JP2003143112A - 伝搬路特性推定装置 - Google Patents
伝搬路特性推定装置Info
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
- H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 未知情報区間であっても伝搬路特性の推定精
度を向上する。 【解決手段】 伝搬路の位相／振幅特性推定装置におい
て、第1の送信情報除去部（１２，１３，１４）は既知の
情報が未知の情報の間に時間多重されて送信されるデー
タチャネルの受信信号より送信情報を除去して当該デー
タチャネルが伝搬路で受けた位相／振幅特性を示す位相
／振幅情報を出力する。第2の送信情報除去部（１６，
１７）は未知の情報のみが送信されるデータチャネルの
受信信号より送信情報を除去して当該データチャネルが
伝搬路で受けた位相／振幅特性を示す位相／振幅情報を
出力する。加算部１９は第1、第2の送信情報除去部から
出力する位相／振幅情報を加算し、位相／振幅推定部２
０は加算部の出力より各チャネルが伝搬路で受けた位相
特性及び振幅特性を推定する。
度を向上する。 【解決手段】 伝搬路の位相／振幅特性推定装置におい
て、第1の送信情報除去部（１２，１３，１４）は既知の
情報が未知の情報の間に時間多重されて送信されるデー
タチャネルの受信信号より送信情報を除去して当該デー
タチャネルが伝搬路で受けた位相／振幅特性を示す位相
／振幅情報を出力する。第2の送信情報除去部（１６，
１７）は未知の情報のみが送信されるデータチャネルの
受信信号より送信情報を除去して当該データチャネルが
伝搬路で受けた位相／振幅特性を示す位相／振幅情報を
出力する。加算部１９は第1、第2の送信情報除去部から
出力する位相／振幅情報を加算し、位相／振幅推定部２
０は加算部の出力より各チャネルが伝搬路で受けた位相
特性及び振幅特性を推定する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は伝搬路特性推定装置
に係わり、特に、既知の情報が未知の情報の間に時間多
重されて送信されるデータチャネルと未知の情報のみが
送信されるデータチャネルのそれぞれにおいて情報がコ
ード多重されて送信される通信システムにおいて、当該
複数のデータチャネルが伝搬路で受けた位相／振幅特性
を推定する場合に適用して好適な伝搬路特性推定装置に
関する。
に係わり、特に、既知の情報が未知の情報の間に時間多
重されて送信されるデータチャネルと未知の情報のみが
送信されるデータチャネルのそれぞれにおいて情報がコ
ード多重されて送信される通信システムにおいて、当該
複数のデータチャネルが伝搬路で受けた位相／振幅特性
を推定する場合に適用して好適な伝搬路特性推定装置に
関する。
【０００２】
【従来の技術】移動体通信において、マルチパスが形成
される環境を通信端末が移動すると、移動に伴いフェー
ジングによる伝搬路特性の変動が生じる。このような状
況下でデータシンボルを受信復調する場合、データシン
ボルと共に送信される既知シンボル(たとえばパイロッ
トシンボル)を受信復調し、該パイロットシンボルから
伝搬路の位相／振幅特性を推定し、伝搬路による影響を
除去してデータシンボルの同期検波を行う。
される環境を通信端末が移動すると、移動に伴いフェー
ジングによる伝搬路特性の変動が生じる。このような状
況下でデータシンボルを受信復調する場合、データシン
ボルと共に送信される既知シンボル(たとえばパイロッ
トシンボル)を受信復調し、該パイロットシンボルから
伝搬路の位相／振幅特性を推定し、伝搬路による影響を
除去してデータシンボルの同期検波を行う。
【０００３】図12はCDMA受信部の構成図である。無線部
１は、アンテナATNにより受信した高周波信号をベース
バンド信号に周波数変換(RF→IF変換)する。直交検波器
２はベースバンド信号を直交検波し、同相成分（Ｉ成
分)データと直交成分（Ｑ成分)データを出力する。直交
検波器２において、２ａは受信キャリア発生部、２ｂは
受信キャリアの位相をπ/2シフトする位相シフト部、２
ｃ，２ｄは乗算器でありベースバンド信号に受信キャリ
アを乗算してＩ成分信号及びＱ成分信号を出力するもの
である。ローパスフィルタ(LPF)３ａ，３ｂは出力信号
の帯域を制限し、ＡＤ変換器５ａ，５ｂはＩ成分信号、
Ｑ成分信号をそれぞれディジタル信号に変換し、サーチ
ャ６と各フィンガー部７ａ1〜７ａ4に入力する。
１は、アンテナATNにより受信した高周波信号をベース
バンド信号に周波数変換(RF→IF変換)する。直交検波器
２はベースバンド信号を直交検波し、同相成分（Ｉ成
分)データと直交成分（Ｑ成分)データを出力する。直交
検波器２において、２ａは受信キャリア発生部、２ｂは
受信キャリアの位相をπ/2シフトする位相シフト部、２
ｃ，２ｄは乗算器でありベースバンド信号に受信キャリ
アを乗算してＩ成分信号及びＱ成分信号を出力するもの
である。ローパスフィルタ(LPF)３ａ，３ｂは出力信号
の帯域を制限し、ＡＤ変換器５ａ，５ｂはＩ成分信号、
Ｑ成分信号をそれぞれディジタル信号に変換し、サーチ
ャ６と各フィンガー部７ａ1〜７ａ4に入力する。
【０００４】サーチャ６はマルチパスの影響を受けた直
接拡散信号（DS信号）が入力すると、マッチトフィルタ
（図示せず）を用いて自己相関演算を行ってマルチパス
を検出し、各パスにおける逆拡散開始のタイミングデー
タ及び遅延時間調整データをフィンガー部７ａ1〜７ａ4
に入力する。各フィンガー部７ａ1〜７ａ4の逆拡散／遅
延時間調整部４ａは、所定のパスを介して到来する直接
波あるいは遅延波に拡散符号と同じ符号を用いて逆拡散
処理を施してダンプ積分し、しかる後、パスに応じた遅
延処理を施し、パイロット信号、情報信号を出力する。
チャネル推定部（位相補償部）４ｂはパイロット信号の
Ｉ成分、Ｑ成分をそれぞれ所定スロット数分平均して、
チャネル推定信号Ｉt，Ｑtを出力する。同期検波部４ｃ
は受信信号に含まれるパイロット信号と既知のパイロッ
ト信号間の位相差θに基づいて、逆拡散された情報信号
I′、Q′の位相を元に戻し、レーク合成部８は各フィン
ガー部の出力を合成する。
接拡散信号（DS信号）が入力すると、マッチトフィルタ
（図示せず）を用いて自己相関演算を行ってマルチパス
を検出し、各パスにおける逆拡散開始のタイミングデー
タ及び遅延時間調整データをフィンガー部７ａ1〜７ａ4
に入力する。各フィンガー部７ａ1〜７ａ4の逆拡散／遅
延時間調整部４ａは、所定のパスを介して到来する直接
波あるいは遅延波に拡散符号と同じ符号を用いて逆拡散
処理を施してダンプ積分し、しかる後、パスに応じた遅
延処理を施し、パイロット信号、情報信号を出力する。
チャネル推定部（位相補償部）４ｂはパイロット信号の
Ｉ成分、Ｑ成分をそれぞれ所定スロット数分平均して、
チャネル推定信号Ｉt，Ｑtを出力する。同期検波部４ｃ
は受信信号に含まれるパイロット信号と既知のパイロッ
ト信号間の位相差θに基づいて、逆拡散された情報信号
I′、Q′の位相を元に戻し、レーク合成部８は各フィン
ガー部の出力を合成する。
【０００５】もう少し詳しく説明すると、パイロットシ
ンボルPn、伝搬路特性を ξnとすれば、逆拡散／遅延時間
調整部４ａは逆拡散処理により伝搬路の影響を受けたパ
イロットシンボルPnξnを出力し、チャネル推定部４ｂ
は該パイロットに既知のパイロットシンボルの複素共役
Pn*を乗算して伝搬路特性ξnを推定する。すなわち、チ
ャネル推定部４ｂは次式 ξn＾＝Pn・ξn・Pn*＝ξn・｜Pn｜2 (1) の演算を行い、Pn＝１として伝搬路特性ξnを推定する。
実際には受信シンボルは雑音や干渉の影響を受けている
ため、(1)式により求まる伝搬路特性ξn＾の平均を取る
ことにより、たとえば複数のパイロットシンボル間での
移動平均を取ることにより精度の向上を図っている。
ンボルPn、伝搬路特性を ξnとすれば、逆拡散／遅延時間
調整部４ａは逆拡散処理により伝搬路の影響を受けたパ
イロットシンボルPnξnを出力し、チャネル推定部４ｂ
は該パイロットに既知のパイロットシンボルの複素共役
Pn*を乗算して伝搬路特性ξnを推定する。すなわち、チ
ャネル推定部４ｂは次式 ξn＾＝Pn・ξn・Pn*＝ξn・｜Pn｜2 (1) の演算を行い、Pn＝１として伝搬路特性ξnを推定する。
実際には受信シンボルは雑音や干渉の影響を受けている
ため、(1)式により求まる伝搬路特性ξn＾の平均を取る
ことにより、たとえば複数のパイロットシンボル間での
移動平均を取ることにより精度の向上を図っている。
【０００６】既知シンボル(パイロット)を伝送する第1
の方式として、従来、データチャネルと別個に既知シン
ボルのみを送信するチャネルを有する方式が知られてい
る。たとえば、大川、安藤、佐和橋、安達、”DS-CDMAに
おける2Mbpsマルチコード伝送特性”、電子情報通信学
会ソサイエティ大会、B-345、pp.346、1996年参照。この
文献では時間的に連続して送信されてくるPilot Bit(パ
イロットシンボル)の相関値を用いて(1)式によりチャネ
ル推定し、更に、移動平均化処理などの方法を用いてデー
タチャネルが伝送路で受ける位相情報及び振幅情報を高
精度に推定する。図1３はかかる従来技術におけるチャ
ネル推定回路の構成図であり、パイロットシンボル相関
器8aは、べースバンド信号に送信側のパイロット拡散符
号と同一の逆拡散符号を乗算して伝搬路の影響を受けた
パイロットシンボルPn・ξnを出力し、乗算器8bは既知パ
イロットシンボルの複素共役Pn*を相関器出力に乗算し
て伝搬路特性ξnを推定し、移動平均処理部８ｃはその移
動平均を演算して伝搬路特性(位相／振幅推定値) を出
力する。
の方式として、従来、データチャネルと別個に既知シン
ボルのみを送信するチャネルを有する方式が知られてい
る。たとえば、大川、安藤、佐和橋、安達、”DS-CDMAに
おける2Mbpsマルチコード伝送特性”、電子情報通信学
会ソサイエティ大会、B-345、pp.346、1996年参照。この
文献では時間的に連続して送信されてくるPilot Bit(パ
イロットシンボル)の相関値を用いて(1)式によりチャネ
ル推定し、更に、移動平均化処理などの方法を用いてデー
タチャネルが伝送路で受ける位相情報及び振幅情報を高
精度に推定する。図1３はかかる従来技術におけるチャ
ネル推定回路の構成図であり、パイロットシンボル相関
器8aは、べースバンド信号に送信側のパイロット拡散符
号と同一の逆拡散符号を乗算して伝搬路の影響を受けた
パイロットシンボルPn・ξnを出力し、乗算器8bは既知パ
イロットシンボルの複素共役Pn*を相関器出力に乗算し
て伝搬路特性ξnを推定し、移動平均処理部８ｃはその移
動平均を演算して伝搬路特性(位相／振幅推定値) を出
力する。
【０００７】又、既知シンボルを伝送する第2の方式とし
て、前記従来技術において連続送信されているはずのPi
lot Bit(パイロットシンボル)の一部位置に未知情報シ
ンボルを挿入する方式も知られている。例えば、3rd Gen
eration Partnership Project（以下3GPPと称す）で標
準化されているFDDモードの上りリンクのフレーム構成
では、図1４に示すように未知の情報のみが送信されるD
PDCHデータチャネル (Dedicated Physical Data Channe
l)と既知情報であるPilot Bitが定期的に未知情報の間
に時間多重されて送信されているDPCCH制御チャネル(De
dicated PhysicalControl Channel)とが直交符号により
実数軸および虚数軸に多重されている。
て、前記従来技術において連続送信されているはずのPi
lot Bit(パイロットシンボル)の一部位置に未知情報シ
ンボルを挿入する方式も知られている。例えば、3rd Gen
eration Partnership Project（以下3GPPと称す）で標
準化されているFDDモードの上りリンクのフレーム構成
では、図1４に示すように未知の情報のみが送信されるD
PDCHデータチャネル (Dedicated Physical Data Channe
l)と既知情報であるPilot Bitが定期的に未知情報の間
に時間多重されて送信されているDPCCH制御チャネル(De
dicated PhysicalControl Channel)とが直交符号により
実数軸および虚数軸に多重されている。
【０００８】すなわち、移動局から基地局への上り信号
のフレームフォーマットにおいて、1フレームは10msec
で、15スロットＳ０〜Ｓ１４で構成されている。DPDCH
データチャネルはQPSK変調の直交するIチャンネルにマ
ッピングされ、DPCCH制御チャネルはQPSK変調の直交す
るQチャンネルにマッピングされる。DPDCHデータチャネ
ル(Iチャンネル)の各スロットはｎビットで構成され、
ｎはシンボル速度に応じて変化する。DPDCHデータチャ
ネルには１以上のトランスポートチャネルのデータを最
大6チャネルまで多重して送信できる。例えば、CELPに
より圧縮符号化した音声符号データを重要度が高い音声
符号部分と重要度が低い音声符号部分に分け、１フレー
ム当たり所定のビット数をそれぞれに割り当てて異なる
トランスポートチャネルで多重して伝送する。
のフレームフォーマットにおいて、1フレームは10msec
で、15スロットＳ０〜Ｓ１４で構成されている。DPDCH
データチャネルはQPSK変調の直交するIチャンネルにマ
ッピングされ、DPCCH制御チャネルはQPSK変調の直交す
るQチャンネルにマッピングされる。DPDCHデータチャネ
ル(Iチャンネル)の各スロットはｎビットで構成され、
ｎはシンボル速度に応じて変化する。DPDCHデータチャ
ネルには１以上のトランスポートチャネルのデータを最
大6チャネルまで多重して送信できる。例えば、CELPに
より圧縮符号化した音声符号データを重要度が高い音声
符号部分と重要度が低い音声符号部分に分け、１フレー
ム当たり所定のビット数をそれぞれに割り当てて異なる
トランスポートチャネルで多重して伝送する。
【０００９】制御データを送信するDPCCH制御チャネル
(Qチャンネル)の各スロットは10ビットで構成され、シ
ンボル速度は15ksps一定であり、パイロットPILOT、送
信電力制御データTPC、トランスポート・フォーマット・
コンビネーション・インジケータTFCI、フィードバック
情報FBIを送信する。PILOT、TPC、TFCI、FBIのビット数
