WO2004059890A1 - 伝送路シミュレータ及び無線機器評価方法 - Google Patents

伝送路シミュレータ及び無線機器評価方法 Download PDF

Info

Publication number
WO2004059890A1
WO2004059890A1 PCT/JP2003/016530 JP0316530W WO2004059890A1 WO 2004059890 A1 WO2004059890 A1 WO 2004059890A1 JP 0316530 W JP0316530 W JP 0316530W WO 2004059890 A1 WO2004059890 A1 WO 2004059890A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
noise
fading
path
level
Prior art date
Application number
PCT/JP2003/016530
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Kazunori Inogai
Daichi Imamura
Masayuki Hoshino
Genichiro Ota
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. filed Critical Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority to JP2004562900A priority Critical patent/JPWO2004059890A1/ja
Priority to AU2003296071A priority patent/AU2003296071A1/en
Priority to US10/539,090 priority patent/US20060094365A1/en
Priority to EP03786253A priority patent/EP1564918A1/en
Publication of WO2004059890A1 publication Critical patent/WO2004059890A1/ja

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/0082—Monitoring; Testing using service channels; using auxiliary channels
    • H04B17/0087—Monitoring; Testing using service channels; using auxiliary channels using auxiliary channels or channel simulators
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
    • H04B17/336—Signal-to-interference ratio [SIR] or carrier-to-interference ratio [CIR]

