JP4037459B2 - デジタル通信のための判定指向チャンネル予測を伴うコヒーレント復調 - Google Patents
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Description
背景
本発明は、符号分割マルチプルアクセスシステムやその他のスペクトラム拡散システムのようなデジタル通信システムに関する。
スペクトラム拡散（ＳＳ）は、いくつかの分野で有利な通信方式である。過去において、スペクトラム拡散は、妨害に対する抵抗が強いために、軍事に使用されてきたが、近年、スペクトラム拡散は、符号分割マルチプルアクセス（ＣＤＭＡ）通信システムの基礎を築き、そのうちのいくつかは、フェージング（ｆａｄｉｎｇ）に対する抵抗が有利であるため、携帯無線電話に応用されている。
典型的ＣＤＭＡシステムにおいて、送信される情報データストリームは、疑似ランダム符号生成器によって生成される非常に高いビットレートのデータストリームに乗せられる。情報データストリームと高ビットレートデータストリームは、典型的には乗算され、このように高ビットレート信号を低ビットレート信号と結合することは、情報信号の直接拡散と呼ばれる。各情報ストリーム又はチャンネルには、一義的な拡散符号が割り当てられる。複数のＳＳ信号が高周波キャリアに乗せられて送信され、受信側では複合信号として一緒に受信される。ＳＳ信号のそれぞれは、ノイズ関連信号を含む他のＳＳ信号のすべての信号と、周波数的にも時間的にも重なる。複合信号を一義的拡散符号の１つと関係づけることによって、対応する情報信号が分離され逆拡散される（ｄｅｓｐｒｅａｄ）。
ＣＤＭＡ復調技術は、デント（Ｄｅｎｔ）の米国特許第５、１５１、９１９号及び第５、２１８、６１９号「ＣＤＭＡ減算復調」、デント（Ｄｅｎｔ）他の第５、３５３、３５２号「移動無線通信用マルチプルアクセス符号化」、及びボトムレイ（Ｂｏｔｔｏｍｌｅｙ）他の第５、５５０、８０９号「移動無線通信用Ｂｅｎｔシーケンスを利用したマルチプルアクセス符号化」に記載されている。
通信工業協会（Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ）及び電子工業協会（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｉｎｄｕｓｔｒｉｅｓ Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ）により公布されているＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５規格は、直接拡散を使用している。ＩＳ−９５規格が規定している従来のＣＤＭＡにおいては、セルラー移動電話システムにおける各ユーザが、他のユーザの信号を考慮することなく、自分の受信信号を復調するが、そのような方式は、ローカルループのような固定アプリケーションにも使用することができる。公知のように、そのようなシステムのスペクトル的効率は、基礎となっているＳＳ送信方式のパワー効率によって決まる。このことは、例えば、エイ・ビタビ（Ａ．Ｖｉｔｅｒｂｉ）著「ＣＤＭＡ」（１９９５）に述べられている。従って、高パワー効率のＳＳ送信方式を使用するのが有利である。
ＩＳ−９５のようなシステムのダウンリンク（即ち、基地局から移動局へ）における１点から多点への通信は、ダウンリンクパイロットチャンネルの使用を提案する。
コヒーレント２相の、又は２値の位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）は、その高ビットエラーレート（ＢＥＲｓ）における高効率性ゆえに、最もふさわしい変調方式である。ただし、コヒーレント変調を可能にするには、無線チャンネルの重みづけ関数又はインパルスレスポンスを受信側で予測しなければならない。コヒーレントデジタル振幅変調及びフェージングチャンネルを介しての送信を行うには、そのようなチャンネルレスポンス予測は、冗長パイロット信号を必要とし、それはダウンリンクにおいては一般に許容される。
アップリンク（即ち、移動局から基地局へ）において、そのようなパイロット信号の送信を避けるには、差動ＰＳＫ（ＤＰＳＫ）のような非コヒーレント変調を使用することができるが、ＤＳＫＰのパワー効率は、コヒーレントＢＰＳＫに較べてずっと低い。ＢＰＳＫとＤＰＳＫの性能比較は、例えば、エイチ・トー（Ｈ．Ｔａｕｂ）他「通信システムの原理（Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ｏｆ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ）」ページ２２２−２２７、３７８−３８８（１９７１）で行われている。
アップリンクにおけるＤＰＳＫのような非コヒーレント変調に代わるものとして、直交変調がある。直交変調では、パワー効率が、直交レベル数が増加するにつれて増加する。このため、ＩＳ−９５は、６４値直交変調を２値畳み込み（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ）符号化及び２値インターリービングを規定している。この直交変調方式用の非コヒーレント変調を使用する受信器は、エイ・ビタビ（Ａ．Ｖｉｔｅｒｂｉ）他「パワー制御された広帯域地上デジタル通信の性能（Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ Ｐｏｗｅｒ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ＣＯＭ−４１巻、ページ５５９−５６９（１９９３、４月）に記載されている。
相加白色ガウスノイズ（ＡＷＧＮ）のある時間不変の非拡散チャンネルを通じて送信する場合、非コヒーレント変調を伴う直交変調は、レベル数がすべての制限を越えて増加できるとして、理論的チャンネル容量（ゼロレートで）を達成する。この極端な例は、ジェイ・プロアキス（Ｊ．Ｐｒｏａｋｉｓ）「デジタル通信（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）」第２版（１９８９）に述べられているが、この場合、コヒーレント復調も非コヒーレント復調も同じパワー効率になる。ただし、実際には、このようなことは起きない。特にマルチパス伝播してしまうチャンネルを通しての送信では、コヒーレント復調を使用する通信システムの方が、非コヒーレント復調を使用するシステムより良好なパワー効率がある。その理由は、後者には結合損失があるからである。これは、ＳＳ通信システムにおいても、時間分割マルチプルアクセス（ＴＤＭＡ）を使用するようなその他の通信システムにおいても言えることである。
マルチパス伝播、つまり送信器から受信器に至るまでに無線信号がいろいろなパスを取るマルチパス伝播は、ＳＳその他のデジタル通信システムにおいて、熊手型（ｒａｋｅ）受信器を使用して取り扱うことができる。これについては前述の「デジタル通信」に記載されている。コヒーレント熊手型受信器は、デント（Ｄｅｎｔ）の米国特許第５、３０５、３４９号「量子化コヒーレント熊手型受信器（Ｑｕａｎｔｉｚｅｄ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｒａｋｅ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ）」、及びボトムレイ（Ｂｏｔｔｏｍｌｅｙ）の第５、２３７、５８６号「選択的電波結合による熊手型受信器（Ｒａｋｅ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｗｉｔｈ Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ Ｒａｙ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）」に記載されている。どちらも本明細書において参照することにより組み込まれる。その他のコヒーレント熊手型受信器としては、ファルコナー（Ｆａｌｃｏｎｅｒ）の米国特許第５、４４２、６６１号「受信器におけるパスゲイン予測（Ｐａｔｈ Ｇａｉｎ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｉｎ ａ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ）」に記載されたものがある。
等化ベースバンド表示における移動無線チャンネルは、次のようにモデル化することができる。即ち、周波数選択又はマルチパス・レイリー・フェージングチャンネルであって、それぞれの遅延と複素重みづけｇλ（ｔ）（ただし、λ＝Ｅ｛１，．．．Ｌ｝）によって特徴づけられるＬディスティンクト（ｄｉｓｔｉｎｃｔ）電波パスを持つ。いくつかの伝播パスからの信号エネルギーは、復合の前に、熊手型受信器によって結合される、あるいは「かき集められる（ｒａｋｅｄ ｔｏｇｅｔｈｅｒ）」。送信されたオリジナルシンボル（ビット）を最適に複合するには、受信信号エネルギーが、コヒーレント熊手型受信器におけるように、適切に結合される必要があり、受信信号は結合される前にその位相のスケーリングやアライニングが必要である。
図１は、一般に「信号（ｒａｙｓ）」と呼ばれる異なる伝播パスからの信号のコヒーレント結合を使用した従来のＣＤＭＡ熊手型受信器である。受信された無線信号の複合には、例えば、無線周波数（ＲＦ）受信器において、余弦波や正弦波と混ぜ合わせ、信号をフィルタにかけ、同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）チップサンプルを生成する。これらのチップサンプルは、バッファメモリで集められる。バッファメモリは、Ｉサンプル、Ｑサンプル用に２つのバッファ２ａ，２ｂを備える。マルチプレクサ３は、バッファされたチップサンプルを受信し、Ｉチップサンプルとそれに対応するＱチップサンプルの範囲を複素相関器４ａ，４ｂに送る。選択される各範囲は、１つの記号（変調の際に送られる）に対応するＮチップシーケンスに対応するＮ個のチップサンプルを含む。この文脈において、「複合」とは、混合、フィルタリング、相関づけに当たる。
尚、伝播パスの遅延を予測する様々の技術についての説明は、本発明の理解に必要ではないので、省略する。
図１に示されたように、Ｉサンプル、Ｑサンプルそれぞれの２つの異なる範囲が、２つの異なる信号電波ｉ，ｊに対応して、複素相関器４ａ，４ｂに対して提供され、これら２つの相関器は、それぞれの信号サンプルセットを既知の署名（ｓｉｇｎａｔｕｒｅ）シーケンス又は拡散符号に対して関係づける。複素相関器４ａ，４ｂは、それぞれ複素相関値を生成し、これらの値がそれぞれの複素乗算器５に提供され、そこで各相関値とそれぞれの複素パス重みｇλ（.）との積が得られる。典型的には、積の実数部だけが累算器６に送られ、そこで、処理されたすべての信号電波の重みつき相関が合計される。累算器６により生成された和は判定変数としてスライサ又はデコーダ７に送られる。
１つの伝播パスだけが重要な場合、熊手型受信器は実際には従来のデジタル受信器となる。これは図１において、マルチプレクサ３にＩサンプルの範囲と、対応する１つのＱサンプルの範囲とだけを選択させることに当たる。従来の（非ＳＳ）受信器において、これらの範囲は、範囲の１つを９０度だけ位相シフトしてから結合し、その結果をスライサ又はデコーダに供給すればよい。
図１の熊手型受信器において、複素重みによる相関値の乗算の効果は、相関値の位相をスケールしアラインして、ノイズ及び干渉に対する信号全体の割合を最大にすることである。パイロット信号があれば、それは一般に複素重みを計るのに使用する。少なくとも各相関値の位相が、例えば送信器と受信器との間の相対的移動により変化するので、正しい重み角度を維持するために、位相ロックループのようなデバイスを使用して、相関バリエーションをトラックすることがある。米国特許第５、３０５、３４９号は、変化するパス重みを予測するための過去の相関値と傾向に基づく（ｔｒｅｎｄ−ｂａｓｅｄ ｐｒｏｃｅｓｓ）（Ｋａｌｍａｎ フィルタ）との連続平均（ｒｕｎｎｉｎｇ ａｖｅｒａｇｅ）について記載している。米国特許第５、４４２、６６１号は、最尤基準と、平均パス重みと、パス重みを予測するための各パス用パス重みの傾斜とに基づく方式を記載している。
このようなシステムは、適当にプログラムしたコンピュータによってシミュレートすることができる。一般に、パス遅延の差は信号帯域幅の逆数より長いとされ、従って、逆拡散の後に有効なパス重みｇλ（ｔ）は、近似的に非相関になる。パス重みｇλ（ｔ）は、ふつう複素数の値となる、ゼロ平均及び標準ジェイクス（Ｊａｋｅｓ）（古典的）ドップラスペクトルを持つガウシアン・ランダム・プロセスとしてモデル化される。簡単に言うと、すべての伝播パスは同じ平均信号パワーを提供する。最大ドップラ周波数は、０．０２４／Ｔbとなり、ここでＴbは情報記号（ビット）当たりの等化時間を意味する。典型的な移動無線通信として、データレートが１／Ｔb＝９．６キロバイト／秒で、無線搬送周波数が１ギガヘルツ（１ＧＨｚ）である場合、この最大ドップラ周波数は、２５０キロメートル／時の車両の速度に対応する。複素数である白色ガウスノイズプロセスｎ（ｔ）で実数部に対応する（両側）パワースペクトル密度Ｎ0を持つもの、白色ノイズプロセスｎ（ｔ）で（片側）ワパースペクトルＮ0を持つものを、モデル熱雑音及び他のユーザからの干渉に加えることができる。
非コヒーレント復調を伴うＩＳ−９５に規定されているアップリンク送信方式は、前述のビタビ他の出版物に記載され、図２において、Ｍ値直交変調用ベースバンド表示として示されている。図２において、２進情報記号ｑ〔κ〕は、適当な畳み込みエンコーダ１０によってコードレートＲcで畳み込み符号化され、符号化された記号はインターリーバ１２によってインターリーブされ、これにより、記号ａ〔ν〕∈｛−１，＋１｝が生成される。これらのインターリーブされた記号は、必要なら、コンバータ１４によって直列から並列フォーマットに変換され、各変調間隔μ（周期Ｔs）で、ｌｄ（Ｍ）２進記号ａ〔ν〕がまとめられて、記号インデクスｍ〔μ〕∈｛１，．．．，Ｍ｝として使用される。この記号インデクスは、Ｍ次直交変調器１６に供給される。ＩＳ−９５のシステムにおいては、直交変調器１６は、ウオルシ（Ｗａｌｓｈ）シーケンスを使用して連続・時間送信出力信号ｓ（ｔ）を生成するのに、選択されたウオルシシーケンスの各チップでキャリア信号をオフセット４相ＰＳＫ（Ｏ４ＰＳＫ）変調する。各チップは高レート信号の２進数であり、ユーザに特有の疑似ノイズシーケンスによって付加的に拡散し乗算することができる。
送信出力信号ｓ（ｔ）は、通信チャンネルを通じて伝播し、これがノイズ項ｎ（ｔ）を加える。ＩＳ−９５に定義されているようにＭ＝６４で且つ前述の最大ドップラ周波数である場合、変調周期Ｔs＝ＴbＲcｌｄ（Ｍ）は、最大ドップラ周波数の逆数よりずっと短い。このように、チャンネル重み関数は、各変調周期において、近似的に定数である。
図２において、受信入力信号ｒ（ｔ）は非コヒーレント熊手型受信器によって復調される。各伝播パス（熊手）に対して、各直交波形に対して１つずつあるＭ個の相関器のシステムから成るＭ値相関器１８は、相関値の出力セットとしてｘi,λ〔μ〕を生成する。ここで、ｉ∈｛１，．．．，Ｍ｝，λ∈｛１，．．．，Ｌ｝，及びμは変調間隔のインデクスである。便宜上、熊手型受信器における相関器１８の個数は、チャンネル内の伝播パスＬの個数と等しいとするが、相関器の数はこれより多くても少なくてもよい。（そのように少ない数の相関器が１つ以上ある場合、直列で１度に１つ取られる直交波形に対応する複数の相関値の出力セットを生成する。）ウオルシシーケンスについては、Ｍ値相関器を使用して高速ウオルシ変換（ＦＷＴ）を実現するのが便利である。適当なＦＷＴプロセッサは、デント（Ｄｅｎｔ）の米国特許第５、３５７、４５４号「高速ウオルシ変換プロセッサ（Ｆａｓｔ Ｗａｌｓｈ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）」に記載されている。
