JP2001313589A - Ｄｓ−ｃｄｍａ方式の受信機におけるパスサーチ回路 - Google Patents

Ｄｓ−ｃｄｍａ方式の受信機におけるパスサーチ回路

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＤＳ−ＣＤＭＡ方式の受信機において、パス
タイミングを検出するための演算量、メモリ量を低減す
る。 【解決手段】 インターリーブ部２０１で、受信信号ｒ
ｘｄを１チップ間隔の２つの系列ｒｘｄ１、ｒｘｄ２に
分割し、ＦＦＴ２０２1、２０２2で、この２つの系列を
オーバラップしたＦＦＴ窓でそれぞれ切り出してＦＦＴ
を行う。クロスパワースペクトラム計算部２０４1、２
０４2において、ＦＦＴされた後の受信信号と、参照信
号記憶部２０３に記憶されている参照信号とのクロスパ
ワースペクトラムを求める。その出力を平均化部２０５
1、２０５2により、ＦＦＴ窓毎に平均化した後、ＩＦＦ
Ｔ２０６1、２０６2において、ＩＦＦＴを行う。得られ
た２つの相互相関係数をデインターリブ部２０７で時間
順に並べ替え、インターポレーション部２０８でパスタ
イミング検出に必要な精度にインタポレーションする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直接拡散符号分割
多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）方式を用いた自動車電話・
携帯電話システム（セルラシステム）に関し、特に基地
局無線装置におけるパスサーチ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年開発が行われているＣＤＭＡ通信方
式を用いた移動体通信システムとしては、既に実用化さ
れているＩＳ９５方式(ＴＩＡ／ＥＩＡ)、あるいは、ま
だ実用化されていないが現在３ＧＰＰ（3rd Generation
Partnership Project）で規格化が進められている第３
世代移動通信システムの、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband Cod
e Division Multiple Access)方式が挙げられる。
【０００３】ＩＳ−９５方式では、下りリンク（基地局
→移動局）用の拡散符号として２６．６ｍｓ（８０ｍｓ
／３、３２７６８チップ）周期の比較的長いＰＮ符号と
符号長６４のウォルシュ（Walsh）符号を掛け合わせて
拡散符号として使用している。ＰＮ符号は基地局毎およ
び同じ基地局内でもセクタアンテナ毎に異なる符号（正
確には同じ拡散符号を一定回数シフトしたもの）が使用
されている。符号長６４のウォルシュ符号は１つのセク
タアンテナから送信される複数のチャネル（ＣＤＭＡの
ため複数のチャネルで同一キャリアを共有し、拡散符号
でチャネルが区別される）を区別するために用いられて
いる。セクタ毎にデータ変調されていないパイロットチ
ャネルが比較的強い電力で送信されており、パイロット
チャネルで用いられるウォルシュ符号は０番、すなわち
すべて“０”の符号が用いられている。すなわちパイロ
ットチャネルで送信される信号は２６．６ｍｓ周期の予
め定められた符号系列となっている。したがって、ＩＳ
９５方式の移動局はパイロットチャネルを用いて、予め
定められたパイロットチャネルの符号系列と受信信号の
相互相関のピークを検出することによりパスタイミング
を検出している。拡散符号の周期は３２７６８チップで
あり一度に相互相関係数を求めるには長すぎるため、ス
ライディング相関器により、受信信号と参照信号（予め
定められたパイロットチャネルの拡散符号）を時間的に
ずらせながら相関係数を順次求めている。
【０００４】従来の受信タイミング検出方式（チップ同
期）は、例えば、下記の参考文献１に記載されている。
【０００５】参考文献１：アンドリュー Ｊ ビタビ、
Andrew J. Viterbi 著、「Principle of Spread Spect
rum Communication」、１９９５年４月発行、第３章
３９ページ〜６６ページ、図３．１、図３．２、図３．
６ この参考文献１に記載されている受信タイミング検出方
式では、疑似ランダム符号である拡散符号で拡散された
信号のタイミングの捕捉は２段階で行われる。すなわ
ち、初期同期捕捉（サーチ）と同期追尾（トラッキン
グ）の２段階に分けられる。初期同期捕捉（サーチ）方
法は、参考文献の３章４節に説明されているように、相
関電力がある閾値を越えるまで、受信タイミングを１／
２チップ間隔でずらせながら、シリアルにサーチする方
式である。同期追尾（トラッキング）はアーリー・レイ
ト・ゲート（ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ ｇａｔｅ）あるい
はＤＬＬ（Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ：ディレイ
・ロック・ループ）と呼ばれる方法で、受信すべき遅延
時間のΔｔだけ速いタイミングにおける相関電力とΔｔ
だけ遅いタイミングにおける相関電力を求め、両者の差
が０となるように、タイミングを微調整するという方式
である。
【０００６】一旦パスタイミングを検出した後は、パス
タイミングの変動は移動局が移動することにより生じる
基地局−移動局間の伝播時間の変化、および、マルチパ
ス伝播路における反射物との位置関係による伝播時間の
変化に同期追尾（トラッキング）できればよいので、相
互相関係数（これは伝搬路の遅延プロファイルをあらわ
すものである）を現在のタイミングに対し前後数マイク
ロ秒〜数１０マイクロ秒の範囲で求めればよい。このよ
うに限られた遅延範囲で相互相関係数（遅延プロファイ
ル）を求めるには複数の相関器を同時に動作させること
によっても実現できる。また、時間連続的にパスタイミ
ングが変化するとみなせる場合には上記の参考文献１の
ようにＤＬＬを用いたタイミング追従方法も実現されて
いる。
【０００７】Ｗ−ＣＤＭＡにおける各種の規格は下記の
引用文献２に記載されている。
【０００８】引用文献２：3rd Generation Partnership
Project; Technical Specification Group Radio Acce
ss Network; Spreading and modulation (FDD), 3G TS
25.213 version 3.1.0、１９９９年１２月発行 この引用文献２によればＷ−ＣＤＭＡでは、拡散符号と
して１０ｍｓ周期のゴールド（Gold）符号と、１シンボ
ル周期のウォルシュ符号（シンボルレートによって符号
長は異なる）が用いられている。下りリンク（基地局→
移動局）では、基地局毎、同一基地局内の複数のセクタ
毎に異なるゴールド符号が用いられている。上りリンク
（移動局→基地局）では、移動局毎に異なるゴールド符
号が用いられ、同一移動局内の異なる物理チャネル毎に
異なるウォルシュ符号が割り当てられている。上りリン
ク、下りリンク共に、予め定められた符号系列で変調さ
れたパイロットシンボルが多重化（符号多重および時間
多重）されている。
【０００９】ＩＳ９５方式下りリンクの場合と異なり、
Ｗ−ＣＤＭＡのパイロットシンボルはすべての基地局あ
るいは移動局で同一の拡散符号（シフトを含む）で拡散
されているわけではないが、拡散符号がわかっていれば
パイロットシンボルの符号系列は完全に既知の符号系列
と考えることができる。したがって、Ｗ−ＣＤＭＡで
は、このパイロットシンボルを用いて予め定められたパ
イロットシンボルの符号系列と受信信号の相互相関のピ
ークを検出することによりパスタイミングを検出するこ
とができる。このようなＷ−ＣＤＭＡにおけるパスタイ
ミング検出方法の従来例としては、例えば特開平１０−
３２５２３号公報に記載されている「ＣＤＭＡ受信装置
の受信タイミング検出回路」等がある。
【００１０】しかし、Ｗ−ＣＤＭＡではＩＳ９５と比べ
てチップレートが速いため、マルチパス経路が変化した
場合、１チップ以上（１チップは２６０ｎｓのため約７
８ｍの伝搬経路差に相当する）不連続にパスタイミング
が変化する場合が頻繁に発生する。したがって、従来Ｉ
Ｓ９５等で同期追尾（トラッキング）に使われていたＤ
ＬＬ等では十分なパストラッキングを実現することがで
きない。
【００１１】また、従来のパスタイミング検出方法を用
いたパスサーチ回路では、パイロットシンボルの拡散率