Definitions

  • the present invention relates to a transmission path simulator for simulating a wireless transmission path for evaluating a wireless device, and a wireless device evaluation method.
  • a device that simulates a wireless transmission path that is, a transmission path simulator, is required as an environment for evaluating the performance of the developed equipment. Become.
  • Fig. 1 shows a configuration example of a conventional transmission path simulator.
  • the transmission path simulator 10 allows the transmission signal output from the transmission system of the development device 40 to pass through a multipath transmission path configured according to the setting parameters from the control device 30. At this time, amplitude fluctuations and phase fluctuations (hereinafter referred to as propagation path fluctuations) imitating fading are given to the signal passing through each path, and weighted and added by the gain of each path, and then receiver noise is added.
  • the signal to which the propagation path fluctuation and the receiver noise are given by the transmission path simulator 10 is received and demodulated by the receiving system 50 of the development device, and the demodulated signal is sent to the error rate measuring device 70.
  • the transmission line simulator 10 is connected to the transmission system 40 of the development device consisting of a digital baseband processing unit (digital BB processing unit) 41, an analog baseband processing unit (analog BB processing unit) 42, and a radio circuit 43. In addition to being connected, it is connected to a receiving system 50 of a development device including a radio circuit 53, an analog BB processing unit 52, and a digital BB processing unit 51.
  • a digital baseband processing unit digital BB processing unit
  • analog baseband processing unit analog baseband processing unit
  • the I-channel (in-phase, ie, the real part of a complex number) and the Q channel (ie, the orthogonal part, ie, the imaginary part of a complex number), except for the lines connecting the radio circuits 43 and 11 and 20 and 53 Are two baseband signal lines.
  • the digital data generated by the data generator 60 is input to the transmission path simulator 10 via the digital BB processing unit 41, the analog BB processing unit 42, and the radio circuit 43 of the transmission system 40.
  • the transmission system 40 of the development device is a CDMA (Code Division Multiple Access) transmission device
  • digital BB processing portion 41 is a portion that performs digital modulation processing, spreading processing, and the like, and OFDM transmission device. If it is a unit, it is a part that performs digital modulation processing, inverse Fourier transform processing, and the like.
  • the analog BB processing unit 42 is a digital-to-analog conversion circuit
  • the wireless circuit 43 is a unit that performs up-conversion and signal amplification.
  • the transmission path simulator 10 has a radio circuit 11 for performing a process reverse to that of the radio circuit 43, that is, a process such as down-conversion, and an analog BB processing unit 12 composed of an analog-to-digital conversion circuit. 1 and the analog BB processing unit 12 return the signal from the transmission system 40 to a digital baseband signal.
  • the digital baseband signal is input to a multipath signal generator 13 including a shift register 14 and a selector 15, and is converted into a multipath signal by the multipath signal generator 13.
  • the shift register 14 shifts the input digital baseband signal by the time obtained by dividing the maximum delay time of the path by the sampling period of the analog BB processing unit 12.
  • the selector 15 selects and outputs as many signals as the number of passes from the signals output from each shift stage of the shift register 14.
  • the multipath generating unit 13 receives a multipath instruction signal S1 indicating the number of paths specified by the control device 30 and the delay time of each path, and the shift register 14 and the selector 15 It operates based on the path instruction signal S1.
  • the selector 15 of the multipath generator 13 outputs a signal corresponding to each path in the multipath environment.
  • the signal corresponding to each path is sent to each of the complex multipliers A 1 to A k of the instantaneous fluctuation (Rayleigh fading) adder 16.
  • the complex multipliers A1 to Ak are supplied with complex Gaussian noise generated by band-limited complex Gaussian noise generators (LGN) D1 to Dk.
  • the band-limited complex Gaussian noise generator (LGN) Dl to Dk is composed of a white Gaussian noise generator and a Doppler filter, and is band-limited to the range of the maximum Doppler frequency S2 input from the controller 30. This produces white Gaussian noise.
  • each of the complex multipliers A 1 to A k outputs a signal of each path to which the instantaneous fluctuation is given.
  • the signal of each path to which the instantaneous variation is added is sent to a plurality of complex multipliers B 1 to B k forming the short- and long-term interval variation giving unit 17.
  • Each of the complex multipliers B 1 to B k is supplied with a complex gain S 3 corresponding to each path specified by the control device 30, whereby the short- and long-period variation providing section 17 provides a shadow.
  • the signal of each path to which the wing or the distance variation is given is output. In this way, in the transmission path simulator 10, a signal to which the instantaneous variation, shadowing, and distance variation specified by the control device 30 are given for each path is formed, and the signal of each path is formed. Is the adder C1, C
  • the transmission path simulator 10 has a receiver noise adding unit 18 that adds receiver noise to the multipath signal.
  • the receiver noise adding unit 18 adds a white noise of the noise level S4 specified by the control device 30 to the multipath signal.
  • the receiver / sound collection unit 18 is a white noise generator that generates white noise.
  • the noise is adjusted to the noise level S4 by the amplifier 22 and then added to the multipath signal by the adder 23 to add receiver noise.
  • the receiver noise is added by the adder 23.
  • the analog BB processing unit 19 and the radio circuit 20 have the same configuration as the analog BB processing unit 42 and the radio circuit 43 of the transmission system 40, and have a digital BB to which propagation path fluctuation and receiver noise are added. After digital-to-analog conversion of the signal, perform radio processing such as up-conversion and amplification.
  • the output signal of the transmission path simulator 10 is input to the wireless circuit 53 of the development device (reception system) 50.
  • the wireless circuit 53 has an AGC (Automatic Gain Control) circuit and an AFC (Automatic Frequency Control) circuit, and compensates for a carrier frequency offset and input level fluctuation between transmission and reception.
  • the signal that has been converted from analog to digital by the analog BB processing unit 52 is sent to the digital BB processing unit 51.
  • the development device (receiving system) 50 is a CDMA (Code Division Multiple Access) receiving device
  • the digital BB processing unit 51 performs digital demodulation processing and despreading processing. If so, it is the part that performs digital demodulation processing and Fourier conversion processing.
  • the signal processed by the digital BB processing unit 51 is sent to the error rate measuring unit 70, and the error rate measuring unit 70 measures the transmission line error rate.
  • the transmission path simulator 10 simulates the multipath, fading fluctuation and receiver noise that may occur in the transmission path with respect to the radio signal obtained by the transmission system 40 of the development device.
  • the obtained signal is input to the receiving system 50 of the development device, and the error rate characteristics of the signal processed by the receiving system 50 are measured, whereby the transmitting system 40 and the receiving system 50 are measured. It evaluates the transmission characteristics of 0.
  • the conventional transmission path simulator when the transmission system and the reception system of the development device are completed to some extent, simulated propagation path fluctuation and receiver noise are applied to the radio signal output from the transmission system. Then, it is supplied to the receiving system as a radio signal, and the error rate of the data obtained by the receiving process of the receiving system is measured to evaluate the performance of the developed equipment.
  • the analog baseband processing sections 42 and 52 and the radio circuits 43 and 53 are provided. It is assumed that it is completed to a state where it can be operated. In particular, if the development of the radio circuit 53 of the receiving system 50 does not proceed to an operable level, the AGC control and the AFC control cannot be performed, so that correct performance evaluation cannot be performed.
  • An object of the present invention is to provide a transmission line simulator and a radio device evaluation method capable of independently and satisfactorily evaluating the transmission characteristics of a digital baseband processing unit regardless of the development of a radio circuit.
  • the purpose is to provide a digital signal interface for inputting the digital baseband signal of the development device to the transmission path simulator, and to simulate the overall signal level of the digital baseband signal when simulating a 1-pass transmission path. This is achieved by adding receiver noise that simulates SNR (Signal-to-Noise Ratio) fluctuation due to fading while keeping the constant. In the simulation of the multi-path transmission path, this is achieved by giving only the amplitude fluctuation due to fading to the signal of each path and outputting the signal obtained by combining the paths at a constant level.
  • Figure 1 is a block diagram showing the configuration of a conventional transmission path simulator
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a transmission path simulator according to Embodiment 1 of the present invention
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a band-limited complex Gaussian noise generator (L G N);
  • FIG. 4 (A) is a signal waveform diagram of a radio signal before adding noise;
  • FIG. 4 (B) is a signal waveform diagram showing a general relationship between a signal level of a radio signal and a noise level;
  • FIG. 4 (C) is a signal waveform diagram showing the relationship between the signal level of the wireless signal and the noise level according to the embodiment
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a transmission path simulator according to Embodiment 2 of the present invention.
  • Figure 6 is a block diagram showing the configuration of the transmission analog adjustment unit
  • FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of the pseudo power amplifier (PA).
  • PA pseudo power amplifier
  • Figure 8 is a block diagram showing the configuration of the receiving analog adjustment unit
  • FIG. 9 is a diagram showing a model of how to add receiver noise in the one-pass transmission line described in Embodiment 1;
  • FIG. 10 is a diagram illustrating another example of how to add receiver noise in a one-pass transmission path.
  • a digital signal interface for inputting a digital baseband signal of the development device is provided in the transmission line simulator, and the entire digital signal is simulated with respect to the digital baseband signal when a one-pass transmission line simulation is performed.
  • receiver noise simulating SNR Synignal-to-Noise Katio
  • Only the amplitude fluctuation due to fading is given to the source signal, and the signal obtained by combining the respective paths is output at a constant level.
  • a multipath signal is formed from the digital baseband signal, fusing fluctuations are applied to the signals of each path of the multipath signal, and a signal obtained by combining them is received.
  • gain control was performed so that the signal level became almost constant after adding machine noise.
  • FIG. 2 in which parts corresponding to those in FIG. 1 are assigned the same reference numerals, shows a configuration of a transmission path simulator according to Embodiment 1 of the present invention. The description of the same parts as in FIG. 1 is omitted.
  • the I channel (in-phase, that is, the real part of a complex number) and the Q channel (the quadrature, that is, the imaginary part of a complex number) 2 shows two baseband signal lines.
  • the transmission path simulator 100 has a switch SW 1 provided between the radio circuit 11 and the analog BB processing unit 12 and a switch SW 1 provided between the analog BB processing unit 12 and the manhole path signal generation unit 13.
  • the digital BB processing unit 4 of the transmission system 40 The output signal from 1 can be directly input via the switch SW 2 and the output from the analog BB processing section 42 of the transmission system 40 can be directly input via the switch SW 1. It has been made.
  • the transmission path simulator 100 even if the development of the wireless circuit 43 and the analog BB processing unit 42 has not been completed until the operable state, the output of the digital BB processing unit 41 By directly inputting the signal to the circuits after the multipath signal generation unit 13 via the switch SW2, the transmission path characteristics of the digital BB processing unit 41 can be independently evaluated.
  • the output signal of the analog BB processing unit 42 can be input via the switch SW1 so that the digital circuit excluding the wireless circuit 43 can be obtained.
  • the transmission path characteristics of the BB processing section 41 and the analog BB processing section 42 can be evaluated.
  • the transmission path simulator 100 is composed of an instantaneous variation adding unit 101 that adds instantaneous variation (ray leaf aging) to the output signal from the multipath signal generation unit 13 and a short and long section that adds shadowing and distance variation.
  • a fluctuation imparting unit 102 a receiver noise adding unit 103 for adding receiver noise such as thermal noise at the receiver, and a gain control so that the signal level becomes almost constant with respect to the multipath signal.
  • an automatic gain control unit 104 for performing the operation.
  • the instantaneous variation imparting unit 101 assigns a band-limited complex Gaussian noise generator (LGN) to each path signal in a plurality of complex multipliers A 1 to A k. ) By complex multiplying the band-limited white Gaussian noise generated in E1 to Ek, instantaneous fluctuation is given to the signal of each path.
  • LGN complex Gaussian noise generator
  • a switch (SW) 105 is provided between the band-limited complex Gaussian noise generator E 1 of the instantaneous fluctuation imparting unit 101 and the complex multiplier A 1, and the complex multiplier A 1 has Either band-limited white Gaussian noise or “1” is selectively input.
  • the switch 105 transmits the band-limited white Gaussian noise from the band-limited complex Gaussian noise generator E 1 to the complex multiplier A 1 when simulating the multipath transmission path, The value "1" is sent to the divider 106 of the noise adding unit 103.
  • the value “1” is supplied to the complex multiplier A 1 and the white gaussian band-limited to the divider 106 of the receiver noise adding unit 103 is supplied. Send out noise.
  • FIG. 3 shows the configuration of each band-limited complex Gaussian noise generator E 1 to E k.
  • the configuration of each band-limited complex Gaussian noise generator E 1 to E k is basically the same, the instantaneous fluctuation initial signal S given from the controller 110 to the white Gaussian noise generator (WGN) 121 is 1 OB is different for each pass.
  • WGN white Gaussian noise generator
  • Band-limited complex Gaussian noise generator E To E, white Gaussian noise corresponding to the instantaneous fluctuation initial value S 1 OB given from the controller 110 is generated by the white Gaussian noise generation unit 121.
  • the white Gaussian noise generator 122 generates white Gaussian noise (that is, complex white Gaussian noise) for each of the I channel and the Q channel, and this complex white Gaussian noise is also processed in subsequent circuits. .
  • the Doppler filter 122 limits the band of the white Gaussian noise in accordance with the maximum Doppler frequency fD from the control device 110, and sends the band-limited white Gaussian noise to the phase fluctuation ONZOF F section 123.
  • the phase variation ONZOF F section 1 2 3 performs ON / OFF control of the phase variation of the band-limited Gaussian noise in accordance with the phase variation ONZO F F designation signal S 10 C from the control device 110. More specifically, when the phase variation O NZOF F designation signal S10C is input to specify ON control of the phase variation, the band-limited complex Gaussian noise from the Doppler filter 122 is instantaneously varied as it is. Output as a value.
  • the phase fluctuation ON / OFF designating signal S10C for specifying the ⁇ ⁇ FF control of the phase fluctuation is input, the fluctuation value envelope of the band-limited Gaussian noise of the I channel and the Q channel is obtained. Calculate the amplitude (I 2 + Q 2 ) and output the obtained fluctuation value envelope amplitude as I-channel and Q-channel signals. That is, instantaneous fluctuation
  • the complex multipliers A1 to Ak ' provide only the level fluctuation without the phase fluctuation.
  • the transmission path simulator 100 uses the short- and long-period fluctuation providing unit 102 to generate a short-period fluctuation and a short-period fluctuation that cause phase fluctuation with respect to the digital baseband signal. Can be added selectively. More specifically, when short-term fluctuations that do not cause phase fluctuations are given, the control device 110 outputs the complex gain signal S 11 having the same value from the I-channel and the Q-channel to generate phase fluctuations. When a long-term variation is given, the controller 110 outputs a complex gain signal S 11 having different values of the I channel and the Q channel.
  • the transmission path simulator 100 uses the instantaneous variation providing unit 101 and the short-range variation providing unit 102 to determine whether the digital baseband signal has instantaneous variation without phase variation or short-range variation. Alternatively, instantaneous fluctuations and short- and long-term fluctuations with phase fluctuations can be given selectively.
  • phase compensation cannot be performed, so that the digital baseband signal is subjected to instantaneous fluctuations and phase fluctuations without phase fluctuations.
  • phase compensation can be performed by the wireless circuit 53, so that instantaneous fluctuations with phase fluctuations and short- and long-range fluctuations can be provided. Has become.
  • the noise level S 4 is directly used as the control gain of the amplifier 22.
  • the white noise generated by the white noise generator (WGN) 21 is supplied to the adder 23 as a level corresponding to the noise level S4. That is, at the time of simulating the multipath transmission path, white Gaussian noise of the level designated by the noise level S4 is added as receiver noise in the adder 23.
  • the receiver elephant sound adding unit 103 simulates the one-path transmission path
  • the band-limited complex Gaussian noise generated by the band-limited complex Gaussian noise generator E1 is input to the divider 106 via the switch 105.
  • the divider 106 performs division with the band-limited complex Gaussian noise (actually, the envelope amplitude value of the band-limited white Gaussian noise) as the denominator and the noise level S4 as the numerator.
  • the divided value is input as a control signal of the amplifier 22 that changes the amplitude of the white noise from the white noise generator (WGN) 21.
  • the adder 23 outputs a signal having a constant signal level and simulating the SNR fluctuation due to fading, as shown in FIG. 4 (C).
  • the receiver noise adding unit 103 The reason why such processing is performed by the receiver noise adding unit 103 will be described.
  • the receiver noise ⁇ is added to the radio signal as shown in Fig. 4 ( ⁇ ), as shown in Fig. 4 ( ⁇ ).
  • a position S1 where the SNR is good and a position P2 where the SNR is bad appear.
  • the error rate characteristic is naturally worse than that at a position where the SNR is good ⁇ 1 due to quantization errors and the like.
  • the receiver noise adding section 103 adds the SNR fluctuation due to the receiver noise while keeping the signal level constant. For this reason, the receiver noise adding unit 103 divides the noise level S 4 by the envelope amplitude of the band-limited white Gaussian noise, and adds the value obtained by multiplying the divided value by the white Gaussian noise to the baseband signal. You. This makes it possible to simulate a signal with the same SNR as the signal with the receiver noise added after fading (Fig. 4 (4)) as a signal with a constant signal level (Fig. 4 (C)). For example, the same SNR is obtained at the positions l3 and ⁇ 4 in FIG. 4 (C) corresponding to the position Pl and ⁇ 2 in FIG. 4 ( ⁇ ), respectively.
  • the receiver noise adding unit 103 selectively selects Gaussian noise that does not cause phase variation or Gaussian noise that causes phase variation, into the digital baseband. It can be attached to traffic lights. This can be easily realized by making the envelope amplitudes of the I channel and the Q channel the same when no phase fluctuation occurs as described above.
  • the receiver noise adding unit 103 was provided, and when simulating a one-pass signal, receiver noise simulating the SNR fluctuation due to fading was added while keeping the overall signal level constant. Even if the AGC of the circuit 53 is not provided (that is, even if the radio circuit 53 is not completed), it is possible to satisfactorily measure the one-path transmission path characteristics of the digital BB processing unit 41.
  • the automatic gain control unit 104 does not function when simulating a one-path transmission line, but functions only when simulating a multi-path transmission line. In practice, the automatic gain control unit 104 instructs the control unit 110 to always set the gain of the amplifier 107 to ⁇ 1 '' when simulating the 1-pass transmission line.
  • the digital signal is output as it is without performing AGC processing on the digital pass band signal of one pass.
  • the reason why the automatic gain control process is not performed on the 1-pass signal in this way is that the 1-pass signal has no level fluctuation added by the previous circuit, and only the SN fluctuation is given by the receiver noise adding unit 103. Because it is only being done.
  • the fact that the automatic gain control unit 104 does not function means that the fluctuation due to fading and noise is not adjusted, and that the constant level signal output from the adder 23 is adjusted to the target level. Then, the gain may be adjusted.
  • the automatic gain control unit 104 when simulating the multipath transmission path, the automatic gain control unit 104 performs AGC control by inputting the target level S 12 from the control unit 110 to the AGC control unit 108.
  • the unit 108 sets the difference between the target level S 12 and the output signal of the amplifier 107 as the amplification value of the amplifier 107.
  • the automatic gain control unit 104 can perform a simple digital gain control process to make the multipath signal constant at the target level S12.
  • the reason why it is necessary to perform gain control on the multipath signal in this way is that the multipath signal added by the adder C1 is the sum of the signals of each path to which the level fluctuation is given independently. Therefore, it can be assumed that the digital baseband signal itself has a level fluctuation. Considering this, gain control By performing simple digital gain control processing by the unit 104 and keeping the level of the multipath signal constant, even if the radio circuit 53 is not completed and AGC processing cannot be performed, the reception It is possible to prevent dropping of bits during AD conversion. As a result, the transmission path characteristics in the multipath transmission path can be favorably evaluated based on the digital baseband signal of the digital BB processing section 41.
  • the transmission path simulator 100 inputs the output signal of the digital BB processing unit 41 from the switch SW2. Then, for the digital baseband signal, a one-path transmission line simulation and a multipath transmission line simulation are performed one by one.
