CN1225938C - 把接收信号划分成为多个fft窗口的路径寻找电路 - Google Patents

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Abstract

一种路径寻找电路，接收的信号分为多个FFT窗口以减少对互相关系数算术运算处理。交错单元划分接收的信号为以一片时间间隙的rxd1，rxd2，和由重叠的FFT窗口选出该两个序列，和对由两个FFT单元选出的序列执行FFT。互功率谱计算单元确定FFT后的接收信号与存储在参考信号存储单元中的参考信号间的互功率谱。对于各FFT窗口由平均单元对互功率谱计算单元的输出进行平均，和由IFFT单元对平均的互功率谱执行IFFT。

Description

把接收信号划分成为多个FFT 窗口的路径寻找电路
技术领域
本发明涉及使用直接序列码分多址(DS-CDMA)通信方法的移动电话或便携式电话系统(蜂窝系统)，更具体地说涉及基站无线电装置的路径寻找电路。
背景技术
近些年来发展起来的使用CDMA通信方法的移动通信系统，而且包括基于IS-95标准(TIA/EIA)(电信业协会/电子业协会)并且已经投入具体使用的系统和W-CDMA(宽带码分多址)系统，该W-CDMA(宽带码分多址)系统是第三代移动通信系统，虽然它们还未投入使用，但它们的标准化已经在3GPP(第三代合作计划)中着手进行。
在基于IS-95的系统中，通过把具有26.6ms(80ms/3,32768片)相当长的周期的PN码和长度为64的沃尔什(walsh)码相乘得到的扩展码已被用作下行链路的扩展码，它是从基站到移动站的链路。作为PN码，不同的码(准确地说由相同的扩展码偏移预定次数)为不同的基站使用，甚至在相同的基站为不同的扇形天线使用。码长64的walsh码用于区别从一个扇形天线发射的多个信道(对于CDMA，多个信道分享相同的载波并用扩展码识别各信道)。对于每个扇形，未调制的导频信道与数据一起用相当高的功率发射。对于用于导频信道的walsh码，第零编号，即都是“0”的码被使用。换言之，用导频信道发射的信号是具有26.6ms周期的预定码序列。因此，基于IS-95标准的系统的移动站使用导频信道检测导频信道的预定码序列和检测路径定时的接收信号间的互相关的峰值。扩展码的周期是32,768片，该片是片时间间隙，以后就称之为片(chip)，而且由于太长每次不能确定互相关系数。因此，滑动相关器用于连续确定互相关系数，而接收的信号和参考信号(导频信道的预定的扩展码)在时间上连续地移位。
在下面的参考文献1中披露了一种常规接收定时检测方法(片同步)，例如：
参考文献1：由Andrew J.Viterbi编写，在1995年4月出版的“扩展频谱通信原理”的第三章，第39至66页，图3.1，3.2和3.6。
根据在参考文献1中公开的接收定时检测方法，用扩展码扩展的信号定时的捕获在两个级中执行，该扩展码是伪随机码。具体地说，该捕获被划分为初始同步捕获(寻找)和同步跟踪两级。初始同步捕获(寻找)方法是定时的串行寻找方法，接收的定时连续地位移1/2片间隙，直到相关功率超过如在参考文献第三章第4段引证的某一阈值。用所谓的超前-滞后门或DLL(延迟锁定环)的方法执行该同步跟踪。根据该方法，在比接收信号的定时超前Δt延迟时间的相关功率和滞后Δt另一个定时的另一个相关功率被确定，和该定时被准确地调整，以致相关功率间的差可能减少至零。
一旦检测路径定时后，只需要路径定时的变化可以同步跟踪基站与移动站间的传播时间的变化，这是由于移动站的移动和反射物体和在多径传播路径中物体位置相对关系引起的该传播时间的变化所引起的。因此，在当前定时前和后几微秒至几十微秒范围内可以确定互相关系数(它表示传播路径的延时分布)。在这种方式限定的范围内互相关系数的确定(延时分布)也可以用同时操作的多个相关器来实现。这里可以考虑在时间上路径定时连续的变化，还有在前述的参考文献中公开的使用DLL的定时跟踪方法已经实现。
各种W-CDMA标准引证于下面的参考文献2：
参考文献2：第三代合作计划；技术规范组无线接入网络；1999年12月，扩展与调制(FDD)，3G TS 25.213版本3.1.0。
根据参考文献2，W-CDMA使用周期为10ms的金色码作为扩展码和1码元周期的沃尔什码(码长度变化依赖于码元速率)。在下行链路中，不同的金色码用于不同的基站和相同基站中的不同扇区。在从移动站到基站的上行链路中，使用在不同移动站间各不相同的金色码，并且把沃尔什码分配给在相同的移动站中的不同的物理信道。在上行和下行链路二者中，用预定的码序列调制的导频符号被复用(码复用和时间复用)。
不同于基于IS-95标准的系统中的下行链路，在所有的基站和所有的移动站中间，W-CDMA的导频符号不用相同的扩展码扩展(包括移位的扩展码)。然而，如果已知扩展码，于是导频符号的码序列可以认为是完全已知的码序列，因此，在W-CDMA中，可以使用导频符号检测路径定时，以检测导频符号的预定码序列和接收信号间的互相关的峰值。作为W-CDMA的常规路径定时检测方法，已经知道在日本专利公开No.32523/1998中披露了“CDMA接收机的接收定时检测电路”。