は必要に応じて変更することができる。PILOTは前述の
ように受信側でチャネル推定(伝搬路特性の推定)をした
り、SIRを測定する際に利用するもの、TPCは送信電力制
御に利用するもの、TFCIはデータのシンボル速度や１フ
レーム当たりのビット数、レペティションにより増加す
るビット数等を送信するもの、FBIは基地局における送
信ダイバーシティを制御するものである。
(Qチャンネル)の各スロットは10ビットで構成され、シ
ンボル速度は15ksps一定であり、パイロットPILOT、送
信電力制御データTPC、トランスポート・フォーマット・
コンビネーション・インジケータTFCI、フィードバック
情報FBIを送信する。PILOT、TPC、TFCI、FBIのビット数
は必要に応じて変更することができる。PILOTは前述の
ように受信側でチャネル推定(伝搬路特性の推定)をした
り、SIRを測定する際に利用するもの、TPCは送信電力制
御に利用するもの、TFCIはデータのシンボル速度や１フ
レーム当たりのビット数、レペティションにより増加す
るビット数等を送信するもの、FBIは基地局における送
信ダイバーシティを制御するものである。
【００１０】3GPPのフレームフォーマット構成におい
て、既述の第1の方式で伝搬路を推定すると既知情報区
間において既知情報成分を除去して正しく伝搬路特性を
推定できるが、未知情報区間において該未知情報成分を
除去することができず正確に伝搬路特性を推定すること
ができず、誤差の大きな位相情報及び振幅情報が得られ
てしまう問題が生じる。例えば受信信号ｒを以下のよう
に仮定する。 ｒ＝ｄ・exp(Φ)＋ｎ (2) ここで、ｄはPilot Bitの情報成分、Φは伝送路の位相
成分（簡単のため振幅成分は一定とした）、ｎはノイズ
成分である。第1方式の位相成分推定法では、 ｘ＝Σｄ・ｒ＝Σｄ・（ｄ・exp(Φ)＋ｎ） (3) となりｎが平均値０のノイズで、ｄが１であるとする
と、 ｘ＝exp(Φ) (4) となり伝送路の位相成分を推定できる。しかしながら、
未知情報区間においてｄは未知のデータビットであり、
１、−１の両方の値を取る場合、ｘ＝exp(Φ)とはなら
ず誤差の大きな位相成分の推定値が得られてしまう。
て、既述の第1の方式で伝搬路を推定すると既知情報区
間において既知情報成分を除去して正しく伝搬路特性を
推定できるが、未知情報区間において該未知情報成分を
除去することができず正確に伝搬路特性を推定すること
ができず、誤差の大きな位相情報及び振幅情報が得られ
てしまう問題が生じる。例えば受信信号ｒを以下のよう
に仮定する。 ｒ＝ｄ・exp(Φ)＋ｎ (2) ここで、ｄはPilot Bitの情報成分、Φは伝送路の位相
成分（簡単のため振幅成分は一定とした）、ｎはノイズ
成分である。第1方式の位相成分推定法では、 ｘ＝Σｄ・ｒ＝Σｄ・（ｄ・exp(Φ)＋ｎ） (3) となりｎが平均値０のノイズで、ｄが１であるとする
と、 ｘ＝exp(Φ) (4) となり伝送路の位相成分を推定できる。しかしながら、
未知情報区間においてｄは未知のデータビットであり、
１、−１の両方の値を取る場合、ｘ＝exp(Φ)とはなら
ず誤差の大きな位相成分の推定値が得られてしまう。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】そこで、3GPPのフレー
ムフォーマット構成では、既知情報区間(PILOT区間)に
おいて第1の方式を用いて伝搬路特性を推定し、未知情報
区間(TFCI,FBI,TPC区間)において既知情報区間の伝搬路
特性データを用いて直線補間して伝搬路特性を推定す
る。図1５はかかるチャネル推定回路の構成図であり、DP
CCH相関器９aは、べースバンド信号に送信側のDPCCH拡
散符号と同一の逆拡散符号を乗算して伝搬路の影響を受
けた制御チャネルのシンボルを出力し、乗算器９bは既知
パイロットシンボルの複素共役Pn*を相関器出力に乗算
して既知情報区間における伝搬路特性を推定し、加算器
９ｃは1スロット内の既知シンボル数分、乗算器出力を
加算して平均化し、直線補間処理部９ｄは直線補間処理
により未知シンボル区間における伝搬路特性を推定す
る。
ムフォーマット構成では、既知情報区間(PILOT区間)に
おいて第1の方式を用いて伝搬路特性を推定し、未知情報
区間(TFCI,FBI,TPC区間)において既知情報区間の伝搬路
特性データを用いて直線補間して伝搬路特性を推定す
る。図1５はかかるチャネル推定回路の構成図であり、DP
CCH相関器９aは、べースバンド信号に送信側のDPCCH拡
散符号と同一の逆拡散符号を乗算して伝搬路の影響を受
けた制御チャネルのシンボルを出力し、乗算器９bは既知
パイロットシンボルの複素共役Pn*を相関器出力に乗算
して既知情報区間における伝搬路特性を推定し、加算器
９ｃは1スロット内の既知シンボル数分、乗算器出力を
加算して平均化し、直線補間処理部９ｄは直線補間処理
により未知シンボル区間における伝搬路特性を推定す
る。
【００１２】しかし、図1５により伝搬路を推定する
と、既知情報区間では正しく伝搬路特性を推定できる
が、未知情報区間では該既知情報区間で推定した伝搬路
特性を用いるため正確に伝搬路特性を推定することがで
きず、誤差の大きな位相情報及び振幅情報が得られてし
まう問題が生じる。以上から、本発明の目的は未知情報
区間であっても伝搬路特性の推定精度を向上できるよう
にすることである。
と、既知情報区間では正しく伝搬路特性を推定できる
が、未知情報区間では該既知情報区間で推定した伝搬路
特性を用いるため正確に伝搬路特性を推定することがで
きず、誤差の大きな位相情報及び振幅情報が得られてし
まう問題が生じる。以上から、本発明の目的は未知情報
区間であっても伝搬路特性の推定精度を向上できるよう
にすることである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明は、既知の情報が未知の情報の間に時間多重
されて送信されるデータチャネルの受信信号より当該チ
ャネルの送信情報を除去する第1の送信情報除去部、未
知の情報のみが送信されるデータチャネルの受信信号よ
り当該チャネルの送信情報を除去する第2の送信情報除
去部、各送信情報除去部の出力を加算する加算部、加算
部の出力より各チャネルが伝搬路で受けた位相特性及び
振幅特性を推定する位相/振幅推定部を備えている。
に、本発明は、既知の情報が未知の情報の間に時間多重
されて送信されるデータチャネルの受信信号より当該チ
ャネルの送信情報を除去する第1の送信情報除去部、未
知の情報のみが送信されるデータチャネルの受信信号よ
り当該チャネルの送信情報を除去する第2の送信情報除
去部、各送信情報除去部の出力を加算する加算部、加算
部の出力より各チャネルが伝搬路で受けた位相特性及び
振幅特性を推定する位相/振幅推定部を備えている。
【００１４】本発明によれば、既知の情報が未知の情報
の間に時間多重されて送信されるデータチャネルの受信
信号より送信情報を除去して擬似的に伝搬路で受けた位
相／振幅特性を示す位相／振幅情報を生成し、同様に未
知の情報のみが送信されるデータチャネルの受信信号よ
り送信情報を除去して擬似的に伝搬路で受けた位相／振
幅特性を示す位相／振幅情報を生成し、これらデータチ
ャネルにおける位相／振幅情報を加算することにより、
伝搬路の位相／振幅特性の推定精度を向上することがで
きる。又、位相／振幅推定部に移動平均化処理回路やFIR
フィルタなどを用いることにより精度を更に向上するこ
とができる。
の間に時間多重されて送信されるデータチャネルの受信
信号より送信情報を除去して擬似的に伝搬路で受けた位
相／振幅特性を示す位相／振幅情報を生成し、同様に未
知の情報のみが送信されるデータチャネルの受信信号よ
り送信情報を除去して擬似的に伝搬路で受けた位相／振
幅特性を示す位相／振幅情報を生成し、これらデータチ
ャネルにおける位相／振幅情報を加算することにより、
伝搬路の位相／振幅特性の推定精度を向上することがで
きる。又、位相／振幅推定部に移動平均化処理回路やFIR
フィルタなどを用いることにより精度を更に向上するこ
とができる。
【００１５】又、本発明の情報判定部は、複素表現され
た受信信号と位相／振幅情報の複素共役との複素乗算を
行い、得られた複素乗算結果を判定情報として出力す
る。このようにすれば、情報判定部の出力信号に尤度情
報を付加できるため、フェージング等でパワーが劣化し
ていても位相/振幅推定部で行なう位相/振幅特性の推定
演算に与える影響を軽減することができる。
た受信信号と位相／振幅情報の複素共役との複素乗算を
行い、得られた複素乗算結果を判定情報として出力す
る。このようにすれば、情報判定部の出力信号に尤度情
報を付加できるため、フェージング等でパワーが劣化し
ていても位相/振幅推定部で行なう位相/振幅特性の推定
演算に与える影響を軽減することができる。
【００１６】又、本発明では、マルチパスにおける各パ
スの情報判定部が出力する複素情報を加算するようにし
ているからダイバーシチ効果が得られ、符号判定部で行
なう情報成分の符号ビットの判定精度を格段に向上する
ことができる。又、本発明では、位相/振幅推定部に入力
するデータシンボルの電力が小さい場合、１サンプル前
に出力したデータシンボルの位相を平均位相変動量分だ
け位相回転させて求まる値を移動平均化処理回路やＦＩ
Ｒフィルタ部等に入力させるようにしているから、デー
タシンボルの電力が小さい場合でも精度の高い位相/振
幅特性の推定値を得ることが可能となる。
スの情報判定部が出力する複素情報を加算するようにし
ているからダイバーシチ効果が得られ、符号判定部で行
なう情報成分の符号ビットの判定精度を格段に向上する
ことができる。又、本発明では、位相/振幅推定部に入力
するデータシンボルの電力が小さい場合、１サンプル前
に出力したデータシンボルの位相を平均位相変動量分だ
け位相回転させて求まる値を移動平均化処理回路やＦＩ
Ｒフィルタ部等に入力させるようにしているから、デー
タシンボルの電力が小さい場合でも精度の高い位相/振
幅特性の推定値を得ることが可能となる。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、図1４に示す3GPPの上りリ
ンクのフレームフォーマットに従い、未知の情報のみが
送信されるDPDCHデータチャネルを実数軸に、既知の情
報であるPilotBitが定期的に未知の情報の間に時間多重
されて送信されているDPCCH制御チャネルを虚数軸にそ
れぞれマッピングして直交符号を用いて多重する場合に
ついて、本発明の実施例を説明する。
ンクのフレームフォーマットに従い、未知の情報のみが
送信されるDPDCHデータチャネルを実数軸に、既知の情
報であるPilotBitが定期的に未知の情報の間に時間多重
されて送信されているDPCCH制御チャネルを虚数軸にそ
れぞれマッピングして直交符号を用いて多重する場合に
ついて、本発明の実施例を説明する。
【００１８】(A)伝搬路特性推定回路の構成
図１はＣＤＭＡ受信部における伝搬路の位相／振幅特性
を推定する本発明の伝搬路特性推定装置の一実施例を示
すブロック図であり、相関器１１、情報判定部１２、情
報選択部１３、乗算部１４をDPCCH制御チャネルに対し
て備え、相関器１５、情報判定部１６、乗算部１７、電
力補償部１8をDPDCHデータチャネルに対して備え、更に、
加算部１９、位相/振幅推定部２０を備えている。
を推定する本発明の伝搬路特性推定装置の一実施例を示
すブロック図であり、相関器１１、情報判定部１２、情
報選択部１３、乗算部１４をDPCCH制御チャネルに対し
て備え、相関器１５、情報判定部１６、乗算部１７、電
力補償部１8をDPDCHデータチャネルに対して備え、更に、
加算部１９、位相/振幅推定部２０を備えている。
【００１９】信号入力端子01には、アンテナで受信した
信号を準同期検波し、しかる後、ベースバンド帯域の信
号に変換し、Ａ/Ｄ変換器によりディジタル化して得ら
れるべースバンド信号が入力する。DPCCH相関器１１の
入力端子02には、送信側でDPCCH制御チャネルを拡散す
る際に使用した拡散符号がDPCCH用逆拡散符号として図
示していない同期捕捉器の指示するタイミングで入力す
る。同様に、DPDCH相関器１５の入力端子03には、送信側
でDPDCHデータチャネルを拡散する際に使用した拡散符
号が、DPDCH用逆拡散符号として図示していない同期捕
捉器の指示するタイミングで入力する。
信号を準同期検波し、しかる後、ベースバンド帯域の信
号に変換し、Ａ/Ｄ変換器によりディジタル化して得ら
れるべースバンド信号が入力する。DPCCH相関器１１の
入力端子02には、送信側でDPCCH制御チャネルを拡散す
る際に使用した拡散符号がDPCCH用逆拡散符号として図
示していない同期捕捉器の指示するタイミングで入力す
る。同様に、DPDCH相関器１５の入力端子03には、送信側
でDPDCHデータチャネルを拡散する際に使用した拡散符
号が、DPDCH用逆拡散符号として図示していない同期捕
捉器の指示するタイミングで入力する。
【００２０】情報選択部１３の入力端子04には現在処理
中のビットが既知情報であるPilotBitであるか否かを示
す情報種別選択信号が入力する。すなわち、入力端子02、
03からそれぞれ入力する各逆拡散符号の位相および図1
４に示したフレームフォーマットに従って、現在処理中
のビットが既知情報であるPilot Bitであるか否かを示
す情報種別選択信号が入力される。入力端子05には図示
しない既知情報発生部で発生した既知のPilot Bit情報
が入力される。入力端子06には、DPCCH制御チャネルの
送信電力に対するDPDCHデータチャネルの送信電力の比
の逆数が設定電力情報として入力する。
中のビットが既知情報であるPilotBitであるか否かを示
す情報種別選択信号が入力する。すなわち、入力端子02、
03からそれぞれ入力する各逆拡散符号の位相および図1
４に示したフレームフォーマットに従って、現在処理中
のビットが既知情報であるPilot Bitであるか否かを示
す情報種別選択信号が入力される。入力端子05には図示
しない既知情報発生部で発生した既知のPilot Bit情報
が入力される。入力端子06には、DPCCH制御チャネルの
送信電力に対するDPDCHデータチャネルの送信電力の比
の逆数が設定電力情報として入力する。
【００２１】DPCCH相関器１１は、入力端子01から入力
するベースバンド信号と入力端子02から入力するDPCCH
用逆拡散符号を用いて逆拡散演算を行ってDPCCH制御チ