  • a one-pass digital baseband signal is formed in a multipath signal generator 13 and this signal is used as a complex multiplier A1, B1 and an adder C.
  • the signal is input to the receiver noise adding unit 103 via 1.
  • the instantaneous variation giving section 101 (complex multiplier A 1) and the short- and long-range section giving section 102 (complex multiplier B 1) give both phase variation and level variation to the 1-path signal. Absent.
  • the receiver noise adding unit 103 divides the noise level S 4 by the envelope amplitude of the band-limited white Gaussian noise, and adds a value obtained by multiplying the divided value by the white Gaussian noise to the baseband signal, The same SNR fluctuation as that caused by fusing is given to the signal itself as the sound of the receiver without any vibration fluctuation or phase fluctuation.
  • the digital baseband signal having a constant signal level and given only the SNR variation is input to the digital BB processing unit 51 via the switch SW4.
  • the multipath signal generation unit 13 forms a multipath signal of the number and delay time specified by the control unit 110, and corresponds to the signal of each path.
  • the signal of each path has band-limited complex Gaussian noise in which only the level fluctuation occurs without the phase fluctuation in the instantaneous fluctuation applying unit 101, that is, the magnitude of the I component and the Q component. Is multiplied by the band-limited complex Gaussian noise to give instantaneous fluctuations.
  • the signal of each path in which the instantaneous fluctuation has been obtained is provided with a complex gain in which the phase fluctuation does not occur and only the level fluctuation occurs in the short- and long-range fluctuation applying unit 102.
  • the signals of each path to which only the level variation is added are added by adders C1 to C (k_1), and then the noise level S specified by the receiver noise adding unit 103 is added. 4 white noise is added as receiver noise.
  • the signal level of the multipath signal to which the receiver noise has been added is made substantially constant by the automatic gain control unit 104 that follows.
  • the transmission line simulator 100 gives only the SNR fluctuation without phase fluctuation and the signal level almost does not change when simulating the 1-path transmission line and when simulating the multi-path transmission line. A constant signal can be formed. As a result, it is possible to satisfactorily evaluate the transmission path performance of the digital BB processing units 41 and 51 without waiting for the development of the wireless circuit 53 having the AGC circuit and the AFC circuit.
  • the transmission path simulator 100 when the development of the analog BB processing units 42 and 52 is completed, the output signal of the analog BB processing unit 42 of the transmission system 40 is input via the switch SW 1 and Then, the output signal of the analog BB processing section 19 is input to the analog BB processing section 52 of the receiving system 50 via the switch SW3. This makes it possible to evaluate the performance when the digital BB processing units 41 and 51 and the analog JBB processing units 42 and 52 are combined.
  • the transmission path simulator 100 when the development of the radio circuits 43 and 53 in addition to the analog BB processing sections 42 and 52 is completed, the transmission The output signal of the circuit 43 is input to the wireless circuit 11 and the output signal of the wireless circuit 20 is input to the wireless circuit 53 of the receiving system 50. This makes it possible to evaluate the performance when the digital BB processing units 41 and 51, the analog BB processing units 42 and 52, and the wireless circuits 43 and 53 are combined.
  • the AGC function and the AFC function by the radio circuit 53 work, so that the I-channel and Q-channel of the complex multipliers Al to Ak and Bl to Bk A phase variation may be given to the digital baseband signal by multiplying a noise component and a complex gain having different envelope amplitudes. Further, the receiver noise adding section 103 and the automatic gain control section 104 may be turned off.
  • the output signal of the digital baseband processing unit 41 is directly input, and the receiver noise simulating the SNR fluctuation due to fading while maintaining the entire signal level is kept constant during the one-pass transmission path simulation.
  • the receiver noise simulating the SNR fluctuation due to fading while maintaining the entire signal level is kept constant during the one-pass transmission path simulation.
  • the transmission path performance of the digital baseband processing unit 41 can be evaluated. As a result, the development efficiency of wireless devices can be improved.
  • the AGC circuit is designed to prevent signal degradation due to quantization errors by creating an appropriate reception amplitude at the AD conversion input point even if the received electric field strength changes in various ways. It is difficult to achieve ideal operation under fading. In extreme cases, unnecessary amplitude fluctuations may be added. The method of adding the fluctuating noise proposed in this embodiment does not cause such deterioration, and thus can obtain a performance that is in good agreement with the theoretical value.
  • FIG. 5 shows a configuration of a transmission line simulator according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the transmission path simulator 200 of this embodiment has a transmission analog adjustment section 201 provided before the multipath signal generation section 13 and a reception analog section provided after the automatic gain control section 104.
  • the configuration is the same as that of the transmission path simulator 100 of the first embodiment, except that a ring adjustment unit 202 is provided.
  • the output signal from the digital BB processing unit 41 is input via the transmission analog adjustment unit 201 so that the signal is processed by the transmission analog adjustment unit 201.
  • a transmission line simulation similar to that of the first embodiment is performed on the received signal, and a signal that has undergone the same transmission line simulation as that of the first embodiment is processed by the reception analog adjustment unit 202, and then the reception system 5 0 is sent to the digital BB processor 51.
  • the transmission analog adjustment section 201 has a digital circuit configuration as shown in FIG. 6, and has a radio circuit 4 according to various set values S 20 A to S 20 I input from the control device 110.
  • the function of (3) is realized in a simulated manner so that signal degradation that may occur in the radio circuit (43) can be simulated and added to the digital baseband signal.
  • reception analog adjustment section 202 has a digital circuit configuration as shown in FIG. 8, and has no value in accordance with various set values S 22 A to S 22 H input from the control device 110.
  • the function of the wire circuit 53 is simulated so that signal degradation that may occur in the radio circuit 53 can be simulated and added to the digital baseband signal. Have been.
  • the transmission path simulator 200 even if the development of the radio circuit 43 of the transmission system 40 and the radio circuit 53 of the reception system 50 has not been completed, these radio circuits 43, 53
  • the characteristics of the digital BB processing units 41 and 51 can be evaluated by adding the signal degradation that may occur in the digital baseband signal.
  • the transmission analog adjustment section 201 inputs the output signal from the digital BB processing section 41 to the gain unbalance generation section 210.
  • the gain unbalance generator 210 generates a gain difference by independently amplifying the I and Q channel signals of the digital baseband signal.
  • the DC offset adding section 211 adds a DC offset by increasing or decreasing a fixed value to each of the I and Q channel signals.
  • the frequency offset / phase offset adding section 211 adds a frequency offset and a phase offset that would occur in the radio circuit 43 to the I and Q channel signals.
  • the frequency offset 'phase offset adding unit 2 1 2 is a complex multiplier that multiplies the signal of each channel by the variation amount COS ⁇ 1 and SI ⁇ ⁇ 2 according to the instantaneous phase ⁇ 1 and ⁇ 2 .
  • the I-channel signal is multiplied by the variation COS ⁇ 1
  • the Q-channel signal is multiplied by the variation S ⁇ ⁇ ⁇ 2.
  • the instantaneous phases ⁇ 1 and ⁇ 2 are fixed, it means that only the phase offset is added. If the instantaneous phases 0 1 and ⁇ 2 fluctuate with time, the frequency is added to the phase offset. This means that an offset has been added.
  • the transmission analog adjustment section 201 calculates the phase rotation amount per sample from the frequency offset set value S 20 E by the phase increment calculation circuit 215. This is calculated and sent to the mod 2 ⁇ calculation circuit 217, 219.
  • the adder 218 adds the orthogonality deterioration amount S20F to the phase rotation amount of the Q channel signal in order to add the collapse of the orthogonality between the I channel signal and the Q channel signal.
  • phase one sample before is input to the adder 2 16.
  • the phase before one sample is calculated by performing a calculation based on the initial phase (that is, the phase offset) S 20 D and the phase one sample before in the 1-1 calculation circuit 222.
  • the phase rotation amount of the current sample is obtained by adding the phase rotation amount for one sample calculated by the phase increment calculation circuit 215 to the phase one sample before.
  • each sample including the phase offset and the frequency offset is added.
  • the instantaneous phase ⁇ 1 of the I channel is calculated, and the instantaneous phase 02 of the Q channel obtained by adding the amount of orthogonality degradation to the instantaneous phase 01 is calculated.
  • the variation COS ⁇ 1 is added to the I channel of the digital base-spread signal, and the variation SIN ⁇ 2 is applied to the Q channel.
  • a frequency offset and a phase offset are added for each channel of the digital baseband signal which would occur in the radio circuit 43 of 0.
  • the delay adjuster 2 13 adds a circuit delay amount that would occur in the radio circuit 43.
  • the pseudo power amplifier (PA) unit 214 simulates non-linear distortion that may occur in the amplification unit of the radio circuit 43, and is configured as shown in FIG. 7, for example.
  • the pseudo PA unit 214 calculates the envelope f of the digital baseband signal by calculating V "(I 2 + Q 2 ) by the envelope amplitude calculation circuit 230. The calculated value is sent to the averaging circuit 2 31 and the distortion calculator 2 32.
  • the averaging circuit 231 averages the envelope amplitude for a time corresponding to the forgetting factor (that is, the level calculation time constant) S 2 OH set by the control device 110, and derives the obtained average value P ave as the saturation level. It is sent to the arithmetic circuit 2 3 3.
  • the saturation level calculation circuit 233 sets the average value of the envelope amplitude as P ave, and is set by the control device 110.
  • the saturation level Asat is calculated by the following equation. 2 0 ... (1)
  • the distortion calculator 2 32 uses the envelope amplitude value X obtained by the envelope ⁇ amplitude calculation circuit 230 and the saturation level Asat obtained by the saturation level calculation circuit 233 to increase the distortion.
  • the control value of the width device 234 is calculated by the following equation. ⁇ ⁇ ⁇ (2)
  • the pseudo power amplifier (PA) unit 214 can simulately add, to the digital baseband signal, nonlinear distortion that would occur in the amplification unit of the radio circuit 43.
  • the reception analog adjustment section 202 is configured as shown in FIG.
  • the reception analog adjustment section 202 inputs the digital baseband signal output from the automatic gain control section 104 to the frequency offset / phase offset addition section 25 1.
  • the frequency offset / phase offset adding section 251 performs the same processing as the above-described frequency offset / phase offset adding section 221 of the transmission analog adjusting section 201. That is, a frequency offset and a phase offset that will be generated in the radio circuit 53 of the receiving system 50 are added to each of the I and Q channels.
  • the frequency offset / phase offset adding unit 2 1 2 multiplies the signal of each channel by the variation amounts COS ⁇ 1 ′ and SI ⁇ ⁇ 2 ′ according to the instantaneous phases S 1 ′ and ⁇ 2 ′. It consists of a complex multiplier. That is, the I-channel signal is multiplied by the variation COS ⁇ 1 ′, and the Q-channel signal is multiplied by the variation SIN ⁇ 2 ′.
  • the transmission analog adjustment section 202 calculates the phase rotation amount per sample from the frequency offset set value S 22 B by the phase increment calculation circuit 252. This is sent to the mod 2 ⁇ calculation circuits 25 4 and 25 6. At this time, an adder 255 adds an orthogonality degradation amount S 22 C to the phase rotation amount of the Q channel signal in order to add the collapse of the orthogonality between the I channel signal and the Q channel signal.
  • phase one sum before is input to the adder 253.
  • the phase one sample before is calculated by performing a calculation based on the initial phase (that is, the phase offset) S 2 2 ⁇ and the phase one sample before in the ⁇ 1 calculation circuit 259 ⁇ .
  • the adder 253 obtains the phase rotation amount of the current sample by adding the phase rotation amount for one sample calculated by the phase increment calculation circuit 252 to the phase before one sample.
  • the frequency offset / phase offset adding section 25 1 adds the variation CO S ⁇ 1 ′ to the I channel of the digital baseband signal and the variation SIN ⁇ 2 ′ to the Q channel, and A frequency offset and a phase offset for each channel of the digital baseband signal which will be generated in the wireless circuit 53 are added.
  • the gain imbalance generator 261 generates a gain difference by independently amplifying each of the I and Q channel signals of the digital baseband signal.
  • the DC offset adding section 262 adds a DC offset by increasing or decreasing a fixed value to each of the I and Q channels.
  • the delay adjustment unit 26 3 adds a circuit delay amount that will occur in the wireless circuit 53.
  • various setting values S 20 (S 20A to S 20 I) and S 22 (S 22A to S 22H) of the transmission analog adjustment unit 201 and the reception analog adjustment unit 202 are the other set values S 1 , S 4, S 10, S 1 l s SI 2 It can be arbitrarily selected via 0.
  • the radio circuits 43 and 5 It is possible to freely simulate gain imbalance, DC offset, frequency offset, phase offset, circuit delay, or non-f spring distortion during amplification that would occur in 3).
  • the BB processing sections 41 and 51 are combined with the radio circuits 43 and 53 having various characteristics, the characteristics of the digital BB processing sections 41 and 51 can be evaluated.
  • the transmission analog adjustment unit 201 that simulates the signal degradation in the radio circuit 43 of the transmission system 40 by digital processing and / or the reception system
  • the provision of a reception analog adjustment unit 202 that simulates the signal degradation of the 50 radio circuit 53 by digital processing allows the digital base to be set before the development of the radio circuits 43 and 53 is completed. It is possible to realize a transmission path simulator 200 that can evaluate the characteristics of the band processing unit in more detail.
  • the noise of the level corresponding to the level obtained by dividing the noise level by the fading fluctuation value is used.
  • the receiver noise simulating the SNR fluctuation due to fading is added while the signal level of the digital baseband signal is kept constant by adding.
  • the configuration for realizing is not limited to that shown in FIG.
  • another configuration example for adding receiver noise simulating SNR fluctuation due to fusing while keeping the signal level of the digital baseband signal constant will be described.
  • FIG. 9 shows a model of how the receiver noise is added in the one-pass transmission path described in the first embodiment.
  • FIG. 10 shows another configuration example.
  • the receiver noise adding means in FIG. 10 is implemented by a multiplier 301 as fading fluctuation providing means. To give a level change due to fading to the input signal. Noise is added by an adder 302 as noise adding means. Then, the level of the signal to which the fading and the noise are given by the amplifier 303 as the gain adjusting means and the AGC controller 304 is adjusted by using the gain having the reciprocal of the fading fluctuation value.
  • an output signal as shown in FIG. 4 (C) can be obtained.
  • the output of the amplifier 303 is not fed back to the AGC control section 304, but may be fed back.
  • a transmission path simulator is a transmission path simulator for evaluating the characteristics of a wireless device, which is a development device, in a one-pass transmission line, and includes a digital base provided in a transmission system of the development device.
  • Input means for inputting the output signal of the span processing unit, and reception which adds receiver noise simulating SNR fluctuation due to fading to the signal input via the input means while keeping the overall signal level constant A configuration including machine noise adding means is adopted.
  • the performance degradation due to the analog circuit does not occur. Since the receiver noise adding means adds only the SNR fluctuation due to fading as noise level fluctuation without giving any fluctuation to the signal, measurement of characteristics when AGC and AFC operate ideally It is possible to make comparisons with theoretical characteristics and computer simulation results. As a result, even if there is no AGC circuit or AFC circuit, the performance of the digital baseband processing unit can be evaluated using only the digital baseband signal, so that the development efficiency of wireless devices can be improved. .
  • a transmission line simulator provides a noise level with a fading fluctuation value.
  • a configuration is adopted in which noise at a level corresponding to the level obtained by dividing the bell is added to the signal input via the input means.
  • a transmission path simulator includes: a fading variation imparting unit that imparts a level variation due to fading to a signal input through an input unit; and a noise addition unit that adds noise to a signal input through the input unit.
  • a transmission line simulator is a transmission line simulator for evaluating characteristics of a wireless device as a development device in a multipath transmission line, and includes a digital baseband processing unit of a transmission system of the development device.
  • An input means for inputting an output signal; a multipath signal forming means for forming a signal corresponding to each path signal from a signal input via the input means; Fading fluctuation providing means for giving only level fluctuation, adding means for adding signals of each path to which fading fluctuation has been given, and receiver noise for adding receiver noise to the added signal obtained by the adding means
  • a configuration comprising an adding means and a gain control means for performing gain control so that the signal level after adding the receiver noise becomes substantially constant is adopted.
  • the digital baseband signal is directly input from the input unit, and only the level fluctuation due to fading is given to the signal of each path by the fading fluctuation imparting unit, and after the receiver noise is added, the development device AFC and AGC are almost ideal for each path even if there is no wireless circuit in the receiving system of the development equipment, because the level control is also performed by the gain control means so that no bit drop occurs in the AD conversion in the receiving system. It becomes possible to measure the characteristic when the device is operated in a dynamic manner. As a result, Even without an AGC circuit or AFC circuit, the performance of the digital baseband processor can be evaluated using only the digital baseband signal. As described above, the characteristics of the digital baseband processing unit can be evaluated without a wireless circuit, so that development efficiency can be improved.
  • the transmission path simulator includes: a second input unit that inputs an output signal from an analog baseband processing unit provided at a stage subsequent to a digital baseband processing unit of the development device; Further comprising: an analog baseband processing unit for converting an analog baseband signal input from the means into a digital baseband signal; wherein the receiver noise adding means includes a digital signal obtained by the analog baseband processing unit.
  • a configuration is adopted in which the receiver noise component is added to the baseband signal.
  • the transmission path simulator includes: a second input unit that inputs an output signal from an analog baseband processing unit provided after the digital baseband processing unit of the development device; An analog baseband processing unit configured to convert an analog baseband signal input from the input unit into a digital baseband signal, wherein the multipath signal forming unit is configured to output the digital baseband signal obtained by the analog baseband processing unit.
  • the multipath signal is formed from the baseband signal.
  • a transmission line simulator is configured by a digital circuit, and simulates a signal deterioration in a radio circuit of a development device with respect to the digital baseband signal according to an input set value.
  • a configuration is further provided with an analog adjusting means for adding a component.
  • the digital circuit is not yet completed when the development of the radio circuit is not completed.
  • performance evaluation taking into account the signal degradation in the wireless circuit, so the characteristics of the digital baseband processing unit can be further improved before the development of the wireless circuit is completed. Detailed evaluation will be possible.
  • a wireless device evaluation method is a wireless device evaluation method for evaluating the performance of a wireless device, which is a development device, on a one-pass transmission path, and includes a digital baseband signal of the wireless device.
  • the receiver noise that simulates the SNR fluctuation due to fading while keeping the signal level constant, and evaluate the performance of the wireless device on the 1-path transmission path based on the signal with the receiver noise added. .
  • a wireless device evaluation method is a wireless device evaluation method for evaluating the characteristics of a wireless device, which is a development device, on a multipath transmission line.
  • a signal is formed, a fusing variation simulating a level variation due to fading is given to each signal of each path of the multipath signal, and a signal of each path given the fusing variation is added. And performs gain control so that the signal level becomes almost constant with respect to the signal after the receiver noise is applied. Based on the signal after the gain control, the performance of the wireless device in the multipath transmission path is improved. evaluate.
  • the transmission path characteristics of the digital baseband processing unit can be evaluated using only the digital baseband signal. Development efficiency can be improved.
  • the output signal of the digital baseband processing unit is directly input, and at the time of one-path transmission path simulation, reception simulating SNR fluctuation due to fading while keeping the entire signal level constant.
  • Developed wireless circuits by adding machine noise and applying only amplitude fluctuations due to fading to each path signal during multipath transmission path simulation and keeping the level of the combined signal of each path constant.
  • the performance of the digital baseband processor without waiting for Will be able to As a result the development efficiency of wireless devices can be improved.
  • the present invention is suitable for use in, for example, developing a mobile phone, its base station, a mobile terminal (MT) or an access point (AP) of a wireless LAN (Local Area Network).
  • MT mobile terminal
  • AP access point
  • LAN Local Area Network

