JP4566222B2 - 低強度パイロット用のマルチパスｃｄｍａ受信機 - Google Patents

Description

この発明は概括的にはディジタル通信に関する。より詳細にいうと、この発明は符号分割多元接続無線インタフェースを用いたシステムおよび方法であって、チャネル評価および搬送波再生のために特定のチャネルに直交位相偏移変調（ＱＰＳＫ）トラフィック信号を用いて性能を改善するとともにグローバルパイロット信号および割当てパイロット信号に必要な信号電力を大幅に減らすこの種のシステムおよび方法に関する。

現在の最新式の通信技術はディジタルスペクトラム拡散変調、すなわち符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）を用いている。ディジタルスペクトラム拡散は、伝送すべきデータを擬似雑音信号で変調することにより、データを拡大帯域（スペクトラム拡散した帯域）で伝送する通信技術である。ＣＤＭＡは伝送経路における信号歪または干渉周波数に影響されることなくデータを伝送できる。

単純化したＣＤＭＡ通信システム、すなわち擬似雑音（ｐｎ）系列発生器で発生した所定の符号パターンを反復する拡散符号と混合した所定の帯域幅の単一の通信チャネルを含むＣＤＭＡ通信システムを図１に示す。データ信号を上記のｐｎ系列で変調してディジタルスペクトラム拡散信号を生ずる。次に、このディジタルスペクトラム拡散信号で搬送波を変調して順方向リンクを形成し送信する。受信機は送信されてきた信号を復調し、ディジタルスペクトラム拡散信号を抽出する。伝送されてきたデータは、送信側ｐｎ系列と合致したｐｎ系列との相関をとることにより再生する。逆方向リンクの形成にも上記手順と同じ手順を用いる。

陸上伝播の間に、送信信号は種々の地形、環境条件および建造物における反射により障害を受ける。そのために、受信機では遅延時間の互いに異なる複数の受信信号が生じる。この現象は一般にマルチパス伝播として知られる。また、各信号経路経由の信号は特有の振幅および特有の搬送波位相で受信機に到達する。

マルチパス伝播において上記複数の信号の成分を特定するには、相対的遅延、振幅および位相を算定しなければならない。この判定は被変調データ信号で行うことができるが、通常は非変調信号との比較により正確に行うことができる。ディジタルスペクトラム拡散では、被変調データ信号とは別の不変調パイロット信号をそのパイロット信号に個別のｐｎ系列を割り当てて用いるのが効率的である。基地局から多数の利用者に多数の信号を送信するシステムではグローバルパイロット信号がとくに有用である。

多数のチャネルを送信中の基地局の場合は、グローバルパイロット信号は特定の基地局と交信中の複数の利用者の共通パイロット信号となり、個々の利用者による初期捕捉に使われ、また個々の利用者によるコヒーレント受信およびマルチパス経由受信信号の合成のためのチャネル評価に使われる。しかし、所要信号強度ではグローバルパイロット信号が順方向無線伝送容量の１０パーセント程度を費やしてしまう。

利用者から基地局に向かう利用者の逆方向リンクも同様のマルチパス歪の影響を受ける。各利用者からの逆方向信号に割り当てパイロット信号を挿入すると、逆方向リンクチャネル伝送容量の合計の２０パーセント程度を費やし得る。

再変調した信号をベースバンド信号と合成して周波数オフセット成分を生ずる代表的な従来技術のシステムが欧州特許第ＥＰ０６７５６０６Ａ１号に記載されている。この合成信号の周波数オフセット成分でチャネル信号の周波数オフセット成分を補正する。

位相評価および振幅評価を行わない場合は、非コヒーレント受信技術または差動コヒーレント受信技術を用いる必要がある。したがって、所望の無線インタフェース性能を維持しながらグローバルパイロット信号および割当てパイロット信号の伝送容量占有を減らすコヒーレント復調システムが求められている。