が大きく、パイロットシンボルの符号長が長い場合、時
間領域で相互相関係数を計算すると、計算量が非常に大
きくなってしまうという問題を有している。さらに、基
地局では複数の移動局からの受信信号のパスタイミング
を検出しなければならないが、従来技術では移動局の数
だけ同一の回路を用意しなければならなず演算量が大き
くなってしまうという問題を有している。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来のパスサ
ーチ回路では、下記のような問題点があった。 （１）パイロットシンボルの拡散率が大きく、パイロッ
トシンボルの符号長が長い場合、時間領域で相互相関係
数を計算すると、計算量が非常に大きくなってしまう。 （２）基地局では複数の移動局からの受信信号のパスタ
イミングを検出しなければならないが、移動局の数だけ
同一の回路を用意しなければならず演算量が大きくなっ
てしまう。
【００１３】本発明の目的は、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式によ
る移動通信システム（セルラシステム）において、パス
サーチおよびパストラッキングに要する演算量を低減す
ることができるパスサーチ回路を提供することである。
【００１４】また、本発明の他の目的は、ＤＳ−ＣＤＭ
Ａ方式によるセルラシステムの基地局装置に適用する
際、複数の移動局からの受信信号のパスサーチおよびパ
ストラッキングを行う場合に要する演算量を低減するこ
とができるパスサーチ回路を提供することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のＤＳ−ＣＤＭＡ方式の受信機におけるパス
サーチ回路は、受信した無線信号から、送信側で拡散を
行ったタイミングであるパスタイミングを検出するため
の、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式の受信機におけるパスサーチ回
路であって、受信した前記無線信号をフィルタリングお
よび周波数変換することによりベースバンド信号に変換
する無線受信部と、前記ベースバンド信号を、チップレ
ートのＮ倍のサンプリングレートでサンプリングするこ
とによりデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記
Ａ／Ｄ変換器によりデジタル化されたベースバンド信号
をチップ間隔でサンプリングされたＮ個の系列に並べ替
えるインタリーブ手段と、前記インタリーブ手段により
並べ替えられたＮ個の受信信号系列を予め定められた時
間長の互いにオーバーラップしたＦＦＴ窓でそれぞれ切
り出して高速フーリエ変換を行うＮ個の高速フーリエ変
換手段と、予め定められた符号系列を一定時間長のＦＦ
Ｔ窓で切り出し高速フーリエ変換することにより生成さ
れた信号系列を参照信号として記憶する参照信号記憶手
段と、前記高速フーリエ変換手段により高速フーリエ変
換された受信信号と、前記参照信号記憶手段に記憶され
ている参照信号の複素共役数との積を前記各ＦＦＴ窓毎
に求めることにより前記受信信号と前記予め定められた
符号系列とのクロスパワースペクトラムを求めるＮ個の
クロスパワースペクトラム計算手段と、前記ＦＦＴ窓毎
のクロスパワースペクトラムの平均化を行うＮ個のクロ
スパワースペクトラム平均化手段と、前記クロスパワー
スペクトラム平均化手段により平均化されたＮ個のクロ
スパワースペクトラムをそれぞれ逆高速フーリエ変換す
ることによりＮ個の相互相関係数に変換して出力するＮ
個の逆高速フーリエ変換手段と、前記逆高速フーリエ変
換手段からそれぞれ出力されたＮ個の相互相関係数を時
間順に並べ替えて１つの相互相関係数として出力するデ
インタリーブ手段とから構成される相互相関係数計算部
と、前記相互相関計算部から出力される相互相関係数の
一定期間における平均化を行っている相互相関係数平均
化部と、前記相互相関係数平均化部により平均化された
相互相関係数から１つあるいは複数のピークを検出し、
該ピークが得られたタイミングを前記パスタイミングと
して出力するピーク検出部とを備えている。
【００１６】本発明の他のＤＳ−ＣＤＭＡ方式の受信機
におけるパスサーチ回路によれば、前記Ｎは、Ｎ≧無線
帯域幅／チップレートを満足する値のうちの最も小さい
整数である。
【００１７】また、本発明の他のＤＳ−ＣＤＭＡ方式の
受信機におけるパスサーチ回路によれば、前記デインタ
リーブ手段から出力される、チップ間隔の１／Ｎの時間
間隔の系列として出力されるＮ個の相互相関係数をＭ倍
（Ｍは正整数）でオーバーサンプリングした後、低域フ
ィルタを通すことによりチップレートのＮ×Ｍ倍でオー
バーサンプリングされた相互相関係数を生成して出力す
るインタポレーション手段をさらに有する。
【００１８】また、本発明の他のＤＳ−ＣＤＭＡ方式の
受信機におけるパスサーチ回路は、受信した無線信号か
ら、送信側で拡散を行ったタイミングであるパスタイミ
ングを検出するための、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式の受信機に
おけるパスサーチ回路であって、受信した前記無線信号
をフィルタリングおよび周波数変換することによりベー
スバンド信号に変換する無線受信部と、前記ベースバン
ド信号を、チップレートのＮ倍のサンプリングレートで
サンプリングすることによりデジタル信号に変換するＡ
／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器によりデジタル化され
たベースバンド信号をチップ間隔でサンプリングされた
Ｎ個の系列に並べ替えるインタリーブ手段と、前記イン
タリーブ手段により並べ替えられたＮ個の受信信号系列
を予め定められた時間長の互いにオーバーラップしたＦ
ＦＴ窓でそれぞれ切り出して高速フーリエ変換を行うＮ
個の高速フーリエ変換手段と、予め定められた符号系列
を一定時間長のＦＦＴ窓で切り出し高速フーリエ変換す
ることにより生成された信号系列を参照信号として記憶
する参照信号記憶手段と、前記高速フーリエ変換手段に
より高速フーリエ変換された受信信号と、前記参照信号
記憶手段に記憶されている参照信号の複素共役数との積
を前記各ＦＦＴ窓毎に求めることにより前記受信信号と
前記予め定められた符号系列とのクロスパワースペクト
ラムを求めるＮ個のクロスパワースペクトラム計算手段
と、前記ＦＦＴ窓毎のクロスパワースペクトラムの平均
化を行うＮ個のクロスパワースペクトラム平均化手段
と、前記クロスパワースペクトラム平均化手段により平
均化された帯域幅がチップレートとなっているＮ個のク
ロスパワースペクトラムに対して周波数領域でのＮ回折
り返しおよび位相回転を加えることにより帯域幅がチッ
プレートのＮ倍の１つのクロスパワースペクトラムに変
換するＮ個の第１のクロスパワースペクトラム変換手段
と、前記各第１のクロスパワースペクトラム変換手段に
より変換されたＮ個のクロスパワースペクトラムどうし
を加算するクロスパワースペクトラム加算手段と、前記
加算手段により得られたクロスパワースペクトラムの高
域周波数にチップレートのＮ×（Ｍ−１）倍（Ｍは正整
数）の“０“を加算することによりチップレートのＮ×
Ｍ倍の帯域幅のクロスパワースペクトラムを求める第２
のクロスパワースペクトラム変換手段と、前記第２のパ
ワースペクトラム変換手段により得られた帯域幅をＭ倍
としたクロスパワースペクトラムを逆高速フーリエ変換
することにより相互相関係数を求める逆高速フーリエ変
換手段とから構成される相互相関係数計算部と、前記相
互相関計算部から出力される相互相関係数の一定期間に
おける平均化を行っている相互相関係数平均化部と、前
記相互相関係数平均化部により平均化された相互相関係
数から１つあるいは複数のピークを検出し、該ピークが
得られたタイミングを前記パスタイミングとして出力す
るピーク検出部とを備えている。本発明によれば、複数
のＦＦＴ窓に分割して高速フーリエ変換を行い、周波数
領域で参照信号との掛け算および平均化を行うことによ
り、パスサーチに必須の相互相関係数の演算処理を低減
することができるという効果が得られる。特に、受信信
号を１チップ間隔と複数の系列に分割して高速フーリエ
変換を行うことにより、ＦＦＴ窓あたりのチップ数を増
やすことができるため、ＦＦＴ窓のオーバラップを少な
くすることが可能となり、一定時間長の受信信号あたり