ャネルのデータビット、すなわち、伝搬路特性の影響を
受けたDPCCHデータビット((1)式のPn・ξnに相当する)
を出力する。ただし、ここでPnはDPCCH制御チャネルの
情報成分である。情報判定部１２は、相関器１１が出力
するDPCCHデータビットと位相／振幅推定部２０が出力
する伝搬路特性推定値(位相／振幅推定値)を用いてDPCC
H制御チャネルにおけるデータビット（Pnに相当）の情
報成分(符号ビット)を判定し、判定結果を出力する。
するベースバンド信号と入力端子02から入力するDPCCH
用逆拡散符号を用いて逆拡散演算を行ってDPCCH制御チ
ャネルのデータビット、すなわち、伝搬路特性の影響を
受けたDPCCHデータビット((1)式のPn・ξnに相当する)
を出力する。ただし、ここでPnはDPCCH制御チャネルの
情報成分である。情報判定部１２は、相関器１１が出力
するDPCCHデータビットと位相／振幅推定部２０が出力
する伝搬路特性推定値(位相／振幅推定値)を用いてDPCC
H制御チャネルにおけるデータビット（Pnに相当）の情
報成分(符号ビット)を判定し、判定結果を出力する。
【００２２】情報選択部１３は、情報判定部１１が出力
する判定結果と既知情報(パイロット)が入力され、情報
種別選択信号に基づいて判定結果もしくは既知情報を選
択的に出力する。すなわち、既知情報区間では既知情報
を選択し、既知情報以外の区間では情報判定部１２で判
定した結果を出力する。このように入力端子05から入力
する既知情報を選択する理由は、この既知情報の方が情
報判定部で判定して得られる既知情報より正確なためで
ある。乗算部１４は、DPCCH相関器１１が出力する伝搬路
特性の影響を受けたDPCCHチャネルのデータビット（Pn
・ξn）と情報選択部１３が出力する情報成分（Pn）を
乗算し、DPCCHチャネルのデータビットから情報成分を
除去して伝搬路特性（ξn）を表わすデータビットを出
力する。
する判定結果と既知情報(パイロット)が入力され、情報
種別選択信号に基づいて判定結果もしくは既知情報を選
択的に出力する。すなわち、既知情報区間では既知情報
を選択し、既知情報以外の区間では情報判定部１２で判
定した結果を出力する。このように入力端子05から入力
する既知情報を選択する理由は、この既知情報の方が情
報判定部で判定して得られる既知情報より正確なためで
ある。乗算部１４は、DPCCH相関器１１が出力する伝搬路
特性の影響を受けたDPCCHチャネルのデータビット（Pn
・ξn）と情報選択部１３が出力する情報成分（Pn）を
乗算し、DPCCHチャネルのデータビットから情報成分を
除去して伝搬路特性（ξn）を表わすデータビットを出
力する。
【００２３】DPDCH相関器１５は、入力端子01から入力
するベースバンド信号と入力端子03から入力するDPDCH
用逆拡散符号を用いて逆拡散演算を行ってDPDCHデータ
ビット、すなわち、伝搬路特性の影響を受けたDPDCHデ
ータビット(Dn・ξn)を出力する。ただし、ここでDnはD
PDCHデータチャネルの情報成分である。情報判定部１６
は、DPDCH相関器１５が出力するDPDCHデータチャネルの
データビットと位相/振幅推定部２０が出力する位相/振
幅推定値を用いてDPDCHデータチャネルのデータビット
(Dnに相当)の符号ビット(1又は−１)を判定し、その判定
結果を出力する。
するベースバンド信号と入力端子03から入力するDPDCH
用逆拡散符号を用いて逆拡散演算を行ってDPDCHデータ
ビット、すなわち、伝搬路特性の影響を受けたDPDCHデ
ータビット(Dn・ξn)を出力する。ただし、ここでDnはD
PDCHデータチャネルの情報成分である。情報判定部１６
は、DPDCH相関器１５が出力するDPDCHデータチャネルの
データビットと位相/振幅推定部２０が出力する位相/振
幅推定値を用いてDPDCHデータチャネルのデータビット
(Dnに相当)の符号ビット(1又は−１)を判定し、その判定
結果を出力する。
【００２４】乗算部１７は、DPDCH相関器１５が出力す
る伝搬路の影響を受けたDPDCHデータチャネルのデータ
ビット（Dn・ξn）と、情報判定部１６が出力する情報
成分(Dn)を乗算してDPDCHデータチャネルのデータビッ
トから情報成分を除去した伝搬路特性（ξn）を表わす
データビットを出力する。電力補償部１８は、入力端子
06から入力する設定電力情報を用いて、乗算部１７が出
力するデータビットの電力と乗算器14が出力するデータ
ビットの電力の単位を合わせる正規化処理を行う。加算
部１９はDPCCH制御チャネルの伝搬路特性（ξn）を表わ
すデータビット系列とDPDCHデータチャネルの伝搬路特
性（ξn）を表わすデータビット系列が入力され、それ
らの系列を加算して出力する。
る伝搬路の影響を受けたDPDCHデータチャネルのデータ
ビット（Dn・ξn）と、情報判定部１６が出力する情報
成分(Dn)を乗算してDPDCHデータチャネルのデータビッ
トから情報成分を除去した伝搬路特性（ξn）を表わす
データビットを出力する。電力補償部１８は、入力端子
06から入力する設定電力情報を用いて、乗算部１７が出
力するデータビットの電力と乗算器14が出力するデータ
ビットの電力の単位を合わせる正規化処理を行う。加算
部１９はDPCCH制御チャネルの伝搬路特性（ξn）を表わ
すデータビット系列とDPDCHデータチャネルの伝搬路特
性（ξn）を表わすデータビット系列が入力され、それ
らの系列を加算して出力する。
【００２５】位相/振幅推定部２０は、加算部１９の出
力するデータビット系列が入力され、当該データビット
系列を用いて平均化あるいはフィルタリング処理を施し
て位相/振幅推定値を出力する。位相/振幅推定部２０
は、図2に示す移動平均化処理回路あるいは図3で示すFI
Rフィルタ等で構成することができる。移動平均化処理回
路はｎタップの遅延部D1〜Ｄnと各遅延部の出力を加算
する加算器ADDで構成される。FIRフィルタはｎタップの
遅延部D1〜Ｄnと各遅延部の出力に所定の係数ａ 1〜ａn
を乗算する乗算器M1〜Ｍnと各乗算器の出力を加算する
加算器ADDで構成される。
力するデータビット系列が入力され、当該データビット
系列を用いて平均化あるいはフィルタリング処理を施し
て位相/振幅推定値を出力する。位相/振幅推定部２０
は、図2に示す移動平均化処理回路あるいは図3で示すFI
Rフィルタ等で構成することができる。移動平均化処理回
路はｎタップの遅延部D1〜Ｄnと各遅延部の出力を加算
する加算器ADDで構成される。FIRフィルタはｎタップの
遅延部D1〜Ｄnと各遅延部の出力に所定の係数ａ 1〜ａn
を乗算する乗算器M1〜Ｍnと各乗算器の出力を加算する
加算器ADDで構成される。
【００２６】（B）動作
DPCCH相関器１１は、入力端子01から入力されるベース
バンド信号と入力端子02から入力されるDPCCH用逆拡散
符号との積和演算を予め定められた区間（１ビットの拡
散長区間）行なってDPCCH制御チャネルのデータビット
系列を出力する。すなわち、DPCCH相関器１１は逆拡散演
算を行って伝搬路特性の影響を受けたDPCCH制御チャネ
ルのデータビット系列（Pn・ξn）を出力する。
バンド信号と入力端子02から入力されるDPCCH用逆拡散
符号との積和演算を予め定められた区間（１ビットの拡
散長区間）行なってDPCCH制御チャネルのデータビット
系列を出力する。すなわち、DPCCH相関器１１は逆拡散演
算を行って伝搬路特性の影響を受けたDPCCH制御チャネ
ルのデータビット系列（Pn・ξn）を出力する。
【００２７】情報判定部１２は、位相/振幅推定部２０
から入力する位相/振幅推定値を基準位相としてDPCCH相
関器１１より出力するDPCCHデータビット系列の情報成
分の符号ビットを判定する。具体的には、DPCCH制御チ
ャネルのデータビット系列をDI+jDQ、位相/振幅推定値
をXI+jXQとするとき、次式 （DI＋jDQ）×（XI−jXQ） (5) の演算を行ない、演算結果の実数部の符号(1又は−１)
をDPCCH制御チャネルのデータビット系列の情報成分(P
n)として出力する。ここで、ｊは(-1)1/2である。
から入力する位相/振幅推定値を基準位相としてDPCCH相
関器１１より出力するDPCCHデータビット系列の情報成
分の符号ビットを判定する。具体的には、DPCCH制御チ
ャネルのデータビット系列をDI+jDQ、位相/振幅推定値
をXI+jXQとするとき、次式 （DI＋jDQ）×（XI−jXQ） (5) の演算を行ない、演算結果の実数部の符号(1又は−１)
をDPCCH制御チャネルのデータビット系列の情報成分(P
n)として出力する。ここで、ｊは(-1)1/2である。
【００２８】情報選択部１３は情報種別選択信号を参照
し、情報判定部１２から入力するDPCCHデータビット系
列の情報成分が既知情報成分であれば、入力端子05より
入力する既知情報を出力し、既知情報成分でなければ該
DPCCHデータビット系列の情報成分をそのまま出力す
る。乗算部１４は情報選択部１３で選択されたDPCCHデ
ータビット系列の情報成分(Pn)を、相関器１１が出力す
る伝搬路特性の影響を受けたDPCCHデータビット（Pn・
ξn）に乗算して情報成分(Pn)を除去した伝搬路特性デ
ータビット（ξn）を出力する。すなわち、情報選択部
１３で選択した情報成分をII+jIQとすると次式 （DI＋jDQ）×（II−jIQ） (6) の演算をすることを意味する。ただし、3GPPにおいてDP
CCH情報成分はjIQだけである。
し、情報判定部１２から入力するDPCCHデータビット系
列の情報成分が既知情報成分であれば、入力端子05より
入力する既知情報を出力し、既知情報成分でなければ該
DPCCHデータビット系列の情報成分をそのまま出力す
る。乗算部１４は情報選択部１３で選択されたDPCCHデ
ータビット系列の情報成分(Pn)を、相関器１１が出力す
る伝搬路特性の影響を受けたDPCCHデータビット（Pn・
ξn）に乗算して情報成分(Pn)を除去した伝搬路特性デ
ータビット（ξn）を出力する。すなわち、情報選択部
１３で選択した情報成分をII+jIQとすると次式 （DI＋jDQ）×（II−jIQ） (6) の演算をすることを意味する。ただし、3GPPにおいてDP
CCH情報成分はjIQだけである。
【００２９】一方、DPDCH相関器１５は、入力端子01から
入力するベースバンド信号と入力端子03から入力するDP
DCH用逆拡散符号との積和演算を予め定められた区間
（１ビットの拡散長区間）行ない、DPDCHデータチャネ
ルのデータビット系列を出力する。すなわち、相関器１
５は逆拡散演算を行って伝搬路特性の影響を受けたDPDC
Hデータビット系列（Dn・ξn）を出力する。情報判定部
１６は、位相/振幅推定部２０から入力する位相/振幅推
定値を基準位相として相関器１５で得られたDPDCHデー
タビット系列の情報成分の符号ビットを判定する。具体
的には(5)式と同一の演算を行ってDPDCHデータチャネル
におけるデータビット系列の情報成分（Dn）の符号ビッ
トを判定する。
入力するベースバンド信号と入力端子03から入力するDP
DCH用逆拡散符号との積和演算を予め定められた区間
（１ビットの拡散長区間）行ない、DPDCHデータチャネ
ルのデータビット系列を出力する。すなわち、相関器１
５は逆拡散演算を行って伝搬路特性の影響を受けたDPDC
Hデータビット系列（Dn・ξn）を出力する。情報判定部
１６は、位相/振幅推定部２０から入力する位相/振幅推
定値を基準位相として相関器１５で得られたDPDCHデー
タビット系列の情報成分の符号ビットを判定する。具体
的には(5)式と同一の演算を行ってDPDCHデータチャネル
におけるデータビット系列の情報成分（Dn）の符号ビッ
トを判定する。
【００３０】乗算部１７は相関器１５が出力するDPDCH
データビット（Dn・ξn）に情報判定部１６で判定され
たDPDCHデータビット系列の情報成分（Dn）を乗算して
情報成分を除去した伝搬路特性データビット（ξn）を
出力する。具体的な演算は(6)式と同一である。電力補
償部18は、乗算部１７から出力するDPDCHデータビット系
列の電力値を、設定電力情報に基づき、乗算部１４から
出力するDPCCHデータビット系列の電力値に正規化して
出力する。
データビット（Dn・ξn）に情報判定部１６で判定され
たDPDCHデータビット系列の情報成分（Dn）を乗算して
情報成分を除去した伝搬路特性データビット（ξn）を
出力する。具体的な演算は(6)式と同一である。電力補
償部18は、乗算部１７から出力するDPDCHデータビット系
列の電力値を、設定電力情報に基づき、乗算部１４から
出力するDPCCHデータビット系列の電力値に正規化して
出力する。
【００３１】加算部１９は乗算部１４が出力するDPCCH
データビットが伝搬路で受ける位相／振幅特性データ
と、DPDCHデータビットが伝搬路で受ける位相／振幅特
性データを加算し出力する。加算を行なう場合DPDCHデ
ータチャネルのビットレートとDPCCH制御チャネルのビ
ットレートとが異なる場合には、DPDCHデータチャネルの
ビットレートに正規化して加算する必要がある。位相/
振幅推定部２０は加算部１９で加算されたデータビット
系列をＦＩＲフィルタを通過させることによりノイズ及
び干渉成分を除去した伝搬路特性、すなわち、位相/振幅
特性推定値を出力する。
データビットが伝搬路で受ける位相／振幅特性データ
と、DPDCHデータビットが伝搬路で受ける位相／振幅特
性データを加算し出力する。加算を行なう場合DPDCHデ
ータチャネルのビットレートとDPCCH制御チャネルのビ
ットレートとが異なる場合には、DPDCHデータチャネルの
ビットレートに正規化して加算する必要がある。位相/
振幅推定部２０は加算部１９で加算されたデータビット
系列をＦＩＲフィルタを通過させることによりノイズ及
び干渉成分を除去した伝搬路特性、すなわち、位相/振幅
特性推定値を出力する。
【００３２】ＦＩＲフィルタのタップ係数は、本発明を
適用するシステムが許容する周波数以上の周波数成分を
除去する様な係数を選ぶ必要がある。すなわち、移動機
が速度ｖで移動している場合、素波の到来角に応じて最
大fd（＝v/λ, λ：キャリア周波数fcの波長）のドップ
ラ周波数変動を受ける。実際には移動機と受信機間のキ
ャリア周波数に誤差(周波数オフセット)Δfを含んでい
るため受信機での準同期検波後のベースバンド信号のパ
ワーは図４のＡに示す様な周波数分布を示す。したがっ
て、システムが許容する移動機の移動速度ｖ，システム