在W-CDMA中，然而，由于片速率高于基于IS-95标准的系统中的，多径路径的变化经常改变不连续路径定时超过1个片间隙(由于一个片是60ns(纳秒)，它对应约78m的传播路径差)。因此，充分的路径跟踪不能用DLL或类似的装置完成，而这些装置常规地用于基于IS-95标准的系统或类似的系统。
同时，用常规路径定时检测方法的路径寻找电路存在这样的问题，这里导频符号的扩展速率很高并且导频符号的码长度很大，如果要在时间域内计算互相关系数，则需要大量的计算。另外，基站必须从多个移动站检测接收信号的路径定时，并且现有技术还有这样的问题，必须准备等于与移动站数量相同的电路，并需要大量的计算。
发明内容
本发明的目的在于提供一种路径寻找电路，它能够减少在使用DS-CDMA通信方法的移动通信系统(蜂窝系统)中路径寻找和路径跟踪所需要的算术运算量。
本发明另一个目的在于提供一种路径寻找电路，当应用到使用DS-CDMA通信方法的蜂窝系统的基站装置中时，它能够减少从多个移动站接收信号时路径寻找和路径跟踪所需要的算术运算量。
根据本发明，使用DS-CDMA通信方法的接收机的路径寻找电路从接收的无线电信号检测路径定时，它是在发射端执行扩展的定时，它还包括无线电接收单元，A/D转换器，互相关系数计算单元，互相关系数平均单元和峰值检测单元。
该无线电接收单元滤波和频率转换接收的无线信号，使它转换为基带信号。该A/D转换器以等于N倍片速率的取样速率对基带信号取样，并转换该基带信号成为数字信号。
该互相关系数计算单元包括交错装置，N个快速傅利叶变换装置，参考信号存储装置，N个互功率谱计算装置，N个反向快速傅利叶变换装置，和去交错装置。
该交错装置重新安排由A/D转换器数字化的基带信号成为以片间隙取样的N个序列。该N个快速傅利叶变换装置选出用具有预定时间长度相互重叠的FFT(快速傅利叶变换)窗口的交错装置重新安排的N个接收信号序列，和对选出的接收信号序列执行快速傅利叶变换。参考信号存储装置存储通过选出具有FFT固定时间长度窗口的预定码序列和快速傅利叶变换选出的码序列作为参考信号所产生的信号序列。
该N个互功率谱计算装置确定由快速傅利叶变换装置快速傅利叶变换的接收信号和存储在每个FFT窗口的参考信号存储装置中的参考信号的共轭复数的积，以确定接收信号与预定码序列间的互功率谱。
该N个互功率谱平均装置平均各个FFT窗口的互功率谱。该N个反向快速傅利叶变换装置反向快速傅利叶变换由互功率谱平均装置平均的N个互功率谱，以转换该互功率谱成为N个互相关系数并输出之。
该去交错装置按时间顺序重新安排N个由各个反向快速傅利叶变换装置输出的互相关系数，以产生并输出单个互相关系数。
该互相关系数平均单元在固定的时间周期平均由互相关系数计算单元输出的互相关系数。峰值检测单元检测一个或多个由互相关系数平均单元平均的互相关系数来的峰值，并把得到该峰值和每个峰值处的定时作为路径定时输出。
根据本发明的实施例，在使用DS-CDMA通信方法的的接收机的路径寻找电路中，该值N可以是满足关系式：“N≥无线电带宽/片速率”的数值中的最小的整数。
根据本发明的另一个实施例，路径寻找电路还可以包括用于附加取样由去交错装置输出的N个互相关函数成为等于1/N片间隙至M倍的时间间隙的序列的内插装置，其中M是正整数，并且附加取样的互相关系数通过低通滤波器，以产生片速率N×M倍的附加取样的互相关系数，然后输出所产生的互相关系数。
根据本发明的另一方面，使用DS-CDMA通信方法的接收机的路径寻找电路包括无线电接收单元，A/D转换器，互相关系数计算单元，互关系数平均单元和峰值检测单元。
该无线电接收单元滤波和频率转换接收的无线电信号，以将接收的无线信号转换成基带信号，该A/D转换器以N倍于片速率的取样速率取样该基带信号，以将基带信号转换成为数字信号。
该互相关系数计算单元包括交错装置，N个快速傅利叶变换装置，参考信号存储装置，N个互功率谱计算装置，N个互功率谱平均装置，N个第一互功率谱转换装置，互功率谱加装置，第二互功率谱转换装置，和反向快速傅利叶变换装置。
该交错装置重新安排由A/D转换器数字化的基带信号成为以片间隙取样的N个序列。该N个快速傅利叶变换装置选出用具有预定时间长度相互重叠的FFT窗口的交错装置重新安排的N个接收信号序列，和对选出的接收信号序列执行快速傅利叶变换。参考信号存储装置存储由FFT固定时间长度窗口选出预定码序列和快速傅利叶变换选出的码序列作为参考信号的信号。
该N个互功率谱计算装置确定由快速傅利叶变换装置快速傅利叶变换的接收信号和存储在每个FFT窗口的参考信号存储装置中的参考信号的共轭复数的积，以确定接收信号与预定码序列间的互功率谱。该N个互功率谱平均装置平均各个FFT窗口的互功率谱。该N个第一互功率谱转换装置在频域中将N次的反射和相位旋转应用到互功率谱平均装置平均的具有等于片速率的带宽的N个互功率谱，以将互功率谱转换成具有带宽等于N倍的片速率的单个互功率谱。
该互功率谱加装置将由第一互功率谱转换装置每一个转换的N个互功率谱相加。第二互功率谱转换装置给加装置得到的互功率谱的高频加上等于片速率N×(M-1)倍的“0”数，这里的M是正整数。反向快速傅利叶变换装置反向快速傅利叶变换由第二互功率谱转换装置得到的和具有增加到M倍的带宽的互功率谱，以确定互相关系数。
互相关系数平均单元在固定的时间周期平均由互相关系数计算单元输出的互相关系数。峰值检测单元从互相关系数平均单元平均的互相关系数检测一个或多个峰值，并把得到峰值或每个峰值的定时作为路径定时输出。