従来の非コヒーレントＩＳ−９５受信器において、相関器１８によって生成される相関値ｘi,λ〔μ〕は、二乗結合（ＳＬＣ）デバイス２０によって結合され、これにより、連続的データ予測手順（即ち、判定又はチャンネル復号）用のＭ判定変数が生成される。非コヒーレント復調であるから、Ｍ符号に対する判定変数ｙi〔μ〕は、ＳＬＣ２０によって、以下のように計算される。
前述のビタビ他の出版物に記載されているように、これらの判定変数は、ビタビ復号手順があれば、そのためのサブ最適メトリック計算に使用して、簡単にすることができる。このサブ最適メトリック計算は、判定変数の最大値を決めるプロセッサ２２により行われる。排他的に、以下の式で与えられる最大値
は、ソフト判定信頼性情報として使用される。適当なそれぞれの最大値は、インデクス
により特定される選択された直交波形（ウオルシシーケンス）に対応するｌｄ（Ｍ）ハード判定２値符号
のそれぞれに割り当てられる。
図１に示された熊手型受信器のコヒーレントな動作は、図２に示されたＭ値相関器１８、ＳＬＣ２０、プロセッサ２２の動作とは対照的であり、このことは、非コヒーレント熊手型受信器を詳細に示す図３を見ると、より良く理解できる。非コヒーレント受信器において、相関値の二乗された値が累積され、これにより、それらの位相を累積以前に揃える必要がなくなるので、非コヒーレント受信器は、複素パス重みｇλ（ｔ）の必要がない。図１に示されたコヒーレント受信器とのおもな違いは、複素乗算器５のセットに代わって、ＳＬＣ２０内のＳＬＣプロセッサ２０−１が使用されることである。
図３において、受信信号の複素デジタルサンプルＩ，Ｑのストリームが、ＬＭ値相関器１８のセットに提供され、そこにおいて、信号サンプルシーケンスと、ローカルコード生成器のセットのそれぞれによって生成される受信器の拡散符号シーケンスのシフトとの相関値が計算される。少なくも４個のＭ値相関器の組が図３に含まれる（実線で示されたデータパス）。それぞの展開コードシフに対する複素相関値の二乗は、同相（実数部）と直角位相（虚数部）成分サンプルから、ＳＬＣプロセッサ２０−１によって計算される。重みプロセッサ２０−２によって乗算重みづけ係数を相関値の二乗に適用してもよい。Ｌパスのそれぞれに対する重みづけされた二乗数は加算器２０−３によって累積される。加算器２０−３によって生成される和は、プロセッサ２２のような判定デバイスに供給されて、送信された符号（ｓｙｍｂｏｌ）を特定する。
ブロックコードを拡散シーケンスとして使用する通信システムでは、相関器１８の組は、すべてのブロックコードシーケンス及びそれらのシフトを同時に処理するのに充分な数を含み、それはローカルコード生成器によりなされる。ＳＬＣ２０−１と、オプショナル重みプロセッサ２０−２と、加算器２０−３とから成る１セットが、各異なった拡散符号シーケンス（図３においては３組）に提供され、加算器２０−３の出力はプロセッサ２２に提供されることになる。
図２に戻り、判定変数ｄ〔ν〕は、次の式
から与えられ、これが２進符号ａ〔ν〕に対応し、受信器において、それに続くデータ予測手順（即ち、判定又はチャンネル復号）に使用される。尚、記号
は、オペランド以下の最大整数を計算するための演算子を意味する。判定変数ｄ〔ν〕は、コンバータ２４により並列フォーマットから直列フォーマットに変換することもでき、デバイス２６におけるメトリック計算に使用される。デバイス２６により生成されるメトリックは、デインターリーバ２８によりデインターリーブされ（ｄｅ−ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ）、デインターリーブされた記号がビタビ・デコーダ３０のようなデバイスによって復号されて、受信復号情報符号
が生成される。
判定変数ｄ〔ν〕の関数としての対数最尤率Λ〔ν〕を導く方法は、前述のビタビ他の出版物で示され、図４では破線で示される。図示されているのは、６４値変調で信号のノイズに対するパワー率が１０ｄＢの場合の等しい平均信号パワーを搬送するＬ＝１乃至６伝播パスのレイリー・フェージングチャンネル用である。メトリックは、そのような特性の対数最尤率曲線に基づいて、メトリック計算デバイス２６によって、判定変数から求められる。尚、デコーダに供給されるメトリックは量子化されてもよい。
前述のビタビ本の４章５章には、改良型メトリック（デュアル最大メトリック）が示され、それは、１つの直交波形（ウオルシシーケンス）に対応する様々の２進符号に対するソフト判定信頼性値が異なってもよいという利点がある。それにもかかわらず、コンピュータシュミレーションによると、このデュアル最大メトリックを使用することにより、先に述べたメトリックより優位であるのは、０．２ｄＢ程度に過ぎない。
ＩＳ−９５規格に合う受信器のその他の復調方式として、各伝播パスにおいて受信される信号パワーの予測に基づくものがある。ピー・シュラム（Ｐ．Ｓｃｈｒａｍｍ）「ＣＤＭＡ移動通信システムにおけるアップリンクのための魅力的コード化変調方式（Ａｔｔｒａｃｔｉｖｅ Ｃｏｄｅｄ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｓｃｈｅｍｅｓ ｆｏｒ ｔｈｅ Ｕｐｌｉｎｋ ｉｎ ＣＤＭＡ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）」２．ＩＴＧ−Ｆａｃｈｔａｇｕｎｇ Ｍｏｂｉｌｅ Ｋｏｍｍｕｎｉｋａｔｉｏｎ（ＩＴＧ−Ｆａｃｈｂｅｒｉｃｈｔ １３５、ページ２５５−２６２（１９９５、９月）においては、この方法に基づく受信器の利点が、前述のビタビ他の出版物で記載されている（完全に）非コヒーレントな変調と比較すると、枝葉的なことにすぎない、ということが示されている。
非コヒーレント変調は、コヒーレント変調より、低いパワー効率送信方式であり、特にマルチパスチャンネルを介しての送信ではそうなるため、コヒーレント変調を使用することが望ましいが、ただし、チャンネルパス重みｇλ（ｔ）を予測するための付加的、冗長的パイロット信号を必要としない方が望ましい。従って、そのようなチャンネル予測方式は、情報担持信号自体から必要なチャンネル情報を抽出しなければならない。これよると、そのようなコヒーレント受信器が、もともと非コヒーレント変調用に設計されたシステム、例えば、ＩＳ−９５規格に基づくアップリンク受信器と一緒に使えるようになるという利点もある。
要約
本発明は、パイロット信号を必要とせず、判定指向チャンネル予測方式を使用するコヒーレント変調受信器を提供する。従って、本発明の受信器は、もともと非コヒーレント用に設計されたデジタル通信システムにおいて使用することができる。
本発明が提供する装置は、送信器が情報信号を受信器に送り受信器が所定のコードシーケンスに対して相関づけられた受信信号のサンプルを生成して相関サンプルを生成する通信システムのためにコヒーレント復調及び判定指向チャンネル予測を行う受信器における装置である。この装置は、相関サンプルに基づいてパス重みを予測するデバイスと、受信器が情報信号を決定するのに使用するデータ復調手順において判定変数を生成するデバイスとを備える。予測デバイスは、受信器が使用するデータ復調手順とは別に相関サンプルに基づいて一時的符号予測を生成するデバイスと、一時的記号予測に基づいて相関サンプルを選択するデバイスと、選択された相関サンプルに基づいてパス重みを生成するチャンネル予測デバイスとを備える。判定変数は、予測されるパス重みに基づいて相関サンプルを最大割合結合することによって生成される。
また、一時的符号予測生成デバイスは、相関サンプルに基づいて受信信号サンプルを非コヒーレントに復調するデバイスと、非コヒーレントに復調された受信信号サンプルのハード判定を一時的符号予測として形成するデバイスとを備えてもよい。あるいは、一時的符号予測生成デバイスは、受信信号サンプルを復調するデバイスと、復調された信号サンプルを復号し情報信号の予測を形成するデバイスと、情報信号の予測を再符号化し再符号化された予測に基づいて一時的符号予測を形成するデバイスとを備えてもよい。あるいは又、一時的符号予測生成デバイスは相関サンプルの線形結合のための重みを生成し、チャンネル予測デバイスはそのような線形結合に基づいて予測されるパス重みを生成する。更にまた、一時的符号予測生成デバイスは、受信信号をコヒーレントに復調するデバイスと、コヒーレントに復調された受信信号のハード判定を一時的符号予測として形成するデバイスとを備える。一時的符号予測生成デバイスは、また、受信信号を少なくとも２段で復調するデバイスと、復調された受信信号のハード判定を一時的符号予測として形成するデバイスとを備えてもよい。
本発明の他の面により提供される方法は、送信器が情報信号を受信器に送り受信器が所定のコードシーケンスに対して相関づけられた受信信号のサンプルを生成して相関サンプルを生成する通信システムのためのコヒーレント復調及び判定指向チャンネル予測を行う受信器における方法である。この方法は、相関サンプルに基づいてパス重みを予測するステップと、受信器が情報信号の決定に使用するデータ復調手順において判定変数を生成するステップとから成る。予測ステップは、受信器が使用するデータ復調手順とは別に相関サンプルに基づいて一時的符号予測を生成するステップと、一時的符号予測に基づいて相関サンプルを選択するステップと、選択された相関サンプルに基づいてパス重みを生成するステップとから成る。判定変数は、予測されるパス重みに基づいて相関サンプルを最大割合結合することによって生成される。
また、本発明の別の面により提供される装置は、送信器が情報信号を受信器に送り、受信器は、整合フィルタリング（ｍａｔｃｈｅｄ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）の後に受信信号のサンプルを生成する通信システムのためにコヒーレント復調及び判定指向チャンネル予測を行う受信器における装置である。この装置は、受信信号サンプルに基づいてパス重みを予測するデバイスと、情報信号決定するのに受信器が使用するデータ変調手順において判定変数を生成するデバイスとを備える。予測デバイスは、受信器が使用するデータ復調手順とは別に受信信号サンプルに基づいて一時的符号予測を生成するデバイスと、一時的符号予測の逆数と受信信号サンプルとの積を生成するデバイスと、選択された受信信号サンプルに基づいてパス重みを生成するチャンネル予測デバイスとを備える。判定変数は、予測されるパス重みに基づいて受信信号サンプルを最大割合結合することによって生成される。
更に、本発明の別の面により提供される方法は、送信器が情報信号を受信器に送り、受信器は、整合フィルタリング（ｍａｔｃｈｅｄ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）の後に受信信号のサンプルを生成する通信システムのためにコヒーレント復調及び判定指向チャンネル予測を行う受信器における方法である。この方法は、受信信号サンプルに基づいてパス重みを予測するステップと、情報信号決定するのに受信器が使用するデータ変調手順において判定変数を生成するステップとから成る。予測ステップは、受信器が使用するデータ復調手順とは別に受信信号サンプルに基づいて一時的符号予測を生成するステップと、一時的符号予測の逆数と受信信号サンプルとの積を生成するステップと、選択された受信信号サンプルに基づいてパス重みを生成するチャンネル予測ステップとから成る。判定変数は、予測されるパス重みに基づいて受信信号サンプルを最大割合結合することによって生成される。
また更に、本発明の別の面により提供される受信器は、送信器が情報信号を受信器に送り受信器が受信信号のサンプルを生成するスペクトラム拡散通信システムのための受信器であり、受信信号の少なくとも２つの信号（ｒａｙｓ）のサンプルを生成するデバイスと、サンプルのグループを所定のコードシーケンスに対して相関づけることによって複数の相関サンプルを生成するデバイスと、相関サンプルに基づいて各信号（ｒａｙ）に対してパス重みを予測するデバイスと、情報信号を決定するために受信器が使用するデータ復調手順において判定変数を生成するデバイスとを備える。予測デバイスは、受信器が使用するデータ復調手順とは別に相関サンプルに基づいて一時的符号予測を生成するデバイスと、一時的符号予測に基づいて相関サンプルを選択するデバイスと、選択された相関サンプルに基づいてパス重みを生成するチャンネル予測デバイスとを備える。判定変数は、予測されるパス重みに基づいて相関サンプルを最大割合結合することによって生成される。
また、一時的符号予測生成デバイスは、相関サンプルを二乗結合するデバイスと、二乗結合された相関サンプルのハード判定を形成するデバイスとを備えてもよい。
更にまた、本発明の別の面は、受信器が受信情報信号のサンプルを生成するスペクトラム拡散通信システムにおける情報信号の復調方法を提供する。この方法は、受信信号の少なくとも２つの信号（ｒａｙｓ）のサンプルを生成するステップと、サンプルのグループを所定のコードシーケンスに対して相関づけることによって複数の相関サンプルを生成するステップと、相関サンプルに基づいて各信号（ｒａｙ）に対してパス重みを予測するステップと、情報信号を決定するために受信器が使用するデータ復調手順において判定変数を生成するステップとから成る。予測ステップは、受信器が使用するデータ復調手順とは別に相関サンプルに基づいて一時的符号予測を生成するステップと、一時的符号予測に基づいて相関サンプルを選択するステップと、選択された相関サンプルに基づいてパス重みを生成するチャンネル予測ステップとから成る。判定変数は、予測されるパス重みに基づいて相関サンプルを最大割合結合することによって生成される。
また、一時的符号予測生成ステップは、相関サンプルを二乗結合するステップと、二乗結合された相関サンプルのハード判定を形成するステップとを備えてもよい。一時的符号予測生成ステップは、更に、相関サンプルを遅延させるステップを含んでもよい。
【図面の簡単な説明】
本発明は、添付図面を参照しながら本明細書を読むことによって、理解することができる。
図１は、従来のコヒーレント熊手型受信器のブロック図であり、
図２は、直交変調及び非コヒーレント復調に基づくスペクトラム拡散通信システムのブロック図であり、
図３は、図２の非コヒーレント受信器の一部のブロック図であり、
図４は、図２の通信システム及び本発明に基づく通信システムのためのメトリック計算に使用される対数最尤率をプロットしたものであり、
図５は、本発明に基づく判定指向チャンネル予測を伴うコヒーレント受信器の一部を示すブロック図であり、
図６は、本発明に基づく、フィードバックなしの判定指向チャンネル予測を伴うコヒーレント受信器の一部を示す図であり、
図７は、フィードバック付き判定指向チャンネル予測を伴うコヒーレント復調を使用する受信器の一部を示す図であり、
図８は、本発明に基づく、多段復調を伴うコヒーレント受信器の一部を示すブロック図であり、
図９は、ビットエラーレートを、信号パワーのノイズパワーに対する割合として、２つの復調器でシュミレートしたプロットであり、
図１０は、ビットエラーレートを、信号パワーのノイズパワーに対する割合として、完全なチャンネル予測と本発明に基づく判定指向チャンネル予測との両方で、コヒーレント受信器をシュミレートしたプロットであり、
図１１は、ビットエラーレートを、信号パワーのノイズパワーに対する割合として、図６及び図７に示された判定指向チャンネル予測を伴う２つのコヒーレント復調器を使って、通信チャンネルが伝播パスを１つ持つ場合について、プロットしたものであり、
図１２は、ビットエラーレートを、信号パワーのノイズパワーに対する割合として、図６及び図７に示された判定指向チャンネル予測を伴う２つのコヒーレント復調器を使って、通信チャンネルが伝播パスを４つ持つ場合について、プロットしたものであり、
図１３は、本発明に基づくスペクトラム拡散受信器の一部を示すブロック図である。