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

ディジタルベースバンド処理部４１の出力信号を直接入力し、１パス伝送路シミュレート時には、受信機雑音付加部１０３によって全体の信号レベルを一定に保ちつつフェージングによるＳＮＲ変動を模擬した受信機雑音を付加し、マルチパス伝送路シミュレート時には、瞬時変動付与部１０１及び短長区間変動付与部１０２によって各パスの信号にフェージングによる振幅変動のみを与えかつ自動利得制御部１０４によって各パスを合成した信号のレベルを一定にしたことにより、無線回路５３の開発を待たずに、つまり受信系５０におけるＡＧＣ回路やＡＦＣ回路が無くても、ディジタルベースバンド処理部４１の伝送路性能を評価することができるようになる。

Description

明 細 書 伝送路シミュレータ及ぴ無線機器評価方法 技術分野
本究明は、 無線機器を評価するための無線伝送路をシミュレートする伝送路 シミュレータ及び無線機器評価方法に関する。 背景技術
従来の携帯電話やその基地局、 無線 L ANの MTやその A Pを開発するにあ たっては、 開発装置の性能評価の環境として無線伝送路をシミュレートする装 置、 すなわち伝送路シミュレータが必要となる。
伝送路シミュレータを用いて、 開発装置から送出される信号に模擬的にフエ 一ジングゃ受信機雑音を付加したときに得られる伝送特性と、 理論値や計算機 シミュレーシヨン値とを比較することにより、 開発装置が所望の動作をしてい るか否かを判定することができる。 また走行実験コースの伝送路状態を再現す ることにより、 実際の伝搬環境下で生じた開発装置の不具合を解析できるよう になる。 このように伝送路シミュレータを用いれば、 開発装置の特性評価を室 内で簡単に行うことができるようになる。
従来の伝送路シミュレータの構成例を、 図 1に示す。 伝送路シミュレータ 1 0は、 開発装置 4 0の送信系から出力される送信信号を制御装置 3 0からの設 定パラメータに応じて構成されるマルチパス伝送路を通過させる。 このとき各 パスを通過する信号に、 フェージングを模した振幅変動と位相変動 （以下、 こ れを伝搬路変動と呼ぶ） を与え、 各パスの利得で重み付け加算した後、 受信機 雑音を加える。 伝送路シミュレータ 1 0により伝搬路変動と受信機雑音が与え られた信号は、 開発装置の受信系 5 0により受信復調され、 復調後の信号が誤 り率測定器 7 0に送出される。 このように、 伝送路シミュレータ 1 0にて様々 な伝搬路変動及び受信機雑音を与えたときの誤り率測定結果を観測すること で、 開発装置の送信系 4 0及び受信系 5 0の性能を評価することができる。 次に伝送路シミュレータ 1 0の具体的な構成について説明する。 伝送路シミ ユレータ 1 0は、 ディジタルベースバンド処理部 （ディジタル B B処理部） 4 1、 アナログベースバンド処理部 （アナログ B B処理部） 4 2及び無線回路 4 3からなる開発装置の送信系 4 0に接続されると共に、 無線回路 5 3、 アナ口 グ B B処理部 5 2及ぴディジタル B B処理部 5 1からなる開発装置の受信系 5 0に接続される。 なお図 1では、 無線回路 4 3と 1 1、 2 0と 5 3間を接続 している線以外は、 Iチャネル （同相つまり複素数の実部） と Qチャネル （直 交つまり複素数の虚部） からなる 2本のベースバンド信号線である。
データ発生器 6 0により発生されたディジタルデータは、 送信系 4 0のディ ジタル B B処理部 4 1、 アナログ B B処理部 4 2及び無線回路 4 3を介して伝 送路シミュレータ 1 0に入力される。 ここでディジタル B B処理部 4 1は、 開 発装置の送信系 4 0が C DMA (Code Division Multiple Access) 送信装置で あれば、 ディジタル変調処理や拡散処理等を行う部分であり、 O F DM送信装 置であれば、 ディジタル変調処理や逆フーリエ変換処理等を行う部分である。 またアナ口グ B B処理部 4 2はディジタルアナログ変換回路であり、 無線回路 4 3はアップコンバートゃ信号増幅等を行う部分である。
伝送路シミュレータ 1 0は、 無線回路 4 3と逆の処理、 すなわちダウンコン バート等の処理を行う無線回路 1 1及ぴアナログディジタル変換回路でなる アナログ B B処理部 1 2を有し、 当該無線回路 1 1及びアナログ B B処理部 1 2により送信系 4 0からの信号をディジタルベースバンド信号に戻す。
ディジタルベースバンド信号は、 シフトレジスタ 1 4及びセレクタ 1 5から なるマルチパス信号生成部 1 3に入力され、 当該マルチパス信号生成部 1 3に よってマルチパス信号とされる。 具体的には、 シフトレジスタ 1 4は入力され たディジタノレベースバンド信号を、 パスの最大遅延時間をアナログ B B処理部 1 2のサンプリング周期で除算した時間ずっシフトさせる。 セレクタ 1 5はシフトレジスタ 1 4の各シフト段から出力される信号の中 からパス数分の信号を選択して出力する。 ここでマルチパス生成部 1 3には、 制御装置 3 0により指定されたパス数と各パスの遅延時間を示すマルチパス 指示信号 S 1が入力され、 シフトレジスタ 1 4及びセレクタ 1 5はこのマルチ パス指示信号 S 1に基づいて動作する。 これによりマルチパス生成部 1 3のセ レクタ 1 5力 らは、 マルチパス環境下での各パスに対応する信号が出力される。 各パスに対応する信号はそれぞれ瞬時変動 （レイリーフェージング） 加部 1 6の各複素乗算器 A 1〜A kに送出される。 また各複素乗算器 A 1〜A kに は帯域制限複素ガウス雑音発生部 （L GN) D l〜D kにより発生された複素 ガウス雑音が供給される。 因みに帯域制限複素ガウス雑音発生部 （L G N) D l〜D kは、 白色ガウス雑音発生部とドップラーフィルタから構成されており、 制御装置 3 0から入力される最大ドップラー周波数 S 2の範囲に帯域制限さ れた白色ガウス雑音を発生する。 これにより各複素乗算器 A l ~A kからは瞬 時変動が与えられた各パスの信号が出力される。
瞬時変動が付与された各パスの信号は、 短長区間変動付与部 1 7を形成する 複数の複素乗算器 B 1〜B kに送出される。 各複素乗算器 B 1〜B kには、 制 御装置 3 0から指定された各パスに応じた複素利得 S 3が供給されており、 こ れにより短長区間変動付与部 1 7からはシャドウイングや距離変動が与えら れた各パスの信号が出力される。 このようにして、 伝送路シミュレータ 1 0に おいては、 各パス毎に制御装置 3 0で指定された瞬時変動、 シャドウイング及 び距離変動が付与された信号が形成され、 この各パスの信号が加算器 C 1、 C
2 により全て加算されることにより、伝搬路変動が反映されたマルチパ ス信号が形成される。
伝送路シミュレータ 1 0は、 マルチパス信号に受信機雑音を付加する受信機 雑音付加部 1 8を有する。 ここで受信機雑音付加部 1 8は、 マルチパス信号に 対して、 制御装置 3 0で指定された雑音レベル S 4の白色ノィズを付加する。 実際上、 受信機杂集音付加部 1 8は、 白色ノイズ楽生部 2 1で発生した白色ノ ィズを増幅器 2 2で雑音レべノレ S 4に調整した後に、 加算器 2 3でマルチパス 信号に加算することで、 受信機雑音を付加する。 因みに、 1パス伝送路をシミ ュレートする際には、 マルチパス信号生成部 1 3により 1パスのみの信号を生 成し、この信号に対して複素乗算器 A 1、 B 1でフェージング変動を与えずに、 加算器 2 3で受信機雑音を付加する。
アナログ B B処理部 1 9及び無線回路 2 0は、 送信系 4 0のアナログ B B処 理部 4 2及び無線回路 4 3と同様の構成でなり、伝搬路変動及び受信機雑音が 付加されたディジタル B B信号をディジタルアナ口グ変換した後、 アップコン バートゃ増幅等の無線処理を施す。
伝送路シミュレータ 1 0の出力信号は、 開発装置 （受信系） 5 0の無線回路 5 3に入力される。 無線回路 5 3は A G C (Automatic Gain Control) 回路や A F C (Automatic Frequency Control) 回路を有し、 送受信間でのキヤリァ 周波数オフセットや入力レベル変動を補償する。 アナログ B B処理部 5 2によ りアナログディジタル変換された信号はディジタル B B処理部 5 1に送出さ れる。
ディジタル B B処理部 5 1は、 開発装置 （受信系） 5 0が C DMA (Code Division Multiple Access)受信装置であれば、ディジタル復調処理や逆拡散処 理等を行う部分であり、 O F DM受信装置であれば、 ディジタル復調処理ゃフ 一リエ変換処理等を行う部分である。 ディジタル B B処理部 5 1により処理さ れた信号は誤り率測定器 7 0に送出され、 誤り率測定器 7 0によつて伝送路誤 り率が測定される。
このように伝送路シミュレータ 1 0においては、 開発装置の送信系 4 0によ り得られた無線信号に対して、伝送路で生じるであろうマルチパス、 フェージ ング変動及び受信機雑音を模擬して与え、 これにより得られた信号を開発装置 の受信系 5 0に入力させ、 受信系 5 0によつて処理した信号の誤り率特性を測 定することで、 送信系 4 0及び受信系 5 0の伝送特性を評価するようになって いる。 ところで、 上述したように、 従来の伝送路シミュレータにおいては、 開発装 置の送信系及び受信系がある程度完成した状態で、 送信系から出力された無線 信号に模擬的な伝搬路変動及び受信機雑音を与えた後に受信系に無線信号と して供給し、 受信系の受信処理により得られたデータの誤り率を測定すること で、 開発装置の性能を評価するようになっている。
し力 しながら、 従来の伝送路シミュレータにおいては、 開発装置のディジタ ルベースパンド処理部 4 1、 5 1に加えて、アナ口グベースバンド処理部 4 2、 5 2及び無線回路 4 3、 5 3が動作できる状態まで完成していることを前提と している。 特に、 受信系 5 0の無線回路 5 3の開発が動作可能な程度まで進ま ないと、 A G C制御や A F C制御ができないため正しい性能評価を行うことが できない。
このため、 無線回路 4 3、 5 3 (特に受信系 5 0の無線回路 5 3 ) が完成す るまでは、 処理の中心であるディジタルベースバンド処理部 4 1、 5 1の動作 確認を行えず、 この分だけ開発効率が低下するという問題があった。
発明の開示
本発明の目的は、 無線回路の開発に拘わらず、 ディジタルベースバンド処理 部の伝送特性を単独でかつ良好に評価できる伝送路シミュレータ及ぴ無線機 器評価方法を提供することである。
この目的は、 伝送路シミュレータに、 開発装置のディジタノレベースバンド信 号を入力するためのディジタル信号ィンターフェースを設け、 ディジタルべ スバンド信号に対して、 1パス伝送路シミュレート時には全体の信号レベルを 一定に保ちつつフェージングによる S NR (Signal-to-Noise Ratio) 変動を模 擬した受信機雑音を付加することにより達成される。 またマルチパス伝送路シ ミュレ一ト時には、 各パスの信号にフエージングによる振幅変動のみを与えか つ各パスを合成した信号のレベルを一定にして出力することにより達成され る。 図面の簡単な説明
図 1は、 従来の伝送路シミュレータの構成を示すプロック図；
図 2は、 本発明の実施の形態 1に係る伝送路シミュレータの構成を示すブロ ック図；
図 3は、帯域制限複素ガウス雑音発生部（L G N) の構成を示すブロック図； 図 4 (A) は、 雑音付加前の無線信号の信号波形図；
図 4 (B ) は、 無線信号の信号レベルと雑音レベルとの一般的な関係を示す 信号波形図；
図 4 (C) は、 実施の形態による、 無線信号の信号レべ < /レと雑音レベルとの 関係を示す信号波形図；
図 5は、 本発明の実施の形態 2に係る伝送路シミュレータの構成を示すプロ ック図；
図 6は、 送信アナログ調整部の構成を示すブロック図；
図 7は、 疑似パワーアンプ （P A) の構成を示すブロック図；
図 8は、 受信アナ口グ調整部の構成を示すプロック図；
図 9は、 実施の形態 1で説明した 1パス伝送路での受信機雑音の加え方をモ デル化した図；
及び
図 1 0は、 1パス伝送路での受信機雑音の加え方の他の例を示す図である。 発明を実施するための最良の形態
本実施の形態では、 伝送路シミュレータに、 開発装置のディジタルベースバ ンド信号を入力するためのディジタル信号ィンターフェースを設け、 ディジタ ノレベースバンド信号に対して、 1パス伝送路シミュレート時には全体の信号レ ベルを一定に保ちつつフェージングによる S NR (Signal-to-Noise Katio) 変 動を模擬した受信機雑音を付加し、 マルチパス伝送路シミュレート時には各パ スの信号にフェージングによる振幅変動のみを与えかつ各パスを合成した信 号のレベルを一定にして出力する。 これにより、 A F C及び AG Cを有する無 線回路が完成していなくても、 ディジタルベースバンド処理部だけが動作可能 となった段階でディジタルベースバンド処理部の伝送路特性をシミュレート することができるようになるので、無線機器の開発効率を向上させることがで きるようになる。
ここで 1パス伝送路での特性をシミュレ一トするにあたって、ディジタルべ 一スパンド信号の信号レベルを一定に保ちつつフェージングによる S N R変 動を模擬した受信機雑音を付加するための構成の一つとして、 フェージング変 動値で雑音レベルを除算したレベルに相当するレベルの雑音をディジタルべ ースバンド信号に加算することを考えた。
