KR20000036114A - 디지털 통신을 위한 코히어런트 복조 및 결정-지향 채널 산정 - Google Patents

디지털 통신을 위한 코히어런트 복조 및 결정-지향 채널 산정 Download PDF

Info

Publication number
KR20000036114A
KR20000036114A KR1019997002137A KR19997002137A KR20000036114A KR 20000036114 A KR20000036114 A KR 20000036114A KR 1019997002137 A KR1019997002137 A KR 1019997002137A KR 19997002137 A KR19997002137 A KR 19997002137A KR 20000036114 A KR20000036114 A KR 20000036114A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
samples
receiver
generating
temporary symbol
decision
Prior art date
Application number
KR1019997002137A
Other languages
English (en)
Inventor
쉬람，페테르
후버，요하네스
Original Assignee
텔레호낙티에볼라게트 엘엠 에릭슨(피유비엘)
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 텔레호낙티에볼라게트 엘엠 에릭슨(피유비엘) filed Critical 텔레호낙티에볼라게트 엘엠 에릭슨(피유비엘)
Publication of KR20000036114A publication Critical patent/KR20000036114A/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

논코히어런트 복조를 행하는 수신기에 비해 상당한 이득을 가지며, 코히어런트 복조 및 결정-지향(decision-sirected) 채널 산정을 수행하는 수신된 통신 신호를 복조하기 위한 방법 및 장치가 공개된다. 이와 같은 이점은, 컨벌루션 코딩 및 인터리빙과 결합된 직교 변조 방법이 사용되는 TIA/EIA/IS-95 이동 통신 표준에 규정된 상향접속과 같은 확산 스펙트럼 통신 시스템에 대해서 특히 그러하다.코히어런트 복조 방법 및 장치는 파일럿 신호를 요구하지 않기 때문에, 논코히어런트 복조를 위해 설계된 통신 시스템에서도 사용될 수 있다.

