JP3310163B2 - スペクトル拡散受信機 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル移動無
線通信に使用するスペクトル拡散受信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１８は従来のスペクトル拡散受信機の
構成を示している。図１８において、１０００は受信ア
ンテナ、１００１は準同期検波回路である。１００２、
１００３はミキサ、１００４はπ／２位相器、１００５
は準同期検波用局部発振器である。ミキサ１００２、１
００３の出力は、それぞれベースバンド信号のＩ成分と
Ｑ成分であり、それぞれ個別のアナログ波形整形フィル
タ１００６、１００７とＡＤ変換器（アナログ・ディジ
タル変換器）１００８、１００９に通される。ＡＤ変換
器１００８、１００９以降の回路は、全てディジタル回
路により実現される。１０１０は相関器であり、受信信
号ＲＩ、ＲＱと拡散符号との相関値ＸＩ、ＸＱを計算す
る。相関器１０１０の出力ＸＩ、ＸＱは、位相補償回路
１０１１により位相補償されてＹＩ、ＹＱとなり、符号
判定器１０１２によりそれぞれ正負を判定され、符号判
定出力ＳＩ、ＳＱを得る。１０１３はタイミング誤差検
出回路であり、受信信号ＲＩ、ＲＱと拡散符号との時間
差Ｅｒｒを与える。タイミング誤差検出回路１０１３の
出力Ｅｒｒは、ＤＡ変換器（ディジタル・アナログ変換
器）１０１４によりアナログ信号に変換され、電圧制御
クロック発振器１０１５の出力周波数を制御する。電圧
クロック発振器１０１５の出力は、システムクロックφ
として、ＡＤ変換器１００８、１００９以降の全てのデ
ィジタル回路の動作を司る。

【０００３】移動無線通信環境においては、建造物など
による反射によって遅延波が発生し、受信信号はタイミ
ングの異なった複数の信号（パス）の合計となる。図１
８に示すスペクトル拡散受信機は、これらのパスのうち
最も振幅の大きなもの（メインパス：主波）を１本だけ
を選んで復調するものである。しかし、ここで相関器を
複数設ければ、複数本存在するパスを個別に復調するこ
とができ、符号判定の前にこれらの復調信号を加算すれ
ば、メインパスのみを用いるよりも信頼度の高い符号判
定を行うことができる。以上のような複数のパス信号を
加算する手法を、ＲＡＫＥ合成と称している。

【０００４】図１９は従来のＲＡＫＥ機能付きスペクト
ル拡散受信機の構成を示している。図１９において、１
１００は受信アンテナ、１１０１は準同期検波回路であ
る。１１０２、１１０３はミキサ、１１０４はπ／２位
相器、１１０５は準同期検波用局部発振器である。準同
期検波用局部発振器１１０５の発振周波数は、受信信号
の搬送波周波数にほぼ等しい。ミキサ１１０２、１１０
３の出力は、それぞれベースバンド信号のＩ成分とＱ成
分であり、それぞれ個別のアナログ波形整形フィルタ１
１０６、１１０７とＡＤ変換器（アナログ・ディジタル
変換器）１１０８、１１０９に通される。ＡＤ変換器１
１０８、１１０９以降の回路は、全てディジタル回路に
より実現される。図１９においては、３本のパスをＲＡ
ＫＥ合成する場合の例を示しており、ＡＤ変換器１１０
８、１１０９以降の回路は３系統設けられている。ＡＤ
変換器１１０８、１１０９の出力ディジタル信号は、数
ビット幅のバスであり、シフトレジスタ１１１０、１１
１１、１１１２、１１１３、１１１４、１１１５に通さ
れる。これらのシフトレジスタの段数は、自由に代える
ことができ（０段の場合もある。）、これらのシフトレ
ジスタの出力において、全てのパス信号のタイミングが
ほぼ一致するように調整される。１１１６、１１１７、
１１１８は相関器であり、受信信号ＲＩ、ＲＱと拡散符
号との相関値ＸＩ、ＸＱを計算する。相関器１１１６、
１１１７、１１１８の出力ＸＩ、ＸＱは、位相補償回路
１１１９、１１２０、１１２１により位相補償される。
位相補償された結果の信号は、加算器１１２２、１１２
３により加算され、符号判定器１１２４によりそれぞれ
正負を判定され、符号判定出力ＳＩ、ＳＱを得る。１１
２５はタイミング誤差検出回路であり、受信信号ＲＩ、
ＲＱと拡散符号との時間差Ｅｒｒを与える。タイミング
誤差検出回路１１２５の出力Ｅｒｒは、ＤＡ変換器（デ
ィジタル・アナログ変換器）１１２６によりアナログ信
号に変換され、電圧制御クロック発振器１１２７の出力
周波数を制御する。電圧制御クロック発振器１１２７の
出力は、システムクロックφとして、ＡＤ変換器１１０
８、１１０９以降の全てのディジタル回路の動作を司
る。

【０００５】図２０は従来のＲＡＫＥ機能付きスペクト
ル拡散受信機の別の構成を示している。図２０におい
て、１２００は受信アンテナ、１２０１は準同期検波回
路である。１２０２、１２０３はミキサ、１２０４はπ
／２位相器、１２０５は準同期検波用局部発振器であ
る。準同期検波用局部発振器１２０５の発振周波数は、
受信信号の搬送波周波数にほぼ等しい。ミキサ１２０
２、１２０３の出力は、それぞれベースバンド信号のＩ
成分とＱ成分であり、それぞれ個別のアナログ波形整形
フィルタ１２０６、１２０７に通される。図２０におい
ては、３本のパスをＲＡＫＥ合成する場合の例を示して
おり、以降の回路は３系統設けられる。したがって、Ａ
Ｄ変換器（アナログ・ディジタル変換器）は、３パス分
（合計６個）設けられる。ＡＤ変換器１２０８、１２０
９、１２１０、１２１１、１２１２、１２１３の出力デ
ィジタル信号は、数ビット幅のバスであり、シフトレジ
スタ１２１４、１２１５、１２１６、１２１７、１２１
８、１２１９に通される。これらのシフトレジスタの段
数は、自由に代えることができ（０段の場合もあ
る。）、これらのシフトレジスタの出力において、全て
のパス信号のタイミングがほぼ一致するように調整され
る。１２２０、１２２１、１２２２は相関器であり、受
信信号ＲＩ、ＲＱと拡散符号との相関値ＸＩ、ＸＱを計
算する。相関器１２２０、１２２１、１２２２の出力Ｘ
Ｉ、ＸＱは、位相補償回路１２２３、１２２４、１２２
５により位相補償される。位相補償された結果の信号
は、加算器１２２６、１２２７により加算され、符号判
定器１２２８によりそれぞれ正負を判定され、符号判定
出力ＳＩ、ＳＱを得る。１２２９、１２３０、１２３１
はタイミング誤差検出回路であり、受信信号ＲＩ、ＲＱ
と拡散符号との時間差Ｅｒｒを与える。タイミング誤差
検出回路１２２９、１２３０、１２３１の出力Ｅｒｒ
は、ＤＡ変換器（ディジタル・アナログ変換器）１２３
２、１２３３、１２３４によりアナログ信号に変換さ
れ、電圧制御クロック発振器１２３５、１２３６、１２
３７の出力周波数を制御する。図２０が図１９の例と異
なるのは、復調系のシステムクロックが各パス毎に独立
になっていることである。すなわち、電圧制御クロック
発振器１２３５の出力は、システムクロックφ１として
パス１の復調系（ＡＤ変換器１２０８、１２０９、シフ
トレジスタ１２１４、１２１５、相関器１２２０）の動
作を司り、電圧制御クロック発振器１２３６の出力は、
システムクロックφ２としてパス２の復調系（ＡＤ変換
器１２１０、１２１１、シフトレジスタ１２１６、１２
１７、相関器１２２１）の動作を司り、電圧制御クロッ
ク発振器１２３７の出力は、システムクロックφ３とし
てパス３の復調系（ＡＤ変換器１２１２、１２１３、シ
フトレジスタ１２１８、１２１９、相関器１２２２１）
の動作を司ることである。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のスペクトル拡散受信機では、スペクトル拡散信号を
受信するときに、ＡＤ変換器による受信信号のサンプリ
ングタイミングを最適に制御しなければならない。サン
プリングタイミングが最適でない場合は、受信信号電力
を効率よく利用することができず、通信品質が劣化する
という問題がある。

【０００７】また、図１８に示すスペクトル拡散受信機
の場合、復調系ディジタル回路のシステムクロックは、
アナログ電圧制御クロック発振器１０１５により発生さ
せ、その発振器１０１５に制御電圧はＤＡ変換器１０１
４により発生させる必要があるので、このようなアナロ
グ素子を使用すると、動作が不安定になり、装置全体の
小型化が困難となり、調整箇所が増えるなどの問題があ
る。

