JP2001503211A - デジタル通信のための判定指向チャンネル予測を伴うコヒーレント復調 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 コヒーレント復調と判定指向チャンネル予測を使用して受信通信信号を復調する方法及び装置。これは、非コヒーレント復調を使用する受信器に比較して大きなゲインがある。特にこれが著しいのは、直交変調方式を畳み込み符号化とインターリービングとを組み合わせて使用するＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５移動通信規格により規定されるアップリンクのようなスペクトラム拡散通信システムである。コヒーレント復調方法及び装置は、パイロット信号を必要としないので、元元非コヒーレント復調用に設計された通信システムにおいて使用することができる。

Description

【発明の詳細な説明】 デジタル通信のための判定指向チャンネル予測を伴うコヒーレント復調 背景 本発明は、符号分割マルチプルアクセスシステムやその他のスペクトラム拡散 システムのようなデジタル通信システムに関する。 スペクトラム拡散（ＳＳ）は、いくつかの分野で有利な通信方式である。過去 において、スペクトラム拡散は、妨害に対する抵抗が強いために、軍事に使用さ れてきたが、近年、スペクトラム拡散は、符号分割マルチプルアクセス（ＣＤＭ Ａ）通信システムの基礎を築き、そのうちのいくつかは、フェージング（ｆａｄ ｉｎｇ）に対する抵抗が有利であるため、携帯無線電話に応用されている。 典型的ＣＤＭＡシステムにおいて、送信される情報データストリームは、疑似 ランダム符号生成器によって生成される非常に高いビットレートのデータストリ ームに乗せられる。情報データストリームと高ビットレートデータストリームは 、典型的には乗算され、このように高ビットレート信号を低ビットレート信号と 結合することは、情報信号の直接拡散と呼ばれる。各情報ストリーム又はチャン ネルには、一義的な拡散符号が割り当てられる。複数のＳＳ信号が高周波キャリ アに乗せられて送信され、受信側では複合信号として一緒に受信される。ＳＳ信 号のそれぞれは、ノイズ関連信号を含む他のＳＳ信号のすべての信号と、周波数 的にも時間的にも重なる。複合信号を一義的拡散符号の１つと関係づけることに よって、対応する情報信号が分離され逆拡散される（ｄｅｓｐｒｅａｄ）。 ＣＤＭＡ復調技術は、デント（Ｄｅｎｔ）の米国特許第５、１５１、９１９号 及び第５、２１８、６１９号「ＣＤＭＡ減算復調」、デント（Ｄｅｎｔ）他の第 ５、３５３、３５２号「移動無線通信用マルチプルアクセス符号化」、及びボト ムレイ（Ｂｏｔｔｏｍｌｅｙ）他の第５、５５０、８０９号「移動無線通信用Ｂ ｅｎｔシーケンスを利用したマルチプルアクセス符号化」に記載されている。 通信工業協会（Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ）及び電子工業協会（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｉｎｄｕ ｓｔｒｉｅｓ Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ）により公布されているＴＩＡ／ＥＩΛ ／ＩＳ−９５規格は、直接拡散を使用している。ＩＳ−９５規格が規定している 従来のＣＤＭＡにおいては、セルラー移動電話システムにおける各ユーザが、他 のユーザの信号を考慮することなく、自分の受信信号を復調するが、そのような 方式は、ローカルループのような固定アプリケーションにも使用することができ る。公知のように、そのようなシステムのスペクトル的効率は、基礎となってい るＳＳ送信方式のパワー効率によって決まる。このことは、例えば、エイ・ビタ ビ（Ａ．Ｖｉｔｅｒｂｉ）著「ＣＤＭＡ」（１９９５）に述べられている。従っ て、高パワー効率のＳＳ送信方式を使用するのが有利である。 ＩＳ−９５のようなシステムのダウンリンク（即ち、基地局から移動局へ）に おける１点から多点への通信は、ダウンリンクパイロットチャンネルの使用を提 案する。 コヒーレント２相の、又は２値の位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）は、その 高ビットエラーレート（ＢＥＲｓ）における高効率性ゆえに、最もふさわしい変 調方式である。ただし、コヒーレント変調を可能にするには、無線チャンネルの 重みづけ関数又はインパルスレスポンスを受信側で予測しなければならない。コ ヒーレントデジタル振幅変調及びフェージングチャンネルを介しての送信を行う には、そのようなチャンネルレスポンス予測は、冗長パイロット信号を必要とし 、それはダウンリンクにおいては一般に許容される。 アップリンク（即ち、移動局から基地局へ）において、そのようなパイロット 信号の送信を避けるには、差動ＰＳＫ（ＤＰＳＫ）のような非コヒーレント変調 を使用することができるが、ＤＳＫＰのパワー効率は、コヒーレントＢＰＳＫに 較べてずっと低い。ＢＰＳＫとＤＰＳＫの性能比較は、例えば、エイチ・トー（ Ｈ．Ｔａｕｂ）他「通信システムの原理（Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ｏｆ Ｃｏｍ ｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ）」ページ２２２−２２７、３７８−３ ８８（１９７１）で行われている。 アップリンクにおけるＤＰＳＫのような非コヒーレント変調に代わるものとし て、直交変調がある。直交変調では、パワー効率が、直交レベル数が増加するに つれて増加する。このため、ＩＳ−９５は、６４値直交変調を２値畳み込み（ｃ ｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ）符号化及び２値インターリービングを規定している 。この直交変調方式用の非コヒーレント変調を使用する受信器は、エイ・ビタビ （Ａ．Ｖｉｔｅｒｂｉ）他「パワー制御された広帯域地上デジタル通信の性能（ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ Ｐｏｗｅｒ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｗｉｄｅ ｂａｎｄ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉ ｏｎ）」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉ ｏｎｓ，ＣＯＭ−４１巻、ページ５５９−５６９（１９９３、４月）に記載され ている。 相加白色ガウスノイズ（ＡＷＧＮ）のある時間不変の非拡散チャンネルを通じ て送信する場合、非コヒーレント変調を伴う直交変調は、レベル数がすべての制 限を越えて増加できるとして、理論的チャンネル容量（ゼロレートで）を達成す る。この極端な例は、ジェイ・プロアキス（Ｊ．Ｐｒｏａｋｉｓ）「デジタル通 信（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）」第２版（１９８９）に 述べられているが、この場合、コヒーレント復調も非コヒーレント復調も同じパ ワー効率になる。ただし、実際には、このようなことは起きない。特にマルチパ ス伝播してしまうチャンネルを通しての送信では、コヒーレント復調を使用する 通信システムの方が、非コヒーレント復調を使用するシステムより良好なパワー 効率がある。その理由は、後者には結合損失があるからである。これは、ＳＳ通 信システムにおいても、時間分割マルチプルアクセス（ＴＤＭＡ）を使用するよ うなその他の通信システムにおいても言えることである。 マルチパス伝播、つまり送信器から受信器に至るまでに無線信号がいろいろな パスを取るマルチパス伝播は、ＳＳその他のデジタル通信システムにおいて、熊 手型（ｒａｋｅ）受信器を使用して取り扱うことができる。これについては前述 の「デジタル通信」に記載されている。コヒーレント熊手型受信器は、デント（ Ｄｅｎｔ）の米国特許第５、３０５、３４９号「量子化コヒーレント熊手型受信 器（Ｑｕａｎｔｉｚｅｄ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｒａｋｅ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ）」 、及びボトムレイ（Ｂｏｔｔｏｍｌｅｙ）の第５、２３７、５８６号「選択的電 波結合による熊手型受信器（Ｒａｋｅ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｗｉｔｈ Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ Ｒａｙ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）」に記載されて いる。どちらも本明細書において参照することにより組み込まれる。