Description

디지털 통신을 위한 코히어런트 복조 및 결정-지향 채널 산정{COHERENT DEMODULATION WITH DECISION-DIRECTED CHANNEL ESTIMATION FOR DIGITAL COMMUNICATION}
확산 스펙트럼(Spread Spectrum, SS)는 몇몇 응용에 유익한 통신 방법(scheme)이다. 과거에는, 확산 스펙트럼은 재밍(jamming)에 대한 저항력 때문에 군사 분야에 사용되었다. 그러나, 보다 최근에는 확산 스펙트럼이 코드-분할 다중 액세스 시스템(Code Division Multiple Access, CDMA) 통신 시스템의 기초를 형성하였으며, 일부는 페이딩(fading)에 저항력이 강하다는 이점으로 인해 셀룰러 무선 전화 환경에 응용되었다.
전형적인 CDMA 시스템에서, 전송될 정보 데이타 스트림은 의사 랜덤(pseudorandom) 코드 발생기에 의해 발생된 훨씬 높은 비트 속도의 데이타스트림 상에 임프레싱(impressing)된다. 정보 데이타스트림 및 높은 비트 속도의 데이타 스트림은 전형적으로 함께 승산(multiply)된다. 그리고, 이러한 낮은 비트 속도의 신호와 더 높은 비트 속도의 신호와의 조합은 정보 신호의 직접-시퀀스(direct-sequence) 확산이라 불린다. 각각의 정보 데이타 스트림 또는 채널은 고유의 확산 코드를 할당받는다. 복수의 SS 신호들은 무선 주파수 캐리어파 상에서 전송되어 수신기에서 복합 신호로서 함께 수신된다. 각각의 SS 신호는 잡음-관련 신호뿐만 아니라 다른 모든 SS 신호들과 주파수 및 시간 양쪽 모두에서 중첩된다. 이 복합 신호를 고유 확산 코드들 중 하나와 코릴레이트(correlate)시킴으로써, 대응하는 정보 신호가 분리되고 디스프레드(despread)된다.
CDMA 복조 기술은, "CDMA 감산 복조"라는 제목의 덴트에게 허여된 미국 특허 제5,151,919호; "이동 무선 통신을 위한 다중 액세스 코딩"이라는 제목의 덴트등에게 허여된 미국 특허 제5,353,352호; 및 "이동무선 통신용의 벤트 시퀀스를 이용한 다중 액세스 코딩"이라는 제목의 바텀리등에게 허여된 미국 특허 제5,550,809호에 기술되어 있다.
TIA 및 EIA에 의해 공표된 TIA/EIA/IS-95 표준에 따른 CDMA 통신 시스템은 직접-시퀀스 확산을 이용한다. IS-95 표준은 종래의 CDMA를 규정하는데, 이 규정에 따르면, 비록 로컬 루프와 같은 고정된 분야에서도 이용될 수 있기도 하지만, 셀룰러 이동 전화 시스템에서 각각의 사용자가 수신된 신호를 다른 사용자 신호를 고려하지 않고 복조한다. 이와 같은 시스템의 스펙트럼 효율은 에이. 비터비, CDMA(1995)에서 예로서 기술된 바와 같이, 기본적인 SS 전송 방법의 전력 효율에 의해 결정된다. 따라서, 높은 전력 효율을 갖는 SS 전송 방법을 사용하는 것이 유리하다.
IS-95와 같은 시스템의 하향 (즉, 기지국으로부터 이동국으로의) 접속시(downlink) 점-다중점 통신은 하향접속 파일럿 채널(downlink pilot channel)의 이용을 제시하고 있다.
코히어런트(coherent) 2-상, 또는 2진, 위상-시프트 키잉(BPSK)는 그 높은 비트 에러율(BER)에서의 높은 전력 효율로 인해 가장 적절한 변조 방법이다. 그러나, 코히어런트 복조를 가능하게 하기 위해, 수신기에서 무선 채널의 가중치 함수 또는 임펄스 반응(impulse response)이 산정되어야 한다. 코히어런트 디지털 진폭 변조 및 페이딩 채널을 통한 전송을 위해, 이와 같은 채널 응답-산정은 과잉 파일럿 신호(redundant pilot signal)를 요구하는데, 이것은 하향 접속시에는 대개 허용될 수 있다.
상향 (즉, 이동국으로부터 기지국으로의) 접속(uplink)시 이와 같은 파일럿 신호의 전송을 피하기 위해, 차동 PSK(DPSK)와 같은 논코히어런트(noncoherent) 변조가 사용될 수도 있으나, DPSK는 코히어런트 BPSK보다 상당히 낮은 전력 효율을 가진다. BPSK와 DPSK의 성능 비교는 에이치.타우버(H. Taub)등의 통신 시스템의 원리 제222-227면과 제378-388면(1971)을 포함하여 이 분야에서 구할 수 있다.
상향 접속에서 DPSK와 같은 논코히어런트에 대한 대안으로 직교 레벨의 개수가 증가할수록 전력 효율이 증가하는 직교 변조(orthogonal modulation)가 있다. 이러한 이유로 인해, IS-95는 2진 컨벌루션(convolution) 코딩 및 2진 인터리빙과 조합된 64-ary 직교 변조를 규정하고 있다. 이 직교 변조 방법에 대한 논코히어런트 복조를 이용하는 수신기는 "전력-제어형 광대역 광역 디지털 통신의 성능"이라는 제목의 에이.비터비등의 통신에 관한 IEEE 트랜잭션 COM-41편 제559-569면(4월, 1993년)에 기술되어 있다.
추가 화이트 가우시안 잡음을 갖는 시-불변(time-invariant), 비-분산(non-dispersive) 채널을 통한 전송에 대해, 논코히어런트 복조를 갖는 직교 변조는, 레벨 수가 모든 경계를 넘을 수 있을 만큼 증가할 수 있다면, (속도 0에서) 이론적인 채널 용량을 달성한다. 제이.프로아키스의 디지털 통신 제2판에 기술된 이와 같은 극한의 경우, 코히어런트 및 논코히어런트 복조는 동일한 전력 효율을 보이지만, 실제로 그런일을 발생하지 않는다. 특히 다중 경로 전파(multipath propagation)를 겪는 채널을 통한 전송의 경우, 코히어런트 복조를 이용한 디지털 통신 시스템은 논코히어런트 복조를 이용한 시스템보다 상당히 나은 전력 효율을 가진다. 이는 논코히어런트 복조의 조합 손실(combining loss) 때문이다. 이러한 사실은 시분할 다중 액세스(TDMA)를 이용하는 다른 디지털 통신 시스템뿐만 아니라 SS 통신 시스템에도 역시 적용된다.
무선 신호가 전송기로부터 수신기에 이르는 복수의 경로를 취하는 다중경로 전파는, 상기 인용한 디지털 통신에 기술된 레이크 수신기(rake receiver)를 사용함으로써 SS 및 다른 디지털 통신 시스템에서 해결될 수 있다. 코히어런트 레이크 수신기는 "양자화된 코히어런트 레이크 수신기"라는 제목으로 덴트에게 허여된 미국 특허 제5,305,349호, 및 "선택적 레이 조합을 갖는 레이크 수신기"라는 제목으로 바텀리에게 허여된 미국 특허 제5,237,586호에 기술되어 있다. 또 다른 코히어런트 레이크 수신기는 "수신기에서의 경로 이득 산정"이라는 제목으로 팰코너에게 허여된 미국 특허 제5,442,661호에 기술되어 있다.
등가 기저대역 표현으로 된 이동 무선 채널은, 각각의 지연 및 복수 가중치 gλ(t), λ∈ {1, ... ,L}를 특징으로 하는 L개의 확정 전파 경로를 갖는 다중 경로 레일리-페이딩 채널 또는 주파수 선택 채널로서 모델링될 수 있다. 수 개의 전파 경로들로부터의 신호 에너지는 디코딩 이전에 레이크 수신기에 의해 조합 또는 "함께 집합"된다. 최초로 전송된 심볼들(비트들)을 최적으로 디코딩하기 위해, 수신된 신호 에너지들은, 레이크 수신기에서 이들 신호들이 조합되기 이전에, 수신된 신호의 위상 스케일링 및 정렬을 포함한 적절한 방식을 통해 조합되어야 한다.
도 1은 대개 "레이(ray)"라 불리는 서로 다른 전파 경로로부터의 신호들의 코히어런트 조합을 사용하는 종래의 CDMA 레이크 수신기를 도시한다. 수신된 무선 신호는 예를 들어, 코싸인 및 싸인파와 혼합된 다음, 무선 주파수(RF) 수신기(1)에서 신호를 필터링하여 동상 (I) 칩 샘플과 직교 (Q) 칩 샘플을 도출함으로써 복조된다. 이들 챕 샘플들은 각각 예를 들어 I, Q 샘플들에 대해 2개의 버퍼(2a, 2b)를 포함하는 버퍼 메모리 내에 집합된다. 멀티플렉서(3)은 버퍼링된 칩 샘플들을 수신하여, 일정 범위의 I 칩 샘플들과 이에 대응하는 범위의 Q 칩 샘플들을 복소 코릴레이터(4a, 4b)로 보낸다. 선택된 각각의 범위는 (변조 구간 동안에 전송된) 하나의 심볼에 대응하는 N-칩 시퀀스에 대응하는 N 칩 샘플들을 포함한다. 여기서, "복조"는 혼합, 필터링, 및 코릴레이팅 프로세스를 의미한다.
전파 경로의 지연을 산정하기 위한 다양한 기법들은 출원인의 본 발명을 이해하는데 필요하지 않기 때문에, 그 설명이 여기서는 생략될 것이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 2개의 서로 다른 신호 레이(ray) i, j에 대응하는 서로 다른 2개 범위의 각각의 I 및 Q 샘플이 복소 코릴레이터(4a, 4b)에 제공된다. 복소 코릴레이터는 알려진 신호 시퀀스 또는 확산 코드에 대해 그들 각각의 신호 샘플 세트를 코릴레이트한다. 복소 코릴레이터(4a, 4b)는 각각의 복소 승산기(5)에 제공되는 각각의 복소 코릴레이션 값을 생성한다. 복소 승산기(5)는 각각의 코릴레이션 값과 각각의 복소 경로 가중치 gλ(.)의 곱을 형성한다. 곱의 실수부는 축적기(6)에 보내지고, 축적기는 프로세싱되는 모든 신호 레이들에 대해 가중치가 부여된 코릴레이션을 합산한다. 축적기(6)에 의해 생성된 합은 슬라이서(slicer)나 디코더(7)로 보내지는 결정 변수(decision variable)이다.
단지 하나의 전파 경로만 중요할 때, 레이크 수신기는 사실상 종래의 디지털 수신기임을 이해해야 한다. 이것은 멀티플렉서(3)이 단지 한 범위의 I 샘플들과 이에 대응하는 범위의 Q 샘플만을 선택함으로써 도 1에 도시될 수 있다. 종래의 비-SS 수신기에서, 이들 범위들은 이들 범위들 중 하나가 90도 위상-이동된 후 조합되고, 그 결과가 슬라이서 또는 디코더에 제공될 것이다.
도 1에 도시된 레이크 수신기에서, 코릴레이션 값에 복수 가중치만큼 곱한 효과는, 코릴레이션값의 위상을 스케일링(scaling)하고 정렬한 다음 전체 신호-대-잡음 간섭비를 최대화시킨다는 것이다. 파일럿 신호는 대개 복소 가중치를 결정하는데 사용된다. 적어도 각각의 코릴레이션 값의 위상은 전송기와 수신기 간의 상대적 운동으로 인해 변동하며, 위상 고정 루프와 같은 장치는 정확한 가중치 각(weight angle)을 유지하기 위해 코릴레이션 변동치를 추적하는데 때때로 사용된다. 미국 특허 제5,305,349호는 변동하는 경로 가중치를 예측하기 위해 과거 코릴레이션 값의 평균치 산출 및 트렌드-기반의 프로세스(칼멘 필터)에 관해 기술하고 있다. 미국 특허 제5,442,661호는 경로 가중치를 산정하기 위해 각각의 경로에 대한 평균 경로 가중 및 경사, 및 최대 가능성 표준에 기초한 방법을 기술하고 있다.
이와 같은 시스템은 적절히 프로그램된 컴퓨터에 의해 시뮬레이션될 수 있다. 경로들간의 차이는 신호 대역폭의 역수보다 대개 더 긴 것으로 가정하기 때문에, 디스프레딩(despreading) 후의 유효 경로 가중치 gλ(t)는 근사적으로 언코릴레이트된다(uncorrelate). 대개, 경로 가중치 gλ(t)는, 제로(0) 평균과 표준 제이크 (전통적) 도플러 스펙트럼(standard Jakes Doppler spectra)을 갖는 복소치의 가우시안 랜덤 프로세스로서 모델링된다. 분석을 간략화하기 위해, 모든 지연 경로는 동일한 평균 신호 전력을 제공하는 것으로 간주된다. 최대 도플러 주파수는 0.024/Tb이고, Tb는 정보 신호 (비트) 당 등가 시간을 가리킨다. 1/Tb= 9.6 kilobits/sec의 데이타 속도와 1GHz의 무선 캐리어 주파수를 갖는 전형적인 무선 통신 시나리오에서, 최대 도플러 주파수는 250 kilometers/hour의 차량 속도에 대응한다. 열적 잡음과 다른 사용자들로부터의 간섭을 모델링하기 위해, (단면, single sided) 전력 스펙트럼 밀도 N0를 갖는 실수치의 화이트 가우시안 잡음 프로세스 n(t)에 대응하는 (양면) 전력 스펙트럼 밀도 N0를 갖는 복소치의 가우시안 잡음 프로세스 n(t)가 추가될 수 있다.