根据本发明，可以预料这样的优点，即路径寻找所必需的互相关系数算术运算处理可以通过划分接收的信号成为多个FFT窗口得以减少，执行快速傅利叶变换和通过在频率域对对参考信号执行倍增和平均。特别是由于通过在执行快速傅利叶变换的1片时隙划分接收信号成为多个序列，每个FFT窗口的片数可以增加，在FFT窗口间的迭加可以减少。由于这减少了固定时间长度上的每个接收信号FFT窗口数目，可以预料平均来说算术运算数量可以减少。
如果希望增加精度高于A/D转换器的取样周期的路径定时，在可能最低的取样速率下执行A/D转换，并确定互相关系数或互功率谱，于是在时间域用所需的时间精度执行内插。这就可能压缩在快速傅利叶变换运算中的算术运算数量为可能最低的数量，该快速傅利叶变换运算中包含大量的算术运算。
根据本发明的另一方面，使用DS-CDMA通信方法的的接收机的路径寻找电路包括无线电接收单元，A/D转换器，互相关系数计算单元，互关系数平均单元和峰值检测单元。
该无线电接收单元滤波和频率转换接收的无线电信号，以将接收的无线电信号转换成基带信号，该A/D转换器以N倍于片速率的取样速率取样该基带信号，以将基带信号转换成为数字信号。
该互相关系数计算单元包括交错装置，N个快速傅利叶变换装置，参考信号存储装置，互功率谱计算装置，互功率谱平均装置，反向快速傅利叶变换装置和去交错装置。
该交错装置重新安排由A/D转换器数字化的基带信号成为以片间隙取样的N个序列。该N个快速傅利叶变换装置选出用具有预定时间长度相互重叠的FFT窗口的交错装置重新安排的N个接收信号序列，和对选出的接收信号序列执行快速傅利叶变换。参考信号存储装置提供给每个信道，和存储由固定时间长度的FFT窗口选出预定码序列和快速傅利叶变换选出的码序列所产生的信号，作为参考信号。N个互功率谱计算装置提供给每个信道，和确定由快速傅利叶变换装置快速傅利叶变换的接收信号与每FFT窗口的参考信号存储装置中存储的参考信号的共轭复数的积，以确定接收的信号与预定的码序列之间的互功率谱。N个互功率谱装置提供给每个信道和平均各FFT窗口的互功率谱。
N个反向快速傅利叶变换装置提供给每个信道，和反向快速傅利叶变换由互功率谱平均装置平均的N个互功率谱，以转换该互功率谱成为N个互相关系数并输出该N个互相关系数。
提供给每个信道的去交错装置，按时间顺序重新安排由各个反向快速傅利叶变换装置输出的N个互相关系数，以产生并输出单个互相关系数。
互相关系数平均单元在固定的时间周期平均由互相关系数计算单元输出的互相关系数。峰值检测单元从互相关系数平均单元平均的互相关系数检测每个信道的一个或多个峰值，并把得到峰值或每个峰值的定时作为路径定时输出。
本发明目前的方面对应应用到基站装置中的路径寻找电路，该基站装置必须同时检测多个信道的路径定时(从多个移动站接收的信号)。根据本发明目前的方面，对接收的信号需执行快速傅利叶变换运算，不管接收信道的数目，仅仅一次就需要大量的算术运算。因此，每个信道所需算术运算量可以明显地减少。
附图说明
通过结合说明本发明示例的附图和在下面所做的描述说明，本发明的上述和其它目的，特征和优点将是显而易见的。
图1是表示使用本发明的第一实施例的路径寻找电路的发射机和接收机的结构方框图；
图2是表示图1中所示的互相关系数计算单元104的结构的方框图；
图3是表示图2中的交错单元的工作的定时图；
图4是表示产生预先存储在图2中所示的参考信号存储单元203中的参考信号的方法的定时图；
图5是表示图2所示的快速傅利叶变换器2021，2022，互功率谱计算单元2041，2042，互功率谱平均单元2051，2052，反向快速傅利叶变换器2061，2062的定时图；
图6是表示图2所示的去交错单元207和内插单元208的工作定时图；
图7是表示本发明的第二实施例的路径寻找电路的互功率谱计算单元的结构的方框图；
图8是表示使用本发明的第三实施例路径寻找电路的发射机-接收机的结构方框图；
图9是表示图8中所示的互相关系数计算单元401的结构方框图。
具体实施方式
第一实施例
使用本发明的第一实施例路径寻找电路的发射机-接收机是使用直接序列的码分多址(DS-CDMA)通信方法的发射机-接收机，并且包括天线101，和发射机和接收机。该接收机包括无线接收单元102，A/D转换器103，互相关系数计算单元104，互相关系数平均单元105，峰值检测单元106，去扩展单元107，和解调器108。该发射机包括无线发射单元109，D/A转换器110，扩展单元111和调制器112。
该接收机包括路径寻找电路，它是由无线接收单元102，A/D转换器103，互相关系数计算单元104，互相关系数平均单元105和峰值检测单元106构成。
该无线接收单元102执行滤波和与由天线101接收的无线信号的发射信号的片波形匹配的频率转换，以转换无线信号成为基带信号。A/D转换器103以N倍片速率的取样速率取样由无线接收单元102产生的基带信号，以转换基带信号成为数字接收信号rxd。互相关系数计算单元104计算由A/D转换器103数字化的接收信号rxd与是预定码序列的接收的扩展码rxcd间的互相关系数prof。互相关系数平均单元105，在固定的时间周期，平均由互相关系数计算单元104确定的互相关系数prof。峰值检测单元106从由互相关系数平均单元105平均的互相关系数检测一个或多个峰值，并把得到每个峰值处的定时作为路径定时tmg输出。