その他のコ ヒーレント熊手型受信器としては、ファルコナー（Ｆａｌｃｏｎｅｒ）の米国特 許第５、４４２、６６１号「受信器におけるパスゲイン予測（Ｐａｔｈ Ｇａｉ ｎ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｉｎ ａ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ）」に記載されたもの がある。 等化ベースバンド表示における移動無線チャンネルは、次のようにモデル化す ることができる。即ち、周波数選択又はマルチパス・レイリー・フェージングチ ャンネルであって、それぞれの遅延と複素重みづけｇ_λ（ｔ）（ただし、λ＝Ｅ ｛１，．．．Ｌ｝）によって特徴づけられるＬディスティンクト（ｄｉｓｔｉｎ ｃｔ）電波パスを持つ。いくつかの伝播パスからの信号エネルギーは、復合の前 に、熊手型受信器によって結合される、あるいは「かき集められる（ｒａｋｅｄ ｔｏｇｅｔｈｅｒ）」。送信されたオリジナルシンボル（ビット）を最適に複 合するには、受信信号エネルギーが、コヒーレント熊手型受信器におけるように 、適切に結合される必要があり、受信信号は結合される前にその位相のスケーリ ングやアライニングが必要である。 図１は、一般に「信号（ｒａｙｓ）」と呼ばれる異なる伝播パスからの信号の コヒーレント結合を使用した従来のＣＤＭＡ熊手型受信器である。受信された無 線信号の複合には、例えば、無線周波数（ＲＦ）受信器において、余弦波や正弦 波と混ぜ合わせ、信号をフィルタにかけ、同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）チップ サンプルを生成する。これらのチップサンプルは、バッファメモリで集められる 。バッファメモリは、Ｉサンプル、Ｑサンプル用に２つのバッファ２ａ，２ｂを 備える。マルチプレクサ３は、バッファされたチップサンプルを受信し、Ｉチッ プサンプルとそれに対応するＱチップサンプルの範囲を複素相関器４ａ，４ｂに 送る。選択される各範囲は、１つの記号（変調の際に送られる）に対応するＮチ ップシーケンスに対応するＮ個のチップサンプルを含む。この文脈において、「 複合」とは、混合、フィルタリング、相関づけに当たる。 尚、伝播パスの遅延を予測する様々の技術についての説明は、本発明の理解に 必要ではないので、省略する。 図１に示されたように、Ｉサンプル、Ｑサンプルそれぞれの２つの異なる範囲 が、２つの異なる信号電波ｉ，ｊに対応して、複素相関器４ａ，４ｂに対して提 供され、これら２つの相関器は、それぞれの信号サンプルセットを既知の署名（ ｓｉｇｎａｔｕｒｅ）シーケンス又は拡散符号に対して関係づける。複素相関器 ４ａ，４ｂは、それぞれ複素相関値を生成し、これらの値がそれぞれの複素乗算 器５に提供され、そこで各相関値とそれぞれの複素パス重みｇ_λ(.)との積が得 られる。典型的には、積の実数部だけが累算器６に送られ、そこで、処理された すべての信号電波の重みつき相関が合計される。累算器６により生成された和は 判定変数としてスライサ又はデコーダ７に送られる。 １つの伝播パスだけが重要な場合、熊手型受信器は実際には従来のデジタル受 信器となる。これは図１において、乗算器３にＩサンプルの範囲と、対応する１ つのＱサンプルの範囲とだけを選択させることに当たる。従来の（非ＳＳ）受信 器において、これらの範囲は、範囲の１つを９０度だけ位相シフトしてから結合 し、その結果をスライサ又はデコーダに供給すればよい。 図１の熊手型受信器において、複素重みによる相関値の乗算の効果は、相関値 の位相をスケールしアラインして、ノイズ及び干渉に対する信号全体の割合を最 大にすることである。パイロット信号があれば、それは一般に複素重みを計るの に使用する。少なくとも各相関値の位相が、例えば送信器と受信器との間の相対 的移動により変化するので、正しい重み角度を維持するために、位相ロックルー プのようなデバイスを使用して、相関バリエーションをトラックすることがある 。米国特許第５、３０５、３４９号は、変化するパス重みを予測するための過去 の相関値と傾向に基づく（ｔｒｅｎｄ−ｂａｓｅｄ ｐｒｏｃｅｓｓ）（Ｋａｌ ｍａｎ フィルタ）との連続平均（ｒｕｎｎｉｎｇ ａｖｅｒａｇｅ）について 記載している。米国特許第５、４４２、６６１号は、最尤基準と、平均パス重み と、パス重みを予測するための各パス用パス重みの傾斜とに基づく方式を記載し ている。 このようなシステムは、適当にプログラムしたコンピュータによってシュミレ ートすることができる。一般に、パス遅延の差は信号帯域幅の逆数より長いとさ れ、従って、逆拡散の後に有効なパス重みｇ_λ（ｔ）は、近似的に非相関になる 。 パス重みｇ_λ（ｔ）は、ふつう複素数の値となる、ゼロ平均及び標準ジェイクス （Ｊａｋｅｓ）（古典的）ドップラスペクトルを持つガウシアン・ランダム・プ ロセスとしてモデル化される。簡単に言うと、すべての伝播パスは同じ平均信号 パワーを提供する。最大ドップラ周波数は、０．０２４／Ｔ_bとなり、ここでＴ_b は情報記号（ビット）当たりの等化時間を意味する。典型的な移動無線通信とし て、データレートが１／Ｔ_b＝９．６キロバイト／秒で、無線搬送周波数が１ギ ガヘルツ（１ＧＨｚ）である場合、この最大ドップラ周波数は、２５０キロメー トル／時の車両の速度に対応する。複素数である白色ガウスノイズプロセスｎ（ ｔ）で実数部に対応する（両側）パワースペクトル密度Ｎ_oを持つもの、白色ノ イズプロセスｎ（ｔ）で（片側）ワパースペクトルＮ_oを持つものを、モデル熱 雑音及び他のユーザからの干渉に加えることができる。 非コヒーレント復調を伴うＩＳ−９５に規定されているアップリンク送信方式 は、前述のビタビ他の出版物に記載され、図２において、Ｍ値直交変調用ベース バンド表示として示されている。図２において、２進情報記号ｑ〔κ〕は、適当 な畳み込みエンコーダ１０によってコードレートＲ_cで畳み込み符号化され、符 号化された記号はインターリーバ１２によってインターリーブされ、これにより 、記号ａ〔ν〕∈｛−１，＋１｝が生成される。これらのインターリーブされた 記号は、必要なら、コンバータ１４によって直列から並列フォーマットに変換さ れ、各変調間隔μ（周期Ｔ_s）で、ｌｄ（Ｍ）２進記号ａ〔ν〕がまとめられて 、記号インデクスｍ〔μ〕∈｛１，．．．，Ｍ｝として使用される。この記号イ ンデクスは、Ｍ次直交変調器１６に供給される。ＩＳ−９５のシステムにおいて は、直交変調器１６は、ウオルシ（Ｗａｌｓｈ）シーケンスを使用して連続・時 間送信出力信号ｓ（ｔ）を生成するのに、選択されたウオルシシーケンスの各チ ップでキャリア信号をオフセット４相ＰＳＫ（Ｏ４ＰＳＫ）変調する。各チップ は高レート信号の２進数であり、ユーザに特有の疑似ノイズシーケンスによって 付加的に拡散し乗算することができる。 送信出力信号ｓ（ｔ）は、通信チャンネルを通じて伝播し、これがノイズ項ｎ （ｔ）を加える。ＩＳ−９５に定義されているようにＭ＝６４で且つ前述の最大 ドップラ周波数である場合、変調周期Ｔ_s＝Ｔ_bＲ_cｌｄ（Ｍ）は、最大ドップラ 周波数の逆数よりずっと短い。このように、チャンネル重み関数は、各変調周期 において、近似的に定数である。 図２において、受信入力信号ｒ（ｔ）は非コヒーレント熊手型受信器によって 復調される。各伝播パス（熊手）に対して、各直交波形に対して１つずつあるＭ 個の相関器のシステムから成るＭ値相関器１８は、相関値の出力セットとしてｘ_{i, λ} 〔μ〕を生成する。ここで、ｉ∈｛１，．．．，Ｍ｝，λ∈｛１，．．．， Ｌ｝，及びμは変調間隔のインデクスである。便宜上、熊手型受信器における相 関器１８の個数は、チャンネル内の伝播パスＬの個数と等しいとするが、相関器 の数はこれより多くても少なくてもよい。（そのように少ない数の相関器が１つ 以上ある場合、直列で１度に１つ取られる直交波形に対応する複数の相関値の出 力セットを生成する。）ウオルシシーケンスについては、Ｍ値相関器を使用して 高速ウオルシ変換（ＦＷＴ）を実現するのが便利である。適当なＦＷＴプロセッ サは、デント（Ｄｅｎｔ）の米国特許第５、３５７、４５４号「高速ウオルシ変 換プロセツサ（Ｆａｓｔ Ｗａｌｓｈ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ Ｐｒｏｃｅｓｓｏ ｒ）」に記載されている。 従来の非コヒーレントＩＳ−９５受信器において、相関器１８によって生成さ れる相関値ｘ_{i, λ}〔μ〕は、二乗結合（ＳＬＣ）デバイス２０によって結合され 、これにより、連続的データ予測手順（即ち、判定又はチャンネル復号）用のＭ 判定変数が生成される。非コヒーレント復調であるから、Ｍ符号に対する判定変 数ｙ_i〔μ〕は、ＳＬＣ２０によって、以下のように計算される。 前述のビタビ他の出版物に記載されているように、これらの判定変数は、ビタビ 復号手順があれば、そのためのサブ最適メトリック計算に使用して、簡単にする ことができる。このサブ最適メトリック計算は、判定変数の最大値を決めるプロ セッサ２２により行われる。排他的に、以下の式で与えられる最大値は、ソフト判定信頼性情報として使用される。適当なそれぞれの最大値は、イン 図１に示された熊手型受信器のコヒーレントな動作は、図２に示されたＭ値相 関器１８、ＳＬＣ２０、プロセッサ２２の動作とは対照的であり、このことは、 非コヒーレント熊手型受信器を詳細に示す図３を見ると、より良く理解できる。 