논코히어런트 복조에 있어서 IS-95에 의해 규정된 상형 접속 전송 방법이 상기 인용한 비터비등의 출판물에 기술되어 있으며, M-ary 직교 변조에 대한 기저대역 표시로서 도 2에 도시되어 있다. 도 2에서, 2진 정보 심볼 q[k]는 적절한 컨벌루셔널 인코더(10)에 의해 코딩 속도 Rc로 컨벌루셔널 인코딩(convolutional encoding)되고, 인코딩된 심볼들은 인터리버(12)에 의해 인터리빙되어 심볼들 a[v] ∈ {-1, +1}을 생성한다. 이들 인터리빙된 심볼들은 필요하다면 컨버터(14)에 의해 직렬 포멧에서 병렬 포멧으로 변환되며, 각각의 변조 구간 μ (주기 Ts)에서, ld(M) 2진 심볼 a[v]는 함께 그룹화되어 심볼 인덱스 m[μ]∈ {1, ..., M}으로서 사용되며, 이것은 M-ary 직교 변조기(16)에 공급된다. IS-95 시스템에서, 직교 변조기(16)은 왈시(Walsh) 시퀀스를 사용하여, 선택된 왈시 시퀀스 각각의 칩과 캐리어 신호를, 옵셋된 4상 PSK(Q4PSK) 방식으로 변조시켜 시간-연속 전송기 출력 신호 s(t)를 발생시킨다.
전송기 출력 신호 s(t)는 잡음 항(term) n(t)를 추가시키는 통신 채널을 통해 전파한다. IS-95에서 정의된 바와 같은 M=64 및 최대 도플러 주파수에 대해, 변조 주기 Ts=TbRcld(M)은 최대 도플러 주파수의 역수보다 상당히 짧다. 따라서, 채널 가중치 함수는 각각의 변조 주기동안 대략적으로 일정하다.
도 2에서, 수신기 입력 신호 r(t)는 논코히어런트 레이크 수신기에 의해 복조된다. 각각의 전파 경로(레이)에 대해, 각각의 직교 파형에 1개의 코릴레이터가 할당되는 M개 코릴레이터 시스템을 포함하는 M-ary 코릴레이터(18)은 코릴레이션 값들의 출력 세트 xi,λ[μ]를 발생시킨다. 여기서, i{1,...,M}, λ{1,...,L}이고, μ는 변조 구간의 인덱스이다. 편의를 위해, 레이크 수신기 내의 코릴레이터(18)의 개수는 채널을 통한 전파 경로 L의 개수와 동일하다. 하지만, 그보다 적거나 더 많은 개수의 코릴레이터가 사용될 수도 있다는 것을 이해하여야 한다.(하나 이상의, 이와 같은 더 적은 개수의 코릴레이터는 직렬로 한번에 하나씩 취해지는 대응하는 직교 파형에 대한 복수의 세트의 출력 코릴레이션 값을 생성할 것이다) 왈시 시퀀스에 대해, M-ary 코릴레이터는 빠른 왈시 변환(FWT)를 편리하게 구현한다. 적절한 FWT 프로세서가 "빠른 왈시 변환 프로세서"라는 제목으로 덴트에게 허여된 미국 특허 제5,357,454호에 기술되어 있다.
종래의 논코히어런트 IS-95 수신기에서, 코릴레이터(18)에 의해 생성된 코릴레이션값 xi,λ[μ]는 자승 조합(Square-Law Combination, SLC) 장치(20)에 의해 조합된다. 이 장치는 후속 데이타 산정 절차(즉, 결정 또는 채널 디코딩)을 위한 M개의 결정 변수들을 발생시킨다. 논코히어런트 복조로 인해, M개 심볼들에 대한 결정 변수 yi[μ]는 SLC(20)에 의해 다음과 같이 계산된다.
상기 인용한 비터비등의 출판물에 기술된 바와 같이, 이들 결정 변수들은 구현의 복잡성을 감소시키기 위해 최종 비터비 디코딩 절차에 대한 준최적 메트릭 계산(suboptimum metric computation)에 사용될 수 있다. 이들 준최적 메트릭 계산은 결정 변수들의 최대치를 결정하는 프로세서(22)에 의해 실행된다. 다음의 표현식에 의해 주어지는 배타적 최대값은 소프트-결정 신뢰성 정보로서 사용된다.
적절한 각각의 최대값은 인덱스에 의해 식별되는 선택된 직교 함수(왈시 시퀀스)에 대응하는 각각의 ld(M) 하드-결정된 2진 심볼에 할당된다.
도 1에 도시된 레이크 수신기의 코히어런트 동작과 도 2에 도시된 M-ary 코릴레이터(18), SLC(20), 및 프로세서(22)의 논코히어런트 동작간의 비교는, 논코히어런트 레이크 수신기를 보다 상세히 기술하는 도 3을 참조하면 보다 잘 이해될 수 있을 것이다. 논코히어런트 수신기에서, 코릴레이션 값들의 제곱된 크기는 축적되는데, 이것은 축적 이전에 이들 위상들을 정렬할 필요성을 없애고 따라서 논코히어런트 수신기가 복소 경로 가중치 gλ(t)를 필요로 하지 않도록 하기 위해서이다. 도 1에 도시된 코히어런트 수신기와의 주된 차이점은 SLC(20)에서 복수 승산기(5) 세트가 SLC 프로세서(20-1)로 대체된다는 것이다.
도 3에서, 수신된 신호의 복소 디지털 샘플 I, Q 스트림은 L개의 M-ary 코릴레이터(18)에 제공되고, 이 코릴레이터들은 각각의 로컬 코드 발생기에 의해 발생된 수신기의 확산 코드 시퀀스의 시프트(shift)를 고려하여 신호 샘플 시퀀스의 코릴레이션 값을 계산한다. 도3에서, 적어도 4개의 M-ary 코릴레이터 세트가 (실선으로 표시된 데이타 경로 내에) 묵시적으로 포함되어 있다. 확산 코드의 각각의 시프트에 대한 복소 코릴레이션 값의 제곱된 크기는 SLC 프로세서(20-1)에 의해 동상 성분 샘플(실수부, I)와 직교 성분 샘플(허수부, Q)로부터 계산된다. 가중치 프로세서(20-2)에 의해 가중치 계수가 코릴레이션 값의 제곱 크기에 곱해질 수 있다. 그리고, L 경로 각각에 대한 가중치가 부여된 제곱된 크기는 가산기(20-3)에 의해 축적된다. 가산기(20-3)에 의해 생성된 합은 전송된 심볼을 식별하기 위해 프로세서(22)와 같은 판별 장치에 제공된다.
확산 시퀀스(spreading sequence)와 같은 블럭 코드(block code)를 사용하는 통신 시스템에서, 한 세트의 코릴레이터(18)은 로컬 코드 발생기에 의해 발생되는 모든 블럭 코드 시퀀스 및 그 시프트를 동시에 계산하기에 충분한 개수를 포함할 것이다. 각각의 서로 다른 확산 코드 시퀀스(도 3에서는 3개 세트의 도시되어 있음)에 대해 SLC(20-1), 선택적 가중치 프로세서(20-2), 및 가산기(20-3)으로 구성된 세트가 제공되고, 가산기(20-3)의 출력은 프로세서(22)에 제공될 것이다.
도 2로 되돌아가면, 아래의 표현식으로 주어지며, 2진 심볼 a[v]에 대응하는 결정 변수 d[v]는 수신기에서 후속 데이타 산정 절차를 위해 사용된다.
여기서, 표기법은 연산수(operand)보다 작거나 같은 최대 정수를 계산하기 위한 연산자를 가리킨다. 컨버터(24)에 의해 병렬 포멧에서 직렬 포멧으로 변환될 수 있는 결정 변수 d[v]는 장치(26)에서 메트릭 계산을 위해 사용된다. 장치(26)에 의해 생성되는 메트릭은 디인터리버(28)에 의해 디인터리빙되고, 디인터리빙된 심볼들은 디코딩된 수신 정보 심볼스트림을 생성하는 비터비 디코더(30)과 같은 장치에 의해 디코딩된다.
결정 변수 d[v]의 함수로서의 로그 함수와 유사한 비율의 Λ[v]의 미분이, 상기 인용한 비터비등의 출판물에서 제시되고 있으며, 64-ary 변조에 대한 동일한 평균 신호 전력 및 10dB의 신호-대-잡음 전력비를 운반하는 L=1 내지 6에 해당하는 전파 경로들을 갖는 레일리이-페이딩 채널에 대해 도 4에 점선으로 도시되어 있다. 메트릭은 로그 함수와 유사한 비율의 곡선에 기초하여 메트릭 계산 장치(26)에 의해 결정 변수들로부터 결정된다. 디코더로 입력되는 메트릭은 양자화될 수도 있다는 것을 이해하여야 한다.
상기 인용한 비터비 문헌 4.5절에는 하나의 직교 파형(왈시 시퀀스)에 대응하는 다양한 2진 심볼들에 대한 소프트-결정 신뢰도 값들이 서로 달라도 된다는 주요 이점이 있다는 것을 보여준다. 그럼에도 불구하고, 컴퓨터 시뮬레이션은 앞에서 설명한 매트릭에 비교해 이들 이중 최대 메트릭(dual maximum metric)을 사용하여 얻는 이득은 단지 2dB 밖에 안됨을 보여준다.
IS-95 표준과 호환되는 수신기의 또 다른 변조 방법은, 각각의 전파 경로에서 수신된 신호 전력의 산정치에 기초한다. 피.쉬람의 "CDMA 이동 통신 시스템에서 상향접속을 위한 어트랙티브 코딩된 변조 방법"이라는 제목의 2.ITG-파쉬타건 이동 통신(ITG-파쉬베리 135 pp. 255-262, 199년 9월)는, 이 방법에 기초한 수신기는 상기 인용한 비터비등의 출판물에 기술된 논코히어런트 복조에 비교하여 볼 때 최소한의 이점만 가지고 있음을 보여주고 있다.
논코히어런트 복조는 코히어런트 복조보다 전력 효율이 낮은 전송 방법이기 때문에, 특히, 다중 채널을 통한 전송에 있어서, 채널 경로 가중치 gλ(t)를 산정하기 위한 추가의 잉여 파일럿 신호(additional and redundant pilot signal)를 요구하지 않고 코히어런트 복조를 사용하는 것이 바람직하다. 따라서, 이와 같은 채널 산정 방법은 정보를 품고 있는 신호 그 자체로부터 필요한 채널 정보를 뽑아내야 한다. 이렇게 하면, 이와 같은 코히어런트 수신기가, IS-95 표준에 따른 상향 접속 수신기와 같은 넌코히어런터 복조를 위해 설계된 시스템과도 호환될 수 있게 되는 이점을 가지게 된다.
<요약>
본 발명에 따르면, 코히어런트 복조 수신기는 파일럿 신호를 필요로하지 않으며 결정-지향(decision-directed) 채널 산정 방법을 사용하는 것으로 간주된다. 따라서, 본 발명의 수신기는 논코히어런트 복조를 위해 설계된 디지털 통신 시스템에서도 사용될 수 있다.
본 발명의 한 특징에 따르면, 전송기는 정보 신호를 수신기로 전송하고 수신기는 코릴레이션 샘플들을 생성하기 위해 선정된 코드 시퀀스에 대해 코릴레이트되는 수신 신호의 샘플을 발생시키는 통신 시스템에서, 코히어런트 복조 및 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기 내에 한 장치가 제공된다. 이 장치는, 코릴레이션 샘플들에 기초하여 경로 가중치를 산정하기 위한 장치, 정보 신호를 판별하기 위해 수신기가 사용하는 데이타 복조 절차에서 결정 변수들을 발생시키기 위한 장치, 및 선택된 코릴레이션 샘플들에 기초하여 경로 가중치를 발생시키기 위한 채널 산정 장치를 포함한다.
게다가, 임시 심볼 산정 발생 장치는 코릴레이션 샘플들에 기초하여 수신된 신호 샘플들을 논코히어런트 복조(noncoherently demodulation)하기 위한 장치, 및 논코히어런트 복조된 수신 신호 샘플들을 임시 심볼 산정치로서 형성하기 위한 장치를 포함한다. 대안적으로, 임시 심볼 산정 발생 장치는 수신된 신호 샘플을 복조하기 위한 장치, 복조된 신호 샘플을 디코딩하여 정보 신호의 산정치를 형성하기 위한 장치, 및 상기 정보 신호의 산정치를 재인코딩하고 재인코딩된 산정치에 기초하여 임시 심볼 산정치를 형성하기 위한 장치를 포함할 수 있다. 또 다른 대안으로서, 임시 심볼 산정 발생 장치는 코릴레이션 샘플들의 선형 조합에 대한 가중치를 발생시키고, 채널 산정 장치는 이와 같은 선형 조합에 기초하여 산정된 경로 가중치를 발생시킨다. 역시 또 다른 대안으로서, 임시 심볼 산정 발생 장치는 수신된 신호의 코히어런트 복조를 위한 장치, 및 코히어런트 복조된 수신 신호의 하드 결정을 임시 심볼 산정치로서 형성하기 위한 장치를 포함한다. 임시 심볼 산정 발생 장치는 적어도 2개 단에서 수신된 신호를 복조하기 위한 장치 및 복조된 수신 신호의 하드 결정(hard decision)을 임시 심볼 산정치로서 형성하기 위한 장치를 역시 포함할 수 있다.
본 발명의 또 다른 특징에 따르면, 전송기가 정보 신호를 수신기로 전송하고 수신기는 코릴레이션 샘플들을 생성하기 위해 선정된 코드 시퀀스에 대해 코릴레이트될 수신 신호의 샘플들을 발생시키는 통신 시스템에서 코히어런트 복조 및 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기 내에 한 방법이 제공된다. 이 방법은 코릴레이션 샘플들에 기초하여 경로 가중치를 산정하는 단계, 및 정보 신호를 판별하기 위해 수신기가 사용하는 데이타 복조 절차에서 결정 변수들을 발생시키는 단계를 포함한다. 산정 단계는 수신기가 사용하는 데이타 복조 절차와는 별도로 코릴레이션 샘플들에 기초하여 임시 심볼 산정치를 발생하는 단계, 임시 심볼 산정치에 기초하여 코릴레이션 샘플들을 선택하는 단계, 및 선택된 코릴레이션 샘플들에 기초하여 경로 가중치를 발생시키는 단계를 포함한다. 이들 결정 변수들은 산정된 경로 가중치에 기초한 코릴레이션 샘플의 최대-비 조합(maximum-ratio combunation)에 의해 발생된다.