去扩展单元107以上述确定的一个或多个路径定时用分配给有关的信道的接收的扩展码rxcd去扩展接收的信号rxd。解调器108使用作为参考信号的导频信号同步检测去扩展的接收信号，例如，检测接收信息rxinf。
如下文所述，不管所需路径定时tmg的精度，根据发射-接收信号的无线带宽可以确定A/D转换器103的取样频率。具体地说，A/D转换器103的取样频率高于柰奎斯特频率(＝无线电带宽)，所以不丢失波形信息，和等于片速率的整数倍，所以后者的处理可以简化。由于通常使用滚降率低于100％的发射接收滤波器，应当使用等于两倍的片速率的取样频率去取样。因此，将结合N＝2的情形描述本实施例。
首先将描述图1所示的发射机-接收机的操作。首先描述该接收机的操作。
参照图1，在本发射机-接收机中，把由天线101接收的信号以发射信号匹配的带宽进行滤波，和由无线电接收单元102频率转换成基带信号，然后由A/D转换器103转换成数字基带信号(rxd，用复数表示，它的实部表示同相分量，它的虚部表示正交分量)。接收的基带信号rxd加到互相关系数计算单元104和去扩展单元107，在104中用于路径寻找，在107中用于去扩展和解调。
用互相关系数计算单元104开始路径寻找，104首先计算接收的信号rxd和在预定的延迟时间范围内用接收的相关信道的扩展码rxcd扩展的导频信号间的互相关系数prof。
在蜂窝系统中，规定了一个基站覆盖的网孔的半径，因此，当移动站在网孔范围内移动时，在基站和移动站间的无线电波的传播延迟范围内执行路径寻找。因此，预先根据网孔半径，可以确定互相关系数确定的延迟范围。
互相关系数平均单元105在一时间范围内执行同相平均互相关系数prof，在该时间范围，传播路径的相位变化是小的，但是在一时间间隙后，在该时间间隙范围相位变化不能忽略，确定每个相关系数(复数值)的功率，和执行功率平均。由于用这种方式平均的互相关系数表示多径传播路径的延迟分布，用峰值检测单元106可以检测多径传播路径的路径定时，该106确定一个或多个互相关系数的峰值(功率值)。
在时间域用互相关系数平均单元105可以执行相位平均，也可以在频率域用互功率谱平均单元205执行相位平均，互功率谱平均单元205将在下文中描述。由于反向快速傅利叶变换运算和内插处理的次数是相当少的，在频率域执行平均时算术运算的总数量可以减少。
去扩展单元107在上述确定的一个或多个用分配给相关信道的接收的扩展码rxcd去扩展接收的信号rxd。解调器108使用作为参考信号的导频信号同步检测去扩展的接收信号，例如检测接收的信息rxinf。在多径传播路径的情况下分离多径接收还可由解调器108执行，在该接收中信号被去扩展，和为每一个多径同步检测的信号以最大的速率合成。
当执行DS-CDMA基本需要的发射功率控制时，解调器108必须估算接收信号的信号-干扰功率比(SIR)，比较估算的SIR与完成预定接收质量所必须的目标SIR，和为了调整其它部分(移动站)的发射功率，计算上行链路发射功率控制命令(Tpc-UL)。为了控制发射机-接收机的发射机发射功率，解调器108还有解调从其它部分(移动站)发送的下行链路发射功率控制命令(Tpc-DL)的功能。
虽然上述的发射功率控制是DS-CDMA本质上所需要的技术，由于是现有技术，和不直接涉及本实施例的路径寻找电路，就不再进一步描述了。
接下来，将描述发射机的工作。对发射信息txinf和上行链路发射功率控制命令(Tpc-UL)进行复用和OPSK调制，例如，用调制器112调制，和然后用扩展单元111扩展的发射扩展码txcd扩展。用D/A转换器110将扩展发射信号txd转换成模拟信号，用无线发射单元109中的滚降滤波器限定频带，和频率转换成无线频率信号，然后从天线101发射。当模拟信号被无线发射单元109放大时，发射功率根据下行链路发射功率控制命令Tpc-DL的指令调节。
上述的现有技术的发射机不直接涉及本实施例的路径寻找电路，因此，不再进行描述。
本实施例的路径寻找电路特征在于由接收的信号rxd和接收的扩展码rxcd计算互相关系数prof的互相关系数的计算单元104的结构，和用现有技术可以实现非互相关系数计算单元104以外的元件。
接下来，参照图2将描述作为本实施例的路径寻找电路的特征部件的互相关系数计算单元104的结构。
如图2所示，互相关系数的计算单元104包括交错单元201，快速傅利叶变换(FFT)单元2021，2022，参考信号存储单元203，互功率谱计算单元2041，2042，互功率谱平均单元2051，2052，反向快速傅利叶变换(IFFT)单元2061，2062和内插单元208。
交错单元201执行把数字化的接收信号rxd重新安排成为以作为扩展码单位的一片时间间隙取样的两序列接收信号rxd1，rxd2。
快速傅利叶变换器2021，2022选出两个接收信号rxd1，rxd2，它们是交错单元201用预定时间长度的彼此重叠的FFT窗口重新安排成一片时间间隙的序列，和对选出的接收信号rxd1，rxd2做快速傅利叶变换。