この発明は、パイロット利用のコヒーレントマルチパス復調を用いグローバルパイロットオーバーヘッドおよび割当てパイロットオーバーヘッドを実質的に減らしたディジタルスペクトラム拡散通信システムに関する。このシステムおよび方法は、被変調データを除去し再生搬送波をチャネル振幅および位相の評価に用いるＱＰＳＫ変調データ信号を利用する。このシステムの出力信号はデータによる変調成分を含まず、擬似パイロット信号として用いられる。この擬似パイロット信号と連携して多入力位相同期ループを用い、複数の擬似パイロット信号の利用により搬送波オフセットに起因する誤りをさらに除去する。絶対位相不確定性の解消にはパイロット信号がやはり必要であるが、その信号強度は大幅に低減できる。

したがって、この発明の目的はグローバルパイロット信号および割当てパイロット信号の送信電力レベルの低減を、コヒーレント復調に必要な情報の伝達を確保しながら無線インタフェースにおけるそれらパイロット信号のオーバーヘッドが無視できるほど小さくなるように行うことである。

このシステムおよび方法の上記以外の目的および利点は好ましい実施例の詳細な説明から当業者には明らかになろう。

同じ構成要素には同じ参照数字を付けて示した添付図面を参照してこの発明を説明する。

図２に示したＢ−ＣＤＭＡ通信システム２５は、基地局または利用者移動局に含まれる送信機２７および受信機２９を有する。送信機２７は音声信号または非音声信号３３を例えば８ｋｂｐｓ、１６ｋｂｐｓ、３２ｋｂｐｓまたは６４ｋｂｐｓなど多様なビット速度の符号に符号化する信号プロセッサ３１を備える。信号プロセッサ３１は信号の種類に応じ、または設定データ速度に応答してビット速度を選択する。

背景を述べると、多元接続環境では送信信号の発生に二つの過程が係わっている。まず、二相被変調信号とみなすことのできる入力データ３３を前向き誤り訂正符号器（ＦＥＣ）３５により符号化する。例えば、Ｒ＝１／２畳込み符号を用いている場合は、単一の二相被変調信号は二つの二相被変調信号になる。片方の信号は同相チャネルＩ４１ａと表示する。もう一方の信号は直交位相チャネルＱ４１ｂと表示する。符号ａおよびｂが実数を表しｊ２＝１とすると、複素数はａ＋ｂｊで表される。二相被変調Ｉ信号およびＱ信号は通常は直交位相偏移変調（ＱＰＳＫ）信号と呼ばれる。好ましい実施例では、拘束長Ｋ＝７および畳み込み符号速度Ｒ＝１／２についてのタップ発生器多項式はＧ１＝１７１８ ３７およびＧ２＝１３３８ ３９である。

第２の過程で上記二つの二相被変調データ、すなわちシンボル４１ａおよび４１ｂを複素擬似雑音（ｐｎ）系列でスペクトラム拡散する。その結果得られるＩスペクトラム拡散信号４５ａおよびＱスペクトラム拡散信号４５ｂを、互いに異なる拡散符号をもち搬送波５１と乗算（混合）した上記以外のスペクトラム拡散信号（チャネル）と合成器５３で合成する。送信信号５５は互いに異なるデータ速度の複数の個別チャネルを含み得る。

受信機２９は、伝送されてきた広帯域信号５５を中間周波数信号５９ａおよび５９ｂに変換する復調器５７ａおよび５７ｃを備える。これら信号を二段目のダウンコンバータによりベースバンド信号に変換する。次に、このＱＰＳＫ信号をフィルタ６１でフィルタ処理し、送信側複素符号の共役値と合致した値のローカルに発生した複素ｐｎ系列４３ａおよび４３ｂと混合する。送信機２７におけるスペクトラム拡散に用いた拡散符号と同じ符号と混合された原信号だけが逆拡散され再生される。その信号以外は、受信機２９には雑音と認識される。次に、データ６５ａおよび６５ｂを信号プロセッサ５９に送り、このプロセッサ５９で畳込み符号化データにＦＥＣ復号化する。

図３Ａおよび図３Ｃに示すとおり、ＱＰＳＫシンボルは同相（Ｉ）信号および直交位相（Ｑ）信号の両方からの各１ビットずつで構成される。これらのビットはアナログサンプル値の量子化値またはディジタルデータを表すことができる。なお、シンボル長ｔｓがビット長と等しいことは理解されよう。