【０００８】また、図１９に示すＲＡＫＥ機能付きスペ
クトル拡散受信機の場合は、拡散符号の同期追従は、メ
インパス信号に対してのみ行われ、これをメインパスト
ラッキングと称している。これにより、ＡＤ変換器１１
０８、１１０９のサンプリングタイミングは、メインパ
ス信号の最適サンプリングタイミングと一致するように
制御され、メインパスの信号は、最適サンプリングタイ
ミングで取り込むことができる。しかしながら、メイン
パス以外のパスの信号に対するサンプリングタイミング
は、シフトレジスタ１１１０〜１１１５の段数で制御さ
れるため、メインパス信号の最適サンプリングタイミン
グからの差をＡＤ変換器１１０８、１１０９のサンプリ
ング周期の整数倍にしか設定することができない。ここ
で、各パスのメインパスの対する遅延時間は、ＡＤ変換
器１１０８、１１０９のサンプリング周期の整数倍にな
ることは希であり、多くの場合メインパス以外のパスの
信号を最適サンプリングタイミングで取り込むことはで
きない。最適サンプリングタイミングにより近いタイミ
ングで取り込むためには、ＡＤ変換器１１０８、１１０
９のサンプリング周波数を高くする必要があり、ＡＤ変
換器の消費電流が増大するばかりでなく、ハードウエア
のコストが増大するといった問題が生じる。

【０００９】さらに、図２０に示すＲＡＫＥ機能付きス
ペクトル拡散受信機の場合は、同期追従は全てのパス信
号に対して独立に行われ、それぞれのＡＤ変換器１２０
８〜１２１３のサンプリングタイミングは、それぞれの
パス信号の最適サンプリングタイミングと一致するよう
に制御され、これを独立トラッキングと称している。こ
れにより、全てのパスの信号を最適なタイミングでサン
プリングすることができる。しかしながら、ＲＡＫＥ合
成するパスそれぞれに対して、全て独立なシステムクロ
ック発振器（電圧制御クロック発振器１２３５〜１２３
７）とＤＡ変換器１２３２〜１２３４とを設ける必要が
あり、ハードウエアの規模が増大するといった問題があ
る。

【００１０】本発明は、このような従来の問題を解決す
るものであり、ハードウエアの規模を増大させることな
しに高い通信品質を保つことのできるスペクトル拡散受
信機を提供することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、受信信号のチップ周波数に対して１倍か
ら４倍程度の比較的低い周波数で、受信信号のチップ位
相に対して位相が非同期である自走クロックをシステム
クロックとして用いる。このとき、ＡＤ変換器によるサ
ンプリングタイミングが理想点からずれるが、タップ係
数可変型の波形整形フィルタを用いてこのサンプリング
タイミングのずれた受信信号サンプルを補間し、理想サ
ンプリングタイミングでサンプルした値を近似する。タ
ップ係数可変型の波形整形フィルタのタップ係数は、受
信信号のタイミング誤差検出回路により検出したタイミ
ング誤差から計算する。これにより、ＡＤ変換器を含む
全てのディジタル回路を動作させるシステムクロック
は、受信信号とは非同期の自走クロックで十分となる。
このため、電圧制御クロック発振器とそれの制御電圧を
発生するＤＡ変換器が不要となり、装置中のアナログ素
子を削減することができる。

【００１２】また、上記構成により、ＲＡＫＥ合成を行
う際は、メインパストラッキング方式においてＡＤ変換
器のサンプリング周波数を高くしたり、独立トラッキン
グ方式において各パス毎に独立のシステムクロックを設
けたりすることなしに、全てのパスの信号を最適サンプ
リングタイミングでサンプルした値を得ることができ、
消費電流やハードウエア規模を増大させることなく、高
い通信品質を保つことができる。

【００１３】

【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、受信したスペクトル拡散信号を、その搬送波周波数
にほぼ等しい周波数の局部発振信号を乗算することによ
りＩ、Ｑの２系統のベースバンド信号に変換する準同期
検波回路と、前記準同期検波回路の出力信号を、受信ス
ペクトル拡散信号のチップ周波数の数倍にほぼ等しい周
波数の固定サンプリングクロックによりサンプリングす
るアナログ・ディジタル変換器と、前記固定サンプリン
グクロックにより駆動され、前記アナログ・ディジタル
変換器の出力を波形整形するタップ係数可変型のディジ
タルＦＩＲフィルタを用いた波形整形フィルタ回路と、
前記波形整形フィルタ回路の出力を入力として、受信し
たスペクトル拡散信号を復調する復調用拡散符号発生器
とディジタル乗算器と加算器とから構成される復調用相
関器と、前記復調用相関器の出力信号の正負の符号判定
を行うために、準同期検波時に発生する位相の誤差を前
記復調用相関器の出力信号を観測することにより推定
し、前記復調用相関器の出力信号に対してその誤差分を
補償する位相補償回路と、前記位相補償回路の出力の正
負をＩ成分とＱ成分とで個別に判定する符号判定器と、
受信スペクトル拡散信号および復調拡散符号のタイミン
グ誤差を測定するタイミング誤差検出回路と、前記タイ
ミング誤差検出回路から受け取ったタイミング誤差信号
をもとに、受信スペクトル拡散信号のエネルギーを最も
効率よく獲得するようなタップ係数を計算して、前記タ
ップ係数可変型の波形整形フィルタ回路のタップ係数を
更新する波形整形フィルタタップ係数計算器とを備えた
スペクトル拡散受信機であり、ＡＤ変換器を含む全ての
ディジタル回路を動作させるシステムクロックが、受信
信号とは非同期の自走クロックで十分となるため、電圧
制御クロック発振器とそれの制御電圧を発生するＤＡ変
換器が不要となり、装置中のアナログ素子を削減するこ
とができる。

【００１４】本発明の請求項２に記載の発明は、復調用
相関器の後段の位相補償回路を排除するとともに、波形
整形フィルタタップ係数計算器とタップ係数可変型波形
整形フィルタ回路の代わりに、準同期検波時に発生する
復調用相関器出力の位相誤差を推定し、その位相誤差の
補償のための信号をタップ係数可変型波形整形フィルタ
回路に対して指定するタップ係数に乗算する複素波形整
形フィルタタップ係数計算器と、前記複素波形整形フィ
ルタタップ係数計算器から与えられた複素タップ係数に
より特性が決定される複素タップ係数可変型波形整形フ
ィルタ回路とを備えた請求項１記載のスペクトル拡散受
信機であり、請求項１記載の発明の効果に加え、相関器
の前で位相補償を行うため、タイミング誤差検出回路に
おいて自乗器を用いる必要がなくなり、タイミング誤差
検出の特性が良くなる。また、符号判定器の前の位相補
償回路が不要となるので、ハードウエア規模を削減する
ことができる。

【００１５】本発明の請求項３に記載の発明は、受信し
たスペクトル拡散信号を、その搬送波周波数にほぼ等し
い周波数の局部発振信号を乗算することによりＩ、Ｑの
２系統のベースバンド信号に変換する準同期検波回路
と、前記準同期検波回路の出力信号を、受信スペクトル
拡散信号のチップ周波数の数倍にほぼ等しい周波数の固
定サンプリングクロックによりサンプリングするアナロ
グ・ィジタル変換器と、前記固定サンプリングクロック
によって駆動され、前記アナログ・ディジタル変換器の
出力を入力して、復調しようとするパスのタイミング差
を予備的に除去する段数可変型のシフトレジスタの組
と、前記固定サンプリングクロックにより駆動され、前
記シフトレジスタの出力を波形整形するタップ係数可変
型のディジタルＦＩＲフィルタを用いた波形整形フィル
タ回路と、前記波形整形フィルタ回路の出力を入力とし
て、受信したスペクトル拡散信号を復調する復調用相関
器と、前記復調用相関器の出力信号の正負の符号判定を
行うために、準同期検波時に発生する位相の誤差を前記
復調用相関器の出力信号を観測することにより推定し、
前記復調用相関器の出力信号に対してその誤差分を補償
する位相補償回路と、ＲＡＫＥ合成すべき全パスの位相
補償済み復調用相関器出力をＩ成分とＱ成分とで個別に
加算する加算器と、前記加算結果の正負をＩ成分とＱ成
分とで個別に判定する符号判定器と、受信スペクトル拡
散信号および復調拡散符号のタイミング誤差を測定する
タイミング誤差検出回路と、前記タイミング誤差検出回
路から受け取ったタイミング誤差信号をもとに、受信ス
ペクトル拡散信号のエネルギーを最も効率よく獲得する
ようなタップ係数を計算して、前記タップ係数可変型波
形整形フィルタ回路のタップ係数を更新する波形整形フ
ィルタタップ係数計算器とを有し、前記シフトレジスタ
の組と波形整形フィルタ回路と復調用相関器と位相補償
回路とタイミング誤差検出回路と波形整形フィルタタッ
プ係数計算器とを、ＲＡＫＥ合成すべきパスの数だけ備
えたＲＡＫＥ機能付きのスペクトル拡散受信機であり、
ＡＤ変換器を含む全てのディジタル回路を動作させるシ
ステムクロックが、受信信号とは非同期の自走クロック
で十分となるため、電圧制御クロック発振器とそれの制
御電圧を発生するＤＡ変換器が不要となり、装置中のア
ナログ素子を削減することができる。また、ＲＡＫＥ合
成を行う際は、メインパストラッキング方式においてＡ
Ｄ変換器のサンプリング周波数を高くしたり、独立トラ
ッキング方式において各パス毎に独立のシステムクロッ
クを設けたりすることなしに、全てのパスの信号を最適
サンプリングタイミングでサンプルした値を得ることが
でき、消費電流やハードウエア規模を増大させることな
く、高い通信品質を保つことができる。