参考信号存储单元203有预先存储在其中的信号序列，它是通过用预定时间长度的FFT窗口选出预定码序列并对选出的码序列进行快速傅利叶变换来产生的。互功率谱计算单元2041，2042计算由快速傅利叶变换器2021，2022快速傅利叶变换两个接收信号和参考信号存储单元203中存储的参考信号的复数共轭的积，从而计算接收信号rxd与作为预定码序列的接收的扩展码rxcd间的互功率谱。
互功率谱平均单元2051，2052分别平均用每个FFT窗口的互功率谱计算单元2041，2042计算的互功率谱。
反向快速傅利叶变换(IFFT)单元2061，2062对由互功率谱平均单元2051，2052平均的两个互功率谱进行快速傅利叶变换，以把它们转换成为两个一片时间间隙的互相关系数和输出该互相关系数。
去交错单元207按时间顺序重新安排由反向快速傅利叶变换器2061，2062输出的两个互相关系数，以产生一个互相关系数。内插单元208按时间顺序内插由去交错单元207重新安排的互相关系数，以产生用所需要的精度取样的互相关系数prof和输出互相关系数prof。
随后，将参照图3，4，5和6的时间定时详细描述图2所示的互相关系数的计算单元104的操作。
图3是表示交错单元201的工作定时图，单元201划分接收的信号rxd成为多个一片时间间隙的序列。用复数表示接收信号rxd，它的实部表示相位分量，它的虚部表示正交分量。然而，为了简化的原因，只用实部表示接收的信号rxd。当接收的信号rxd用等于片速率的N倍的频率取样时，交错单元201将接收的信号rxd划分为N个以一个片时间间隙取样的接收信号的序列。由于带宽/片速度通常小于2，将结合以等于两倍的片速率的频率取样接收的信号rxd的情形描述本实施例。在图3中，把接收的信号rxd划分为从接收的信号rxd抽取的由偶数编号取样值构成的序列rxd1和由奇数编号取样值构成的序列rxd2。
图4示出了存储在参考信号存储单元203中的参考信号ref的计算过程。参考信号可以用例如由接收的扩展码rxcd扩展导频信号得到的信号的快速傅利叶变换得到。用例如接收的扩展码rxcd扩展导频信号得到的信号是每个片的信号序列。当QPSK用于调制和扩展时，信号序列是具有固定幅度的四相位的复数信号(±1±j)。
如图4所示，为了产生参考信号ref，类似接收信号rxd的情形，导频信号用接收的扩展码rxcd扩展并被划分为重叠的FFT窗口(片数＝Nfft)。然而，不同于接收信号rxd被划分的情形，当参考信号ref被划分时，Nov片的“0“被插入重叠部分。由于在Nfft片周期中重复的周期性信号的频率成分在快速傅利叶变换中计算，使用互功率谱计算的互相关系数被计算作为周期地偏移波的互相关。因此，提供插入“0“的重叠部分，以致即使在Nov片的范围内参考信号被周期地偏移，参考信号也可不出FFT窗口。
用接收的扩展码rxcd扩展像导频信号的预定信号得到的信号可以用作参考信号ref。因此，这个参考信号ref被预先确定，并且是在固定周期中重复的信号(例如，1帧＝10ms周期)，所以接收开始前可以对其进行快速傅利叶变换和将其存储在参考信号存储单元203中。
图5是当接收的信号rxd1划分成重叠的FFT窗口，和被快速傅利叶变换，然后乘以参考信号的共轭复数值以确定互功率谱，然后平均该互功率谱，和快速傅利叶变换以产生一片时间间隙的互相关系数prof，此后输出互相关系数prof的操作定时图。
图5示出了以一片时间间隙，用交错单元201只抽取偶数编号的取样得到的N＝2的序列rxd1。只抽取奇数编号的取样得到序列的rxd2也经受完全相同的处理，所以对它的描述就省略了。
用重叠的FFT窗口(片数＝Nfft)选出偶数编号的取样值序列。从取决于网孔半径的路径寻找延迟范围确定重叠的片数(Nov)。例如，如果网孔半径＜2.5km，和片速率＝3.84Mcps，由于基站与移动站间的传播延迟(两路)＝2.5km×2/3×108m/s(无线电波速度)＝16.67μs，可以在16.67μs×3.84mcps＝64片的范围内执行路径寻找。然而应当注意，图4和图5中，为了易于理解，所示重叠片数为4。
用FFT窗口划分的接收信号经受快速傅利叶变换处理，然后乘以参考信号ref1，ref2...的共轭复数，以确定互功率谱。由于为每个FFT窗口输出互功率谱(xps1，xps2，...)，Nfft样值的每个分量在所有的FFT窗口平均(在频率域同步加)，如图5所示。
这样平均的互功率谱(XPS-AVG)经受反向快速傅利叶变换(IFFT)，以确定具有一个片时间隙的互相关系数prof1。互相关系数作为反向快速傅利叶变换的结果在Nfft片的延迟范围输出。然而，在路径寻找所必要的Nov片的范围外的这些互相关系数是不必要的，因此不需要计算。
图6图示出了双附加取样(N＝2)示例中的互相关系数的计算单元104的操作，当从偶数编号的取样值序列rxd1计算的互相关系数prof1和当从奇编号的取样值序列rxd2计算的互相关系数prof2按延迟时间的顺序由交错单元207重新安排时，则通过内插单元208的作用使取样精度进一步增加两倍(m＝2)，以用总共1/4片(＝1/N×M)的时间精度检测路径定时。
参照图6，当从偶编号的取样值序列rxd1确定的互相关系数prof1和当从奇编号的取样值序列rxd2确定的互相关系数prof2由去交错装置207交替重新安排成单个1/N片时间间隙(N＝2)的像原来接收信号序列的互相关序列。如上所述，虽然Nfft片的互相关系数作为反向快速傅利叶变换的结果输出，路径寻找所必要的非Nov片的那些可以放弃。