のＦＦＴ窓の個数が少なくなるため、演算量を低減する
ことができるという効果が得られる。
【００１９】また、パスタイミングの精度をＡ／Ｄ変換
器１０３のサンプリング周期より上げたい場合には、最
低限のサンプリングレートでＡ／Ｄ変換を行い、相互相
関係数あるいはクロスパワースペクトラムを求めた後、
所要時間精度により時間領域でインタポレーションする
ことにより、最も演算量の多い高速フーリエ変換演算の
演算量を最低限度に抑えることができる。
【００２０】また、本発明の他のＤＳ−ＣＤＭＡ方式の
受信機におけるパスサーチ回路は、受信した無線信号か
ら、送信側で拡散を行ったタイミングであるパスタイミ
ングを複数の各チャネル毎に検出するための、ＤＳ−Ｃ
ＤＭＡ方式の受信機におけるパスサーチ回路であって、
受信した前記無線信号をフィルタリングおよび周波数変
換することによりベースバンド信号に変換する無線受信
部と、前記ベースバンド信号を、チップレートのＮ倍の
サンプリングレートでサンプリングすることによりデジ
タル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器
によりデジタル化されたベースバンド信号をチップ間隔
でサンプリングされたＮ個の系列に並べ替えるインタリ
ーブ手段と、前記インタリーブ手段により並べ替えられ
たＮ個の受信信号系列を予め定められた時間長の互いに
オーバーラップしたＦＦＴ窓でそれぞれ切り出して高速
フーリエ変換を行うＮ個の高速フーリエ変換手段と、予
め定められた符号系列を一定時間長のＦＦＴ窓で切り出
し高速フーリエ変換することにより生成された信号系列
を参照信号として記憶する各チャネル毎に設けられてい
る参照信号記憶手段と、前記高速フーリエ変換手段によ
り高速フーリエ変換された受信信号と、前記参照信号記
憶手段に記憶されている参照信号の複素共役数との積を
前記各ＦＦＴ窓毎に求めることにより前記受信信号と前
記予め定められた符号系列とのクロスパワースペクトラ
ムを求める各チャネル毎にＮ個設けられているクロスパ
ワースペクトラム計算手段と、前記ＦＦＴ窓毎のクロス
パワースペクトラムの平均化を行う各チャネル毎にＮ個
設けられているクロスパワースペクトラム平均化手段
と、前記クロスパワースペクトラム平均化手段により平
均化されたＮ個のクロスパワースペクトラムをそれぞれ
逆高速フーリエ変換することによりＮ個の相互相関係数
に変換して出力する各チャネル毎にＮ個設けられている
逆高速フーリエ変換手段と、前記逆高速フーリエ変換手
段からそれぞれ出力されたＮ個の相互相関係数を時間順
に並べ替えて１つの相互相関係数として出力する各チャ
ネル毎に設けられているデインタリーブ手段とから構成
される相互相関係数計算部と、前記相互相関計算部から
出力される相互相関係数の一定期間における平均化を行
っている相互相関係数平均化部と、前記相互相関係数平
均化部により平均化された相互相関係数から各チャネル
毎に１つあるいは複数のピークを検出し、該ピークが得
られたタイミングを前記パスタイミングとして出力する
各チャネル毎に設けられているピーク検出部とを備え
た、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式の受信機におけるパスサーチ回
路。
【００２１】本発明は、複数のチャネル（複数の移動局
からの受信信号）のパスタイミングを同時に検出する必
要がある基地局装置に適用した場合であり、最も演算量
の大きい受信信号に対する高速フーリエ変換演算を受信
チャネル数に関わらず１回だけ行えばよいので、チャネ
ルあたりの所要演算量を大幅に低減することが可能にな
る。
【００２２】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。
【００２３】（第１の実施形態）図１は本発明の第１の
実施形態のパスサーチ回路を用いた送受信機の構成を示
すブロック図である。
【００２４】本実施形態のパスサーチ回路を用いた送受
信機は、直接拡散符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）
方式を用いた送受信機であり、アンテナ１０１と、受信
部および送信部とから構成されている。受信部は、無線
受信部１０２と、Ａ／Ｄ変換器１０３と、相互相関係数
計算部１０４と、相互相関係数平均化部１０５と、ピー
ク検出部１０６と、逆拡散部１０７と、復調部１０８と
から構成され、送信部は、無線送信部１０９と、Ｄ／Ａ
変換器１１０と、拡散部１１１と、変調部１１２とから
構成されている。
【００２５】また、受信部において、無線受信部１０２
と、Ａ／Ｄ変換器１０３と、相互相関係数計算部１０４
と、相互相関係数平均化部１０５と、ピーク検出部１０
６とによりパスサーチ回路が構成されている。
【００２６】無線受信部１０２は、アンテナ１０１によ
り受信した無線信号に対して送信信号のチップ波形に整
合したフィルタリングおよび周波数変換を行うことによ
り、無線信号をベースバンド信号に変換する処理を行っ
ている。 Ａ／Ｄ変換器１０３は、無線受信部１０２に
より生成されたベースバンド信号をチップレートのＮ倍
のサンプリングレートでサンプリングすることによりデ
ジタルされた受信信号ｒｘｄに変換している。相互相関
係数計算部１０４は、Ａ／Ｄ変換器１０３によりデジタ
ル化された受信信号ｒｘｄと予め定められた符号系列で
ある受信用拡散符号ｒｘｃｄとの間の相互相関係数ｐｒ
ｏｆを計算している。相互相関係数平均化部１０５は、
相互相関係数計算部１０４によって求められた相互相関
係数ｐｒｏｆの一定期間における平均化を行っている。
ピーク検出部１０６は、相互相関係数平均化部１０５に
おいて平均化された相互相関係数から１つあるいは複数
のピークを検出し、このピークが得られたタイミングを
パスタイミングｔｍｇとして出力する。
【００２７】逆拡散部１０７では、上記で求めた１つあ
るいは複数のパスタイミングで受信信号ｒｘｄを自チャ
ネルに割り当てられた受信用拡散符号ｒｘｃｄで逆拡散
を行う。復調部１０８は、逆拡散された受信信号を例え
ばパイロット信号を参照信号として同期検波を行うこと
により受信情報ｒｘｉｎｆを検出する。
【００２８】後で説明するように、Ａ／Ｄ変換器１０３
のサンプリング周波数はパスタイミングｔｍｇの所要精
度とは無関係に、送受信信号の無線帯域幅に応じて定め
ればよい。すなわち波形情報を失わないようにナイキス
ト周波数（＝無線帯域幅）以上とし、かつ、後の処理が
簡単になるようにチップレートの整数倍となる周波数で
サンプリングすればよい。通常、１００％以下のロール
オフ率の送受信フィルタが用いられるため（無線帯域幅
／チップレート≦２）、この場合はチップレートの２倍
でサンプリングを行えばよい。よって、本実施形態では
Ｎ＝２の場合を用いて説明する。
【００２９】先ず、図１に示した送受信機の動作につい
て説明する。先ず、受信部における動作について説明す
る。
【００３０】図１を参照すると、この送受信機では、ア
ンテナ１０１で受信された信号は無線受信部１０２で送
信信号に整合した帯域幅でフィルタリングされ、ベース
バンドに周波数変換された後、Ａ／Ｄ変換器１０３でデ
ジタルベースバンド信号（ｒｘｄ、同相成分を実数部、
直交成分を虚数部とする複素数で表される）に変換され
る。受信ベースバンド信号ｒｘｄはパスサーチを行うた
め相互相関係数計算部１０４と逆拡散および復調を行う
ため逆拡散部１０７に供給される。
【００３１】パスサーチはまず、相互相関係数計算部１
０４にて、受信信号ｒｘｄと自チャネルの受信用拡散符
号ｒｘｃｄで拡散されたパイロット信号との相互相関係
数ｐｒｏｆを予め定められた遅延時間の範囲で計算する
ことにより始められる。
【００３２】セルラシステムでは、ひとつの基地局がカ
バーするセルの半径が決められているため、そのセル内
で移動局が移動した際の基地局と移動局間の電波の伝播
遅延の範囲でパスサーチを行えば良い。したがって相互
相関係数を求める遅延範囲はセル半径に応じて予め定め
ることが可能である。
【００３３】相互相関係数平均化部１０５では、相互相
関係数ｐｒｏｆは伝播路の位相変化が小さい時間範囲で
は同相平均化が行われ、位相変化を無視できない時間間
隔では各相関係数（複素数値）の電力が求められて電力
平均化が行われる。このようにして平均化された相互相
関係数はマルチパス伝播路の遅延プロファイルを表すも
のであるから、ピーク検出部１０６により、相互相関係