またマルチパス伝送路での特性をシミュレ一トするにあたっては、 ディジタ ルベースバンド信号からマルチパス信号を形成し、 マルチパス信号の各パスの 信号それぞれにフュージング変動を与え、 それらを合成した信号に受信機雑音 を付加した後に、 信号レベルがほぼ一定となるように利得制御する構成を考え た。
以下、 本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
(実施の形態 1 )
図 1との対応部分に同一符号を付して示す図 2に、 本発明の実施の形態 1に 係る伝送路シミュレータの構成を示す。 なお図 1との同一の部分については説 明を省略する。 また図 1と同様に、 無線回路 4 3からの出力信号と無線回路 2 0からの出力信号を以外は、 Iチャネル （同相つまり複素数の実部） と Qチヤ ネル （直交つまり複素数の虚部） からなる 2本のベースバンド信号線を示す。 伝送路シミュレータ 1 0 0は、 無線回路 1 1とアナログ B B処理部 1 2との 間にスィッチ SW 1が設けられていると共に、 アナログ B B処理部 1 2とマノレ チパス信号生成部 1 3との間にスィッチ SW 2が設けられている。 これにより、 伝送路シミュレータ 1 0 0においては、 送信系 4 0のディジタル B B処理部 4 1からの出力信号をスィツチ S W 2を介して直接入力することができると共 に、 送信系 4 0のアナログ B B処理部 4 2からの出力をスィツチ SW 1を介し て直接入力することができるようになされている。
この結果、 伝送路シミュレータ 1 0 0においては、 無線回路 4 3及ぴアナ口 グ B B処理部 4 2の開発が動作可能な状態まで完了していなくても、 ディジタ ル B B処理部 4 1の出力信号をスィツチ S W 2を介して直接マルチパス信号 生成部 1 3以降の回路に入力することで、 ディジタル B B処理部 4 1の伝送路 特性を独立して評価することができるようになつている。
また無線回路 4 3の開発が動作可能な状態まで完了していなくても、 アナ口 グ B B処理部 4 2の出力信号をスィツチ S W 1を介して入力することにより、 無線回路 4 3を除くディジタル B B処理部 4 1とアナログ B B処理部 4 2の 伝送路特性を評価することができるようになつている。
伝送路シミュレータ 1 0 0は、 マルチパス信号生成部 1 3からの出力信号に 瞬時変動 (レイリーフエージング) を付加する瞬時変動付与部 1 0 1と、 シャ ドウイングや距離変動を付加する短長区間変動付与部 1 0 2と、 受信機での熱 雑音等の受信機雑音を付加する受信機雑音付加部 1 0 3と、 マルチパス信号に 対して信号レベルがほぼ一定になるような利得制御を行う自動利得制御部 1 0 4とを有する。
瞬時変動付与部 1 0 1は、 マルチパス伝送路をシミュレートする際には、 複 数の複素乗算器 A l ~A kにおいて、 各パスの信号にそれぞれ、 帯域制限複素 ガウス雑音発生部 （L G N) E l〜E kで発生した帯域制限した白色ガウス雑 音を複素乗算することにより、 各パスの信号に瞬時変動を与えるようになって いる。
加えて、 瞬時変動付与部 1 0 1の帯域制限複素ガウス雑音発生部 E 1と複素 乗算器 A 1の間にはスィッチ （S W) 1 0 5が設けられており、 複素乗算器 A 1には帯域制限された白色ガウス雑音あるいは 「1」 のいずれかが選択的に入 力される。 実際上、 スィッチ 1 0 5はマルチパス伝送路のシミュレート時には、 複素乗 算器 A 1に帯域制限複素ガウス雑音発生部 E 1からの帯域制限された白色ガ ウス雑音を送出すると共に、受信機雑音付加部 1 0 3の除算器 1 0 6に値「1」 を送出する。 これに対して、 1パス伝送路のシミュレート時には、 複素乗算器 A 1に値 「 1」 を供給すると共に、 受信機雑音付加部 1 0 3の除算器 1 0 6に 帯域制限された白色ガウス雑音を送出する。
ここで各帯域制限複素ガウス雑音発生部 E 1〜 E kの構成を、 図 3に示す。 各帯域制限複素ガウス雑音発生部 E 1〜E kの構成は基本的に同じであるが、 制御装置 1 1 0から白色ガウス雑音発生部 （WGN) 1 2 1に与えられる瞬時 変動初期ィ直 S 1 O Bが各パス毎に異なる。
帯域制限複素ガウス雑音発生部 E：！〜 E は、 白色ガウス雑音発生部 1 2 1 によって、 制御装置 1 1 0から与えられる瞬時変動初期値 S 1 O Bに応じた白 色ガウス雑音を発生する。 因みに、 白色ガウス雑音発生部 1 2 1は、 Iチヤネ ル及ぴ Qチャネルそれぞれの白色ガウス雑音 （つまり複素白色ガウス雑音） を 発生し、 以降の回路においてもこの複素白色ガウス雑音が処理対象となる。
ドップラーフィルタ 1 2 2は、 制御装置 1 1 0からの最大ドップラー周波数 fDに応じて白色ガウス雑音を帯域制限し、 帯域制限後の白色ガウス雑音を位 相変動 ONZOF F部 1 2 3に送出する。
位相変動 ONZOF F部 1 2 3は、 制御装置 1 1 0からの位相変動 ONZO F F指定信号 S 1 0 Cに応じて帯域制限ガウス雑音の位相変動を ON/O F F制御する。 具体的には、 位相変動を ON制御することを指定する位相変動 O NZOF F指定信号 S 1 0 Cが入力された場合には、 ドップラーフィルタ 1 2 2からの帯域制限複素ガウス雑音をそのまま瞬時変動値として出力する。
これに対して、 位相変動を〇 F F制御することを指定する位相変動 ON/O F F指定信号 S 1 0 Cが入力された場合には、 Iチャネルと Qチャネルの帯域 制限ガウス雑音の変動値包絡線振幅 ( I 2 + Q2) を求め、 求めた変動値包絡 線振幅を Iチャネル及び Qチャネルの信号として出力する。 つまり、 瞬時変動 値として Iチャネル及び Qチャネルの大きさが同じ帯域制限複素ガウス雑音 を形成することにより、複素乗算器 A 1〜 A k'において位相変動を与えずにレ ベル変動のみを与えるようにする。
伝送路シミュレータ 1 0 0は、 短長区間変動付与部 1 0 2でも同様に、 ディ ジタルベースバンド信号に対して、位相変動の生じない短長区間変動と位相変 動の生じる短長区間変動とのいずれかを選択的に付加できるようになってい る。 具体的には、 位相変動の生じない短長区間変動を与える場合には、 制御装 置 1 1 0から Iチャネルと Qチャネルが同じ値の複素利得信号 S 1 1を出力 し、 位相変動の生じる長短区間変動を与える場合には、 制御装置 1 1 0から I チャネルと Qチャネルの値が異なる複素利得信号 S 1 1を出力する。
このように伝送路シミュレータ 1 0 0は、 瞬時変動付与部 1 0 1と短長区間 変動付与部 1 0 2によって、 ディジタルベースバンド信号に対して、 位相変動 の無い瞬時変動、 短長区間変動かあるいは位相変動のある瞬時変動、 短長区間 変動を選択的に与えることができるようになつている。
実際には、 無線回路 5 3の開発が完了していないときには、 位相補償を行う ことができないので、 ディジタルベースバンド信号に位相変動の無い瞬時変動 及び短長区間変動を与える。 これに対して、 無線回路 5 3の開発が完了してい る場合には無線回路 5 3にて位相補償を行うことができるので、位相変動のあ る瞬時変動及び短長区間変動を与えるようになっている。
受信機雑音付加部 1 0 3は、 マルチパス伝送路のシミュレート時には、 除算 器 1 0 6にスィッチ 1 0 5から値 「1」 が入力されているので、 制御装置 1 1 0により指定された雑音レベル S 4がそのまま増幅器 2 2の制御利得とされ る。 これにより白色ノイズ発生部 （WG N) 2 1により発生された白色ノイズ が雑音レベル S 4に応じたレベルとされて加算器 2 3に供給される。 つまり、 マルチパス伝送路のシミュレート時には、 加算器 2 3において、 雑音レベル S 4で指定されたレベルの白色ガウス雑音が受信機雑音として付加される。
これに対して、 受信機杂象音付加部 1 0 3は、 1パス伝送路のシミュレート時 には、 除算器 106にスィツチ 105を介して帯域制限複素ガウス雑音発生部 E 1により発生された帯域制限複素ガウス雑音が入力される。 除算器 106は、 帯域制限複素ガウス雑音 （実際には、 帯域制限された白色ガウス雑音の包絡線 振幅値） を分母とし、 雑音レベル S 4を分子とする除算を行う。 そしてその除 算値が、 白色ノイズ発生部 （WGN) 21からの白色ノイズの振幅を変化させ る増幅器 22の制御信号として入力される。 これにより加算器 23からは、 図 4 (C) に示すように、 信号レべ が一定でフェージングによる SNR変動が 模擬された信号が出力される。
受信機雑音付加部 103によりこのような処理を行う理由を説明する。 実際 の 1パス伝送路では、 図 4 (Α) に示すような無線信号に、 図 4 (Β) に示す ように受信機雑音 Νが加わることになる。 この受信信号には S NRの良い位置 Ρ 1と SNRの悪ぃ位置P 2が現れる。 SNRの悪い位置では、 量子化誤差等 により、 当然 SNRの良い位置 Ρ 1よりも誤り率特性が悪くなる。
受信機雑音付加部 103は、 この受信機雑音による SNR変動を、 信号レべ ルを一定としつつ付加するものである。 このため受信機雑音付加部 103では、 帯域制限された白色ガウス雑音の包絡線振幅で雑音レベル S 4を除算し、 除算 値を白色ガウス雑音に掛けた値をベースバンド信号に加算するようにしてい る。 これにより、 フェージングが生じた後に受信機雑音が加わった信号 （図 4 (Β) ) と同じ SNRの信号を、 信号レベルが一定とした信号 （図 4 (C) ) で模擬できるようになる。 例えば図 4 (Β) の位置 P l、 Ρ 2に対応する図 4 (C) の位置 Ρ 3、 Ρ4では、 それぞれ同じ SNRが得られる。
因みに、 受信機雑音付加部 103においても、 瞬時変動付与部 101や短長 区間変動付与部 102と同様に、位相変動を生じさせないガウス雑音あるいは 位相変動を生じさせるガウス雑音を選択的にディジタルベースバンド信号に 付カ卩できるようになつている。 これは、 上述したように位相変動を生じさせな い場合には、 Iチャネルと Qチャネルの包絡線振幅を同一とすることで容易に 実現できる。 かくして、 受信機雑音付加部 1 0 3を設け、 1パス信号のシミュレート時に は、全体の信号レベルを一定に保ちつつフェージングによる S N R変動を模擬 した受信機雑音を付加するようにしたので、 無線回路 5 3の A G Cがなくても (すなわち無線回路 5 3が完成していなくても） 、'ディジタル B B処理部 4 1 の 1パス伝送路特性を良好に測定できるようになる。
自動利得制御部 1 0 4は、 1パス伝送路のシミュレート時には機能せず、 マ ルチパス伝送路のシミュレ一ト時にのみ機能するようになっている。 実際上、 自動利得制御部 1 0 4は、 1パス伝送路のシミュレート時には、 制御部 1 1 0 から A G C制御部 1 0 8に常に増幅器 1 0 7の利得を 「1」 とすることを指示 する目標レべノレ S 1 2が入力されることにより、 1パスのディジタノレベースバ ンド信号に対して A G C処理を行わずにそのまま出力する。 このように 1パス 信号について自動利得制御処理を行わないのは、 1パス信号はそれまでの回路 でレベル変動が付加されておらず、 受信機雑音付加部 1 0 3により S N変動の みが与えられているのみだからである。 但し、 自動利得制御部 1 0 4が機能し ないといのはフェージングゃ雑音による変動を調整しないという意味であつ て、加算器 2 3から出力された一定レベルの信号を目標レベルに合わせるとい つた意味では、 利得調整を行うようにしてもよい。
これに対して、 自動利得制御部 1 0 4は、 マルチパス伝送路のシミュレート 時には、制御部 1 1 0から A G C制御部 1 0 8に目標レベル S 1 2が入力され ることにより、 A G C制御部 1 0 8は目標レベル S 1 2と増幅器 1 0 7の出力 信号の差分値を増幅器 1 0 7の増幅値として設定する。 この結果、 自動利得制 御部 1 0 4では、 簡易的なディジタノレ利得制御処理を行って、 マルチパス信号 を目標レベル S 1 2で一定の信号とすることができる。
このようにマルチパス信号に対して利得制御を行う必要があるのは、加算器 C 1により加算されたマルチパス信号は、 それぞれ独立にレベル変動が与えら れた各パスの信号を加算したものなので、 ディジタノレベースバンド信号自体に レベル変動が生じていると想定できるためである。 これを考慮して、 利得制御 部 1 0 4により簡易的なディジタル利得制御処理を行って、 マルチパス信号の レベルを一定とすることにより、 無線回路 5 3が完成しておらず A G C処 行えない場合でも、 開発装置の受信系内の AD変換でのビット落ちを防止する ことができる。 この結果、 ディジタル B B処理部 4 1のディジタルベースバン ド信号に基づいてマルチパス伝送路での伝送路特性を良好に評価できるよう になる。
以上の構成において、 伝送路シミュレータ 1 0 0は、 ディジタル B B処理部 4 I s 5 1の開発が動作可能な段階まで完了すると、 ディジタル B B処理部 4 1の出力信号をスィツチ SW 2から入力する。 そしてディジタルベースバンド 信号に対して、 1パス伝送路のシミュレートとマルチパス伝送路のシミュレ一 トを Sリ々に行う。