这里内插是用来提高路径定时的精度，在内插前，在取样值间插入“0”以提高取样频率，然后用低通滤波(LPF)除去高频分量。
用这种方法确定的互相关系数(复数)通过计算实部平方和虚部平方的和转换成为幂值。然后用互相关系数的计算单元105相对时间平均，以确定传播路径的延迟分布。峰值检测单元106检测延迟分布的一个或多个峰值，以检测多径传播路径的路径。
如上所述，接收的信号被划分成多个一片间隙的N序列，然后执行诸如快速傅利叶变换的的必要处理。现在将描述减少计算数量的方法。
参照图5和图4，如上文所述，为了使用快速傅利叶变换计算互相关系数，必须使用在时间上是彼此重叠的FFT窗口，所述时间对应要确定的互相关系数的延迟范围。这是由于，快速傅利叶变换假设周期性波形是上文所述的波形，这是打算防止来自FFT窗口外的周期性偏移波形。
这里双附加取样的接收波形被快速傅利叶变换，为了确保Nov片的重叠，必须采取Nov×2取样值的重叠，因此，重叠速率是Nov×2/Nfft。另一方面，如果接收的波形划分成为本发明中的多个一片时间间隙的序列，重叠速率是Nov×2/Nfft，则效率下降可以减少到1/N。
虽然通过使用更多的FFT窗口可以改善重叠速率，由于快速傅利叶变换中的算术运算数量按Nfft×log(Nfft)的比例减少，FFT窗口大小的增加，增加了在快速傅利叶变换中以对应log(Nfft)的速率的算术运算的数量。另外，就出现了这样的问题，算术运算半途结果的动态范围变大，算术运算的精度(计算所需要的位宽度)必须增加。
同时，由于通过一片时间间隙码的快速傅利叶变换得到的信号可以共用作接收信号的所有序列的参考信号，通过划分接收的信号为N系列，存储参考信号的存储容量可以大约减少到1/N。
作为具体示例，FFT窗口＝256和确定延迟分布＝64片的延迟范围Nov的存储容量设定为1,536片的导频信号(8个符号×256片)。
这时的双附加取样的接收信号被快速傅利叶变换是作为现有技术，由于FFT窗口在64片(128取样值)时间范围彼此重叠以执行快速傅利叶变换，重叠速率＝128/256＝50％。为了执行1,536片的快速傅利叶变换，导频信号必须划分成1,536×2/(256-128)＝24FFT窗口，和作为快速傅利叶变换的算术运算必须用24个FFT窗口执行。
另一方面，接收信号被划分成为偶数编号样值和奇数编号样值的两个序列，以便在本实施例中执行快速傅利叶变换，如果窗口是在64片时间间隙上重叠，于是重叠速率＝64/256＝25％。然后，导频信号被划分成为两个序列的每一个的1,536/(256-64)＝8FFT窗口，和因此诸如快速傅利叶变换的算术运算的总共16倍应当执行。
用这种方法，本实施例的方法与常规方法间算术运算数量的比例大约是24∶16，本实施例的方法中，数字化的接收信号划分成为一片时间间隙的序列，和对每个序列执行处理，在常规方法中，数字化的接收信号被处理。换言之，可以知道，本实施例可以有效地减少算术运算的数量大约33％。
用这种方法，根据本实施例，通过把接收的信号划分为多个执行快速傅利叶变换的FFT窗口并乘以参考信号，和在频率域平均，路径寻找所需要的基本互相关系数算术运算处理可以减少的优点是在预料之中的。
特别是由于通过划分接收信号成为多个一片时间间隙的序列，以执行快速傅利叶变换，每FFT窗口的片数可以增加，FFT窗口间的重叠可以减少。由于固定时间长度上减少每个接收信号的FFT窗口的数目，可以预料算术运算数量减少的优点。
如果希望增加路径定时的精度高于A/D转换器的取样周期，以尽可能低的取样速率执行A/D转换，并确定互相关系数或互功率谱，然后用所需要的时间精度在时间域内执行内插。这就有可能限制包含大量算术运算的快速傅利叶变换中的算术运算的数量到可能最小的数量。
在W-CDMA中，发射/接收滤波器的滚-降因数是0.22，因此，A/D转换器103可以用两倍(N＝2)片速率的取样速率执行取样。因而在本实施例中，用交错单元201划分接收的信号rxd所用的N是2。这里路径定时检测精度是1/4片，特性恶化可以抑制到0.25dB或更小。因此，由双附加取样确定的互相关系数，例如，通过内插(M＝2)增加到两倍，以用1/4片的精度确定延迟分布，和于是应当检测延迟分布的峰值，以检测路径定时。
在双附加取样(N＝2)中，偶数编号样值序列和奇数编号样值序列两序列从交错单元201输出。因此，快速傅利叶变换器2021，2022，互功率谱计算单元2041，2042，互功率谱平均单元2051，2052，反向快速傅利叶变换(IFFT)单元2061，2062必须分别地准备给两序列。然而，相同的处理仅仅准备两次，相同的硬件应当用于执行时分处理。特别是上述的处理用数字信号处理器(DSP)有利地执行，互相关系数的计算单元104，互相关系数的平均单元105，和峰值检测单元106可以当作DSP固件实施
第二实施例
接下来，将参照附图描述第二实施例的路径寻找电路。
为了增加高于A/D转换器103的取样周期精度的路径定时，前面描述过的第一实施例使用在时间域内插互相关系数以增加路径定时的精度。
为此，图2所示的互相关系数的计算单元104包括内插单元208，它用所需精度附加取样去交错单元207的输出，和使附加取样的输出通过低通滤波器(LPF)。
