CN1518809A - 码元定时修正电路、接收机、码元定时修正方法及解调处理方法 - Google Patents

码元定时修正电路、接收机、码元定时修正方法及解调处理方法 Download PDF

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ɽ�齡һ��
山崎健一郎
石津文雄
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Abstract

输入插入了已知导频序列的接收信号和根据该接收信号的相关值生成的初始码元定时信号，按照该初始码元定时信号对所述接收信号进行FFT处理，并抽出导频数据序列，具备算出传输路频率特性的频率特性算出部、对所述频率特性进行IFFT处理并生成传输路时间响应信号的IFFT部和根据所述传输路时间响应信号来修正码元定时的码元定时修正部段。

Description

码元定时修正电路、接收机、码元定时修正方法 及解调处理方法
技术领域
本发明涉及信号的解调处理，尤其涉及数字无线通信系统和数字广播系统等的码元定时修正电路及搭载此的接收机的改良。
背景技术
在OFDM调制方式中，发送机将传送对象的数据序列串并行转换为多个副载波数据序列，并以例如BPSK(Binary Phase ShiftKeying)、QPSK(Quadrature PSK)和QAM(Quadrature AmplitudeModulation)等调制方式对各副载波数据序列分别进行调制处理，按给定的有效码元时间周期将各调制处理后的信号作反快速傅里叶变换(IFFT：Inverse Fast Fourier Transform)后生成OFDM调制信号进行发送。
另一方面在接收机中，按所述有效码元时间周期将OFDM调制信号作快速傅里叶变换(FFT：Fast Fourier Transform)再生出所述各副载波数据序列并将其并串行转换后得到解调数据序列。因此，为了在接收机中适当设定FFT处理的时间框(以下称时间窗)，有必要对OFDM调制信号的码元定时作高精度检测。
因此，在现有的OFDM调制方式的无线通信系统中广泛应用的手法为，按各码元周期在OFDM调制信号中插入通常称作保护间隔(GI)的IFFT调制信号的重复信号成分，在接收机中依次算出OFDM调制信号的相关值并根据该相关值检测码元定时。
图8是特开2001-217802号公报所公开的现有的OFDM信号解调用码元定时检测电路的结构图。
首先接收信号输入至延迟电路51并被延迟附加给定的延迟量Tu。在此，该延迟量Tu设定为OFDM调制方式中IFFT及FFT的时间窗的时间长。另外，延迟量Tu与根据OFDM调制方式的调制解调处理的单位时间即有效码元时间周期长相同。
复共轭信号生成电路52算出延迟附加后的接收信号的复共轭信号，乘法器53将所述接收信号与所述复共轭信号相乘。第1移动平均滤波器按OFDM调制方式所规定的GI时间长Tg将乘法器5 3的输出信号进行移动平均化处理。第1平方器55将移动平均化处理后的信号作平方处理并输出第1平方运算输出信号。
另一方面，第2平方器56将所述接收信号作平方处理，第2移动平均滤波器57按所述时间长Tg将平方处理后的接收信号进行移动平均化处理。第3平方器58将第2移动平均滤波器57的输出信号作平方处理并输出第2平方运算输出信号。
除法电路59将所述第1平方运算输出信号除以所述第2平方运算输出信号以算出相关值信号。
缓存器60中预先保存有用于检测有效码元定时的相关值信号的阈值。缓存器60将所述相关值信号与该阈值依次比较，当检测到比阈值大的相关值时则从该时刻起在一定时间内累积相关值信号。
峰位置检测电路61从缓存器60所累积的相关值信号中检测相关值的峰位置，定时信号生成电路62根据所检测的峰位置生成码元定时信号。
关于理想的码元定时的位置，按照表明在多路径传输路环境下的延迟波接收情况的说明图即图9予以说明。
在接收机的FFT处理中，如果在解调处理对象的时间窗中包含在解调对象的关注码元前后所发送的码元数据，则会发生码元间干扰而使解调特性恶化。因此，为了提高接收信号的解调精度，最好是在FFT处理的时间窗中仅包含解调对象的关注码元的数据。
就码元DATA1为解调对象的关注码元的图9的情况进行探讨，则FFT时间窗的开始位置的码元定时的设定可能范围为从延迟波的保护间隔GI1的最前部到先行波的码元DATA1的最后部。
进而，若考虑时间窗的长度与有效码元时间周期长Tu相同的情况，则延迟波的延迟时间d1的容许范围最大的、先行波的码元DATA1的先头位置为最理想的码元定时。