【００１６】本発明の請求項４に記載の発明は、復調用
相関器の後段の位相補償回路を排除するとともに、波形
整形フィルタタップ係数計算器とタップ係数可変型波形
整形フィルタ回路の代わりに、準同期検波時に発生する
復調用相関器出力の位相誤差を推定し、その位相誤差の
補償のための信号をタップ係数可変型波形整形フィルタ
回路に対して指定するタップ係数に乗算する複素波形整
形フィルタタップ係数計算器と、前記複素波形整形フィ
ルタタップ係数計算器から与えられた複素タップ係数に
より特性が決定される複素タップ係数可変型波形整形フ
ィルタ回路とを備えた請求項３記載のスペクトル拡散受
信機であり、請求項３記載の発明のの効果に加え、相関
器の前で位相補償を行うため、タイミング誤差検出回路
において自乗器を用いる必要がなくなり、タイミング誤
差検出の特性が良くなる。また、符号判定器の前の位相
補償回路が不要となるので、ハードウエア規模を削減す
ることができる。

【００１７】（実施の形態１）以下、本発明の実施の形
態を図面を参照して説明する。図１は本発明の請求項１
に対応する第１の実施の形態におけるスペクトル拡散受
信機の構成を示すものである。図１において、１００は
受信アンテナ、１０１は準同期検波回路である。１０
２、１０３はミキサ、１０４はπ／２位相器、１０５は
準同期検波用局部発振器である。ミキサ１０２、１０３
の出力は、それぞれベースバンド信号のＩ成分とＱ成分
であり、それぞれ個別のＡＤ変換器（アナログ・ディジ
タル変換器）１０６、１０７に接続されている。ＡＤ変
換器１０６、１０７以降の回路は、全てディジタル回路
により実現される。ＡＤ変換器１０６、１０７の出力デ
ィジタル信号は、数ビットのバスであり、波形整形フィ
ルタ回路１０８に入力される。波形整形フィルタ回路１
０８の出力ＤＩ、ＤＱは、相関器１０９に入力され、相
関器１０９の出力ＸＩ、ＸＱは、位相補償回路１１０に
入力され、位相補償回路１１０の出力ＹＩ、ＹＱは、符
号判定器１１１に入力される。また、波形整形フィルタ
回路１０８の出力ＥＩ、ＬＩ、ＥＱ、ＬＱは、タイミン
グ誤差検出回路１１２に入力され、タイミング誤差検出
回路１１２の出力Ｅｒｒは、波形整形フィルタタップ係
数計算器１１３に入力され、波形整形フィルタタップ係
数計算器１１３からは、波形整形フィルタ回路１０８へ
タップ係数の設定情報が与えられる。

【００１８】ここで、波形整形フィルタ回路１０８は、
図２、図３、図４のいずれの構成でもよい。また、波形
整形フィルタ回路１０８は、図５に示すようなＦＩＲ型
ディジタルフィルタであってもよい。図５において、２
１５はレジスタであり、複数個組み合わされて、タップ
数と同じ段数のシフトレジスタを構成する。２１６はデ
ィジタル乗算器であり、タップ数と同数存在し、外部か
ら与えられるタップ係数と各レジスタ２１５の値との乗
算結果を出力する。２１７は加算器であり、全てのディ
ジタル乗算器２１６の出力を加算し、フィルタの出力値
とする。また、タイミング誤差検出回路１１２の構成を
図６に示し、相関器１０９の構成を図７に示す。

【００１９】次に、本実施の形態１における動作につい
て説明する。まず、受信アンテナ１００から受信された
信号は、ミキサ１０２、１０３、π／２位相器１０４、
準同期検波用局部発振器１０５から構成される準同期検
波回路１０１により準同期検波され、ベースバンド信号
のＩ成分とＱ成分となり、それぞれ個別のＡＤ変換器１
０６、１０７によってサンプリングされ、ディジタルデ
ータＲＩ、ＲＱに変換される。ここで、このＡＤ変換器
１０６、１０７以降の回路は、全て受信信号のチップ周
波数に対して１倍から４倍程度の周波数で、受信信号の
チップ位相に対して位相が非同期である自走クロックに
従って動作する。このため、ＡＤ変換器１０６、１０７
の入力データは、図９（ｆ）に示すように、理想的なタ
イミング図９（ｄ）からずれてサンプリングされ、Ｒ
Ｉ、ＲＱとなる。波形整形フィルタ回路１０８中の復調
用のタップ係数可変波形整形フィルタのタップ係数は、
図９（ｇ）に示すように、サンプリングタイミングがず
れた信号ＲＩ、ＲＱが入力されたときに最も大きな出力
を得るように設定されている。このタイミング誤差は、
後述するタイミング誤差検出回路１１２によって計算さ
れる。

【００２０】波形整形フィルタ回路１０８の出力は、相
関器１０９の内部において拡散符号と乗算されて１シン
ボル周期積分され、相関器出力ＸＩ、ＸＱとなる。位相
補償回路１１０は、相関器出力ＸＩ、ＸＱの準同期検波
による位相誤差を検出し、その検出した位相誤差を打ち
消すような位相補償演算をＸＩ、ＸＱに施し、出力Ｙ
Ｉ、ＹＱを与える。符号判定器１１１は、入力ＹＩ、Ｙ
Ｑそれぞれの正負を判別し、符号判定出力ＳＩ、ＳＱを
与える。ここで、ＸＩ、ＸＱ、ＹＩ、ＹＱ、ＳＩ、ＳＱ
は、１シンボルに１サンプルの信号である。

【００２１】次に、図６および図７を参照しながらタイ
ミング誤差検出回路１１２の動作について説明する。タ
イミング誤差検出回路１１２中の Early拡散符号発生器
３０２およびLate拡散符号発生器３０７は、復調用の相
関器１０９中の拡散符号発生器４０１が発生するものと
同一の拡散符号を発生する。波形整形フィルタ回路１０
８に図２の構成を用いる場合には、 Early拡散符号発生
器３０２が発生する拡散符号のタイミングは、復調用の
相関器１０９中の拡散符号発生器４０１が発生する拡散
符号のタイミングよりもある一定の時間δだけ早くし、
Late拡散符号発生器３０７が発生する拡散符号のタイミ
ングは、復調用の相関器１０９中の拡散符号発生器４０
１が発生する拡散符号のタイミングよりもある一定の時
間δだけ遅くする。波形整形フィルタ回路１０８に図３
または図４の構成を用いる場合には、 Early拡散符号発
生器３０２およびLate拡散符号発生器３０７が発生する
拡散符号のタイミングは、復調用の相関器１０９中の拡
散符号発生器４０１が発生する拡散符号のタイミングと
同一にする。

【００２２】以上のように設定することにより、ＡＤ変
換器１０６、１０７のサンプリングタイミングが理想サ
ンプリングタイミングより遅い場合は、 Early枝相関器
３００の出力の振幅が大きくなり、ＡＤ変換器１０６、
１０７のサンプリングタイミングが理想サンプリングタ
イミングより早い場合は、Late枝相関器３０１の出力の
振幅が大きくなる。次に、 Early枝相関器３００および
Late枝相関器３０１の出力の電力を Early枝電力測定器
３１２およびLate枝電力測定器３１３によって計算し、
減算器３２１によって差をとり、タイミング誤差検出回
路１１２の出力Ｅｒｒを得る。以上のような構成によ
り、ＡＤ変換器１０６、１０７のサンプリングタイミン
グが理想サンプリングより遅い場合は、Ｅｒｒが負の値
をとり、ＡＤ変換器１０６、１０７のサンプリングタイ
ミングが理想サンプリングより早い場合は、Ｅｒｒが正
の値をとる。

【００２３】次に、波形整形フィルタ回路１０８におけ
る波形整形フィルタのタップ係数の設定方法について説
明する。準同期検波されてベースバンド信号に変換され
た受信信号は、図８（ａ）に示すルートナイキスト単一
パルスを図８（ｂ）のようにチップ周期Ｔｃの間隔で並
べて加算して生成した図８（ｃ）のようなものとなる。
この受信信号がＡＤ変換器１０６、１０７によって図９
（ｄ）のようなタイミング（このサンプリングタイミン
グが理想である。）でサンプリングされた場合、この受
信信号を最も効率よくディジタル回路に取り込むために
は、図９（ｅ）のようなタップ係数列を持つ波形整形フ
ィルタを通すことが必要となる。また、受信信号が図９
（ｆ）のように理想的なタイミングからｄだけずれたタ
イミングでサンプリングされた場合、この受信信号を最
も効率よくディジタル回路に取り込むためには、図９
（ｇ）のようなタップ係数列を持つ波形整形フィルタを
通すことが必要となる。タイミング誤差ｄは、上記のタ
イミング誤差検出回路１１２によって計算され、誤差信
号Ｅｒｒの形で波形整形フィルタタップ係数計算器１１
３に与えられる。波形整形フィルタタップ係数計算器１
１３は、誤差信号Ｅｒｒをもとに計算したタップ係数を
波形整形フィルタ回路１０８へ与える。

