差超过π，则在利用步骤S6继续此算法之前将在步骤S4中从实际样值的相位(KT)和所有后面样值的相位中减去2π。

如果在步骤实际样值的相位(KT)与前一样值的相位((K-1)T)之间的差落在-π以下，则在利用步骤S6继续此算法之前，将在步骤S5中以相同的方式将2π加到实际样值的相位(KT)和所有后面样值的相位上。

利用图1所示的校正单元5b检测和消除展开相位_u(KT)的相位跃变，此校正单元5b用作检测与消除模块，在可能的相位跃变之前与之后结合内插检查下降斜率上展开相位信号_u(KT)的正相位跃变和上升斜率上负的相位跃变。如果检测到相位跃变，此模块通过将2π加到随后样值的展开相位信号_u(KT)上或从随后样值的展开相位信号_u(KT)中减去2π来消除相位跃变。

检测相位跃变的第一准则是上升或下降斜率。在要检查相位跃变出现的测试样值之前和之后结合内插确定此准则，下面解释此内插。

此内插结合高抽样率的展开相位信号_u(KT)使用调频信号的频谱分布。在fm立体声广播中，立体声多路复用信号S(t)主要包含低频成分。由于基带信号C_T(KT)的带宽，解调器的抽样率得选择得高，例如，1/T＞300KHz。因此，相位跃变具有比绝对相位_c(KT)更强的梯度并且能检测到。

如上所述，图3表示在样值K＝0时具有-2π的相位跃变的fm解调信号的展开相位_u(KT)。对于样值K的内插，得计算K之前的梯度，即grad_bef_u(KT)和K之后的梯度，即下面称为grad_aft_u(KT)。这应该通过平均多于1个的样值的梯度来完成，这是因为展开相位信号_u(KT)被噪声干扰。而且，直接相邻相位跃变的样值也不应用于内插，因为这些样值被相位跃变干扰，如能从图3中所看到的。因此，利用下式计算K之前和K之后的梯度。

其中p和q表示用于平均的样值数，并且o和r表示用于计算梯度的样值距K的最小距离。例如，如果从距K的距离o＝r＝4的样值开始通过平均p＝q＝8个样值计算K之前与之后的梯度，则利用下式计算梯度：

梯度(7)现在用于内插。利用下式利用K之前的梯度在样值K上计算展开相位_u(KT)的内插误差：

_errbefd，e(kT)＝_U((k-d-1)T)+(d+e+1)·grad_bef(kT)-_U((k+e)T)    (8a)

其中d和e表示内插样值距实际样值K的距离。在下面，d和e假定为相同的值(d＝e)，但这不是必须的。

由于直接相邻样值K上的相位跃变的样值被干扰并因此不应用于展开相位的内插，所以应选择d和e≥2。

为了提高内插误差的可靠性，应对于多于1个的样值进行内插。下式表示d＝e＝2、3、4、5的内插误差_{errbefd，，e}(KT)：

e_rrbef2，2(kT)＝_U((k-3)T)+5·grad_bef(kT)-_U((k+2)T)             (8b)

_errbef3，3(kT)＝_U((k-4)T)+7·grad_bef(kT)-_U((k+3)T)

_errbef4，4(kT)＝_U((k-5)T)+9·grad_bef(kT)-_U((k+4)T)

_errbef5，5(kT)＝_U((k-6)T)+11·grad_bef(kT)-_U((k+5)T)

作为批准内插可靠性的另一个点，也应利用相位跃变之后的梯度来完成。随后，将利用下面的内插计算相位误差_{errafef，，g}(KT)：

_erraftf.g(kT)＝_U((k-f-1)T)+(f+g+1)·grad_aft(kT)-_U((k+g)T)    (9a)

其中f和g表示内插样值距K的距离，再次假设f和g是相同的值(f＝g)，即使这不是必须的。

由于在K上相位跃变相邻样值的不可靠性，内插样值距K的最小距离应再次进行选择，f，g≥2。下面的示例表示f＝g＝2、3、4、5时内插误差：_errafef·g(KT)：