詳細な説明
以下、直交変調方式を使用するデジタル通信システムの性能を改善するには、コヒーレント変調の方が非コヒーレント変調より好ましいということを説明する。コヒーレント変調と判定指向（ＤＤ）チャンネル予測とを組み合わせて使用した受信器を例にする。このような受信器は、ＩＳ−９５規格によって規定されたアップリンクのようなＳＳ通信システムのパワー効率を改善し、また、そのような受信器はパイロット信号なしで使用することができるので、ＩＳ−９５規格と充分に合う。
そうではあるが、本発明はこのような環境に限定されるものではなく、コヒーレント変調とＤＤチャンネルとの組み合わせは、直交変調を使用する多くの送信方式のパワー効率を改善するのに使用することができる。例えば、コヒーレント変調とＤＤチャンネル予測との組み合わせは、前述の米国特許第５，１５１，９１９号及び５、２１８、６１９号に記載されたようなジョイント変調又は検知、又は連続的相殺技術を使用するＣＤＭＡシステムでも使用することができる。
本発明によるＤＤチャンネル予測を伴うコヒーレント変調を使用する通信方式の主要部分は、図２のベースバンド表示により示される方式と同じであってもよい。図２、図３に示された非コヒーレント熊手型受信器と同様に、本発明によるコヒーレント熊手型受信器は、図１に示されたものと同様な構成の中に、数個のＭ値相関器を備える。ただし、図２、図３における非コヒーレント受信器における二乗結合の代わりに、本発明によるコヒーレント受信器は、パス重みの予測を使用する最大割合の結合プロセスによって（次のデータ予測手順のために）Ｍ判定変数を生成する手段５０を備える。この生成手段５０の例は、図５、図６、図１３に示され、そこにおいて、同じ構成要素は、同じ符号で示してある。
予測パス重み
は、まず、結合の後相関サンプルのハード判定を行うことによって、あるいは、受信信号を復調、復号、再符号化することによって、一時的符号予測のインデクス
を生成することによって、生成される。例えば、図５に示されたように、一時的符号予測、及び選択された相関サンプルのインデクス
は、熊手型受信器において考慮に入れられる伝播パスに対応するＭ値の相関器のサンプルに基づいて生成される。
本発明によれば、手段５０は、デーダ復調手順自体とは別のプロセスで、コヒーレント又は非コヒーレント復調を含むことのできるプロセスによって、一時的符号予測を生成する。この一時的符号予測を生成するのに非コヒーレント変調が使用される場合、チャンネル予測フィルタ５２は、遅延を伴って実現することができ、この遅延を最大割合の結合プロセスにおいて考慮すべく、手段５０に遅延エレメント５４を備え、判定変数を生成する。
各Ｍ値相関器出力において、インデクス
を使用して、対応のサンプルをすべてのＭサンプルから選択し（図５、図６、図７におけるＳＥＬデバイスを参照）、その選択された相関サンプル
は、チャンネル予測フィルタ５２に供給される。チャンネル予測フィルタ５２は、ふつうローパスフィルタである。チャンネル予測フィルタ５２からの出力は、最大割合結合プロセスで使用される予測パス重み
である。この手順は、熊手型受信器により処理されるすべての伝播パスについて行われ、以下、これについて詳細に具体的に説明する。
図２、図３に示されるように、復調を行う熊手型受信器は、相関サンプルｘi,λ［.］（ｉ∈｛１,...,Ｍ｝andλ∈｛１,...,Ｌ｝）を生成する。本発明の１つの側面によれば、Ｍ個の記号のそれぞれに対応する判定変数ｙi［.］を決定する最大割合結合（ＭＲＣ）のプロセスは、次の式に従う。
式中、変調間隔μにおける伝播パスλの複素重みは、ｇλ〔μ〕＝ｇλ（μＴs）（＊は、共役を表す）で示される。これと対応して、
は、このパス重みの予測を表す。先行する式は、相関値ｘi,λ〔μ〕のコヒーレント和として理解され、各λ上の合計は、図３に示された加算器２０−３のそれぞれによって行われるプロセスと等価である。
判定変数ｙi［.］を生成し復号する過程の残りは、図２、図４について先に述べたものと同じである。本発明の復調方式の変形に次式で与えられる対数最尤割合Λ〔μ〕を適用するだけである。
ここで、ｐy|a（ｙ｜ａ）は、
を伴う所与の２進符号ａ〔ｎ〕に対する最大判定変数ｙ〔ｍ〕の確率密度関数（ｐｄｆ）である。分析的解を導くのは困難であるから、ｐｄｆｓを測定することによって、対数最尤割合を予測することができる。いろいろな数の伝播パスについての結果は、図４中、実線で示され、これは、本発明の受信器に含まれる可能性のあるビタビ・デコーダでのメトリックの計算が、伝播パスの数には影響されないということを示す。これは、従来の非コヒーレント復調を使用する受信器の挙動と対照的である（図４の破線を参照）。
上記のように、パイロット信号の使用を避けるには、パス重み上の必要な情報を情報担持信号からだけ抽出するチャンネル予測手順が必要である。このような手順は、以下に述べるように、予測ユニット５６、セレクタＳＥＬ、チャンネル予測フィルタ５２によって実現される。例えば、図５、図６に示されたような熊手型受信器において、本発明による判定変数を生成する手段５０は、一時的記号予測ユニット５６と、各伝播パスλごとにひとつあるＬセレクタＳＥＬと、各伝播パスλごとにひとつあるＬチャンネル予測フィルタ５２と、各伝播パスλごとに１つあるコンジュゲータ（ｃｏｎｊｕｇａｔｏｒｓ）６２と、それぞれがＬ個の乗算器と１つの加算器を持ちＬコンジュゲータ６２からのＬ個の出力を結合するＭ個の最大割合結合器６４と、メトリック・プロセッサ２２とを備える。
予測ユニット５６は、各伝播パスλ＝１，．．．，Ｌのために対応の相関サンプル
を選択するのに使用される一時的符号予測のインデクス
を生成する。尚、図５に示された実施の形態において、インデクス
は、一時的符号予測と同様である。（以下に詳細に説明する別の実施の形態において、予測ユニット５６は、相関サンプルの線形結合用の重みを生成する。）一時的符号予測が正しければ、つまり、
であれば、選択された信号は、以下の式で与えられる。
式中、ｎm,λ［.］は、相関器の出力におけるノイズを表す複素数で、白色、ゼロ平均のガウス・プロセスであり、これは、近似的に記号インデクスｍ∈｛１，．．．，Ｍ｝及びパスインデクスλ∈｛１，．．．，Ｌ｝とは独立している。予測パス重み
の生成は、予測ユニット５６及びセレクタＳＥＬが一時的符号予測に基づき各パスに対して選択した相関サンプル
を、最大ドップラ周波数と近似的に等し遮断周波数を持つチャンネル予測フィルタ５２に供給することによって行われる。
原則として、予測ユニット５６により生成される一時的符号予測には２つの方法がある。１つは、前述のように、結合された相関サンプルのハード判定を通して一時的符号予測を生成する方法である。もう１つは、一時的符号予測の生成を、復調、復号、再符号化により行う方法である。従って、チャンネル符号化は、一時的符号予測の信頼性を向上するのにも使用される。第１ステップとして、復調は、従来の非コヒーレント熊手型受信器を使用して行われる。この受信器の出力サンプル（判定変数）は、必要ならデインターリーブされてから、情報信号を予測するために、チャンネルデコーダに供給される。従来の受信器と比較して、これらの情報信号予測は最終結果ではなく再符号化され、再度インターリーブされ、その結果が一時的符号予測として、前述のようにチャンネル予測フィルタ５２に供給される相関サンプルの選択に使用される。とりわけ、記号をデインターリーブし、再度インターリーブする（図２を参照）時間のかかるステップにより大きな遅延が出るため、この方法は、現時点では、実際の通信システムにおける時間により変化するチャンネルに使用するのは困難であると考えられている。
一時的符号予測ユニット５６で使用される種類の復調のもう１つの特徴をあげておく。複数の信号パスがある場合には、パス重みについての情報は一時的符号予測ユニット５６において必要となる場合に、コヒーレント復調、例えば、ＭＲＣプロセスを使用することができる。そのような情報を得るには、いくつかの方法がある。例えば、図７で示されているように、コヒーレント熊手型受信器のプロセッサ２２がＭＲＣコンバイナ６４を使用して、ハード的に判定された出力サンプルを形成し、それが、セレクタＳＥＬにフィードバックされる一時的符号予測のインデクスとして使用される。セレクタＳＥＬによって選択された相関サンプル
は、チャンネル予測フィルタ５２に供給され、予測パス重み
を生成する。図７の構成において、チャンネル予測フィルタ５２は、排他的にサンプル
をチャンネル予測手順において記号間隔μで使用しなければならない。従って、チャンネル予測フィルタ５２は、予測フィルタでなければならず、適当な遅延エレメント５５が使用されなければならない。この予測フィルタを使用するＤＤチャンネル予測の方式は、本明細書でも参照されている米国特許第５、３０５、３４９号に記載されている。
尚、図７が示す受信器部分は、一時的符号予測が、（判定変数ｄ［.］を生成する）データ復調手順（図２参照）自体内で形成される部分であり、つまり、最終的に復調された信号がフィードバックされる。そのような判定変数生成の構成は、本発明には含まれない。本発明では、一時的符号予測は、例えば図５、図６、図１３に示されているように、デーダ復調手順とは別に形成される。
別の可能性として、一時的符号予測ユニット５６において非コヒーレント復調を使用することもできる。尚、直交変調については、非コヒーレント復調は、ＳＬＣプロセスとハード判定形成との組み合わせからなり、一方、ＤＰＳＫ及びそれと同様の変調については、熊手型又はダイバシチ受信器における非コヒーレント復調は、各熊手の指又は信号パスにおいて異なった復調を行ってから累積を行う。非コヒーレント復調の場合、パス重みについての情報は、一時的符号予測ユニットにおいては必要ない。従って、チャンネル予測フィルタ５２は任意の伝播（グループ）遅延を持つことができる。
一般に、フィルタは入力信号が適用されてから直ぐに出力信号を出すわけではない。この時に経過する時間が、フィルタ伝播遅延と呼ばれるもので、フィルタの入力から出力まで信号が伝播するのに必要な時間を指す。例えば、ある種の有限インパルスレスポンス（ＦＩＲ）フィルタは、一定のグループ遅延、即ち、周波数に対する線形位相シフトを持つが、非線形位相シフトを持つフィルタも、ゼロより大きいグループ遅延を持つ。ローパスフィルタのグループ遅延の量は、フィルタの遮断周波数に依存する。
一方、予測フィルタは、これとは違うＦＩＲフィルタであり、−１のグループ遅延を近似しようとする。（尚、−１の一定のグループ遅延を得ることが可能であることは言うまでもない。）予測フィルタを設計する標準的手順は、エス・ヘイキン（Ｓ．Ｈａｙｋｉｎ）「適応フィルタ理論（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒ Ｔｈｅｏｒｙ）」第３版、５、６章（１９９６）に記載されている。システム理論から知られているように、そのようなフィルタは、ゼロより大きいグループ遅延を持つよう設計されたフィルタより高い等価ノイズ帯域幅を持つ。これが、コヒーレント変調ではなく非コヒーレント復調に基づく一時的符号予測を使用するコヒーレント変調の方が優れている理由の１つである。これについて、以下、具体例におけるシュミレーションを通して述べる。
尚、非コヒーレント復調に基づく一時的符号予測を使うコヒーレント受信器については、ＦＩＲフィルタの代わりに有限インパルスレスポンス（ＩＩＲ）フィルタを使用してもよい。ＩＩＲフィルタの伝播遅延（対象とする周波数についてのグループ遅延と等価）は、対応の線形位相ＦＩＲフィルタのグループ遅延と近似的に等しい。ただし、両方のフィルタが同じ遮断周波数に基づいて設計されているとして。一方、予測フィルタとなるＩＩＲフィルタを設計することは不可能であるから、ＩＩＲフィルタは、図７に示されたフィードバックを伴うコヒーレント受信器に使用することはできない。
図６、図７に示された一時的符号予測に対する２つの方式、つまり、非コヒーレント復調及びコヒーレント復調の他に、更に複雑な実現の仕方も可能である。例えば、一時的符号予測は、図７に示された受信器のように、ＤＤチャンネル予測を伴う「余分な」コヒーレント熊手型受信器によって行うこともできる。次のチャンネル復号プロセス（図７には示されていない）に対して出力サンプル
を使う代わりに、第２復号段と等価である次の判定変数生成手段５０のセレクタＳＥＬに出力サンプルを供給することになる。この第２段５０は、次のチャンネル復号のための判定変数を生成する。このようにして、図７に示された構成要素は、図５に示された一時的符号予測ユニット５６に取って代わることになる。復号全体において１つ以上の段を使用するという原則は、様々な方法で適用することができ、その適用は、「多段復号」と呼ばれる。
多段復号を使用した受信器は、図８に示されている。一時的記号予測ユニット５６は、一連の復号段を備え、そのうちの２つ（第１段と、次・最終段）が明示的に示されている。１段で生成される結果は、次に続く段によって、一時的符号予測として使用される。次・最終復号段によって生成される結果は、例えば図５、図６と関連した先に述べた２段復号器における最終復号段に供給される一時的符号予測である。第１復号器段においては、非コヒーレント復号又はコヒーレント復号が行われ、第２から次・最終復号器段においては、チャンネル予測情報を必要とする復号方式だけが意味を持つ。このような多段式復号により、一時的記号予測の信頼性が段々と改善される。また、本出願の多段式復号は、前述の復調ステップ、復号ステップ、再符号化ステップと組み合わせることができる。
上の説明において、一時的符号予測は、最大相関サンプルに基づいているが、一時的符号予測プロセスにおいて、他の（小さい）相関サンプルや、任意の段の最大のものを使用することも可能である。複数の相関サンプルをチャンネル復号において使用することができるし、あるいは、例えば、１つの変調間隔につき１つ以上の記号に対する相関サンプルを線形に組み合わせたものをチャンネル予測フィルタ５２に供給することもできる。それぞれの重み（線形結合プロセスにおける複数の相関サンプルを重みづけするための）は、一時的符号予測ユニット５６によって生成することができる。このようにして、一時的符号予測の信頼性は改善される。
例えば図５において、一時的符号予測ユニット５６は、いくつかの直交記号のそれぞれに重みを提供し、各セレクタＳＥＬは多数の複素乗算器と１つの加算器を備える。各数の乗算器は、重みの積と、パスλのそれぞれの相関サンプルを計算する。加算器は、乗算器からの積をパスλに基づき結合し、その和は、チャンネル予測フィルタ５２に供給される。Ｍ個の相関器のすべてからのサンプルが使用されたとすれば、セレクタＳＥＬは、Ｍ個の相関器と１つの加算器の組み合わせとなる。
尚、本発明は、判定変数を生成するコヒーレント変調器（最大割合結合を行う）を備えた受信器だけではなく、他の復調方式を採用した受信器においても使用することができる。そのような他の方式の重要な例として、ＳＳ通信システム用に、イコールゲイン結合、パワー重みつき結合の非コヒーレント復調がある。一般に、イコールゲイン結合は、最大割合結合に近いものであるが、パス重みの位相シフトだけが使用され、振幅は使用されない。パワー重みつき結合では、位相シフトではなく、振幅の絶対値が使用される。イコールゲイン結合については、例えば、エム・シュワルツ（Ｍ．Ｓｃｈｗａｒｔｚ）他「通信システムと技術（Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）」（１９６６）に、パワー重みつき結合の非コヒーレント復調については、前述のピー・シュラム（Ｐ．Ｓｃｈｒａｍｍ）に説明がある。
以上のことを考慮すると、もっとも相応しい復調器は、図６に示されたものであることになる。一時的符号予測インデクス
は、非コヒーレント復調によって生成され；相関サンプルを結合する二乗はＳＬＣプロセッサが行い、判定規則
に基づく結合のハード判定はスライサ６０が行う。各一時的符号予測は、セレクタＳＥＬが相関サンプル