非コヒーレント受信器において、相関値の二乗された値が累積され、これにより 、それらの位相を累積以前に揃える必要がなくなるので、非コヒーレント受信器 は、複素パス重みｇ_λ（ｔ）の必要がない。図１に示されたコヒーレント受信器 とのおもな違いは、複素乗算器５のセットに代わって、ＳＬＣ２０内のＳＬＣプ ロセッサ２０−１が使用されることである。 図３において、受信信号の複素デジタルサンプルＩ，Ｑのストリームが、ＬＭ 値相関器１８のセットに提供され、そこにおいて、信号サンプルシーケンスと、 ローカルコード生成器のセットのそれぞれによって生成される受信器の拡散符号 シーケンスのシフトとの相関値が計算される。少なくも４個のＭ値相関器の組が 図３に含まれる（実線で示されたデータパス）。それぞの展開コードシフに対す る複素相関値の二乗は、同相（実数部）と直角位相（虚数部）成分サンプルから 、ＳＬＣプロセッサ２０−１によって計算される。重みプロセッサ２０−２によ って乗算重みづけ係数を相関値の二乗に適用してもよい。Ｌパスのそれぞれに対 する重みづけされた二乗数は加算器２０−３によって累積される。加算器２０− ３によって生成される和は、プロセッサ２２のような判定デバイスに供給されて 、送信された符号（ｓｙｍｂｏｌ）を特定する。 ブロックコードを拡散シーケンスとして使用する通信システムでは、相関器１ ８の組は、すべてのブロックコードシーケンス及びそれらのシフトを同時に処理 するのに充分な数を含み、それはローカルコード生成器によりなされる。ＳＬＣ ２０−１と、オプショナル重みプロセッサ２０−２と、加算器２０−３とから成 る１セットが、各異なった拡散符号シーケンス（図３においては３組）に提供さ れ、加算器２０−３の出力はプロセッサ２２に提供されることになる。 図２に戻り、判定変数ｄ〔ν〕は、次の式 から与えられ、これが２進符号ａ〔ν〕に対応し、受信器において、それに続く は、オペランド以下の最大整数を計算するための演算子を意味する。判定変数ｄ 〔ν〕は、コンバータ２４により並列フォーマットから直列フォーマットに変換 することもでき、デバイス２６におけるメトリック計算に使用される。デバイス ２６により生成されるメトリックは、デインターリーバ２８によりデインターリ ーブされ（ｄｅ−ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ）、デインターリーブされた記号がビ 〔κ〕が生成される。 判定変数ｄ〔ν〕の関数としての対数最尤率Λ〔ν〕を導く方法は、前述のビ タビ他の出版物で示され、図４では破線で示される。図示されているのは、６４ 値変調で信号のノイズに対するパワー率が１０ｄＢの場合の等しい平均信号パワ ーを搬送するＬ＝１乃至６伝播パスのレイリー・フェージングチャンネル用であ る。メトリックは、そのような特性の対数最尤率曲線に基づいて、メトリック計 算デバイス２６によって、判定変数から求められる。尚、デコーダに供給される メトリックは量子化されてもよい。 前述のビタビ本の４章５章には、改良型メトリック（デュアル最大メトリック ）が示され、それは、１つの直交波形（ウオルシシーケンス）に対応する様々の ２進符号に対するソフト判定信頼性値が異なってもよいという利点がある。それ にもかかわらず、コンピュータシュミレーションによると、このデュアル最大メ トリックを使用することにより、先に述べたメトリックより優位であるのは、０ ．２ｄＢ程度に過ぎない。 ＩＳ−９５規格に合う受信器のその他の復調方式として、各伝播パスにおいて 受信される信号パワーの予測に基づくものがある。ピー・シュラム（Ｐ．Ｓｃｈ ｒａｍｍ）「ＣＤＭＡ移動通信システムにおけるアップリンクのための魅力的コ ード化変調方式（Ａｔｔｒａｃｔｉｖｅ Ｃｏｄｅｄ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｓｃｈｅｍｅｓ ｆｏｒ ｔｈｅ Ｕｐｌｉｎｋ ｉｎ ＣＤＭＡ Ｍｏｂｉｌ ｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）」２．ＩＴＧ−Ｆａｃｈｔａ ｇｕｎｇ Ｍｏｂｉｌｅ Ｋｏｍｍｕｎｉｋａｔｉｏｎ（ＩＴＧ−Ｆａｃｈｂｅ ｒｉｃｈｔ １３５、ページ２５５−２６２（１９９５、９月）においては、こ の方法に基づく受信器の利点が、前述のビタビ他の出版物で記載されている（完 全に）非コヒーレントな変調と比較すると、枝葉的なことにすぎない、というこ とが示されている。 非コヒーレント変調は、コヒーレント変調より、低いパワー効率送信方式であ り、特にマルチパスチャンネルを介しての送信ではそうなるため、コヒーレント 変調を使用することが望ましいが、ただし、チャンネルパス重みｇ_λ（ｔ）を予 測するための付加的、冗長的パイロット信号を必要としない方が望ましい。従っ て、そのようなチャンネル予測方式は、情報担持信号自体から必要なチャンネル 情報を抽出しなければならない。これよると、そのようなコヒーレント受信器が 、もともと非コヒーレント変調用に設計されたシステム、例えば、ＩＳ−９５規 格に基づくアップリンク受信器と一緒に使えるようになるという利点もある。 要約 本発明は、パイロット信号を必要とせず、判定指向チャンネル予測方式を使用 するコヒーレント変調受信器を提供する。従って、本発明の受信器は、もともと 非コヒーレント用に設計されたデジタル通信システムにおいて使用することがで きる。 本発明が提供する装置は、送信器が情報信号を受信器に送り受信器が所定のコ ードシーケンスに対して相関づけられた受信信号のサンプルを生成して相関サン プルを生成する通信システムのためにコヒーレント復調及び判定指向チャンネル 予測を行う受信器における装置である。この装置は、相関サンプルに基づいてパ ス重みを予測するデバイスと、受信器が情報信号を決定するのに使用するデータ 復調手順において判定変数を生成するデバイスとを備える。予測デバイスは、受 信器が使用するデータ復調手順とは別に相関サンプルに基づいて一時的符号予測 を生成するデバイスと、一時的記号予測に基づいて相関サンプルを選択するデバ イスと、選択された相関サンプルに基づいてパス重みを生成するチャンネル予測 デバイスとを備える。判定変数は、予測されるパス重みに基づいて相関サンプル を最大割合結合することによって生成される。 また、一時的符号予測生成デバイスは、相関サンプルに基づいて受信信号サン プルを非コヒーレントに復調するデバイスと、非コヒーレントに復調された受信 信号サンプルのハード判定を一時的符号予測として形成するデバイスとを備えて もよい。あるいは、一時的符号予測生成デバイスは、受信信号サンプルを復調す るデバイスと、復調された信号サンプルを復号し情報信号の予測を形成するデバ イスと、情報信号の予測を再符号化し再符号化された予測に基づいて一時的符号 予測を形成するデバイスとを備えてもよい。あるいは又、一時的符号予測生成デ バイスは相関サンプルの線形結合のための重みを生成し、チャンネル予測デバイ スはそのような線形結合に基づいて予測されるパス重みを生成する。更にまた、 一時的符号予測生成デバイスは、受信信号をコヒーレントに復調するデバイスと 、コヒーレントに復調された受信信号のハード判定を一時的符号予測として形成 するデバイスとを備える。一時的符号予測生成デバイスは、また、受信信号を少 なくとも２段で復調するデバイスと、復調された受信信号のハード判定を一時的 符号予測として形成するデバイスとを備えてもよい。 本発明の他の面により提供される方法は、送信器が情報信号を受信器に送り受 信器が所定のコードシーケンスに対して相関づけられた受信信号のサンプルを生 成して相関サンプルを生成する通信システムのためのコヒーレント復調及び判定 指向チャンネル予測を行う受信器における方法である。この方法は、相関サンプ ルに基づいてパス重みを予測するステップと、受信器が情報信号の決定に使用す るデータ復調手順において判定変数を生成するステップとから成る。予測ステッ プは、受信器が使用するデータ復調手順とは別に相関サンプルに基づいて一時的 符号予測を生成するステップと、一時的符号予測に基づいて相関サンプルを選択 するステップと、選択された相関サンプルに基づいてパス重みを生成するステッ プとから成る。判定変数は、予測されるパス重みに基づいて相関サンプルを最大 割合結合することによって生成される。 また、本発明の別の面により提供される装置は、送信器が情報信号を受信器に 送り、受信器は、整合フィルタリング（ｍａｔｃｈｅｄ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ） の後に受信信号のサンプルを生成する通信システムのためにコヒーレント復調及 び判定指向チャンネル予測を行う受信器における装置である。この装置は、受信 信号サンプルに基づいてパス重みを予測するデバイスと、情報信号決定するのに 受信器が使用するデータ変調手順において判定変数を生成するデバイスとを備え る。予測デバイスは、受信器が使用するデータ復調手順とは別に受信信号サンプ ルに基づいて一時的符号予測を生成するデバイスと、一時的符号予測の逆数と受 信信号サンプルとの積を生成するデバイスと、選択された受信信号サンプルに基 づいてパス重みを生成するチャンネル予測デバイスとを備える。判定変数は、予 測されるパス重みに基づいて受信信号サンプルを最大割合結合することによって 生成される。 