_{erraft，2，2}(kT)＝_U((k-3)T)+5·grad_aft(kT)-_U((k+2)T)         (9b)

_{erraft，3，3}(kT)＝_U((k-4)T)+7·grad_aft(kT)-_U((k+3)T)

_{erraft，4，4}(kT)＝_U((k-5)T)+9·grad_aft(kT)-_U((k+4)T)

_{erraft，5，5}(kT)＝_U((k-6)T)+11·grad_aft(kT)-_U((k+5)T)

所有内插值相加得到总的内插误差：

其中d_o和f_o表示内插样值距K的最小距离，而d_max与f_max表示内插样值距K的最大距离。在上面的示例中，d_o＝f_o＝2并且d_max＝f_max＝5，在利用(d_max-d_o+f_max-f_o+2)＝8个样值进行内插时，所有内插值相加得到总的内插误差：

_err(kT)＝2·(_U((k-3)T)+_U((k-4)T)+_U((k-5)T)+_U((k-6)T))      (10b)

           -2·(_U((k+2)T)+_U((k+3)T)+_U((k+4)T)+_U((k+5)T))

           +32·(grad_bef(kT)+grad_aft(kT))

         ＝2·(_U((k-3)T)+_U((k-4)T)+_U((k-5)T)+_U((k-6)T))

           -2·(_U((k+2)T)+_U((k+3)T)+_U((k+4)T)+_U((k+5)T))

           +4·(_U((k-4)T)-_U((k-12)T)+_U((k+11)T)-_U((k+3)T))

在理想的相位跃变情况中，能利用下式计算总的内插误差：

_errideal＝2π·(d_max-d_o+f_max-f_o+2)                                 (11a)

在上面示例中，d_o＝f_o＝2并且d_max＝f_max＝5，则总的内插误差为：

_errideal＝2π·8＝50，27                           (11b)

另一方面，实际经验已证明，_err，thr＝1/2_errideal(12)的内插误差门限在约410KHz的抽样率1/T上得到好的性能。对于上面的示例，选择_err，ehr＝26。

如前所述，得检查展开相位_u(KT)的相位跃变。由于值为+2π的相位跃变仅出现在展开相位信号_u(KT)的下降斜率上，所以能以下面的方式检测相位跃变，能以展开相位的梯度完成下降斜率的检测。下面选择KTgrad_bef(KT)之前的梯度来检查此条件(grad_bef(KT)＜-grad_thr)，也可能选择KT(grad_aft(KT)＜-grad_thr)之后的梯度或(grad_bef(KT)+grad_aft(KT)＜-grad_thr)的组合，其中grad_thr是最好等于零或靠近零的小值的门限值。

(_U(kT)-_U((k-1)T＞_thr1(kT))                             (13)

AND(grad_bef(kT)＜-grad_thr)

AND(_err(kT)＜-_err，thr)

相位跃变不总是能从图2与3中所看见的尖跃变。一些相位跃变延伸到一个以上的样值上，以致根据本发明下面条件包含在相位跃变的检查中：

_U(kT)-_U((k-2)T)＞_thr2(kT)                                          (14)

利用式(13)与(14)，随后是检测展开相位信号_u(KT)下降斜率上的相位跃变的条件：

[(_U(kT)-_U((k-1)T)＞_thr1(kT))OR(_U(kT)-_U((k-2)T)＞_thr2(kT))]   (15)

AND(grad_bef(kT)＜-grad_thr)

AND(_err(kT)＜-_err，thr)

能以类似方式描述上升斜率_u(KT)的条件：

[(_U(kT)-_U((k-1)T)＜-_thr1(kT))OR(_U(kT)-_U((k-2)T)＜-_thr2(kT))] (16)

AND(grad_bef(kT)＞grad_thr)

AND(_err(kT)＞_err，thr)

上升斜率grad_bef(KT)＞grad_thr的检查能再次利用grad_aft(KT)＞grad_thr或(grad_bef(KT)+grad_aft(KT))＞grad_thr来代替。