본 발명의 또 다른 특징으로, 전송기가 정보 신호를 수신기로 보내고 수신기는 정합된 필터링 후에 수신된 신호의 샘플들을 발생시키는 통신 시스템에서 코히어런트 복조 및 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기에 한 장치가 제공된다. 이 장치는 수신된 신호 샘플들에 기초하여 경로 가중치를 산정하기 위한 장치, 및 정보 신호를 판별하기 위해 수신기가 사용하는 데이타 복조 절차에서 결정 변수들을 발생하기 위한 장치를 포함한다. 산정 장치는, 수신기가 사용하는 데이타 복조 절차와는 별도로 수신된 신호 샘플들에 기초하여 임시 심볼 산정치를 발생시키기 위한 장치, 임시 심볼 산정치의 역수와 수신된 심호 샘플과의 곱을 형성하기 위한 장치, 및 선택된 수신 신호 샘플에 기초하여 경로 가중치를 발생시키기 위한 채널 산정 장치를 포함한다. 결정 변수들은 산정된 경로 가중치에 기초하여 수신된 신호 샘플들의 최대-비 조합에 의해 발생된다.
본 발명의 또 다른 특징에 따르면, 전송기가 정보 신호를 수신기로 전송하고 수신기는 정합되는 필터링 후에 수신된 신호의 샘플들을 발생시키는 통신 시스템에서 코히어런트 복조 및 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기 내에 한 방법을 제공한다. 이 방법은 수신된 신호 샘플들에 기초하여 경로 가중치를 산정하는 단계, 및 정보 신호를 판별하기 위해 수신기가 사용하는 데이타 복조 절차에서 결정 변수들을 발생시키는 단계를 포함한다. 산정 단계는 수신기가 사용하는 데이타 복조 절차와는 별도로 수신된 신호 샘플들에 기초하여 임시 심볼 산정치를 발생시키는 단계, 임시 심볼 산정치의 역수와 수신된 신호 샘플들의 곱을 형성하는 단계, 및 선택된 수신 신호 샘플들에 기초하여 경로 가중치를 발생시키는 단계를 포함한다. 이들 결정 변수들은 산정된 경로 가중치에 기초한 수신된 신호 샘플들의 최대-비 조합에 의해 발생된다.
본 발명의 또 다른 특징으로, 전송기가 정보 신호를 수신기로 보내고 수신기는 수신된 신호의 샘플들을 발생시키는 확산 스펙트럼 통신 시스템용 수신기는, 적어도 2개 레이(ray)의 수신 신호 샘플들을 형성하기 위한 장치; 복수의 코릴레이션 샘플들을 생성하기 위해 선정된 코드 시퀀스에 대해 샘플 그룹들을 코릴레이팅시키기 위한 장치; 코릴레이션 샘플들에 기초하여 각각의 레이에 대한 경로 가중치를 산정하기 위한 장치; 및 정보 신호를 판별하기 위해 수신기가 사용하는 데이타 복조 절차에서 결정 변수들을 발생시키기위한 장치를 포함한다. 산정 장치는 수신기가 사용하는 데이타 복조 장치로부터 분리되는 코릴레이션 샘플들에 기초하여 임시 심볼 산정치를 발생시키기 위한 장치, 임시 심볼 산정치에 기초하여 코릴레이션 샘플들을 선택하기 위한 장치; 및 선택된 코릴레이션 샘플들에 기초하여 경로 가중치를 발생시키기 위한 채널 산정 장치를 포함한다.
게다가, 임시 심볼 산정 발생 장치는 코릴레이션 샘플들을 자승(SQUARE-LAW) 조합시키기 위한 장치, 및 자승 조합된 코릴레이션 샘플들의 하드 결정을 형성하기 위한 장치를 포함한다. 임시 심볼 산정 발생 장치는 코릴레이션 샘플들에 대한 지연 요소(delay element)를 더 포함할 수도 있다.
본 발명의 또 다른 특징으로, 수신기가 수신된 정보 신호의 샘플들을 발생시키는 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 정보 신호를 복조하기 위한 한 방법은 적어도 2개 레이의 수신 정보 신호의 샘플들을 생성하는 단계; 복수의 코릴레이션 샘플들을 생성하기 위해 선정된 코드 시퀀스에 대해 샘플 그룹들을 코릴레이팅시키는 단계; 코릴레이션 샘플들에 기초하여 각각의 레이에 대한 각각의 경로 가중치를 산정하는 단계; 및 정보 신호를 판별하기 위한 결정 변수들을 발생시키는 단계를 포함한다. 산정 단계는 수신기의 데이타 복조 프로세스와는 별도로 코릴레이션 샘플들에 기초하여 임시 심볼 산정치를 발생시키기는 단계, 임시 심볼 산정치에 기초하여 코릴레이션 샘플들을 선택하는 단계, 및 선택된 임시 심볼 산정치를 필터링하여 경로 가중치를 발생시키는 단계를 포함한다. 결정 변수들은, 산정된 경로 가중치에 따라 선택된 코릴레이션 샘플들을 최대-비 조합시킴으로써 발생된다.
임시 심볼 산정치 발생 단계는 코릴레이션 샘플들을 자승 조합하고 자승 조합된 코릴레이션 샘플들의 하드 결정을 형성하는 단계를 포함할 수 있다. 임시 심볼 산정치 발생 단계는 코릴레이션 샘플을 지연시키는 단계를 더 포함할 수 있다.
본 발명은 코드 분할 다중 액세스 시스템 및 다른 확산 스펙트럼 시스템에 관한 것이다.
도 1은 종래의 코히어런트 레이크 수신기의 블럭도.
도 2는 직교 변조 및 논코히어런트 복조에 기초한 확산 스펙트럼 통신 시스템의 블럭도.
도 3은 도 2의 논코히어런트 수신기의 일부의 블럭도.
도 4는 도 2의 통신 시스템의 메트릭 계산 및 본 발명의 통신 시스템을 위해 사용되는 로그 함수 모양의 비율 플롯도.
도 5는 본 발명에 따른 결정-지향 채널 산정을 갖는 코히어런트 수신기의 일부의 블럭도.
도 6은 본 발명에 따른 피드백이 없는 결정-지향 채널 산정을 갖는 코히어런트 수신기의 일부의 도면.
도 7은 피드백이 있는 결정-지향 채널 산정을 갖는 코히어런트 복조를 사용하는 수신기의 일부를 나타내는 도면.
도 8은 본 발명에 따른 다단 복조를 갖는 코히어런트 수신기의 일부의 블럭도.
도 9는 2개의 시뮬레이트된 복조기에 대한 신호-대-잡음 전력비에 관한 비트 에러율의 플롯도.
도 10은 본 발명에 따른 완전한 채널 산정 및 결정-지향 채널 산정 모두를 갖는 시뮬레이트된 코히어런트 수신기에 대한 신호-대-잡음 전력비에 관한 비트 에러율의 플롯도.
도 11은 통신 채널이 하나의 전파 경로를 가질 때 도 6 및 도 7에 도시된 결정-지향 채널 산정을 갖는 2개의 코히어런트 복조기 구현에 대한 신호-대-잡음 전력비에 관한 비트 에러율의 플롯도.
도 12는 통신 채널이 4개의 전파 경로를 가질 때 도 6 및 도 7에 도시된 결정-지향 채널 산정을 갖는 2개의 코히어런트 복조기 구현에 대한 신호-대-잡음 전력비에 관한 비트 에러율의 플롯도.
도 13은 본 발명에 따른 비-확산-스펙트럼 수신기의 일부의 블럭도.
직교 변조 방법을 사용하는 디지털 통신 시스템의 성능 향상을 위해 논코히어런트 복조보다 코히어런트 복조가 더 바람직하다는 것을 설명할 것이다. 코히어런트 복조 및 결정-지향(DD) 채널 산정을 행하는 수신기가 기술된다. 이와 같은 수신기는 IS-95 표준에 명시된 상향접속과 같은 SS 통신 시스템의 전력 효율을 개선한다. 그리고, 이와 같은 수신기 구조는 파일럿 신호없이 사용될 수 있기 때문에, 수신기는 IS-95 표준과 완전히 호환된다.
그럼에도 불구하고, 본 발명은 이러한 환경에만 제한되지 않으며, 코히어런트 복조 및 DD 채널 산정의 조합은 직교 변조를 사용하는 많은 전송 방법의 전력 효율을 개선시키는데 사용될 수 있다. 예를 들어, 코히어런트 복조 및 DD 채널 산정의 조합을 사용하는 수신기는 연합 복조(joint demodulation)나 검출, 또는 미국 특허 제5,151,919호 및 제5,218,619호에 기술된 연속 상쇄(successive cancellation) 기법을 사용하는 CDMA 시스템에 사용될 수 있다.
DD 채널 산정과 더둘어 본 발명의 코히어런트 복조를 사용하는 통신 방법의 주요 부분은 도 2의 기저 대역 표시에 도시된 방법과 동일할 수 있다. 도 2 및 3에 도시된 논코히어런트 레이크 수신기와 같이, 본 발명의 레이크 수신기는 도 1에 도시된 것과 유사한 구조로 된 수개의 M-ary 코릴레이터들을 포함한다. 그럼에도 불구하고, 도 2 및 3의 논코히어런트 수신기 내에서와 같은 자승 조합 대신에, 본 발명에 따른 코히어런트 수신기는 경로 가중치의 산정치를 사용하는 최대-비 조합 프로세스에 의해 (후속 데이타 산정 절차에 대한) M 결정 변수들을 발생시키기 위한 수단(50)을 포함한다. 이 발생 수단(50)의 예가 도 5, 6, 및 13에 도시되어 있다. 여기서, 유사한 구성 요소에는 유사한 참조 번호가 할당되어 있다.
산정된 경로 가중치는 우선, 조합 후 코릴레이션 샘플들의 하드 결정을 형성하거나 복조에 의해 임시 심볼 산정치들의 인덱스를 발생시키고, 디코딩하고, 수신된 신호를 재인코딩함으로써 발생된다. 예로서 도 5에 도시된 바와 같이, 임시 심볼 산정치 및 선택된 코릴레이션 샘플들의 인덱스는 수신기에서 고려한 전파 경로에 대응하는 모든 M-ary 코릴레이터들의 샘플들에 기초하여 발생된다.
본 발명에 따르면, 수단(50)은 데이타 복조 절차와의 별개의 절차로서 코히어런트나 논코히어런트 복조 중 하나를 포함할 수 있는 절차에 의해 임시 심볼 산정치를 발생시킨다. 만일, 논코히어런트 복조가 임시 심볼 산정치를 발생시키기 위해 사용된다면, 채널 산정 필터(52)는 지연을 가지고 구현될 수 있으며, 이러한 지연은, 결정 변수들을 발생시키기 위한 수단(50) 내에 지연 요소(54)를 포함시킴으로써 최대-비 조합 프로세스 내에 포함된다.
각각의 M-ary 코릴레이터 출력에서, 인덱스는 모든 M 샘플들로부터 대응하는 샘플을 선택하기 위해 사용된다.(도 65, 6, 및 7의 선택기 장치 SEL을 참조) 그리고, 선택된 코릴레이션 샘플는 대개 저역 통과 필터인 채널 산정 필터(52)로 입력된다. 채널 산정 필터(52)의 출력은 최대 비 조합 프로세스에서 사용되는 산정된 경로 가중치이다. 이 절차는 레이크 수신기에 의해 프로세싱된 모든 전파 경로들에 대해 수행되며, 이후에 보다 상세히 설명된다.
도 2 및 3에서와 같이, 복조는 코릴레이션 샘플 xi,λ[.], i∈{1,...,M}, λ∈ {1,...,L}를 발생시키는 레이크 수신기에 의해 수행될 수 있다. 본 발명의 한 특징에 따르면, M 심볼 각각에 대응하는 결정 변수 yi[.]은 다음의 표현식에 따른 최대-비 조합(MRC) 절차에 의해 결정된다.
여기서, 변조 간격 μ에서의 전파 경로 λ의 복소 가중치는 gλ[μ]=gλ(μTs)로 표기되고, *는 켤레 복소수(conjugation)를 의미한다. 따라서,는 가중치 경로의 산정치를 나타낸다. 앞의 표현식은 코릴레이션 값 xi,λ[μ]의 코히어런트 합으로 간주될 것이며, λ에 관한 각각의 합은 도 3에 도시된 가산기(20-3)의 각각에 의해 수행되는 절차와 동일하다.
결정 변수 yi[.]를 발생시키고 디코딩하는 절차의 나머지는 도 2 및 4와 관련하여 상술한 바와 같다. 아래의 표현식으로 주어지는 로그 함수와 유사한 비의 Λ[μ]를 출원인의 수정된 변조 방법에 적합화시키는 것만이 필요할 뿐이다.
여기서, py｜a(y｜a)는일 때 주어진 2진 심볼 a[v]에 대한 최대 결정 변수 y[μ]의 확률 밀도 함수 (pdf)이다. 해석적인 해(analytical solution)를 구하는 것이 어렵기 때문에, pdf를 측정하여 로그 함수와 유사한 비가 산정될 수 있다. 다양한 개수의 전파 경로에 대한 결과가 도 4에 실선으로 도시되어 있다. 이것은, 본 발명의 수신기에 포함될 수 있는 비터비 디코더에서의 메트릭 계산이 전파 경로의 개수에 무관하다는 것을 보여준다. 이것은 논코히어런트 복조를 사용하는 종래 수신기의 동작과는 뚜렷한 대조를 이룬다.(도 4의 점선 참조)
상술한 바와 같이, 파일럿 신호를 피하고자 한다면, 정보를 품고 있는 신호로부터 배타적으로 경로 가중치에 관한 필요한 정보를 뽑아내는 채널 산정 절차가 필요하다. 산정 유닛(56), 선택기 SEL, 및 채널 산정 필터(52)에 의해 구현되는 이와 같은 절차가 아래에 기술된다. 도 5 및 6에 도시된 레이크 수신기에서, 예를 들어, 결정 변수들을 발생시키기 위한 본 발명의 수단(50)은, 임시 심볼 산정 유닛(56); 각각의 전파 경로 λ마다 하나씩 할당되는 L개의 선택기 SEL; 각각의 전파 경로 λ마다 하나씩 할당되는 L개의 채널 산정 필터(52); 각각의 전파 경로 λ마다 하나씩 할당되는 L개의 콘쥬게이터(conjugator, 62); 각각이 L개의 승산기와 하나의 가산기를 포함하며, L개의 콘쥬게이터(62)로부터의 L개의 출력을 조합하기 위한 M개의 최대-비 컴바이너(64); 및 메트릭 프로세서(22)를 포함한다.
산정 유닛(56)은 각각의 전파 경로 λ=1,...,L에 대해 대응하는 코릴레이션 샘플을 선택하는데 사용되는 임시 심볼 산정치의 인덱스를 발생시킨다. 도 5에 도시된 실시예에서, 인덱스은 임시 심볼 산정치와 동일하다.(이후에 기술되는 또 다른 실시예에서, 산정 유닛(56)은 코릴레이션 샘플들의 선형 조합에 대한 가중치를 발생시킨다.) 만일 임시 심볼 산정치가 올바르다면, 즉,라면, 선택된 신호는 아래의 표현식에 의해 주어진다.