送信シンボルを、ＱＰＳＫシンボルストリームに特有のｐｎ系列を乗算することによってスペクトラム拡散する。Ｉｐｎ系列もＱｐｎ系列もシンボル速度の通常１００倍乃至２００倍の高速で発生したビットストリームで構成される。この複素ｐｎ系列を複素シンボルビットストリームと混合してディジタルスペクトラム拡散信号を生ずる。このスペクトラム拡散信号の成分はずっと短い持続時間ｔｃを有するチップと呼ばれる。

上記信号を受信し復調するときは、ベースバンド信号はチップレベルを有する。しかし、その信号のＩ成分およびＱ成分をスペクトラム拡散処理時に用いたｐｎ系列の共役値を用いて逆拡散し、その信号をシンボルレベルに戻す。しかし、搬送波オフセットにより、伝送中に生じた位相ずれが個のチップ波形を歪ませる形で現れる。搬送波オフセット補正をチップレベルで行うと、チップレベル信号の本来備える位相精度により全体としての精度が向上することが理解されよう。搬送波オフセット補正はシンボルレベルでも行うことができるが、全体としての精度は低下する。しかし、シンボル速度はチップ速度よりもずっと低いので、シンボルレベルで上記補正を行えば所要処理速度は全体として低下する。

この発明のシステムおよび方法による受信機の構成ではパイロット信号の信号強度を大きくする必要はない。図２に示したフィルタ処理、逆拡散処理および信号処理を次に述べるシステムで代わりに行う。このシステムはチップレベルおよびシンボルレベルの両方で搬送波補正を行う形で実働化される。

この発明によるシステムおよび方法を用いた受信機７５を図４に示す。同相成分および直交位相成分から成る複素ベースバンドディジタルスペクトラム拡散信号７７を入力し、適応型整合フィルタ（ＡＭＦ）７９または同等の適応型フィルタ手段によりフィルタ処理する。ＡＭＦ７９は、フィルタ係数８１を用いて受信信号７７の遅延複製波形を互いに重ね合わせ、信号対雑音比（ＳＮＲ）の上昇したフィルタ出力８３を生じさせるトランスバーサルフィルタ（有限インパルスレスポンスフィルタ）である。ＡＭＦ７９の出力８３はチャネル逆拡散器８５１、８５２、・・・、８５ｎおよびパイロット逆拡散器８７に加える。好ましい実施例ではｎ＝３とする。パイロット信号８９は、逆拡散器８５１、８５２、・・・、８５ｎでそれぞれｐｎ系列９３１、９３２、・・・、９３ｎによりそれぞれ逆拡散される送信データと同時並行的に個別の逆拡散器８７でｐｎ系列９１により逆拡散される。それらデータチャネル８５１、８５２、・・・、８５ｎを拡散したのち、データビットストリーム９５１、９５２、・・・、９５ｎをヴィタービ復号器９７１、９７２、・・・、９７ｎに加え、出力９９１、９９２、・・・、９９ｎを生じさせる。

ＡＭＦ９７の調節に用いるフィルタ係数、すなわち重みづけ係数８１は個々のマルチパス伝播経路の復調によって得られる。この動作はｒａｋｅ受信機１０１で行う。マルチパス歪の補償にｒａｋｅ受信機１０１を用いることは通信技術分野の当業者に周知である。

図５に示すとおり、ｒａｋｅ受信機１０１は特定のマルチパス成分を復調する経路復調器（フィンガー）１０３０、１０３１、１０３２、・・・、１０３ｎの並列組合せで構成する。特定の復調器のパイロット系列トラッキングループはｐｎ系列１０５の定める所定の経路のタイミング推算で始動する。従来技術ではｒａｋｅの個々の信号の逆拡散にパイロット信号を用いていた。この発明の実施例では、ｐｎ系列はこの通信システムの任意のチャネル９３１に所属させることができる。通常は受信信号強度の最も大きいチャネルを用いる。