数（電力値）の１つあるいは複数のピークを求めること
により、マルチパス伝播路のパスタイミングｔｍｇを検
出することができる。
【００３４】同相平均は相互相関係数平均化部１０５に
て時間領域で行うこともできるし、後述するクロスパワ
ースペクトル平均化部２０５にて周波数領域で行うこと
もできる。周波数領域で平均化を行った場合、逆高速フ
ーリエ変換演算およびインタポレーション処理の回数が
少なくてすむため、総演算量は低減できる。
【００３５】逆拡散部１０７では、上記で求めた１つあ
るいは複数のパスタイミングで受信信号ｒｘｄを自チャ
ネルに割り当てられた受信用拡散符号ｒｘｃｄで逆拡散
を行う。復調部１０８は、逆拡散された受信信号を例え
ばパイロット信号を参照信号として同期検波を行うこと
により受信情報ｒｘｉｎｆを検出する。マルチパス伝播
路の場合は各マルチパス毎に逆拡散、同期検波された信
号を最大比合成を行うレイク合成もこの復調部１０８で
行われる。
【００３６】また、ＤＳ−ＣＤＭＡで必須とされる送信
電力制御を行う際は、復調部１０８において、受信信号
の信号対干渉電力比（ＳＩＲ）の推定および推定された
ＳＩＲと予め定められた受信品質を達成するために必要
な目標ＳＩＲとを比較し、相手（移動局）の送信電力を
増減させる上り送信電力制御コマンド（Ｔｐｃ＿ＵＬ）
を復調部１０８で計算する必要がある。また、復調部１
０８は、自送信機の送信電力を制御するために相手（移
動局）から送られてきた下り送信電力制御コマンド（Ｔ
ｐｃ＿ＤＬ）を復調する機能も有している。
【００３７】このような送信電力制御はＤＳ−ＣＤＭＡ
に必須に技術であるが、本実施形態のパスサーチ回路と
は直接関係しない従来技術であるため、これ以上は説明
しない。
【００３８】次に、送信部の動作について説明する。送
信情報ｔｘｉｎｆと上り送信電力制御コマンドＴｐｃ＿
ＵＬは変調部１１２で多重化され、例えばＱＰＳＫ変調
された後、拡散部１１１で送信用拡散符号ｔｘｃｄによ
り拡散される。拡散された送信信号ｔｘｄはＤ／Ａ変換
器１１０でアナログ信号に変換された後、無線送信部１
０９にてロールオフフィルタで帯域制限され、無線周波
数に周波数変換されてアンテナ１０１より送信される。
ここで、無線送信部１０９において増幅される際の送信
電力は、下り送信電力制御コマンドＴｐｃ＿ＤＬの指示
に従って増減される。
【００３９】このような送信部についても、本実施形態
のパスサーチ回路とは直接関係しない従来技術であるた
め、これ以上は説明しない。
【００４０】本実施形態のパスサーチ回路は、受信信号
ｒｘｄと受信用拡散符号ｒｘｃｄとから相互相関係数ｐ
ｒｏｆを計算する相互相関係数計算部１０４の構成が特
徴となる部分であり相互相関係数計算部１０４以外の構
成要素は従来技術により実現することができるものであ
る。
【００４１】次に、本実施形態のパスサーチ回路におけ
る特徴部分である相互相関係数計算部１０４の構成につ
いて図２を参照して説明する。
【００４２】図２を参照すると、相互相関係数計算部１
０４は、インタリーブ部２０１と、高速フーリエ変換部
（ＦＦＴ）２０２1、２０２2と、参照信号記憶部２０３
と、クロスパワースペクトラム計算部２０４1、２０４2
と、クロスパワースペクトラム平均化部２０５1、２０
５2と、逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）部２０６1、
２０６2と、デインターリーブ部２０７と、インタポレ
ーション部２０８とから構成されている。
【００４３】インタリーブ部２０１は、デジタル化され
た受信信号ｒｘｄを、拡散符号の単位である１チップの
時間間隔でサンプリングされた２つの系列の受信信号ｒ
ｘｄ１、ｒｘｄ２に並べ替える処理を行っている。
【００４４】高速フーリエ変換手段２０２1、２０２
2は、インタリーブ部２０１により１チップ間隔の各系
列に並べ替えられた２つの受信信号ｒｘｄ１、ｒｘｄ２
を、それぞれ予め定められた時間長の互いにオーバーラ
ップしたＦＦＴ窓で切り出して高速フーリエ変換を行っ
ている。
【００４５】参照信号記憶部２０３は、予め定められた
符号系列を予め定められた時間長のＦＦＴ窓で切り出し
高速フーリエ変換することにより生成された信号系列が
予め記憶されている。クロスパワースペクトラム計算部
２０４1、２０４2は、高速フーリエ変換部２０２1、２
０２2において高速フーリエ変換された２つの受信信号
と、参照信号記憶部２０３に記憶されている参照信号の
複素共役の積をそれぞれ計算することにより、受信信号
ｒｘｄと予め定められた符号系列である受信用拡散符号
ｒｘｃｄとのクロスパワースペクトラムを計算してい
る。
【００４６】クロスパワースペクトラム平均化部２０５
1、２０５2は、クロスパワースペクトラム計算部２０４
1、２０４2において計算されたクロスパワースペクトラ
ムのＦＦＴ窓毎の平均化を行っている。
【００４７】逆高速フーリエ変換部２０６1、２０６
2は、クロスパワースペクトラム平均化部２０５1、２０
５2において平均化されたクロスパワースペクトラムの
２つの値を、逆高速フーリエ変換することにより１チッ
プ間隔の２つの相互相関係数に変換して出力している。
【００４８】デインタリーブ部２０７は、逆高速フーリ
エ変換部２０６1、２０６2から出力された２つの相互相
関係数を時間順に並べ替えて１つの相互相関係数とする
処理を行っている。インタポレーション部２０８は、デ
インタリーブ部２０７において時間順に並び替えられた
相互相関係数をインタポレーションすることにより所要
精度でサンプリングされた相互相関係数ｐｒｏｆを出力
している。
【００４９】次に、図２に示された相互相関係数計算部
１０４の動作について図３、図５、図６、図４のタイミ
ングチャートを参照して詳細に説明する。
【００５０】図３は受信信号ｒｘｄを１チップ間隔の複
数の系列に分割するインタリーブ部２０１の動作を説明
するタイミングチャートである。受信信号ｒｘｄは同相
成分を実数部、直交成分を虚数部とする複素数で表され
るが、ここでは説明を簡単にするために実数部だけで表
している。インタリーブ部２０１は、受信信号ｒｘｄが
チップレートのＮ倍でサンプリングされている場合、受
信信号ｒｘｄを１チップ間隔でサンプリングされたＮ個
の系列の受信信号に分割する。帯域幅／チップレートは
通常２以下となるため、本実施形態では、受信信号ｒｘ
ｄはチップレートの２倍でサンプリングされている場合
を用いて説明し、図３では、受信信号ｒｘｄは偶数番目
のサンプル値を取り出した系列ｒｘｄ１と奇数番目のサ
ンプルを取り出した系列ｒｘｄ２に分割されている。
【００５１】図４では、参照信号記憶部２０３に記憶さ
せておくための参照信号Ｒｅｆの計算手順について説明
している。参照信号としては例えばパイロット信号を受
信用拡散符号ｒｘｃｄにより拡散した信号を高速フーリ
エ変換して用いることができる。パイロット信号を受信
用拡散符号ｒｘｃｄで拡散した信号は１チップ毎の信号
系列である。変調および拡散をＱＰＳＫで行う場合は、
一定振幅で４位相の複素信号となる。（±１±ｊ） 図４で示すように、参照信号Ｒｅｆを生成する際には、
パイロット信号を受信用拡散符号ｒｘｃｄにより拡散
し、受信信号ｒｘｄと同様オーバラップしたＦＦＴ窓
（チップ数＝Ｎfft）に分割するが、受信信号ｒｘｄを
分割する場合と異なり、参照信号Ｒｅｆを分割する場合
はオーバラップした個所にはＮovチップの“０”を挿入
する。これは、高速フーリエ変換ではＮfftチップ周期
で繰り返される周期信号の周波数成分が計算されるた
め、クロスパワースペクトラムを使った相互相関係数は
巡回シフトした波形同士の相互相関として計算される。
したがって、Ｎovチップの範囲では巡回シフトしても参
照信号がＦＦＴ窓からはみ出さないように“０”を挿入
したオーバラップ区間を設けている。
【００５２】パイロット信号のように予め定められた信
号を受信用拡散符号ｒｘｃｄで拡散した信号を参照信号
Ｒｅｆとして用いることができるが、この参照信号Ｒｅ
ｆは予め定められており、かつ一定周期（例えば１フレ
ーム＝１０ｍｓ周期）で繰り返される信号であるから、
受信開始前に高速フーリエ変換して参照信号記憶部２０
３に記憶させておくことができる。
【００５３】図５は受信信号ｒｘｄ１をオーバラップす
るＦＦＴ窓に分割して高速フーリエ変換を行い、参照信
号の複素共役値と掛け合わせてクロスパワースペクトラ
ムを求め、平均化を行い、逆高速フーリエ変換を行って