但是，当延迟波的接收功率大于先行波的时，则相关值信号的峰位置将偏移至应检测的理想的码元定时的后方而与后续的码元(GI2及DATA2)之间发生码元间干扰，从而存在解调特性恶化这一课题。
另外在所述现有的OFDM信号解调用码元定时检测电路中，在接收信号与给定的延迟附加后的接收信号之间算出相关值信号并根据该相关值信号的峰位置检测码元定时。因此，当相对接收信号功率值的杂音功率的比例增大时，则相关值信号的峰迟缓钝化而存在码元定时的检测精度恶化这一课题。
因此，本发明的目的为提供码元定时修正电路、接收机、码元定时修正方法及解调处理方法，其既使在多路径传输路环境下延迟波的接收功率大的情况和相对接收功率的杂音功率的比例高的情况下也能够较高精度地确定码元定时。
发明内容
本发明所涉及的码元定时修正电路，为搭载于通信系统的接收机并对解调处理用的码元定时进行修正的码元定时修正电路，其输入在发送机插入给定的导频序列的接收信号和根据该接收信号并按给定的方法所生成的初始码元定时信号，其具备：根据按初始码元定时信号从所述接收信号抽出的导频序列算出所述发送接收机间的传输路的频率特性的频率特性算出单元；对所述频率特性进行频率—时间响应转换并生成传输路时间响应信号的频率—时间响应转换单元；根据所述传输路时间响应信号修正码元定时的码元定时修正单元。
在下面的发明所涉及的码元定时修正电路中，其码元定时修正单元的结构为：将传输路时间响应信号与给定的码元定时修正用阈值进行比较来检测先行波的时间响应成分并根据该时间响应成分的检测定时修正码元定时。
在下面的发明所涉及的码元定时修正电路中，其码元定时修正单元的结构为：根据传输路时间响应信号的功率值决定码元定时修正用阈值。
在下面的发明所涉及的码元定时修正电路中，其码元定时修正单元的结构为：根据传输路时间响应信号的振幅值决定码元定时修正用阈值。
在下面的发明所涉及的码元定时修正电路中，其码元定时修正单元的结构为：具备保存有关多个码元数据的传输路时间响应信号的记忆单元、将所述多个传输路时间响应信号平均化生成平均化后传输路时间响应信号的平均化单元，并根据平均化后传输路时间响应信号修正码元定时。
下面的发明所涉及的码元定时修正电路的结构为：频率特性算出单元再具备将有关多个码元数据的频率特性平均化生成平均化后频率特性的平均化单元，频率—时间响应转换单元对平均化后频率特性作频率—时间响应转换并生成传输路时间响应信号。
下面的发明所涉及的接收机的结构为：输入在发送机插入给定的导频序列并按给定方式进行了调制处理的接收信号；其具备依次算出该接收信号的相关值并根据该相关值生成初始码元定时信号的初始定时检测单元、上述记载的码元定时修正电路、所述按给定方式对所述接收信号进行解调处理的解调处理单元；在码元定时修正后的状态下，所述码元定时修正电路的频率特性算出单元按照修正后的码元定时信号抽出导频序列并算出码元定时修正后的频率特性，解调处理单元根据码元定时修正后的频率特性对接收信号进行解调处理。
在下面的发明所涉及的接收机中，其初始定时检测单元的结构为：根据比获得所需码元定时检测精度所必需的时间长还短的给定时间长度的接收信号依次算出相关值，并根据该相关值生成初始码元定时信号。
下面的发明所涉及的接收机的结构为：输入经过OFDM调制处理的接收信号；在码元定时修正后的状态下，解调处理单元根据码元定时修正后的频率特性对所述接收信号进行OFDM解调处理。
下面的发明所涉及的接收机的结构为：输入经过多载波CDMA调制处理的接收信号；在码元定时修正后的状态下，解调处理单元根据码元定时修正后的频率特性对所述接收信号进行多载波CDMA解调处理。
下面的发明所涉及的码元定时修正方法为在通信系统的接收机中用于解调处理的码元定时的修正方法，其输入在发送机插入给定的导频序列的接收信号和根据该接收信号按给定的方法生成的初始码元定时信号，其具备：根据按初始码元定时信号从所述接收信号抽出的导频序列算出所述发送接收机间的传输路的频率特性的频率特性算出工序；对所述频率特性作频率—时间响应转换并生成传输路时间响应信号的频率—时间响应转换工序；根据所述传输路时间响应信号修正码元定时的码元定时修正工序。
下面的发明所涉及的解调处理方法，其输入在发送机插入给定的导频序列并按给定方式进行了调制处理的接收信号，其具备：依次算出该接收信号的相关值并根据该相关值生成初始码元定时信号的初始定时检测工序；在码元定时未修正状态，根据按初始码元定时信号从所述接收信号抽出的导频序列算出所述发送接收机间的传输路的频率特性的第1频率特性算出工序；对所述频率特性作频率—时间响应转换并生成传输路时间响应信号的频率—时间响应转换工序；根据所述传输路时间响应信号修正码元定时的码元定时修正工序；在码元定时修正后的状态下，按修正后的码元定时信号抽出导频序列并算出码元定时修正后的频率特性的第2频率特性算出工序；根据码元定时修正后的频率特性按所述给定方式对所述接收信号进行解调处理的解调处理工序。