各経路復調器は複素ミキサ１０７０、１０７１、１０７２、・・・、１０７ｎ並びに加算器およびラッチ１０９０、１０９１、１０９２、・・・、１０９ｎを含む。ｒａｋｅ要素の各々について、ｐｎ系列１０５を遅延素子１１１１、１１１２、・・・、１１１ｎでτだけ遅延させて１チップ遅らせ、ベースバンドスペクトラム拡散信号１１３とミキサ１０７１、１０７２、・・・、１０７ｎでそれぞれ混合し、各信号を逆拡散する。乗算出力の各々を累算器１０９０、１０９１、１０９２、・・・、１０９ｎにそれぞれ加えてそれ以前の累積値と加算し次のシンボルクロックサイクルのあとラッチ経由で出力される。このｒａｋｅ受信機１０１は各マルチパス成分に相的経路値を供給する。複数のｎ次元出力１１５０、１１５１、１１５２、・・・、１１５ｎは相対位相誤り０゜、９０゜、１８０゜または２７０゜を含むチャネルインパルス応答のサンプル値の推算値を与える。

図４を参照すると、ｒａｋｅ受信機からの複数の出力をｎ次元複素ミキサ１１５に加えてある。ｒａｋｅ受信機１０１の出力１１５の各々に補正値を混合して、ｒａｋｅ受信機出力１１５に含まれる相対位相差を除去する。

パイロット信号も複素ＱＰＳＫ信号であるが、直交位相成分は零に設定してある。この発明の誤り訂正信号１１９は、逆拡散ずみ信号９５１のシンボルの各々を判定手段１２１における難判定にかけることによってその信号９５１から抽出する。難判定手段１２１は逆拡散ずみシンボル値に最も近いＱＰＳＫコンステレーション位置を判定する。

図６に示すとおり、ユークリッド距離プロセッサでチャネル１の受信シンボルＰ０と四つのＱＰＳＫコンステレーション点ｘ１，１、ｘ−１，１、ｘ−１，−１、ｘ１，−１とを比較する。無線伝送５５の期間中にマルチパスまたは周波数に起因する雑音および歪により生じた信号劣化に対処するために、受信シンボルＰ０の各々を調べる必要がある。難判定プロセッサ１２１は受信シンボルｐａから各象限への四つの距離ｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４を算出し、最短距離ｄ２を選択し、シンボル位置ｘ−１，１を割り当てる。当初のシンボル座標ｐ０は放棄する。

図４に戻ると、シンボル出力１２５の各々についての複素共役値１２３を、難判定プロセッサ１２１における判定にかけたのち判定する。複素共役値は同一の実部と同一の虚部とを有し符号だけ異なる複素数である。

図７に示すとおり、シンボルは割当てシンボル座標ｘ−１，１の複素共役値をまず判定することによって復調または位相逆回転し、ｒａｋｅ出力に含まれる相対位相誤りの除去に用いる補正信号１１９を形成する。すなわち、ｒａｋｅ出力は上記難判定に関連した角度だけ位相逆回転させ、上記相対位相誤差を除去する。この動作によって、パイロット信号で駆動されるものの絶対位相基準なしに駆動されるｒａｋｅが生ずる。

図４を参照すると、複素共役値１２３からの出力１１９を複素ｎ次元ミキサ１１７に加え、ｒａｋｅ受信機１０１の出力の各々をそのミキサ１１７で補正信号１１９と混合する。その混合出力である積１２７は図８に示すとおり、チャネルインパルス応答ｐＩの雑音含有状態の推算値である。図８に示す誤りは同相成分軸からπ／６ラジアンだけずれた形になっている。

図４を参照すると、複素ｎ次元ミキサ１１７の出力１２９をｎ次元チャネル評価器１３１に接続してある。チャネル評価器１３１はマルチパス成分の各々をフィルタ処理する複数の低域フィルタで構成する。ｎ次元ミキサ１１７の出力はＡＭＦ７９に接続する。これらの信号はＡＭＦ７９のフィルタ重みづけ係数として作用する。ＡＭＦ７９は、信号強度の大きいパイロット信号を必要とすることなくマルチパスによるチャネル歪を補償するようにベースバンド信号をフィルタ処理する。