の選択に使用され、それぞれのチャンネル予測フィルタ５２に供給され、それが図６においてインパルスレスポンスｈc［.］で示されている。チャンネル予測フィルタ５２により生成される出力信号は、それぞれの伝播パスの予測される重み
であり、その共役複素数が、コンジュゲータ６２により生成される。予測されたパス重み複素共役数
は、コヒーレント復調の最大割合結合に使用され（本詳細な説明の第１の式を参照）、それが、ＭＲＣコンバイナ６４によって行われる。もちろん、チャンネル予測フィルタ５２によるlc記号の遅延を復調プロセスで考慮しなければならない。従って、図６において
で示される遅延エレメント５４は、Ｍ値サンプルストリームａｘiλ〔μ〕のそれぞれに提供される。次に、ＭＲＣコンバイナ６４によって生成される判定変数ｙi〔μ−ｌc〕のストリームが、前述のように、メトリック計算プロセッサ２２に提供される。
尚、このようなデバイスは、ハード的に配線された論理回路あるいは集積デジタル信号プロセッサ、例えば、特定のアプリケーション向けの集積回路（ＡＳＩＣ）として実現することができる。ＡＳＩＣは、必要な機能を行うのに最適なハード配線回路を備えることができる。これは、速度その他の性能パラメータが、プログラム可能デジタル信号プロセッサの汎用性より重要である場合に、取られる構成である。
上記送信方式のパワー効率を予測するために、コンピュータ・シュミレーションを行った。変調方式は、ＩＳ−９５規格に定義され、先に、Ｍ＝６４レベルとして述べられたものである。ＩＳ−９５との比較には、レート１／３、制約長（ｃｏｎｓｔｒａｉｎｔ ｌｅｎｇｔｈ）８（生成器多項式３６７、３３１、２２５）を使用した。更に、インターリービングは完全であると仮定した。完全なチャンネル予測を伴うコヒーレント復調の場合も、非コヒーレント復調との場合も、パス重みは白色ガウスプロセスとして生成された。本発明のＤＤチャンネル予測のコヒーレント復調のシュミレートにおいて、インターリーブサイズは、ほとんど完全にインターリーブするのに充分な大きさ（２５２ｘ２５２の２進符号）にした。メトリック計算は、図４に示された対数最尤割合を使用した。これは、各シュミレーションにおいて考えられるチャンネル状態にとって最適である。尚、エイ・ビタビ「ＣＤＭＡ」（１９９６）に記載されている非コヒーレント復調のためのジュアル最大メトリックを、本発明に基づく復調に使用してもよい。
非コヒーレント復調の代わりにコヒーレント復調を使用するＢＥＲにおいて達成できる最大の改善は、完全なチャンネル予測を仮定してシュミレートすることによって決定された。その結果は図９に示される。図９において、破線は、非コヒーレント復調の結果であり、実線は、完全なチャンネル予測を伴うコヒーレント復調の結果である。図９（及び図１０）において、２進情報符号当たりの等価エネルギーは、Ｅbで示されている。伝播パスが１つ、２つ、４つ、６つの場合の結果が示されている。周波数非選択レイリーフェージングチャンネルによる送信について、図９が示すところは、コヒーレント復調は、非コヒーレント復調と比較して、ビットエラーレート１０-3で、１．６ｄＢ以上（伝播パスの数に依存する）のゲインを出す。
コヒーレント復調は、マルチパスダイバーシチを増大させるのでパワー効率を増加し、伝播パスの数が無限に大きいとして、この増加は、（図９の点線８０で示されている）時間不変非拡散ＡＷＧＮチャンネルを介する送信性能が達成されるまで続く。これとは対照的に、非コヒーレント復調は、マルチパスダイバシチがある場合は、結合損失を出す。比較すると、時間不変非拡散ＡＷＧＮチャンネルを介する送信用の非コヒーレント復調は、１点鎖線８２により示される。マルチパス伝播で、且つここで適用されているようなパワーのあるチャンネル符号化の場合、この結合損失は、チャンネルに３つ以上の伝播パスがある場合、パワー効率の大きな減少をもたらす。従って、コヒーレント変調の利点は、マルチパスダイバーシチの増大と供に増大する。これと同じ挙動は、アンテナダイバーシチのような他の種類のダイバーシチでも生じる。この事実は、近代的な移動無線システムにおけるコヒーレント復調の重要な利点である。
コヒーレント復調とＤＤチャンネル予測とを組み合わせた本発明による受信器の性能は、最大ドップラ周波数０．０２４／Ｔbでシュミレートした。図６に示された実施の形態についての結果は、図１０に示されている。ここにおいて、破線は、非コヒーレント復調（図９と同様）の結果であり、実線は、ＤＤチャンネル予測と非コヒーレント復調に基づく一時的符号予測とを用いたコヒーレント復調についての結果である。伝播パスが１つ、２つ、４つ、６つの場合の結果が示されている。パス重みの予測に起因する損失に焦点を当てるために、チャンネル内の遅延の予測は完全であると仮定した。チャンネル予測フィルタ５２はＦＩＲフィルタで、前述のエス・ヘイキンの著書に記載されている最小不偏分散された（ｍｉｎｉｍｕｍ ｍｅａｎ−ｓｑｕａｒｅｄ）エラー（ＭＭＳＥ）基準を使用する所望の方形周波数レスポンス用に設計された線形位相と度数２０度を持つＦＩＲフィルタである。尚、以上のことから、２１タップ（度数２０）を越えるＦＩＲフィルタ又はＩＩＲフィルタは、どちらも等価ノイズ帯域幅が低くなり、それらを使用すれば、更に良好なシステム性能を得ることができる。
図１０のシュミレーション結果を図９の結果と比較すると、完全なチャンネル予測と比較してＤＤチャンネル予測を使用することによる劣化は、１つの伝播パスにつき１０-3のビットエラーレートで、０．８ｄＢにすぎず、伝播パスが６つになると２．３ｄＢになる。図１０の結果によれば、ＤＤチャンネル予測を伴うコヒーレント復調のゲインは、非コヒーレント復調と比較して、１つの伝播パスに対して１０-3ＢＥＲで０．８ｄＢ、６つの伝播パスに対して１．４ｄＢである。
以上のように、図６に示された非コヒーレント復調を伴うＤＤチャンネル予測を使用する受信器は、図７に示されたコヒーレント復調を伴うＤＤチャンネル予測を使用する受信器より、優れた性能を持つ。これは、図７に示された受信器のコンピュータシュミレーションから得られた量的例によって示された。シュミレーションパラメータは、図１０の場合と同じであった。方式を公平に比較するために、フィルタ度数は、どの場合も２０とした。図７の方式においては、フィルタは予測フィルタであり、前述のエス・ヘイキンの著作の６章に基づき設計されたものである。このシュミレーションの結果は図１１、図１２に示される。それぞれ、伝播パスが１つの場合と、４つの場合の送信を示す。
どちらの場合も、図７の方式のＢＥＲ性能は、非コヒーレント復調を使用する受信器のＢＥＲ性能より悪かった。ただ、図６の方式は、コヒーレント復調の結果として、大きなゲインがあった。尚、システムの性能は、最大ドップラ周波数及びチャンネル遮断周波数に大きく依存し、後者は、最大ドップラ周波数に基づき調整される。最大ドップラ周波数が低い場合、図１１、図１２に示された図７の方式の欠点は、それほど重要でなくなる。しかしながら、ＩＳ−９５に基づく通信システムのような移動アプリケーションでは、シュミレーションに使用された筋書きが合理的である考えられる。
図６の方式は、図７の方式と比較して、少なくとも次の点で優れている。即ち、チャンネル予測フィルタ５２のノイズ帯域幅は非常に低く、特に、最大ドップラ周波数が高ければ、更に低くなる。（この事実は、先に述べた通りである。）もう１つの点は、図６の方式では、ＤＤチャンネル予測に使用される前もって決められて記号が、データ予測とは独立に生成されるので、エラー伝播が避けられる。システムが非線形であるため、性能が改善される具体的理由を説明するのは難しい。図６の方式は、フィードバックがないため、２段復調器と見ることができる。その他のシステム（例えば、ジョイント（ｊｏｉｎｔ）検出を使用するＣＤＭＡシステム）からは、２段復調器により性能が改善されることが知られている。
両方式でのＢＥＲを比較すると、コヒーレント復調の方が非コヒーレント復調より優れており、受信器の構成が複雑になるが、それはわずかである。このことは、特に、図６に示された非コヒーレント復調を伴う一時的符号予測に基づくＤＤチャンネル予測を使ったコヒーレント復調器について言えることである。０．０２４／Ｔbという最大ドップラ周波数は移動無線の応用において典型的なものであるが、達成できるゲインは約１ｄＢである。本発明のパワー効率は最大ドップラ周波数に依存するが、それはチャンネル特性によって決まる。もし最大ドップラが、ちょうど無線ローカルループのようなアプリケーションおけるように、アプリオリに低いものであるなら、本発明のコヒーレント復調を非コヒーレント復調の代わりに使用することによって達成できるゲインは、約１ｄＢより大きなものになる。というのは、チャンネル予測フィルタ５２の等価ノイズ帯域幅は減らすことができるからである。従って、本発明の受信器は、無線ローカルループや無線ローカルエリアネットワークのようなアプリケーションにとって非常に魅力的である。
本発明は、直交変調を使用するデジタル通信システムに対してパワー効率を増大させる。ＣＤＭＡシステムにおいては、性能が改善されるので、スペクトル効率（ユーザ容量）を増大させる。もう１つの重要な利点は、本発明の復調方式を使用する受信器は、非コヒーレント復調用に設計されたシステムにも使用できるという点である。
本発明によるコヒーレント復調とＤＤチャンネル予測との組み合わせの１つの重要な応用は、ＩＳ−９５通信システムのアップリンクである。そのような移動無線環境では、本発明の組み合わせは、非コヒーレントシステムに比較して約１ｄＢのゲインを提供する。その他の環境、例えば無線ローカルループでは、本発明の方式によるゲインは更に高いものになる。
以上、本発明を直交変調方式として説明してきたが、これは、直交（例えば、ウオルシーアダマール）シーケンスというコンテキストと等価である。本発明の一時的符号予測は、このコンテキストにおいて最大に機能する。しかしながら、本発明の一時的符号予測は、先に引用された米国特許第５、２３７、５８６号に記載されているような２直交（ｂｉ−ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）シーケンスや非直交シーケンスというコンテキストにおいても応用することができる。
本発明の非ＳＳ通信システムでの使用として、図１３に示された受信器の部分５０’は、パルス振幅変調（ＰＡＭ）、直交振幅変調（ＱＡＭ）、又はＰＳＫ又はダイバーシチを利用するＤＰＳＫ変調のためである。図１３に示された構成は、図５に示された構成を変形したもので、類似している。本発明の一時的符号予測の原則は、どちらにおいても実質的には同じに作用する。ただし、非ＳＳシステムで整合（ｍａｔｃｈｅｄ）フィルタリングとサンプリングに代わって、ＳＳシステムでは相関器が使用される。また、図１３では、１つの信号又は伝播パスしか示しておらず、マルチパス又はダイバーシチ受信器は、典型的には、複数のセレクタＳＥＬ’と、チャンネル予測フィルタ５２’と、遅延エレメント５４’と、コンジュゲータ６２’と、コンバイナ６４’とを備える。
典型的な非ＳＳ受信器においては、復調は、ダイバーシチ受信器の各パス用に受信された信号をマッチしたフィルタにかけ、サンプリングすることによって行われる。これらの機能を行うデバイスは、図１３には示されていない。この結果として得られる複素数サンプルはすべて一時的符号予測ユニット５２’に供給され、そこで、一時的振幅係数予測の逆数が生成される。これらの予測は、送信側にあるパルス整形フィルタに供給される特定の変調方式（例えば、ＰＡＭ，ＱＡＭ，又はＤＰＳＫ）に対応する振幅係数の予測である。一時的振幅係数予測は、（ゼロか１しか起きない直交変調方式とは対照的に）マルチレベル信号であるから、図１３に示されたセレクタＳＥＬ’は、複素乗算器又は等価デバイスである。この対応は、上記のＳＳ変調のためのすべての操作が非ＳＳデジタル通信システムに適用できるということを示している。更に、変調方式は、２直交（ｂｉ−ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）又は非直交であってもよい。このコンテキストにおいて、本発明は、ＤＳＰＫに基づく通信システムにとって最も魅力的に見える。何故なら、一時的符号予測は、非コヒーレント復調によって行うことができるからである。
尚、図１３に示された構成は、非ダイバーシチ通信システムにも適用することができる。その際、次のように考える。そのようなシステムにおけるマッチしたフィルタからのサンプルだけが一時的符号予測ユニット５６’に供給され、一時的符号予測ユニット５６’は、どの振幅係数（例えば、１＋ｊ；３＋３ｊ；など）が送られたかを各サンプルについて予測し、その予測をセレクタＳＥＬ’に提供する。セレクタＳＥＬ’は、複素乗算器を備え、そこで予測の逆数とそれぞれのサンプルとの積が得られ、これらの積がチャンネル予測フィルタ５２’に提供される。フィルタ５２’によって生成された予測パス重みは、コンジュゲータ６２’に提供され、共役パス重み予測が、やはり複素乗算器を備えたコンバイナ６４’に提供される。
当業者に取っては理解されるように、本発明は、その本質から離れることなく、他の形態で実施することができる。従って、上記実施の形態は、例にすぎず、これにより本発明を限定するものではない。本発明の範囲は、以下の請求の範囲によって定義される。
本発明は、符号分割マルチプルアクセスシステムやその他のスペクトラム拡散システムのようなデジタル通信システムに関する。
スペクトラム拡散（ＳＳ）は、いくつかの分野で有利な通信方式である。過去において、スペクトラム拡散は、妨害に対する抵抗が強いために、軍事に使用されてきたが、近年、スペクトラム拡散は、符号分割マルチプルアクセス（ＣＤＭＡ）通信システムの基礎を築き、そのうちのいくつかは、フェージング（ｆａｄｉｎｇ）に対する抵抗が有利であるため、携帯無線電話に応用されている。
典型的ＣＤＭＡシステムにおいて、送信される情報データストリームは、疑似ランダム符号生成器によって生成される非常に高いビットレートのデータストリームに乗せられる。情報データストリームと高ビットレートデータストリームは、典型的には乗算され、このように高ビットレート信号を低ビットレート信号と結合することは、情報信号の直接拡散と呼ばれる。各情報ストリーム又はチャンネルには、一義的な拡散符号が割り当てられる。複数のＳＳ信号が高周波キャリアに乗せられて送信され、受信側では複合信号として一緒に受信される。ＳＳ信号のそれぞれは、ノイズ関連信号を含む他のＳＳ信号のすべての信号と、周波数的にも時間的にも重なる。複合信号を一義的拡散符号の１つと関係づけることによって、対応する情報信号が分離され逆拡散される（ｄｅｓｐｒｅａｄ）。
ＣＤＭＡ復調技術は、デント（Ｄｅｎｔ）の米国特許第５、１５１、９１９号及び第５、２１８、６１９号「ＣＤＭＡ減算復調」、デント（Ｄｅｎｔ）他の第５、３５３、３５２号「移動無線通信用マルチプルアクセス符号化」、及びボトムレイ（Ｂｏｔｔｏｍｌｅｙ）他の第５、５５０、８０９号「移動無線通信用Ｂｅｎｔシーケンスを利用したマルチプルアクセス符号化」に記載されている。
通信工業協会（Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ）及び電子工業協会（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｉｎｄｕｓｔｒｉｅｓ Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ）により公布されているＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５規格は、直接拡散を使用している。ＩＳ−９５規格が規定している従来のＣＤＭＡにおいては、セルラー移動電話システムにおける各ユーザが、他のユーザの信号を考慮することなく、自分の受信信号を復調するが、そのような方式は、ローカルループのような固定アプリケーションにも使用することができる。公知のように、そのようなシステムのスペクトル的効率は、基礎となっているＳＳ送信方式のパワー効率によって決まる。このことは、例えば、エイ・ビタビ（Ａ．Ｖｉｔｅｒｂｉ）著「ＣＤＭＡ」（１９９５）に述べられている。従って、高パワー効率のＳＳ送信方式を使用するのが有利である。