附图说明
图1是本发明实施方式1的码元定时修正电路的结构图；
图2是对本发明接收信号的延迟轮廓作例示的模式图；
图3是对本发明的相关值信号作例示的模式图；
图4是对本发明的地面波数字广播用信号格式作例示的模式图；
图5是表明本发明的传输路频率特性的模式说明图；
图6是对本发明的传输路时间响应信号的延迟轮廓作例示的模式图；
图7是本发明实施方式3的先行波搜索部的结构图；
图8是现有的码元定时检测电路的结构图；
图9是表明本发明及现有的多路径传输路环境下的延迟波接收情形的说明图。
具体实施方式
实施方式1
图1是本发明实施方式1的码元定时修正电路的结构图。在图1中，1为输入经过OFDM调制处理的接收信号并根据该接收信号的相关值信号生成初始码元定时信号的初始定时检测部；2为根据所述初始码元定时信号和从下述先行波搜索部输出的修正码元定时信号来生成在下述FFT部所使用的选择码元定时信号、同时生成对下述频率特性算出部的输出的控制信号(以下简称为输出控制信号)的码元定时修正部；3为对接收信号作FFT处理并输出多个副载波信号的FFT部；4为抽出与按给定的数据格式在所述副载波信号所插入的已知的导频序列对应的数据序列(以下称导频数据序列)的导频抽出部；5为生成所述导频序列的复制(以下称复制导频序列)的导频序列发生部；6为根据所述导频数据序列和所述复制导频序列算出传输路的频率特性的频率特性算出部；7为对所述传输路的频率特性作IFFT处理并输出传输路时间响应信号的IFFT部；8为根据传输路时间响应信号生成修正后的码元定时信号(以下称修正码元定时信号)的先行波搜索部。
下面对如所述结构的本实施方式1的码元定时修正电路的动作进行说明。
经过OFDM调制处理的接收信号输入至初始定时检测部1。初始定时检测部1与所述图8的码元定时检测电路为同样结构，其依次算出接收信号的相关值信号并检测该相关值信号的峰位置，根据该峰位置生成码元定时信号。
以下按照图8就初始定时检测部1的动作进行说明。首先接收信号输入延迟电路51，被延迟附加FFT处理的时间窗的时间长Tu。在此，时间窗的时间长Tu设定为与有效码元时间周期长相同。
复共轭信号生成电路52生成延迟附加后的接收信号的复共轭信号，乘法器53将所述接收信号与所述复共轭信号相乘。
第1移动平均滤波器54按照OFDM调制方式的GI时间长Tg将乘法器53的输出信号作移动平均化处理，第1平方器55将移动平均化处理后的信号作平方处理并输出第1平方运算输出信号。
另一方面，第2平方器56输入所述接收信号并作平方处理，第2移动平均滤波器57按所述时间长Tg将平方处理后的接收信号作移动平均化处理。第3平方器58将第2移动平均滤波器57的输出信号作平方处理并输出第2平方运算输出信号。
除法电路59将所述第1平方运算输出信号除以所述第2平方运算输出信号算出相关值信号。
缓存器60将所述相关值信号与预先保存的码元定时检测用相关值信号的阈值依次进行比较，若检测到大于阈值的相关值则从该检测时刻起在一定时间内累积相关值信号。
在此，所述码元定时检测用相关值信号的阈值根据通过预备性实验等所测定的接收信号杂音成分的功率值等设定为适当的值以检测有效的信号波获得所需的解调性能。
峰位置检测电路61从缓存器60所累积的相关值信号检测相关值的峰位置，定时信号生成电路62根据所检测到的峰位置生成码元定时信号。
该码元定时信号作为“初始码元定时信号”输出至码元定时修正部2。
在此，按照表明接收信号的延迟轮廓的模式图即图2就初始码元定时信号的生成进行探讨。图2对在距先行波的延迟时间d1接收比该先行波接收功率大的延迟波的多路径传输路环境下的延迟轮廓作了例示。
图3是表明在图2的情况下在初始定时检测部1所算出的相关值信号值的模式说明图。如图2所示，当延迟波的接收功率大于先行波时，受该延迟波的影响，相关值信号的极大峰值将延迟于先行波的接收定时而出现(延迟时间：Δd)。
另外，在图2未示的其他延迟波和接收信号中包含的杂音成分的影响下，相关值信号的极大峰值的延迟时间Δd不一定与接收功率大的延迟波的接收延迟时间d1相同。
初始定时检测部1根据该相关值信号生成初始码元定时信号。因此，初始码元定时将延迟于由先行波的接收定时所决定的理想的码元定时一个时间Δd。
码元定时修正部2在未进行码元定时修正的状态(以下称未修正状态)下将所述初始码元定时信号作为选择码元定时信号输出。
另外，码元定时修正部2向频率特性算出部6输出表明选择码元定时信号为未修正状态的输出控制信号。
FFT部3输入所述接收信号，并根据码元定时修正部2所输出的选择码元定时信号依次设定有效码元时间周期长Tu的时间窗，并对该接收窗所包含的接收信号依次进行FFT处理后输出多个副载波信号。