实践经验已证明：上面公式(15)与(16)应如下以约410KHZ的抽样率1/T进行选择：

_thr1＝1，5                                                    (17)

_thr2≈2

grad_thr≈0

检测与消除的流程图表示在图5中，这个流程图包括上面讨论的结合相位跃变之前与之后的内插_u(KT)下降斜率上正相位跃变和_u(KT)上升斜率上负相位跃变的检查。如果检测到相位跃变，此模块通过给展开相位信号_u(KT)的实际样值和随后样值加上或减去2π来消除相位跃变。

在步骤S10中开始之后，将在步骤S11中检查条件(16)。如果此条件不满足，将在步骤S12中检查条件(15)。如果此条件也不满足，即如果未检测到相位跃变，将在步骤S15中将校正相位_e(KT)设置为展开相位_u(KT)的值。此后，利用下一样值K＝K+1从步骤S11开始重复此算法。

另一方面，如果在步骤S11中确定满足条件(16)，则将2π加到展开相位_u(KT)的实际样值上，并对步骤S15之前所有后续样值执行相同操作。同样，如果在步骤S12中确定满足条件(15)，则将从展开相位_u(KT)的实际样值中减去2π，并对步骤S15之前所有后续样值执行同样操作。

图6表示校正单元5b之后的均具有载波噪声比10dB的展开相位_u(KT)和已消除相位跃变的相位_e(KT)，从中能清楚地看出：已消除相位跃变的相位_e(KT)更好地对应图2所示的具有无限载波噪声比的绝对相位_c(KT)，则展开相位_u(KT)没有2π相位跃变的检测与消息。

已消除相位跃变_e(KT)的相位现在能进行微分而没有fm门限引起的噪声。这表示：能得到在fm门限以下的解调信号的信噪比的高增益。

在根据本发明的第二实施例中，考虑不是很容易加上或从相位或展开相位的实际样值与所有随后样值中减去2π，即不可能以容易的方式例如来解答图4的步骤S4中所示的方程式：

对于i＝k至∞                                         (18)

(iT)＝(iT)-2π

结束

因此，根据本发明第二实施例，计算展开相位_u(KT)的窗口限制为此算法所必需的值。在上面的示例中，窗口限制为范围[K-O-P...K+q+r-1]，例如[k-12...K+11]，展开相位_u(KT)的计算利用辅助变量W来完成，此变量W包含有关给模2π除的相位(KT)加上或减去2π的信息：

利用这个辅助变量W(KT)能以下面方法从样值(K-N)T开始在窗口中计算展开相位_u(KT)：

_u((k-N)T)＝((k-N)T)                       (20a)

_u((k-N+1)T)＝((k-N+1)T)+2πw((k-N+1)T)

...

其中N表示用于展开相位(KT)的窗口的开始，V表示样值(K-N+V)T距用于展开相位的窗口开始(K-N)T的距离。

利用N＝o+p＝12，则上面示例为：

_u((k-12)T)＝((k-12)T)                     (20b)

_u((k-11)T)＝((k-11)T)+2πw((k-11)T)

_u((k-10)T)＝((k-10)T)+2π(w((k-11)T)+w((k-10)T))

...

利用这个等式，等式(7b)的示例为：

将式10(b)变换为另一表示式得到：

  -(_u((k+2)T)+_u((k+3)T)+_u((k+4)T)+_u((k+5)T))

  +16·grad_aft(kT)+16·grad_bef(kT)

＝_u((k-3)T)+_u((k-4)T)+_u((k-5)T)+_u((k-6)T)

  -(_u((k+2)T)+_u((k+3)T)+_u((k+4)T)+_u((k+5)T))

  +2·(_u((k+11)T)-_u((k+3)T))+16·grad_bef(kT)

利用N＝6的用于展开相位计算的另一窗口定义：

_u((k-6)T)＝((k-6)T)                         (23)

_u((k-5)T)＝((k-5)T)+2πw(k-5)

...