更に、本発明の別の面により提供される方法は、送信器が情報信号を受信器に 送り、受信器は、整合フィルタリング（ｍａｔｃｈｅｄ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ） の後に受信信号のサンプルを生成する通信システムのためにコヒーレント復調及 び判定指向チャンネル予測を行う受信器における方法である。この方法は、受信 信号サンプルに基づいてパス重みを予測するステップと、情報信号決定するのに 受信器が使用するデータ変調手順において判定変数を生成するステップとから成 る。予測ステップは、受信器が使用するデータ復調手順とは別に受信信号サンプ ルに基づいて一時的符号予測を生成するステップと、一時的符号予測の逆数と受 信信号サンプルとの積を生成するステップと、選択された受信信号サンプルに基 づいてパス重みを生成するチャンネル予測ステップとから成る。判定変数は、予 測されるパス重みに基づいて受信信号サンプルを最大割合結合することによって 生成される。 また更に、本発明の別の面により提供される受信器は、送信器が情報信号を受 信器に送り受信器が受信信号のサンプルを生成する展開スペクトル通信システム のための受信器であり、受信信号の少なくとも２つの信号（ｒａｙｓ）のサンプ ルを生成するデバイスと、サンプルのグループを所定のコードシーケンスに対し て相関づけることによって複数の相関サンプルを生成するデバイスと、相関サン プルに基づいて各信号（ｒａｙ）に対してパス重みを予測するデバイスと、情報 信号を決定するために受信器が使用するデータ復調手順において判定変数を生成 するデバイスとを備える。予測デバイスは、受信器が使用するデータ復調手順と は別に相関サンプルに基づいて一時的符号予測を生成するデバイスと、一時的符 号予測に基づいて相関サンプルを選択するデバイスと、選択された相関サンプル に基づいてパス重みを生成するチャンネル予測デバイスとを備える。判定変数は 、予測されるパス重みに基づいて相関サンプルを最大割合結合することによって 生成される。 また、一時的符号予測生成デバイスは、相関サンプルを二乗結合するデバイス と、二乗結合された相関サンプルのハード判定を形成するデバイスとを備えても よい。 更にまた、本発明の別の面は、受信器が受信情報信号のサンプルを生成するス ペクトラム拡散通信システムにおける情報信号の復調方法を提供する。この方法 は、受信信号の少なくとも２つの信号（ｒａｙｓ）のサンプルを生成するステッ プと、サンプルのグループを所定のコードシーケンスに対して相関づけることに よって複数の相関サンプルを生成するステップと、相関サンプルに基づいて各信 号（ｒａｙ）に対してパス重みを予測するステップと、情報信号を決定するため に受信器が使用するデータ復調手順において判定変数を生成するステップとから 成る。予測ステップは、受信器が使用するデータ復調手順とは別に相関サンプル に基づいて一時的符号予測を生成するステップと、一時的符号予測に基づいて相 関サンプルを選択するステップと、選択された相関サンプルに基づいてパス重み を生成するチャンネル予測ステップとから成る。判定変数は、予測されるパス重 みに基づいて相関サンプルを最大割合結合することによって生成される。 また、一時的符号予測生成ステップは、相関サンプルを二乗結合するステップ と、二乗結合された相関サンプルのハード判定を形成するステップとを備えても よい。一時的符号予測生成ステップは、更に、相関サンプルを遅延させるステッ プを含んでもよい。 図面の簡単な説明 本発明は、添付図面を参照しながら本明細書を読むことによって、理解するこ とができる。 図１は、従来のコヒーレント熊手型受信器のブロック図であり、 図２は、直交変調及び非コヒーレント復調に基づく展開スペクトル通信システ ムのブロック図であり、 図３は、図２の非コヒーレント受信器の一部のブロック図であり、 図４は、図２の通信システム及び本発明に基づく通信システムのためのメトリ ック計算に使用される対数最尤率をプロットしたものであり、 図５は、本発明に基づく判定指向チャンネル予測を伴うコヒーレント受信器の 一部を示すブロック図であり、 図６は、本発明に基づく、フィードバックなしの判定指向チャンネル予測を伴 うコヒーレント受信器の一部を示す図であり、 図７は、フィードバック付き判定指向チャンネル予測を伴うコヒーレント復調 を使用する受信器の一部を示す図であり、 図８は、本発明に基づく、多段復調を伴うコヒーレント受信器の一部を示すブ ロック図であり、 図９は、ビットエラーレートを、信号パワーのノイズパワーに対する割合とし て、２つの復調器でシュミレートしたプロットであり、 図１０は、ビットエラーレートを、信号パワーのノイズパワーに対する割合と して、完全なチャンネル予測と本発明に基づく判定指向チャンネル予測との両方 で、コヒーレント受信器をシュミレートしたプロットであり、 図１１は、ビットエラーレートを、信号パワーのノイズパワーに対する割合と して、図６及び図７に示された判定指向チャンネル予測を伴う２つのコヒーレン ト復調器を使って、通信チャンネルが伝播パスを１つ持つ場合について、プロッ トしたものであり、 図１２は、ビットエラーレートを、信号パワーのノイズパワーに対する割合と して、図６及び図７に示された判定指向チャンネル予測を伴う２つのコヒーレン ト復調器を使って、通信チャンネルが伝播パスを４つ持つ場合について、プロッ トしたものであり、 図１３は、本発明に基づくスペクトラム拡散受信器の一部を示すブロック図で ある。 詳細な説明 以下、直交変調方式を使用するデジタル通信システムの性能を改善するには、 コヒーレント変調の方が非コヒーレント変調より好ましいということを説明する 。コヒーレント変調と判定指向（ＤＤ）チャンネル予測とを組み合わせて使用し た受信器を例にする。このような受信器は、ＩＳ−９５規格によって規定された アップリンクのようなＳＳ通信システムのパワー効率を改善し、また、そのよう な受信器はパイロット信号なしで使用することができるので、ＩＳ−９５規格と 充分に合う。 そうではあるが、本発明はこのような環境に限定されるものではなく、コヒー レント変調とＤＤチャンネルとの組み合わせは、直交変調を使用する多くの送信 方式のパワー効率を改善するのに使用することができる。例えば、コヒーレント 変調とＤＤチャンネル予測との組み合わせは、前述の米国特許第５，１５１，９ １９号及び５、２１８、６１９号に記載されたようなジョイント変調又は検知、 又は連続的相殺技術を使用するＣＤＭＡシステムでも使用することができる。 本発明によるＤＤチャンネル予測を伴うコヒーレント変調を使用する通信方式 の主要部分は、図２のベースバンド表示により示される方式と同じであってもよ い。図２、図３に示された非コヒーレント熊手型受信器と同様に、本発明による コヒーレント熊手型受信器は、図１に示されたものと同様な構成の中に、数個の Ｍ値相関器を備える。ただし、図２、図３における非コヒーレント受信器におけ る二乗結合の代わりに、本発明によるコヒーレント受信器は、パス重みの予測を 使用する最大割合の結合プロセスによって（次のデータ予測手順のために）Ｍ判 定変数を生成する手段５０を備える。この生成手段５０の例は、図５、図６、図 １３に示され、そこにおいて、同じ構成要素は、同じ符号で示してある。 とによって、あるいは、受信信号を復調、復号、再符号化することによって、一 えば、図５に示されたように、一時的符号予測、及び選択された相関サンプルの 応するＭ値の相関器のサンプルに基づいて生成される。 本発明によれば、手段５０は、デーダ復調手順自体とは別のプロセスで、コヒ ーレント又は非コヒーレント復調を含むことのできるプロセスによって、一時的 符号予測を生成する。この一時的符号予測を生成するのに非コヒーレント変調が 使用される場合、チャンネル予測フィルタ５２は、遅延を伴って実現することが でき、この遅延を最大割合の結合プロセスにおいて考慮すべく、手段５０に遅延 エレメント５４を備え、判定変数を生成する。 をすべてのＭサンプルから選択し（図５、図６、図７におけるＳＥＬデバイスを ２に供給される。チャンネル予測フィルタ５２は、ふつうローパスフィルタであ る。チャンネル予測フィルタ５２からの出力は、最大割合結合プロセスで使用さ すべての伝播パスについて行われ、以下、これについて詳細に具体的に説明する 。 図２、図３に示されるように、復調を行う熊手型受信器は、相関サンプルｘ_{i, λ} ［．］（ｉ∈｛１,...,Ｍ｝andλ∈｛１,...，Ｌ｝）を生成する。本発明の１ つの側面によれば、Ｍ個の記号のそれぞれに対応する判定変数ｙ_i[.]を決定する 最大割合結合（ＭＲＣ）のプロセスは、次の式に従う。 式中、変調間隔μにおける伝播パスλの複素重みは、ｇ_λ〔μ〕＝ｇ_λ（μＴ_s ）みの予測を表す。先行する式は、相関値ｘ_{i, λ}〔μ〕のコヒーレント和として理 解され、各λ上の合計は、図３に示された加算器２０−３のそれぞれによって行 われるプロセスと等価である。 判定変数ｙ_i[.]を生成し復号する過程の残りは、図２、図４について先に述べ たものと同じである。本発明の復調方式の変形に次式で与えられる対数最尤割合 Λ〔μ〕を適用するだけである。 〔ｎ〕に対する最大判定変数ｙ〔ｍ〕の確率密度関数（ｐｄｆ）である。