导频抽出部4记忆有各副载波信号的信号格式。图4是例示地面波数字广播用信号格式的模式图。按照图4所例示的格式，各副载波信号中含有传送对象的数据序列(图4中白圆所示)和已知的导频序列(图4中黑圆所示)。通过在黑圆所示定时从给定的副载波信号抽出数据，导频抽出部4仅抽出与已知的导频序列对应的导频数据序列。
另一方面，导频信号发生部5预先记忆有所述导频序列，其与所述导频抽出部4所记忆的各副载波信号的信号格式同步，生成复制导频序列。
频率特性算出部6根据从接收信号抽出的导频数据序列的频率特性Y(z)与复制导频序列的频率特性X(z)并按下述算式1算出传输路的频率特性H(z)。
H(z)＝Y(z)/X(z)           …算式1
图5是表明传输路的频率特性H(z)之例的模式说明图。
在此，如上所述，在表明选择码元定时信号为未修正状态的输出控制信号由码元定时修正部2输出的情况下，频率特性算出部6向IFFT部7输出传输路的频率特性H(z)。
IFFT部7将传输路的频率特性H(z)作IFFT处理，并与由上述选择码元定时信号(在未修正状态下与初始码元定时信号相同)所规定的码元定时(初始时刻t＝0)至时间窗的时间长(t＝Tu)相关，生成作为时间轴响应信号的传输路时间响应信号。
图6是对传输路时间响应信号的延迟轮廓加以例示的模式图。图6中，b为延迟波的时间响应成分。
如上述，初始时刻t＝0受延迟波的影响相对理想的码元定时延迟时间Δd。因此，例如在所述图9中，当码元DATA1为IFFT处理对象的关注码元时，码元DATA1的先行波的时间响应成分在初始时刻t＝0以前出现。
在此，因为传输路时间响应信号为以t＝0～Tu为一周期的周期函数，所以初始时刻t＝0以前(t＝-Tu～0)的传输路时间响应信号与所述IFFT处理后所得的所述传输路时间响应信号(t＝0～Tu)相同。
在此，将从时刻t＝Tu追溯给定时间长Tr的时刻(t＝Tu-Tr、0＜Tr＜Tu、图6中网纹所标记)至t＝Tu的传输路时间响应信号(t＝(Tu-Tr)～Tu)看作时刻t＝-Tr～0的传输路时间响应信号而检测先行波的时间响应成分a(图6中虚线所标记)。
另外，传输路时间响应信号的复制对象时间长Tr根据预备性实验等所求得的先行波—延迟波间的延迟时间的分布，预先设定适当的时间以进行码元定时的修正。
先行波搜索部8保存有用于检测先行波的时间响应成分的功率值的阈值(以下称码元定时修正用阈值THr)。先行波搜索部8在传输路时间响应信号的t＝-Tr～0(同t＝(Tu-Tr)～Tu)的范围检测功率值大于码元定时修正用阈值THr的时间响应成分的峰值。
在此，码元定时修正用阈值THr根据通过预备性实验等算出的先行波的接收功率值所决定，并预先设定比杂音成分的接收功率值大的值。
峰值检测处理的结果，当检测到一个时间响应成分的峰值时，先行波搜索部8将该峰值确定为“先头峰值”。
另外，当检测到多个时间响应成分的峰值时，先行波搜索部8将出现时刻最早的峰值确定为先头峰值。
先行波搜索部8将确定该先头峰值的检测时刻t＝-Δd的信息作为“修正码元定时信号”输出。
码元定时修正部2按照修正码元定时信号对所述初始码元定时信号作-Δd时间移位处理以进行定时修正，并将该定时修正后的码元定时信号作为选择码元定时信号输出。
另外，码元定时修正部2输出表明选择码元定时信号的定时修正处理为结束状态(以下称修正后状态)的输出控制信号。
在码元定时修正后的状态下，FFT部3按照定时修正处理后的选择码元定时信号依次设定时间窗并对接收信号依次作FFT处理。
当输出控制信号为所述修正后的状态时，频率特性算出部6向设置于该码元定时修正电路后段的解调处理部输出传输路的频率特性H(z)。
解调处理部根据所述传输路的频率特性H(z)对接收信号作OFDM解调处理。
如上所述，依据本实施方式1的码元定时修正电路，根据接收信号的相关值信号检测初始码元定时信号之后，根据该初始码元定时信号算出传输路的频率特性H(z)，再从对该频率特性H(z)作IFFT处理后求得的传输路时间响应信号确定先头峰值，然后根据该先头峰值的检测定时进行码元定时的修正。因此，既使在多路径传输路环境下延迟波的接收功率大时也能够高精度确定码元定时。
另外在所述实施方式1中初始定时检测部1为图8所示结构，其将所述第1平方运算输出信号除以所述第2平方运算输出信号来算出相关值信号。但是，当移动平均滤波器54、57的平均化处理时间长Tg与接收信号的信号功率的瞬间值波动周期相比较为足够长时，接收信号的平均功率值的波动小至可以忽视的程度，可以将第2平方运算输出信号看作一定值。这种情况下可为如下结构：从初始定时检测部1削减第2平方器56、第2移动平均滤波器57、第3平方器57及除法器59，而将所述第1平方运算输出信号除以给定的常数后作为相关值信号。