得到：

-((k+2)T)-3((k+3)T)-((k+4)T)-((k+5)T)

+2π·(-w((k-5)T)-2w((k-4)T)-3w((k-3)T)-4w((k-2)T)

-4w((k-1)T)-4w(kT)-4w((k+1)T)-4w((k+2)T)

-3w((k+3)T)+w((k+5)T)+2w((k+6)T)+2w((k+7)T)

+2w((k+8)T)+2w((k+9)T)+2w((k+10)T)+2w((k+11)T))

+16·grad_bef(kT)

式(15)、(16)与图5中所示的条件等式能利用下式替代：

_u(kT)-_u((k-1)T)＝(kT)-((k-1)T)+2πw(kT)        (25)

_u(kT)-_u((k-2)T)＝(kT)-((k-2)T)+2π(w(kT)+w((k-1)T)

图5所示的上面示例的流程图利用式(21)、(24)与(25)在利用下面条件替代在步骤S11中确定的条件时能简化为如下：

AND grad_bef＞grad_thr AND_err＞_err，thr

在步骤S12中确定的条件利用下面的条件替代：

AND grad_bef＜-grad_thr AND_err＜-_err，thr

并且用于生成频率解调信号S(KT)的微分在步骤S15中包括在下式中：

s(kT)＝(kT)-((k-1)T)+2πw(kT)                    (28)

    k＝k+1

图7表示对应根据本发明的第二实施例中执行的程序的流程图。在步骤S20中程序开始之后，在步骤S21中确定条件(26)。如果这个条件不满足，则在步骤S22中检查条件(27)。如果这个条件也不满足，则在从步骤S21开始利用下一样值K＝K+1重复程序之前，根据等式(28)在步骤S25中执行用于生成频率解调信号S(KT)的微分。

另一方面，如果在步骤S21中确定条件(26)不满足，则在步骤S23中将变量W(KT)设置为W(KT)＝W(KT)+1。对应于此，当在执行步骤S25之前在步骤S22中确定条件(27)满足时，在步骤S24中将W(KT)设置为W(KT)＝W(KT)-1。

图8表示根据本发明第二实施例的数字门限扩展单元5与微分单元6的直接实现，这个方框图利用级为T的延迟单元、乘法器、加法器、减法器和两个比较单元来实现。此方框图可直接从上面等式与条件(19)至(25)中导出。

图9表示根据本发明的具有(实线)和没有(虚线)门限扩展的频率解调音乐信号的信噪比。利用用于fm音频广播的参数进行模拟，以使频偏ΔW＝2π·75KHz并且去加重滤波器包括在解调器输出上，能发现fm门限近似为CNR＝17dB。由门限扩展引起的信噪比的增益约为9dB，SNR的增益取决于调制信号的频偏，频偏ΔW越高，SNR的增益越高。

Claims (30)

1.一种用于数字解调频率调制信号(a_fm(t))的方法，包括以下步骤：

a)计算接收的频率调制信号(a_fm(t))的数字复合基带信号C_T(KT)的相位()；

b)计算相位()的展开相位(_u)；

c)检测和消除展开相位(_u)中的2π相位跃变以生成校正的相位(_e)；和

d)微分校正的相位(_e)。

2.根据权利要求1的方法，其特征在于，所述步骤b)对于每一个输入样值的相位()包括下面步骤：

b1)如果实际样值的相位(_u(KT))与前一样值相位(((K-1)T))之间的差超过π，则从实际样值相位((KT))和预定数量(I)的随后样值的相位(((K+1)T)…(((K+I)T))中减去2π；和

b2)如果实际样值相位((KT))与前一样值相位(((K-1)T))之间的差低于-π，则将2π加到实际样值相位((KT))与预定数量(I)的随后样值相位(((K+1)T))…(((K+I)T))上。