本实施例使用另一种方法，其中为了增加路径定时的精度高于A/D转换器103的取样周期，在频率域中互功率谱的带宽增加后，对互相关系数进行反向快速傅利叶变换。
在图7示出了本实施例的路径寻找电路中使用的互相关系数的计算单元704的结构。本实施例的路径寻找电路用互相关系数的计算单元704代替在图1中所示的第一实施例的路径寻找电路中的互相关系数的计算单元104。当与图2中所示的互相关系数的计算单元104比较时，互相关系数的计算单元704取消了反向快速傅利叶变换器2061，2062，去交错单元207，和内插单元208，但是另外包括了互功率谱转换器3011，3012，303，加法器302，和转换互功率谱的反向快速傅利叶变换器304。在图7中，与图2中相同的元件用相同的标识符表示，重复的描述就省略了。
互功率谱转换器3011，3012在频率域中应用反射两次并相位旋转以平均互功率谱平均单元2051，2052得到的两个互功率谱的值，并使带宽等于片速率，以便把互功率谱转换成为具有带宽等于两倍的片速率的单个互功率谱。互功率谱加法器302加上由互功率谱转换器3011，3012得到的互功率谱。
互功率谱转换器303加上等于片速率N(＝2)×(M-1)倍的数目的“0”加到通过加法器302得到的互功率谱的高频频带，以确定带宽等于N×M倍的片速率的互功率谱。
反向快速傅利叶变换(IFFT)单元304对通过互功率谱转换器303得到的互功率谱进行反向快速傅利叶变换，并使带宽增加M倍，以确定互相关系数。
由于附加取样N次得到的接收序列是一个片时间间隙的N个系列的和，如果当N序列的每一个取样N次时，互功率谱被确定，于是附加取样N次得到的接收序列的互功率谱可以确定。
当每个序列附加取样N次时，互功率谱可以通过在频率域重复一次取样的互功率谱N次得以确定。
由于N个序列是相续位移等于1/N片时隙的时间的取样序列，延迟该1/N片时隙的时间的处理可以在频率域执行。如果该片周期用Tc表示，延迟n×Tc/N的时间处理，n＝1，...，N-1，相当于对该互功率谱做下面给出的相位旋转
exp(-j×2πk×n/N×Nfft)。
这里，k＝0，1，...，n/N×Nfft-1是表示互功率谱的第k个取样值的下标。
具体到N＝2，相位旋转由下面给出
exp(-j×πk/Nfft)，k＝0，1，...2Nfft-1可以应用到奇数编号互功率谱的取样序列。
互功率谱转换器303可以将“0”加入互功率谱的高频范围。具体地说，为了增加互相关系数的时间分辩率到M倍，N×Nftt×(M-1)个“0”加到互功率谱转换器3011，3012输出的N×Nft个取样值中，以得到N×Nft×M取样值。
可以对互功率谱N×Nft×M取样值执行反向快速傅利叶变换，并且在这时，可以得到以1/N×M片时间间隙附加取样的互相关系数prof。
通过本发明第一实施例的路径寻找电路实现的类似优点可以由本实施例的路径寻找电路实现，和因此重复的描述就省略了。
第三实施例
接下来，将描述本发明的第三实施例的路径寻找电路。
本实施例的路径寻找电路对应图1中的第一实施例中的路径寻找电路，它应用于必须同时检测多个信道(从多个移动站接收信号)路径定时的基站装置。
使用图8中示出的本实施例的路径寻找电路的发射机-接收机，而图8中示出的互相关系数计算单元401示于图9中。
如图8所示，使用本实施例的路径寻找电路的发射机-接收机包括天线101，无线接收单元102，A/D转换器103，互相关系数计算单元401，峰值检测单元1061，1062，去扩展单元1071，1072，解调器1081，1082，调制器1121，1122，扩展单元1111，1112，增益控制放大器1131，1132，组合单元114，无线发射单元109，和D/A转换器110。
参照图8，该发射机-接收机包括多个信道的发射机和接收机，检测每个信道的路径定时的互相关系数计算单元401为所有信道共用。
如图9所示，在本实施例中的互相关系数计算单元401包括交错单元201，快速傅利叶变换(FFT)单元2021，2022，参考信号存储单元2031，2032，互功率谱计算单元2041至2044，互功率谱平均单元2051至2054，反向快速傅利叶变换器2061至2064，去交错单元2071，2072，和内插单元2081，2082。
如图9所示，在本实施例中的互相关系数计算单元401包括一个交错单元201，和不依赖于信道数的两个快速傅利叶变换器2021，2022。这是由于，在DS-CDMA中的信道是码分复用，单个接收信号对应所有的信道，和由交错单元201交错处理和由快速傅利叶变换器2021，2022快速傅利叶变换是执行不依赖用于识别信道扩展码rxd1，rxd2的处理。
对于多个FFT窗口必须重复执行快速傅利叶变换运算，在平均后反向快速傅利叶变换可能只执行一次。然而快速傅利叶变换对多个FFT窗口重复地执行，在平均后只执行一次反向快速傅利叶变换。互功率谱计算单元2041至2044和互功率谱平均单元2051至2054的处理对一个取样值执行一次乘或加法运算，处理的算术运算的数量小于快速傅利叶变换运算的数量。因此，不管接收信道的编号，对接收的信号需要执行快速傅利叶变换运算只有一次，需要最大量的算术运算，因此每个信道所需要的算术运算的数量可以明显地减少。
当基站装置同时接收多个信道时，需要最大量的算术运算的快速傅利叶变换装置可以为所有的信道共用，因此，具有可以减少每个信道算术运算数量的优点。