ＩＳ−９５のようなシステムのダウンリンク（即ち、基地局から移動局へ）における１点から多点への通信は、ダウンリンクパイロットチャンネルの使用を提案する。
コヒーレント２相の、又は２値の位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）は、その高ビットエラーレート（ＢＥＲｓ）における高効率性ゆえに、最もふさわしい変調方式である。ただし、コヒーレント変調を可能にするには、無線チャンネルの重みづけ関数又はインパルスレスポンスを受信側で予測しなければならない。コヒーレントデジタル振幅変調及びフェージングチャンネルを介しての送信を行うには、そのようなチャンネルレスポンス予測は、冗長パイロット信号を必要とし、それはダウンリンクにおいては一般に許容される。
アップリンク（即ち、移動局から基地局へ）において、そのようなパイロット信号の送信を避けるには、差動ＰＳＫ（ＤＰＳＫ）のような非コヒーレント変調を使用することができるが、ＤＳＫＰのパワー効率は、コヒーレントＢＰＳＫに較べてずっと低い。ＢＰＳＫとＤＰＳＫの性能比較は、例えば、エイチ・トー（Ｈ．Ｔａｕｂ）他「通信システムの原理（Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ｏｆ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ）」ページ２２２−２２７、３７８−３８８（１９７１）で行われている。
アップリンクにおけるＤＰＳＫのような非コヒーレント変調に代わるものとして、直交変調がある。直交変調では、パワー効率が、直交レベル数が増加するにつれて増加する。このため、ＩＳ−９５は、６４値直交変調を２値畳み込み（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ）符号化及び２値インターリービングを規定している。この直交変調方式用の非コヒーレント変調を使用する受信器は、エイ・ビタビ（Ａ．Ｖｉｔｅｒｂｉ）他「パワー制御された広帯域地上デジタル通信の性能（Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ Ｐｏｗｅｒ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ＣＯＭ−４１巻、ページ５５９−５６９（１９９３、４月）に記載されている。
相加白色ガウスノイズ（ＡＷＧＮ）のある時間不変の非拡散チャンネルを通じて送信する場合、非コヒーレント変調を伴う直交変調は、レベル数がすべての制限を越えて増加できるとして、理論的チャンネル容量（ゼロレートで）を達成する。この極端な例は、ジェイ・プロアキス（Ｊ．Ｐｒｏａｋｉｓ）「デジタル通信（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）」第２版（１９８９）に述べられているが、この場合、コヒーレント復調も非コヒーレント復調も同じパワー効率になる。ただし、実際には、このようなことは起きない。特にマルチパス伝播してしまうチャンネルを通しての送信では、コヒーレント復調を使用する通信システムの方が、非コヒーレント復調を使用するシステムより良好なパワー効率がある。その理由は、後者には結合損失があるからである。これは、ＳＳ通信システムにおいても、時間分割マルチプルアクセス（ＴＤＭＡ）を使用するようなその他の通信システムにおいても言えることである。
マルチパス伝播、つまり送信器から受信器に至るまでに無線信号がいろいろなパスを取るマルチパス伝播は、ＳＳその他のデジタル通信システムにおいて、熊手型（ｒａｋｅ）受信器を使用して取り扱うことができる。これについては前述の「デジタル通信」に記載されている。コヒーレント熊手型受信器は、デント（Ｄｅｎｔ）の米国特許第５、３０５、３４９号「量子化コヒーレント熊手型受信器（Ｑｕａｎｔｉｚｅｄ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｒａｋｅ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ）」、及びボトムレイ（Ｂｏｔｔｏｍｌｅｙ）の第５、２３７、５８６号「選択的電波結合による熊手型受信器（Ｒａｋｅ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｗｉｔｈ Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ Ｒａｙ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）」に記載されている。どちらも本明細書において参照することにより組み込まれる。その他のコヒーレント熊手型受信器としては、ファルコナー（Ｆａｌｃｏｎｅｒ）の米国特許第５、４４２、６６１号「受信器におけるパスゲイン予測（Ｐａｔｈ Ｇａｉｎ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｉｎ ａ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ）」に記載されたものがある。
等化ベースバンド表示における移動無線チャンネルは、次のようにモデル化することができる。即ち、周波数選択又はマルチパス・レイリー・フェージングチャンネルであって、それぞれの遅延と複素重みづけｇλ（ｔ）（ただし、λ＝Ｅ｛１，．．．Ｌ｝）によって特徴づけられるＬディスティンクト（ｄｉｓｔｉｎｃｔ）電波パスを持つ。いくつかの伝播パスからの信号エネルギーは、復合の前に、熊手型受信器によって結合される、あるいは「かき集められる（ｒａｋｅｄ ｔｏｇｅｔｈｅｒ）」。送信されたオリジナルシンボル（ビット）を最適に複合するには、受信信号エネルギーが、コヒーレント熊手型受信器におけるように、適切に結合される必要があり、受信信号は結合される前にその位相のスケーリングやアライニングが必要である。
図１は、一般に「信号（ｒａｙｓ）」と呼ばれる異なる伝播パスからの信号のコヒーレント結合を使用した従来のＣＤＭＡ熊手型受信器である。受信された無線信号の複合には、例えば、無線周波数（ＲＦ）受信器において、余弦波や正弦波と混ぜ合わせ、信号をフィルタにかけ、同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）チップサンプルを生成する。これらのチップサンプルは、バッファメモリで集められる。バッファメモリは、Ｉサンプル、Ｑサンプル用に２つのバッファ２ａ，２ｂを備える。マルチプレクサ３は、バッファされたチップサンプルを受信し、Ｉチップサンプルとそれに対応するＱチップサンプルの範囲を複素相関器４ａ，４ｂに送る。選択される各範囲は、１つの記号（変調の際に送られる）に対応するＮチップシーケンスに対応するＮ個のチップサンプルを含む。この文脈において、「複合」とは、混合、フィルタリング、相関づけに当たる。
尚、伝播パスの遅延を予測する様々の技術についての説明は、本発明の理解に必要ではないので、省略する。
図１に示されたように、Ｉサンプル、Ｑサンプルそれぞれの２つの異なる範囲が、２つの異なる信号電波ｉ，ｊに対応して、複素相関器４ａ，４ｂに対して提供され、これら２つの相関器は、それぞれの信号サンプルセットを既知の署名（ｓｉｇｎａｔｕｒｅ）シーケンス又は拡散符号に対して関係づける。複素相関器４ａ，４ｂは、それぞれ複素相関値を生成し、これらの値がそれぞれの複素乗算器５に提供され、そこで各相関値とそれぞれの複素パス重みｇλ（.）との積が得られる。典型的には、積の実数部だけが累算器６に送られ、そこで、処理されたすべての信号電波の重みつき相関が合計される。累算器６により生成された和は判定変数としてスライサ又はデコーダ７に送られる。
１つの伝播パスだけが重要な場合、熊手型受信器は実際には従来のデジタル受信器となる。これは図１において、マルチプレクサ３にＩサンプルの範囲と、対応する１つのＱサンプルの範囲とだけを選択させることに当たる。従来の（非ＳＳ）受信器において、これらの範囲は、範囲の１つを９０度だけ位相シフトしてから結合し、その結果をスライサ又はデコーダに供給すればよい。
図１の熊手型受信器において、複素重みによる相関値の乗算の効果は、相関値の位相をスケールしアラインして、ノイズ及び干渉に対する信号全体の割合を最大にすることである。パイロット信号があれば、それは一般に複素重みを計るのに使用する。少なくとも各相関値の位相が、例えば送信器と受信器との間の相対的移動により変化するので、正しい重み角度を維持するために、位相ロックループのようなデバイスを使用して、相関バリエーションをトラックすることがある。米国特許第５、３０５、３４９号は、変化するパス重みを予測するための過去の相関値と傾向に基づく（ｔｒｅｎｄ−ｂａｓｅｄ ｐｒｏｃｅｓｓ）（Ｋａｌｍａｎ フィルタ）との連続平均（ｒｕｎｎｉｎｇ ａｖｅｒａｇｅ）について記載している。米国特許第５、４４２、６６１号は、最尤基準と、平均パス重みと、パス重みを予測するための各パス用パス重みの傾斜とに基づく方式を記載している。
このようなシステムは、適当にプログラムしたコンピュータによってシミュレートすることができる。一般に、パス遅延の差は信号帯域幅の逆数より長いとされ、従って、逆拡散の後に有効なパス重みｇλ（ｔ）は、近似的に非相関になる。パス重みｇλ（ｔ）は、ふつう複素数の値となる、ゼロ平均及び標準ジェイクス（Ｊａｋｅｓ）（古典的）ドップラスペクトルを持つガウシアン・ランダム・プロセスとしてモデル化される。簡単に言うと、すべての伝播パスは同じ平均信号パワーを提供する。最大ドップラ周波数は、０．０２４／Ｔbとなり、ここでＴbは情報記号（ビット）当たりの等化時間を意味する。典型的な移動無線通信として、データレートが１／Ｔb＝９．６キロバイト／秒で、無線搬送周波数が１ギガヘルツ（１ＧＨｚ）である場合、この最大ドップラ周波数は、２５０キロメートル／時の車両の速度に対応する。複素数である白色ガウスノイズプロセスｎ（ｔ）で実数部に対応する（両側）パワースペクトル密度Ｎ0を持つもの、白色ノイズプロセスｎ（ｔ）で（片側）ワパースペクトルＮ0を持つものを、モデル熱雑音及び他のユーザからの干渉に加えることができる。
非コヒーレント復調を伴うＩＳ−９５に規定されているアップリンク送信方式は、前述のビタビ他の出版物に記載され、図２において、Ｍ値直交変調用ベースバンド表示として示されている。図２において、２進情報記号ｑ〔κ〕は、適当な畳み込みエンコーダ１０によってコードレートＲcで畳み込み符号化され、符号化された記号はインターリーバ１２によってインターリーブされ、これにより、記号ａ〔ν〕∈｛−１，＋１｝が生成される。これらのインターリーブされた記号は、必要なら、コンバータ１４によって直列から並列フォーマットに変換され、各変調間隔μ（周期Ｔs）で、ｌｄ（Ｍ）２進記号ａ〔ν〕がまとめられて、記号インデクスｍ〔μ〕∈｛１，．．．，Ｍ｝として使用される。この記号インデクスは、Ｍ次直交変調器１６に供給される。ＩＳ−９５のシステムにおいては、直交変調器１６は、ウオルシ（Ｗａｌｓｈ）シーケンスを使用して連続・時間送信出力信号ｓ（ｔ）を生成するのに、選択されたウオルシシーケンスの各チップでキャリア信号をオフセット４相ＰＳＫ（Ｏ４ＰＳＫ）変調する。各チップは高レート信号の２進数であり、ユーザに特有の疑似ノイズシーケンスによって付加的に拡散し乗算することができる。
送信出力信号ｓ（ｔ）は、通信チャンネルを通じて伝播し、これがノイズ項ｎ（ｔ）を加える。ＩＳ−９５に定義されているようにＭ＝６４で且つ前述の最大ドップラ周波数である場合、変調周期Ｔs＝ＴbＲcｌｄ（Ｍ）は、最大ドップラ周波数の逆数よりずっと短い。このように、チャンネル重み関数は、各変調周期において、近似的に定数である。
図２において、受信入力信号ｒ（ｔ）は非コヒーレント熊手型受信器によって復調される。各伝播パス（熊手）に対して、各直交波形に対して１つずつあるＭ個の相関器のシステムから成るＭ値相関器１８は、相関値の出力セットとしてｘi,λ〔μ〕を生成する。ここで、ｉ∈｛１，．．．，Ｍ｝，λ∈｛１，．．．，Ｌ｝，及びμは変調間隔のインデクスである。便宜上、熊手型受信器における相関器１８の個数は、チャンネル内の伝播パスＬの個数と等しいとするが、相関器の数はこれより多くても少なくてもよい。（そのように少ない数の相関器が１つ以上ある場合、直列で１度に１つ取られる直交波形に対応する複数の相関値の出力セットを生成する。）ウオルシシーケンスについては、Ｍ値相関器を使用して高速ウオルシ変換（ＦＷＴ）を実現するのが便利である。適当なＦＷＴプロセッサは、デント（Ｄｅｎｔ）の米国特許第５、３５７、４５４号「高速ウオルシ変換プロセッサ（Ｆａｓｔ Ｗａｌｓｈ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）」に記載されている。
従来の非コヒーレントＩＳ−９５受信器において、相関器１８によって生成される相関値ｘi,λ〔μ〕は、二乗結合（ＳＬＣ）デバイス２０によって結合され、これにより、連続的データ予測手順（即ち、判定又はチャンネル復号）用のＭ判定変数が生成される。非コヒーレント復調であるから、Ｍ符号に対する判定変数ｙi〔μ〕は、ＳＬＣ２０によって、以下のように計算される。
図１に示された熊手型受信器のコヒーレントな動作は、図２に示されたＭ値相関器１８、ＳＬＣ２０、プロセッサ２２の動作とは対照的であり、このことは、非コヒーレント熊手型受信器を詳細に示す図３を見ると、より良く理解できる。非コヒーレント受信器において、相関値の二乗された値が累積され、これにより、それらの位相を累積以前に揃える必要がなくなるので、非コヒーレント受信器は、複素パス重みｇλ（ｔ）の必要がない。図１に示されたコヒーレント受信器とのおもな違いは、複素乗算器５のセットに代わって、ＳＬＣ２０内のＳＬＣプロセッサ２０−１が使用されることである。
図３において、受信信号の複素デジタルサンプルＩ，Ｑのストリームが、ＬＭ値相関器１８のセットに提供され、そこにおいて、信号サンプルシーケンスと、ローカルコード生成器のセットのそれぞれによって生成される受信器の拡散符号シーケンスのシフトとの相関値が計算される。少なくも４個のＭ値相関器の組が図３に含まれる（実線で示されたデータパス）。それぞの展開コードシフに対する複素相関値の二乗は、同相（実数部）と直角位相（虚数部）成分サンプルから、ＳＬＣプロセッサ２０−１によって計算される。重みプロセッサ２０−２によって乗算重みづけ係数を相関値の二乗に適用してもよい。Ｌパスのそれぞれに対する重みづけされた二乗数は加算器２０−３によって累積される。加算器２０−３によって生成される和は、プロセッサ２２のような判定デバイスに供給されて、送信された符号（ｓｙｍｂｏｌ）を特定する。
ブロックコードを拡散シーケンスとして使用する通信システムでは、相関器１８の組は、すべてのブロックコードシーケンス及びそれらのシフトを同時に処理するのに充分な数を含み、それはローカルコード生成器によりなされる。ＳＬＣ２０−１と、オプショナル重みプロセッサ２０−２と、加算器２０−３とから成る１セットが、各異なった拡散符号シーケンス（図３においては３組）に提供され、加算器２０−３の出力はプロセッサ２２に提供されることになる。
図２に戻り、判定変数ｄ〔ν〕は、次の式
判定変数ｄ〔ν〕の関数としての対数最尤率Λ〔ν〕を導く方法は、前述のビタビ他の出版物で示され、図４では破線で示される。図示されているのは、６４値変調で信号のノイズに対するパワー率が１０ｄＢの場合の等しい平均信号パワーを搬送するＬ＝１乃至６伝播パスのレイリー・フェージングチャンネル用である。メトリックは、そのような特性の対数最尤率曲線に基づいて、メトリック計算デバイス２６によって、判定変数から求められる。尚、デコーダに供給されるメトリックは量子化されてもよい。