另外，峰位置检测电路61从缓存器60所累积的相关值信号检测相关值的峰位置，但不局限于这种结构。
例如可为如下结构：具备多个对一个有效码元时间周期长度Tu的相关值信号(以下称码元长相关值信号)进行累积的缓存器，依次切换累积目标的缓存器同时对除法器59所输出的相关值信号进行累积，峰位置检测电路61将各缓存器所累积的码元长相关值信号相加，再除以相加对象的缓存器数，而生成一个有效码元时间周期长Tu的平均化处理后的相关值信号，并从该平均化处理后的相关值信号检测峰值而生成初始码元定时信号。
通过形成这种结构，既使在相对接收功率的杂音功率的比例高时也能够高精度检测初始码元定时。
另外，FFT部3对接收信号作FFT处理而再生多个副载波信号，但其即使是通过离散傅里叶变换处理(DFT：Discrete FourierTransform)来再生副载波信号的结构当然也可得到同样的效果。同样，IFFT部7对接收信号的频率特性作IFFT处理生成传输路时间响应信号，也可为通过反离散傅里叶变换处理(IDFT：Inverse DFT)生成传输路时间响应信号的结构。
另外，按图4所例示的信号格式在接收信号中插入已知的导频序列，导频抽出部4按该信号格式抽出导频数据序列，但接收信号的信号格式不局限于图4例示的地面波数字广播用的信号格式，其也可为在数字无线通信系统中广泛使用的帧结构的信号格式。
帧结构的信号格式在各信号帧的先头部分(前置码)插入已知的导频序列，导频抽出部4从信号帧的前置码抽出导频数据序列。
另外，先行波搜索部8将传输路时间响应信号的功率值与码元定时修正用阈值THr作比较来检测先头峰值，但其不局限于这种方法，也可为如下结构：将用于检测时间响应成分的信号振幅值的阈值作为码元定时修正用阈值THr保存于先行波搜索部8中，通过对传输路时间响应信号的振幅值与码元定时修正用阈值THr作比较来检测先头峰值。
实施方式2
在所述实施方式1中，先行波搜索部8根据预先保存的码元定时修正用阈值THr来检测传输路时间响应信号的峰值而生成修正码元定时信号，在本实施方式2中，先行波搜索部8根据传输路时间响应信号的延迟波的时间响应成分的接收功率值来决定码元定时修正用阈值THr并检测传输路时间响应信号的峰值。
另外，本实施方式2与所述实施方式1在先行波搜索部8的先行波搜索处理不同，而其他处理相同，以下仅对该先行波搜索处理进行说明，关于其他处理省略说明。另外相同结构赋予相同号码而省略其说明。
如上述图6所示，当复制处理后的传输路时间响应信号生成后，则先行波搜索部8检测在该传输路时间响应信号中功率值最大的峰值(以下称最大峰值)。
先行波搜索部8将所述最大峰值乘以给定的系数α(其中0＜α≤1)并将相乘结果作为码元定时修正用阈值THr。
在此，算出码元定时修正用阈值THr所使用的系数α为通过预备性实验所测定的、并在考虑各多路径传送波的接收功率的分布等传输路状况的基础上而设定的适当的值。
先行波搜索部8根据码元定时修正用阈值THr在传输路时间响应信号的t＝-Tr～0的范围检测所述先头峰值。
如上述，通过在先行波搜索部8进行先行波搜索处理，能够按接收信号的功率值自动设定适当的码元定时修正用阈值THr，可提高先头峰值的检测精度并高精度修正码元定时。
另外，本实施方式2中将最大峰值乘以系数α算出码元定时修正用阈值THr，但码元定时修正用阈值THr的决定方法不局限于此，例如可为如下结构：在先行波搜索部8预先记忆多个码元定时修正用阈值THr，根据所述最大峰值选择其中一个码元定时修正用阈值THr来检测先头峰值。
实施方式3
在所述实施方式1中，先行波搜索部8根据在IFFT部7所生成的一个关注码元相关的传输路时间响应信号检测先头峰值并生成修正码元定时信号；在本实施方式3中，将多个码元的传输路时间响应信号平均化，根据平均化后的传输路时间响应信号进行先头峰值的检测和修正码元定时信号的生成。
另外，本实施方式3在附加了先行波处理部8的传输路时间响应信号平均化处理这一点与所述实施方式1不同，而其他处理相同，以下对先行波搜索部8的传输路时间响应信号的平均化处理进行说明，关于其他处理省略说明。另外关于与所述实施方式1相同的结构赋予相同号码而省略其说明。
图7是本实施方式3的先行波搜索部8的结构图。在图7中，10_1～10_N为保存所述传输路时间响应信号的缓存器；11为将保存于各缓存器10_1～10_N的多个码元的传输路时间响应信号相加的加法器；12为将加法器11的输出信号除以相加对象的码元数算出平均化后传输路时间响应信号的除法器；13为从平均化后传输路时间响应信号检测所述先头峰值并生成修正码元定时信号的先头峰值检测部。