여기서,은 코릴레이터 출력에서의 잡음을 나타내며, 심볼 인덱스 m ∈ {1,...,M}과 경로 인덱스 λ∈ {1,...,L}에 관하여 대개는 거의 독립되어 있는 복소치의, 화이트의, 제로(0) 평균을 갖는 가우시안 프로세스이다. 산정된 경로 가중치는, 각각의 경로에 대해 산정 유닛(56)과 선택기 SEL에 의해 임시 심볼 산정치에 따라 선택된 코릴레이션 샘플들을 차단 주파수가 최대 도플러 주파수와 거의 동일한 채널 산정 필터(52)로 공급함으로써 발생된다.
원칙적으로, 산정 유닛(56)에 의해 생성되는 임시 심볼 산정치를 발생시키는데는 2가지 방법이 있다. 하나는 상술한 바와 같은 조합된 코릴레이션 샘플들의 하드 결정을 형성하여 임시 심볼 산정치를 발생시키는 것이고, 다른 하나는 복조, 디코딩, 및 재인코딩을 통해 임시 심볼 산정치를 발생시키는 것이다. 그 다음, 임시 심볼 산정치의 신뢰성을 개선시키기 위해 채널 코딩이 사용된다. 제1 단계로서, 종래의 논코히어런트 레이크 수신기를 사용하여 복조가 수행된다. 이 수신기의 출력 샘플(결정 변수)들은 필요하다면 디인터리빙되어 정보 신호를 산정하기 위해 채널 디코더에 공급된다. 종래의 수신기와 비교하여, 이들 정보 신호 산정치는 최종 결과가 아니라 다시 한번 재인코딩되어 인터리빙되어, 그 결과는 상술한 바와같이 채널 산정 필터(52) 내에 공급되는 코릴레이션 샘플들을 선택하는데 사용된다. 특히, 심볼들의 디인터리빙 및 재인터리빙과 같은 시간-소모적인 단계의 도입(도 2 참조)에 따른 큰 지연으로 인해, 이 방법은 현재 시간-변동 채널에 대해 실질적인 통신 시스템으로 구현하기에는 어려운 것으로 믿어진다.
임시 심볼 산정 유닛(56)에서 사용되는 변조 종류에 관하여 또 다른 구별이 만들어져야 한다. 복수의 신호 경로가 존재할 때 MRC 프로세스와 같은 코히어런트 복조를 사용하는 것이 가능하다. 여기서, 임시 심볼 산정 유닛(56)에는 경로 가중치에 관한 정보가 필요하다. 이와 같은 정보는 여러가지 방법으로 얻어질 수 있다. 도 7의 예에 대해 기술된 바와 같이, 선택기 SEL에 되입력되는 임시 심볼 산정치의 인덱스로서 사용되는 하드 결정된 출력 샘플들을 형성하기 위해 코히어런트 레이크 수신기의 프로세서(22)에 의해 MRC 컴바이너(64)가 사용된다. 선택기 SEL에 의해 선택된 코릴레이션 샘플들은 산정된 경로 가중치를 발생시키기 위해 채널 산정 필터(52) 내에 공급된다. 도 7의 배치에서, 채널 산정 필터(52)는 채널 산정 절차에서 v≥1이고 심볼 간격을 μ로 하여 샘플들을 배타적으로 사용해야 한다. 따라서, 채널 산정 필터(52)는 예측 필터들이어야 하고, 적절한 지연 요소(55)가 사용되어야만 한다. 이러한 예측 필터를 갖는 DD 채널 산정 방법은 본 명세서에서 참고용으로 인용하는 미국 특허 제5,305,349호에 기술되어 있다.
도 7은 (도 2를 참조하여) (결정 변수 d[.]을 발생시키는) 데이타 복조 절차 그 자체, 즉, 최종 복조된 신호의 피드백과 더불어 임시 심볼 산정치가 형성되는 수신기의 일부를 도시하고 있다. 결정 변수들을 발생시키기 위한 이와 같은 구조는 본 발명의 일부는 아니며, 여기서는 도 5, 6, 및 13에서 예로서 지시하는 바와같이 임시 심볼 산정치들이 데이타 복조 절차와는 별개로 형성된다.
다른 가능성은 임시 심볼 산정 유닛(56)에서 논코히어런트 복조를 사용하는 것이다. 직교 변조에 대해 논코히어런트 복조는 SLC 프로세스와 하드 결정 형성의 조합을 포함하고, DPSK 및 이와 유사한 변조들에 대해 레이크 또는 다이버시티 수신기에서의 논코히어런트 복조는 각각의 레이크 핑거(rake finger)나 신호 경로에서의 차별적 복조(differential demodulation)와 그 다음의 축적을 포함한다는 것을 이해할 것이다. 논코히어런트 복조의 경우에, 경로 가중치에 대한 정보는 임시 심볼 산정 유닛에서 필요하지 않다. 따라서, 채널 산정 필터(52)는 임의의 전파 (그룹) 지연을 가질 수 있다.
일반적으로, 필터는 입력 신호를 인가한 즉시 출력 신호를 생성하지 않는다는 것에 주목해야 한다. 이러한 지연된 시간은 필터의 전파 지연이라 불리며, 신호가 필터의 입력으로부터 필터의 출력으로 전파하는데 필요한 시간을 의미한다. 예를 들어, 어떤 종류의 유한 임펄스 반응(FIR) 필터는 일정한 그룹 지연(group delay), 즉, 주파수에 관하여 선형 위상 이동을 가진다. 그러나, 비선형 위상 시프트를 갖는 필터들은 일반적으로 0보다 큰 그룹 지연을 가질 것이다. 저역 통과 필터의 그룹 지연량은 필터의 차단 주파수에 의존한다.
반면, 또 다른 종류의 FIR 필터들은 예측 필터들로서, 이들은 그룹 지연이 -1에 근사하다.(물론, 일정한 -1 그룹 지연을 얻는 것은 불가능하다는 것을 이해할 것이다) 예측 필터들을 설계하는 표준 절차는 에스.헤이킨의 적응성 필터 이론 1996년 제3판 5 및 6장에 기술되어 있다. 이와 같은 필터들은 0보다 큰 그룹 지연을 갖도록 설계된 필터들보다 더 높은 등가 잡음 대역을 가진다는 것은 시스템 이론으로부터 알려져 있다. 이러한 사실은, 코히어런트 복조와 비교하여, 논코히어런트 복조에 기초한 임시 심볼 산정을 행하는 코히어런트 복조기가 가지는 우월성에 대한 한 이유가 된다. 이러한 우월성은 2개의 특정 구현에 대해 소정의 시뮬레이션 결과를 제시하여 이하에서 보일 것이다.
논코히어런트 복조에 기초한 임시 심볼 산정을 갖는 코히어런트 수신기에서 FIR 대신에 무한 임펄스 반응(IIR) 필터가 사용될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 만일 IIR 필터 및 그에 대응하는 선형-위상 FIR 필터가 동일한 차단 주파수에 따라 설계된다면, (관심 주파수에 대한 그룹 지연과 동일한) IIR 필터의 전파 지연은 대응하는 선형-위상 FIR 필터의 그룹 지연과 근사적으로 동일하다. 반면, 예측 필터인 IIR 필터를 설계하는 것은 불가능할 수도 있고, 따라서 도 7에 도시된 바와 같이 코히어런트 수신기에서 IIR 필터는 사용 불가능할 수도 있다.
도 6 및 7에 도시된 임시 심볼 산정에 대한 이들 2가지 특정의 방법, 즉, 논코히어런트 및 코히어런트 복조외에도, 보다 복잡한 구현이 가능하다. 예를 들어, 임시 심볼 산정이, 도 7에 도시된 수신기와 같은 DD 채널 산정을 갖는 "여분의" 코히어런트 레이크 수신기에 의해 수행될 수 있다. 후속하는 (도 7에는 도시되지 않은) 채널 디코딩 절차에 대해 출력 심볼을 사용하지 않고 그 대신, 이 출력 샘플들은 제2 복조단에 해당하는 후속하는 결정 변수 발생 수단(50)의 선택기 SEL에 입력될 것이다. 이 제2 단(50)은 후속하는 채널 디코딩을 위한 결정 변수를 발생시킬 것이다. 따라서, 도 7에 도시된 요소들은 도 5에 도시된 임시 심볼 산정 유닛(56)을 대체할 것이다. 전체 복조 프로세스에서 하나 이상의 단을 사용하는 이러한 원리는 다양한 방식으로 적용될 수 있으며, 본 출원에서는 "다단 복조"라 부른다.
다단 복조를 사용하는 수신기가 도 8에 도시되어 있다. 임시 심볼 산정 유닛(56)은 연속된 복조단을 포함하는데, 여기서는 단지 2개 단(제1단 및 최종 직전단)만이 도시되어 있다. 한 단에 의해 생성된 결과는 그 다음 연속단에 의한 임시 심볼 산정치로 사용된다. 최종 직전단에 의해 생성된 결과는, 예를 들어 도 5 및 6과 관련하여 상술한 2개단 복조기들에서와 같이 최종 복조기 단으로 입력된다. 제1 복조기단에서, 논코히어런트 또는 코히어런트 복조가 수행될 수 있다; 제2 복조기단 내지 최종 직전 복조기단에서는, 채널 산정 정보를 필요로 하는 복조 방법만이 의미있다. 이와 같은 다단 복조에 의해, 임시 심볼 산정치의 신뢰도가 단계적으로 개선된다. 게다가, 본 발명의 다단 복조는 상술한 바와 같은 복조, 디코딩, 및 재인코딩 단계들과도 조합될 수 있다.
앞의 설명에서, 임시 심볼 산정은 최대 코릴레이션 샘플에 기초하고 있다. 임시 심볼 처리 프로세스에서 임의의 단에서의 최대 샘플을 이용하는 것외에도 다른 코릴레이션 샘플들(더 적은 샘플들)을 사용하는 것도 역시 가능하다. 예를 들어, 변조 구간당 하나 이상의 샘플들에 대한 코릴레이션 샘플들의 선형 조합을 채널 산정 필터(52) 내에 공급함으로써, 채널 디코딩에서 복수의 코릴레이션 샘플들이 사용될 수 있다. (선형 조합 프로세스에서 복수의 코릴레이션 샘플들에 가중치를 부여하기 위한) 각각의 가중치들은 임시 심볼 산정 유닛(56)에 의해 발생될 수 있다. 이런 식으로, 임시 심볼 산정치의 신뢰도가 개선될 수 있다.
도 5의 예에서, 임시 심볼 산정 유닛(56)은 수 개의 직교 심볼들에 관한 가중치를 제공할 수 있으며, 각각의 선택기 SEL은 다수의 복소 승산기 및 하나의 가산기를 포함할 것이다. 각각의 승산기는 경로 λ의 각각의 코릴레이션 샘플 및 가중치의 곱을 형성할 것이다. 가산기는 경로 λ에 따른 승산기들로부터의 곱들을 조합하여, 그 합이 채널 산정 필터(52)에 제공되도록 한다. 모든 M개의 코릴레이터들로부터의 샘플들이 사용된다면, 선택기 SEL은 M 코릴레이터들과 가산기의 조합이 될 것이다.
본 발명은 결정 변수들을 발생시키기 위한 (최대-비 조합을 갖는) 코히어런트 복조기들을 갖는 수신기 뿐만 아니라 다른 복조 방법들을 사용하는 수신기에서도 역시 사용될 수 있다는 것을 이해할 것이다. SS 통신 시스템에 대해, 이와 같은 다른 방법들의 중요한 예는 전력-가중치 부여된 조합을 갖는 논코히어런트 복조와 등이득(equal gain) 조합이다. 일반적으로, 등이득 조합은 최대-비 조합과 유사하지만, 경로 가중치의 위상 시프트만 조합하고 진폭을 조합하지는 않는다.; 전력-가중치 부여된 조합에서는, 위상 시프트가 아니라 절대 진폭이 사용된다. 등이득 조합은 예를 들어 엠.슈왈츠등의 통신 시스템 및 기법(1996)에 기술되어 있고, 가중치-부여된 조합을 갖는 논코히어런트 복조는 상기 인용한 피.쉬람의 출판물에 기술되어 있다.
앞의 사항들을 고려하여 가장 적절한 복조기가 도 6에 도시되어 있다. 임시 심볼 산정 인덱스들은 논코히어런트 복조, 즉, SLC 프로세서(58)에 의해 수행되는 코릴레이션 샘플들을 자승 조합, 및 슬라이서(60)에 의해 수행되는 판별 규칙에 기초하여 조합들의 하드 결정의 형성에 의해 발생된다. 각각의 임시 심볼 산정은 선택기 유닛 SEL이 임펄스 반응 hc[.]로 도 6에 표시된 각각의 채널 산정 필터(52)로 공급되는 코릴레이션 샘플을 선택하는데 사용된다. 각각의 채널 산정 필터(52)에 의해 생성되는 출력 신호는 각각의 전파 경로 λ의 산정된 가중치이며, 그 복소 켤레 쌍은 콘쥬게이터(62)에 의해 형성된다. 산정된 경로 가중치의 복소 켤레쌍은 MRC 컴바이너(64)에 의해 수행되는 코히어런트 복조의 최대-비 조합에서 사용된다.(상세한 설명의 제1 등식을 참조한다) 물론, 채널 산정 필터(52)에 기인한 lc심볼들의 지연은 복조 프로세스에서 고려되어야만 한다. 따라서, 도 6에서 z-lc로 표시된 지연 요소(54)가 각각의 M-ary 코릴레이션 샘플 스트림 xi,λ[μ]에 대해 제공된다. 그 다음, MRC 컴바이너(64)에 의해 발생되는 결정 변수 yi[μ-lc]의 스트림은 상술한 바와 같이 메트릭 계산 프로세서(22)에 제공된다.
이와 같은 장치들은 물리적으로 결선된(hard-wired) 논리 회로 또는 주문형 집적 회로(ASIC)과 같은 집적 디지털 신호 프로세서(DSP)로서 구현될 수도 있다는 것을 이해하여야 한다. 물론, 프로그래머블 디지털 신호 프로세서의 범용성보다는 속도나 다른 성능 파라미터가 더 중요할 때 일반적으로 선택되며 또한 원하는 기능을 수행하는데 있어서 최적인 물리적으로-결선된 논리 회로를, ASIC이 포함할 수도 있다는 것을 이해하여야 한다.