前述のビタビ本の４章５章には、改良型メトリック（デュアル最大メトリック）が示され、それは、１つの直交波形（ウオルシシーケンス）に対応する様々の２進符号に対するソフト判定信頼性値が異なってもよいという利点がある。それにもかかわらず、コンピュータシュミレーションによると、このデュアル最大メトリックを使用することにより、先に述べたメトリックより優位であるのは、０．２ｄＢ程度に過ぎない。
ＩＳ−９５規格に合う受信器のその他の復調方式として、各伝播パスにおいて受信される信号パワーの予測に基づくものがある。ピー・シュラム（Ｐ．Ｓｃｈｒａｍｍ）「ＣＤＭＡ移動通信システムにおけるアップリンクのための魅力的コード化変調方式（Ａｔｔｒａｃｔｉｖｅ Ｃｏｄｅｄ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｓｃｈｅｍｅｓ ｆｏｒ ｔｈｅ Ｕｐｌｉｎｋ ｉｎ ＣＤＭＡ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）」２．ＩＴＧ−Ｆａｃｈｔａｇｕｎｇ Ｍｏｂｉｌｅ Ｋｏｍｍｕｎｉｋａｔｉｏｎ（ＩＴＧ−Ｆａｃｈｂｅｒｉｃｈｔ １３５、ページ２５５−２６２（１９９５、９月）においては、この方法に基づく受信器の利点が、前述のビタビ他の出版物で記載されている（完全に）非コヒーレントな変調と比較すると、枝葉的なことにすぎない、ということが示されている。
非コヒーレント変調は、コヒーレント変調より、低いパワー効率送信方式であり、特にマルチパスチャンネルを介しての送信ではそうなるため、コヒーレント変調を使用することが望ましいが、ただし、チャンネルパス重みｇλ（ｔ）を予測するための付加的、冗長的パイロット信号を必要としない方が望ましい。従って、そのようなチャンネル予測方式は、情報担持信号自体から必要なチャンネル情報を抽出しなければならない。これよると、そのようなコヒーレント受信器が、もともと非コヒーレント変調用に設計されたシステム、例えば、ＩＳ−９５規格に基づくアップリンク受信器と一緒に使えるようになるという利点もある。
要約
本発明は、パイロット信号を必要とせず、判定指向チャンネル予測方式を使用するコヒーレント変調受信器を提供する。従って、本発明の受信器は、もともと非コヒーレント用に設計されたデジタル通信システムにおいて使用することができる。
本発明が提供する装置は、送信器が情報信号を受信器に送り受信器が所定のコードシーケンスに対して相関づけられた受信信号のサンプルを生成して相関サンプルを生成する通信システムのためにコヒーレント復調及び判定指向チャンネル予測を行う受信器における装置である。この装置は、相関サンプルに基づいてパス重みを予測するデバイスと、受信器が情報信号を決定するのに使用するデータ復調手順において判定変数を生成するデバイスとを備える。予測デバイスは、受信器が使用するデータ復調手順とは別に相関サンプルに基づいて一時的符号予測を生成するデバイスと、一時的記号予測に基づいて相関サンプルを選択するデバイスと、選択された相関サンプルに基づいてパス重みを生成するチャンネル予測デバイスとを備える。判定変数は、予測されるパス重みに基づいて相関サンプルを最大割合結合することによって生成される。
また、一時的符号予測生成デバイスは、相関サンプルに基づいて受信信号サンプルを非コヒーレントに復調するデバイスと、非コヒーレントに復調された受信信号サンプルのハード判定を一時的符号予測として形成するデバイスとを備えてもよい。あるいは、一時的符号予測生成デバイスは、受信信号サンプルを復調するデバイスと、復調された信号サンプルを復号し情報信号の予測を形成するデバイスと、情報信号の予測を再符号化し再符号化された予測に基づいて一時的符号予測を形成するデバイスとを備えてもよい。あるいは又、一時的符号予測生成デバイスは相関サンプルの線形結合のための重みを生成し、チャンネル予測デバイスはそのような線形結合に基づいて予測されるパス重みを生成する。更にまた、一時的符号予測生成デバイスは、受信信号をコヒーレントに復調するデバイスと、コヒーレントに復調された受信信号のハード判定を一時的符号予測として形成するデバイスとを備える。一時的符号予測生成デバイスは、また、受信信号を少なくとも２段で復調するデバイスと、復調された受信信号のハード判定を一時的符号予測として形成するデバイスとを備えてもよい。
本発明の他の面により提供される方法は、送信器が情報信号を受信器に送り受信器が所定のコードシーケンスに対して相関づけられた受信信号のサンプルを生成して相関サンプルを生成する通信システムのためのコヒーレント復調及び判定指向チャンネル予測を行う受信器における方法である。この方法は、相関サンプルに基づいてパス重みを予測するステップと、受信器が情報信号の決定に使用するデータ復調手順において判定変数を生成するステップとから成る。予測ステップは、受信器が使用するデータ復調手順とは別に相関サンプルに基づいて一時的符号予測を生成するステップと、一時的符号予測に基づいて相関サンプルを選択するステップと、選択された相関サンプルに基づいてパス重みを生成するステップとから成る。判定変数は、予測されるパス重みに基づいて相関サンプルを最大割合結合することによって生成される。
また、本発明の別の面により提供される装置は、送信器が情報信号を受信器に送り、受信器は、整合フィルタリング（ｍａｔｃｈｅｄ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）の後に受信信号のサンプルを生成する通信システムのためにコヒーレント復調及び判定指向チャンネル予測を行う受信器における装置である。この装置は、受信信号サンプルに基づいてパス重みを予測するデバイスと、情報信号決定するのに受信器が使用するデータ変調手順において判定変数を生成するデバイスとを備える。予測デバイスは、受信器が使用するデータ復調手順とは別に受信信号サンプルに基づいて一時的符号予測を生成するデバイスと、一時的符号予測の逆数と受信信号サンプルとの積を生成するデバイスと、選択された受信信号サンプルに基づいてパス重みを生成するチャンネル予測デバイスとを備える。判定変数は、予測されるパス重みに基づいて受信信号サンプルを最大割合結合することによって生成される。
更に、本発明の別の面により提供される方法は、送信器が情報信号を受信器に送り、受信器は、整合フィルタリング（ｍａｔｃｈｅｄ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）の後に受信信号のサンプルを生成する通信システムのためにコヒーレント復調及び判定指向チャンネル予測を行う受信器における方法である。この方法は、受信信号サンプルに基づいてパス重みを予測するステップと、情報信号決定するのに受信器が使用するデータ変調手順において判定変数を生成するステップとから成る。予測ステップは、受信器が使用するデータ復調手順とは別に受信信号サンプルに基づいて一時的符号予測を生成するステップと、一時的符号予測の逆数と受信信号サンプルとの積を生成するステップと、選択された受信信号サンプルに基づいてパス重みを生成するチャンネル予測ステップとから成る。判定変数は、予測されるパス重みに基づいて受信信号サンプルを最大割合結合することによって生成される。
また更に、本発明の別の面により提供される受信器は、送信器が情報信号を受信器に送り受信器が受信信号のサンプルを生成するスペクトラム拡散通信システムのための受信器であり、受信信号の少なくとも２つの信号（ｒａｙｓ）のサンプルを生成するデバイスと、サンプルのグループを所定のコードシーケンスに対して相関づけることによって複数の相関サンプルを生成するデバイスと、相関サンプルに基づいて各信号（ｒａｙ）に対してパス重みを予測するデバイスと、情報信号を決定するために受信器が使用するデータ復調手順において判定変数を生成するデバイスとを備える。予測デバイスは、受信器が使用するデータ復調手順とは別に相関サンプルに基づいて一時的符号予測を生成するデバイスと、一時的符号予測に基づいて相関サンプルを選択するデバイスと、選択された相関サンプルに基づいてパス重みを生成するチャンネル予測デバイスとを備える。判定変数は、予測されるパス重みに基づいて相関サンプルを最大割合結合することによって生成される。
また、一時的符号予測生成デバイスは、相関サンプルを二乗結合するデバイスと、二乗結合された相関サンプルのハード判定を形成するデバイスとを備えてもよい。
更にまた、本発明の別の面は、受信器が受信情報信号のサンプルを生成するスペクトラム拡散通信システムにおける情報信号の復調方法を提供する。この方法は、受信信号の少なくとも２つの信号（ｒａｙｓ）のサンプルを生成するステップと、サンプルのグループを所定のコードシーケンスに対して相関づけることによって複数の相関サンプルを生成するステップと、相関サンプルに基づいて各信号（ｒａｙ）に対してパス重みを予測するステップと、情報信号を決定するために受信器が使用するデータ復調手順において判定変数を生成するステップとから成る。予測ステップは、受信器が使用するデータ復調手順とは別に相関サンプルに基づいて一時的符号予測を生成するステップと、一時的符号予測に基づいて相関サンプルを選択するステップと、選択された相関サンプルに基づいてパス重みを生成するチャンネル予測ステップとから成る。判定変数は、予測されるパス重みに基づいて相関サンプルを最大割合結合することによって生成される。
また、一時的符号予測生成ステップは、相関サンプルを二乗結合するステップと、二乗結合された相関サンプルのハード判定を形成するステップとを備えてもよい。一時的符号予測生成ステップは、更に、相関サンプルを遅延させるステップを含んでもよい。
【図面の簡単な説明】
本発明は、添付図面を参照しながら本明細書を読むことによって、理解することができる。
図１は、従来のコヒーレント熊手型受信器のブロック図であり、
図２は、直交変調及び非コヒーレント復調に基づくスペクトラム拡散通信システムのブロック図であり、
図３は、図２の非コヒーレント受信器の一部のブロック図であり、
図４は、図２の通信システム及び本発明に基づく通信システムのためのメトリック計算に使用される対数最尤率をプロットしたものであり、
図５は、本発明に基づく判定指向チャンネル予測を伴うコヒーレント受信器の一部を示すブロック図であり、
図６は、本発明に基づく、フィードバックなしの判定指向チャンネル予測を伴うコヒーレント受信器の一部を示す図であり、
図７は、フィードバック付き判定指向チャンネル予測を伴うコヒーレント復調を使用する受信器の一部を示す図であり、
図８は、本発明に基づく、多段復調を伴うコヒーレント受信器の一部を示すブロック図であり、
図９は、ビットエラーレートを、信号パワーのノイズパワーに対する割合として、２つの復調器でシュミレートしたプロットであり、
図１０は、ビットエラーレートを、信号パワーのノイズパワーに対する割合として、完全なチャンネル予測と本発明に基づく判定指向チャンネル予測との両方で、コヒーレント受信器をシュミレートしたプロットであり、
図１１は、ビットエラーレートを、信号パワーのノイズパワーに対する割合として、図６及び図７に示された判定指向チャンネル予測を伴う２つのコヒーレント復調器を使って、通信チャンネルが伝播パスを１つ持つ場合について、プロットしたものであり、
図１２は、ビットエラーレートを、信号パワーのノイズパワーに対する割合として、図６及び図７に示された判定指向チャンネル予測を伴う２つのコヒーレント復調器を使って、通信チャンネルが伝播パスを４つ持つ場合について、プロットしたものであり、
図１３は、本発明に基づくスペクトラム拡散受信器の一部を示すブロック図である。
詳細な説明
以下、直交変調方式を使用するデジタル通信システムの性能を改善するには、コヒーレント変調の方が非コヒーレント変調より好ましいということを説明する。コヒーレント変調と判定指向（ＤＤ）チャンネル予測とを組み合わせて使用した受信器を例にする。このような受信器は、ＩＳ−９５規格によって規定されたアップリンクのようなＳＳ通信システムのパワー効率を改善し、また、そのような受信器はパイロット信号なしで使用することができるので、ＩＳ−９５規格と充分に合う。
そうではあるが、本発明はこのような環境に限定されるものではなく、コヒーレント変調とＤＤチャンネルとの組み合わせは、直交変調を使用する多くの送信方式のパワー効率を改善するのに使用することができる。例えば、コヒーレント変調とＤＤチャンネル予測との組み合わせは、前述の米国特許第５，１５１，９１９号及び５、２１８、６１９号に記載されたようなジョイント変調又は検知、又は連続的相殺技術を使用するＣＤＭＡシステムでも使用することができる。
本発明によるＤＤチャンネル予測を伴うコヒーレント変調を使用する通信方式の主要部分は、図２のベースバンド表示により示される方式と同じであってもよい。図２、図３に示された非コヒーレント熊手型受信器と同様に、本発明によるコヒーレント熊手型受信器は、図１に示されたものと同様な構成の中に、数個のＭ値相関器を備える。ただし、図２、図３における非コヒーレント受信器における二乗結合の代わりに、本発明によるコヒーレント受信器は、パス重みの予測を使用する最大割合の結合プロセスによって（次のデータ予測手順のために）Ｍ判定変数を生成する手段５０を備える。この生成手段５０の例は、図５、図６、図１３に示され、そこにおいて、同じ構成要素は、同じ符号で示してある。
予測パス重み
本発明によれば、手段５０は、デーダ復調手順自体とは別のプロセスで、コヒーレント又は非コヒーレント復調を含むことのできるプロセスによって、一時的符号予測を生成する。この一時的符号予測を生成するのに非コヒーレント変調が使用される場合、チャンネル予測フィルタ５２は、遅延を伴って実現することができ、この遅延を最大割合の結合プロセスにおいて考慮すべく、手段５０に遅延エレメント５４を備え、判定変数を生成する。
各Ｍ値相関器出力において、インデクス
図２、図３に示されるように、復調を行う熊手型受信器は、相関サンプルｘi,λ［.］（ｉ∈｛１,...,Ｍ｝andλ∈｛１,...,Ｌ｝）を生成する。本発明の１つの側面によれば、Ｍ個の記号のそれぞれに対応する判定変数ｙi［.］を決定する最大割合結合（ＭＲＣ）のプロセスは、次の式に従う。
判定変数ｙi［.］を生成し復号する過程の残りは、図２、図４について先に述べたものと同じである。本発明の復調方式の変形に次式で与えられる対数最尤割合Λ〔μ〕を適用するだけである。
上記のように、パイロット信号の使用を避けるには、パス重み上の必要な情報を情報担持信号からだけ抽出するチャンネル予測手順が必要である。このような手順は、以下に述べるように、予測ユニット５６、セレクタＳＥＬ、チャンネル予測フィルタ５２によって実現される。例えば、図５、図６に示されたような熊手型受信器において、本発明による判定変数を生成する手段５０は、一時的記号予測ユニット５６と、各伝播パスλごとにひとつあるＬセレクタＳＥＬと、各伝播パスλごとにひとつあるＬチャンネル予測フィルタ５２と、各伝播パスλごとに１つあるコンジュゲータ（ｃｏｎｊｕｇａｔｏｒｓ）６２と、それぞれがＬ個の乗算器と１つの加算器を持ちＬコンジュゲータ６２からのＬ個の出力を結合するＭ個の最大割合結合器６４と、メトリック・プロセッサ２２とを備える。
予測ユニット５６は、各伝播パスλ＝１，．．．，Ｌのために対応の相関サンプル
原則として、予測ユニット５６により生成される一時的符号予測には２つの方法がある。１つは、前述のように、結合された相関サンプルのハード判定を通して一時的符号予測を生成する方法である。もう１つは、一時的符号予測の生成を、復調、復号、再符号化により行う方法である。従って、チャンネル符号化は、一時的符号予測の信頼性を向上するのにも使用される。第１ステップとして、復調は、従来の非コヒーレント熊手型受信器を使用して行われる。この受信器の出力サンプル（判定変数）は、必要ならデインターリーブされてから、情報信号を予測するために、チャンネルデコーダに供給される。従来の受信器と比較して、これらの情報信号予測は最終結果ではなく再符号化され、再度インターリーブされ、その結果が一時的符号予測として、前述のようにチャンネル予測フィルタ５２に供給される相関サンプルの選択に使用される。とりわけ、記号をデインターリーブし、再度インターリーブする（図２を参照）時間のかかるステップにより大きな遅延が出るため、この方法は、現時点では、実際の通信システムにおける時間により変化するチャンネルに使用するのは困難であると考えられている。