1パス伝送路のシミュレートを行う際には、 マルチパス信号生成部 1 3にお いて 1パスのディジタノレベースバンド信号を形成し、 この信号を複素乗算器 A 1、 B 1及び加算器 C 1を介して受信機雑音付加部 1 0 3に入力させる。 この 際、瞬時変動付与部 1 0 1 (複素乗算器 A 1 )、短長区間変動付与部 1 0 2 (複 素乗算器 B 1 ) では、 1パス信号に対して位相変動もレベル変動も与えない。 受信機雑音付加部 1 0 3は、 帯域制限された白色ガウス雑音の包絡線振幅で 雑音レベル S 4を除算し、 除算値を白色ガウス雑音に掛けた値をベースバンド 信号に加算することにより、 信号自身には振動変動も位相変動も与えずにフユ 一ジングによって生じるのと同じ S N R変動を受信機杂维音として与える。 この ように、信号レベルが一定で S N R変動のみが与えられたデイジタルベースバ ンド信号はスィッチ S W4を介してディジタル B B処理部 5 1に入力される。 —方、 マルチパス伝送路をシミュレートする際には、 マルチパス信号生成部 1 3において制御装置 1 1 0で指定された数及び遅延時間のマルチパス信号 を形成し、 各パスの信号を対応する行の複素乗算器 A l〜A kに送出する。 そ して各パスの信号には、 瞬時変動付与部 1 0 1において位相変動が生じずレべ ル変動のみが生じる帯域制限複素ガウス雑音、 すなわち I成分と Q成分の大き さが同じ帯域制限複素ガウス雑音が乗じられることにより瞬時変動が与えら れる。 瞬時変動があら得られた各パスの信号には、 短長区間変動付与部 1 0 2 にお ヽて位相変動が生じずレベル変動のみが生じる複素利得が与えられる。 このようにレベル変動のみが付加された各パスの信号は、 加算器 C 1〜C ( k _ 1 ) により全て加算された後、 受信機雑音付加部 1 0 3で指定された雑 音レベル S 4の白色ノイズが受信機雑音として付加される。 受信機雑音が付加 されたマルチパス信号は、続く自動利得制御部 1 0 4により信号レベルがほぼ 一定とされる。
このように、 伝送路シミュレータ 1 0 0は、 1パス伝送路のシミュレート時 及びマルチパス伝送路のシミュレート時のいずれについても、位相変動を与え ず S N R変動のみを与え、 かつ信号レベルがほぼ一定の信号を形成することが できる。 この結果、 A G C回路や A F C回路を有する無線回路 5 3の開発を待 たなくても、 ディジタル B B処理部 4 1、 5 1の伝送路性能を良好に評価する ことができるようになる。
実際上、 ディジタル B B処理部 4 1、 5 1の開発にあたっては、 先ず 1パス 伝送路での特性を評価した後に、 マルチパス伝送路での特性を評価することで、 開発をスムーズに進めることができる場合が多い。 この実施の形態では、 1パ ス伝送路とマルチパス伝送路での評価を別途行うことができるので、 一段と開 発効率を上げることができるようになる。
また伝送路シミュレータ 1 0 0においては、 アナログ B B処理部 4 2、 5 2 の開発が完了したときには、送信系 4 0のアナログ B B処理部 4 2の出力信号 をスィッチ S W 1を介して入力すると共に、 アナログ B B処理部 1 9の出力信 号をスィツチ S W 3を介して受信系 5 0のアナログ B B処理部 5 2に入力さ せる。 これにより、 ディジタル B B処理部 4 1、 5 1及びアナログ JB B処理部 4 2 , 5 2を組み合わせたときの性能を評価することができる。
さらに伝送路シミュレータ 1 0 0においては、 アナログ B B処理部 4 2、 5 2に加えて無線回路 4 3、 5 3の開発が完了したときには、 送信系 4 0の無線 回路 43の出力信号を無線回路 1 1に入力すると共に、 無線回路 20の出力信 号を受信系 50の無線回路 53に入力させる。 これにより、 ディジタル BB処 理部 41、 51、 アナログ BB処理部 42、 52及ぴ無線回路 43、 53を組 み合わせたときの性能を評価することができる。
因みに、 無線回路 43、 53が接続された段階では、 無線回路 53による A GC機能及び AFC機能が働くので、 各複素乗算器 Al〜Ak、 B l〜B kに おいて Iチャネルと Qチャネルのそれぞれの包絡線振幅が異なるような雑音 成分、複素利得を乗算してディジタルベースバンド信号に位相変動を与えても よい。 また受信機雑音付加部 103及び自動利得制御部 104を OFF動作さ せてもよい。
以上の構成によれば、 ディジタルベースバンド処理部 41の出力信号を直接 入力し、 1パス伝送路シミュレート時には、 全体の信号レベルを一定に保ちつ つフェージングによる SNR変動を模擬した受信機雑音を付加し、 マルチパス 伝送路シミュレート時には、各パスの信号にフェージングによる振幅変動のみ を与えかつ各パスを合成した信号のレベルを一定にしたことにより、 無線回路 53の開発を待たずに、換言すれば受信系 50における AGC回路や AFC回 路が無くても、 ディジタルベースバンド処理部 41の伝送路性能を評価するこ とができるようになる。 この結果、 無線機器の開発効率を向上させることがで きる。
また AG C回路は受信電界強度が様々に変わっても、 AD変換入力点で適切 な受信振幅をつくつて量子化誤差による S N劣化を防ぐためのものであるが、 回路や制御の不完全性によりフェージング下において理想的な動作をさせる ことは難しい。 極端な場合は、 不要な振幅変動を加えたりもする。 この実施の 形態で提案した変動雑音を加える方法は、 このような劣化を発生しないので理 論値とよく一致した性能をえることができる。
なおこの実施の形態では、 無線機器の 1パス伝送路での特性を評価する際に、 帯域制限複素ガウス雑音発生部 （LGN) E l、 スィッチ （SW) 105、 白 色ガウス雑音発生部 （WG N) 2 1、 増幅器 2 2、 加算器 2 3、 除算器 1 0 6 からなる受信機雑音付加手段を用いた場合について説明したが、 本発明の受信 機雑音付加手段はこれに限らず、 要は、 全体の信号レベルを一定に保ちつつフ エージングによる S N R変動を模擬した受信機雑音を付加するようにすれば よい。 例えば後述する他の実施の形態のような構成を適用することもできる。
(実施の形態 2 )
図 2との対応部分に同一符号を付して示す図 5に、本発明の実施の形態 2に 係る伝送路シミュレータの構成を示す。 この実施の形態の伝送路シミュレータ 2 0 0は、 マルチパス信号生成部 1 3の前段に送信アナログ調整部 2 0 1が設 けられていると共に、 自動利得制御部 1 0 4の後段に受信アナ口グ調整部 2 0 2が設けられていることを除いて、 実施の形態 1の伝送路シミュレータ 1 0 0 と同様の構成でなる。
これにより、 伝送路シミュレータ 2 0 0においては、 ディジタル B B処理部 4 1からの出力信号を送信アナログ調整部 2 0 1を介して入力することによ り、 送信アナログ調整部 2 0 1により処理された信号に対して実施の形態 1と 同様の伝送路シミュレートを行うと共に、 実施の形態 1と同様の伝送路シミュ レートを行った信号を受信アナログ調整部 2 0 2により処理した後に受信系 5 0のディジタル B B処理部 5 1に送出するようになっている。
送信アナログ調整部 2 0 1は、 図 6に示すようなディジタル回路構成とされ ており、 制御装置 1 1 0から入力される各種設定値 S 2 0 A〜S 2 0 Iに応じ て無線回路 4 3の機能を模擬的に実現して、 無線回路 4 3で生じるであろう信 号劣化を模擬的にディジタルベースバンド信号に付加できるようになされて いる。 '
また受信アナログ調整部 2 0 2は、 図 8に示すようなディジタル回路構成と されており、制御装置 1 1 0から入力される各種設定値 S 2 2 A〜S 2 2 Hに 応じて無/線回路 5 3の機能を模擬的に実現して、 無線回路 5 3で生じるであろ う信号劣化を模擬的にディジタルベースバンド信号に付加できるようになさ れている。
これにより、 伝送路シミュレータ 2 0 0においては、 送信系 4 0の無線回路 4 3及ぴ受信系 5 0の無線回路 5 3の開発が終了していなくても、 これら無線 回路 4 3、 5 3で生じるであろう信号劣化をディジタルベースバンド信号に付 加して、 ディジタル B B処理部 4 1、 5 1の特性を評価できるようになる。 この結果、 ディジタル B B処理部 4 1、 5 1と無線回路 4 3、 5 3との適合 性も含めて、 ディジタル B B処理部 4 1、 5 1の伝送路特性を評価できるよう になる。 また、 後に開発される無線回路 4 3、 5 3においてどの程度の信号劣 化が生じるまで、 ディジタル B B処理部 4 1、 5 1の性能が所望値を満たすか を前もって測定できるようになる。
送信アナ口グ調整部 2 0 1及び受信アナ口グ調整部 2 0 2の構成を具体的 に説明する。 送信アナログ調整部 2 0 1は、 図 6に示すように、 ディジタル B B処理部 4 1からの出力信号を利得アンバランス発生部 2 1 0に入力する。 利 得アンバランス発生部 2 1 0は、 ディジタルベースバンド信号の I、 Qそれぞ れのチャネル信号を独立に増幅することにより利得差を生じさせる。 D Cオフ セット付加部 2 1 1は、 I、 Qそれぞれのチャネル信号に一定値を増減するこ とにより直流オフセットを付加する。
周波数オフセット■位相オフセット付加部 2 1 2は、 I、 Qそれぞれのチヤ ネル信号に無線回路 4 3で生じるであろう周波数オフセット及び位相オフセ ットを付加する。実際上、周波数オフセット '位相オフセット付加部 2 1 2は、 各チャネルの信号に対して、 瞬時位相 Θ 1、 Θ 2に応じた変動量 C O S Θ 1、 S I Ν Θ 2を乗ずる複素乗算器でなる。
つまり、 Iチャネル信号には変動量 C O S θ 1を乗じ、 Qチャネル信号には 変動量 S Ι Ν Θ 2を乗じる。 ここで瞬時位相 Θ 1、 Θ 2を一定とした場合には 位相オフセットのみを付加したことを意味し、 瞬時位相 0 1、 Θ 2が時間と共 に変動する場合には位相オフセットに加えて周波数オフセットを付加したこ とを意味する。 送信アナログ調整部 2 0 1では、 この瞬時位相 Θ 1、 6 2を求めるに当たつ て、位相増分量算出回路 2 1 5により周波数オフセット設定値 S 2 0 Eから 1 サンプル当たりの位相回転量を算出し、 これを m o d 2 π算出回路 2 1 7、 2 1 9に送出する。 この際、 Iチャネル信号と Qチャネル信号の直交性の崩れ を付加するために、 Qチャネル信号の位相回転量には加算器 2 1 8により直交 性の劣化量 S 2 0 Fを加える。
また加算器 2 1 6には 1サンプル前の位相が入力される。 この 1サンプノレ前 の位相は、 Ζ— 1算出回路 2 2 2で初期位相 （つまり、 位相オフセット） S 2 0 Dと 1サンプル前の位相とに基づく演算を行うことにより算出される。 加算 器 2 1 6では、 1サンプル前の位相に位相増分量算出回路 2 1 5で算出した 1 サンプル分の位相回転量を加算することで、現サンプルの位相回転量が求めら れる。
このように、 加算器 2 1 6、 m o d 2 π算出回路 2 1 7及び Ζ— 1算出回 路 2 2 2の処理ループを繰り返すことにより、位相オフセット及ぴ周波数オフ セットが加味された 1サンプル毎の Iチャネル瞬時位相 θ 1が算出されると 共にこの瞬時位相 0 1に直交性の劣化量を加えた Qチャネル瞬時位相 0 2が 算出される。
そして周波数オフセット ·位相オフセット付加部 2 1 2では、 ディジタルべ ースパンド信号の Iチャネルに変動量 C O S θ 1が付加され、 Qチャネルに変 動量 S I N Θ 2が付力 Bされることにより、 送信系 4 0の無線回路 4 3で生じる であろうディジタルベースバンド信号の各チャネルについての周波数オフセ ット及び位相オフセットが付加される。 遅延調整部 2 1 3は、 無線回路 4 3で 生じるであろう回路遅延量を付加する。
疑似パワーアンプ （P A) 部 2 1 4は、 無線回路 4 3の増幅部で生じるであ ろう非線形歪みを模擬的に生じさせるもので、 例えば図 7に示すように構成さ れている。 疑似 P A部 2 1 4は、 包絡線振幅計算回路 2 3 0によって、 V" ( I 2 + Q 2)を計算することによりディジタノレベースバンド信号の包絡 f泉振幅 Xを 計算し、 これを平均化回路 2 3 1及び歪み演算部 2 3 2に送出する。
平均化回路 2 3 1は、 制御装置 1 1 0によって設定される忘却係数 （つまり レベル計算時定数） S 2 O Hに応じた時間だけ包絡線振幅を平均化し、 求めた 平均値 P aveを飽和レベル演算回路 2 3 3に送出する。 飽和レベル演算回路 2 3 3は、 包絡線振幅の平均値を P aveとし、 制御装置 1 1 0により設定される ノ、。ヮーアンプのバックオフを I B Oとしたとき、 飽和レベル Asat を次式によ り求める。 20 … （1 ) 歪み演算部 2 3 2は、 包絡 ϋ振幅計算回路 2 3 0により求めた包絡線振幅値 Xと、 飽和レベル演算回路 2 3 3により求めた飽和レベル Asat を用いて、 増 幅器 2 3 4の制御値を次式により算出する。 ■ ■ · ( 2 )
Figure imgf000021_0001
これにより、 疑似パワーアンプ ( P A) 部 2 1 4は、 ディジタルベースバンド 信号に対して、 無線回路 4 3の増幅部で生じるであろう非線形歪みを模擬的に 付加することができる。