１チップ間隔の相互相関係数ｐｒｏｆを生成して出力す
るまでの動作を説明するためのタイミングチャートであ
る。
【００５４】図５では、インタリーブ部２０１で１チッ
プ間隔に偶数番目のサンプルのみ取り出した系列（ｒｘ
ｄ１、Ｎ＝２の場合）について説明している。奇数番目
のサンプルのみ取り出した系列ｒｘｄ２についてもまっ
たく同様の処理を行えば良いので省略する。
【００５５】偶数番目のサンプル値系列ｒｘｄ１はオー
バラップするＦＦＴ窓（チップ数＝Ｎfft）で切り出さ
れる。オーバーラップのチップ数（Nov）はセル半径に
依存して決められるパスサーチ遅延範囲により決定され
る。例えばセル半径＜２．５ｋｍで、チップレート＝
３．８４Ｍｃｐｓの場合、基地局−移動局間の伝播遅延
（往復）＝２．５ｋｍ×２／３×１０８ｍ／ｓ（電波の
速さ）＝１６．６７μｓであるから、パスサーチは１
６．６７μｓ×３．８４Ｍｃｐｓ＝６４チップの範囲で
行えば良い。この場合、オーバーラップのチップ数Ｎov
は６４チップとすれば必要かつ十分である。但し、図
４、５では、図面を見やすくするためオーバラップのチ
ップ数Ｎovは４として説明を行っている。
【００５６】ＦＦＴ窓で分割された受信信号は高速フー
リエ変換された後、参照信号Ｒｅｆ１、Ｒｅｆ２、・・
の複素共役数と掛合わされクロスパワースペクトラムが
求められる。クロスパワースペクトラム（ＸＰＳ１、Ｘ
ＰＳ２、・・）はＦＦＴ窓毎に出力されるから、図５で
示すようにNfftサンプルの成分の各々について全てのＦ
ＦＴ窓にわたって平均化を行う（周波数領域での同期加
算）。
【００５７】このようにして平均化されたクロスパワー
スペクトラム（ＸＰＳ＿ＡＶＧ）に対して逆高速フーリ
エ変換（ＩＦＦＴ）を行い、１チップ間隔の相互相関係
数ｐｒｏｆ１を求める。逆高速フーリエ変換によりＮff
tチップ分の遅延範囲で相互相関係数が出力されるが、
パスサーチに必要なＮovチップ分の範囲以外は不要であ
るため、計算しなくても良い。
【００５８】図６では、２倍オーバーサンプリング（Ｎ
＝２）の場合を例として、偶数番目のサンプル値系列ｒ
ｘｄ１から計算される相互相関係数ｐｒｏｆ１と奇数番
目のサンプル値系列ｒｘｄ２から計算される相互相関係
数ｐｒｏｆ２をデインタリーブ手段２０７で遅延時間順
に並べ替え、インタポレーション手段２０８で更に２倍
（Ｍ＝２）だけサンプリング精度を上げることにより、
合計１／４チップ（＝１／（Ｎ×Ｍ））の時間精度でパ
スタイミングを検出する場合の動作について説明してい
る。
【００５９】図６を参照すると、偶数番目のサンプル値
系列（ｒｘｄ１）から求められた相互相関係数（ｐｒｏ
ｆ１）と奇数番目のサンプル値系列（ｒｘｄ２）から求
められた相互相関係数（ｐｒｏｆ２）はデインタリーブ
手段（２０７）で元の受信信号系列のように交互に並べ
替えられ、１／Ｎチップ間隔（Ｎ＝２）の１つの相互相
関系列（ｐｒｏｆ）にまとめられる。上述した通り、逆
高速フーリエ変換ではＮfftチップの相互相関係数が出
力されるが、パスサーチに必要なＮovチップ以外は捨て
てしまってよい。
【００６０】パスタイミングの精度を上げるためにイン
タポレーションを行う場合は、まず、インタポレーショ
ン前のサンプル値の間に“０”を挿入してサンプリング
周波数を上げたあと、低域フィルタ（ＬＰＦ）で高周波
成分をカットすればよい。
【００６１】このようにして求めた相互相関係数（複素
数）に対して、相互相関係数平均化部１０５では実数部
の２乗と虚数部の２乗の和を計算することにより電力値
に変換して時間平均化を行うことにより伝播路の遅延プ
ロファイルを求め、ピーク検出部１０６では遅延プロフ
ァイルの１つあるいは複数のピークを検出することによ
り、マルチパス伝播路のパスタイミングｔｍｇを検出す
る。
【００６２】さて、以上説明したように、受信信号を１
チップ間隔のＮ個の複数の系列に分割して高速フーリエ
変換等の処理を行っているが、この方法により計算量が
低減できることを説明する。
【００６３】図５および図４にて説明したように、高速
フーリエ変換を用いて相互相関係数を計算する際には、
求めたい相互相関係数の遅延範囲に相当する時間だけオ
ーバラップしたＦＦＴ窓を用いなければならない。これ
は上記で説明したように高速フーリエ変換が周期波形を
仮定しているため、巡回シフトした波形がＦＦＴ窓から
はみ出さないようにするためである。
【００６４】２倍オーバーサンプリングした受信波形を
そのまま高速フーリエ変換する場合、Ｎov チップ分の
オーバラップをとるためには、Ｎov×２サンプルのオー
バラップをとらなければならず、オーバラップ率がＮov
×２／Ｎfftとなる。一方、本発明のように１チップ間
隔の複数の系列の分割した場合は、オーバラップ率がＮ
ov／Ｎfft となり、効率低下を１／Ｎに低減することが
可能である。
【００６５】ＦＦＴ窓を大きくすることによりオーバラ
ップ率は改善できるが、高速フーリエ変換の演算量はＮ
fft×ｌｏｇ（Ｎfft）に比例するため、ＦＦＴ窓を大き
くするとｌｏｇ（Ｎfft）に相当する割合で高速フーリ
エ変換の演算量が増えてしまう。また、途中演算結果の
ダイナミックレンジが大きくなり、演算精度（計算に要
するビット幅）を増やさなければならないという問題を
生じる。
【００６６】また、参照信号としては１チップ間隔の符
号を高速フーリエ変換したものを受信信号の全ての系列
に共通に使うことができるため、Ｎ個の系列に分割する
ことにより参照信号を記憶するために必要な記憶容量を
約１／Ｎに低減することが可能である。
【００６７】具体的な例として、１５３６チップ（８シ
ンボル×２５６チップ）のパイロット信号に対して、Ｆ
ＦＴ窓＝２５６、遅延プロファイルを求める遅延範囲Ｎ
ov＝６４チップとした場合について比較してみる。
【００６８】従来技術のように、２倍オーバサンプリン
グした受信信号をそのまま高速フーリエ変換する場合、
６４チップ（１２８サンプル）だけオーバラップさせて
高速フーリエ変換を行う必要があるため、オーバラップ
率＝１２８／２５６＝５０％となる。１５３６チップ分
の高速フーリエ変換を行うためには１５３６×２／（２
５６−１２８）＝２４回のＦＦＴ窓に分けて高速フーリ
エ変換等の演算を行わなければならない。
【００６９】一方、本実施形態のように、偶数サンプ
ル、奇数サンプルの２つの系列に分割して高速フーリエ
変換する場合、６４チップだけオーバラップさせると、
オーバラップ率＝６４／２５６＝２５％となる。そし
て、１５３６／（２５６−６４）＝８回のＦＦＴ窓に分
け、これを２つの系列に対して行うため１６回分の高速
フーリエ変換等の演算を行えば良い。
【００７０】このように、デジタル化された受信信号を
１チップ間隔の系列に分割して処理する本実施形態によ
る方法と、デジタル化された受信信号をそのまま処理す
る従来の方法とでは、その演算量の比率はおおよそ２
４：１６となる。すなわち、本実施形態による方法を用
いることにより約３３％の演算量を低減することができ
るおいう効果が得られることがわかる。
【００７１】このように、本実施形態によれば、複数の
ＦＦＴ窓に分割して高速フーリエ変換を行い、周波数領
域で参照信号との掛け算および平均化を行うことによ
り、パスサーチに必須の相互相関係数の演算処理を低減
することができるという効果が得られる。
【００７２】特に、受信信号を１チップ間隔と複数の系
列に分割して高速フーリエ変換を行うことにより、ＦＦ
Ｔ窓あたりのチップ数を増やすことができるため、ＦＦ
Ｔ窓のオーバラップを少なくすることが可能となり、一
定時間長の受信信号あたりのＦＦＴ窓の個数が少なくな
るため、演算量を低減することができるという効果が得
られる。
【００７３】また、パスタイミングの精度をＡ／Ｄ変換
器１０３のサンプリング周期より上げたい場合には、最
低限のサンプリングレートでＡ／Ｄ変換を行い、相互相
関係数あるいはクロスパワースペクトラムを求めた後、
所要時間精度により時間領域でインタポレーションする
ことにより、最も演算量の多い高速フーリエ変換演算の
演算量を最低限度に抑えることが可能である。
【００７４】Ｗ−ＣＤＭＡの場合、送受信フィルタにお
けるロールオフファクタ＝０．２２となっているため、
Ａ／Ｄ変換器１０３はチップレートの２倍（Ｎ＝２）で
サンプリングを行えば良い。そのため、本実施形態で
は、インタリーブ部２０１において受信信号ｒｘｄを分
割する数であるＮは２としている。パスタイミング検出
精度として１／４チップでとすると０．２５ｄＢ以下の