一時的符号予測ユニット５６で使用される種類の復調のもう１つの特徴をあげておく。複数の信号パスがある場合には、パス重みについての情報は一時的符号予測ユニット５６において必要となる場合に、コヒーレント復調、例えば、ＭＲＣプロセスを使用することができる。そのような情報を得るには、いくつかの方法がある。例えば、図７で示されているように、コヒーレント熊手型受信器のプロセッサ２２がＭＲＣコンバイナ６４を使用して、ハード的に判定された出力サンプルを形成し、それが、セレクタＳＥＬにフィードバックされる一時的符号予測のインデクスとして使用される。セレクタＳＥＬによって選択された相関サンプル
尚、図７が示す受信器部分は、一時的符号予測が、（判定変数ｄ［.］を生成する）データ復調手順（図２参照）自体内で形成される部分であり、つまり、最終的に復調された信号がフィードバックされる。そのような判定変数生成の構成は、本発明には含まれない。本発明では、一時的符号予測は、例えば図５、図６、図１３に示されているように、デーダ復調手順とは別に形成される。
別の可能性として、一時的符号予測ユニット５６において非コヒーレント復調を使用することもできる。尚、直交変調については、非コヒーレント復調は、ＳＬＣプロセスとハード判定形成との組み合わせからなり、一方、ＤＰＳＫ及びそれと同様の変調については、熊手型又はダイバシチ受信器における非コヒーレント復調は、各熊手の指又は信号パスにおいて異なった復調を行ってから累積を行う。非コヒーレント復調の場合、パス重みについての情報は、一時的符号予測ユニットにおいては必要ない。従って、チャンネル予測フィルタ５２は任意の伝播（グループ）遅延を持つことができる。
一般に、フィルタは入力信号が適用されてから直ぐに出力信号を出すわけではない。この時に経過する時間が、フィルタ伝播遅延と呼ばれるもので、フィルタの入力から出力まで信号が伝播するのに必要な時間を指す。例えば、ある種の有限インパルスレスポンス（ＦＩＲ）フィルタは、一定のグループ遅延、即ち、周波数に対する線形位相シフトを持つが、非線形位相シフトを持つフィルタも、ゼロより大きいグループ遅延を持つ。ローパスフィルタのグループ遅延の量は、フィルタの遮断周波数に依存する。
一方、予測フィルタは、これとは違うＦＩＲフィルタであり、−１のグループ遅延を近似しようとする。（尚、−１の一定のグループ遅延を得ることが可能であることは言うまでもない。）予測フィルタを設計する標準的手順は、エス・ヘイキン（Ｓ．Ｈａｙｋｉｎ）「適応フィルタ理論（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒ Ｔｈｅｏｒｙ）」第３版、５、６章（１９９６）に記載されている。システム理論から知られているように、そのようなフィルタは、ゼロより大きいグループ遅延を持つよう設計されたフィルタより高い等価ノイズ帯域幅を持つ。これが、コヒーレント変調ではなく非コヒーレント復調に基づく一時的符号予測を使用するコヒーレント変調の方が優れている理由の１つである。これについて、以下、具体例におけるシュミレーションを通して述べる。
尚、非コヒーレント復調に基づく一時的符号予測を使うコヒーレント受信器については、ＦＩＲフィルタの代わりに有限インパルスレスポンス（ＩＩＲ）フィルタを使用してもよい。ＩＩＲフィルタの伝播遅延（対象とする周波数についてのグループ遅延と等価）は、対応の線形位相ＦＩＲフィルタのグループ遅延と近似的に等しい。ただし、両方のフィルタが同じ遮断周波数に基づいて設計されているとして。一方、予測フィルタとなるＩＩＲフィルタを設計することは不可能であるから、ＩＩＲフィルタは、図７に示されたフィードバックを伴うコヒーレント受信器に使用することはできない。
図６、図７に示された一時的符号予測に対する２つの方式、つまり、非コヒーレント復調及びコヒーレント復調の他に、更に複雑な実現の仕方も可能である。例えば、一時的符号予測は、図７に示された受信器のように、ＤＤチャンネル予測を伴う「余分な」コヒーレント熊手型受信器によって行うこともできる。次のチャンネル復号プロセス（図７には示されていない）に対して出力サンプル
多段復号を使用した受信器は、図８に示されている。一時的記号予測ユニット５６は、一連の復号段を備え、そのうちの２つ（第１段と、次・最終段）が明示的に示されている。１段で生成される結果は、次に続く段によって、一時的符号予測として使用される。次・最終復号段によって生成される結果は、例えば図５、図６と関連した先に述べた２段復号器における最終復号段に供給される一時的符号予測である。第１復号器段においては、非コヒーレント復号又はコヒーレント復号が行われ、第２から次・最終復号器段においては、チャンネル予測情報を必要とする復号方式だけが意味を持つ。このような多段式復号により、一時的記号予測の信頼性が段々と改善される。また、本出願の多段式復号は、前述の復調ステップ、復号ステップ、再符号化ステップと組み合わせることができる。
上の説明において、一時的符号予測は、最大相関サンプルに基づいているが、一時的符号予測プロセスにおいて、他の（小さい）相関サンプルや、任意の段の最大のものを使用することも可能である。複数の相関サンプルをチャンネル復号において使用することができるし、あるいは、例えば、１つの変調間隔につき１つ以上の記号に対する相関サンプルを線形に組み合わせたものをチャンネル予測フィルタ５２に供給することもできる。それぞれの重み（線形結合プロセスにおける複数の相関サンプルを重みづけするための）は、一時的符号予測ユニット５６によって生成することができる。このようにして、一時的符号予測の信頼性は改善される。
例えば図５において、一時的符号予測ユニット５６は、いくつかの直交記号のそれぞれに重みを提供し、各セレクタＳＥＬは多数の複素乗算器と１つの加算器を備える。各数の乗算器は、重みの積と、パスλのそれぞれの相関サンプルを計算する。加算器は、乗算器からの積をパスλに基づき結合し、その和は、チャンネル予測フィルタ５２に供給される。Ｍ個の相関器のすべてからのサンプルが使用されたとすれば、セレクタＳＥＬは、Ｍ個の相関器と１つの加算器の組み合わせとなる。
尚、本発明は、判定変数を生成するコヒーレント変調器（最大割合結合を行う）を備えた受信器だけではなく、他の復調方式を採用した受信器においても使用することができる。そのような他の方式の重要な例として、ＳＳ通信システム用に、イコールゲイン結合、パワー重みつき結合の非コヒーレント復調がある。一般に、イコールゲイン結合は、最大割合結合に近いものであるが、パス重みの位相シフトだけが使用され、振幅は使用されない。パワー重みつき結合では、位相シフトではなく、振幅の絶対値が使用される。イコールゲイン結合については、例えば、エム・シュワルツ（Ｍ．Ｓｃｈｗａｒｔｚ）他「通信システムと技術（Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）」（１９６６）に、パワー重みつき結合の非コヒーレント復調については、前述のピー・シュラム（Ｐ．Ｓｃｈｒａｍｍ）に説明がある。
以上のことを考慮すると、もっとも相応しい復調器は、図６に示されたものであることになる。一時的符号予測インデクス
尚、このようなデバイスは、ハード的に配線された論理回路あるいは集積デジタル信号プロセッサ、例えば、特定のアプリケーション向けの集積回路（ＡＳＩＣ）として実現することができる。ＡＳＩＣは、必要な機能を行うのに最適なハード配線回路を備えることができる。これは、速度その他の性能パラメータが、プログラム可能デジタル信号プロセッサの汎用性より重要である場合に、取られる構成である。
上記送信方式のパワー効率を予測するために、コンピュータ・シュミレーションを行った。変調方式は、ＩＳ−９５規格に定義され、先に、Ｍ＝６４レベルとして述べられたものである。ＩＳ−９５との比較には、レート１／３、制約長（ｃｏｎｓｔｒａｉｎｔ ｌｅｎｇｔｈ）８（生成器多項式３６７、３３１、２２５）を使用した。更に、インターリービングは完全であると仮定した。完全なチャンネル予測を伴うコヒーレント復調の場合も、非コヒーレント復調との場合も、パス重みは白色ガウスプロセスとして生成された。本発明のＤＤチャンネル予測のコヒーレント復調のシュミレートにおいて、インターリーブサイズは、ほとんど完全にインターリーブするのに充分な大きさ（２５２ｘ２５２の２進符号）にした。メトリック計算は、図４に示された対数最尤割合を使用した。これは、各シュミレーションにおいて考えられるチャンネル状態にとって最適である。尚、エイ・ビタビ「ＣＤＭＡ」（１９９６）に記載されている非コヒーレント復調のためのジュアル最大メトリックを、本発明に基づく復調に使用してもよい。
非コヒーレント復調の代わりにコヒーレント復調を使用するＢＥＲにおいて達成できる最大の改善は、完全なチャンネル予測を仮定してシュミレートすることによって決定された。その結果は図９に示される。図９において、破線は、非コヒーレント復調の結果であり、実線は、完全なチャンネル予測を伴うコヒーレント復調の結果である。図９（及び図１０）において、２進情報符号当たりの等価エネルギーは、Ｅbで示されている。伝播パスが１つ、２つ、４つ、６つの場合の結果が示されている。周波数非選択レイリーフェージングチャンネルによる送信について、図９が示すところは、コヒーレント復調は、非コヒーレント復調と比較して、ビットエラーレート１０-3で、１．６ｄＢ以上（伝播パスの数に依存する）のゲインを出す。
コヒーレント復調は、マルチパスダイバーシチを増大させるのでパワー効率を増加し、伝播パスの数が無限に大きいとして、この増加は、（図９の点線８０で示されている）時間不変非拡散ＡＷＧＮチャンネルを介する送信性能が達成されるまで続く。これとは対照的に、非コヒーレント復調は、マルチパスダイバシチがある場合は、結合損失を出す。比較すると、時間不変非拡散ＡＷＧＮチャンネルを介する送信用の非コヒーレント復調は、１点鎖線８２により示される。マルチパス伝播で、且つここで適用されているようなパワーのあるチャンネル符号化の場合、この結合損失は、チャンネルに３つ以上の伝播パスがある場合、パワー効率の大きな減少をもたらす。従って、コヒーレント変調の利点は、マルチパスダイバーシチの増大と供に増大する。これと同じ挙動は、アンテナダイバーシチのような他の種類のダイバーシチでも生じる。この事実は、近代的な移動無線システムにおけるコヒーレント復調の重要な利点である。
コヒーレント復調とＤＤチャンネル予測とを組み合わせた本発明による受信器の性能は、最大ドップラ周波数０．０２４／Ｔbでシュミレートした。図６に示された実施の形態についての結果は、図１０に示されている。ここにおいて、破線は、非コヒーレント復調（図９と同様）の結果であり、実線は、ＤＤチャンネル予測と非コヒーレント復調に基づく一時的符号予測とを用いたコヒーレント復調についての結果である。伝播パスが１つ、２つ、４つ、６つの場合の結果が示されている。パス重みの予測に起因する損失に焦点を当てるために、チャンネル内の遅延の予測は完全であると仮定した。チャンネル予測フィルタ５２はＦＩＲフィルタで、前述のエス・ヘイキンの著書に記載されている最小不偏分散された（ｍｉｎｉｍｕｍ ｍｅａｎ−ｓｑｕａｒｅｄ）エラー（ＭＭＳＥ）基準を使用する所望の方形周波数レスポンス用に設計された線形位相と度数２０度を持つＦＩＲフィルタである。尚、以上のことから、２１タップ（度数２０）を越えるＦＩＲフィルタ又はＩＩＲフィルタは、どちらも等価ノイズ帯域幅が低くなり、それらを使用すれば、更に良好なシステム性能を得ることができる。
図１０のシュミレーション結果を図９の結果と比較すると、完全なチャンネル予測と比較してＤＤチャンネル予測を使用することによる劣化は、１つの伝播パスにつき１０-3のビットエラーレートで、０．８ｄＢにすぎず、伝播パスが６つになると２．３ｄＢになる。図１０の結果によれば、ＤＤチャンネル予測を伴うコヒーレント復調のゲインは、非コヒーレント復調と比較して、１つの伝播パスに対して１０-3ＢＥＲで０．８ｄＢ、６つの伝播パスに対して１．４ｄＢである。
以上のように、図６に示された非コヒーレント復調を伴うＤＤチャンネル予測を使用する受信器は、図７に示されたコヒーレント復調を伴うＤＤチャンネル予測を使用する受信器より、優れた性能を持つ。これは、図７に示された受信器のコンピュータシュミレーションから得られた量的例によって示された。シュミレーションパラメータは、図１０の場合と同じであった。方式を公平に比較するために、フィルタ度数は、どの場合も２０とした。図７の方式においては、フィルタは予測フィルタであり、前述のエス・ヘイキンの著作の６章に基づき設計されたものである。このシュミレーションの結果は図１１、図１２に示される。それぞれ、伝播パスが１つの場合と、４つの場合の送信を示す。
どちらの場合も、図７の方式のＢＥＲ性能は、非コヒーレント復調を使用する受信器のＢＥＲ性能より悪かった。ただ、図６の方式は、コヒーレント復調の結果として、大きなゲインがあった。尚、システムの性能は、最大ドップラ周波数及びチャンネル遮断周波数に大きく依存し、後者は、最大ドップラ周波数に基づき調整される。最大ドップラ周波数が低い場合、図１１、図１２に示された図７の方式の欠点は、それほど重要でなくなる。しかしながら、ＩＳ−９５に基づく通信システムのような移動アプリケーションでは、シュミレーションに使用された筋書きが合理的である考えられる。
図６の方式は、図７の方式と比較して、少なくとも次の点で優れている。即ち、チャンネル予測フィルタ５２のノイズ帯域幅は非常に低く、特に、最大ドップラ周波数が高ければ、更に低くなる。（この事実は、先に述べた通りである。）もう１つの点は、図６の方式では、ＤＤチャンネル予測に使用される前もって決められて記号が、データ予測とは独立に生成されるので、エラー伝播が避けられる。システムが非線形であるため、性能が改善される具体的理由を説明するのは難しい。図６の方式は、フィードバックがないため、２段復調器と見ることができる。その他のシステム（例えば、ジョイント（ｊｏｉｎｔ）検出を使用するＣＤＭＡシステム）からは、２段復調器により性能が改善されることが知られている。
両方式でのＢＥＲを比較すると、コヒーレント復調の方が非コヒーレント復調より優れており、受信器の構成が複雑になるが、それはわずかである。このことは、特に、図６に示された非コヒーレント復調を伴う一時的符号予測に基づくＤＤチャンネル予測を使ったコヒーレント復調器について言えることである。０．０２４／Ｔbという最大ドップラ周波数は移動無線の応用において典型的なものであるが、達成できるゲインは約１ｄＢである。本発明のパワー効率は最大ドップラ周波数に依存するが、それはチャンネル特性によって決まる。もし最大ドップラが、ちょうど無線ローカルループのようなアプリケーションおけるように、アプリオリに低いものであるなら、本発明のコヒーレント復調を非コヒーレント復調の代わりに使用することによって達成できるゲインは、約１ｄＢより大きなものになる。というのは、チャンネル予測フィルタ５２の等価ノイズ帯域幅は減らすことができるからである。従って、本発明の受信器は、無線ローカルループや無線ローカルエリアネットワークのようなアプリケーションにとって非常に魅力的である。
本発明は、直交変調を使用するデジタル通信システムに対してパワー効率を増大させる。ＣＤＭＡシステムにおいては、性能が改善されるので、スペクトル効率（ユーザ容量）を増大させる。もう１つの重要な利点は、本発明の復調方式を使用する受信器は、非コヒーレント復調用に設計されたシステムにも使用できるという点である。