下面就上述先行波搜索部8的动作加以说明。
首先由所述IFFT部7所生成的传输路时间响应信号在按各码元切换缓存器10_1～10_N的同时被依次累积。
加法器11从数据累积结束的缓存器10_1～10_N分别输入传输路时间响应信号后，在各缓存器数据间进行相加处理并输出时间长t＝0～Tu的相加后传输路时间响应信号。
除法器12将所述相加后传输路时间响应信号依次除以相加对象的码元数(＝缓存器数)算出平均化后传输路时间响应信号。
接着先头峰值检测部13将从时刻t＝Tu追溯给定时间长Tr的时刻(t＝Tu-Tr、0＜Tr＜Tu)至t＝Tu的传输路时间响应信号看作时刻t＝-Tr～0的传输路时间响应信号，与所述实施方式1同样检测先头峰值后生成修正码元定时信号。
如上述，本实施方式3的先行波搜索部8通过对多个码元相关的传输路时间响应信号进行平均化处理来检测先头峰值的结构，可抑制接收信号所包含的杂音成分的影响并提高码元定时的修正精度。
另外在本实施方式3中，先行波搜索部8按多个码元保存由IFFT部7所生成的传输路时间响应信号并进行平均化，根据平均化后的传输路时间响应信号进行先头峰值的检测和修正码元定时信号的生成，但其不局限于这种结构。
例如也可为下述结构：在所述频率特性算出部6设置对多个码元的频率特性作平均化处理的FIR滤波器型的平均化单元，IFFT部7根据该平均化处理后的频率特性生成传输路时间响应信号，同时先行波搜索部8从由IFFT部7所输出的传输路时间响应信号检测先头峰值。再有，IFFT部7的的平均化单元不局限于FIR滤波器型，也可为使用IIR滤波器型的平均化单元或能够对多个码元的传输路时间响应信号进行平均化处理的其他单元的结构。
另外，在上述发明的实施方式中，尤其对在OFDM调制方式的通信系统适用本发明的码元定时修正电路的情况作了说明，但本发明的码元定时修正电路所适用的调制解调方式不只局限于OFDM调制方式，例如也适用于多载波CDMA方式的通信系统。
具体地，向码元定时修正电路输入经过多载波CDMA调制处理的接收信号，与上述发明的实施方式同样进行码元定时修正处理，同时在码元定时的修正后状态根据修正后的码元定时算出传输路的频率特性，解调电路根据该频率特性按照多载波CDMA方式对所述接收信号进行解调处理。这种结构也可得到与上所述实施方式同样的效果。
实施方式4
在所述实施方式1中，初始定时检测部通过移动平均滤波器按OFDM调制方式的GI时间长Tg对将接收信号进行运算处理所得的信号作移动平均化处理后算出所述接收信号的相关值信号，本实施方式4的初始定时检测部根据比所述时间长Tg还短的时间长Tgs的接收信号算出相关信号。
另外本实施方式4的初始定时检测部的初始定时信号生成处理与所述实施方式1不同，以下按照表明所述初始定时检测部结构的图8对初始定时检测部的动作进行说明，对其他相同的结构赋予相同的号码而省略其说明。
乘法器53将接收信号与所述复共轭信号生成电路52所输出的接收信号的复共轭信号相乘并向第1移动平均滤波器54输出。
第1移动平均滤波器54中设定有比OFDM调制方式的GI时间长Tg短的积分时间长Tgs，其按所述积分时间长Tg对乘法器53的输出信号作移动平均化处理。
第1平方器55将移动平均化处理后信号进行平方处理输出第1平方运算输出信号。
另一方面，第2平方器56输入所述接收信号进行平方处理，第2移动平均滤波器57按所述积分时间长Tgs将平方处理后的接收信号作移动平均化处理。第3平方器58对第2移动平均滤波器57的输出信号作平方处理并输出第2平方运算输出信号。
除法电路59将所述第1平方运算输出信号除以所述第2平方运算输出信号算出相关值信号。
缓存器60将所述相关值信号与预先保存的码元定时检测用的相关值信号的阈值依次比较，若检测到大于阈值的相关值则从该检测时刻起在一定时间内累积相关值信号。
峰位置检测电路61从缓存器60所累积的相关值信号检测相关值的峰位置，定时信号生成电路62根据检测到的峰位置生成初始码元定时信号。
在此，所述积分时间长Tgs通过预备性实验或模拟预先设定为适于检测所述相关值的峰位置的时间长且比OFDM调制方式的GI时间长Tg短。
根据所述积分时间长Tgs的接收信号所生成的初始码元定时信号的定时检测精度低于根据理想的时间长Tg作的定时检测时的精度。
频率特性算出部6、IFF部7、先行波搜索部8及码元定时修正部2按照与所述实施方式1同样的方法对所述初始码元定时信号作定时修正处理并输出选择码元定时信号。因此，定时修正后的选择码元定时信号的定时检测精度与所述实施方式1等同。
如上依据本实施方式4，通过令用于算出相关值的接收信号的时间长短于OFDM调制方式的GI时间长Tg，可以减轻初始码元定时检测部的运算处理失败以谋求初始定时检测部的运算处理的高速化和电路规模的削减。