【００２４】ここで、波形整形フィルタ回路１０８に図
２または図３の構成をとるときには、波形整形フィルタ
回路１０８内の全てのタップ係数可変波形整形フィルタ
に同じタップ係数が与えられる。波形整形フィルタ回路
１０８が図４の構成をとるときには、波形整形フィルタ
回路１０８内の全てのタップ係数可変波形整形フィルタ
のうち、ＥＩ、ＥＱ用フィルタ２０９、２１２には、Ｄ
Ｉ、ＤＱ用フィルタ２１１、２１４に与えるタップ係数
よりもδだけ早い形のタップ係数を与え、ＬＩ、ＬＱ用
フィルタ２１０、２１３には、ＤＩ、ＤＱ用フィルタ２
１１、２１４に与えるタップ係数よりもδだけ遅い形の
タップ係数を与える。

【００２５】このように、上記実施の形態１によれば、
ＡＤ変換器を含む全てのディジタル回路を動作させるシ
ステムクロックが、受信信号とは非同期の自走クロック
で十分となり、電圧制御クロック発振器とそれの制御電
圧を発生するＤＡ変換器が不要となるため、装置中のア
ナログ素子を削減することができる。

【００２６】（実施の形態２）図１０は本発明の請求項
２に対応する第２の実施の形態におけるスペクトル拡散
受信機の構成を示すものである。図１０において、５０
０は受信アンテナ、５０１は準同期検波回路である。５
０２、５０３はミキサ、５０４はπ／２位相器、５０５
は準同期検波用局部発振器である。ミキサ５０２、５０
３の出力は、それぞれベースバンド信号のＩ成分とＱ成
分であり、それぞれ個別のＡＤ変換器（アナログ・ディ
ジタル変換器）５０６、５０７に接続されている。ＡＤ
変換器５０６、５０７以降の回路は、全てディジタル回
路により実現される。ＡＤ変換器５０６、５０７の出力
ディジタル信号は、数ビットのバスであり、複素波形整
形フィルタ回路５０８に入力される。複素波形整形フィ
ルタ回路５０８の出力ＤＩ、ＤＱは、相関器５０９に入
力され、相関器５０９の出力ＸＩ、ＸＱは、符号判定器
５１１および複素波形整形フィルタタップ係数計算器５
１２に入力される。また、符号判定器５１１の出力Ｓ
Ｉ、ＳＱは、コヒーレント型タイミング誤差検出回路５
１０に入力される。複素波形整形フィルタ回路５０８の
出力ＥＩ、ＥＱは、コヒーレント型タイミング誤差検出
回路５１０に入力され、コヒーレント型タイミング誤差
検出回路５１０の出力Ｅｒｒは、複素波形整形フィルタ
タップ係数計算器５１２に入力され、複素波形整形フィ
ルタタップ係数計算器５１２からは、複素波形整形フィ
ルタ回路５０８へタップ係数の設定情報が与えられる。

【００２７】ここで、複素波形整形フィルタ回路５０８
は、図１１、図１２、図１３のいずれの構成でもよい。
また、複素波形整形フィルタ回路５０８は、図１４に示
すようなＦＩＲ型ディジタルフィルタであってもよい。
図１４において、６１０は２列レジスタであり、複数個
組み合わされて、タップ数と同じ段数の２並列シフトレ
ジスタを構成する。６１１は複素ディジタル乗算器であ
り、タップ数と同数存在し、外部から与えられる複素タ
ップ係数と各２列レジスタ６１０の値との乗算結果を出
力する。６１２は加算器であり、全ての複素ディジタル
乗算器６１１の出力を加算し、フィルタの出力値とす
る。また、コヒーレント型タイミング誤差検出回路５１
０の構成を図１５に示す。相関器５０９の構成は図７に
示すものと同じである。

【００２８】次に、本実施の形態２における動作につい
て説明する。まず、受信アンテナ５００から受信された
信号は、ミキサ５０２、５０３、π／２位相器５０４、
準同期検波用局部発振器５０５から構成される準同期検
波回路５０１により準同期検波され、ベースバンド信号
のＩ成分とＱ成分となり、それぞれ個別のＡＤ変換器５
０６、５０７によってサンプリングされ、ディジタルデ
ータＲＩ、ＲＱに変換される。ここで、このＡＤ変換器
５０６、５０７以降の回路は、全て受信信号のチップ周
波数に対して１倍から４倍程度の周波数で、受信信号の
チップ位相に対して位相が非同期である自走クロックに
従って動作する。このため、ＡＤ変換器５０６、５０７
の入力データは、図９（ｆ）に示すように、理想的なタ
イミングからずれてサンプリングされ、ＲＩ、ＲＱとな
る。複素複素波形整形フィルタ回路５０８中の復調用の
タップ係数可変複素波形整形フィルタのタップ係数は、
図９（ｇ）に示すように、ダンプリングタイミングがず
れた信号ＲＩ、ＲＱが入力されたときに最も大きな出力
を得るように設定されている。このタイミング誤差は、
後述するコヒーレント型タイミング誤差検出回路５１０
によって計算される。

【００２９】複素波形整形フィルタ回路１０８の出力
は、相関器５０９の内部において拡散符号と乗算されて
１シンボル周期積分され、相関器出力ＸＩ、ＸＱとな
る。符号判定器５１１は、入力ＸＩ、ＸＱそれぞれの正
負を判別し、符号判定出力ＳＩ、ＳＱを与える。ここ
で、ＸＩ、ＸＱ、ＳＩ、ＳＱは、１シンボルに１サンプ
ルの信号である。

【００３０】次に、コヒーレント型タイミング誤差検出
回路５１０の動作について説明する。図１５はコヒーレ
ント型タイミング誤差検出回路５１０の構成を示してい
る。コヒーレント型タイミング誤差検出回路５１０中の
Early拡散符号発生器７０２およびLate拡散符号発生器
７０７は、復調用の相関器５０９中の拡散符号発生器４
０１が発生するものと同一の拡散符号を発生する。複素
波形整形フィルタ回路５０８に図１１の構成を用いる場
合には、 Early拡散符号発生器７０２が発生する拡散符
号のタイミングは、復調用の相関器５０９中の拡散符号
発生器４０１が発生する拡散符号のタイミングよりもあ
る一定の時間δだけ早くし、Late拡散符号発生器７０７
が発生する拡散符号のタイミングは、復調用の相関器５
０９中の拡散符号発生器４０１が発生する拡散符号のタ
イミングよりもある一定の時間δだけ遅くする。複素波
形整形フィルタ回路５０８に図１２または図１３の構成
を用いる場合には、 Early拡散符号発生器７０２および
Late拡散符号発生器７０７が発生する拡散符号のタイミ
ングは、復調用の相関器５０９中の拡散符号発生器４０
１が発生する拡散符号のタイミングと同一にする。

【００３１】以上のように設定することにより、ＡＤ変
換器５０６、５０７のサンプリングタイミングが理想サ
ンプリングタイミングより遅い場合は、 Early枝相関器
７００の出力の振幅が大きくなり、ＡＤ変換器５０６、
５０７のサンプリングタイミングが理想サンプリングタ
イミングより早い場合は、Late枝相関器７０１の出力の
振幅が大きくなる。次に、 Early枝相関器７００および
Late枝相関器７０１の出力の電力を Early枝電力測定器
７１２およびLate枝電力測定器７１３によって計算し、
減算器７２１によって差をとり、コヒーレント型タイミ
ング誤差検出回路５１０の出力Ｅｒｒを得る。

【００３２】実施の形態１に示したタイミング誤差検出
回路１１２中の Early枝電力測定器３１２およびLate枝
電力測定器３１３は、電力測定のために入力信号の位相
を一定方向にまとめる手段として自乗器を用いている
が、自乗操作は信号対雑音比を悪くしてしまうので、タ
イミング誤差検出回路１１２の性能は比較的よくない。
これに対し、コヒーレント型タイミング誤差検出回路５
１０中の Early枝電力測定器７１２およびLate枝電力測
定器７１３は、自乗器の代わりに符号判定出力との乗算
を行うための乗算器７１４、７１５、７１８、７１９を
備えている。複素波形整形フィルタ回路５０８の出力Ｅ
Ｉ、ＬＩ、ＥＱ、ＬＱは、すでに位相補償が施されてお
り、さらに符号判定器５１１の出力を乗算することによ
り、 Early枝電力測定器７１２およびLate枝電力測定器
７１３の出力信号の位相を一定方向に揃えることができ
る。また、自乗操作を用いていないので、信号対雑音比
の劣化がなく、良好な特性を持つ。以上のような構成に
より、ＡＤ変換器５０６、５０７のサンプリングタイミ
ングが理想サンプリングより遅い場合は、Ｅｒｒが負の
値をとり、ＡＤ変換器５０６、５０７のサンプリングタ
イミングが理想サンプリングより早い場合は、Ｅｒｒが
正の値をとる。