3.根据权利要求1或2的方法，其特征在于，所述步骤c)对于每个样值的展开相位(_u)包括下列步骤：

c1)如果实际样值的展开相位(_u(KT))与前一样值的展开相位(_u((K-1)T))之间的差低于负的第一门限值(-_thri)并且实际样值的展开相位(_u(KT))之前的展开相位的梯度(grad_bef(KT))或实际样值的展开相位(_u(KT))之后的展开相位的梯度(grad_aft(KT))或二者的组合高于梯度门限(grad_thr)，则将2π加到实际样值的展开相位(_u(KT))与预定数量(I)的随后样值的展开相位(_u((K+1)T)…_u((K+I)T))上；和

c2)如果实际样值的展开相位(_u(KT))与前一样值的展开相位(_u((K-1)T))之间的差超过正的第一门限值(_thr1)并且实际样值的展开相位(_u(KT))之前的展开相位的梯度(grad_bef(KT))或实际样值的展开相位(_u(KT))之后的展开相位的梯度(grad_aft(KT))或二者的组合低于负的梯度门限(-grad_thr)，则从实际相值的展开相位(_u(KT))与预定数量(I)的随后样值的展开相位(_u((K+1)T)…_u((K+I)T))中减去2π。

4.根据权利要求1的方法，其特征在于，所述步骤c)对于每个样值的展开相位(_u)包括以下步骤：

cI)如果实际样值的展开相位(_u(KT))与前一样值的展开相位(_u((K-1)T))之间的差不低于负的第一门限值(-_thr1)，但实际样值的展开相位(_u(KT))与前一样值之前的样值的展开相位(_u((K-2)T))之间的差低于负的第二门限值(-_thr2)，并且实际样值的展开相位(_u(KT))之前的展开相位梯度(grad_bef(KT))或实际样值的展开相位(_u(KT))之后的展开相位梯度(grad_aft(KT))或二者的组合高于梯度门限(grad_thr(KT))，则将2π加到实际样值的展开相位(_u(KT))与预定数量(I)的随后样值的展开相位(_u((K+1)T)…((K+I)T))上；和

cII)如果实际样值的展开相位(_u(KT))与前一样值的展开相位(_u((K-1)T))之间的差不超过正的第一门限值(_thr1)，但实际样值的展开相位(_u(KT))与前一样值之前的样值的展开相位(_u((K-2)T))之间的差超过正的第二门限值(_thr2)，并且实际样值的展开相位(_u(KT))之前的展开相位梯度(grad_bef(KT))或实际样值的展开相位(_u(KT))之后的展开相位梯度(grad_aft(KT))或二者的组合低于负的梯度门限(-grad_thr)，则从实际样值的展开相位(_u(KT))与预定数量(I)的随后样值的展开相位(_u((K+1)T)…_u((K+I)T))中减去2π。

5.根据权利要求2的方法，其特征在于，所述预定数量(I)的随后样值是所有的随后样值。

6.根据权利要求1的方法，其特征在于，所述步骤b)对于每一个输入样值的相位()包括以下步骤：

b1)如果实际样值的相位(_u(KT))与前一样值的相位((K-1)T))之间的差超过π，设置辅助变量(W(KT))为-1；

b2)如果实际样值的相位((KT))与前一样值的相位(((K-1)T))之间的差低于-π，则将辅助变量(W(KT)设置为1；和

b3)如果实际相位的相位((KT))与前一样值的相位(((K-1)T))之间的差位于-π与π之间，则设置辅助变量(W(KT))为0。

7.根据权利要求6的方法，其特征在于，所述步骤c)对于每个样值的展开相位(_u)包括以下步骤：

c1)如果实际样值的展开相位(_u(KT))与前一样值的展开相位(_u((K-1)T))之间的差低于负的第一门限值(-_thr1)，并且实际样值的展开相位(_u(KT))之前的展开相位梯度(grad_bef(KT))或实际样值的展开相位(_u(KT))之后的展开相位梯度(grad_aft(KT))或二者的组合高于梯度门限(grad_thr)，则将所述辅助变量(W(KT))加1；和

c2)如果实际样值的展开相位(_u(KT))与前一样值的展开相位(_u((K-1)T))之间的差超过正的第一门限值(_thr1)，并且实际样值的展开相位(_u(KT))之前的展开相位梯度(grad_bef(KT))或实际样值的展开相位(_u(KT))之后的展开相位梯度(grad_aft(KT))或二者的组合低于负的梯度门限(-grad_thr)，则从所述辅助变量(W(KT))中减去1。