が許容する移動機と受信機間のキャリア周波数誤差Δf
とから図４のＢに示す様な周波数特性を有するようにFI
Rフィルタのタップ係数を選ぶ。なお、位相／振幅推定
部２０は簡単に構成するために、実数/虚数成分個別に
移動平均化処理することで実現可能である。
適用するシステムが許容する周波数以上の周波数成分を
除去する様な係数を選ぶ必要がある。すなわち、移動機
が速度ｖで移動している場合、素波の到来角に応じて最
大fd（＝v/λ, λ：キャリア周波数fcの波長）のドップ
ラ周波数変動を受ける。実際には移動機と受信機間のキ
ャリア周波数に誤差(周波数オフセット)Δfを含んでい
るため受信機での準同期検波後のベースバンド信号のパ
ワーは図４のＡに示す様な周波数分布を示す。したがっ
て、システムが許容する移動機の移動速度ｖ，システム
が許容する移動機と受信機間のキャリア周波数誤差Δf
とから図４のＢに示す様な周波数特性を有するようにFI
Rフィルタのタップ係数を選ぶ。なお、位相／振幅推定
部２０は簡単に構成するために、実数/虚数成分個別に
移動平均化処理することで実現可能である。
【００３３】以上本実施例によれば、位相/振幅推定部
２０が出力する位相/振幅推定値を位相基準として、DPC
CH制御チャネルとDPDCHデータチャネルの各情報成分を
判定し、DPCCH制御チャネル及びDPDCHデータチャネルの
伝搬路特性の影響を受けている各データビット系列の受
信信号から該情報成分を除去し、擬似的に当該制御チャ
ネル及びデータチャネルがそれぞれ伝搬路で受けた位相
特性及び振幅特性を示すデータ系列を生成して出力す
る。この結果、DPCCH制御チャネルの伝搬路特性データ系
列とDPDCHデータチャネルの伝搬路特性データ系列を加
算することにより精度の高い伝搬路特性データ系列を発
生でき、ＦＩＲフィルタ、移動平均化処理回路を通すこ
とによりさらに精度の高い伝搬路特性推定値を得ること
が可能となる。
２０が出力する位相/振幅推定値を位相基準として、DPC
CH制御チャネルとDPDCHデータチャネルの各情報成分を
判定し、DPCCH制御チャネル及びDPDCHデータチャネルの
伝搬路特性の影響を受けている各データビット系列の受
信信号から該情報成分を除去し、擬似的に当該制御チャ
ネル及びデータチャネルがそれぞれ伝搬路で受けた位相
特性及び振幅特性を示すデータ系列を生成して出力す
る。この結果、DPCCH制御チャネルの伝搬路特性データ系
列とDPDCHデータチャネルの伝搬路特性データ系列を加
算することにより精度の高い伝搬路特性データ系列を発
生でき、ＦＩＲフィルタ、移動平均化処理回路を通すこ
とによりさらに精度の高い伝搬路特性推定値を得ること
が可能となる。
【００３４】・変形例
以上において、情報判定部１２，１６はDPCCH制御チャ
ネル及びDPDCHデータチャネルにおける各情報成分の符
号ビット(1又は−１)を判定(硬判定)した場合であるが、
複素演算結果をそのまま出力するように構成することも
できる。すなわち、情報判定部１２は複素表現された受
信信号と位相／振幅情報の複素共役との複素乗算を行
い、得られた複素乗算結果を判定情報として情報選択部
１３に入力する。情報選択部１３は、情報種別選択信号
により情報判定部１２の出力が既知情報ビットであるこ
とが示されている場合には、既知情報入力端子05より入
力する既知情報を最大尤度に変換して出力し、一方、情
報種別選択信号により既知情報以外の情報ビットである
ことが示されている場合には、情報判定部１２から入力
する乗算結果（複素値）を出力する。
ネル及びDPDCHデータチャネルにおける各情報成分の符
号ビット(1又は−１)を判定(硬判定)した場合であるが、
複素演算結果をそのまま出力するように構成することも
できる。すなわち、情報判定部１２は複素表現された受
信信号と位相／振幅情報の複素共役との複素乗算を行
い、得られた複素乗算結果を判定情報として情報選択部
１３に入力する。情報選択部１３は、情報種別選択信号
により情報判定部１２の出力が既知情報ビットであるこ
とが示されている場合には、既知情報入力端子05より入
力する既知情報を最大尤度に変換して出力し、一方、情
報種別選択信号により既知情報以外の情報ビットである
ことが示されている場合には、情報判定部１２から入力
する乗算結果（複素値）を出力する。
【００３５】乗算部１４は、情報選択部１３で選択され
た情報成分を相関器１１から出力する伝搬路特性の影響
を受けたDPCCH制御チャネルのデータビット系列に乗算
し、該データビット系列より情報成分を除去する。情報
選択部１３で選択された情報成分をII+jIQ、DPCCH制御
チャネルのデータビット系列をDI+jDQとすると乗算部１
４による乗算は次式 （DI＋jDQ）×（II−jIQ） (7) の演算を意味する。DPDCHデータチャネル側も上述したD
PCCH制御チャネルと同様に情報判定部16において複素乗
算結果を判定情報として出力し、乗算器17において相関
器１５から出力する伝搬路特性の影響を受けたDPＤCHデ
ータチャネルのデータビット系列に複素乗算結果を乗算
し、該データビット系列より情報成分を除去する。以
後、加算部19、位相／振幅推定部２０を介して位相／振幅
推定値が出力される。
た情報成分を相関器１１から出力する伝搬路特性の影響
を受けたDPCCH制御チャネルのデータビット系列に乗算
し、該データビット系列より情報成分を除去する。情報
選択部１３で選択された情報成分をII+jIQ、DPCCH制御
チャネルのデータビット系列をDI+jDQとすると乗算部１
４による乗算は次式 （DI＋jDQ）×（II−jIQ） (7) の演算を意味する。DPDCHデータチャネル側も上述したD
PCCH制御チャネルと同様に情報判定部16において複素乗
算結果を判定情報として出力し、乗算器17において相関
器１５から出力する伝搬路特性の影響を受けたDPＤCHデ
ータチャネルのデータビット系列に複素乗算結果を乗算
し、該データビット系列より情報成分を除去する。以
後、加算部19、位相／振幅推定部２０を介して位相／振幅
推定値が出力される。
【００３６】この変形例によれば、情報判定部１２，１
６が出力するデータビット系列の情報成分に尤度情報が
付加されているため、フェージング等でデータビット系
列のパワーが劣化していても位相/振幅推定部２０で行
なう位相/振幅推定の演算に与える影響を軽減すること
ができる。
６が出力するデータビット系列の情報成分に尤度情報が
付加されているため、フェージング等でデータビット系
列のパワーが劣化していても位相/振幅推定部２０で行
なう位相/振幅推定の演算に与える影響を軽減すること
ができる。
【００３７】（Ｃ）情報判定部の別の構成
マルチパスの各フィンガーでは図1と同様に各伝搬路の
位相・振幅特性を推定するから、各フィンガーにおける情
報判定部の判定結果(複素情報)を合成し、合成結果に基
づいて情報成分の符号ビットを判定するように構成すれ
ばダイバーシチ効果が得られ、判定精度を向上すること
ができる。
位相・振幅特性を推定するから、各フィンガーにおける情
報判定部の判定結果(複素情報)を合成し、合成結果に基
づいて情報成分の符号ビットを判定するように構成すれ
ばダイバーシチ効果が得られ、判定精度を向上すること
ができる。
【００３８】図５はかかる場合の情報判定部３０の構成
図であり、図1の情報判定部１２，１６に替えて使用で
きるものである。情報判定部３０は、乗算部３１、加算
部３２、符号判定部３３を有している。乗算部３１には
相関器１１もしくは１５が出力するデータビット系列
と、位相/振幅推定部２０(図1参照)が出力する位相/振
幅推定値の共役複素がそれぞれ入力する。乗算部３１は
これらを乗算し、DPCCH制御チャネルもしくはDPDCHデー
タチャネルのデータビット系列の情報成分を複素数で出
力する。又、乗算部３１は乗算結果をマルチパスを構成
する他のパス(伝送路Ａ,伝送路Ｂ)の情報判定部３０に
出力する。
図であり、図1の情報判定部１２，１６に替えて使用で
きるものである。情報判定部３０は、乗算部３１、加算
部３２、符号判定部３３を有している。乗算部３１には
相関器１１もしくは１５が出力するデータビット系列
と、位相/振幅推定部２０(図1参照)が出力する位相/振
幅推定値の共役複素がそれぞれ入力する。乗算部３１は
これらを乗算し、DPCCH制御チャネルもしくはDPDCHデー
タチャネルのデータビット系列の情報成分を複素数で出
力する。又、乗算部３１は乗算結果をマルチパスを構成
する他のパス(伝送路Ａ,伝送路Ｂ)の情報判定部３０に
出力する。
【００３９】加算部３２は、乗算部３１から出力する複
素情報と、他のパス(伝送路Ａ,伝送路Ｂ)の情報判定部３
０から入力する複素情報を加算し、加算結果を符号判定
部33に入力する。符号判定部３３は、加算部３２から入
力する加算結果に基づいてデータビットの符号を判定し
て出力する。この実施例によれば、マルチパスにおける
各パスの情報判定部が出力する複素情報を加算すること
によりダイバーシチ効果が得られ、符号判定部で行なう
情報成分の符号ビットの判定精度を格段に向上すること
ができる。
素情報と、他のパス(伝送路Ａ,伝送路Ｂ)の情報判定部３
０から入力する複素情報を加算し、加算結果を符号判定
部33に入力する。符号判定部３３は、加算部３２から入
力する加算結果に基づいてデータビットの符号を判定し
て出力する。この実施例によれば、マルチパスにおける
各パスの情報判定部が出力する複素情報を加算すること
によりダイバーシチ効果が得られ、符号判定部で行なう
情報成分の符号ビットの判定精度を格段に向上すること
ができる。
【００４０】（Ｄ）位相/振幅推定部の別の構成
図1の加算部１９が出力するデータビット系列の位相/振
幅特性の情報精度は、電力が大きいと良好であるが、電
力が小さいと低下する。そこで、電力大のときには加算
部１９の出力データをそのまま採用し、電力小のときに
は1シンボル前のデータを用いて加算部１９の出力デー
タを推定して出力する。
幅特性の情報精度は、電力が大きいと良好であるが、電
力が小さいと低下する。そこで、電力大のときには加算
部１９の出力データをそのまま採用し、電力小のときに
は1シンボル前のデータを用いて加算部１９の出力デー
タを推定して出力する。
【００４１】図6はかかる制御を実現する位相/振幅推定
部の構成図であり、加算部19から出力するデータビット
系列(データシンボル)と電力閾値がそれぞれ入力される
電力判定部４１と、電力の大小に基づいて加算部19から
出力するデータシンボルまたは1シンボル前のデータを
選択的に出力するセレクタ部４２と、FIRフィルタ部４
３と、1シンボル前のデータを用いて今回のデータシン
ボルを生成するデータ生成部４４を有している。
部の構成図であり、加算部19から出力するデータビット
系列(データシンボル)と電力閾値がそれぞれ入力される
電力判定部４１と、電力の大小に基づいて加算部19から
出力するデータシンボルまたは1シンボル前のデータを
選択的に出力するセレクタ部４２と、FIRフィルタ部４
３と、1シンボル前のデータを用いて今回のデータシン
ボルを生成するデータ生成部４４を有している。
【００４２】データ生成部４４は、位相／振幅推定値を
1シンボル期間遅延する遅延部４４ａ、現サンプルにお
ける位相／振幅推定値と1シンボル前の位相／振幅推定
値の複素共役とを乗算して1シンボル期間における位相
変動を算出する乗算部４４ｂ、乗算部４４ｂから出力す
る1シンボル期間における位相変動の移動平均を演算し
て出力する移動平均化処理部４４ｃ、セレクタ出力を1
シンボル期間遅延する遅延部４４ｄ、移動平均化処理部
４４ｃから出力する1シンボル期間における位相変動と
遅延部44dから出力する1シンボル前のセレクタ出力を乗
算して今回の加算部１９の出力を推定する乗算器44eを
有している。
1シンボル期間遅延する遅延部４４ａ、現サンプルにお
ける位相／振幅推定値と1シンボル前の位相／振幅推定
値の複素共役とを乗算して1シンボル期間における位相
変動を算出する乗算部４４ｂ、乗算部４４ｂから出力す
る1シンボル期間における位相変動の移動平均を演算し
て出力する移動平均化処理部４４ｃ、セレクタ出力を1
シンボル期間遅延する遅延部４４ｄ、移動平均化処理部
４４ｃから出力する1シンボル期間における位相変動と
遅延部44dから出力する1シンボル前のセレクタ出力を乗
算して今回の加算部１９の出力を推定する乗算器44eを
有している。
【００４３】電力判定部４１は加算部19より入力するデ
ータビットの電力値と電力閾値とを比較し、電力閾値よ
りも入力されたデータビットの電力値が小さい場合はロ
ーレベルの信号（"０"）を出力し、大きい場合もしくは
等しい場合はハイレベルの信号("1")をセレクト情報と
して出力する。一方、乗算部４４ｂはFIRフィルタ部４
３が出力する位相/振幅推定値情報とその１シンボル前
の値の複素共役を１シンボル毎に乗算して１シンボル毎
の位相変動量を求め、移動平均化処理部４４ｃは該位相
変動量を予め定めた区間移動平均化処理することにより
平均位相変動量を求める。乗算部４４ｅは、セレクタ部
４２が出力した１シンボル前の位相／振幅特性データを
移動平均化処理部４４ｃで求めた平均位相変動量分だけ
位相変動させた値をセレクタ部４２に入力する。
ータビットの電力値と電力閾値とを比較し、電力閾値よ
りも入力されたデータビットの電力値が小さい場合はロ
ーレベルの信号（"０"）を出力し、大きい場合もしくは
等しい場合はハイレベルの信号("1")をセレクト情報と
して出力する。一方、乗算部４４ｂはFIRフィルタ部４
３が出力する位相/振幅推定値情報とその１シンボル前
の値の複素共役を１シンボル毎に乗算して１シンボル毎
の位相変動量を求め、移動平均化処理部４４ｃは該位相
変動量を予め定めた区間移動平均化処理することにより
平均位相変動量を求める。乗算部４４ｅは、セレクタ部
４２が出力した１シンボル前の位相／振幅特性データを
移動平均化処理部４４ｃで求めた平均位相変動量分だけ
位相変動させた値をセレクタ部４２に入力する。
【００４４】セレクタ部４２は、電力判定部３３より入
力されるセレクト情報の値が‘１’の場合、加算部19よ
り入力するデータビットを選択し、セレクト情報の値が
‘０’の場合、セレクタ部４２が１サンプル前に出力し
たデータビットの位相を平均位相変動量分だけ位相変動
させた値を選択し、選択データをＦＩＲフィルタ部４３
に入力する。ＦＩＲフィルタ部４３はセレクタ部４２で
セレクトされたデータビット系列を用いてフィルタリン
グ処理して位相/振幅推定値を出力する。
力されるセレクト情報の値が‘１’の場合、加算部19よ