分析的 解を導くのは困難であるから、ｐｄｆｓを測定することによって、対数最尤割合 を予測することができる。いろいろな数の伝播パスについての結果は、図４中、 実線で示され、これは、本発明の受信器に含まれる可能性のあるビタビ・デコー ダでのメトリックの計算が、伝播パスの数には影響されないということを示す。 これは、従来の非コヒーレント復調を使用する受信器の挙動と対照的である（図 ４の破線を参照）。 上記のように、パイロット信号の使用を避けるには、パス重み上の必要な情報 を情報担持信号からだけ抽出するチャンネル予測手順が必要である。このような 手順は、以下に述べるように、予測ユニット５６、セレクタＳＥＬ、チャンネル 予測フィルタ５２によって実現される。例えば、図５、図６に示されたような熊 手型受信器において、本発明による判定変数を生成する手段５０は、一時的記号 予測ユニット５６と、各伝播パスλごとにひとつあるＬセレクタＳＥＬと、各伝 播パスλごとにひとつあるＬチャンネル予測フィルタ５２と、各伝播パスλごと に１つあるコンジュゲータ（ｃｏｎｊｕｇａｔｏｒｓ）６２と、それぞれがＬ個 の乗算器と１つの加算器を持ちＬコンジュゲータ６２からのＬ個の出力を結合す るＭ個の最大割合結合器６４と、メトリック・プロセッサ２２とを備える。 予測ユニット５６は、各伝播パスλ＝１，．．．，Ｌのために対応の相関サン 説明する別の実施の形態において、予測ユニット５６は、相関サンプルの線形結 ｍ〔μ〕であれば、選択された信号は、以下の式で与えられる。 式中、ｎ_{m, λ}[．]は、相関器の出力におけるノイズを表す複素数で、白色、ゼロ 平均のガウス・プロセスであり、これは、近似的に記号インデクスｍ∈｛１，． ．．，Ｍ｝及びパスインデクスλ∈｛１，．．．，Ｌ｝とは独立してい プラ周波数と近似的に等し遮断周波数を持つチャンネル予測フィルタ５２に供給 することによって行われる。 原則として、予測ユニット５６により生成される一時的符号予測には２つの方 法がある。１つは、前述のように、結合された相関サンプルのハード判定を通し て一時的符号予測を生成する方法である。もう１つは、一時的符号予測の生成を 、復調、復号、再符号化により行う方法である。従って、チャンネル符号化は、 一時的符号予測の信頼性を向上するのにも使用される。第１ステップとして、復 調は、従来の非コヒーレント熊手型受信器を使用して行われる。この受信器の出 力サンプル（判定変数）は、必要ならデインターリーブされてから、情報信号を 予測するために、チャンネルデコーダに供給される。従来の受信器と比較して、 これらの情報信号予測は最終結果ではなく再符号化され、再度インターリーブさ れ、その結果が一時的符号予測として、前述のようにチャンネル予測フィルタ５ ２に供給される相関サンプルの選択に使用される。とりわけ、記号をデインター リーブし、再度インターリーブする（図２を参照）時間のかかるステップにより 大きな遅延が出るため、この方法は、現時点では、実際の通信システムにおける 時間により変化するチャンネルに使用するのは困難であると考えられている。 一時的符号予測ユニット５６で使用される種類の復調のもう１つの特徴をあげ ておく。複数の信号パスがある場合には、パス重みについての情報は一時的符号 予測ユニット５６において必要となる場合に、コヒーレント復調、例えば、ＭＲ Ｃプロセスを使用することができる。そのような情報を得るには、いくつかの方 法がある。例えば、図７で示されているように、コヒーレント熊手型受信器のプ ロセッサ２２がＭＲＣコンバイナ６４を使用して、ハード的に判定された出力サ ンプルを形成し、それが、セレクタＳＥＬにフィードバックされる一時的符号予 測のインデクスとして使用される。セレクタＳＥＬによって選択された相関サン 隔μで使用しなければならない。従って、チャンネル予測フィルタ５２は、予測 フィルタでなければならず、適当な遅延エレメント５５が使用されなければなら ない。この予測フィルタを使用するＤＤチャンネル予測の方式は、本明細書でも 参照されている米国特許第５、３０５、３４９号に記載されている。 尚、図７が示す受信器部分は、一時的符号予測が、（判定変数ｄ[.]を生成す る）データ復調手順（図２参照）自体内で形成される部分であり、つまり、最終 的に復調された信号がフィードバックされる。そのような判定変数生成の構成は 、本発明には含まれない。本発明では、一時的符号予測は、例えば図５、図６、 図１３に示されているように、デーダ復調手順とは別に形成される。 別の可能性として、一時的符号予測ユニット５６において非コヒーレント復調 を使用することもできる。尚、直交変調については、非コヒーレント復調は、Ｓ ＬＣプロセスとハード判定形成との組み合わせからなり、一方、ＤＰＳＫ及びそ れと同様の変調については、熊手型又はダイバシチ受信器における非コヒーレン ト復調は、各熊手の指又は信号パスにおいて異なった復調を行ってから累積を行 う。非コヒーレント復調の場合、パス重みについての情報は、一時的符号予測ユ ニットにおいては必要ない。従って、チャンネル予測フィルタ５２は任意の伝播 （グループ）遅延を持つことができる。 一般に、フィルタは入力信号が適用されてから直ぐに出力信号を出すわけでは ない。この時に経過する時間が、フィルタ伝播遅延と呼ばれるもので、フィルタ の入力から出力まで信号が伝播するのに必要な時間を指す。例えば、ある種の有 限インパルスレスポンス（ＦＩＲ）フィルタは、一定のグループ遅延、即ち、周 波数に対する線形位相シフトを持つが、非線形位相シフトを持つフィルタも、ゼ ロより大きいグループ遅延を持つ。ローパスフィルタのグループ遅延の量は、フ ィルタの遮断周波数に依存する。 一方、予測フィルタは、これとは違うＦＩＲフィルタであり、−１のグループ 遅延を近似しようとする。（尚、−１の一定のグループ遅延を得ることが可能で あることは言うまでもない。）予測フィルタを設計する標準的手順は、エス・ヘ イキン（Ｓ．Ｈａｙｋｉｎ）「適応フィルタ理論（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｆｉｌｔ ｅｒ Ｔｈｅｏｒｙ）」第３版、５、６章（１９９６）に記載されている。シス テム理論から知られているように、そのようなフィルタは、ゼロより大きいグル ープ遅延を持つよう設計されたフィルタより高い等価ノイズ帯域幅を持つ。これ が、コヒーレント変調ではなく非コヒーレント復調に基づく一時的符号予測を使 用するコヒーレント変調の方が優れている理由の１つである。これについて、以 下、具体例におけるシュミレーションを通して述べる。 尚、非コヒーレント復調に基づく一時的符号予測を使うコヒーレント受信器に ついては、ＦＩＲフィルタの代わりに有限インパルスレスポンス（ＩＩＲ）フィ ルタを使用してもよい。ＩＩＲフィルタの伝播遅延（対象とする周波数について のグループ遅延と等価）は、対応の線形位相ＦＩＲフィルタのグループ遅延と近 似的に等しい。ただし、両方のフィルタが同じ遮断周波数に基づいて設計されて いるとして。一方、予測フィルタとなるＩＩＲフィルタを設計することは不可能 であるから、ＩＩＲフィルタは、図７に示されたフィードバックを伴うコヒーレ ント受信器に使用することはできない。 図６、図７に示された一時的符号予測に対する２つの方式、つまり、非コヒー レント復調及びコヒーレント復調の他に、更に複雑な実現の仕方も可能である。 例えば、一時的符号予測は、図７に示された受信器のように、ＤＤチャンネル予 測を伴う「余分な」コヒーレント熊手型受信器によって行うこともできる。次の チャンネル復号プロセス（図７には示されていない）に対して出力サンプル レクタＳＥＬに出力サンプルを供給することになる。この第２段５０は、次のチ ャンネル復号のための判定変数を生成する。このようにして、図７に示された構 成要素は、図５に示された一時的符号予測ユニット５６に取って代わることにな る。復号全体において１つ以上の段を使用するという原則は、様々な方法で適用 することができ、その適用は、「多段復号」と呼ばれる。 多段復号を使用した受信器は、図８に示されている。一時的記号予測ユニット ５６は、一連の復号段を備え、そのうちの２つ（第１段と、次・最終段）が明示 的に示されている。１段で生成される結果は、次に続く段によって、一時的符号 予測として使用される。次・最終復号段によって生成される結果は、例えば図５ 、図６と関連した先に述べた２段復号器における最終復号段に供給される一時的 符号予測である。第１復号器段においては、非コヒーレント復号又はコヒーレン ト復号が行われ、第２から次・最終復号器段においては、チャンネル予測情報を 必要とする復号方式だけが意味を持つ。このような多段式復号により、一時的記 号予測の信頼性が段々と改善される。また、本出願の多段式復号は、前述の復調 ステップ、復号ステップ、再符号化ステップと組み合わせることができる。 上の説明において、一時的符号予測は、最大相関サンプルに基づいているが、 一時的符号予測プロセスにおいて、他の（小さい）相関サンプルや、任意の段の 最大のものを使用することも可能である。複数の相関サンプルをチャンネル復号 において使用することができるし、あるいは、例えば、１つの変調間隔につき１ つ以上の記号に対する相関サンプルを線形に組み合わせたものをチャンネル予測 フィルタ５２に供給することもできる。