상술한 전송 방법의 전력 효율을 산정하기 위해, 컴퓨터 시뮬레이션이 수행되었다. 변조 방법은 IS-95에 정의된 것으로서 M=64 레벨이었다. IS-95에 비해, 속도는 1/3이고 제한 길이는 8을 갖는 컨벌루션 코드(발생기 다항식 367,331,225)가 시뮬레이션에 사용되었다. 게다가, 인터리빙은 완전한 것으로 간주되었다. 완전한 채널 산정을 갖는 경우와 논코히어런트 복조에 대해, 경로 가중치는 화이트, 가우시안 프로세스로서 발생되었다. DD 채널 산정을 갖는 본 발명의 코히어런트 복조를 시뮬레이션하기 위해, 거의 완전한 인터리빙을 용이하게 하기에 충분히 크도록(252×252 2진 심볼) 인터리빙 크기가 선택되었다. 각각의 시뮬레이션에서 추정되는 최적화된 도 4에 도시된 바와 같은 로그 함수와 유사한 비를 사용하여 메트릭 계산이 수행되었다. 논코히어런트 복조에 사용하기 위한 에이.비터비의 CDMA(1996)에 기술된 이중 최대 메트릭이 본 발명에 따른 복조를 위해 사용될 수도 있다는 것에 주목해야 한다.
논코히어런트 복조 대신에 코히어런트를 사용하여 BER에서의 최대로 달성가능한 개선도가 완전한 채널 산정을 가정한 시뮬레이션에 의해 판별되었다. 그 결과가 도 9에 도시되어 있으며, 여기서 점선은 논코히어런트 복조에 대한 결과이고, 실선은 완전한 채널 산정을 갖는 코히어런트 복조에 대한 결과이다. 도 9 (및 도 10)에서, 2진 정보 심볼당 등가 에너지는 Eb로 표기된다. 1, 2, 4, 및 6의 전파 경로에 대한 결과가 도시되어 있다. 주파수-비선택성 레일리 페이딩 채널을 통한 전송에 대해, 도 9는, 코히어런트 복조가 논코히어런트 복조에 비해 비트 속도 10-3에서 (전파 경로의 개수에 따라 다른) 1.6dB이상의 이득을 내는 것으로 보여주고 있다.
코히어런트 복조에 대해, 다중 경로 다이버시티(multipath diversity)을 증가시키게 되면, 전파 경로가 무한히 많다고 할 때, (도 9에서 점선 80으로 표시된) 시간-불변 비-분산 AWGN 채널을 능가하는 전송 능력이 달성될 때까지 전력 효율이 증가하게 된다. 대조적으로, 논코히어런트 복조는 다중 경로가 다양하게 있을 때 조합 손실이 생긴다. 비교를 위해, 시간-가변, 비분산 AWGN 채널을 통한 전송에 대한 논코히어런트 복조의 BER은 점선(82)로 표시되어 있다. 본 발명에서 적용된 다중 경로 전파 및 강력한 채널 코딩의 경우에, 이 조합 손실은 채널 내에 3개 이상의 전파 경로가 있게 될 때 전력 효율에서 상당한 감소를 낳게 된다. 따라서, 코히어런트 복조의 이점은 다중 경로가 많아짐에 따라 증가한다. 이와 같은 동작이 안테나 다이버시티와 같은 다른 종류의 다이버시티에서도 발생한다. 이러한 사실은 현대의 이동 무선 시스템에서의 코히어런트 복조의 중요한 이점이다.
코히어런트 복조 및 DD 채널 산정의 조합을 사용하는 본 발명의 성능이 최대 도플러 주파수 0.024/Tb에 대해 시뮬레이션되었다. 도 6에 도시된 실시예에 대한 결과가 도 10에 기술되어 있다. 여기서, 점선은 도 9에서와 같이 논코히어런트 복조에 대한 결과이고, 실선은 논코히어런트 복조에 기초한 임시 심볼 산정 및 DD 채널 산정을 갖는 코히어런트 복조에 대한 결과이다. 1, 2, 4, 및 6 전파 경로에 대한 결과가 도시되어 있다. 경로 가중치 산정에 기인한 임의의 손실에 초점을 두기 위해, 채널에서의 지연의 산정은 완벽한 것으로 간주된다. 채널 산정 필터(52)는 상기 인용한 에스.헤이킨에 의한 문헌에 기술된 바와 같이 최소 평균-자승 에러(MMSE) 표준을 사용하여 원하는 사각 주파수 반응을 위해 설계된 선형 위상 및 도수 20을 갖는 FIR 필터들이었다. 낮은 등가 잡음 대역폭을 갖는 21 탭(도수 20) 이상을 갖는 FIR 필터를 사용하거나 또는 낮은 등가 잡음 대역폭을 갖는 IIR 필터를 사용하여 보다 낳은 시스템 퍼포먼스를 낼 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다.
도 9의 결과와 도 10의 시뮬레이션 결과의 비교는, DD 채널 산정을 사용하는데 따른 저하는 완전 채널 산정에 비교하여 하나의 전파 경로에 대해 10-3비트 속도에서 단지 0.8 dB이고, 6개의 전파 경로에 대해 2.3dB까지 상승하는 것을 보여주고 있다. 도 10의 결과는, DD 채널 산정을 갖는 코히어런트 복조의 이득이 논코히어런트 복조에 비교하여 하나의 전파 경로에 대해 10-3BER에서 0.8dB이고 6개의 전파 경로에 대해서 1.4dB인 것으로 보여주고 있다.
도 6에 도시된 논코히어런트 복조를 갖는 DD 채널 산정을 행하는 수신기가 도 7에서 제시하는 코히어런트 복조를 갖는 DD 채널 산정을 행하는 수신기를 그 성능에서 상당히 앞서는 것으로 앞에서 기술하였다. 이것은 도 7에 도시된 수신기의 컴퓨터 시뮬레이션으로부터 유도된 수량적인 예에 의해 예시되었다. 시뮬레이션 파라미터들은 도 10에서와 동일하였다. 방법들의 공정한 비교를 위해, 모든 경우에 있어서 필터 도수는(degree)는 20으로 선택되었다. 도 7의 방법에서, 필터들은 예측 필터였고, 이들은 상기 인용한 에스.헤이킨 문헌의 제6장에 따라 설계되었다. 각각 하나의 전파 경로 및 4개의 전파 경로를 갖는 채널에 대한 시뮬레이션 결과는 도 1 및 도 12에 도시되어 있다.
두 시나리오에서, 도 7의 방법의 BER 퍼포먼스는 논코히어런트 복조를 사용하는 수신기의 BER 퍼포먼스보다 좋지 못했다. 도 6의 방법만이 코히어런트 복조의 결과로서 상당한 이득을 가졌다. 시스템의 퍼포먼스는 최대 도플러 주파수 및 최대 도플러 주파수에 따라 조절되는 필터의 차단 주파수에 강하게 의존한다는 것에 주목해야 한다. 만일, 최대 도플러 주파수가 낮다면, 도 11 및 도 12에 도시된 도 7의 방법의 불리점은 덜 중요하게 될 것이다. 그러나, IS-95에 따른 통신 시스템과 같은 이동 응용에서, 시뮬레이션에 사용된 방법은 타당한 것으로 간주되고 있다.
도 6의 방법은, 특히 최대 도플러 주파수가 높다면, 적어도 도 6의 방법은 채널 산정 필터(52)의 채널 대역폭은 상당히 더 낮아지기 때문에, 도 7의 방법과 비교하여 더 우수하다. (이러한 사실은 이미 논의되었다) 또 다른 가능한 이유는, 도 6의 방법에서, DD 채널 산정을 사용하여 예비로 판별된 변수들은 데이타 산정과는 독립적으로 발생되고, 따라서 에러 전파를 피할 수 있다. 시스템의 비선형성으로 인해 보다 낳은 퍼포먼스를 위한 확실한 근거를 내기는 어렵다. 도 6의 방법은 피드백이 없기 때문에 2단 복조기로서 간주될 수 있다. [예를 들어 연합 검출(joint detection)을 사용하는 CDMA 시스템과 같은] 다른 시스템으로부터, 2단 복조기에 의해 성능이 향상될 수 있다는 것은 잘 알려져 있다.
두 개 방법에 대한 BER의 비교는 코히어런트 복조는 논코히어런트 복조를 능가하며, 수신기의 복잡성은 단지 조금 증가할 뿐이라는 갓을 보여준다. 이것은 특히 도 6에 도시된 논코히어런트 복조를 이용한 임시 심볼 산정에 기초한 DD 채널 산정을 갖는 코히어런트 복조기에 대해 사실이다. 최대 도플러 주파수 0.024/Tb에 대해, 달성가능한 이득은 1 dB이다. 본 발명에 따른 시스템의 전력 효율은 채널 특성에 의해 주어지는 최대 도플러 주파수에 의존한다. 와이어리스 로컬 루프와 같은 응용에서와 같이 최대 도플러 주파수가 낮은 우선 순위를 갖는다면, 논코히어런트 복조 대신에 본 발명의 코히어런트 복조를 사용하여 달성할 수 있는 이득은 약 1 dB보다 더 클 것이다. 이는 채널 산정 필터(52)의 등가 잡음 대역폭이 감소될 수 있기 때문이다. 따라서, 본 발명의 수신기는 와이어리스 로컬 루프 및 와이어리스 근거리 통신망과 같은 응용에 대단히 매력적이다.
본 발명은 직교 변조를 사용한 디지털 통신 시스템에 대한 증가된 전력 효율을 제공한다. CDMA 시스템에서, 퍼포먼스가 개선되면 스펙트럴 효율(사용자 수용 능력)이 증가하게 된다. 또 다른 중요한 이점은 본 발명의 복조 방법을 사용한 수신기는 논코히어런트 복조를 위해 설계된 시스템과 호환된다.
본 발명의 DD 채널 산정과 코히어런트 복조와 조합의 한 중요한 응용은 IS-95 통신 시스템의 상향접속이다. 이와 같은 이동 무선 환경에서, 본 발명의 조합은 논코히어런트 시스템에 비해 약 1dB의 이득을 준다. 와이어리스 로컬 루프와 같은 다른 환경에 대해, 본 발명의 이득은 훨씬 더 높을 것이다.
앞서, 본 발명이 직교 시퀀스(예를 들어, 왈시-하다마드)와 같은 맥락의 직교 변조 방법에 관하여 기술되었다. 현재 본 발명의 임시 심볼 산정은 이러한 분야에서 가장 적절한 것으로 믿어지고 있다. 그럼에도 불구하고, 본 발명의 임시 심볼 산정은 본 명세서에서 참고용으로 인용하는 미국 특허 제 5,237,586호에 기술된 이중-직교(bi-oethogonal) 또는 비-직교(non-orthogonal)와 같은 분야에도 역시 적용될 수 있다.
비-SS 통신 시스템에 대한 본 발명의 사용을 설명하기 위해, 도 13은 펄스 진폭 변조(Pulse Amplitude Modulation; PAM), 직각 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation; QAM), 또는 다이버시티(diversity)를 이용하는 PSK나 DPSK 변조에 대한 수신기의 일부(50')를 도시하고 있다. 도 13에 도시된 구조는 도 5에 도시된 구조와 유사하며 직접적인 수정판이다. 본 발명의 임시 심볼 산정의 원리는, 비록 비-SS 시스템에서 정합된 필터링과 샘플링이 SS 시스템에서의 코릴레이터를 대체한다하더라도, 양쪽 모두에서 실질적으로 동일하게 동작한다는 것을 이해해야 한다. 또한, 도 13은 단지 하나의 신호 전파 경로만을 도시하고 있고, 다중경로 또는 다이버시티 수신기는 전형적으로 복수의 선택기 SEL', 채널 산정 필터(52'), 지연 요소(54'), 콘쥬게이터(62'), 및 컴바이너(64')를 포함할 것이라는 것을 이해하여야 할 것이다.
전형적인 비-SS 수신기에서, 복조는 바이버시티 수신기의 각각의 경로에 대해 수신된 신호를 정합 필터링하고 샘플링하여 수행된다. 이들 기능을 수행하기 위한 장치가 도 13에는 도시되어 있지 않다. 결과적인 복소치의 샘플들은 임시 심볼 산정 유닛(56')로 입력되고, 여기서 임시 진폭 계수 산정치를 발생시킬 것이다. 이들 산정치들은 전송기에 있는 펄스-성형 필터로 입력되는 특정 변조 방법(예를 들어, PAM, QAM, PSK, 도는 DPSK)에 대응하는 진폭 계수의 산정치들이다. 임시 진폭 계수 산정치들은 (단지 0과 1만이 발생하는 직교 변조 방법과 대조되는) 다중-레벨 신호이기 때문에, 도 13에 도시된 선택기 SEL'는 복소 승산기 또는 등가 장치이다. 이러한 대응은 SS 변조에 대해 상기 기술한 모든 동작이 비-SS 통신 시스템에도 적용될 수 있다는 것을 보여준다. 게다가, 변조 방법은 이중-직교, 비-직교일 수 있다. 이러한 상황에서, 본 발명은 현재 DPSK에 기초한 통신 시스템에 가장 매력적인 것으로 보인다. 이는, 임시 심볼 산정이 논코히어런트 복조에 의해 수행될 수 있기 때문이다.
도 13에 기술된 구조는 비-다이버시티 시스템 내의 정합된 필터만으로부터의 배타적 샘플들이, 진폭 계수(예를 들어 1+j, 3+3j등)가 이미 전송된 각각의 샘플들에 대해 산정하고 이 산정치를 선택기 SEL'에 제공하는 임시 심볼 산정 유닛(56')로 입력되는 것을 관찰함으로써 비-다이버시티 통신 시스템에도 역시 사용될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 그 다음 선택기 SEL'는 승산기를 포함할 것이고, 승산기는 산정치들의 역수와 그 각각의 샘플들의 곱을 형성하고, 이들 곱은 채널 산정 필터(52')에 제공될 것이다. 필터(52')에 의해 산정된 경로 가중치는 콘쥬게이터(62')로 제공될 것이다. 그리고, 콘쥬게이트된 경로 가중치 산정치는 복소 승산기를 포함하는 컴바이너(64')로 제공될 것이다.
당업자는 본 발명의 본질에서 벗어나지 않고 다양한 형태로 본 발명이 구현될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 따라서, 상술한 실시예는 설명을 위한 것이지 제한적인 의미는 아니다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구 범위에 의해 제한된다.