り入力するデータビットを選択し、セレクト情報の値が
‘０’の場合、セレクタ部４２が１サンプル前に出力し
たデータビットの位相を平均位相変動量分だけ位相変動
させた値を選択し、選択データをＦＩＲフィルタ部４３
に入力する。ＦＩＲフィルタ部４３はセレクタ部４２で
セレクトされたデータビット系列を用いてフィルタリン
グ処理して位相/振幅推定値を出力する。
【００４５】図6の実施例によれば、位相/振幅推定部に
入力するデータシンボルの電力が小さい場合、１シンボ
ル前に出力したデータシンボルの位相を平均位相変動量
分だけ位相変動させて求まる値をＦＩＲフィルタ部に入
力させるようにしたから、データシンボルの電力が小さ
い場合でも精度の高い位相/振幅推定値を得ることが可
能となる。また、ＦＩＲフィルタ部の出力する位相/振
幅推定値を用いて位相変動量を推定するようにしたか
ら、精度の高い位相変動量を得ることが可能となる。
入力するデータシンボルの電力が小さい場合、１シンボ
ル前に出力したデータシンボルの位相を平均位相変動量
分だけ位相変動させて求まる値をＦＩＲフィルタ部に入
力させるようにしたから、データシンボルの電力が小さ
い場合でも精度の高い位相/振幅推定値を得ることが可
能となる。また、ＦＩＲフィルタ部の出力する位相/振
幅推定値を用いて位相変動量を推定するようにしたか
ら、精度の高い位相変動量を得ることが可能となる。
【００４６】（Ｅ）相関器が出力するシンボル間の固定
位相変動量が大きい場合の対策 図4に関連して説明したように受信機の準同期検波後の
ベースバンド信号には、移動機の移動に伴うドップラ周
波数変動と移動機と受信機間のキャリア周波数誤差に伴
う周波数変動とが含まれている。一般的に、ドップラ周
波数変動は時々刻々変動するパラメータであるのに対
し、キャリア周波数誤差変動Δfは長区間に渡り変動し
ない固定のパラメータであるがドップラ周波数変動に比
べて相当大きくなることがある。かかる場合、何らかの
方法でΔfが推定できれば−fd〜fdを通過帯域とするフ
ィルタを形成すれば良い事となり Δfがfdに対して大き
くなっても、フィルタ形成が非常に容易となる。そこ
で、キャリア周波数誤差変動Δfに伴う1シンボル当りの
位相変動量φを検出する手段を設け、図1の位相／振幅
推定回路の一部に改良を加える。
位相変動量が大きい場合の対策 図4に関連して説明したように受信機の準同期検波後の
ベースバンド信号には、移動機の移動に伴うドップラ周
波数変動と移動機と受信機間のキャリア周波数誤差に伴
う周波数変動とが含まれている。一般的に、ドップラ周
波数変動は時々刻々変動するパラメータであるのに対
し、キャリア周波数誤差変動Δfは長区間に渡り変動し
ない固定のパラメータであるがドップラ周波数変動に比
べて相当大きくなることがある。かかる場合、何らかの
方法でΔfが推定できれば−fd〜fdを通過帯域とするフ
ィルタを形成すれば良い事となり Δfがfdに対して大き
くなっても、フィルタ形成が非常に容易となる。そこ
で、キャリア周波数誤差変動Δfに伴う1シンボル当りの
位相変動量φを検出する手段を設け、図1の位相／振幅
推定回路の一部に改良を加える。
【００４７】(a)情報判定部周辺の改良
キャリア周波数誤差変動Δfに伴う1シンボル当りの位相
変動量をφ、ドップラ周波数に伴う1シンボル当りの位
相変動量をθとし、φ>>θとする。φ>>θより、ある時
刻において相関器１５(図1)から出力するシンボルαiの
位相を3φ＋θとすると、1,2,3シンボル前のシンボルの
位相はそれぞれ、αi−1＝2φ＋θ,αi−2＝φ＋θ, α
i−3＝θと表すことができる。位相／振幅推定部20を図
７に示すタップ数=3の移動平均化処理回路で構成するも
のとすると、位相／振幅推定部20は移動平均処理の位相
関係から中間タップのシンボルαi−2の位相情報を有す
る位相/振幅推定値を出力する。
変動量をφ、ドップラ周波数に伴う1シンボル当りの位
相変動量をθとし、φ>>θとする。φ>>θより、ある時
刻において相関器１５(図1)から出力するシンボルαiの
位相を3φ＋θとすると、1,2,3シンボル前のシンボルの
位相はそれぞれ、αi−1＝2φ＋θ,αi−2＝φ＋θ, α
i−3＝θと表すことができる。位相／振幅推定部20を図
７に示すタップ数=3の移動平均化処理回路で構成するも
のとすると、位相／振幅推定部20は移動平均処理の位相
関係から中間タップのシンボルαi−2の位相情報を有す
る位相/振幅推定値を出力する。
【００４８】このため、情報判定部１６に相関器15から
入力するシンボルαiの位相（＝3φ＋θ）は位相/振幅
推定値の位相（=φ+θ）より2φだけ進んでいることに
なり、φが大きいと正しい情報判定ができなくなる。そこ
で本発明では、図8に示すように情報判定部（Bit Decisi
on）１６の前段に位相回転部50を設け、相関器15から入
力するシンボルαiの位相を2φ回転して位相/振幅推定
値の位相と一致するように制御する。すなわち、位相回
転部５０は周波数オフセット推定部５１から入力する周
波数オフセットに起因する位相変動量φを用いて、次式 β＝−［（TAP−1）/2＋1］×φ により位相回転量βを演算する。ここではTAP＝3である
からβ＝−2φである。ついで、位相回転部５０はβだ
けシンボルαiの位相を進める処理を行って（2φだけ位
相を引き戻す）、位相/振幅推定値の位相に一致させ
る。以上により、情報判定部１６における情報判定の精
度が向上する。
入力するシンボルαiの位相（＝3φ＋θ）は位相/振幅
推定値の位相（=φ+θ）より2φだけ進んでいることに
なり、φが大きいと正しい情報判定ができなくなる。そこ
で本発明では、図8に示すように情報判定部（Bit Decisi
on）１６の前段に位相回転部50を設け、相関器15から入
力するシンボルαiの位相を2φ回転して位相/振幅推定
値の位相と一致するように制御する。すなわち、位相回
転部５０は周波数オフセット推定部５１から入力する周
波数オフセットに起因する位相変動量φを用いて、次式 β＝−［（TAP−1）/2＋1］×φ により位相回転量βを演算する。ここではTAP＝3である
からβ＝−2φである。ついで、位相回転部５０はβだ
けシンボルαiの位相を進める処理を行って（2φだけ位
相を引き戻す）、位相/振幅推定値の位相に一致させ
る。以上により、情報判定部１６における情報判定の精
度が向上する。
【００４９】周波数オフセット推定部５１は図9に示す
構成を備えている。図４からドップラ周波数変動は0Hzを
中心に-fdからfdの間で0Hzを中心に左右対称となる分布
を有している。したがって、長区間受信信号を平均化す
ることによりドップラ周波数変動は相殺され、周波数オ
フセットΔfに伴う1シンボル当りの位相変動量φを検出
することが可能となる。このため、周波数オフセット推
定部５１において、遅延部５１ａは位相／振幅推定値を
1サンプル期間遅延し、乗算部５１ｂは現サンプルにお
ける位相／振幅推定値と1サンプル前の位相／振幅推定
値の複素共役とを乗算して1サンプル期間における位相
変動を算出し、平均化処理部５１ｃは乗算部５１ｂから
出力する1サンプル期間における位相変動の平均値を演
算して周波数オフセットΔfに伴う1シンボル当りの位相
変動量を出力する。加算部５１ｄは該位相変動量と他フ
ィンガーから入力する位相変動量を加算してダイバーシ
チ効果により検出精度を高めて周波数オフセットΔfに
伴う1シンボル当りの位相変動量φを出力する。尚、実際
には各演算部で複素演算が行われ、加算部５１ｄから出
力する複素数の実数部realと虚数部imagを用いて次式 φ＝tan-1(imag/real) により位相変動量φを演算する。周波数オフセット推定
部５１に入力する信号を位相/振幅推定値としている理
由は受信信号から干渉を除去した信号が位相/振幅推定
値であるため、直接受信信号を入力するよりも特性が向
上するためである。
構成を備えている。図４からドップラ周波数変動は0Hzを
中心に-fdからfdの間で0Hzを中心に左右対称となる分布
を有している。したがって、長区間受信信号を平均化す
ることによりドップラ周波数変動は相殺され、周波数オ
フセットΔfに伴う1シンボル当りの位相変動量φを検出
することが可能となる。このため、周波数オフセット推
定部５１において、遅延部５１ａは位相／振幅推定値を
1サンプル期間遅延し、乗算部５１ｂは現サンプルにお
ける位相／振幅推定値と1サンプル前の位相／振幅推定
値の複素共役とを乗算して1サンプル期間における位相
変動を算出し、平均化処理部５１ｃは乗算部５１ｂから
出力する1サンプル期間における位相変動の平均値を演
算して周波数オフセットΔfに伴う1シンボル当りの位相
変動量を出力する。加算部５１ｄは該位相変動量と他フ
ィンガーから入力する位相変動量を加算してダイバーシ
チ効果により検出精度を高めて周波数オフセットΔfに
伴う1シンボル当りの位相変動量φを出力する。尚、実際
には各演算部で複素演算が行われ、加算部５１ｄから出
力する複素数の実数部realと虚数部imagを用いて次式 φ＝tan-1(imag/real) により位相変動量φを演算する。周波数オフセット推定
部５１に入力する信号を位相/振幅推定値としている理
由は受信信号から干渉を除去した信号が位相/振幅推定
値であるため、直接受信信号を入力するよりも特性が向
上するためである。
【００５０】以上より、図8において、位相回転部50は相
関器１５から出力するDPDCHデータチャネルにおけるデ
ータビット系列の位相をβ（=2φ）回転し、情報判定部
１６は位相回転したデータビット系列の情報成分と位相
/振幅推定値の複素共役を乗算し、複素乗算結果を出力
し、加算部１６′は該複素乗算結果と他フィンガーから
の複素乗算結果を加算してダイバーシチ効果により情報
判定精度を高め、乗算部１７は加算器出力の複素共役と
相関器出力を乗算し、伝搬路の位相・振幅特性を示す情
報を出力する。
関器１５から出力するDPDCHデータチャネルにおけるデ
ータビット系列の位相をβ（=2φ）回転し、情報判定部
１６は位相回転したデータビット系列の情報成分と位相
/振幅推定値の複素共役を乗算し、複素乗算結果を出力
し、加算部１６′は該複素乗算結果と他フィンガーから
の複素乗算結果を加算してダイバーシチ効果により情報
判定精度を高め、乗算部１７は加算器出力の複素共役と
相関器出力を乗算し、伝搬路の位相・振幅特性を示す情
報を出力する。
【００５１】以上では、タップ数３の場合について説明
したが任意のタップ数でも構わない。又、情報判定部16の
前段に位相回転部５０を設けた場合について説明した
が、情報判定部1２の前段に位相回転部を設けることもで
きる。
したが任意のタップ数でも構わない。又、情報判定部16の
前段に位相回転部５０を設けた場合について説明した
が、情報判定部1２の前段に位相回転部を設けることもで
きる。
【００５２】(b)位相／振幅推定部の改良
位相／振幅推定部20をたとえばタップ数＝３の移動平均
化処理回路あるいはFIRフィルタで構成すると、図7に示
すように各タップにおけるシンボルαi〜αi-3の位相は
3φ＋θ，2φ＋θ，φ＋θ，θとなり、位相が大幅に異
なって正確な位相／振幅推定値を出力できなくなる。こ
のため、各タップにおける位相を一致させる必要があ
る。本発明では図1０に示すように、各遅延部D1〜D3の前
に位相をφ回転するための位相回転部６１1〜６１3を設
けて各タップの位相を合わせている。すなわち、位相／
振幅推定部２０の入力データの位相を3φ＋θとすれば、
1シンボル前のデータの位相は2φ＋θであるが位相回転
部６１1でφ位相回転されるためトータル的に位相は（2
φ＋θ）+φ＝3φ＋θとなる。同様に、２シンボル前の
データの位相はφ＋θであるが位相回転部６１1、６１2
でそれぞれφ位相回転されるためトータル的に位相は
（φ＋θ）+２φ＝3φ＋θとなり、３シンボル前のデー
タの位相はθであるが位相回転部６１1、６１2、６１3
でそれぞれφ位相回転されるためトータル的に位相はθ
+３φとなり、各タップの位相が一致する。尚、以上ではタ
ップ数=3の場合であるが任意のタップ数でも良い。
化処理回路あるいはFIRフィルタで構成すると、図7に示
すように各タップにおけるシンボルαi〜αi-3の位相は
3φ＋θ，2φ＋θ，φ＋θ，θとなり、位相が大幅に異
なって正確な位相／振幅推定値を出力できなくなる。こ
のため、各タップにおける位相を一致させる必要があ
る。本発明では図1０に示すように、各遅延部D1〜D3の前
に位相をφ回転するための位相回転部６１1〜６１3を設
けて各タップの位相を合わせている。すなわち、位相／
振幅推定部２０の入力データの位相を3φ＋θとすれば、
1シンボル前のデータの位相は2φ＋θであるが位相回転
部６１1でφ位相回転されるためトータル的に位相は（2
φ＋θ）+φ＝3φ＋θとなる。同様に、２シンボル前の
データの位相はφ＋θであるが位相回転部６１1、６１2
でそれぞれφ位相回転されるためトータル的に位相は
（φ＋θ）+２φ＝3φ＋θとなり、３シンボル前のデー
タの位相はθであるが位相回転部６１1、６１2、６１3
でそれぞれφ位相回転されるためトータル的に位相はθ
+３φとなり、各タップの位相が一致する。尚、以上ではタ
ップ数=3の場合であるが任意のタップ数でも良い。
【００５３】図11は図8の構成に図10の位相／振幅推定
部２０を直列に接続した実施例である。この様な構成を
採用することによりΔfに伴う1シンボル当りの位相変動
量φを除去することができる。そして、位相変動量φを
除去することにより先に説明したとおりフィルタ形成が
非常に容易となる。具体的にはシフトレジスタの段数を
長くする事が可能となり急峻でかつ減衰量の大きなフィ
ルタが形成可能となる。
部２０を直列に接続した実施例である。この様な構成を
採用することによりΔfに伴う1シンボル当りの位相変動
量φを除去することができる。そして、位相変動量φを
除去することにより先に説明したとおりフィルタ形成が
非常に容易となる。具体的にはシフトレジスタの段数を
長くする事が可能となり急峻でかつ減衰量の大きなフィ
ルタが形成可能となる。
【００５４】（Ｆ）変形例
(1)上記実施例では、システムが許容する周波数以上の
周波数成分を除去する方法としてＦＩＲフィルタを用い
たが、フィルタの形式はＦＩＲフィルタ以外の例えばＩ
ＩＲフィルタ等のフィルタでも同等の効果が期待でき
る。ただし、フィルタによる位相回転はできるだけ少な
いものを選ぶ必要がある。 (2)上記実施例では、システムが許容する周波数以上の
周波数成分を除去する方法としてＦＩＲフィルタを用い