本発明によるコヒーレント復調とＤＤチャンネル予測との組み合わせの１つの重要な応用は、ＩＳ−９５通信システムのアップリンクである。そのような移動無線環境では、本発明の組み合わせは、非コヒーレントシステムに比較して約１ｄＢのゲインを提供する。その他の環境、例えば無線ローカルループでは、本発明の方式によるゲインは更に高いものになる。
以上、本発明を直交変調方式として説明してきたが、これは、直交（例えば、ウオルシーアダマール）シーケンスというコンテキストと等価である。本発明の一時的符号予測は、このコンテキストにおいて最大に機能する。しかしながら、本発明の一時的符号予測は、先に引用された米国特許第５、２３７、５８６号に記載されているような２直交（ｂｉ−ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）シーケンスや非直交シーケンスというコンテキストにおいても応用することができる。
本発明の非ＳＳ通信システムでの使用として、図１３に示された受信器の部分５０’は、パルス振幅変調（ＰＡＭ）、直交振幅変調（ＱＡＭ）、又はＰＳＫ又はダイバーシチを利用するＤＰＳＫ変調のためである。図１３に示された構成は、図５に示された構成を変形したもので、類似している。本発明の一時的符号予測の原則は、どちらにおいても実質的には同じに作用する。ただし、非ＳＳシステムで整合（ｍａｔｃｈｅｄ）フィルタリングとサンプリングに代わって、ＳＳシステムでは相関器が使用される。また、図１３では、１つの信号又は伝播パスしか示しておらず、マルチパス又はダイバーシチ受信器は、典型的には、複数のセレクタＳＥＬ’と、チャンネル予測フィルタ５２’と、遅延エレメント５４’と、コンジュゲータ６２’と、コンバイナ６４’とを備える。
典型的な非ＳＳ受信器においては、復調は、ダイバーシチ受信器の各パス用に受信された信号をマッチしたフィルタにかけ、サンプリングすることによって行われる。これらの機能を行うデバイスは、図１３には示されていない。この結果として得られる複素数サンプルはすべて一時的符号予測ユニット５２’に供給され、そこで、一時的振幅係数予測の逆数が生成される。これらの予測は、送信側にあるパルス整形フィルタに供給される特定の変調方式（例えば、ＰＡＭ，ＱＡＭ，又はＤＰＳＫ）に対応する振幅係数の予測である。一時的振幅係数予測は、（ゼロか１しか起きない直交変調方式とは対照的に）マルチレベル信号であるから、図１３に示されたセレクタＳＥＬ’は、複素乗算器又は等価デバイスである。この対応は、上記のＳＳ変調のためのすべての操作が非ＳＳデジタル通信システムに適用できるということを示している。更に、変調方式は、２直交（ｂｉ−ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）又は非直交であってもよい。このコンテキストにおいて、本発明は、ＤＳＰＫに基づく通信システムにとって最も魅力的に見える。何故なら、一時的符号予測は、非コヒーレント復調によって行うことができるからである。
尚、図１３に示された構成は、非ダイバーシチ通信システムにも適用することができる。その際、次のように考える。そのようなシステムにおけるマッチしたフィルタからのサンプルだけが一時的符号予測ユニット５６’に供給され、一時的符号予測ユニット５６’は、どの振幅係数（例えば、１＋ｊ；３＋３ｊ；など）が送られたかを各サンプルについて予測し、その予測をセレクタＳＥＬ’に提供する。セレクタＳＥＬ’は、複素乗算器を備え、そこで予測の逆数とそれぞれのサンプルとの積が得られ、これらの積がチャンネル予測フィルタ５２’に提供される。フィルタ５２’によって生成された予測パス重みは、コンジュゲータ６２’に提供され、共役パス重み予測が、やはり複素乗算器を備えたコンバイナ６４’に提供される。
当業者に取っては理解されるように、本発明は、その本質から離れることなく、他の形態で実施することができる。従って、上記実施の形態は、例にすぎず、これにより本発明を限定するものではない。本発明の範囲は、以下の請求の範囲によって定義される。
Claims (28)
- 通信システムのためにコヒーレント復調及び判定指向チャンネル予測を行う受信器における装置であって、
前記通信システムにおいて、送信器は情報信号を前記受信器に送り、前記受信器は所定のコードシーケンスに対して相関づけられた受信信号のサンプルを生成して相関サンプルを生成し、
当該装置は、相関サンプルに基づいてパス重みを予測する予測手段を備え、当該予測手段は、
相関サンプルに基づいて、一時的符号予測を生成する手段であって、その際、受信器が使用するデータ復調手順とは別に、データ復調手順によって決定される情報信号のフィードバックなしに、一時的符号予測を生成する手段と、
一時的符号予測に基づいて相関サンプルを選択する手段と、
選択された相関サンプルに基づいてパス重みを生成するチャンネル予測手段と、
情報信号を決定するために受信器が使用するデータ復調手順において、予測されるパス重みに基づいて相関サンプルを最大割合結合することによって判定変数を生成する手段と
を備えることを特徴とする装置。 - 請求項１に記載の装置であって、前記一時的符号予測生成手段が
相関サンプルに基づいて受信信号サンプルを非コヒーレントに復調する手段と、
非コヒーレントに復調された受信信号サンプルのハード判定を一時的符号予測として形成する手段と
を備えることを特徴とする装置。 - 請求項１に記載の装置であって、前記一時的符号予測生成手段が、
受信信号サンプルを復調する手段と、
復調された信号サンプルを復号し、情報信号の予測を形成する手段と、
情報信号の予測を再符号化し、再符号化された予測に基づいて一時的符号予測を形成する手段と
を備えることを特徴とする装置。 - 請求項１に記載の装置であって、
前記一時的符号予測生成手段が、相関サンプルの線形結合のための重みを生成し、
前記チャンネル予測手段が前記線形結合に基づいて予測パス重みを生成することを特徴とする装置。 - 請求項１に記載の装置であって、前記一時的符号予測生成手段が、
受信信号をコヒーレントに復調する手段と、
コヒーレントに復調された受信信号のハード判定を一時的符号予測として形成する手段と
を備えることを特徴とする装置。 - 請求項１に記載の装置であって、前記一時的符号予測生成手段が、
受信信号を少なくとも２段で復調する手段と、
復調された受信信号のハード判定を一時的符号予測として形成する手段と
を備えることを特徴とする装置。 - 通信システムのためのコヒーレント復調及び判定指向チャンネル予測を行う受信器における方法であって、
前記通信システムにおいて、送信器は情報信号を前記受信器に送り、前記受信器は所定のコードシーケンスに対して相関づけられた受信信号のサンプルを生成して相関サンプルを生成し、
当該方法は、相関サンプルに基づいてパス重みを予測する予測ステップを備え、当該予測ステップは、
相関サンプルに基づいて、一時的符号予測を生成するステップであって、その際、受信器が使用するデータ復調手順とは別に、データ復調手順によって決定される情報信号のフィードバックなしに、一時的符号予測を生成するステップと、
一時的符号予測に基づいて相関サンプルを選択するステップと、
選択された相関サンプルに基づいてパス重みを生成するチャンネル予測ステップと、
情報信号を決定するために受信器が使用するデータ復調手順において、予測されるパス重みに基づいて相関サンプルを最大割合結合することによって判定変数を生成するステップと
から成ることを特徴とする方法。 - 請求項７に記載の方法であって、前記一時的符号予測生成ステップが
相関サンプルに基づいて受信信号サンプルを非コヒーレントに復調するステップと、
非コヒーレントに復調された受信信号サンプルのハード判定を一時的符号予測として形成するステップと
から成ることを特徴とする方法。 - 請求項７に記載の方法であって、前記一時的符号予測生成ステップが、
受信信号サンプルを復調するステップと、
復調された信号サンプルを復号し、情報信号の予測を形成するステップと、
情報信号の予測を再符号化し、再符号化された予測に基づいて一時的符号予測を形成するステップと
を有することを特徴とする方法。 - 請求項７に記載の方法であって、
前記一時的符号予測生成ステップが、相関サンプルの線形結合のための重みを生成し、
予測されるパス重みが線形結合相関サンプルに基づく
ことを特徴とする方法。 - 請求項７に記載の方法であって、前記一時的符号予測生成ステップが、
受信信号をコヒーレントに復調するステップと、
コヒーレントに復調された受信信号のハード判定を一時的符号予測として形成するステップと、
を含むことを特徴とする方法。 - 請求項７に記載の方法であって、前記一時的符号予測生成ステップが、
受信信号を少なくとも２段で復調するステップと、
復調された受信信号のハード判定を一時的符号予測として形成するステップと、
を含むことを特徴とする方法。 - 通信システムのためにコヒーレント復調及び判定指向チャンネル予測を行う受信器における装置であって、
前記通信システムにおいて、送信器は情報信号を受信器に送り、前記受信器は整合フィルタリングの後に受信信号のサンプルを生成し、
当該装置は、受信信号サンプルに基づいてパス重みを予測する手段を備え、当該予測手段は、
受信信号サンプルに基づいて、一時的符号予測を生成する手段であって、その際、受信器が使用するデータ復調手順とは別に、データ復調手順によって決定される情報信号のフィードバックなしに、一時的符号予測を生成する手段と、
一時的符号予測の逆数と受信信号サンプルとの積を生成する手段と、
選択された受信信号サンプルに基づいてパス重みを生成するチャンネル予測手段と、
情報信号を決定するために受信器が使用するデータ復調手順のために、予測されるパス重みに基づいて受信信号サンプルを最大割合結合することによって判定変数を生成する手段と
を備えることを特徴とする装置。 - 請求項１３に記載の装置であって、前記一時的符号予測生成手段が、
受信信号サンプルに基づいて受信信号サンプルを非コヒーレントに復調する手段と、
非コヒーレントに復調された受信信号サンプルのハード判定を一時的符号予測として形成する手段と
を備えることを特徴とする装置。 - 請求項１３に記載の装置であって、前記一時的符号予測生成手段が、
受信信号サンプルを復調する手段と、
復調された受信信号サンプルを復号し、情報信号の予測を形成する手段と、
情報信号の予測を再符号化し、再符号化された予測に基づいて一時的符号予測を形成する手段と
を備えることを特徴とする装置。 - 請求項１３に記載の装置であって、
前記一時的符号予測生成手段が、相関サンプルの線形結合のための重みを生成し、
前記チャンネル予測手段が前記線形結合に基づいて予測パス重みを生成することを特徴とする装置。 - 通信システムのためのコヒーレント復調及び判定指向チャンネル予測を行う受信器における方法であって、
前記通信システムにおいて、送信器は情報信号を前記受信器に送り、前記受信器は整合フィルタリングの後で受信信号のサンプルを生成し、
当該方法は、受信信号サンプルに基づいてパス重みを予測するステップを備え、当該予測ステップは、
受信信号サンプルに基づいて、一時的符号予測を生成するステップであって、その際、受信器が使用するデータ復調手順とは別に、データ復調手順によって決定される情報信号のフィードバックなしに、一時的符号予測を生成するステップと、
一時的符号予測の逆数と受信信号サンプルとの積を形成するステップと、
選択された受信信号サンプルに基づいてパス重みを生成するステップと、
情報信号を決定するために受信器が使用するデータ復調手順のために、予測されるパス重みに基づいて相関サンプルを最大割合結合することによって判定変数を生成するステップと、
を備えたことを特徴とする方法。 - 請求項１７に記載の方法であって、前記一時的符号予測生成ステップが、
相関サンプルに基づいて受信信号サンプルを非コヒーレントに復調し、非コヒーレントに復調された受信信号サンプルのハード判定を一時的符号予測として形成するステップ
を含むことを特徴とする方法。 - 請求項１７に記載の方法であって、前記一時的符号予測生成ステップが、
受信信号サンプルを復調するステップと、
復調された信号サンプルを復号し、情報信号の予測を形成するステップと、
情報信号の予測を再符号化し、再符号化された予測に基づいて一時的符号予測を形成するステップと、
を含むことを特徴とする方法。 - 請求項１７に記載の方法であって、
前記一時的符号予測生成ステップが、相関サンプルの線形結合のための重みを生成し、予測されるパス重みが線形結合相関サンプルに基づく
ことを特徴とする方法。 - 送信器が情報信号を受信器に送り、受信器が受信信号のサンプルを生成する、スペクトラム拡散通信システムのための受信器であって、
受信信号の少なくとも２つの信号のサンプルを生成する手段と、
サンプルのグループを所定のコードシーケンスに対して相関づけることによって複数の相関サンプルを生成する手段と、
相関サンプルに基づいて、各信号に対してパス重みを予測する手段であって、受信器が使用するデータ復調手順とは別に、データ復調手順によって決定される情報信号のフィードバックなしに、相関サンプルに基づいて一時的符号予測を生成する手段と、一時的符号予測に基づいて相関サンプルを選択する手段と、選択された相関サンプルに基づいてパス重みを生成するチャンネル予測手段と、を含む前記予測手段と、
情報信号を決定するために受信器が使用するデータ復調手順において判定変数を生成する手段であって、当該判定変数は、予測されるパス重みに基づいて相関サンプルを最大割合結合することによって生成される、前記生成手段と、
を備えることを特徴とする受信器。 - 請求項２１に記載の受信器であって、前記一時的符号予測生成手段が、相関サンプルを二乗結合する手段と、二乗結合された相関サンプルのハード判定を形成する手段を有することを特徴とする受信器。
- 請求項２２に記載の受信器であって、前記一時的符号予測生成手段が、更に、相関サンプル用の遅延エレメントを備えることを特徴とする受信器。
- 請求項２１に記載の受信器であって、前記一時的符号予測生成手段が、更に、相関サンプル用の遅延エレメントを備えることを特徴とする受信器。
- 受信器が受信信号のサンプルを生成するスペクトラム拡散通信システムにおける情報信号復調方法であって、
受信情報信号の少なくとも２つの信号のサンプルを生成するステップと、
サンプルのグループを所定のコードシーケンスに対して相関づけることによって複数の相関サンプルを生成するステップと、
相関サンプルに基づいて、各信号に対してパス重みを予測するステップであって、受信器が使用するデータ復調手順とは別に、データ復調手順によって決定される情報信号のフィードバックなしに、相関サンプルに基づいて一時的符号予測を生成するステップと、
一時的符号予測に基づいて相関サンプルを選択するステッップと、
選択された相関サンプルに基づいてパス重みを生成するチャンネル予測ステップとを含む前記予測ステップと、
情報信号を決定するために受信器が使用するデータ復調手順において判定変数を生成するステップであって、当該判定変数は、予測されるパス重みに基づいて相関サンプルを最大割合結合することによって生成される前記生成ステップと、
を有することを特徴とする方法。 - 請求項２５に記載の方法であって、前記一時的符号予測生成ステップが、相関サンプルを二乗結合するステップと、二乗結合された相関サンプルのハード判定を形成するステップとを有することを特徴とする方法。
- 請求項２６に記載の方法であって、前記一時的符号予測生成ステップが、更に、相関サンプルの遅延させるステップを含むことを特徴とする方法。
- 請求項２５に記載の方法であって、前記一時的符号予測生成ステップが、更に、相関サンプルを遅延させるステップを含むことを特徴とする方法。
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