Claims (28)

  1. 전송기가 정보 신호를 수신기로 송신하고, 상기 수신기가 수신된 신호의 샘플을 발생시켜 이를 선정된 코드 시퀀스에 대해 코릴레이트(correlate)함으로써 코릴레이션 샘플들을 생성하는 통신 시스템에서의, 코히어런트 복조(coherent demodulation)와 결정-지향(decision-directed) 채널 산정을 행하는 수신기 내의 장치에 있어서,
    코릴레이션 샘플들에 기초하여 경로 가중치(path weights)를 산정하기 위한 수단 ―상기 산정 수단은, 데이타 복조 절차에 의해 판별된 정보 신호의 피드백없이 데이타 복조 절차와는 별도로 발생되는 임시 심볼 산정치를 코릴레이션 샘플들에 기초하여 발생시키기 위한 수단; 상기 임시 심볼 산정치에 기초하여 코릴레이션 샘플들을 선택하기 위한 수단; 및 선택된 코릴레이션 샘플들에 기초하여 경로 가중치를 발생시키기 위한 채널 산정 수단을 포함함―; 및
    정보 신호를 판별하기 위해 수신기가 사용하는 데이타 복조 절차에서 결정 변수들을 발생시키기 위한 수단 ―상기 결정 변수들은 산정된 경로 가중치에 기초하여 코릴레이션 샘플들의 최대-비 조합에 의해 발생됨―
    을 포함하는 코히어런트 복조와 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기 내의 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 임시 심볼 산정치 발생 수단은 코릴레이션 샘플들에 기초하여 수신된 신호 샘플들을 논코히어런트 복조하기 위한 수단, 및 논코히어런트 복조된 수신 신호 샘플들의 하드 결정(hard decision)을 임시 심볼 산정치로서 형성하는 코히어런트 복조와 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기 내의 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 임시 심볼 산정치 발생 수단은
    수신된 신호 샘플들을 복조하기 위한 수단,
    복조된 신호 샘플들을 디코딩하여 정보 신호의 산정치를 형성하기 위한 수단, 및
    상기 정보 신호의 산정치를 재인코딩하여 재인코딩된 산정치에 기초하여 임시 심볼 산정치를 형성하기 위한 수단
    을 포함하는 코히어런트 복조와 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기 내의 장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 임시 심볼 산정치 발생 수단은 코릴레이션 샘플들의 선형 조합에 대한 가중치를 발생시키며, 상기 채널 산정 수단은 상기 선형 조합에 기초하여 산정된 경로 가중치를 발생시키는 코히어런트 복조와 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기 내의 장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 임시 심볼 산정치 발생 수단은 상기 수신된 신호를 코히어런트 복조하기 위한 수단, 및 상기 코히어런트 복조된 수신 신호의 하드 결정을 임시 심볼 산정치로서 형성하기 위한 수단을 포함하는 코히어런트 복조와 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기 내의 장치.
  6. 제1항에 있어서, 상기 임시 심볼 산정치 발생 수단은, 적어도 2개의 단에서 수신된 신호를 복조하기 위한 수단, 및 상기 복조된 수신 신호의 하드 결정을 임시 심볼 산정치로서 형성하기 위한 수단을 포함하는 코히어런트 복조와 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기 내의 장치.
  7. 전송기가 정보 신호를 수신기로 송신하고, 상기 수신기가 수신된 신호의 샘플을 발생시켜 이를 선정된 코드 시퀀스에 대해 코릴레이트함으로써 코릴레이션 샘플들을 생성하는 통신 시스템에서의, 코히어런트 복조와 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기의 처리 방법에 있어서,
    코릴레이션 샘플들에 기초하여 경로 가중치를 산정하는 단계 ―상기 산정 단계는, 데이타 복조 절차에 의해 판별된 정보 신호의 피드백없이 상기 데이타 복조 절차와는 별도로 발생되는 임시 심볼 산정치를 코릴레이션 샘플들에 기초하여 발생시키는 단계; 임시 심볼 산정치에 기초하여 코릴레이션 샘플들을 선택하는 단계; 및 선택된 코릴레이션 샘플들에 기초하여 경로 가중치를 발생시키는 단계를 포함함―; 및
    상기 정보 신호를 판별하기 위해 상기 수신기가 사용하는 데이타 복조 절차에서 결정 변수들을 발생시키는 단계 ―상기 결정 변수들은 산정된 경로 가중치에 기초하여 코릴레이션 샘플들의 최대-비 조합에 의해 발생됨―
    를 포함하는 코히어런트 복조와 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기의 처리 방법.
  8. 제7항에 있어서, 상기 임시 심볼 산정치 발생 단계는 코릴레이션 샘플들에 기초하여 수신된 신호 샘플들을 논코히어런트 복조하는 단계 및 논코히어런트 복조된 수신 신호 샘플들의 하드 결정을 임시 심볼 산정치로서 형성하는 단계를 포함하는 코히어런트 복조와 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기의 처리 방법.
  9. 제7항에 있어서, 상기 임시 심볼 산정치 발생 단계는, 수신된 신호 샘플들을 복조하는 단계, 복조된 신호 샘플들을 디코딩하여 상기 정보 신호의 산정치를 형성하는 단계, 및 상기 정보 신호의 산정치를 재인코딩하여 재인코딩된 산정치에 기초하여 임시 심볼 산정치를 형성하는 단계를 포함하는 코히어런트 복조와 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기의 처리 방법.
  10. 제7항에 있어서, 상기 임시 심볼 산정치 발생 단계는, 코릴레이션 샘플들을 선형으로 조합시키기 위한 가중치를 생성하며, 산정된 경로 가중치들은 선형으로 조합된 코릴레이션 샘플들에 기초하는 코히어런트 복조와 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기의 처리 방법.
  11. 제7항에 있어서, 상기 임시 심볼 산정치 발생 단계는, 수신된 신호 샘플들을 코히어런트 복조하여 코히어런트 복조된 수신 신호 샘플들의 하드 결정을 임시 심볼 산정치로서 형성하는 단계를 포함하는 코히어런트 복조와 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기의 처리 방법.
  12. 제7항에 있어서, 상기 임시 심볼 산정치 발생 단계는, 적어도 2개 단에서 수신된 수신된 신호 샘플들을 복조하여 복조된 수신 신호 샘플들의 하드 결정을 임시 심볼 산정치로서 형성하는 단계를 포함하는 코히어런트 복조와 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기의 처리 방법.
  13. 전송기가 정보 신호를 수신기로 송신하고, 정합된 필터링 후에 상기 수신기가 수신 신호의 샘플들을 발생시키는 통신 시스템에서의, 코히어런트 복조와 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기 내의 장치에 있어서,
    수신된 신호 샘플들에 기초하여 경로 가중치를 산정하기 위한 수단 ―상기 산정 수단은, 데이타 복조 절차에 의해 판별된 정보 신호의 피드백없이 수신기가 사용하는 데이타 복조 절차와는 별도로 발생되는 임시 심볼 산정치를 수신 신호 샘플들에 기초하여 발생시키기 위한 수단; 임시 심볼 산정치들의 역수와 수신된 신호 샘플들의 곱을 형성하기 위한 수단; 및 선택된 수신 신호 샘플들에 기초하여 경로 가중치를 발생시키기 위한 채널 산정 수단을 포함함; 및
    정보 신호를 판별하기 위해 상기 수신기가 사용하는 데이타 복조 절차에 대한 결정 변수들을 발생시키기 위한 수단 ―상기 결정 변수들은 산정된 경로 가중치에 기초하여 수신된 신호 샘플들의 최대-비 조합에 의해 발생됨―
    을 포함하는 코히어런트 복조와 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기 내의 장치.
  14. 제13항에 있어서, 상기 임시 심볼 산정치 발생 수단은, 코릴레이션 샘플들에기초하여 수신된 신호 샘플들을 논코히어런트 복조하기 위한 수단, 및 논코히어런트 복조된 수신된 신호 샘플들의 하드 결정을 임시 심볼 산정치로서 형성하기 위한 수단을 포함하는 코히어런트 복조와 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기 내의 장치.
  15. 제13항에 있어서, 상기 임시 심볼 산정치 발생 수단은, 수신된 신호 샘플들을 복조하기 위한 수단, 복조된 수신 신호 샘플들을 디코딩하여 상기 정보 신호의 산정치를 형성하기 위한 수단, 및 상기 정보 신호의 산정치를 재인코딩하여 재인코딩된 산정치에 기초하여 임시 심볼 산정치를 형성하기 위한 수단을 포함하는 코히어런트 복조와 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기 내의 장치.
  16. 제13항에 있어서, 상기 임시 심볼 산정치 발생 수단은 코릴레이션 샘플들의 선형 조합에 대한 가중치를 발생시키며, 상기 채널 산정 수단은 이와 같은 선형 조합에 기초하여 산정된 경로 가중치를 발생시키는 코히어런트 복조와 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기 내의 장치.
  17. 전송기가 정보 신호를 수신기로 송신하고, 정합된 필터링 후에 상기 수신기가 수신 신호의 샘플들을 발생시키는 통신 시스템에서의, 코히어런트 복조와 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기의 처리 방법에 있어서,
    수신된 신호 샘플들에 기초하여 경로 가중치를 산정하는 단계 ―상기 산정 단계는, 데이타 복조 절차에 의해 판별된 정보 신호의 피드백없이 상기 데이타 복조 절차와는 별도로 발생되는 임시 심볼 산정치를 수신된 신호 샘플들에 기초하여 발생시키는 단계; 임시 심볼 산정치의 역수와 수신된 신호 샘플들의 곱을 형성하는 단계; 및 선택된 수신 신호 샘플들에 기초하여 경로 가중치를 발생시키는 단계를 포함함―; 및
    정보 신호를 판별하기 위해 상기 수신기가 사용하는 데이타 복조 절차에 대한결정 변수들을 발생시키는 단계 ―상기 결정 변수들은 산정된 경로 가중치에 기초하여 수신된 신호 샘플들의 최대-비 조합에 의해 발생됨―
    를 포함하는 코히어런트 복조와 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기의 처리 방법.
  18. 제17항에 있어서, 상기 임시 심볼 산정치 발생 단계는, 코릴레이션 샘플들에 기초하여 수신된 신호 샘플들을 논코히어런트 복조하여 논코히어런트 복조된 수신 신호 샘플들의 하드 결정을 임시 심볼 산정치로서 형성하는 단계를 포함하는 코히어런트 복조와 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기의 처리 방법.
  19. 제17항에 있어서, 상기 임시 심볼 산정치 발생 단계는 수신된 신호 샘플들을 복조하는 단계, 복조된 수신 신호 샘플들을 디코딩하여 상기 정보 신호의 산정치를 형성하는 단계, 및 상기 정보 신호의 산정치를 재인코딩하여 재인코딩된 산정치에 기초하여 임시 심볼 산정치를 형성하는 단계를 포함하는 코히어런트 복조와 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기의 처리 방법.
  20. 제17항에 있어서, 상기 임시 심볼 산정치 발생 단계는, 코릴레이션 샘플들의 선형 조합에 대한 가중치를 발생시키고, 산정된 경로 가중치는 이와 같은 선형 조합에 기초하여 발생되는 코히어런트 복조와 결정-지향 채널 산정을 행하는 수신기의 처리 방법.
  21. 전송기가 정보 신호를 수신기로 송신하고, 상기 수신기가 수신된 신호의 샘플들을 발생시키는 확산 스펙트럼 통신 시스템용 수신기에 있어서,
    적어도 2개 레이(ray)의 수신된 신호의 샘플을 생성하기 위한 수단;
    복수의 코릴레이션 샘플들을 생성하기 위해 선정된 코드 시퀀스에 대해 샘플들의 그룹을 코릴레이팅시키기 위한 수단;
    코릴레이션 샘플들에 기초하여 각각의 레이에 대한 각각의 경로 가중치를 산정하기 위한 수단 ―상기 산정 수단은 데이타 복조 절차에 의해 판별된 정보 신호의 피드백없이 상기 수신기가 사용하는 상기 데이타 복조 절차와는 별도로 코릴레이션 샘플들에 기초하여 임시 심볼 산정치를 발생시키기 위한 수단, 임시 심볼 산정치에 기초하여 코릴레이션 샘플들을 선택하기 위한 수단, 및 선택된 코릴레이션 샘플들에 기초하여 경로 가중치를 발생시키기 위한 채널 산정 수단을 포함함―; 및
    상기 정보 신호를 판별하기 위해 상기 수신기가 사용하는 상기 데이타 복조 절차에 대한 결정 변수들을 발생시키기 위한 수단 ―상기 결정 변수들은 산정된 경로 가중치들에 기초하여 코릴레이션 샘플들의 최대 비에 의해 발생됨―
    을 포함하는 확산 스펙트럼 통신 시스템용 수신기.
  22. 제21항에 있어서, 상기 임시 심볼 산정치 발생 수단은, 코릴레이션 샘플들을 자승 조합(square-law combination)시키기 위한 수단, 및 상기 자승 조합된 코릴레이션 샘플들의 하드 결정을 형성하기 위한 수단을 포함하는 확산 스펙트럼 통신 시스템용 수신기.
  23. 제22항에 있어서, 상기 임시 심볼 산정치 발생 수단은, 코릴레이션 샘플들에 대한 지연 요소를 더 포함하는 확산 스펙트럼 통신 시스템용 수신기.
  24. 제21항에 있어서, 상기 임시 심볼 산정치 발생 수단은, 코릴레이션 샘플들에 대한 지연 요소를 더 포함하는 확산 스펙트럼 통신 시스템용 수신기.
  25. 수신기가 수신된 정보 신호의 샘플들을 발생시키는 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 정보 신호를 복조하기 위한 방법에 있어서,
    적어도 2개 레이(ray)의 상기 수신된 정보 신호의 샘플들을 생성하는 단계;
    복수의 코릴레이션 샘플들을 생성하기 위해 선정된 코드 시퀀스에 대해 샘플들의 그룹을 코릴레이팅시키는 단계;
    코릴레이션 샘플들에 기초하여 각각의 레이에 대한 각각의 가중치 경로를 산정하는 단계 ―상기 산정 단계는 데이타 복조 절차에 의해 판별된 정보 신호의 피드백없이 상기 수신기가 사용하는 상기 데이타 복조 절차와는 별도로 코릴레이션 샘플들에 기초하여 임시 심볼 산정치를 발생시키는 단계, 임시 심볼 산정치에 기초하여 코릴레이션 샘플들을 선택하는 단계, 및 선택된 임시 심볼 산정치를 필터링하여 경로 가중치를 발생시키는 단계를 포함함―; 및
    상기 정보 신호를 판별하기 위해 상기 수신기가 사용하는 상기 데이타 복조 절차에서 결정 변수들을 발생시키는 단계 ―상기 결정 변수들은 산정된 경로 가중치에 따라 선택된 코릴레이션 샘플들을 최대-비 조합시킴으로써 발생됨―
    를 포함하는 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 정보 신호를 복조하기 위한 방법.
  26. 제25항에 있어서, 임시 심볼 산정치를 발생시키는 상기 단계는, 코릴레이션 샘플들을 자승 조합시키는 단계 및 자승 조합된 코릴레이션 샘플들의 하드 결정을 형성하는 단계를 포함하는 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 정보 신호를 복조하기 위한 방법.
  27. 제26항에 있어서, 임시 심볼 산정치를 발생시키는 상기 단계는, 코릴레이션 샘플들을 지연시키는 단계를 더 포함하는 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 정보 신호를 복조하기 위한 방법.
  28. 제25항에 있어서, 임시 심볼 산정치를 발생시키는 상기 단계는, 코릴레이션 샘플들을 지연시키는 단계를 더 포함하는 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 정보 신호를 복조하기 위한 방법.
KR1019997002137A 1996-09-13 1997-09-05 디지털 통신을 위한 코히어런트 복조 및 결정-지향 채널 산정 KR20000036114A (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US8/713,547 1996-09-13
US08/713,547 US5768307A (en) 1996-09-13 1996-09-13 Coherent demodulation with decision-directed channel estimation for digital communication