特性劣化に抑えられるため、例えば２倍オーバーサンプ
リングで求められた相互相関係数を更に２倍にインタポ
レーション（Ｍ＝２）することにより１／４チップ精度
で遅延プロファイルを求め、そのピークを検出すること
によりパスタイミングを検出すればよい。
【００７５】２倍オーバーサンプリング（Ｎ＝２）の場
合、インタリーブ手段２０１から偶数番目のサンプル値
系列および奇数番目のサンプル値系列の２つの系列が出
力される。したがって、高速フーリエ変換部２０２1、
２０２2、クロスパワースペクトラム計算部２０４1、２
０４2、クロスパワースペクトラム平均化部２０５1、２
０５2、逆高速フーリエ変換部２０６1、２０６2はそれ
ぞれ２つの系列に対して用意しなければならない。しか
しながら、同一の処理を２回繰り返すだけなので、同一
のハードウェアを使って時分割処理を行えば良い。特に
上記のような処理はデジタル信号処理プロセッサ（ＤＳ
Ｐ）が得意な処理であり、相互相関係数係数部１０４、
相互相関係数平均化部１０５、ピーク検出部１０６はＤ
ＳＰのファームウェアとして実現することができる。
【００７６】（第２の実施形態）次に、本発明の第２の
実施形態のパスサーチ回路について図面を用いて説明す
る。
【００７７】上記第１の実施形態では、パスタイミング
の精度をＡ／Ｄ変換器１０３のサンプリング周期より上
げるため、相互相関係数を時間領域でインタポレーショ
ンすることによりパスタイミングの精度を上げる方法が
用いられていた。そのため、図２に示す相互相関関数計
算部１０４には、デインタリーブ部２０７の出力を所要
精度でオーバサンプリングして低域フィルタ（ＬＰＦ）
に通すインタポレーション部２０８が含まれていた。
【００７８】本実施形態は、パスタイミングの精度をＡ
／Ｄ変換器１０３のサンプリング周期より上げるため、
相互相関係数を周波数領域でクロスパワースペクトルの
帯域幅を増やした後逆高速フーリエ変換を行う方法を用
いたものである。
【００７９】本実施形態のパスサーチ回路において用い
られる相互相関係数計算部７０４の構成を図７に示す。
本実施形態のパスサーチ回路は、図１に示した第１の実
施形態のパスサーチ回路において相互相関係数計算部１
０４を相互相関係数計算部７０４に置き換えたものであ
る。そして、相互相関係数計算部７０４は、図２に示し
た相互相関係数計算部１０４と比較して、逆高速フーリ
エ変換部２０６1、２０６2、デインタリーブ部２０７、
インタポレーション部２０８が削除され、クロスパワー
スペクトラム変換部３０１1、３０１2、３０３、加算器
３０２、変換されたクロスパワースペクトラムに対する
逆高速フーリエ変換部３０４が新たに追加されたもので
ある。図７において、図２中の構成要素と同一の構成要
素には同一の符号を付し、説明を省略するものとする。
【００８０】クロスパワースペクトラム変換部３０
１1、３０１2は、クロスパワースペクトラム平均化部２
０５1、２０５2において得られた帯域幅がチップレート
となている２つののクロスパワースペクトラムの平均値
に対して周波数領域で２回の折り返しおよび位相回転を
加えることにより帯域幅がチップレートの２倍の１つの
クロスパワースペクトラムに変換している。クロスパワ
ースペクトラム加算部３０２は、クロスパワースペクト
ラム変換部３０１1、３０１2により変換されたクロスパ
ワースペクトラムどうしの加算を行う。
【００８１】クロスパワースペクトラム変換部３０３
は、クロスパワースペクトラム加算部３０２により得ら
れたクロスパワースペクトラムの高域周波域にチップレ
ートのＮ（＝２）×（Ｍ−１）倍の“０”を加算するこ
とによりチップレートのＮ×Ｍ倍の帯域幅のクロスパワ
ースペクトラムを求めている。つまり、クロスパワース
ペクトラム変換部３０３は、パスタイミングの所要精度
に対応した帯域幅に拡張している。
【００８２】逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部３０４
は、クロスパワースペクトラム変換部３０３により得ら
れた帯域幅をＭ倍としたクロスパワースペクトラムを逆
高速フーリエ変換することにより相互相関係数を求めて
いる。
【００８３】Ｎ倍オーバーサンプリングされた受信系列
は、１チップ間隔のＮ個の系列の和であるから、Ｎ個の
系列のそれぞれに対してＮ倍サンプリングした場合のク
ロスパワースペクトラムを求め、その和を計算すれば、
Ｎ倍オーバーサンプリングされた受信系列のクロスパワ
ースペクトラムを求めることができる。
【００８４】各系列をＮ倍サンプリングした場合のクロ
スパワースペクトラムは、１倍サンプリングのクロスパ
ワースペクトラムを周波数領域でＮ回繰り返すことによ
り求めることができる。
【００８５】Ｎ個の系列はそれぞれ１／Ｎチップだけ時
間をずらせたサンプリング系列であるから、１／Ｎチッ
プだけ時間を遅らせる処理を周波数領域で行えば良い。
チップ周期をＴｃとするとｎ×Ｔｃ／Ｎ（ｎ＝１、…Ｎ
−１）だけ時間を遅らせる処理は周波数領域では ｅｘｐ（−ｊ×２πｋ×ｎ／Ｎ×Ｎfft） なる位相回転をクロスパワースペクトラムに加えるのと
等価である。
【００８６】ここで、ｋ＝０、１、．．．Ｎ×Ｎfft−
１はクロスパワースペクトラムのｋ番目のサンプル値を
示す添え字である。
【００８７】特にＮ＝２の場合は、奇数番目のサンプル
値系列のクロスパワースペクトラムに対して、 ｅｘｐ（−ｊ×πｋ／Ｎfft）、ｋ＝０、１、．．．２
Ｎfft−１ なる位相回転を与えればよい。
【００８８】クロスパワースペクトラム変換部３０３で
はクロスパワースペクトラムの高周波域に“０”を詰め
ればよい。すなわち、Ｍ倍に相互相関係数の時間分解能
を上げる場合、クロスパワースペクトル変換部３０
１1、３０１2の出力 Ｎ×Ｎfftサンプルに対して、Ｎ×
Ｎfft×（Ｍ−１）個の“０”を付加して、Ｎ×Ｎfft×
Ｍ サンプルとすればよい。
【００８９】逆高速フーリエ変換はこのＮ×Ｎfft×Ｍ
サンプルのクロスパワースペクトラムに対して行えばよ
く、この時、１／Ｎ×Ｍチップ間隔でオーバーサンプリ
ングされた相互相関係数ｐｒｏｆを得ることができる。
【００９０】本実施形態のパスサーチ回路における効果
が、第１の実施形態のパスサーチ回路により得られる効
果と同様であるためその説明は省略する。
【００９１】（第３の実施形態）次に、本発明の第３の
実施形態のパスサーチ回路について説明する。
【００９２】本実施形態のパスサーチ回路は、図１に示
した第１の実施形態のパスサーチ回路を、複数のチャネ
ル（複数の移動局からの受信信号）のパスタイミングを
同時に検出する必要がある基地局装置に適用した場合で
ある。
【００９３】本実施形態のパスサーチ回路を用いた送受
信機を図８に示し、図８中の相互相関係数計算部４０１
を図９に示す。
【００９４】本実施形態のパスサーチ回路を用いた送受
信機は、図８に示すように、アンテナ１と、無線受信部
１０２と、Ａ／Ｄ変換器１０３と、相互相関係数計算部
４０１と、ピーク検出部１０６1、１０６2と、逆拡散部
１０７1、１０７2と、復調部１０８1、１０８2と、変調
部１１２1、１１２2と、拡散部１１１1、１１１2と、利
得制御増幅器１１３1、１１３2と、合成器１１４と、無
線送信部１０９と、Ｄ／Ａ変換器１１０とを備えてい
る。
【００９５】図８を参照すると、複数のチャネルの送信
部および受信部を備えているが、各チャネルのパスタイ
ミングを検出するための相互相関係数計算部４０１は全
てのチャネルで共通となっている。
【００９６】本実施形態における相互相関係数計算部４
０１は、図９に示されるように、インタリーブ部２０１
と、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）２０２1、２０２
2と、参照信号記憶部２０３1、２０３2と、クロスパワ
ースペクトラム計算部２０４1〜２０４4と、クロスパワ
ースペクトラム平均化部２０５1〜２０５4と、逆高速フ
ーリエ変換部（ＩＦＦＴ）部２０６1〜２０６4と、デイ
ンターリーブ部２０７1、２０７2と、インタポレーショ
ン部２０８1、２０８2とから構成されている。
【００９７】図９を参照すると、相互相関係数計算部４
０１のインタリーブ部２０１および高速フーリエ変換部
２０２1、２０２2はチャネル数に無関係に１つおよび２
つとなっていることがわかる。これは、ＤＳ−ＣＤＭＡ
では各チャネルは符号分割多重されているため全チャネ