たが、離散フーリエ変換を行なった後システムが許容す
る周波数以上の周波数成分の値を０に置き換え、離散フ
ーリエ逆変換を行なうことでも同等の効果が期待でき
る。
周波数成分を除去する方法としてＦＩＲフィルタを用い
たが、フィルタの形式はＦＩＲフィルタ以外の例えばＩ
ＩＲフィルタ等のフィルタでも同等の効果が期待でき
る。ただし、フィルタによる位相回転はできるだけ少な
いものを選ぶ必要がある。 (2)上記実施例では、システムが許容する周波数以上の
周波数成分を除去する方法としてＦＩＲフィルタを用い
たが、離散フーリエ変換を行なった後システムが許容す
る周波数以上の周波数成分の値を０に置き換え、離散フ
ーリエ逆変換を行なうことでも同等の効果が期待でき
る。
【００５５】(3)上記実施例では、システムが許容する
周波数以上の周波数成分を除去する方法としてＦＩＲフ
ィルタを用いたが、ウェーブレット縮退によるノイズの
低減手法を用いる事でも同等の効果が期待できる。 (4)上記実施例では、システムが許容する周波数以上の
周波数成分を除去する方法としてＦＩＲフィルタを用い
たが、最小自乗近似を行なう事でも同等の効果が期待で
きる。 (5)上記図6の実施例では、位相変動量を求めるために１
サンプル前の値の複素共役値を乗算した後、移動平均化
処理を行なっているが、CORDIC等の推定手法を用いるこ
とにより同様の効果が期待できる。
周波数以上の周波数成分を除去する方法としてＦＩＲフ
ィルタを用いたが、ウェーブレット縮退によるノイズの
低減手法を用いる事でも同等の効果が期待できる。 (4)上記実施例では、システムが許容する周波数以上の
周波数成分を除去する方法としてＦＩＲフィルタを用い
たが、最小自乗近似を行なう事でも同等の効果が期待で
きる。 (5)上記図6の実施例では、位相変動量を求めるために１
サンプル前の値の複素共役値を乗算した後、移動平均化
処理を行なっているが、CORDIC等の推定手法を用いるこ
とにより同様の効果が期待できる。
【００５６】・付記
（付記１） 既知の情報が未知の情報の間に時間多重さ
れて送信されるデータチャネルと未知の情報のみが送信
されるデータチャネルのそれぞれにおいて情報がコード
多重されて送信される通信システムにおける伝搬路特性
推定装置において、既知の情報が未知の情報の間に時間
多重されて送信されるデータチャネルの受信信号より当
該チャネルの送信情報を除去する第1の送信情報除去
部、未知の情報のみが送信されるデータチャネルの受信
信号より当該チャネルの送信情報を除去する第2の送信
情報除去部、各送信情報除去部の出力を加算する加算
部、加算部の出力より各チャネルが伝搬路で受けた位相
特性及び振幅特性を推定する位相/振幅推定部を、備え
たことを特徴とする伝搬路特性推定装置。
れて送信されるデータチャネルと未知の情報のみが送信
されるデータチャネルのそれぞれにおいて情報がコード
多重されて送信される通信システムにおける伝搬路特性
推定装置において、既知の情報が未知の情報の間に時間
多重されて送信されるデータチャネルの受信信号より当
該チャネルの送信情報を除去する第1の送信情報除去
部、未知の情報のみが送信されるデータチャネルの受信
信号より当該チャネルの送信情報を除去する第2の送信
情報除去部、各送信情報除去部の出力を加算する加算
部、加算部の出力より各チャネルが伝搬路で受けた位相
特性及び振幅特性を推定する位相/振幅推定部を、備え
たことを特徴とする伝搬路特性推定装置。
【００５７】（付記２） 前記第1の送信情報除去部
は、前記位相/振幅推定部より出力される伝搬路の位相
／振幅特性を示す位相／振幅情報に基づいて前記受信信
号より送信情報を判定する情報判定部、当該送信情報が
既知情報であれば既知情報発生部より入力する既知情報
を、未知情報であれば前記情報判定部から入力する判定
情報を出力する情報選択部、前記情報判定部に入力され
た前記受信信号から前記情報選択部が出力した情報成分
を除去する演算を行う乗算部、を備えたことを特徴とす
る付記１に記載の伝搬路特性推定装置。
は、前記位相/振幅推定部より出力される伝搬路の位相
／振幅特性を示す位相／振幅情報に基づいて前記受信信
号より送信情報を判定する情報判定部、当該送信情報が
既知情報であれば既知情報発生部より入力する既知情報
を、未知情報であれば前記情報判定部から入力する判定
情報を出力する情報選択部、前記情報判定部に入力され
た前記受信信号から前記情報選択部が出力した情報成分
を除去する演算を行う乗算部、を備えたことを特徴とす
る付記１に記載の伝搬路特性推定装置。
【００５８】（付記３） 前記第２の送信情報除去部
は、前記位相/振幅推定部より出力される伝搬路の位相
／振幅特性を示す位相／振幅情報に基づいて前記受信信
号より送信情報を判定する情報判定部、前記情報判定部
に入力された前記受信信号から前記情報判定部が出力し
た情報成分を除去する演算を行う乗算部、を備えたこと
を特徴とする付記１に記載の伝搬路特性推定装置。
は、前記位相/振幅推定部より出力される伝搬路の位相
／振幅特性を示す位相／振幅情報に基づいて前記受信信
号より送信情報を判定する情報判定部、前記情報判定部
に入力された前記受信信号から前記情報判定部が出力し
た情報成分を除去する演算を行う乗算部、を備えたこと
を特徴とする付記１に記載の伝搬路特性推定装置。
【００５９】（付記4） 前記第２の送信情報除去部
は、更に、各データチャネルの電力単位を合わせるため
の電力値補償部、を備えたことを特徴とする付記３記載
の伝搬路特性推定装置。 （付記５） 前記情報判定部は、複素表現された前記受
信信号と前記位相／振幅情報の複素共役との複素乗算を
行い、乗算結果に基づいて送信情報の符号ビットを判定
する、ことを特徴とする付記２又は３記載の伝搬路特性
推定装置。
は、更に、各データチャネルの電力単位を合わせるため
の電力値補償部、を備えたことを特徴とする付記３記載
の伝搬路特性推定装置。 （付記５） 前記情報判定部は、複素表現された前記受
信信号と前記位相／振幅情報の複素共役との複素乗算を
行い、乗算結果に基づいて送信情報の符号ビットを判定
する、ことを特徴とする付記２又は３記載の伝搬路特性
推定装置。
【００６０】（付記６） 前記情報判定部は、複素表現
された前記受信信号と前記位相／振幅情報の複素共役と
の複素乗算を行い、得られた複素乗算結果を前記判定情
報として出力することを特徴とする付記２又は３記載の
伝搬路特性推定装置。 （付記７） 前記情報判定部は、複素表現された前記受
信信号と前記位相／振幅情報の複素共役との複素乗算を
行い、複素乗算結果を出力すると共に同一のデータチャ
ネルについて異なる伝送路の伝搬路特性推定装置がそれ
ぞれ出力した複素乗算結果を加算し、加算結果に基づい
て送信情報の符号ビットを判定すること、を特徴とする
付記２又は3記載の伝搬路特性推定装置。
された前記受信信号と前記位相／振幅情報の複素共役と
の複素乗算を行い、得られた複素乗算結果を前記判定情
報として出力することを特徴とする付記２又は３記載の
伝搬路特性推定装置。 （付記７） 前記情報判定部は、複素表現された前記受
信信号と前記位相／振幅情報の複素共役との複素乗算を
行い、複素乗算結果を出力すると共に同一のデータチャ
ネルについて異なる伝送路の伝搬路特性推定装置がそれ
ぞれ出力した複素乗算結果を加算し、加算結果に基づい
て送信情報の符号ビットを判定すること、を特徴とする
付記２又は3記載の伝搬路特性推定装置。
【００６１】（付記８） 前記位相/振幅推定部は、前
記加算部から入力するデータシンボルの電力値と設定電
力値とを比較する電力比較部、 1シンボル毎の伝搬路における位相変動量の平均値を算
出する位相変動量監視部、入力するデータシンボルの電
力値が設定電力値より大きければ該データシンボルを選
択し、設定電力値より小さければ当該入力データシンボ
ルの直前に選択したデータシンボルの位相成分を前記位
相変動量の平均値分位相回転させて得られるシンボルを
選択する選択部、 選択部により選択されたシンボルが入力されて伝搬路の
位相／振幅特性を示す位相／振幅情報を出力する手段、
を備えたことを特徴とする付記１記載の伝搬路特性推定
装置。
記加算部から入力するデータシンボルの電力値と設定電
力値とを比較する電力比較部、 1シンボル毎の伝搬路における位相変動量の平均値を算
出する位相変動量監視部、入力するデータシンボルの電
力値が設定電力値より大きければ該データシンボルを選
択し、設定電力値より小さければ当該入力データシンボ
ルの直前に選択したデータシンボルの位相成分を前記位
相変動量の平均値分位相回転させて得られるシンボルを
選択する選択部、 選択部により選択されたシンボルが入力されて伝搬路の
位相／振幅特性を示す位相／振幅情報を出力する手段、
を備えたことを特徴とする付記１記載の伝搬路特性推定
装置。
【００６２】（付記９） 送受信装置における発振周波
数の周波数オフセットに基づく固定位相変動φを検出す
る固定位相変動検出部、 前記位相／振幅推定部を複数タップのフィルタで構成す
る場合、Ｍ番目の中央タップにおけるデータの位相と一
致するように、前記受信信号の位相をＭ・φ分、位相回
転する位相回転部、を備えたことを特徴とする付記1記載
の伝搬路特性推定装置。 （付記１０） 前記フィルタの各タップ間に固定位相変
動φ分、位相を回転する位相回転部を設けたことを特徴
とする付記９記載の伝搬路特性推定装置。
数の周波数オフセットに基づく固定位相変動φを検出す
る固定位相変動検出部、 前記位相／振幅推定部を複数タップのフィルタで構成す
る場合、Ｍ番目の中央タップにおけるデータの位相と一
致するように、前記受信信号の位相をＭ・φ分、位相回
転する位相回転部、を備えたことを特徴とする付記1記載
の伝搬路特性推定装置。 （付記１０） 前記フィルタの各タップ間に固定位相変
動φ分、位相を回転する位相回転部を設けたことを特徴
とする付記９記載の伝搬路特性推定装置。
【００６３】
【発明の効果】本発明によれば、位相/振幅推定部が出力
する位相/振幅推定値を位相基準として、DPCCH制御チャ
ネルとDPDCHデータチャネルの各情報成分をそれぞれ判
定し、DPCCH制御チャネル及びDPDCHデータチャネルの伝
搬路特性の影響を受けている各データビット系列から前
記判定により得られた情報成分を除去し、擬似的に当該
制御チャネル及びデータチャネルがそれぞれ伝搬路で受
けた位相特性及び振幅特性を示すデータ系列を生成して
出力するようにしたから、DPCCH制御チャネルの伝搬路特
性データ系列とDPDCHデータチャネルの伝搬路特性デー
タ系列を加算することにより精度の高い伝搬路特性デー
タ系列を発生できる。しかも、ＦＩＲフィルタあるいは
移動平均化処理回路を通すことにより更に精度の高い伝
搬路特性推定値を得ることが可能となる。
する位相/振幅推定値を位相基準として、DPCCH制御チャ
ネルとDPDCHデータチャネルの各情報成分をそれぞれ判
定し、DPCCH制御チャネル及びDPDCHデータチャネルの伝
搬路特性の影響を受けている各データビット系列から前
記判定により得られた情報成分を除去し、擬似的に当該
制御チャネル及びデータチャネルがそれぞれ伝搬路で受
けた位相特性及び振幅特性を示すデータ系列を生成して
出力するようにしたから、DPCCH制御チャネルの伝搬路特
性データ系列とDPDCHデータチャネルの伝搬路特性デー
タ系列を加算することにより精度の高い伝搬路特性デー
タ系列を発生できる。しかも、ＦＩＲフィルタあるいは
移動平均化処理回路を通すことにより更に精度の高い伝
搬路特性推定値を得ることが可能となる。
【００６４】又、本発明によれば、情報判定部において複
素表現された受信信号と位相／振幅情報の複素共役との
複素乗算を行い、得られた複素乗算結果を判定情報とし
て出力するようにしたから、情報判定部の出力信号に尤
度情報を付加できる。このため、フェージング等でデー
タビット系列のパワーが劣化していても位相/振幅推定
部で行なう位相/振幅推定の演算に与える影響を軽減す
ることができる。又、本発明によれば、マルチパスにお
ける各パスの情報判定部が出力する複素情報を加算する
ことによりダイバーシチ効果が得られ、符号判定部で行
なう情報成分の符号ビットの判定精度を格段に向上する
ことができる。
素表現された受信信号と位相／振幅情報の複素共役との
複素乗算を行い、得られた複素乗算結果を判定情報とし
て出力するようにしたから、情報判定部の出力信号に尤
度情報を付加できる。このため、フェージング等でデー
タビット系列のパワーが劣化していても位相/振幅推定
部で行なう位相/振幅推定の演算に与える影響を軽減す
ることができる。又、本発明によれば、マルチパスにお
ける各パスの情報判定部が出力する複素情報を加算する
ことによりダイバーシチ効果が得られ、符号判定部で行
なう情報成分の符号ビットの判定精度を格段に向上する
ことができる。
【００６５】又、本発明によれば、位相/振幅推定部に入
力するデータシンボルの電力が小さい場合、１サンプル
前に出力したデータシンボルの位相を平均位相変動量分
だけ位相変動させて求まる値を移動平均化処理回路やＦ
ＩＲフィルタ部等に入力するようにしたから、データシ
ンボルの電力が小さい場合でも精度の高い位相/振幅推
定値を得ることが可能となる。また、本発明によれば、
移動平均化処理回路やＦＩＲフィルタ部の出力する位相
/振幅推定値を用いて位相変動量を推定するようにした
から、精度の高い位相変動量を得ることができ、入力デ
ータシンボルの電力が小さい場合であっても精度の高い
位相/振幅推定値の出力が可能となる。
力するデータシンボルの電力が小さい場合、１サンプル
前に出力したデータシンボルの位相を平均位相変動量分
だけ位相変動させて求まる値を移動平均化処理回路やＦ
ＩＲフィルタ部等に入力するようにしたから、データシ
ンボルの電力が小さい場合でも精度の高い位相/振幅推
定値を得ることが可能となる。また、本発明によれば、
移動平均化処理回路やＦＩＲフィルタ部の出力する位相
/振幅推定値を用いて位相変動量を推定するようにした
から、精度の高い位相変動量を得ることができ、入力デ
ータシンボルの電力が小さい場合であっても精度の高い
位相/振幅推定値の出力が可能となる。
【００６６】又、本発明によれば、周波数オフセットに基
づく固定位相変動量が大きい場合であっても、相関器か
ら出力するシンボルの位相を回転して位相/振幅推定値
の位相と一致させるようにしたから、情報判定部におけ
る情報成分の判定精度を向上でき、伝搬路の位相/振幅特
性の推定精度を向上することができる。又、本発明によれ
ば、周波数オフセットに基づく固定位相変動量が大きい