ｒａｋｅ受信機１０１は搬送波オフセットを除去するように位相同期ループ（ＰＬＬ）１３３と連携して用いる。搬送波オフセットは送信機／受信機構成部品の不整合およびそれ以外のＲＦ歪によって生ずる。この発明による受信機７５では、低レベルパイロット信号１３５を、ベースバンド信号からのパイロットを逆拡散器８７でパイロットｐｎ系列９１により逆拡散して発生させる必要がある。この出力信号を単一入力のＰＬＬ１３３に供給する。ＰＬＬ１３３はパイロット信号１３５と基準位相０との間の位相差を測定する。逆拡散ずみのパイロット信号１３５はＰＬＬ１３３に接続された実際の誤差信号である。

慣用のＰＬＬ回路１３３を図９に示す。ＰＬＬ１３３はアークタンジェント分析器１３６と、複素フィルタ１３７と、積分器１３９と、位相−複素数変換器１４１とを含む。パイロット信号１３５はＰＬＬ１３３への誤差信号であり、複素フィルタ１３７に加えられる。複素フィルタ１３７は二つの利得回路段、すなわち積分器１４５および加算器１４７を備える。複素フィルタの出力は積分器１３９に加える。周波数の積分値は位相１４０であり、この位相値１４０を変換器１４１に加える。変換器１４１は位相値１４０を複素数信号に変換し、ミキサ１５１におけるベースバンド信号７７との混合に備える。前段までの信号処理は多重化伝送であるので、ＰＬＬ１３３の出力１４９はシステム７５における帰還信号となる。

データ変調の難判定１２１および位相逆回転１２３を実働化することによって、このプロセスは強度の大きいパイロット信号を用いることなくチャネル評価を行う。難判定の期間中に誤差が発生した場合および受信データシンボルの象限が正しく割り当てられなかった場合は、このプロセスは位相誤差を生ずる。しかし、トラフィックチャネルの信号対雑音比が上がっているので位相誤差の可能性は低下する。生じた誤差は、チャネル評価および搬送波再生プロセスの期間中にフィルタ処理で消去される。トラフィックチャネルは逆拡散ずみパイロットのレベルよりも約６ｄＢ（２倍）高い信号強度である。

上述のとおり、この発明はシンボルレベルにおける搬送波オフセット補正でも実施できる。シンボルレベルで実働化した代替の実施例１５０を図１０に示す。チップレベルでの処理とシンボルレベルでの処理との違いは慣用のＰＬＬ１３３の出力の合成の際に生ずる。シンボルレベルにおける処理の場合は、ＰＬＬ出力１４９は変換器１４１におけるチップ変換を受けないままｒａｋｅ受信機経由でもう一つのｎ次元ミキサ１５３によりＡＭＦ７９の重みづけ係数に導入される。位相補正帰還信号１４９は、複数のチャネル逆拡散器８５１、８５２、・・・、８５ｎのそれぞれの出力９５１、９５２、・・・、９５ｎとミキサ１５４１、１５４２、・・・、１５４ｎで、パイロット逆拡散器８７の出力１３５とミキサ１５６でそれぞれ混合しなければならない。

図１１に示したこの発明のもう一つの代替の実施例１９３は、上述の実施例の変形、すなわち、受信シンボルの各々についての難判定を逆拡散ののちに行い複素共役値に等しいラジアン値だけ位相逆回転させる変形である。この実施例１９３では、複数のチャネル逆拡散器８５１、８５２、・・・、８５ｎとパイロット逆拡散器８７との出力を図１２に示した多入力位相同期ループ（ＭＩＰＬＬ）１５７への入力として用いる。逆拡散ずみのチャネル９５１、９５２、・・・、９５ｎの各々はパイロット信号の不確定代表値を含むので、低強度パイロット信号１３５は絶対基準として作用する必要がある。全チャネルからの逆拡散ずみシンボルを低強度パイロット信号の逆拡散ずみ出力とともにＭＩＰＬＬ１５７に入力する。