【００３３】次に、複素波形整形フィルタ回路５０８に
おける複素波形整形フィルタのタップ係数の設定方法に
ついて説明する。準同期検波されてベースバンド信号に
変換された受信信号は、図８（ａ）に示すルートナイキ
スト単一パルスを図８（ｂ）のようにチップ周期Ｔｃの
間隔で並べて加算して生成した図８（ｃ）のようなもの
となる。この受信信号がＡＤ変換器５０６、５０７によ
って図９（ｄ）のようなタイミング（このサンプリング
タイミングが理想である。）でサンプリングされた場
合、この受信信号を最も効率よくディジタル回路に取り
込むためには、図９（ｅ）のようなタップ係数列を持つ
複素波形整形フィルタを通すことが必要となる。また、
受信信号が図９（ｆ）のように理想的なタイミングから
ｄだけずれたタイミングでサンプリングされた場合、こ
の受信信号を最も効率よくディジタル回路に取り込むた
めには、図９（ｇ）のようなタップ係数列を持つ複素波
形整形フィルタを通すことが必要となる。タイミング誤
差ｄは、上記のコヒーレント型タイミング誤差検出回路
５１０によって計算され、誤差信号Ｅｒｒの形で複素波
形整形フィルタタップ係数計算器５１２に与えられる。
複素波形整形フィルタタップ係数計算器５１２は、まず
誤差信号Ｅｒｒをもとに計算したタップ係数を計算す
る。次に、相関器出力ＸＩ、ＸＱの準同期検波による位
相を検出し、その検出した位相誤差を打ち消すような位
相補償用複素係数を計算して、上記のタップ係数に乗算
し、複素タップ係数を求める。そして、計算した複素タ
ップ係数を複素波形整形フィルタ回路５０８へ与える。

【００３４】ここで、複素波形整形フィルタ回路５０８
に図１１または図１２の構成をとるときには、複素波形
整形フィルタ回路５０８内の全ての複素タップ係数可変
複素波形整形フィルタに同じ複素タップ係数が与えられ
る。複素波形整形フィルタ回路５０８が図１３の構成を
とるときには、複素波形整形フィルタ回路５０８内の全
ての複素タップ係数可変複素波形整形フィルタのうち、
Early用フィルタ６０７には、 Demod用フィルタ６０９
に与える複素タップ係数よりもδだけ早い形の複素タッ
プ係数を与え、Late用フィルタ６０８には、 Demod用フ
ィルタ６０９に与える複素タップ係数よりもδだけ遅い
形の複素タップ係数を与える。

【００３５】このように、上記実施の形態２によれば、
ＡＤ変換器を含む全てのディジタル回路を動作させるシ
ステムクロックが、受信信号とは非同期の自走クロック
で十分となり、電圧制御クロック発振器とそれの制御電
圧を発生するＤＡ変換器が不要となるため、装置中のア
ナログ素子を削減することができる。また、相関器の前
で位相補償を行うため、タイミング誤差検出回路におい
て自乗器を用いる必要がなくなり、タイミング誤差検出
回路の特性が良くなる。さらに、符号判定器の前の位相
補償回路が不要となるので、ハードウエア規模を削減す
ることができる。

【００３６】（実施の形態３）図１６は本発明の請求項
３に対応する第３の実施の形態におけるスペクトル拡散
受信機の構成を示すものである。図１６において、８０
０は受信アンテナ、８０１は準同期検波回路である。８
０２、８０３はミキサ、８０４はπ／２位相器、８０５
は準同期検波用局部発振器である。ミキサ８０２、８０
３の出力は、それぞれベースバンド信号のＩ成分とＱ成
分であり、それぞれ個別のＡＤ変換器（アナログ・ディ
ジタル変換器）８０６、８０７に接続されている。ＡＤ
変換器８０６、８０７以降の回路は、全てディジタル回
路により実現され、またＲＡＫＥ合成するパス数と同数
だけ設けられる。ＡＤ変換器８０６、８０７の出力ディ
ジタル信号は、数ビットのバスであり、段数可変シフト
レジスタ８０８、８０９、８１０、８１１、８１２、８
１３を介して波形整形フィルタ回路８１４、８１５、８
１６に入力される。波形整形フィルタ回路８１４、８１
５、８１６の出力ＤＩ、ＤＱは、相関器８１７、８１
８、８１９に入力され、相関器８１７、８１８、８１９
の出力ＸＩ、ＸＱは、位相補償回路８２０、８２１、８
２２に入力され、位相補償回路８２０、８２１、８２２
の出力ＹＩ、ＹＱは、加算器８２３、８２４に入力さ
れ、その出力は符号判定器８２５に入力される。また、
波形整形フィルタ回路８１４、８１５、８１６の出力Ｅ
Ｉ、ＬＩ、ＥＱ、ＬＱは、タイミング誤差検出回路８２
６、８２７、８２８に入力され、タイミング誤差検出回
路８２６、８２７、８２８の出力Ｅｒｒは、波形整形フ
ィルタタップ係数計算器８２９、８３０、８３１に入力
され、波形整形フィルタタップ係数計算器８２９、８３
０、８３１からは、波形整形フィルタ回路８１４、８１
５、８１６へタップ係数の設定情報が与えられる。

【００３７】ここで、波形整形フィルタ回路８１４、８
１５、８１６は、図２、図 ３、図４、図５のいずれの
構成でもよい。また、タイミング誤差検出回路８２６、
８２７、８２８の構成は図６に示すものと同じであり、
相関器８１７、８１８、８１９の構成は図７に示すもの
と同じである。

【００３８】次に、本実施の形態３における動作につい
て説明する。まず受信アンテナ８００から受信された信
号は、ミキサ８０２、８０３、π／２位相器８０４、準
同期検波用局部発振器８０５から構成される準同期検波
回路８０１により準同期検波され、ベースバンド信号の
Ｉ成分とＱ成分となり、それぞれ個別のＡＤ変換器８０
６、８０７によってサンプリングされ、ディジタルデー
タＲＩ、ＲＱに変換される。ここで、このＡＤ変換器８
０６、８０７以降の回路は、全て受信信号のチップ周波
数に対して１倍から４倍程度の周波数で、受信信号のチ
ップ位相に対して位相が非同期である自走クロックに従
って動作する。このため、ＡＤ変換器８０６、８０７の
入力データは、図９（ｆ）に示すように、理想的なタイ
ミング図９（ｄ）からずれてサンプリングされ、ＲＩ、
ＲＱとなる。波形整形フィルタ回路８１４、８１５、８
１６中の復調用タップ係数可変波形整形フィルタのタッ
プ係数は、図９（ｇ）に示すように、サンプリングタイ
ミングがずれた信号ＲＩ、ＲＱが入力されたときに最も
大きな出力を得るように設定されている。このタイミン
グ誤差は、後述するタイミング誤差検出回路８２６、８
２７、８２８によって計算される。また、復調しようと
するパスのタイミングは、数チップの差があるが、段数
可変シフトレジスタ８０８〜８１３によってこのタイミ
ング差をほぼなくすようにし、精密なタイミング調整
は、波形整形フィルタ回路８１４、８１５、８１６によ
って行うようにする。

【００３９】波形整形フィルタ回路８１４、８１５、８
１６の出力は、相関器８１７、８１８、８１９の内部に
おいて拡散符号と乗算されて１シンボル周期積分され、
相関器出力ＸＩ、ＸＱとなる。位相補償回路８２０、８
２１、８２２は、相関器出力ＸＩ、ＸＱの準同期検波に
よる位相誤差を検出し、その検出した位相誤差を打ち消
すような位相補償演算をＸＩ、ＸＱに施し、出力ＹＩ、
ＹＱを与える。加算器８２３、８２４は、ＲＡＫＥ合成
するパスの数だけある出力ＹＩ、ＹＱをＩ、Ｑ個別に合
成する。符号判定器８２５は、加算器８２３、８２４の
出力のそれぞれの正負を判別し、符号判定出力ＳＩ、Ｓ
Ｑを与える。ここで、ＸＩ、ＸＱ、ＹＩ、ＹＱ、ＳＩ、
ＳＱは、１シンボルに１サンプルの信号である。

【００４０】次に、図６および図７を参照しながらタイ
ミング誤差検出回路８２６、８２７、８２８の動作につ
いて説明する。タイミング誤差検出回路８２６、８２
７、８２８中の Early拡散符号発生器３０２およびLate
拡散符号発生器３０７は、復調用の相関器８１７、８１
８、８１９中の拡散符号発生器４０１が発生するものと
同一の拡散符号を発生する。波形整形フィルタ回路８１
４、８１５、８１６に図２の構成を用いる場合には、 E
arly拡散符号発生器３０２が発生する拡散符号のタイミ
ングは、復調用の相関器８１７、８１８、８１９中の拡
散符号発生器４０１が発生する拡散符号のタイミングよ
りもある一定の時間δだけ早くし、Late拡散符号発生器
３０７が発生する拡散符号のタイミングは、復調用の相
関器８１７、８１８、８１９中の拡散符号発生器４０１
が発生する拡散符号のタイミングよりもある一定の時間
δだけ遅くする。波形整形フィルタ回路８１４、８１
５、８１６に図３または図４の構成を用いる場合には、
Early拡散符号発生器３０２およびLate拡散符号発生器
３０７が発生する拡散符号のタイミングは、復調用の相
関器８１７、８１８、８１９中の拡散符号発生器４０１
が発生する拡散符号のタイミングと同一にする。