それぞれの重み（線形結合プロセスにお ける複数の相関サンプルを重みづけするための）は、一時的符号予測ユニット５ ６によって生成することができる。このようにして、一時的符号予測の信頼性は 改善される。 例えば図５において、一時的符号予測ユニット５６は、いくつかの直交記号の それぞれに重みを提供し、各セレクタＳＥＬは多数の複素乗算器と１つの加算器 を備える。各数の乗算器は、重みの積と、パスλのそれぞれの相関サンプルを計 算する。加算器は、乗算器からの積をパスλに基づき結合し、その和は、チャン ネル予測フィルタ５２に供給される。Ｍ個の相関器のすべてからのサンプルが使 用されたとすれば、セレクタＳＥＬは、Ｍ個の相関器と１つの加算器の組み合わ せとなる。 尚、本発明は、判定変数を生成するコヒーレント変調器（最大割合結合を行う ）を備えた受信器だけではなく、他の復調方式を採用した受信器においても使 用することができる。そのような他の方式の重要な例として、ＳＳ通信システム 用に、イコールゲイン結合、パワー重みつき結合の非コヒーレント復調がある。 一般に、イコールゲイン結合は、最大割合結合に近いものであるが、パス重みの 位相シフトだけが使用され、振幅は使用されない。パワー重みつき結合では、位 相シフトではなく、振幅の絶対値が使用される。イコールゲイン結合については 、例えば、エム・シュワルツ（Ｍ．Ｓｃｈｗａｒｔｚ）他「通信システムと技術 （Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｓ）」（１９６６）に、パワー重みつき結合の非コヒーレント復調については、 前述のピー・シュラム（Ｐ．Ｓｃｈｒａｍｍ）に説明がある。 以上のことを考慮すると、もつとも相応しい復調器は、図６に示されたもので によって生成され；相関サンプルを結合する二乗はＳＬＣプロセッサが行い、判 の選択に使用され、それぞれのチャンネル予測フィルタ５２に供給され、それが 図６においてインパルスレスポンスｈ_c[．]で示されている。チャンネル予測フ ィルタ５２により生成される出力信号は、それぞれの伝播パスの予測される重み され（本詳細な説明の第１の式を参照）、それが、ＭＲＣコンバイナ６４によっ て行われる。もちろん、チャンネル予測フィルタ５２によるｌ_c記号の遅延を復 調 延エレメント５４は、Ｍ値サンプルストリームａｘ_{i λ}〔μ〕のそれぞれに提供 される。次に、ＭＲＣコンバイナ６４によって生成される判定変数ｙ_i〔μ−ｌ_c 〕のストリームが、前述のように、メトリック計算プロセッサ２２に提供される 。 尚、このようなデバイスは、ハード的に配線された論理回路あるいは集積デジ タル信号プロセッサ、例えば、特定のアプリケーション向けの集積回路（ＡＳＩ Ｃ）として実現することができる。ＡＳＩＣは、必要な機能を行うのに最適なハ ード配線回路を備えることができる。これは、速度その他の性能パラメータが、 プログラム可能デジタル信号プロセッサの汎用性より重要である場合に、取られ る構成である。 上記送信方式のパワー効率を予測するために、コンピュータ・シュミレーショ ンを行った。変調方式は、ＩＳ−９５規格に定義され、先に、Ｍ＝６４レベルと して述べられたものである。ＩＳ−９５との比較には、レート１／３、制約長（ ｃｏｎｓｔｒａｉｎｔ ｌｅｎｇｔｈ）８（生成器多項式３６７、３３１、２２ ５）を使用した。更に、インターリービングは完全であると仮定した。完全なチ ャンネル予測を伴うコヒーレント復調の場合も、非コヒーレント復調との場合も 、パス重みは白色ガウスプロセスとして生成された。本発明のＤＤチャンネル予 測のコヒーレント復調のシュミレートにおいて、インターリーブサイズは、ほと んど完全にインターリーブするのに充分な大きさ（２５２ｘ２５２の２進符号） にした。メトリック計算は、図４に示された対数最尤割合を使用した。これは、 各シュミレーションにおいて考えられるチャンネル状態にとって最適である。尚 、エイ・ビタビ「ＣＤＭＡ」（１９９６）に記載されている非コヒーレント復調 のためのジュアル最大メトリックを、本発明に基づく復調に使用してもよい。 非コヒーレント復調の代わりにコヒーレント復調を使用するＢＥＲにおいて達 成できる最大の改善は、完全なチャンネル予測を仮定してシュミレートすること によって決定された。その結果は図９に示される。図９において、破線は、非コ ヒーレント復調の結果であり、実線は、完全なチャンネル予測を伴うコヒーレン ト復調の結果である。図９（及び図１０）において、２進情報符号当たりの等価 エネルギーは、Ｅ_bで示されている。伝播パスが１つ、２つ、４つ、６つの場合 の結果が示されている。周波数非選択レイリーフェージングチャンネルによる送 信について、図９が示すところは、コヒーレント復調は、非コヒーレント復調と 比較して、ビットエラーレート１０^-3で、１．６ｄＢ以上（伝播パスの数に依存 する）のゲインを出す。 コヒーレント復調は、マルチパスダイバーシチを増大させるのでパワー効率を 増加し、伝播パスの数が無限に大きいとして、この増加は、（図９の点線８０で 示されている）時間不変非拡散ＡＷＧＮチャンネルを介する送信性能が達成され るまで続く。これとは対照的に、非コヒーレント復調は、マルチパスダイバシチ がある場合は、結合損失を出す。比較すると、時間不変非拡散ＡＷＧＮチャンネ ルを介する送信用の非コヒーレント復調は、１点鎖線８２により示される。マル チパス伝播で、且つここで適用されているようなパワーのあるチャンネル符号化 の場合、この結合損失は、チャンネルに３つ以上の伝播パスがある場合、パワー 効率の大きな減少をもたらす。従って、コヒーレント変調の利点は、マルチパス ダイバーシチの増大と供に増大する。これと同じ挙動は、アンテナダイバーシチ のような他の種類のダイバーシチでも生じる。この事実は、近代的な移動無線シ ステムにおけるコヒーレント復調の重要な利点である。 コヒーレント復調とＤＤチャンネル予測とを組み合わせた本発明による受信器 の性能は、最大ドップラ周波数０．０２４／Ｔ_bでシュミレートした。図６に示 された実施の形態についての結果は、図１０に示されている。ここにおいて、破 線は、非コヒーレント復調（図９と同様）の結果であり、実線は、ＤＤチャンネ ル予測と非コヒーレント復調に基づく一時的符号予測とを用いたコヒーレント復 調についての結果である。伝播パスが１つ、２つ、４つ、６つの場合の結果が示 されている。パス重みの予測に起因する損失に焦点を当てるために、チャンネル 内の遅延の予測は完全であると仮定した。チャンネル予測フィルタ５２はＦＩＲ フィルタで、前述のエス・ヘイキンの著書に記載されている最小不偏分散された （ｍｉｎｉｍｕｍ ｍｅａｎ−ｓｑｕａｒｅｄ）エラー（ＭＭＳＥ）基準を使用 する所望の方形周波数レスポンス用に設計された線形位相と度数２０度を持つＦ ＩＲフィルタである。尚、以上のことから、２１タップ（度数２０）を越えるＦ ＩＲフィルタ又はＩＩＲフィルタは、どちらも等価ノイズ帯域幅が低くなり、そ れらを使用すれば、更に良好なシステム性能を得ることができる。 図１０のシュミレーション結果を図９の結果と比較すると、完全なチャンネル 予測と比較してＤＤチャンネル予測を使用することによる劣化は、１つの伝播パ スにつき１０^-3のビットエラーレートで、０．８ｄＢにすぎず、伝播パスが６つ になると２．３ｄＢになる。図１０の結果によれば、ＤＤチャンネル予測を伴う コヒーレント復調のゲインは、非コヒーレント復調と比較して、１つの伝播パス に対して１０^-3ＢＥＲで０．８ｄＢ、６つの伝播パスに対して１．４ｄＢである 。 以上のように、図６に示された非コヒーレント復調を伴うＤＤチャンネル予測 を使用する受信器は、図７に示されたコヒーレント復調を伴うＤＤチャンネル予 測を使用する受信器より、優れた性能を持つ。これは、図７に示された受信器の コンピュータシュミレーションから得られた量的例によって示された。シュミレ ーションパラメータは、図１０の場合と同じであった。方式を公平に比較するた めに、フィルタ度数は、どの場合も２０とした。図７の方式においては、フィル タは予測フィルタであり、前述のエス・ヘイキンの著作の６章に基づき設計され たものである。このシュミレーションの結果は図１１、図１２に示される。それ ぞれ、伝播パスが１つの場合と、４つの場合の送信を示す。 どちらの場合も、図７の方式のＢＥＲ性能は、非コヒーレント復調を使用する 受信器のＢＥＲ性能より悪かった。ただ、図６の方式は、コヒーレント復調の結 果として、大きなゲインがあった。尚、システムの性能は、最大ドップラ周波数 及びチャンネル遮断周波数に大きく依存し、後者は、最大ドップラ周波数に基づ き調整される。最大ドップラ周波数が低い場合、図１１、図１２に示された図７ の方式の欠点は、それほど重要でなくなる。しかしながら、ＩＳ−９５に基づく 通信システムのような移動アプリケーションでは、シュミレーションに使用され た筋書きが合理的である考えられる。 図６の方式は、図７の方式と比較して、少なくとも次の点で優れている。即ち 、チャンネル予測フィルタ５２のノイズ帯域幅は非常に低く、特に、最大ドップ ラ周波数が高ければ、更に低くなる。（この事実は、先に述べた通りである。） もう１つの点は、図６の方式では、ＤＤチャンネル予測に使用される前もって決 められて記号が、データ予測とは独立に生成されるので、エラー伝播が避けられ る。