8.根据权利要求6的方法，其特征在于，所述步骤c)对于每个样值的展开相位(_u)包括以下步骤：

(I)如果实际样值的展开相位(_u(KT))与前一样值的展开相位(_u((K-1)T))之间的差不低于负的第一门限值(-_thr1)，但实际样值的展开相位(_u(KT))与前一样值之前的样值的展开相位(_u((K-2)T))之间的差低于负的第二门限值(-_thr2)，并且实际样值的展开相位(_u(KT))之前的展开相位梯度(grad_bef(KT))或实际样值的展开相位(_u(KT))之后的展开相位梯度(grad_aft(KT))或二者的组合高于梯度门限(grad_thr)，则将所述辅助变量(W(KT))加1；和

(II)如果实际样值的展开相位(_u(KT))与前一样值的展开相位(_u((K-1)T))之间的差不超过正的第一门限值(_thr1)，但实际样值的展开相位(_u(KT))与前一样值之前的样值的展开相位(_u((K-2)T))之间的差超过正的第二门限值(_thr2)，并且实际样值的展开相位(_u(KT))之前的展开相位的梯度(grad_bef(KT))或实际样值的展开相位(_u(KT))之后的展开相位梯度(grad_atf(KT))或二者的组合低于负的梯度门限(-grad_thr)，从所述辅助变量(W(KT))中减1。

9.根据权利要求6的方法，其特征在于，从样值(K-N)T开始的下面方法在窗口中计算展开相位(_u(KT))：

           _u((k-N)T)＝((k-N)T)

   _u((k-N+1)T)＝((k-N+1)T)+2πw((k-N+1)T)

其中N表示用于展开相位(_u(KT))的窗口的开始，而V表示样值(K-N+V)T距用于展开相位的窗口的开始(K-N)T的距离。

10.根据权利要求3的方法，其特征在于，如果实际样值的展开相位(_u(KT))上的展开相位的相位误差(_err(KT))超过正的相位误差门限值(_err，thr)，则只执行所述步骤C1)或/和CI)，并且如果实际样值的展开相位(_u(KT))上的展开相位的相位误差(_err(KT))低于负的相位误差门限值(-_err，thr)，则只执行所述步骤c2)或/和CII)。

11.根据权利要求3的方法，其特征在于，所述第一门限值(_thr1)、所述第二门限值(_htr2)和所述梯度门限(grad_thr)根据抽样速率(1/T)利用实验来确定。

12.根据权利要求11的方法，其特征在于，所述第一门限值(_thr1)等于1.5，所述第二门限值(_thr2)等于2，并且所述梯度门限(grad_thr)等于0，当所述抽样速率(1/T)在410KHz范围中时。

13.根据权利要求3的方法，其特征在于，实际样值的展开相位(_u(KT))上的展开相位的所述相位误差(_err(KT))根据下式进行计算：

其中grad_bef(KT)对应实际样值的展开相位(_u(KT))之前的展开相位梯度，而grad_aft(KT)对应实际样值的展开相位(_u(KT))之后的展开相位的梯度，d₀与f₀表示内插样值距K的最小距离，d_max与f_max表示内插样值距K的最大距离，并且d、e、f与g表示用于内插的样值距K的距离。

14.根据权利要求13的方法，其特征在于，d_o＝f_o＝2，d_max＝f_max＝5，并且e＝d，g＝f。

15.根据权利要求3的方法，其特征在于，实际样值的展开相位(_u(KT))之前的展开相位的所述梯度(grad_bef(KT))通过根据下式平均不与实际样值展开相位(_u(KT))直接相邻的P个样值的展开相位(_u)来计算，距实际样值K的最小距离为0，并且实际样值的展开相位(_u(KT))之后的展开相位的所述梯度(grad_aft(KT))通过根据下式平均不与实际样值的展开相位(_u(KT))直接相邻的q个样值的展开相位(_u)来计算，距实际样值K的最小距离为r：