【００４１】以上のように設定することにより、ＡＤ変
換器８０６、８０７のサンプリングタイミングが理想サ
ンプリングタイミングより遅い場合は、 Early枝相関器
３００の出力の振幅が大きくなり、ＡＤ変換器８０６、
８０７のサンプリングタイミングが理想サンプリングタ
イミングより早い場合は、Late枝相関器３０１の出力の
振幅が大きくなる。次に、 Early枝相関器３００および
Late枝相関器３０１の出力の電力を Early枝電力測定器
３１２およびLate枝電力測定器３１３によって計算し、
減算器３２１によって差をとり、タイミング誤差検出回
路８２６、８２７、８２８の出力Ｅｒｒを得る。以上の
ような構成により、ＡＤ変換器８０６、８０７のサンプ
リングタイミングが理想サンプリングより遅い場合は、
Ｅｒｒが負の値をとり、ＡＤ変換器８０６、８０７のサ
ンプリングタイミングが理想サンプリングより早い場合
は、Ｅｒｒが正の値をとる。

【００４２】次に、波形整形フィルタ回路８１４、８１
５、８１６における波形整形フィルタのタップ係数の設
定方法について説明する。準同期検波されてベースバン
ド信号に変換された受信信号は、図８（ａ）に示すルー
トナイキスト単一パルスを図８（ｂ）のようにチップ周
期Ｔｃの間隔で並べて加算して生成した図８（ｃ）のよ
うなものとなる。この受信信号がＡＤ変換器１０６、１
０７によって図９（ｄ）のようなタイミング（このサン
プリングタイミングが理想である。）でサンプリングさ
れた場合、この受信信号を最も効率よくディジタル回路
に取り込むためには、図９（ｅ）のようなタップ係数列
を持つ波形整形フィルタを通すことが必要となる。ま
た、受信信号が図９（ｆ）のように理想的なタイミング
からｄだけずれたタイミングでサンプリングされた場
合、この受信信号を最も効率よくディジタル回路に取り
込むためには、図９（ｇ）のようなタップ係数列を持つ
波形整形フィルタを通すことが必要となる。タイミング
誤差ｄは、上記のタイミング誤差検出回路８２６、８２
７、８２８によって計算され、誤差信号Ｅｒｒの形で波
形整形フィルタタップ係数計算器８２９、８３０、８３
１に与えられる。波形整形フィルタタップ係数計算器８
２９、８３０、８３１は、誤差信号Ｅｒｒをもとに計算
したタップ係数を波形整形フィルタ回路８１４、８１
５、８１６へ与える。

【００４３】ここで、波形整形フィルタ回路８１４、８
１５、８１６に図２または図３の構成をとるときには、
波形整形フィルタ回路８１４、８１５、８１６内の全て
のタップ係数可変波形整形フィルタに同じタップ係数が
与えられる。波形整形フィルタ回路８１４、８１５、８
１６が図４の構成をとるときには、波形整形フィルタ回
路８１４、８１５、８１６内の全てのタップ係数可変波
形整形フィルタのうち、ＥＩ、ＥＱ用フィルタ２０９、
２１２には、ＤＩ、ＤＱ用フィルタ２１１、２１４に与
えるタップ係数よりもδだけ早い形のタップ係数を与
え、ＬＩ、ＬＱ用フィルタ２１０、２１３には、ＤＩ、
ＤＱ用フィルタ２１１、２１４に与えるタップ係数より
もδだけ遅い形のタップ係数を与える。

【００４４】このように、上記実施の形態３によれば、
ＡＤ変換器を含む全てのディジタル回路を動作させるシ
ステムクロックが、受信信号とは非同期の自走クロック
で十分となり、電圧制御クロック発振器とそれの制御電
圧を発生するＤＡ変換器が不要となるため、装置中のア
ナログ素子を削減することができる。また、メインパス
トラッキング方式においてＡＤ変換器のサンプリング周
波数を高くしたり、独立トラッキング方式において各パ
ス毎に独立のシステムクロックを設けたりすることなし
に、全てのパスの信号を最適サンプリングタイミングで
サンプルした値を得ることができ、消費電流やハードウ
エア規模を増大させることなく、高い通信品質を保つこ
とができる。

【００４５】（実施の形態４）図１７は本発明の請求項
４に対応する第４の実施の形態におけるスペクトル拡散
受信機の構成を示すものである。図１７において、９０
０は受信アンテナ、９０１は準同期検波回路である。９
０２、９０３はミキサ、９０４はπ／２位相器、９０５
は準同期検波用局部発振器である。ミキサ９０２、９０
３の出力は、それぞれベースバンド信号のＩ成分とＱ成
分であり、それぞれ個別のＡＤ変換器（アナログ・ディ
ジタル変換器）９０６、９０７に接続されている。ＡＤ
変換器９０６、９０７以降の回路は、全てディジタル回
路により実現され、またＲＡＫＥ合成するパス数と同数
設けられる。ＡＤ変換器９０６、９０７の出力ディジタ
ル信号は、数ビットのバスであり、段数可変シフトレジ
スタ９０８、９０９、９１０、９１１、９１２、９１３
を介して複素波形整形フィルタ回路９１４、９１５、９
１６に入力される。複素波形整形フィルタ回路９１４、
９１５、９１６の出力ＤＩ、ＤＱは、相関器９１７、９
１８、９１９に入力され、相関器９１７、９１８、９１
９の出力ＸＩ、ＸＱは、加算器９２０、９２１に入力さ
れ、その出力は符号判定器９２２に入力される。また、
符号判定器９２２の出力ＳＩ、ＳＱは、コヒーレント型
タイミング誤差検出回路９２３、９２４、９２５に入力
される。複素波形整形フィルタ回路９１４、９１５、９
１６の出力ＥＩ、ＥＱは、コヒーレント型タイミング誤
差検出回路９２３、９２４、９２５に入力され、コヒー
レント型タイミング誤差検出回路９２３、９２４、９２
５の出力Ｅｒｒは、複素波形整形フィルタタップ係数計
算器９２６、９２７、９２８に入力され、複素波形整形
フィルタタップ係数計算器９２６、９２７、９２８から
は、複素波形整形フィルタ回路９１４、９１５、９１６
へタップ係数の設定情報が与えられる。

【００４６】ここで、複素波形整形フィルタ回路９１
４、９１５、９１６は、図１１、図１２、図１３、図１
４のいずれの構成でもよい。また、コヒーレント型タイ
ミング誤差検出回路９２３、９２４、９２５の構成は図
１５に示すものと同じであり、相関器９１７、９１８、
９１９の構成は図７に示すものと同じである。

【００４７】次に、本実施の形態４における動作につい
て説明する。まず、受信アンテナ９００から受信された
信号は、ミキサ９０２、９０３、π／２位相器９０４、
準同期検波用局部発振器９０５から構成される準同期検
波回路９０１により準同期検波され、ベースバンド信号
のＩ成分とＱ成分となり、それぞれ個別のＡＤ変換器９
０６、９０７によってサンプリングされ、ディジタルデ
ータＲＩ、ＲＱに変換される。ここで、このＡＤ変換器
９０６、９０７以降の回路は、全て受信信号のチップ周
波数に対して１倍から４倍程度の周波数で、受信信号の
チップ位相に対して位相が非同期である自走クロックに
従って動作する。このため、ＡＤ変換器９０６、９０７
の入力データは、図９（ｆ）に示すように、理想的なタ
イミングからずれてサンプリングされ、ＲＩ、ＲＱとな
る。複素複素波形整形フィルタ回路９１４、９１５、９
１６中の復調用のタップ係数可変複素波形整形フィルタ
のタップ係数は、図９（ｇ）に示すように、ダンプリン
グタイミングがずれた信号ＲＩ、ＲＱが入力されたとき
に最も大きな出力を得るように設定されている。このタ
イミング誤差は、後述するコヒーレント型タイミング誤
差検出回路９２３、９２４、９２５によって計算され
る。また、復調しようとするパスのタイミングは、数チ
ップの差があるが、段数可変シフトレジスタ９０８〜９
１３によってこのタイミング差をほぼなくすようにし、
精密なタイミング調整は、複素波形整形フィルタ回路９
１４、９１５、９１６によって行うようにする。