受信アナログ調整部 2 0 2は、 図 8に示すように構成されている。 受信アナ ログ調整部 2 0 2は、 自動利得制御部 1 0 4から出力されたディジタルベース バンド信号を周波数オフセット ·位相オフセット付加部 2 5 1に入力する。 周波数オフセット■位相オフセット付加部 2 5 1は、 上述した送信アナログ 調整部 2 0 1の周波数オフセット■位相オフセット付加部 2 1 2と同様の処理 を行う。 すなわち I、 Qそれぞれのチャネルに受信系 5 0の無線回路 5 3で生 じるであろう周波数オフセット及び位相オフセットを付加する。 実際上、 周波 数オフセット ·位相オフセット付加部 2 1 2は、 各チャネルの信号に対して、 瞬時位相 S 1 ' 、 Θ 2 ' に応じた変動量 C O S θ 1 ' 、 S I Ν Θ 2 ' を乗ずる 複素乗算器でなる。 つまり、 Iチャネル信号には変動量 COS Θ 1 ' を乗じ、 Qチャネル信号には変動量 S I N Θ 2' を乗じる。
送信アナログ調整部 202では、 この瞬時位相 0 1 ' 、 Θ 2' を求めるに当 たって、位相増分量算出回路 25 2により周波数オフセット設定値 S 22 Bか ら 1サンプル当たりの位相回転量を算出し、 これを mo d 2 π算出回路 2 5 4、 2 5 6に送出する。 この際、 Iチャネル信号と Qチヤネノレ信号の直交性の 崩れを付加するために、 Qチャネル信号の位相回転量には加算器 2 5 5により 直交性の劣化量 S 2 2 Cを加える。
また加算器 25 3には 1サンプ 前の位相が入力される。 この 1サンプノレ前 の位相は、 Ζ 1算出回路 25 9で初期位相 （つまり、 位相オフセット） S 2 2 Αと 1サンプル前の位相とに基づく演算を行うことにより算出される。 加算器 25 3では、 1サンプル前の位相に位相増分量算出回路 25 2で算出した 1サ ンプル分の位相回転量を加算することで、 現サンプルの位相回転量が求められ る。
そして周波数オフセット ·位相オフセット付加部 25 1では、 ディジタルべ ースバンド信号の Iチャネルに変動量 CO S θ 1 ' が付加され、 Qチャネルに 変動量 S I N Θ 2' が付加されることにより、 受信系 50の無線回路 5 3で生 じるであろうディジタルベースバンド信号の各チャネルについての周波数ォ フセット及ぴ位相オフセットが付加される。
利得アンバランス発生部 26 1は、 ディジタルベースバンド信号の I、 Qそ れぞれのチャネル信号を独立に増幅することにより利得差を生じさせる。 DC オフセット付加部 26 2は、 I、 Qそれぞれのチャネルに一定値を増減するこ とにより直流オフセットを付加する。 遅延調整部 2 6 3は、 無線回路 5 3で生 じるであろう回路遅延量を付加する。
ここで送信アナログ調整部 20 1及ぴ受信アナログ調整部 20 2の各種の 設定値 S 20 (S 20A〜S 20 I) 、 S 2 2 (S 22A〜S 22H) は、 他 の設定値 S 1、 S 4、 S 1 0、 S 1 ls S I 2と同様に、 ユーザが制御部 1 1 0を介して任意に選択することができるようになつている。
これにより、 送信系 4 0の無線回路 4 3や受信系 5 0の無線回路 5 3ができ あがる前から、つまりディジタル B B処理部 4 1、 5 1のみが完成した段階で、 無線回路 4 3、 5 3で生じるであろう利得アンバランス、 D Cオフセット、 周 波数オフセット、 位相オフセット、 回路遅延又は増幅時の非 f泉形歪み等を自在 に模擬することができるようになるので、 開発中のディジタル B B処理部 4 1、 5 1と種々の特性の無線回路 4 3、 5 3とを組み合わせた際の、 ディジタル B B処理部 4 1 , 5 1の特性評価を行うことができるようになる。
以上の構成によれば、 実施の形態 1の構成に加えて、 送信系 4 0の無線回路 4 3での信号劣化をディジタル処理にて模擬する送信アナ口グ調整部 2 0 1 及び又は受信系 5 0の無線回路 5 3での信号劣化をディジタル処理にて模擬 する受信アナ口グ調整部 2 0 2を設けたことにより、 無線回路 4 3、 5 3の開 発が完了する前からディジタルベースバンド処理部の特性を一段と詳細に評 価することができる伝送路シミュレータ 2 0 0を実現できる。
(他の実施の形態）
なお上述した実施の形態では、 図 2に示したように、 1パス伝送路での特性 をシミュレ一トする際には、 フェージング変動値で雑音レベルを除算したレべ ルに相当するレベルの雑音をディジタルベースバンド信号に加算することに より、 ディジタルベースバンド信号の信号レベルを一定に保ちつつフェージン グによる S N R変動を模擬した受信機雑音を付加するようにした場合につい て述べたが、 本発明を実現するための構成は、 図 2に示すものに限らない。 ここでは、 ディジタルベースバンド信号の信号レベルを一定に保ちつつフエ 一ジングによる S N R変動を模擬した受信機雑音を付加するための他の構成 例について説明する。
上述した実施の形態 1で説明した 1パス伝送路での受信機雑音の加え方を モデル化すると、 図 9のようになる。 図 1 0に他の構成例を示す。 図 1 0の受 信機雑音付加手段は、 フェージング変動付与手段としての乗算器 3 0 1によつ て入力信号にフェージングによるレベル変動を与える。 また雑音付加手段とし ての加算器 3 0 2によって雑音を付加する。 そして利得調整手段としての増幅 器 3 0 3及び A G C制御部 3 0 4によってフェージング及ぴ雑音が与えられ た信号のレベルを、 フェージング変動値を逆数とする利得を用 、て調整する。 これにより、 実施の形態 1と同様に、 ディジタルベースバンド信号の信号レべ ルを一定に保ちつつフェージングによる S N R変動を模擬した受信機雑音を 付加することができる。 すなわち図 4 ( C ) に示すような出力信号を得ること ができる。 なお図 1 0の例では、 増幅器 3 0 3の出力を A G C制御部 3 0 4に フィードバックしていないが、 フィードバックするようにしてもよい。
本発明は、 上述した実施の形態に限定されずに、 種々変更して実施すること ができる。
本発明の一つの態様の伝送路シミュレータは、 開発装置である無線機器の 1 パス伝送路での特性を評価するための伝送路シミュレータであって、 開発装置 の送信系に設けられたディジタルべ一スパンド処理部の出力信号を入力する 入力手段と、 入力手段を介して入力した信号に対して、 全体の信号レベルを一 定に保ちつつフェージングによる S N R変動を模擬した受信機雑音を付加す る受信機雑音付加手段とを具備する構成を採る。
この構成によれば、入力手段からディジタルベースバンド信号を直接入力す るのでアナログ回路による性能劣化は生じない。 そして受信機雑音付加手段に よって、信号には何ら変動を与えずにフェージングによる S N R変動のみが雑 音レベル変動として付加されるのみなので、 A G Cおよび A F Cが理想的に動 作する場合の特性の測定が可能で、 理論特性や計算機シミュレーシヨン結果と 比較検討を行うことが可能になる。 この結果、 A G C回路や A F C回路が無く ても、 ディジタルベースバンド信号のみでディジタルベースバンド処理部の性 能を評価できるようになるので、 無線機器の開発効率を向上させることができ るようになる。
本発明の一つの態様の伝送路シミュレータは、 フェージング変動値で雑音レ ベルを除算したレベルに相当するレベルの雑音を前記入力手段を介して入力 した信号に加算する構成を採る。
本発明の一つの態様の伝送路シミュレータは、 入力手段を介して入力した信 号にフェージングによるレベル変動を与えるフェージング変動付与手段と、 入 力手段を介して入力した信号に雑音を付加する雑音付加手段と、 フュージング 変動付与手段及ぴ雑音付加手段によってフェージング及ぴ雑音が与えられた 信号のレベルを、 フェージング変動値を逆数とする利得を用いて調整する利得 調整手段とを具備する構成を採る。
これらの構成によれば、 ディジタルベースバンド信号に対して全体の信号レ ベルを一定に保ちつつフェージングによる S N R変動を模擬した雑音レベル を付加するといつた処理を良好に行うことができるようになる。
本発明の一つの態様の伝送路シミュレータは、 開発装置である無線機器のマ ルチパス伝送路での特性を評価するための伝送路シミュレータであって、 開発 装置の送信系のディジタルベースバンド処理部の出力信号を入力する入力手 段と、入力手段を介して入力した信号から各パスの信号に対応する信号を形成 するマルチパス信号形成手段と、 マルチパス信号の各パスの信号それぞれに、 フェージングによるレベル変動のみを与えるフェージング変動付与手段と、 フ エージング変動が与えられた各パスの信号を加算する加算手段と、加算手段に より得られた加算信号に対して受信機雑音を付加する受信機雑音付加手段と、 受信機雑音を付加した後の信号レベルがほぼ一定になるような利得制御を行 う利得制御手段とを具備する構成を採る。
この構成によれば、 入力手段からディジタルベースバンド信号を直接入力し、 フェージング変動付与手段によつて各パスの信号にフェージングによるレべ ル変動のみを与え、 かつ受信機雑音を付加した後に開発装置の受信系内の AD 変換でビット落ちの生じないように利得制御手段によるレベル捕正も行うの で、 開発装置受信系の無線回路がなくても各パスに対して A F Cと A G Cがほ ぼ理想的に動作したときの特性を測定することができるようになる。 この結果、 A G C回路や A F C回路が無くても、 ディジタルベースバンド信号のみでディ ジタルベースバンド処理部の性能を評価できるようになる。 このように無線回 路が無くてもディジタルベースバンド処理部の特性を評価できるようになる ので、 開発効率を向上させることができるようになる。
本発明の一つの態様の伝送路シミュレータは、 開発装置のディジタルベース バンド処理部の後段に設けられたアナログベースバンド処理部からの出力信 号を入力する第 2の入力手段と、 第 2の入力手段から入力されたアナ口グベー スバンド信号をディジタルベースバンド信号に変換するアナログベースバン ド処理部とを、 さらに具備し、 前記受信機雑音付加手段は、 当該アナログベー スバンド処理部により得られたディジタルベースバンド信号に対して前記受 信機雑音成分を付加する構成を採る。
本宪明の一つの態様の伝送路シミュレータは、 開発装置のディジタルベース バンド処理部の後段に設けられたアナログベースバンド処理部からの出力信 号を入力する第 2の入力手段と、 第 2の入力手段から入力されたアナログベー スバンド信号をディジタルベースバンド信号に変換するアナログベースバン ド処理部とを、 さらに具備し、 前記マルチパス信号形成手段は、 当該アナログ ベースバンド処理部により得られたディジタルベースバンド信号からマルチ パス信号を形成する構成を採る。
これらの構成によれば、 ディジタルベースバンド処理部とアナログベースバ ンド処理部とを組み合わせた際の特性を評価できるようになるので、 ディジタ ルベースバンド処理部に加えて、 アナ口グベースバンド処理部の動作が可能と なった時点での性能を評価できるようになる。
本発明の一つの態様の伝送路シミュレータは、 ディジタル回路により構成さ れ、 入力される設定値に応じて、 前記ディジタルベースバンド信号に対して、 開発装置の無線回路での信号劣化を模擬した雑音成分を付加するアナ口グ調 整手段を、 さらに具備する構成を採る。
この構成によれば、 無線回路の開発が完了していない段階で、 ディジタルべ 一スパンド処理部の性能を評価するに当たって、 無線回路での信号劣化を加味 した性能評価を行うことができるようになるので、 無線回路の開発が完了する 前からディジタルベースバンド処理部の特性を一段と詳細に評価することが できるようになる。
本発明の一つの態様の無線機器評価方法は、 開発装置である無線機器の 1パ ス伝送路での性能を評価するための無線機器評価方法であって、 無線機器のデ イジタルベースバンド信号に対して、信号レベルを一定に保ちつつフェージン グによる S N R変動を模擬した受信機雑音を付加し、受信機雑音を付加した信 号に基づいて無線機器の 1パス伝送路での性能を評価する。
本発明の一つの態様の無線機器評価方法は、 開発装置である無線機器のマル チパス伝送路での特性を評価するための無線機器評価方法であって、 無線機器 のディジタルベースバンド信号からマルチパス信号を形成し、 マルチパス信号 の各パスの信号それぞれにフェージングによるレベル変動を模擬したフエ一 ジング変動を与え、 フュージング変動が与えられた各パスの信号を加算し、 カロ 算後の信号に対して受信機雑音を与え、 受信機雑音付与後の信号に対して信号 レベルがほぼ一定になるような利得制御を行い、利得制御後の信号に基づいて 無線機器のマルチパス伝送路での性能を評価する。
これらの方法によれば、 A G C回路や A F C回路が無くてもつまり無線回路 が無くても、 ディジタルベースバンド信号のみでディジタルベースバンド処理 部の伝送路特性を評価できるようになるので、 無線機器の開発効率を向上させ ることができるようになる。
以上説明したように本発明によれば、 ディジタルベースバンド処理部の出力 信号を直接入力し、 1パス伝送路シミュレート時には、 全体の信号レベルを一 定に保ちつつフェージングによる S N R変動を模擬した受信機雑音を付加し、 マルチパス伝送路シミュレ一ト時には、 各パスの信号にフェージングによる振 幅変動のみを与えかつ各パスを合成した信号のレベルを一定にしたことによ り、 無線回路の開発を待たずにディジタルベースバンド処理部の性能を評価す ることができるようになる。 この結果、 無線機器の開発効率を向上させること ができる。
本明細書は、 2002年 12月 24日出願の特願 2002— 372792に 基づく。 その内容はすべてここに含めておく。 産業上の利用可能性
本発明は、例えば携帯電話やその基地局、無線 LAN (Local Area Network) の MT (Mobile Terminal) や AP (Access Point) を開発する際に用いて好 適なものである。