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20000036114A true KR20000036114A (ko) 2000-06-26

Family

ID=24866568

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019997002137A KR20000036114A (ko) 1996-09-13 1997-09-05 디지털 통신을 위한 코히어런트 복조 및 결정-지향 채널 산정

Country Status (9)

Country Link
US (1) US5768307A (ko)
EP (1) EP0925652B1 (ko)
JP (1) JP4037459B2 (ko)
KR (1) KR20000036114A (ko)
CN (1) CN1097358C (ko)
AU (1) AU4405297A (ko)
DE (1) DE69735549T2 (ko)
TW (1) TW384581B (ko)
WO (1) WO1998011676A2 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100944175B1 (ko) * 2002-11-22 2010-02-26 인터디지탈 테크날러지 코포레이션 복소 가중치 생성(ｃｗｇ) 알고리즘을 이용한 레이크 수신기에서의 채널 이득 추정

Families Citing this family (53)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6154484A (en) * 1995-09-06 2000-11-28 Solana Technology Development Corporation Method and apparatus for embedding auxiliary data in a primary data signal using frequency and time domain processing
FI100041B (fi) * 1995-12-29 1997-08-29 Nokia Telecommunications Oy Menetelmä signaalin ja kohinan laadun estimoimiseksi ja vastaanotin
US6678311B2 (en) 1996-05-28 2004-01-13 Qualcomm Incorporated High data CDMA wireless communication system using variable sized channel codes
US5889827A (en) * 1996-12-12 1999-03-30 Ericsson Inc. Method and apparatus for digital symbol detection using medium response estimates
FR2757330B1 (fr) * 1996-12-18 1999-01-15 Commissariat Energie Atomique Procede de transmission d'informations par reponse impulsionnelle et recepteur correspondant
US6064695A (en) * 1997-06-20 2000-05-16 Itran Communications Ltd. Spread spectrum communication system utilizing differential code shift keying
US6616254B1 (en) 1997-06-20 2003-09-09 Itran Communications Ltd. Code shift keying transmitter for use in a spread spectrum communications system
US6185199B1 (en) * 1997-07-23 2001-02-06 Qualcomm Inc. Method and apparatus for data transmission using time gated frequency division duplexing
US6078626A (en) * 1997-09-24 2000-06-20 Ericsson Inc. Methods and systems for communicating information using separable modulation constellations
US6295311B1 (en) * 1997-11-07 2001-09-25 Hughes Electronics Corporation Method and apparatus for compensating for phase differences in received signals
US6366607B1 (en) * 1998-05-14 2002-04-02 Interdigital Technology Corporation Processing for improved performance and reduced pilot
JP3626852B2 (ja) * 1998-05-29 2005-03-09 Ｋｄｄｉ株式会社 ダイバーシチ受信下での信号合成方法及び装置
US6526091B1 (en) 1998-08-17 2003-02-25 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Communication methods and apparatus based on orthogonal hadamard-based sequences having selected correlation properties
US6487255B1 (en) * 1998-08-31 2002-11-26 Ericsson Inc. Information generation for coherent demodulation of differentially encoded signals
WO2000039923A1 (en) 1998-12-24 2000-07-06 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Communication receiver having reduced dynamic range
JP3872647B2 (ja) * 1999-04-02 2007-01-24 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ チャネル推定装置および方法、復調装置および方法、ならびにフェージング周波数判定装置および方法
US6452917B1 (en) * 1999-04-08 2002-09-17 Qualcomm Incorporated Channel estimation in a CDMA wireless communication system
DE19922184A1 (de) * 1999-05-12 2000-11-23 Siemens Ag Verfahren zur Schätzung von Kanalparametern
US6463048B1 (en) * 1999-07-21 2002-10-08 Lucent Technologies Inc. Code generator for multiple rake finger and method of use
US6614864B1 (en) 1999-10-12 2003-09-02 Itran Communications Ltd. Apparatus for and method of adaptive synchronization in a spread spectrum communications receiver
US6873667B2 (en) * 2000-01-05 2005-03-29 Texas Instruments Incorporated Spread spectrum time tracking
JP3522631B2 (ja) * 2000-03-09 2004-04-26 松下電器産業株式会社 プリアンブル受信装置及びプリアンブル受信方法
US6430214B1 (en) * 2000-05-22 2002-08-06 Motorola, Inc. Fading resistant multi-level QAM receiver
US6683908B1 (en) * 2000-06-29 2004-01-27 Samsung Electronics Co., Ltd. RF receiver having improved signal-to-noise ratio and method of operation
FR2814877B1 (fr) * 2000-10-02 2003-01-03 Mitsubishi Electric Inf Tech Sequence d'estimation de canal et procede d'estimation d'un canal de transmission qui utilise une telle sequence d'estimation de canal
US7065146B1 (en) 2002-02-15 2006-06-20 Marvell International Ltd. Method and apparatus for equalization and decoding in a wireless communications system including plural receiver antennae
US7697594B2 (en) * 2001-03-30 2010-04-13 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for regenerative based interference cancellation within a communication system
US20020146044A1 (en) * 2001-04-09 2002-10-10 Riaz Esmailzadeh Hybrid single/multiuser interference reduction detector
EP1282258A1 (en) * 2001-08-02 2003-02-05 Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europe B.V. Method and apparatus for synchronising receivers
JP3814502B2 (ja) * 2001-08-09 2006-08-30 松下電器産業株式会社 干渉除去装置及び干渉除去方法
US7218684B2 (en) * 2001-11-02 2007-05-15 Interdigital Technology Corporation Method and system for code reuse and capacity enhancement using null steering
US7010017B2 (en) * 2002-01-30 2006-03-07 Qualcomm Inc. Receiver noise estimation
US7567634B1 (en) 2002-02-15 2009-07-28 Marvell International Ltd. Reduced complexity viterbi decoding method and apparatus
US7012978B2 (en) * 2002-03-26 2006-03-14 Intel Corporation Robust multiple chain receiver
US7286506B2 (en) * 2002-06-05 2007-10-23 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for pilot estimation using a prediction error method with a kalman filter and a Gauss-Newton algorithm
CN100435499C (zh) * 2002-06-10 2008-11-19 北京邮电大学 一种用于宽带码分多址系统的信道估计方法
US7068708B2 (en) * 2002-12-13 2006-06-27 Motorola, Inc. Method and receiving unit for demodulating a multi-path signal
CN1754332A (zh) * 2002-12-24 2006-03-29 松下电器产业株式会社 信道仿真器和无线设备评价方法
EP1447927A1 (en) * 2003-02-17 2004-08-18 France Telecom Signal processing apparatus and method
US7239674B2 (en) * 2003-06-04 2007-07-03 Honeywell Federal Manufacturing & Technologies, Llc Method of differential-phase/absolute-amplitude QAM
CN100452671C (zh) * 2003-06-18 2009-01-14 艾利森电话股份有限公司 扩频通信信号的多级解扩
US7630457B2 (en) * 2003-12-18 2009-12-08 Freescale Semiconductor, Inc. Method and apparatus for demodulating a received signal within a coded system
CN1780272B (zh) * 2004-11-19 2011-01-05 上海宣普实业有限公司 路径合并和相关的方法
US7489733B2 (en) * 2005-04-18 2009-02-10 Motorola, Inc. Channel estimation using a minimized channel prediction interval
US7352795B2 (en) * 2005-05-04 2008-04-01 Harris Corporation System and method for communicating data using constant amplitude waveform with hybrid orthogonal and MSK or GMSK modulation
US7817924B2 (en) * 2006-03-24 2010-10-19 The Mitre Corporation Rate adjustable differential phase shift key (DPSK) modulation
CN101232304B (zh) * 2008-02-29 2012-05-30 北京邮电大学 一种通信系统中发送和接收信道信息的方法和设备
US8576736B1 (en) 2010-11-10 2013-11-05 Sprint Spectrum L.P. Method and system for spread spectrum signal acquisition without a pilot signal
CN102752017B (zh) * 2012-06-27 2014-10-08 华为技术有限公司 信号接收方法和装置
CN103490860B (zh) * 2013-10-11 2016-08-24 中国人民解放军理工大学 一种高性能的短波正交扩频迭代解调与译码方法
CN105553915B (zh) * 2015-12-10 2020-07-03 中国人民解放军32181部队 间歇辐射信号瞬态调制参量解调方法
US10911289B1 (en) * 2019-07-31 2021-02-02 Silicon Laboratories Inc. Interface to provide selectable time domain or frequency domain information to downstream circuitry
US11308349B1 (en) * 2021-10-15 2022-04-19 King Abdulaziz University Method to modify adaptive filter weights in a decentralized wireless sensor network

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5031193A (en) * 1989-11-13 1991-07-09 Motorola, Inc. Method and apparatus for diversity reception of time-dispersed signals
DE4039245A1 (de) * 1990-12-08 1992-06-11 Philips Patentverwaltung Empfaenger mit mindestens zwei empfangszweigen
US5151919A (en) * 1990-12-17 1992-09-29 Ericsson-Ge Mobile Communications Holding Inc. Cdma subtractive demodulation
US5218619A (en) * 1990-12-17 1993-06-08 Ericsson Ge Mobile Communications Holding, Inc. CDMA subtractive demodulation
US5357454A (en) * 1991-07-25 1994-10-18 Ericsson Ge Mobile Communications Holding, Inc. Fast walsh transform processor
US5237586A (en) * 1992-03-25 1993-08-17 Ericsson-Ge Mobile Communications Holding, Inc. Rake receiver with selective ray combining
US5550809A (en) * 1992-04-10 1996-08-27 Ericsson Ge Mobile Communications, Inc. Multiple access coding using bent sequences for mobile radio communications
US5353352A (en) * 1992-04-10 1994-10-04 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Multiple access coding for radio communications
US5305349A (en) * 1993-04-29 1994-04-19 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Quantized coherent rake receiver
US5442661A (en) * 1993-08-13 1995-08-15 Motorola Inc. Path gain estimation in a receiver
GB2281482B (en) * 1993-08-26 1997-10-22 Roke Manor Research Apparatus for use in equipment providing a digital radio link between a fixed and a mobile radio unit
US5506861A (en) * 1993-11-22 1996-04-09 Ericsson Ge Mobile Comminications Inc. System and method for joint demodulation of CDMA signals
US5572552A (en) * 1994-01-27 1996-11-05 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Method and system for demodulation of downlink CDMA signals
US5544156A (en) * 1994-04-29 1996-08-06 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Direct sequence CDMA coherent uplink detector
US5499272A (en) * 1994-05-31 1996-03-12 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Diversity receiver for signals with multipath time dispersion

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100944175B1 (ko) * 2002-11-22 2010-02-26 인터디지탈 테크날러지 코포레이션 복소 가중치 생성(ｃｗｇ) 알고리즘을 이용한 레이크 수신기에서의 채널 이득 추정
KR100979153B1 (ko) * 2002-11-22 2010-08-31 인터디지탈 테크날러지 코포레이션 복소 가중치 생성(ｃｗｇ) 알고리즘을 이용한 레이크 수신기에서의 채널 이득 추정
KR100979151B1 (ko) * 2002-11-22 2010-08-31 인터디지탈 테크날러지 코포레이션 복소 가중치 생성(ｃｗｇ) 알고리즘을 이용한 레이크 수신기에서의 채널 이득 추정

Also Published As

Publication number Publication date
DE69735549T2 (de) 2006-11-23
EP0925652A2 (en) 1999-06-30
EP0925652B1 (en) 2006-03-22
AU4405297A (en) 1998-04-02
CN1236509A (zh) 1999-11-24
JP4037459B2 (ja) 2008-01-23
US5768307A (en) 1998-06-16
CN1097358C (zh) 2002-12-25
WO1998011676A2 (en) 1998-03-19
TW384581B (en) 2000-03-11
JP2001503211A (ja) 2001-03-06
WO1998011676A3 (en) 1998-05-14
DE69735549D1 (de) 2006-05-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR20000036114A (ko) 디지털 통신을 위한 코히어런트 복조 및 결정-지향 채널 산정
JP3831229B2 (ja) 伝搬路特性推定装置
US5719899A (en) Multiple access digital transmission system and a radio base station and a receiver for use in such a system
US6680967B1 (en) Receiver
KR100290490B1 (ko) 선택적으로 광선을 결합할 수 있는 레이크 수신기
KR100294173B1 (ko) 통신시스템의코히런트채널추정용장치및그방법
JP3003006B2 (ja) 直交変調信号の信号復調およびダイバーシティ合成の方法および装置
US7697594B2 (en) Method and apparatus for regenerative based interference cancellation within a communication system
US6414985B1 (en) Method for determining reference phase in radio communication system which uses orthogonal M-ary modulation, and coherent detection method using the same
US6363106B1 (en) Method and apparatus for despreading OQPSK spread signals
JP3443113B2 (ja) 無線受信装置及び無線受信方法
IL142281A (en) Method and device for eliminating interference in a scanner receiver
EP1619807B1 (en) Chip equalizer for spread spectrum receiver
KR100979151B1 (ko) 복소 가중치 생성(ｃｗｇ) 알고리즘을 이용한 레이크 수신기에서의 채널 이득 추정
US20020159505A1 (en) Receiver and receiving method fro spread spectrum communication
Lingwood et al. ASIC implementation of a direct-sequence spread-spectrum RAKE-receiver
US20040228314A1 (en) Device for joint detection of cdma codes for multipath downlink
Hulbert Comprehensive Rake-a novel and practical receiver architecture offering improved performance
Schramm Attractive coded modulation schemes for the uplink in CDMA mobile communication systems
Wang Multicode CDMA
KR20020000456A (ko) 공통파일럿채널을 이용한 광대역 시디엠에이 채널응답추정장치
Szabo et al. Performance simulation of a RAKE receiver for direct sequence spread spectrum communication systems
Umali et al. Performance of the differential space-time block code modulation for the wideband CDMA system
KR20050020132A (ko) 라그랑지 보간법을 이용한 파일롯 심볼 기반의 채널 추정방법 및 그 방법에 따라 채널을 추정하는 수신 장치

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
NORF Unpaid initial registration fee