図１２を参照すると、チャネル９５１、９５２、・・・、９５ｎの出力を難判定／複素共役回路１５９１、１５９２、・・・、１５９ｎにそれぞれ加える。次に、位相逆回転ずみの擬似パイロット１６１１、１６１２、・・・、１６１ｎを遅延ずみのシンボルと混合して、複素電圧誤差１６３１、１６３２、・・・、１６３ｎをそれぞれ生ずる。誤差１６５１、１６５２、・・・、１６５ｎを変換器１６７１、１６７２、・・・、１６７ｎに加えてそれぞれ逆タンジェントをとり、複素数を位相誤差１６９１、１６９２、・・・、１６９ｎにそれぞれ変換する。これら位相誤差１６９１、１６９２、・・・、１６９ｎ、１６９ｎ＋１の各々を最尤値合成器１７１、すなわち複数の入力に種々の重みを与え合成出力を生ずる最尤値合成器１７１に入力する。この合計出力には、逆拡散ずみ小電力パイロット１３５を逆タンジェント変換器１６７ｎ＋１で変換した変換出力１６９ｎ＋１も含まれる。小電力パイロット信号はその位相が不確定でないので重みづけが強調される。

合成器１７３の出力は搬送波オフセットの推算値であり、複素フィルタ１７５経由で積分器１７７に供給される。上記チャネルすべてが搬送波オフセット周波数の推算に寄与し、不確定性なしのパイロット信号により絶対位相誤差は除かれる。積分器は合計信号の計算ずみの分を多数のサンプルにわたり累算する。積分ののち、上記位相誤差推算値１７９を複素数電圧値出力に変換器１８１で変換する。

図１１に戻ると、ＭＩＰＬＬ１５７の出力１８３をｒａｋｅ受信機の入力段側の複素ミキサ１８５に接続する。これによってＭＩＰＬＬ１５７の誤差帰還を完結する。この実施例は余分の回路素子と複雑化を要するが、このＭＩＰＬＬ１５７の構成はディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）で効率的に実働化し実施できる。

図１３に示した代替的実施例１９５を参照すると、この実施例１９５はシンボルレベルでＭＩＰＬＬ１５７の出力を混合する。ＭＩＰＬＬ１５７の出力をｒａｋｅ受信機１０１の出力とミキサ１９７で混合する。上述のとおり、ｒａｋｅ受信機１０１の出力はシンボルレベルの出力である。このＭＩＰＬＬ１５７構成の中のシンボル−チップ変換器１８１はディスエーブルする。ＭＩＰＬＬ１５７の出力１８３をＡＭＦ７９の重み係数専用のｒａｋｅ受信機１０１の出力と混合するので、搬送波オフセットの位相比較を受信機のトラフィックデータ処理部分に加える必要がある。したがって、チャネル逆拡散器８５１、８５２、・・・、８５ｎのそれぞれの出力側のミキサ１９９１、１９９２、・・・、１９９ｎと、パイロット逆拡散器８７の出力側のミキサ２０１は、位相補正ずみの出力１８３（シンボルレベル）をこのシステムへの帰還として混合しなければならない。

この発明はパイロット信号の送信電力を低レベルに維持して絶対基準位相を提供し、パイロット干渉を抑えて無線伝送容量を増大する。その結果、パイロットオーバーヘッドを実質的に解消できる。

通常の従来技術によるＣＤＭＡ通信システムの単純化したブロック図。 Ｂ−ＣＤＭＡ通信システムの詳細なブロック図。 同相ビットストリームのパイロット。 直交位相ビットストリームのパイロット。 擬似雑音（ｐｎ）ビット系列のパイロット。 一つの擬似パイロット信号を用い、搬送波オフセット補正をチップレベルで実働化したこの発明の実施例の詳細なブロック図。 ｒａｋｅ受信機のブロック図。 ＱＰＳＫコンステレーション上の受信シンボルｐ０を示す図であって難判定を示す図。 割当てシンボルに対応する補正角度の図。 割当てシンボルに対応する補正をかけた後のシンボル誤差の図。 慣用の位相同期ループのブロック図。 一つの擬似パイロット信号を用い、搬送波オフセット補正をシンボルレベルで実働化したこの発明の実施例の詳細なブロック図。 一つの擬似パイロット信号および多入力位相同期ループ（ＭＩＰＬＬ）を用い、搬送波オフセット補正をチップレベルで実働化したこの発明の実施例のブロック図。 多入力位相同期ループ（ＭＩＰＬＬ）のブロック図。 一つの擬似パイロット信号および多入力位相同期ループ（ＭＩＰＬＬ）を用い、搬送波オフセット補正をシンボルレベルで実働化したこの発明の実施例のブロック図。