システムが非線形であるため、性能が改善される具体的理由を説明するのは 難しい。図６の方式は、フィードバックがないため、２段復調器と見ることがで きる。その他のシステム（例えば、ジョイント（ｊｏｉｎｔ）検出を使用するＣ ＤＭＡシステム）からは、２段復調器により性能が改善されることが知られてい る。 両方式でのＢＥＲを比較すると、コヒーレント復調の方が非コヒーレント復調 より優れており、受信器の構成が複雑になるが、それはわずかである。このこと は、特に、図６に示された非コヒーレント復調を伴う一時的符号予測に基づくＤ Ｄチャンネル予測を使ったコヒーレント復調器について言えることである。０． ０２４／Ｔ_bという最大ドップラ周波数は移動無線の応用において典型的なもの であるが、達成できるゲインは約１ｄＢである。本発明のパワー効率は最大ドッ プラ周波数に依存するが、それはチャンネル特性によって決まる。もし最大ドッ プラが、ちょうど無線ローカルループのようなアプリケーションおけるように、 アプリオリに低いものであるなら、本発明のコヒーレント復調を非コヒーレント 復調の代わりに使用することによって達成できるゲインは、約１ｄＢより大きな ものになる。というのは、チャンネル予測フィルタ５２の等価ノイズ帯域幅は減 らすことができるからである。従って、本発明の受信器は、無線ローカルループ や無線ローカルエリアネットワークのようなアプリケーションにとって非常に魅 力的である。 本発明は、直交変調を使用するデジタル通信システムに対してパワー効率を増 大させる。ＣＤＭＡシステムにおいては、性能が改善されるので、スペクトル効 率（ユーザ容量）を増大させる。もう１つの重要な利点は、本発明の復調方式を 使用する受信器は、非コヒーレント復調用に設計されたシステムにも使用できる という点である。 本発明によるコヒーレント復調とＤＤチャンネル予測との組み合わせの１つの 重要な応用は、ＩＳ−９５通信システムのアップリンクである。そのような移動 無線環境では、本発明の組み合わせは、非コヒーレントシステムに比較して約１ ｄＢのゲインを提供する。その他の環境、例えば無線ローカルループでは、本発 明の方式によるゲインは更に高いものになる。 以上、本発明を直交変調方式として説明してきたが、これは、直交（例えば、 ウオルシーアダマール）シーケンスというコンテキストと等価である。本発明の 一時的符号予測は、このコンテキストにおいて最大に機能する。しかしながら、 本発明の一時的符号予測は、先に引用された米国特許第５、２３７、５８６号に 記載されているような２直交（ｂｉ−ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）シーケンスや非直 交シーケンスというコンテキストにおいても応用することができる。 本発明の非ＳＳ通信システムでの使用として、図１３に示された受信器の部分 ５０’は、パルス振幅変調（ＰＡＭ）、直交振幅変調（ＱＡＭ）、又はＰＳＫ又 はダイバーシチを利用するＤＰＳＫ変調のためである。図１３に示された構成は 、図５に示された構成を変形したもので、類似している。本発明の一時的符号予 測の原則は、どちらにおいても実質的には同じに作用する。ただし、非ＳＳシス テムで整合（ｍａｔｃｈｅｄ）フィルタリングとサンプリングに代わって、ＳＳ システムでは相関器が使用される。また、図１３では、１つの信号又は伝播パス しか示しておらず、マルチパス又はダイバーシチ受信器は、典型的には、複数の セレクタＳＥＬ’と、チャンネル予測フィルタ５２’と、遅延エレメント５４’ と、コンジュゲータ６２’と、コンバイナ６４’とを備える。 典型的な非ＳＳ受信器においては、復調は、ダイバーシチ受信器の各パス用に 受信された信号をマッチしたフィルタにかけ、サンプリングすることによって行 われる。これらの機能を行うデバイスは、図１３には示されていない。この結果 として得られる複素数サンプルはすべて一時的符号予測ユニット５２’に供給さ れ、そこで、一時的振幅係数予測の逆数が生成される。これらの予測は、送信側 にあるパルス整形フィルタに供給される特定の変調方式（例えば、ＰＡＭ，ＱＡ Ｍ，又はＤＰＳＫ）に対応する振幅係数の予測である。一時的振幅係数予測は、 （ゼロか１しか起きない直交変調方式とは対照的に）マルチレベル信号であるか ら、図１３に示されたセレクタＳＥＬ’は、複素乗算器又は等価デバイスである 。この対応は、上記のＳＳ変調のためのすべての操作が非ＳＳデジタル通信シス テムに適用できるということを示している。更に、変調方式は、２直交（ｂｉ− ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）又は非直交であってもよい。このコンテキストにおいて 、本発明は、ＤＳＰＫに基づく通信システムにとって最も魅力的に見える。何故 なら、一時的符号予測は、非コヒーレント復調によって行うことができるからで ある。 尚、図１３に示された構成は、非ダイバーシチ通信システムにも適用すること ができる。その際、次のように考える。そのようなシステムにおけるマッチした フィルタからのサンプルだけが一時的符号予測ユニット５６’に供給され、一時 的符号予測ユニット５６’は、どの振幅係数（例えば、１＋ｊ；３＋３ｊ；など ）が送られたかを各サンプルについて予測し、その予測をセレクタＳＥＬ’に提 供する。セレクタＳＥＬ’は、複素乗算器を備え、そこで予測の逆数とそれぞ れのサンプルとの積が得られ、これらの積がチャンネル予測フィルタ５２’に提 供される。フィルタ５２’によって生成された予測パス重みは、コンジュゲータ ６２’に提供され、共役パス重み予測が、やはり複素乗算器を備えたコンバイナ ６４’に提供される。 当業者に取っては理解されるように、本発明は、その本質から離れることなく 、他の形態で実施することができる。従って、上記実施の形態は、例にすぎず、 これにより本発明を限定するものではない。本発明の範囲は、以下の請求の範囲 によって定義される。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，Ｓ Ｄ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ， ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，Ｆ Ｉ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ， ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，Ｍ Ｗ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ， ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．送信器が情報信号を受信器に送り、受信器は、所定のコードシーケンスに 対して相関づけられた受信信号のサンプルを生成して相関サンプルを生成する通 信システムのためにコヒーレント復調及び判定指向チャンネル予測を行う受信器 における装置であって、 当該装置は、相関サンプルに基づいてパス重みを予測する手段を備え、当該予 測手段は、 相関サンプルに基づいて、一時的符号予測を生成する手段であって、その際、 受信器が使用するデータ復調手順とは別に、データ復調手順によって決定される 情報信号のフィードバックなしに、一時的符号予測を生成する手段と、 一時的符号予測に基づいて相関サンプルを選択する手段と、 選択された相関サンプルに基づいてパス重みを生成するチャンネル予測手段と 、 情報信号を決定するために受信器が使用するデータ復調手順において、予測さ れるパス重みに基づいて相関サンプルを最大割合結合することによって判定変数 を生成する手段と を備えることを特徴とする装置。 ２．請求項１に記載の装置であって、前記一時的符号予測生成手段が 相関サンプルに基づいて受信信号サンプルを非コヒーレントに復調する手段と 、 非コヒーレントに復調された受信信号サンプルのハード判定を一時的符号予測 として形成する手段と を備えることを特徴とする装置。 ３．請求項１に記載の装置であって、前記一時的符号予測生成手段が、 受信信号サンプルを復調する手段と、 復調された信号サンプルを復号し、情報信号の予測を形成する手段と、 情報信号の予測を再符号化し、再符号化された予測に基づいて一時的符号予測 を形成する手段と を備えることを特徴とする装置。 ４．請求項１に記載の装置であって、 前記一時的符号予測生成手段が、相関サンプルの線形結合のための重みを生成 し、 前記チャンネル予測手段が前記線形結合に基づいて予測パス重みを生成するこ とを特徴とする装置。 ５．請求項１に記載の装置であって、前記一時的符号予測生成手段が、 受信信号をコヒーレントに復調する手段と、 コヒーレントに復調された受信信号のハード判定を一時的符号予測として形成 する手段と を備えることを特徴とする装置。 ６．請求項１に記載の装置であって、前記一時的符号予測生成手段が、 受信信号を少なくとも２段で復調する手段と、 復調された受信信号のハード判定を一時的符号予測として形成する手段と を備えることを特徴とする装置。 ７．