另外在本实施方式4中，如所述图9所示，就输入经过OFDM方式的调制处理并在各数据码元插入保护间隔(GI1、GI2)的接收信号的情况作了说明，但接收信号的结构不局限于此，也可为如下结构：接收信号具有给定的帧结构，各帧的先头部分(前置码)插入已知的导频序列。
当接收信号具有帧结构时，初始定时检测部根据所述前置码的已知导频序列算出相关值信号并生成初始码元定时信号。在此，通过设定有短于该已知导频序列所对应时间长的积分时间长Tgs，并根据该时间长Tgs的接收信号生成初始码元定时信号的结构，也可得到与上述实施方式4同样的效果。
如上依据本发明，通过将根据初始码元定时信号算出的传输路频率特性作频率—时间响应转换生成传输路时间响应信号，并检测先行波的时间响应成分后修正码元定时的结构，可奏得如下效果：既使在多路径传输路环境下延迟波的接收功率大时也可以高精度修正码元定时。
依据下面的发明，奏得如下效果：由于按照传输路时间响应信号的功率值决定码元定时修正用阈值，所以可自动设定适当的码元定时修正用阈值并正确检测先行波的时间响应成分，提高码元定时的修正精度。
依据下面的发明，通过算出多个码元数据相关的平均化后传输路时间响应信号并根据该平均化后传输路时间响应信号修正码元定时的结构，奏得如下效果：既使在相对接收功率的杂音功率比例高时也能够抑制接收信号所包含的杂音成分的影响而提高码元定时的修正精度。
依据下面的发明，按照所述某种方法对根据接收信号的相关值检测到的初始码元定时进行码元定时修正处理，同时在码元定时修正后状态下，在码元定时修正电路中算出码元定时修正后的频率特性，并在解调处理单元中根据该码元定时修正后的频率特性对接收信号作解调处理的结构，奏得如下效果：可提供能够高精度修正码元定时而改善解调特性的接收机。
再有，解调处理单元通过根据由码元定时修正电路的频率特性算出单元所算出的码元定时修正后的频率特性对接收信号作解调处理的结构，奏得如下效果：可抑制在接收机中搭载码元定时修正电路所导致的电路规模的增大。
依据下面的发明，通过在初始定时检测单元中根据短于获得所需码元定时检测精度所需时间长的给定时间长度的接收信号依次算出相关值并根据该相关值生成初始码元定时信号的结构，奏得如下效果：可减轻码元定时的推算所需运算处理负荷而削减电路规模。
产业上的可利用性
如上述，本发明所涉及的码元定时修正电路、接收机、码元定时修正方法及解调处理方法可用于数字无线通信系统和数字广播系统等，尤其适于要在多路径传输路环境下延迟波的接收功率大时或相对接收功率的杂音功率比例高时确定码元定时的系统。

Claims (19)

1.一种码元定时修正电路，其搭载于通信系统的接收机中、对解调处理用的码元定时进行修正，其特征为：
输入在发送机插入了给定导频序列的接收信号和根据该接收信号按给定的方法生成的初始码元定时信号，
其具备
频率特性算出单元，根据按初始码元定时信号从所述接收信号抽出的导频序列来算出所述发送接收机间的传输路频率特性，
频率—时间响应转换单元，将所述频率特性作频率—时间响应转换并生成传输路时间响应信号，
码元定时修正单元，根据所述传输路时间响应信号来修正码元定时。
2.权利要求1中记载的码元定时修正电路，其特征为：
所述码元定时修正单元的构成是将传输路时间响应信号与给定的码元定时修正用阈值作比较来检测先行波的时间响应成分，并根据该时间响应成分的检测定时来修正码元定时。
3.权利要求2中记载的码元定时修正电路，其特征为：
所述码元定时修正单元的构成是根据传输路时间响应信号的功率值来决定码元定时修正用阈值。
4.权利要求2中记载的码元定时修正电路，其特征为：
所述码元定时修正单元的构成是根据传输路时间响应信号的振幅值来决定码元定时修正用阈值。
5.权利要求1中记载的码元定时修正电路，其特征为：
所述码元定时修正单元的构成是具备
记忆单元，保存多个码元数据相关的传输路时间响应信号；
平均化单元，将所述多个传输路时间响应信号平均化并生成平均化后传输路时间响应信号，
根据平均化后传输路时间响应信号来修正码元定时。
6.权利要求2中记载的码元定时修正电路，其特征为：
所述码元定时修正单元的构成是具备
记忆单元，保存多个码元数据相关的传输路时间响应信号；
平均化单元，将所述多个传输路时间响应信号平均化并生成平均化后传输路时间响应信号，
根据平均化后传输路时间响应信号来修正码元定时。
7.权利要求1中记载的码元定时修正电路，其特征为：
所述频率特性算出单元的构成是还具备平均化单元，将多个码元数据相关的频率特性平均化并生成平均化后频率特性，
频率—时间响应转换单元对平均化后频率特性作频率—时间响应转换并生成传输路时间响应信号。