已经使用具体的术语描述了本发明的优选实施例，这样的描述只是说明的目的，应当知道，在不脱离本发明的发明构思和下面的权利要求的范围的情况下，可以做出各种变化和改进。

Claims (7)

1.  用于检测路径定时的使用DS-CDMA通信方法的接收机的路径寻找电路，所述路径定时是这样的定时，在发射端在这样的定时下扩展来自接收的无线信号，所述电路包括：
用于对接收的无线电信号进行滤波和频率转换，以便将接收的无线电信号转换成为基带信号的无线电接收单元；
以等于片速率N倍的取样速率取样基带信号、以便把基带信号转换成为数字信号的A/D转换器；
互相关系数计算单元，包括把由所述A/D转换器数字化的基带信号重新安排成为以片间隙取样的N个序列的交错装置，用来获取由所述交错装置用相互重叠的预定时间长度的FFT窗口重新安排的N个接收信号序列和对选出的接收信号序列执行快速傅利叶变换的N个快速傅利叶变换装置，用以存储通过选出具有固定时间长度的FFT窗口的预定码序列和快速傅利叶变换选出的作为参考信号的码序列而产生的信号序列的参考信号存储装置，用以为确定接收信号与预定码序列间的互功率谱而为每个FFT窗口的确定由快速傅利叶变换装置快速傅利叶变换的接收信号和存储在参考信号存储装置中的参考信号的共轭复数的积的N个互功率谱计算装置，用以平均各个FFT窗口的互功率谱的N个互功率谱平均装置，用以对由所述互功率谱平均装置平均的N个互功率谱进行反向快速傅利叶变换以便把互功率谱转换成为N个互相关系数和输出该N个互相关系数的N个反向快速傅利叶变换装置，和以产生和输出单个互相关系数的时间顺序重新安排由所述各反向快速傅利叶变换装置输出的N个互相关系数的去交错装置；
对由互相关系数计算单元以固定的时间周期输出的互相关系数进行平均的互相关系数平均单元；和
从所述互相关系数平均单元平均的互相关系数中检测一个或多个峰值并将得到峰值或每个峰值的定时作为路径定时输出的峰值检测单元。
2.权利要求1的路径寻找电路，其特征在于值N是满足N≥无线带宽/片速率的关系式的值中的最小的整数。
3.权利要求2的路径寻找电路，其特征在于还包括内插装置，用于把从去交错装置输出的N个互相关函数附加取样作为时间间隙等于1/N片间隙至M倍的序列，这里的M是正整数，并使附加取样的互相关系数通过低通滤波器以产生N×M倍片速率附加取样的互相关系数，然后输出所产生的互相关系数。
4.权利要求1的路径寻找电路，其特征在于，所述路径定时是这样的定时，在多个信道中的每一个的发射端在这样的定时下扩展来自接收的无线信号，
所述参考信号存储装置、N个互功率谱计算装置、N个互功率谱平均装置、N个反向快速傅利叶变换装置以及去交错装置分别是为每个信道提供的。
5.权利要求4的路径寻找电路，其特征在于值N是满足关系式N≥无线带宽/片速率的值中的最小整数。
6.根据权利要求4的路径寻找电路，其特征在于还包括内插装置，用于把从去交错装置输出的N个互相关函数附加取样作为时间间隙等于1/N片间隙至M倍的序列，其中M是正整数，和使附加取样的互相关系数通过低通滤波器，以产生N×M倍片速率取样的互相关系数，然后输出所产生的互相关系数。
7.一种用于检测路径定时的使用DS-CDMA通信方法的接收机的路径寻找电路，所述路径定时是这样的定时，在发射端在这样的定时下扩展来自接收的无线电信号，所述电路包括：
用于对接收的无线电信号进行滤波和频率转换以便把接收的无线电信号转换成为基带信号的无线电接收单元；
以等于片速率N倍的取样速率取样基带信号以便把基带信号转换成为数字信号的A/D转换器；
互相关系数计算单元，包括把由所述A/D转换器数字化的基带信号重新安排成为以片间隙取样的N个序列的交错装置，用以选出由所述交错装置用相互重叠的预定时间长度的FFT窗口重新安排的N个接收信号序列和对选出接收信号序列执行快速傅利叶变换的N个快速傅利叶变换装置，用以存储选出的有固定时间长度的FFT窗口的预定码序列产生的信号序列，和快速傅利叶变换选出的作为参考信号的码序列的参考信号存储装置，用以为确定接收信号与预定码序列间的互功率谱而为每个FFT窗口确定由所述快速傅利叶变换装置快速傅利叶变换的接收信号和存储在所述参考信号存储装置中的参考信号的共轭复数的积的N个互功率谱计算装置，用以对各个FFT窗口的互功率谱进行平均的N个互功率谱平均装置，将在频率域中N次偏转和相位旋转应用到由互功率谱平均装置平均的N个互功率谱使带宽等于片速率以便把N个互功率谱转换成为单个带宽等于片速率的N倍的互功率谱的N个第一互功率谱转换装置，用于加N个由每个所述第一互功率谱转换装置转换的互功率谱的互功率谱加法装置，用于加等于片速率N×(M-1)倍的“0”数于由所述加法装置得到的高频互功率谱的第二互功率谱转换装置，其中M是正整数，和用于对由所述第二互功率谱转换装置得到的并具有增加到M倍的带宽的互功率谱进行反向快速傅利叶变换以便确定互相关系数的反向快速傅利叶变换装置；
对由所述互相关系数计算单元以固定的时间周期输出的互相关系数进行平均的互相关系数平均单元；和
从所述互相关系数平均单元平均的互相关系数中检测一个或多个峰值并把得到峰值或每个峰值的定时作为路径定时输出的峰值检测单元。
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