ルで受信信号は１つであり、インタリーブ部２０１によ
るインタリーブ処理および高速フーリエ変換部２０
２1、２０２2による高速フーリエ変換演算はチャネルを
区別する拡散符号ｒｘｃｄ１、ｒｘｃｄ２とは無関係に
行われる処理であるからである。
【００９８】高速フーリエ変換演算は複数のＦＦＴ窓に
対して繰り返し行わなければならないのに対して、逆高
速フーリエ変換は平均化後に１回のみ行えば良い。クロ
スパワースペクトラム計算部２０４1〜２０４4およびク
ロスパワースペクトラム平均化部２０５1〜２０５4の処
理は１サンプルに対して１回の掛け算あるいは足し算で
あるから、高速フーリエ変換演算と比べると演算量は少
ない。したがって、最も演算量の大きい受信信号に対す
る高速フーリエ変換演算を受信チャネル数に関わらず１
回だけ行えばよいので、チャネルあたりの所要演算量を
大幅に低減することが可能になる。
【００９９】基地局装置で複数のチャネルを同時に受信
する際には、最も演算量の多い高速フーリエ変換手段を
全てのチャネルで共用できるため、チャネルあたりの演
算量を低減することができるという効果がある。
【０１００】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、下記の
ような効果を有する。 （１）複数のＦＦＴ窓に分割して高速フーリエ変換を行
い、周波数領域で参照信号との掛け算および平均化を行
うことにより、パスサーチに必須の相互相関係数の演算
量を低減することができる。 （２）受信信号を１チップ間隔と複数（Ｎ）の系列に分
割して高速フーリエ変換を行うことにより、ＦＦＴ窓あ
たりのチップ数がＮ倍に増え、ＦＦＴ窓のオーバラップ
が１／Ｎとなるため、演算量を低減することができる。 （３）参照信号のメモリ容量を約１／Ｎに低減すること
ができる。
【０１０１】（４）最低限のサンプリングレートでＡ／
Ｄ変換を行い、相互相関係数あるいはクロスパワースペ
クトラムを求めた後、所要時間精度に時間領域あるいは
周波数領域でインタポレーションすることにより、最も
演算量の多い高速フーリエ変換手段の演算量を最低限度
に抑えることが可能となる。例えば、ロールオフファク
タ＜１００％、１／４チップの精度でパスタイミングを
検出する場合、Ａ／Ｄ変換および高速フーリエ変換等の
演算はチップレートの４倍ではなくチップレートの２倍
で行えばよいため、演算量を約１／２に低減できる。 （５）基地局装置で複数のチャネルを同時に受信する際
には、最も演算量の多い高速フーリエ変換手段を全ての
チャネルで共用できるため、チャネルあたりの演算量を
低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態のパスサーチ回路を用
いた送受信機の構成を説明するブロック図である。
【図２】図１中の相互相関係数計算部１０４の構成を示
すブロック図である。
【図３】図２中のインタリーブ部２０１の動作示すタイ
ミングチャートである。
【図４】図２中の参照信号記憶部２０３に予め記憶させ
ておく参照信号の生成方法を示すタイミングチャートで
ある。
【図５】図２中の、高速フーリエ変換部２０２1、２０
２2、クロスパワースペクトラム計算部２０４1、２０４
2、クロスパワースペクトラム平均化部２０５1、２０５
2、および逆高速フーリエ変換部２０６1、２０６2の動
作示すタイミングチャートである。
【図６】図２中のデインタリーブ部２０７およびインタ
ポレーション部２０８の動作示すタイミングチャートで
ある。
【図７】本発明の第２の実施形態のパスサーチ回路にお
ける相互相関係数計算部７０４の構成を示すブロック図
である。
【図８】本発明の第３の実施形態のパスサーチ回路を用
いた送受信機の構成を示すブロック図である。
【図９】図８中の相互相関係数計算部４０１の構成を示
すブロック図である。
【符号の説明】
１０１ アンテナ １０２ 無線受信部 １０３ Ａ／Ｄ変換器 １０４ 相互相関係数計算部 １０５ 相互相関係数平均化部 １０６1、１０６2 ピーク検出部 １０７1、１０７2 逆拡散部 １０８1、１０８2 復調部 １０９ 無線送信部 １１０ Ｄ／Ａ変換器 １１１1、１１１2 拡散部 １１２1、１１２2 変調部 １１３1、１１３2 利得制御増幅器 １１４ 合成器 ２０１ インタリーブ部 ２０２1、２０２2 高速フーリエ変換部（ＦＦＴ） ２０３1、２０３2 参照信号記憶部 ２０４1、２０４2、２０４3、２０４4 クロスパワー
スペクトラム計算部 ２０５1、２０５2、２０５3、２０５4 クロスパワー
スペクトラム平均化部 ２０６1、２０６2、２０６3、２０６4 逆高速フーリ
エ変換部（ＩＦＦＴ） ２０７1、２０７2 デインタリーブ部 ２０８1、２０８2 インタポレーション部 ３０１1、３０１2 クロスパワースペクトラム（ＸＰ
Ｓ）変換部 ３０２ 加算器 ３０３ クロスパワースペクトラム（ＸＰＳ）変換部 ３０４ 逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ） ４０１ 相互相関係数計算部 ７０４ 相互相関係数計算部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5K004 AA05 FA05 FE10 FG02 FG04 5K022 EE01 EE12 EE23 EE34 5K047 AA11 AA16 BB01 BB05 CC01 DD01 DD02 HH15 JJ06 LL06 MM13 MM24 MM44 MM45 5K067 AA02 BB02 BB21 CC10 DD25 DD51 EE02 EE10 EE22 HH22 HH23

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 受信した無線信号から、送信側で拡散を
    行ったタイミングであるパスタイミングを検出するため
    の、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式の受信機におけるパスサーチ回
    路であって、 受信した前記無線信号をフィルタリングおよび周波数変
    換することによりベースバンド信号に変換する無線受信
    部と、 前記ベースバンド信号を、チップレートのＮ倍のサンプ
    リングレートでサンプリングすることによりデジタル信
    号に変換するＡ／Ｄ変換器と、 前記Ａ／Ｄ変換器によりデジタル化されたベースバンド
    信号をチップ間隔でサンプリングされたＮ個の系列に並
    べ替えるインタリーブ手段と、前記インタリーブ手段に
    より並べ替えられたＮ個の受信信号系列を予め定められ
    た時間長の互いにオーバーラップしたＦＦＴ窓でそれぞ
    れ切り出して高速フーリエ変換を行うＮ個の高速フーリ
    エ変換手段と、予め定められた符号系列を一定時間長の
    ＦＦＴ窓で切り出し高速フーリエ変換することにより生
    成された信号系列を参照信号として記憶する参照信号記
    憶手段と、前記高速フーリエ変換手段により高速フーリ
    エ変換された受信信号と、前記参照信号記憶手段に記憶
    されている参照信号の複素共役数との積を前記各ＦＦＴ
    窓毎に求めることにより前記受信信号と前記予め定めら
    れた符号系列とのクロスパワースペクトラムを求めるＮ
    個のクロスパワースペクトラム計算手段と、前記ＦＦＴ
    窓毎のクロスパワースペクトラムの平均化を行うＮ個の
    クロスパワースペクトラム平均化手段と、前記クロスパ
    ワースペクトラム平均化手段により平均化されたＮ個の
    クロスパワースペクトラムをそれぞれ逆高速フーリエ変
    換することによりＮ個の相互相関係数に変換して出力す
    るＮ個の逆高速フーリエ変換手段と、前記逆高速フーリ
    エ変換手段からそれぞれ出力されたＮ個の相互相関係数
    を時間順に並べ替えて１つの相互相関係数として出力す
    るデインタリーブ手段とから構成される相互相関係数計
    算部と、 前記相互相関計算部から出力される相互相関係数の一定
    期間における平均化を行っている相互相関係数平均化部
    と、 前記相互相関係数平均化部により平均化された相互相関
    係数から１つあるいは複数のピークを検出し、該ピーク
    が得られたタイミングを前記パスタイミングとして出力
    するピーク検出部とを備えた、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式の受