8.权利要求2中记载的码元定时修正电路，其特征为：
所述频率特性算出单元的构成是还具备平均化单元，将多个码元数据相关的频率特性平均化并生成平均化后频率特性，
频率—时间响应转换单元对平均化后频率特性作频率—时间响应转换并生成传输路时间响应信号。
9.一种接收机，其特征为构成如下：
输入在发送机插入给定的导频序列并按给定方式进行了调制处理的接收信号，
具备
初始定时检测单元，依次算出该接收信号的相关值并根据该相关值生成初始码元定时信号；
码元定时修正电路，具备输入在发送机插入了给定导频序列的接收信号和根据该接收信号按给定方法生成的初始码元定时信号，并根据按初始码元定时信号从所述接收信号抽出的导频序列来算出所述发送接收机间的传输路频率特性的频率特性算出单元；将所述频率特性进行频率—时间响应转换并生成传输路时间响应信号的频率—时间响应转换单元；根据所述传输路时间响应信号修正码元定时的码元定时修正单元；
解调处理单元，按所述给定方式对所述接收信号进行解调处理，
在码元定时修正后状态下，
所述码元定时修正电路的频率特性算出单元按修正后的码元定时信号抽出导频序列算出码元定时修正后的频率特性，
所述解调处理单元根据码元定时修正后的频率特性对接收信号进行解调处理。
10.权利要求9中记载的接收机，其特征为：
所述码元定时修正单元的构成是将传输路时间响应信号与给定的码元定时修正用阈值作比较来检测先行波的时间响应成分，并根据该时间响应成分的检测定时来修正码元定时。
11.权利要求9中记载的接收机，其特征为：
所述码元定时修正单元的构成是具备
记忆单元，保存多个码元数据相关的传输路时间响应信号；
平均化单元，将所述多个传输路时间响应信号平均化并生成平均化后传输路时间响应信号，
根据平均化后传输路时间响应信号来修正码元定时。
12.权利要求9中记载的接收机，其特征为：
所述频率特性算出单元的构成是还具备将多个码元数据相关的频率特性平均化并生成平均化后频率特性的平均化单元，
频率—时间响应转换单元将平均化后频率特性作频率—时间响应转换并生成传输路时间响应信号。
13.权利要求9中记载的接收机，其特征为：
所述初始定时检测单元的构成是根据短于获得所希望的码元定时检测精度所需时间长的给定时间长度的接收信号来依次算出相关值，并根据该相关值生成初始码元定时信号。
14.权利要求9中记载的接收机，其特征为构成如下：
输入经过OFDM调制处理的接收信号，
在码元定时修正后状态下，所述解调处理单元根据码元定时修正后的频率特性对所述接收信号进行OFDM解调处理。
15.权利要求13中记载的接收机，其特征为构成如下：
输入经过OFDM调制处理的接收信号，
在码元定时修正后状态下，所述解调处理单元根据码元定时修正后的频率特性对所述接收信号进行OFDM解调处理。
16.权利要求9中记载的接收机，其特征为构成如下：
输入经过多载波CDMA调制处理的接收信号，
在码元定时修正后状态下，解调处理单元根据码元定时修正后的频率特性对所述接收信号进行多载波CDMA解调处理。
17.权利要求13中记载的接收机，其特征为构成如下：
输入经过多载波CDMA调制处理的接收信号，
在码元定时修正后状态下，解调处理单元根据码元定时修正后的频率特性对所述接收信号进行多载波CDMA解调处理。
18.一种码元定时修正方法，是通信系统的接收机中的解调处理用码元定时的修正方法，其特征为：
输入在发送机插入了给定导频序列的接收信号和根据该接收信号按给定方法生成的初始码元定时信号，
其包括
频率特性算出工序，根据按初始码元定时信号从所述接收信号抽出的导频序列来算出所述发送接收机间的传输路频率特性；
频率—时间响应转换工序，对所述频率特性作频率—时间响应转换并生成传输路时间响应信号；
码元定时修正工序，根据所述传输路时间响应信号来修正码元定时。
19.一种解调处理方法，其特征为：
输入在发送机插入给定导频序列并按给定方式进行了调制处理的接收信号，
其具备
初始定时检测工序，依次算出该接收信号的相关值并根据该相关值来生成初始码元定时信号；
在码元定时未修正状态下，
第1频率特性算出工序，根据按初始码元定时信号从所述接收信号抽出的导频序列来算出所述发送接收机间的传输路频率特性；
频率—时间响应转换工序，对所述频率特性作频率—时间响应转换并生成传输路时间响应信号；
码元定时修正工序，根据所述传输路时间响应信号来修正码元定时；
在码元定时修正后状态下，
第2频率特性算出工序，按修正后的码元定时信号抽出导频序列并算出码元定时修正后的频率特性；
解调处理工序，根据码元定时修正后的频率特性，按所述给定方式对所述接收信号进行解调处理。
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