場合であっても、位相/振幅推定部を構成するFIRフィル
タや移動平均化処理回路の各タップにおけるシンボルの
位相が一致するように位相回転制御するから伝搬路の位
相/振幅特性の推定精度を向上することができる。
づく固定位相変動量が大きい場合であっても、相関器か
ら出力するシンボルの位相を回転して位相/振幅推定値
の位相と一致させるようにしたから、情報判定部におけ
る情報成分の判定精度を向上でき、伝搬路の位相/振幅特
性の推定精度を向上することができる。又、本発明によれ
ば、周波数オフセットに基づく固定位相変動量が大きい
場合であっても、位相/振幅推定部を構成するFIRフィル
タや移動平均化処理回路の各タップにおけるシンボルの
位相が一致するように位相回転制御するから伝搬路の位
相/振幅特性の推定精度を向上することができる。
【図１】本発明の伝搬路特性推定装置の一実施例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】移動平均化処理回路により構成された位相/振
幅推定部の説明図である。
幅推定部の説明図である。
【図３】FIRフィルタにより構成された位相/振幅推定部
の説明図である。
の説明図である。
【図４】フェージング周波数特性及びフィルタの周波数
特性図ある。
特性図ある。
【図５】情報判定部の別の構成図である。
【図６】位相/振幅推定部の別の構成図である。
【図７】タップ数3の移動平均化処理回路の構成図であ
る。
る。
【図８】周波数オフセットに起因する固定位相変動量が
大きい場合における情報判定部周辺の構成図ある。
大きい場合における情報判定部周辺の構成図ある。
【図９】周波数オフセット推定部の構成図である。
【図１０】周波数オフセットに基づく固定位相変動量が
大きい場合における位相／振幅推定部を構成する移動平
均化処理回路の構成図である。
大きい場合における位相／振幅推定部を構成する移動平
均化処理回路の構成図である。
【図１１】図８と図10の移動平均化処理回路を接続した
構成図である。
構成図である。
【図１２】従来のCDMA受信部の構成図である。
【図１３】従来のフレームフォーマットにおける位相／
振幅特性推定装置の構成図である。
振幅特性推定装置の構成図である。
【図１４】3GPPの上りリンクフレーム構成図である。
【図１５】3GPPのフレームフォーマットを用いた場合に
おける位相／振幅特性推定装置の構成図である。
おける位相／振幅特性推定装置の構成図である。
１１ 相関器
１２ 情報判定部
１３ 情報選択部
１４ 乗算部
１５ 相関器
１６ 情報判定部
１７ 乗算部
１８ 電力補償部
１９ 加算部
２０ 位相/振幅推定部
Claims (5)
- 【請求項１】 既知の情報が未知の情報の間に時間多重
されて送信されるデータチャネルと未知の情報のみが送
信されるデータチャネルのそれぞれにおいて情報がコー
ド多重されて送信される通信システムにおける伝搬路特
性推定装置において、既知の情報が未知の情報の間に時
間多重されて送信されるデータチャネルの受信信号より
当該チャネルの送信情報を除去する第1の送信情報除去
部、 未知の情報のみが送信されるデータチャネルの受信信号
より当該チャネルの送信情報を除去する第2の送信情報
除去部、 各送信情報除去部の出力を加算する加算部、 加算部の出力より各チャネルが伝搬路で受けた位相特性
及び振幅特性を推定する位相/振幅推定部を、 備えたことを特徴とする伝搬路特性推定装置。 - 【請求項２】 前記第1の送信情報除去部は、 前記位相/振幅推定部より出力される伝搬路の位相／振
幅特性を示す位相／振幅情報に基づいて前記受信信号よ
り送信情報を判定する情報判定部、 当該送信情報が既知情報であれば既知情報発生部より入
力する既知情報を、未知情報であれば前記情報判定部か
ら入力する判定情報を出力する情報選択部、 前記情報判定部に入力された前記受信信号から前記情報
選択部が出力した情報成分を除去する演算を行う乗算
部、 を備えたことを特徴とする請求項１に記載の伝搬路特性
推定装置。 - 【請求項３】 前記第２の送信情報除去部は、 前記位相/振幅推定部より出力される伝搬路の位相／振
幅特性を示す位相／振幅情報に基づいて前記受信信号よ
り送信情報を判定する情報判定部、 前記情報判定部に入力された前記受信信号から前記情報
判定部が出力した情報成分を除去する演算を行う乗算
部、 を備えたことを特徴とする請求項１記載の伝搬路特性推
定装置。 - 【請求項4】 前記情報判定部は、 複素表現された前記受信信号と前記位相／振幅情報の複
素共役との複素乗算を行い、複素乗算結果を出力すると
共に同一のデータチャネルについて異なる伝送路の伝搬
路特性推定装置がそれぞれ出力した複素乗算結果を加算
し、加算結果に基づいて送信情報の符号ビットを判定す
ること、 を特徴とする請求項２又は3記載の伝搬路特性推定装
置。 - 【請求項５】 前記位相/振幅推定部は、 前記加算部から入力するデータシンボルの電力値と設定
電力値とを比較する電力比較部、1シンボル毎の伝搬路に
おける位相変動量の平均値を算出する位相変動量監視
部、 入力するデータシンボルの電力値が設定電力値より大き
ければ該データシンボルを選択し、設定電力値より小さ
ければ当該入力データシンボルの直前に選択したデータ
シンボルの位相成分を前記位相変動量の平均値分位相回
転させて得られるシンボルを選択する選択部、選択部に
より選択されたシンボルが入力されて伝搬路の位相／振
幅特性を示す位相／振幅情報を出力する手段、 を備えたことを特徴とする請求項１記載の伝搬路特性推
定装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001334040A JP3831229B2 (ja) | 2001-10-31 | 2001-10-31 | 伝搬路特性推定装置 |
| US10/121,776 US7167456B2 (en) | 2001-10-31 | 2002-04-12 | Apparatus for estimating propagation path characteristics |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001334040A JP3831229B2 (ja) | 2001-10-31 | 2001-10-31 | 伝搬路特性推定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003143112A true JP2003143112A (ja) | 2003-05-16 |
| JP3831229B2 JP3831229B2 (ja) | 2006-10-11 |
Family
ID=19149230
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001334040A Expired - Fee Related JP3831229B2 (ja) | 2001-10-31 | 2001-10-31 | 伝搬路特性推定装置 |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7167456B2 (ja) |
| JP (1) | JP3831229B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009201083A (ja) * | 2008-01-22 | 2009-09-03 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 無線送信装置、無線受信装置、無線通信システム、無線通信方法、無線送信方法、及び無線受信方法 |
| JP2013251808A (ja) * | 2012-06-01 | 2013-12-12 | Lighthouse Technology & Consulting Co Ltd | 衛星測位信号生成装置及び方法、生成プログラム、並びに、衛星測位信号受信装置及び方法 |
Families Citing this family (47)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2386038A (en) * | 2002-02-27 | 2003-09-03 | Motorola Inc | Channel estimation in a radio receiver |
| US7039004B2 (en) * | 2002-10-01 | 2006-05-02 | Atheros Communications, Inc. | Decision feedback channel estimation and pilot tracking for OFDM systems |
| KR100630043B1 (ko) * | 2003-11-06 | 2006-09-27 | 삼성전자주식회사 | 이동통신시스템의 수신단에서의 주파수 오차 추정 및 결합기 |
| KR100842622B1 (ko) * | 2004-06-04 | 2008-06-30 | 삼성전자주식회사 | 통신 시스템에서 속도 추정 장치 및 방법 |
| KR100555661B1 (ko) * | 2004-06-23 | 2006-03-03 | 삼성전자주식회사 | 디지털 방송 수신 시스템의 반송파 주파수 오프셋검출장치 및 그의 주파수 오프셋 검출방법 |
| KR100568069B1 (ko) * | 2004-09-02 | 2006-04-05 | 한국전자통신연구원 | Ｔｄｍａ 통신 시스템에서의 반송파 및 도플러 주파수오차 추정 장치 및 그 방법 |
| US7936740B2 (en) * | 2005-02-17 | 2011-05-03 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Radio transmission apparatus and method, radio reception apparatus and method, transmitting and receiving method, and recording medium |
| US8428001B2 (en) * | 2005-03-10 | 2013-04-23 | Qualcomm Incorporated | Timing corrections in a multi carrier system and propagation to a channel estimation time filter |
| US20060269024A1 (en) * | 2005-05-27 | 2006-11-30 | Francis Dominique | Initial multi-path acquisition of random access channels |
| US7929499B2 (en) * | 2005-07-13 | 2011-04-19 | Alcatel-Lucent Usa Inc. | Methods of multipath acquisition for dedicated traffic channels |
| US7764656B2 (en) * | 2005-07-13 | 2010-07-27 | Alcatel-Lucent Usa Inc. | Methods of multipath acquisition for dedicated traffic channels |
| US7856071B2 (en) * | 2005-07-26 | 2010-12-21 | Alcatel-Lucent Usa Inc. | Multi-path acquisition in the presence of very high data rate users |
| US10834531B2 (en) | 2005-12-15 | 2020-11-10 | Polte Corporation | Multi-path mitigation in rangefinding and tracking objects using reduced attenuation RF technology |
| US7969311B2 (en) | 2005-12-15 | 2011-06-28 | Invisitrack, Inc. | Multi-path mitigation in rangefinding and tracking objects using reduced attenuation RF technology |
| US10091616B2 (en) | 2005-12-15 | 2018-10-02 | Polte Corporation | Angle of arrival (AOA) positioning method and system for positional finding and tracking objects using reduced attenuation RF technology |
| US9813867B2 (en) | 2005-12-15 | 2017-11-07 | Polte Corporation | Angle of arrival (AOA) positioning method and system for positional finding and tracking objects using reduced attenuation RF technology |
| US10281557B2 (en) | 2005-12-15 | 2019-05-07 | Polte Corporation | Partially synchronized multilateration/trilateration method and system for positional finding using RF |
| US9288623B2 (en) | 2005-12-15 | 2016-03-15 | Invisitrack, Inc. | Multi-path mitigation in rangefinding and tracking objects using reduced attenuation RF technology |