符号の説明

２５ Ｂ−ＣＤＭＡ通信システム
２７ 送信機
２９ 受信機
３１ シグナルプロセッサ
３３ 音声および非音声信号
３５ 前向き誤り訂正符号器
３７，３９ タップ多項式発生器
４１ａ 同相チャネル（二相被変調データ）
４１ｂ 直交位相チャネル（二相被変調データ）
４３ａ，４３ｂ 複素ｐｎ系列
４５ａ，４５ｂ スペクトラム拡散ずみＩ，Ｑ信号
５１ 搬送波
５３ 合成器
５７ａ，５７ｂ 復調器
５９ａ，５９ｂ 中間周波信号
６１ フィルタ
６３ａ，６３ｂ ミキサ
６５ａ，６５ｂ データ信号
６７ シグナルプロセッサ
７５ 受信機
７７ 複素ベースバンドディジタルスペクトラム拡散信号
７９ 適応型多チャネルフィルタ（ＡＭＦ）
８１ フィルタ重みづけ係数
８５１、８５２、・・・、８５ｎ チャネル逆拡散器
８７ パイロット逆拡散器
９３１、９３２、・・・、９３ｎ ｐｎ系列
９７１、９７２、・・・、９７ｎ ヴィタービ復号器
１２１ 難判定プロセッサ
１２３ 複素共役値発生器
１１７ 複素ｎ次元ミキサ
１３１ チャネル評価器
１３３ 位相同期ループ回路
１５１ ミキサ

Claims (5)

1. 無線通信において複数のデジタル拡散スペクトルチャネルの少なくとも１つを受信する受信機であって、
   位相修正信号を生成し、そして選択されたチャネルの逆拡散チャネル信号を受信するように構成された複素共役値プロセッサに付随した難判定プロセッサと、
   チップ・レベル又はシンボル・レベルにおいてキャリア・オフセット修正を実行するために使用されるキャリア位相修正信号を生成するために複数の擬似パイロット信号を利用するように構成された多重入力位相同期ループ（ＰＬＬ）と、
   前記位相修正信号から生成された重み付け信号を使用することによってフィルタされた信号を生成して通信信号を受信するように構成された適応型整合フィルタと、を備えたことを特徴とする受信機。
2. 前記位相修正信号を使用するチャネル・エステイメーターと一緒に前記重み付け信号を生成しそして選択されたチャネルのために生成された擬似雑音信号及び前記通信信号を受信するように構成されたレイク受信機と、
   前記選択されたチャネルの前記逆拡散チャネル信号を生成するために前記選択されたチャネルに対して生成された前記擬似雑音信号を使用して前記フィルタされた信号を逆拡散するように構成された前記適応型整合フィルタ出力に結合されたチャネル逆拡散器と、
   逆拡散パイロット信号を生成するためにパイロット・チャネルのために生成された前記擬似雑音信号を使用して前記フィルタされた信号を逆拡散するように構成された前記適応型整合フィルタ出力に結合されたパイロット・チャネル逆拡散器と、
   をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
3. 前記適応型整合フィルタ出力に結合された前記チャネル逆拡散器の数は３であることを特徴とする請求項２に記載の受信機。
4. 前記逆拡散チャネル信号が、データを表す同相成分及び直交位相成分を含んだシンボルから成る複素二相被変調信号であり、前記難判定プロセッサが逆拡散チャネル信号の各々と４つの有り得る象限のコンステレーション点の１つとを比較して前記シンボルの各々を最も近いコンステレーション点に割り当て、そして前記複素共役値プロセッサは前記位相修正信号を生成するために前記割り当てられたポイントの各々の複素共役値を決定することにより前記信号の各々を逆位相回転することを特徴とする請求項１に記載の受信機。
5. 前記位相同期ループが前記チャネル逆拡散器と対応する入力を含むことを特徴とする請求項１に記載の受信機。

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