送信器が情報信号を受信器に送り、受信器は、所定のコードシーケンスに 対して相関づけられた受信信号のサンプルを生成して相関サンプルを生成する通 信システムのためのコヒーレント復調及び判定指向チャンネル予測を行う受信器 における方法であって、 当該方法は、相関サンプルに基づいてパス重みを予測するステップを備え、当 該予測ステップは、 相関サンプルに基づいて、一時的符号予測を生成するステップであって、その 際、受信器が使用するデータ復調手順とは別に、データ復調手順によって決定さ れる情報信号のフィードバックなしに、一時的符号予測を生成するステップと、 一時的符号予測に基づいて相関サンプルを選択するステップと、 選択された相関サンプルに基づいてパス重みを生成するチャンネル予測ステッ プと、 情報信号を決定するために受信器が使用するデータ復調手順において、予測さ れるパス重みに基づいて相関サンプルを最大割合結合することによって判定変数 を生成するステップと から成ることを特徴とする方法。 ８．請求項７に記載の方法であって、前記一時的符号予測生成ステップが 相関サンプルに基づいて受信信号サンプルを非コヒーレントに復調するステッ プと、 非コヒーレントに復調された受信信号サンプルのハード判定を一時的符号予測 として形成するステップと から成ることを特徴とする方法。 ９．請求項７に記載の方法であって、前記一時的符号予測生成ステップが、 受信信号サンプルを復調するステップと、 復調された信号サンプルを復号し、情報信号の予測を形成するステップと、 情報信号の予測を再符号化し、再符号化された予測に基づいて一時的符号予測 を形成するステップと を有することを特徴とする方法。 １０．請求項７に記載の方法であって、 前記一時的符号予測生成ステップが、相関サンプルの線形結合のための重みを 生成し、 予測されるパス重みが線形結合相関サンプルに基づく ことを特徴とする方法。 １１．請求項７に記載の方法であって、前記一時的符号予測生成ステップが、 受信信号をコヒーレントに復調するステップと、 コヒーレントに復調された受信信号のハード判定を一時的符号予測として形成 するステップと、 を含むことを特徴とする方法。 １２．請求項７に記載の方法であって、前記一時的符号予測生成ステップが、 受信信号を少なくとも２段で復調するステップと、 復調された受信信号のハード判定を一時的符号予測として形成するステップと 、 を含むことを特徴とする方法。 １３．送信器が情報信号を受信器に送り、受信器は、整合フィルタリングの後 に受信信号のサンプルを生成する通信システムのためにコヒーレント復調及び判 定指向チャンネル予測を行う受信器における装置であって、当該装置は、受信信 号サンプルに基づいてパス重みを予測する手段を備え、当該予測手段は、 受信信号サンプルに基づいて、一時的符号予測を生成する手段であって、その 際、受信器が使用するデータ復調手順とは別に、データ復調手順によって決定さ れる情報信号のフィードバックなしに、一時的符号予測を生成する手段と、 一時的符号予測の逆数と受信信号サンプルとの積を生成する手段と、 選択された受信信号サンプルに基づいてパス重みを生成するチャンネル予測手 段と、 情報信号を決定するために受信器が使用するデータ復調手順のために、予測さ れるパス重みに基づいて受信信号サンプルを最大割合結合することによって判定 変数を生成する手段と を備えることを特徴とする装置。 １４．請求項１３に記載の装置であって、前記一時的符号予測生成手段が、 受信信号サンプルに基づいて受信信号サンプルを非コヒーレントに復調する手 段と、 非コヒーレントに復調された受信信号サンプルのハード判定を一時的符号予測 として形成する手段と を備えることを特徴とする装置。 １５．請求項１３に記載の装置であって、前記一時的符号予測生成手段が、 受信信号サンプルを復調する手段と、 復調された受信信号サンプルを復号し、情報信号の予測を形成する手段と、 情報信号の予測を再符号化し、再符号化された予測に基づいて一時的符号予測 を形成する手段と を備えることを特徴とする装置。 １６．請求項１３に記載の装置であって、 前記一時的符号予測生成手段が、相関サンプルの線形結合のための重みを生成 し、 前記チャンネル予測手段が前記線形結合に基づいて予測パス重みを生成するこ とを特徴とする装置。 １７．送信器が情報信号を受信器に送り、受信器は、整合フィルタリングの後 で受信信号のサンプルを生成する通信システムのためのコヒーレント復調及び判 定指向チャンネル予測を行う受信器における方法であって、 当該方法は、受信信号サンプルに基づいてパス重みを予測するステップを備え 、当該予測ステップは、 受信信号サンプルに基づいて、一時的符号予測を生成するステップであって、 その際、受信器が使用するデータ復調手順とは別に、データ復調手順によって決 定される情報信号のフィードバックなしに、一時的符号予測を生成するステップ と、 一時的符号予測の逆数と受信信号サンプルとの積を形成するステップと、 選択された受信信号サンプルに基づいてパス重みを生成するステップと、 情報信号を決定するために受信器が使用するデータ復調手順のために、予測さ れるパス重みに基づいて相関サンプルを最大割合結合することによって判定変数 を生成するステップと、 を備えたことを特徴とする方法。 １８．請求項１７に記載の方法であって、前記一時的符号予測生成ステップが 、 相関サンプルに基づいて受信信号サンプルを非コヒーレントに復調し、非コヒ ーレントに復調された受信信号サンプルのハード判定を一時的符号予測として形 成するステップ を含むことを特徴とする方法。 １９．請求項１７に記載の方法であって、前記一時的符号予測生成ステップが 、 受信信号サンプルを復調するステップと、 復調された信号サンプルを復号し、情報信号の予測を形成するステップと、 情報信号の予測を再符号化し、再符号化された予測に基づいて一時的符号予測 を形成するステップと、 を含むことを特徴とする方法。 ２０．請求項１７に記載の方法であって、 前記一時的符号予測生成ステップが、相関サンプルの線形結合のための重みを 生成し、予測されるパス重みが線形結合相関サンプルに基づく ことを特徴とする方法。 ２１．送信器が情報信号を受信器に送り、受信器が受信信号のサンプルを生成 する展開スペクトル通信システムのための受信器であって、 受信信号の少なくとも２つの信号（ｒａｙｓ）のサンプルを生成する手段と、 サンプルのグループを所定のコードシーケンスに対して相関づけることによっ て複数の相関サンプルを生成する手段と、 相関サンプルに基づいて、各信号（ｒａｙ）に対してパス重みを予測する手段 であって、受信器が使用するデータ復調手順とは別に、データ復調手順によって 決定される情報信号のフィードバックなしに、相関サンプルに基づいて一時的符 号予測を生成する手段と、一時的符号予測に基づいて相関サンプルを選択する手 段と、選択された相関サンプルに基づいてパス重みを生成するチャンネル予測手 段と、を含む前記予測手段と、 情報信号を決定するために受信器が使用するデータ復調手順において判定変数 を生成する手段であって、当該判定変数は、予測されるパス重みに基づいて相関 サンプルを最大割合結合することによって生成される、前記生成手段と、 を備えることを特徴とする受信器。 ２２．請求項２１に記載の受信器であって、前記一時的符号予測生成手段が、 相関サンプルを二乗結合する手段と、二乗結合された相関サンプルのハード判定 を形成する手段を有することを特徴とする受信器。 ２３．請求項２２に記載の受信器であって、前記一時的符号予測生成手段が、 更に、相関サンプル用の遅延エレメントを備えることを特徴とする受信器。 ２４．請求項２１に記載の受信器であって、前記一時的符号予測生成手段が、 更に、相関サンプル用の遅延エレメントを備えることを特徴とする受信器。 ２５．受信器が受信信号のサンプルを生成するスペクトラム拡散通信システム における情報信号復調方法であって、 受信情報信号の少なくとも２つの信号（ｒａｙｓ）のサンプルを生成するステ ップと、 サンプルのグループを所定のコードシーケンスに対して相関づけることによっ て複数の相関サンプルを生成するステップと、 相関サンプルに基づいて、各信号（ｒａｙ）に対してパス重みを予測するステ ップであって、受信器が使用するデータ復調手順とは別に、データ復調手順によ って決定される情報信号のフィードバックなしに、相関サンプルに基づいて一時 的符号予測を生成するステップと、一時的符号予測に基づいて相関サンプルを選 択するステッップと、選択された相関サンプルに基づいてパス重みを生成するチ ャンネル予測ステップとを含む前記予測ステップと、 情報信号を決定するために受信器が使用するデータ復調手順において判定変数 を生成するステップであって、当該判定変数は、予測されるパス重みに基づいて 相関サンプルを最大割合結合することによって生成される前記生成ステップと、 を有することを特徴とする方法。 ２６．請求項２５に記載の方法であって、前記一時的符号予測生成ステップが 、相関サンプルを二乗結合するステップと、二乗結合された相関サンプルのハー ド判定を形成するステップとを有することを特徴とする方法。 ２７．請求項２６に記載の方法であって、前記一時的符号予測生成ステップが 、更に、相関サンプルを遅延させるステップを含むことを特徴とする方法。 ２８．請求項２５に記載の方法であって、前記一時的符号予測生成ステップが 、更に、相関サンプルを遅延させるステップを含むことを特徴とする方法。