| US9913244B2 (en) | 2005-12-15 | 2018-03-06 | Polte Corporation | Partially synchronized multilateration or trilateration method and system for positional finding using RF |
| US9699607B2 (en) | 2005-12-15 | 2017-07-04 | Polte Corporation | Multi-path mitigation in rangefinding and tracking objects using reduced attenuation RF technology |
| US8831139B2 (en) * | 2006-12-01 | 2014-09-09 | Broadcom Corporation | Method and system for delay matching in a rake receiver |
| US8098567B2 (en) * | 2007-03-05 | 2012-01-17 | Qualcomm Incorporated | Timing adjustments for channel estimation in a multi carrier system |
| US20080219332A1 (en) * | 2007-03-05 | 2008-09-11 | Qualcomm Incorporated | Apparatus and methods accounting for automatic gain control in a multi carrier system |
| FI20075282A0 (fi) * | 2007-04-23 | 2007-04-23 | Nokia Corp | Taajuusvirheen estimointialgoritmi |
| US7852909B2 (en) * | 2007-05-04 | 2010-12-14 | Beceem Communications Inc. | Method and apparatus for estimating frequency offset and timing offset of one or more mobile stations (MSs) |
| US8284825B2 (en) * | 2008-06-06 | 2012-10-09 | Maxim Integrated Products, Inc. | Blind channel quality estimator |
| US8149967B2 (en) * | 2008-06-06 | 2012-04-03 | Maxim Integrated Products, Inc. | Combined dual feed-forward and feedback analog and digital automatic gain control for broadband communication |
| US8472576B2 (en) | 2008-06-06 | 2013-06-25 | Maxim Integrated Products, Inc. | Jammer canceller for power-line communication |
| US8165172B2 (en) * | 2008-06-06 | 2012-04-24 | Maxim Integrated Products, Inc. | Robust wideband symbol and frame synchronizer for power-line communication |
| US8315341B2 (en) | 2008-06-06 | 2012-11-20 | Maxim Integrated Products, Inc. | Soft repetition code combiner using channel state information |
| US8315152B2 (en) * | 2008-06-06 | 2012-11-20 | Maxim Integrated Products, Inc. | System and method for applying multi-tone OFDM based communications within a prescribed frequency range |
| US8276025B2 (en) * | 2008-06-06 | 2012-09-25 | Maxim Integrated Products, Inc. | Block interleaving scheme with configurable size to achieve time and frequency diversity |
| US8139614B2 (en) * | 2008-06-06 | 2012-03-20 | Maxim Integrated Products, Inc. | Robust narrowband symbol and frame synchronizer for power-line communication |
| JP4652443B2 (ja) * | 2008-12-26 | 2011-03-16 | 富士通株式会社 | 離散フーリエ変換演算処理装置及び無線通信装置 |
| US8320233B2 (en) * | 2009-06-12 | 2012-11-27 | Maxim Integrated Products, Inc. | Transmitter and method for applying multi-tone OFDM based communications within a lower frequency range |
| US11125850B2 (en) | 2011-08-03 | 2021-09-21 | Polte Corporation | Systems and methods for determining a timing offset of emitter antennas in a wireless network |
| US11835639B2 (en) | 2011-08-03 | 2023-12-05 | Qualcomm Technologies, Inc. | Partially synchronized multilateration or trilateration method and system for positional finding using RF |
| EP2739986B1 (en) | 2011-08-03 | 2018-01-10 | PoLTE Corporation | Multi-path mitigation in rangefinding and tracking objects using reduced attenuation rf technology |
| US8737452B2 (en) * | 2012-06-19 | 2014-05-27 | Trueposition, Inc. | Identification and isolation of radio signals for a wireless location system |
| US10440512B2 (en) | 2012-08-03 | 2019-10-08 | Polte Corporation | Angle of arrival (AOA) positioning method and system for positional finding and tracking objects using reduced attenuation RF technology |
| US10863313B2 (en) | 2014-08-01 | 2020-12-08 | Polte Corporation | Network architecture and methods for location services |
| US10845453B2 (en) | 2012-08-03 | 2020-11-24 | Polte Corporation | Network architecture and methods for location services |
| CN107407732B (zh) | 2014-10-24 | 2020-10-13 | 波尔特公司 | 用于使用rf的位置寻找的经部分同步多边测量或三边测量方法和系统 |
| KR20190075167A (ko) | 2015-10-08 | 2019-06-28 | 폴테 코포레이션 | 감쇠 감소 rf 기술을 이용한 물체 위치 발견 및 추적용 도래각 측위 방법 및 시스템 |
| EP3260977B1 (en) * | 2016-06-21 | 2019-02-20 | Stichting IMEC Nederland | A circuit and a method for processing data |
| US11255945B2 (en) | 2018-03-27 | 2022-02-22 | Polte Corporation | Multi-path mitigation in tracking objects using compressed RF data |
| CN109039962B (zh) * | 2018-07-26 | 2021-04-16 | 南京东科优信网络安全技术研究院有限公司 | 一种基于路径相位差分的频分双工系统互易信道参数构建方法 |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2709028B1 (fr) * | 1993-08-13 | 1995-10-20 | Matra Communication | Procédé de sélection des trajets de propagation retenus pour recevoir des messages transmis par radiocommunication AMRC. |
| JPH11355849A (ja) | 1998-06-05 | 1999-12-24 | Fujitsu Ltd | パイロット及び仮判定データシンボルを用いた同期検波方法並びに移動体通信用受信装置及び干渉除去装置 |
| JP3295037B2 (ja) | 1998-07-22 | 2002-06-24 | 沖電気工業株式会社 | 伝搬路推定方法及び装置、並びに伝搬路推定システム |
| FR2782585B1 (fr) * | 1998-08-20 | 2000-09-22 | France Telecom | Recepteur en rateau iteratif et procede de reception correspondant |
| JP4147438B2 (ja) | 1998-09-04 | 2008-09-10 | 富士通株式会社 | 復調器 |
| US6414988B1 (en) * | 1999-05-12 | 2002-07-02 | Qualcomm Incorporated | Amplitude and phase estimation method in a wireless communication system |
| JP2001053644A (ja) | 1999-08-16 | 2001-02-23 | Fujitsu Ltd | 判定帰還形サーチャーを具備したｃｄｍａ受信装置 |
| JP2001069117A (ja) * | 1999-08-31 | 2001-03-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｏｆｄｍ通信装置及び伝搬路推定方法 |
| JP3414353B2 (ja) | 2000-03-15 | 2003-06-09 | 日本電気株式会社 | Ｃｄｍａ復調装置及びその方法 |
| JP3357653B2 (ja) | 2000-05-25 | 2002-12-16 | 松下電器産業株式会社 | 無線受信装置 |
| US6728324B1 (en) * | 2000-07-31 | 2004-04-27 | Rf Micro Devices, Inc. | Method and apparatus for multipath signal compensation in spread-spectrum communications systems |
| US6700929B1 (en) * | 2000-07-31 | 2004-03-02 | Rf Micro Devices, Inc. | Method and apparatus for multipath parameter estimation in spread-spectrum communications systems |
-
2001
- 2001-10-31 JP JP2001334040A patent/JP3831229B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2002
- 2002-04-12 US US10/121,776 patent/US7167456B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009201083A (ja) * | 2008-01-22 | 2009-09-03 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 無線送信装置、無線受信装置、無線通信システム、無線通信方法、無線送信方法、及び無線受信方法 |
| JP2013251808A (ja) * | 2012-06-01 | 2013-12-12 | Lighthouse Technology & Consulting Co Ltd | 衛星測位信号生成装置及び方法、生成プログラム、並びに、衛星測位信号受信装置及び方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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| JP3831229B2 (ja) | 2006-10-11 |
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