【００４８】複素波形整形フィルタ回路９１４、９１
５、９１６の出力は、相関器９１７、９１８、９１９の
内部において拡散符号と乗算されて１シンボル周期積分
され、相関器出力ＸＩ、ＸＱとなる。加算器９２０、９
２１は、ＲＡＫＥ合成するパスの数だけある出力ＸＩ、
ＸＱをＩ、Ｑ個別に合成する。符号判定器９２２は、加
算器９２０、９２１の出力のそれぞれの正負を判別し、
符号判定出力ＳＩ、ＳＱを与える。ここで、ＸＩ、Ｘ
Ｑ、ＳＩ、ＳＱは、１シンボルに１サンプルの信号であ
る。

【００４９】次に、コヒーレント型タイミング誤差検出
回路９２３、９２４、９２５の動作について図１５を参
照して説明する。コヒーレント型タイミング誤差検出回
路９２３、９２４、９２５中の Early拡散符号発生器７
０２およびLate拡散符号発生器７０７は、復調用の相関
器９１７、９１８、９１９中の拡散符号発生器４０１が
発生するものと同一の拡散符号を発生する。複素波形整
形フィルタ回路９１４、９１５、９１６に図１１の構成
を用いる場合には、 Early拡散符号発生器７０２が発生
する拡散符号のタイミングは、復調用の相関器９１７、
９１８、９１９中の拡散符号発生器４０１が発生する拡
散符号のタイミングよりもある一定の時間δだけ早く
し、Late拡散符号発生器７０７が発生する拡散符号のタ
イミングは、復調用の相関器９１７、９１８、９１９中
の拡散符号発生器４０１が発生する拡散符号のタイミン
グよりもある一定の時間δだけ遅くする。複素波形整形
フィルタ回路９１４、９１５、９１６に図１２または図
１３の構成を用いる場合には、 Early拡散符号発生器７
０２およびLate拡散符号発生器７０７が発生する拡散符
号のタイミングは、復調用の相関器９１７、９１８、９
１９中の拡散符号発生器４０１が発生する拡散符号のタ
イミングと同一にする。

【００５０】以上のように設定することにより、ＡＤ変
換器９０６、９０７のサンプリングタイミングが理想サ
ンプリングタイミングより遅い場合は、 Early枝相関器
７００の出力の振幅が大きくなり、ＡＤ変換器９０６、
９０７のサンプリングタイミングが理想サンプリングタ
イミングより早い場合は、Late枝相関器７０１の出力の
振幅が大きくなる。次に、 Early枝相関器７００および
Late枝相関器７０１の出力の電力を Early枝電力測定器
７１２およびLate枝電力測定器７１３によって計算し、
減算器７２１によって差をとり、コヒーレント型タイミ
ング誤差検出回路９２３、９２４、９２５の出力Ｅｒｒ
を得る。

【００５１】実施の形態３に示したタイミング誤差検出
回路８２６、８２７、８２８中の Early枝電力測定器７
１２およびLate枝電力測定器７１３は、電力測定のため
に入力信号の位相を一定方向にまとめる手段として自乗
器を用いているが、自乗操作は信号対雑音比を悪くして
しまうので、タイミング誤差検出回路８２６、８２７、
８２８の性能は比較的良くない。これに対し、コヒーレ
ント型タイミング誤差検出回路９２３、９２４、９２５
中の Early枝電力測定器７１２およびLate枝電力測定器
７１３は、自乗器の代わりに符号判定出力との乗算を行
うための乗算器７１４、７１５、７１８、７１９を備え
ている。複素波形整形フィルタ回路９１４、９１５、９
１６の出力ＥＩ、ＬＩ、ＥＱ、ＬＱは、すでに位相補償
が施されており、さらに符号判定器９２２の出力を乗算
することにより、 Early枝電力測定器７１２およびLate
枝電力測定器７１３の出力信号の位相を一定方向に揃え
ることができる。また、自乗操作を用いていないので、
信号対雑音比の劣化がなく、良好な特性を持つ。以上の
ような構成により、ＡＤ変換器９０６、９０７のサンプ
リングタイミングが理想サンプリングより遅い場合は、
Ｅｒｒが負の値をとり、ＡＤ変換器９０６、９０７のサ
ンプリングタイミングが理想サンプリングより早い場合
は、Ｅｒｒが正の値をとる。

【００５２】次に、複素波形整形フィルタ回路９１４、
９１５、９１６における複素波形整形フィルタのタップ
係数の設定方法について説明する。準同期検波されてベ
ースバンド信号に変換された受信信号は、図８（ａ）に
示すルートナイキスト単一パルスを図８（ｂ）のように
チップ周期Ｔｃの間隔で並べて加算して生成した図８
（ｃ）のようなものとなる。この受信信号がＡＤ変換器
９０６、９０７によって図９（ｄ）のようなタイミング
（このサンプリングタイミングが理想である。）でサン
プリングされた場合、この受信信号を最も効率よくディ
ジタル回路に取り込むためには、図９（ｅ）のようなタ
ップ係数列を持つ複素波形整形フィルタを通すことが必
要となる。また、受信信号が図９（ｆ）のように理想的
なタイミングからｄだけずれたタイミングでサンプリン
グされた場合、この受信信号を最も効率よくディジタル
回路に取り込むためには、図９（ｇ）のようなタップ係
数列を持つ複素波形整形フィルタを通すことが必要とな
る。タイミング誤差ｄは、上記のコヒーレント型タイミ
ング誤差検出回路９２３、９２４、９２５によって計算
され、誤差信号Ｅｒｒの形で複素波形整形フィルタタッ
プ係数計算器９２６、９２７、９２８に与えられる。複
素波形整形フィルタタップ係数計算器９２６、９２７、
９２８は、まず誤差信号Ｅｒｒをもとに計算したタップ
係数を計算する。次に、相関器出力ＸＩ、ＸＱの準同期
検波による位相を検出し、その検出した位相誤差を打ち
消すような位相補償用複素係数を計算して、上記のタッ
プ係数に乗算し、複素タップ係数を求める。そして、計
算した複素タップ係数を複素波形整形フィルタ回路９１
４、９１５、９１６へ与える。

【００５３】ここで、複素波形整形フィルタ回路９１
４、９１５、９１６が、図１１または図１２の構成をと
るときには、複素波形整形フィルタ回路９１４、９１
５、９１６内の全ての複素タップ係数可変複素波形整形
フィルタに同じ複素タップ係数が与えられる。複素波形
整形フィルタ回路９１４、９１５、９１６が図１３の構
成をとるときには、複素波形整形フィルタ回路９１４、
９１５、９１６５０８内の全ての複素タップ係数可変複
素波形整形フィルタのうち、 Early用フィルタ６０７に
は、 Demod用フィルタ６０９に与える複素タップ係数よ
りもδだけ早い形の複素タップ係数を与え、Late用フィ
ルタ６０８には、 Demod用フィルタ６０９に与える複素
タップ係数よりもδだけ遅い形の複素タップ係数を与え
る。

【００５４】このように、上記実施の形態４によれば、
ＡＤ変換器を含む全てのディジタル回路を動作させるシ
ステムクロックが、受信信号とは非同期の自走クロック
で十分となり、電圧制御クロック発振器とそれの制御電
圧を発生するＤＡ変換器が不要となるため、装置中のア
ナログ素子を削減することができる。また、メインパス
トラッキング方式においてＡＤ変換器のサンプリング周
波数を高くしたり、独立トラッキング方式において各パ
ス毎に独立のシステムクロックを設けたりすることなし
に、全てのパスの信号を最適サンプリングタイミングで
サンプルした値を得ることができ、消費電流やハードウ
エア規模を増大させることなく、高い通信品質を保つこ
とができる。さらに、相関器の前で位相補償を行うた
め、タイミング誤差検出回路において自乗器を用いる必
要がなくなり、タイミング誤差検出回路の特性が良くな
る。さらに、符号判定器の前の位相補償回路が不要とな
るので、ハードウエア規模を削減することができる。

【００５５】

【発明の効果】本発明は、上記実施の形態から明らかな
ように、ＡＤ変換器を含む全てのディジタル回路を動作
させるシステムクロックが、受信信号とは非同期の自走
クロックで十分となるので、電圧制御クロック発振器と
それの制御電圧を発生するＤＡ変換器が不要となり、装
置中のアナログ素子を削減することができる。また、メ
インパストラッキング方式においてＡＤ変換器のサンプ
リング周波数を高くしたり、独立トラッキング方式にお
いて各パス毎に独立のシステムクロックを設けたりする
ことなしに、全てのパスの信号を最適サンプリングタイ
ミングでサンプルした値を得ることができ、消費電流や
ハードウエア規模を増大させることなく、高い通信品質
を保つことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１におけるスペクトル拡散
受信機の構成を示すブロック図

【図２】本発明の実施の形態１および３における波形整
形フィルタ回路の構成を示すブロック図

【図３】本発明の実施の形態１および３における波形整
形フィルタ回路の別の構成を示すブロック図

【図４】本発明の実施の形態１および３における波形整
形フィルタ回路のさらに別の構成を示すブロック図

【図５】本発明の実施の形態１および３における波形整
形フィルタ回路のさらに別の構成を示すブロック図

【図６】本発明の実施の形態１および３におけるタイミ
ング誤差検出回路の構成を示すブロック図

【図７】本発明の各実施の形態における相関器の構成を
示すブロック図

【図８】（ａ）本発明の各実施の形態におけるルートナ
イキスト単一パルスの波形図 （ｂ）（ａ）のルートナイキスト単一パルスをチップ周
期Ｔｃの間隔で並べた波形図 （ｃ）（ｂ）の波形を加算した受信ベースバンド信号の
波形図