16.根据权利要求15的方法，其特征在于，o＝r＝4，并且p＝q＝8。

17.根据权利要求10的方法，其特征在于，根据抽样速率(1/T)利用实验确定所述相位误差门限值(_err，thr)，并且此实验好的开始值是：

_err，thr≈1/2_errideal＝1/2·2π(d_max-d_o+f_max-f_o+2)。

18.根据权利要求17的方法，其特征在于，当所述抽样速率(1/T)在410KHz范围中时，相位误差门限值(_err，thr)等于26。

19.根据权利要求1的方法，其特征在于，利用CORDIC算法执行数字复合基带信号(C_T(KT))相位的所述计算。

20.一种用于数字解调频率调制信号(a_fm(t))的设备，包括：

a)变换单元(4)，计算接收的调频信号(a_fm(t))的数字复合基带信号C_T(KT)的相位()；

b)相位展开单元(5a)，计算变换单元(4)的相位(4)输出的展开相位(_u)；

c)校正单元(5b)，检测与消除展开相位(_u)中的2π相位跃变并输出校正的相位(_e)；和

d)微分单元(6)，微分校正的相位(_e)。

21.根据权利要求7的方法，其特征在于，如果在该展开相位(_u(KT))的实际样值上的该展开相位的相位误差(_err(KT))超过正相位误差阈值(_err，thr)，则只执行所述步骤c1)；如果在该展开相位(_u(KT))的实际样值上的该展开相位的相位误差(_err(KT))落在该负相位误差阈值(-_err，thr)以下，只执行所述步骤c2)。

22.根据权利要求7的方法，通过根据采样率(1/T)的实验来确定所述第一阈值(_thr1)，所述第二阈值(_thr2)和所述的梯度阈值(grad_thr)。

23.根据权利要求22的方法，其特征在于，当所述的采样率(1/T)在410KHz的范围时，所述第一阈值(_thr1)等于1.5，所述第二阈值(_thr2)等于2，所述的梯度阈值(grad_thr)等于0。

24.根据权利要求7的方法，其特征在于，根据下面公式计算在该展开的相位((KT))的实际样值上的该展开相位的所述相位误差(_err(KT))：

其中grad_bef(KT)对应于该展开相位(_u(KT))的实际样值之前的该展开相位的梯度，而grad_aft(KT)对应于该展开相位的实际样值之后的该展开相位的梯度，d_o和f_o表示从K开始插入样值的最小距离d_max和f_max表示最大距离，即d，e，f和g表示对于从K起的内插所用的样值距离。

25.根据权利要求24的方法，其特征在于，d_o＝f_o＝2，d_max＝f_max＝5，且e＝d，g＝f。

26.根据权利要求7的方法，其特征在于，通过根据下式平均不与实际样值展开相位(_u(KT))直接相邻的P个样值的展开相位(_u)来计算实际样值的展开相位(_u(KT))之前的展开相位的所述梯度(grad_bef(KT))，距实际样值K的最小距离为0，并且通过根据下式平均不与实际样值的展开相位(_u(KT))直接相邻的q个样值的展开相位(_u)来计算实际样值的展开相位(_u(KT))之后的展开相位的所述梯度(grad_aft(KT))，距实际样值K的最小距离为r：

27.根据权利要求26的方法，其特征在于，o＝r＝4和p＝q＝8。

28.根据权利要求21的方法，其特征在于，根据抽样速率(1/T)利用实验确定所述相位误差门限值(_err，thr)，并且此实验好的开始值是：

_err，thr≈1/2_errideal＝1/2·2π(d_max-d_o+f_max-f_o+2)。

29.根据权利要求28的方法，其特征在于，当所述抽样速率(1/T)在410KHz范围中时，相位误差门限值(_err，thr)等于26。

30.根据权利要求21的方法，其特征在于，利用CORDIC算法执行数字复合基带信号(C_T(KT))相位的所述计算。

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