Claims

請求の範囲
1 . 開発装置である無線機器の 1パス伝送路での特性を評価する ための伝送路シミュレータであって、
開発装置の送信系に設けられたディジタルベースバンド処理部の出力信号 を入力する入力手段と、
前記入力手段を介して入力した信号に対して、 全体の信号レベルを一定に保 ちつつフェージングによる S N R変動を模擬した受信機雑音を付加する受信 機雑音付加手段と
を具備する伝送路シミュレータ。
2 . 前記受信機雑音付加手段は、 フェージング変動値で雑音レべ ルを除算したレベルに相当するレベルの雑音を、 前記入力手段を介して入力し た信号に加算する、 請求項 1に記載の伝送路シミュレータ。
3 . 前記受信機雑音付加手段は、前記入力手段を介して入力した 信号にフェージングによるレベル変動を与えるフェージング変動付与手段と、 前記入力手段を介して入力した信号に雑音を付加する雑音付加手段と、 前記フ ヱ一ジング変動付与手段及び前記雑音付加手段によってフェージング及び雑 音が与えられた信号のレベルを、 フヱージング変動値を逆数とする利得を用い て調整する利得調整手段と、 を具備する請求項 1に記載の伝送路シミュレータ。
4 . 開発装置である無線機器のマルチパス伝送路での特性を評価 するための伝送路シミュレータであって、
開発装置の送信系のディジタルベースバンド処理部の出力信号を入力する 入力手段と、 .
前記入力手段を介して入力した信号から各パスの信号に対応する信号を形 成するマルチパス信号形成手段と、
前記マルチパス信号の各パスの信号それぞれに、 フェージングによるレベル 変動のみを与えるフェージング変動付与手段と、
フェージング変動が与えられた前記各パスの信号を加算する加算手段と、 前記加算手段により得られた加算信号に受信機雑音を付加する受信機雑音 付加手段と、
前記受信機雑音を付加した後の信号レベルがほぼ一定になるような利得制 御を行う利得制御手段と
を具備する伝送路シミュレータ。
5 . 前記開発装置のディジタルベースバンド処理部の後段に設け られたアナログベースバンド処理部からの出力信号を入力する第 2の入力手 段と、
前記第 2の入力手段から入力されたアナログべ一スパンド信号をディジタ ルベースバンド信号に変換するアナログベースバンド処理部とを、 さらに具備 し、
前記受信機雑音付加手段は、 当該アナログベースバンド処理部により得られ たディジタルベースバンド信号に対して前記受信機雑音成分を付加する 請求項 1に記載の伝送路シミュレータ。
6 . 前記開発装置のディジタルベースバンド処理部の後段に設け られたアナログベースバンド処理部からの出力信号を入力する第 2の入力手 段と、
前記第 2の入力手段から入力されたアナログベースバンド信号をディジタ ルベースパンド信号に変換するアナログベースバンド処理部とを、 さらに具備 し、
前記マルチパス信号形成手段は、 当該アナログベースバンド処理部により得 られたディジタルベースバンド信号からマルチパス信号を形成する
請求項 4に記載の伝送路シミユレータ。
7. ディジタル回路により構成され、入力される設定値に応じて、 前記ディジタルベースバンド信号に対して、 開発装置の無線回路での信号劣化 を模擬した雑音成分を付加するアナログ調整手段を、 さらに具備する請求項 1 から請求項 6のいずれかに記載の伝送路シミュレータ。
8 . 開発装置である無線機器の 1パス伝送路での性能を評価する ための無線機器評価方法であって、
前記無線機器のディジタルベースバンド信号に対して、 信号レベルを一定に 保ちつつフェージングによる S N R変動を模擬した受信機雑音を付加し、 前記受信機雑音を付加した信号に基づいて前記無線機器の 1パス伝送路で の性能を評価する
無線機器評価方法。
9 . 開発装置である無線機器のマルチパス伝送路での特性を評価 するための無線機器評価方法であつて、
前記無線機器のディジタルベースバンド信号からマルチパス信号を形成し、 前記マルチパス信号の各パスの信号それぞれに、 フェージングによるレベル 変動を模擬したフェージング変動を与え、
フェージング変動が与えられた各パスの信号を加算し、
加算後の信号に対して受信機雑音を与え、
受信機雑音付与後の信号に対して、信号レベルがほぼ一定になるような利得 制御を行い、
利得制御後の信号に基づいて前記無線機器のマルチパス伝送路での性能を 評価する
無線機器評価方法。
PCT/JP2003/016530 2002-12-24 2003-12-24 伝送路シミュレータ及び無線機器評価方法 WO2004059890A1 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2004562900A JPWO2004059890A1 (ja) 2002-12-24 2003-12-24 伝送路シミュレータ及び無線機器評価方法
AU2003296071A AU2003296071A1 (en) 2002-12-24 2003-12-24 Transmission path simulator and radio device evaluation method
US10/539,090 US20060094365A1 (en) 2002-12-24 2003-12-24 Channel simulator and wireless apparatus evaluation method
EP03786253A EP1564918A1 (en) 2002-12-24 2003-12-24 Transmission path simulator and radio device evaluation method

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2002-372792 2002-12-24
JP2002372792 2002-12-24

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2004059890A1 true WO2004059890A1 (ja) 2004-07-15

Family

ID=32677237

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2003/016530 WO2004059890A1 (ja) 2002-12-24 2003-12-24 伝送路シミュレータ及び無線機器評価方法

Country Status (6)

Country Link
US (1) US20060094365A1 (ja)
EP (1) EP1564918A1 (ja)
JP (1) JPWO2004059890A1 (ja)
CN (1) CN1754332A (ja)
AU (1) AU2003296071A1 (ja)
WO (1) WO2004059890A1 (ja)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100386985C (zh) * 2005-03-04 2008-05-07 华为技术有限公司 一种可扩展信道模拟范围的信道模拟装置和方法
JP2009188915A (ja) * 2008-02-08 2009-08-20 Anritsu Corp データ遅延回路およびフェージングシミュレータ
JP2015523755A (ja) * 2012-04-25 2015-08-13 アンリツ・カンパニーＡｎｒｉｔｓｕ Ｃｏｍｐａｎｙ 音声品質劣化推定を可能にするネットワーク通信のための障害シミュレーション

Families Citing this family (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8385910B2 (en) * 2004-05-20 2013-02-26 Qualcomm Incorporated Systems and methods for testing signal processing control
US7587202B2 (en) * 2004-09-07 2009-09-08 Research In Motion Limited Method for conducting digital interface and baseband circuitry tests using digital loopback
US7717715B2 (en) * 2007-03-20 2010-05-18 Verigy (Singapore) Pte. Ltd. System, method and apparatus using at least one flex circuit to connect a printed circuit board and a socket card assembly that are oriented at a right angle to one another
DE102007019543A1 (de) 2007-04-25 2008-10-30 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Messgerät mit serieller digitaler Schnittstelle
TWI362844B (en) * 2007-05-07 2012-04-21 Realtek Semiconductor Corp Wireless communication apparatus with built-in channel emulator/noise generator
CN101051875B (zh) * 2007-05-24 2011-12-07 北京宇东科技发展有限公司 一种用于产生验证标准无线接收机性能的信号的方法及其装置
US8019385B1 (en) * 2008-01-09 2011-09-13 Clear Wireless Llc Load simulation for testing uplink of wireless networks
CN101282181B (zh) * 2008-05-06 2011-06-01 西安交通大学 带衰落信道仿真器的实现方法
FR2932292B1 (fr) * 2008-06-10 2011-02-25 Asygn Procede de simulation d'un circuit electronique comportant au moins une partie analogique avec une densite spectrale de puissance.
US8233568B2 (en) * 2008-09-05 2012-07-31 Rajendra Kumar Adaptive receiver for high-order modulated signals over fading channels
US8521092B2 (en) 2009-05-27 2013-08-27 Echo Ridge Llc Wireless transceiver test bed system and method
US9473963B2 (en) 2009-05-27 2016-10-18 Echo Ridge Llc Interactive RF system testing system and method
US10212687B2 (en) 2010-09-30 2019-02-19 Echo Ridge Llc System and method for robust navigation and geolocation using measurements of opportunity
US9588218B2 (en) 2010-09-30 2017-03-07 Echo Ridge Llc System and method for robust navigation and geolocation using measurements of opportunity
US9594170B2 (en) 2011-09-30 2017-03-14 Echo Ridge Llc Performance improvements for measurement of opportunity geolocation/navigation systems
US9739891B2 (en) 2011-09-30 2017-08-22 Echo Ridge Llc System and method of using measurements of opportunity with vector tracking filters for improved navigation
US9148808B2 (en) 2011-12-01 2015-09-29 Echo Ridge Llc Adaptive RF system testing system and method
US9100122B2 (en) * 2012-05-18 2015-08-04 Raytheon Company Method and system to analyze interference susceptibility of a radio receiver design
CN102916755B (zh) * 2012-10-19 2014-12-03 上海大学 隧道环境多径与多普勒效应信道仿真器及仿真方法
US9730023B2 (en) * 2015-10-27 2017-08-08 Chatterbeak, Inc. Communication based on geographical region
US10545561B2 (en) * 2016-08-10 2020-01-28 Cirrus Logic, Inc. Multi-path digitation based on input signal fidelity and output requirements
MX2017004400A (es) * 2017-04-04 2018-11-09 Centro De Investigacion Y De Estudios Avanzados Del Instituto Politecnico Nac Método y sistema para generar realizaciones de canal estacionarias y no-estacionarias de longitud arbitraria.
US10805023B2 (en) * 2019-03-06 2020-10-13 Pc-Tel, Inc. Systems and methods for measuring wireless signal quality
US10680723B1 (en) * 2019-03-08 2020-06-09 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Measuring device and method with efficient channel simulation
CN114070439B (zh) * 2021-11-15 2023-05-09 北京中科晶上科技股份有限公司 一种虚实结合的信道映射方法及装置、信道映射系统

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1132015A (ja) * 1997-07-11 1999-02-02 Kokusai Electric Co Ltd フェージングシミュレータ

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5444697A (en) * 1993-08-11 1995-08-22 The University Of British Columbia Method and apparatus for frame synchronization in mobile OFDM data communication
US5648991A (en) * 1994-02-16 1997-07-15 Kabushiki Kaisha Toshiba Sampling phase synchronizing apparatus and bidirectional maximum likelihood sequence estimation scheme therefore
SE515752C2 (sv) * 1995-08-28 2001-10-08 Telia Ab Direktåtkomst i OFDM-system
US5768307A (en) * 1996-09-13 1998-06-16 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Coherent demodulation with decision-directed channel estimation for digital communication
EP1130792A1 (en) * 2000-03-03 2001-09-05 Lucent Technologies Inc. A method and rake receiver for phasor estimation in communication systems

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1132015A (ja) * 1997-07-11 1999-02-02 Kokusai Electric Co Ltd フェージングシミュレータ

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100386985C (zh) * 2005-03-04 2008-05-07 华为技术有限公司 一种可扩展信道模拟范围的信道模拟装置和方法
JP2009188915A (ja) * 2008-02-08 2009-08-20 Anritsu Corp データ遅延回路およびフェージングシミュレータ
JP2015523755A (ja) * 2012-04-25 2015-08-13 アンリツ・カンパニーＡｎｒｉｔｓｕ Ｃｏｍｐａｎｙ 音声品質劣化推定を可能にするネットワーク通信のための障害シミュレーション

Also Published As

Publication number Publication date
AU2003296071A1 (en) 2004-07-22
CN1754332A (zh) 2006-03-29
EP1564918A1 (en) 2005-08-17
JPWO2004059890A1 (ja) 2006-05-11
US20060094365A1 (en) 2006-05-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2004059890A1 (ja) 伝送路シミュレータ及び無線機器評価方法
CN1951058B (zh) 用于接收信号质量估计的方法和设备
JP3274388B2 (ja) Ｒａｋｅ受信機とこのｒａｋｅ受信機を備えたスぺクトラム拡散通信装置
JP3998718B2 (ja) Ｃｄｍａ通信システム用のコヒーレントな信号処理
WO2004059876A1 (ja) 伝送路シミュレート方法及び伝送路シミュレータ
JP5474824B2 (ja) 通信システムのｉ／ｑ不均衡推定と補正
CN101689883B (zh) 用于从rake接收机输出中消除导频信道振幅依赖性的方法和设备
JP2009503913A (ja) 閉ループ送信ダイバーシチ通信システムにおけるチャネル品質測定方法
JPH11504190A (ja) 直交変調信号の信号復調およびダイバーシティ合成の方法および装置
CN101977393A (zh) 一种rsqi测试方法及装置
CN106160898B (zh) 用于测试具有d2d能力的移动通信终端设备的高频测试仪和方法
JPH11340884A (ja) ダイバーシチ受信下での信号合成方法及び装置
WO2007091157A2 (en) Apparatus, method and computer program product providing a transport format that is compatible with another transport format that uses spreading codes
JP4582727B2 (ja) 通信システムおよびその方法
JP4588931B2 (ja) 移動無線端末
CN1119882C (zh) 在cdma系统中的接收方法和设备
WO2002080394A1 (fr) Procede et dispositif de reception radio
AU771784B2 (en) Transmission power control method of measuring Eb/N0 after weighted signals are combined
JP4515481B2 (ja) デジタル通信システムにおける量子化装置及び方法
JP4084058B2 (ja) 受信レベル測定回路
JP3206146B2 (ja) フェージングシミュレータ装置
JP3747405B2 (ja) アンテナベリフィケーション方法及びアンテナベリフィケーション処理装置
JP2003348025A (ja) 受信レベル測定回路
JP3758075B2 (ja) 移動通信システムにおける受信信号電力測定方法および移動通信端末
JPH1132015A (ja) フェージングシミュレータ

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AE AG AL AM AT AU AZ BA BB BG BR BW BY BZ CA CH CN CO CR CU CZ DE DK DM DZ EC EE EG ES FI GB GD GE GH GM HR HU ID IL IN IS JP KE KG KP KR KZ LC LK LR LS LT LU LV MA MD MG MK MN MW MX MZ NI NO NZ OM PG PH PL PT RO RU SC SD SE SG SK SL SY TJ TM TN TR TT TZ UA UG US UZ VC VN YU ZA ZM ZW

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): BW GH GM KE LS MW MZ SD SL SZ TZ UG ZM ZW AM AZ BY KG KZ MD RU TJ TM AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IT LU MC NL PT RO SE SI SK TR BF BJ CF CG CI CM GA GN GQ GW ML MR NE SN TD TG

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2004562900

Country of ref document: JP

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2003786253

Country of ref document: EP

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 2003786253

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 20038A99601

Country of ref document: CN

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2006094365

Country of ref document: US

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 10539090

Country of ref document: US

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 10539090

Country of ref document: US

WWW Wipo information: withdrawn in national office

Ref document number: 2003786253

Country of ref document: EP