【図９】（ｄ）理想的なタイミングでサンプリングされ
たルートナイキスト単一パルスの波形図 （ｅ）理想的なタイミングでサンプリングされたルート
ナイキスト単一パルスの波形に整合する波形整形フィル
タのタップ係数を示す特性図 （ｆ）誤差のあるタイミングでサンプリングされたルー
トナイキスト単一パルスの波形図 （ｇ）誤差のあるタイミングでサンプリングされたルー
トナイキスト単一パルスの波形に整合する波形整形フィ
ルタのタップ係数を示す特性図

【図１０】本発明の実施の形態２におけるスペクトル拡
散受信機の構成を示すブロック図

【図１１】本発明の実施の形態２および４における複素
波形整形フィルタ回路の構成を示すブロック図

【図１２】本発明の実施の形態２および４における複素
波形整形フィルタ回路の別の構成を示すブロック図

【図１３】本発明の実施の形態２および４における複素
波形整形フィルタ回路のさらに別の構成を示すブロック
図

【図１４】本発明の実施の形態２および４における複素
波形整形フィルタ回路のさらに別の構成を示すブロック
図

【図１５】本発明の実施の形態２および４におけるコヒ
ーレント型タイミング誤差検出回路の構成を示すブロッ
ク図

【図１６】本発明の実施の形態３におけるスペクトル拡
散受信機の構成を示すブロック図

【図１７】本発明の実施の形態４におけるスペクトル拡
散受信機の構成を示すブロック図

【図１８】従来例におけるスペクトル拡散受信機の構成
を示すブロック図

【図１９】従来例におけるスペクトル拡散受信機の別の
構成を示すブロック図

【図２０】従来例におけるスペクトル拡散受信機のさら
に別の構成を示すブロック図

【符号の説明】

１０１、５０１、８０１、９０１ 準同期検波回路 １０６、１０７、５０６、５０７、８０６、８０７、９
０６、９０７ ＡＤ変換器 １０８、８１４、８１５、８１６ 波形整形フィルタ回
路 ５０８、９１４、９１５、９１６ 複素波形整形フィル
タ回路 １０９、５０９、８１７、８１８、８１９、９１７、９
１８、９１９ 相関器 １１０、８２０、８２１、８２２ 位相補償回路 １１１、５１１、８２５、９２２ 符号判定器 １１２、８２６、８２７、８２８ タイミング誤差検出
回路 ５１０、９２３、９２４、９２５ コヒーレント型タイ
ミング誤差検出回路 １１３、８２９、８３０、８３１ 波形整形フィルタタ
ップ係数計算器 ５１２、９２６、９２７、９２８ 複素波形整形フィル
タタップ係数計算器 ８０８、８０９、８１０、８１１、８１２、８１３、９
０８、９０９、９１０、９１１、９１２、９１３ シフ
トレジスタ ８２３、８２４、９２０、９２１ 加算器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平７−154300（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−90743（ＪＰ，Ａ) 高草木恵二（外１名），適応アルゴリ ズムを用いた高速周波数ホッピングスペ クトル拡散信号のコヒーレント復調器, 信学技報，1992年11月24日，Ｖｏｌ．92 Ｎｏ．341，77−88，ＳＡＴ92−68 (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H01L 13/00 - 13/06 H04B 1/69 - 1/713

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受信したスペクトル拡散信号を、その搬
   送波周波数にほぼ等しい周波数の局部発振信号を乗算す
   ることによりＩ、Ｑの２系統のベースバンド信号に変換
   する準同期検波回路と、前記準同期検波回路の出力信号
   を、受信スペクトル拡散信号のチップ周波数の数倍にほ
   ぼ等しい周波数の固定サンプリングクロックによりサン
   プリングするアナログ・ディジタル変換器と、前記固定
   サンプリングクロックにより駆動され、前記アナログ・
   ディジタル変換器の出力を波形整形するタップ係数可変
   型のディジタルＦＩＲフィルタを用いた波形整形フィル
   タ回路と、前記波形整形フィルタ回路の出力を入力とし
   て、受信したスペクトル拡散信号を復調する復調用拡散
   符号発生器とディジタル乗算器と加算器とから構成され
   る復調用相関器と、前記復調用相関器の出力信号の正負
   の符号判定を行うために、準同期検波時に発生する位相
   の誤差を前記復調用相関器の出力信号を観測することに
   より推定し、前記復調用相関器の出力信号に対してその
   誤差分を補償する位相補償回路と、前記位相補償回路の
   出力の正負をＩ成分とＱ成分とで個別に判定する符号判
   定器と、受信スペクトル拡散信号および復調拡散符号の
   タイミング誤差を測定するタイミング誤差検出回路と、
   前記タイミング誤差検出回路から受け取ったタイミング
   誤差信号をもとに、受信スペクトル拡散信号のエネルギ
   ーを最も効率よく獲得するようなタップ係数を計算し
   て、前記タップ係数可変型の波形整形フィルタ回路のタ
   ップ係数を更新する波形整形フィルタタップ係数計算器
   とを備えたスペクトル拡散受信機。
2. 【請求項２】 復調用相関器の後段の位相補償回路を排
   除するとともに、波形整形フィルタタップ係数計算器と
   タップ係数可変型波形整形フィルタ回路の代わりに、準
   同期検波時に発生する復調用相関器出力の位相誤差を推
   定し、その位相誤差の補償のための信号をタップ係数可
   変型波形整形フィルタ回路に対して指定するタップ係数
   に乗算する複素波形整形フィルタタップ係数計算器と、
   前記複素波形整形フィルタタップ係数計算器から与えら
   れた複素タップ係数により特性が決定される複素タップ
   係数可変型波形整形フィルタ回路とを備えた請求項１記
   載のスペクトル拡散受信機。
3. 【請求項３】 受信したスペクトル拡散信号を、その搬
   送波周波数にほぼ等しい周波数の局部発振信号を乗算す
   ることによりＩ、Ｑの２系統のベースバンド信号に変換
   する準同期検波回路と、前記準同期検波回路の出力信号
   を、受信スペクトル拡散信号のチップ周波数の数倍にほ
   ぼ等しい周波数の固定サンプリングクロックによりサン
   プリングするアナログ・ィジタル変換器と、前記固定サ
   ンプリングクロックによって駆動され、前記アナログ・
   ディジタル変換器の出力を入力して、復調しようとする
   パスのタイミング差を予備的に除去する段数可変型のシ
   フトレジスタの組と、前記固定サンプリングクロックに
   より駆動され、前記シフトレジスタの出力を波形整形す
   るタップ係数可変型のディジタルＦＩＲフィルタを用い
   た波形整形フィルタ回路と、前記波形整形フィルタ回路
   の出力を入力として、受信したスペクトル拡散信号を復
   調する復調用相関器と、前記復調用相関器の出力信号の
   正負の符号判定を行うために、準同期検波時に発生する
   位相の誤差を前記復調用相関器の出力信号を観測するこ
   とにより推定し、前記復調用相関器の出力信号に対して
   その誤差分を補償する位相補償回路と、ＲＡＫＥ合成す
   べき全パスの位相補償済み復調用相関器出力をＩ成分と
   Ｑ成分とで個別に加算する加算器と、前記加算結果の正
   負をＩ成分とＱ成分とで個別に判定する符号判定器と、
   受信スペクトル拡散信号および復調拡散符号のタイミン
   グ誤差を測定するタイミング誤差検出回路と、前記タイ
   ミング誤差検出回路から受け取ったタイミング誤差信号
   をもとに、受信スペクトル拡散信号のエネルギーを最も
   効率よく獲得するようなタップ係数を計算して、前記タ
   ップ係数可変型波形整形フィルタ回路のタップ係数を更
   新する波形整形フィルタタップ係数計算器とを有し、前
   記シフトレジスタの組と波形整形フィルタ回路と復調用
   相関器と位相補償回路とタイミング誤差検出回路と波形
   整形フィルタタップ係数計算器とを、ＲＡＫＥ合成すべ
   きパスの数だけ備えたＲＡＫＥ機能付きのスペクトル拡
   散受信機。
4. 【請求項４】 復調用相関器の後段の位相補償回路を排
   除するとともに、波形整形フィルタタップ係数計算器と
   タップ係数可変型波形整形フィルタ回路の代わりに、準
   同期検波時に発生する復調用相関器出力の位相誤差を推
   定し、その位相誤差の補償のための信号をタップ係数可
   変型波形整形フィルタ回路に対して指定するタップ係数
   に乗算する複素波形整形フィルタタップ係数計算器と、
   前記複素波形整形フィルタタップ係数計算器から与えら
   れた複素タップ係数により特性が決定される複素タップ
   係数可変型波形整形フィルタ回路とを備えた請求項３記
   載のスペクトル拡散受信機。