    信機におけるパスサーチ回路。
  2. 【請求項２】 前記Ｎは、Ｎ≧無線帯域幅／チップレー
    トを満足する値のうちの最も小さい整数である請求項１
    記載のＤＳ−ＣＤＭＡ方式の受信機におけるパスサーチ
    回路。
  3. 【請求項３】 前記デインタリーブ手段から出力され
    る、チップ間隔の１／Ｎの時間間隔の系列として出力さ
    れるＮ個の相互相関係数をＭ倍（Ｍは正整数）でオーバ
    ーサンプリングした後、低域フィルタを通すことにより
    チップレートのＮ×Ｍ倍でオーバーサンプリングされた
    相互相関係数を生成して出力するインタポレーション手
    段をさらに有する、請求項２記載のＤＳ−ＣＤＭＡ方式
    の受信機におけるパスサーチ回路。
  4. 【請求項４】 受信した無線信号から、送信側で拡散を
    行ったタイミングであるパスタイミングを検出するため
    の、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式の受信機におけるパスサーチ回
    路であって、 受信した前記無線信号をフィルタリングおよび周波数変
    換することによりベースバンド信号に変換する無線受信
    部と、 前記ベースバンド信号を、チップレートのＮ倍のサンプ
    リングレートでサンプリングすることによりデジタル信
    号に変換するＡ／Ｄ変換器と、 前記Ａ／Ｄ変換器によりデジタル化されたベースバンド
    信号をチップ間隔でサンプリングされたＮ個の系列に並
    べ替えるインタリーブ手段と、前記インタリーブ手段に
    より並べ替えられたＮ個の受信信号系列を予め定められ
    た時間長の互いにオーバーラップしたＦＦＴ窓でそれぞ
    れ切り出して高速フーリエ変換を行うＮ個の高速フーリ
    エ変換手段と、予め定められた符号系列を一定時間長の
    ＦＦＴ窓で切り出し高速フーリエ変換することにより生
    成された信号系列を参照信号として記憶する参照信号記
    憶手段と、前記高速フーリエ変換手段により高速フーリ
    エ変換された受信信号と、前記参照信号記憶手段に記憶
    されている参照信号の複素共役数との積を前記各ＦＦＴ
    窓毎に求めることにより前記受信信号と前記予め定めら
    れた符号系列とのクロスパワースペクトラムを求めるＮ
    個のクロスパワースペクトラム計算手段と、前記ＦＦＴ
    窓毎のクロスパワースペクトラムの平均化を行うＮ個の
    クロスパワースペクトラム平均化手段と、前記クロスパ
    ワースペクトラム平均化手段により平均化された帯域幅
    がチップレートとなっているＮ個のクロスパワースペク
    トラムに対して周波数領域でのＮ回折り返しおよび位相
    回転を加えることにより帯域幅がチップレートのＮ倍の
    １つのクロスパワースペクトラムに変換するＮ個の第１
    のクロスパワースペクトラム変換手段と、前記各第１の
    クロスパワースペクトラム変換手段により変換されたＮ
    個のクロスパワースペクトラムどうしを加算するクロス
    パワースペクトラム加算手段と、前記加算手段により得
    られたクロスパワースペクトラムの高域周波数にチップ
    レートのＮ×（Ｍ−１）倍（Ｍは正整数）の“０“を加
    算することによりチップレートのＮ×Ｍ倍の帯域幅のク
    ロスパワースペクトラムを求める第２のクロスパワース
    ペクトラム変換手段と、前記第２のパワースペクトラム
    変換手段により得られた帯域幅をＭ倍としたクロスパワ
    ースペクトラムを逆高速フーリエ変換することにより相
    互相関係数を求める逆高速フーリエ変換手段とから構成
    される相互相関係数計算部と、 前記相互相関計算部から出力される相互相関係数の一定
    期間における平均化を行っている相互相関係数平均化部
    と、 前記相互相関係数平均化部により平均化された相互相関
    係数から１つあるいは複数のピークを検出し、該ピーク
    が得られたタイミングを前記パスタイミングとして出力
    するピーク検出部とを備えた、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式の受
    信機におけるパスサーチ回路。
  5. 【請求項５】 受信した無線信号から、送信側で拡散を
    行ったタイミングであるパスタイミングを複数の各チャ
    ネル毎に検出するための、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式の受信機
    におけるパスサーチ回路であって、 受信した前記無線信号をフィルタリングおよび周波数変
    換することによりベースバンド信号に変換する無線受信
    部と、 前記ベースバンド信号を、チップレートのＮ倍のサンプ
    リングレートでサンプリングすることによりデジタル信
    号に変換するＡ／Ｄ変換器と、 前記Ａ／Ｄ変換器によりデジタル化されたベースバンド
    信号をチップ間隔でサンプリングされたＮ個の系列に並
    べ替えるインタリーブ手段と、前記インタリーブ手段に
    より並べ替えられたＮ個の受信信号系列を予め定められ
    た時間長の互いにオーバーラップしたＦＦＴ窓でそれぞ
    れ切り出して高速フーリエ変換を行うＮ個の高速フーリ
    エ変換手段と、予め定められた符号系列を一定時間長の
    ＦＦＴ窓で切り出し高速フーリエ変換することにより生
    成された信号系列を参照信号として記憶する各チャネル
    毎に設けられている参照信号記憶手段と、前記高速フー
    リエ変換手段により高速フーリエ変換された受信信号
    と、前記参照信号記憶手段に記憶されている参照信号の
    複素共役数との積を前記各ＦＦＴ窓毎に求めることによ
    り前記受信信号と前記予め定められた符号系列とのクロ
    スパワースペクトラムを求める各チャネル毎にＮ個設け
    られているクロスパワースペクトラム計算手段と、前記
    ＦＦＴ窓毎のクロスパワースペクトラムの平均化を行う
    各チャネル毎にＮ個設けられているクロスパワースペク
    トラム平均化手段と、前記クロスパワースペクトラム平
    均化手段により平均化されたＮ個のクロスパワースペク
    トラムをそれぞれ逆高速フーリエ変換することによりＮ
    個の相互相関係数に変換して出力する各チャネル毎にＮ
    個設けられている逆高速フーリエ変換手段と、前記逆高
    速フーリエ変換手段からそれぞれ出力されたＮ個の相互
    相関係数を時間順に並べ替えて１つの相互相関係数とし
    て出力する各チャネル毎に設けられているデインタリー
    ブ手段とから構成される相互相関係数計算部と、 前記相互相関計算部から出力される相互相関係数の一定
    期間における平均化を行っている相互相関係数平均化部
    と、 前記相互相関係数平均化部により平均化された相互相関
    係数から各チャネル毎に１つあるいは複数のピークを検
    出し、該ピークが得られたタイミングを前記パスタイミ
    ングとして出力する各チャネル毎に設けられているピー
    ク検出部とを備えた、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式の受信機にお
    けるパスサーチ回路。
  6. 【請求項６】 前記Ｎは、Ｎ≧無線帯域幅／チップレー
    トを満足する値のうちの最も小さい整数である請求項５
    記載のＤＳ−ＣＤＭＡ方式の受信機におけるパスサーチ
    回路。
  7. 【請求項７】 前記デインタリーブ手段から出力され
    る、チップ間隔の１／Ｎの時間間隔の系列として出力さ
    れるＮ個の相互相関係数をＭ倍（Ｍは正整数）でオーバ
    ーサンプリングした後、低域フィルタを通すことにより
    チップレートのＮ×Ｍ倍でオーバーサンプリングされた
    相互相関係数を生成して出力する各チャネル毎に設けら
    れているインタポレーション手段をさらに有する、請求
    項５記載のＤＳ−ＣＤＭＡ方式の受信機におけるパスサ
    ーチ回路。
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