JP3998718B2

JP3998718B2 - Ｃｄｍａ通信システム用のコヒーレントな信号処理

Info

Publication number: JP3998718B2
Application number: JP50905998A
Authority: JP
Inventors: ゼハビ、エファライム; ウィレンエッガー、サージ; オーデンウォルダー、ジョーゼフ・ピー
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1996-07-29
Filing date: 1997-07-29
Publication date: 2007-10-31
Anticipated expiration: 2017-07-29
Also published as: RU99104159A; JP2000516412A; ZA976673B; US5987076A; IL128064A0; CN1228208A; IL128064A; DE69738314D1; DE69738314T2; AU3741397A; HK1020814A1; BR9710885A; KR20000029681A; CN1146131C; ID18707A; WO1998005128A1; EP0916190B1; TW374962B; EP0916190A1; US6148042A

Description

［発明の技術的背景］
１．技術分野
本発明は通信、特にコヒーレントな信号処理を行う可変速度通信用の優秀で改良された方法および装置に関する。
２．関連技術の説明
図１はＩＳ−95放送インターフェイス標準（ＩＳ−95標準）にしたがって構成された無線セルラ電話システムの図である。ＩＳ−95標準は米国電気通信工業会（ＴＩＡ）により採択されており、従来技術の無線通信技術よりも容量が大きく頑丈な性能を与えるようにコード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）変調技術を使用する。ＩＳ−95標準にしたがって、加入者装置10（通常セルラ電話）は無線周波数（ＲＦ）電磁信号の使用によって１以上のベース局12との双方向リンクを設定し、それによって移動体電話呼またはその他の通信を行う。各双方向リンクはベース局12から加入者装置10へ送信される順方向リンクＲＦ信号と、加入者装置10からベース局12へ送信される逆方向リンクＲＦ信号からなる。電話呼またはその他の通信はさらに移動電話交換局（ＭＴＳＯ）14と公共交換電話網16（ＰＳＴＮ）によって各ベース局12から処理され、これらは通常、有線接続を使用して相互に結合されている。
図２はＩＳ−95標準にしたがって加入者装置10により使用される逆方向リンク送信信号処理システムのブロック図である。データ48は、それぞれが先のフレームの半分程のデータを含んでおりそれ故半分の速度でデータを送信するため“全速度”、“１／２速度”、“１／４速度”、“１／８速度”とそれぞれ呼ばれる４つの速度のうちの１つの速度でフレームと呼ばれる２０ｍｓセグメントで畳込みエンコーダ50に与えられる。データ48は典型的に可変速度のボコーダ処理されたオーディオ情報であり、ここで会話の停止期間のようにほとんど情報が存在しないとき低速度のフレームが使用される。畳込みエンコーダ50はデータ48を畳込んでエンコードしエンコードされた符号51を発生し、符号リピータ52は全速度フレームに等しいデータ量を生成するのに十分な量だけエンコードされた符号51を符号反復することによって反復された符号53を生成する。例えば、１／４速度フレームの３つの付加的なコピーが全部で４つのコピーのために生成され、全速度フレームの付加的なコピーは生成されない。ブロックインターリーバ54はその後反復された符号53をブロックインターリーブし、インターリーブされた符号55を生成する。変調器56はインターリーブされた符号55に６４アレイ（−ａｒｙ）変調を行い、ウォルシュ符号57を生成する。即ち、それぞれ６４変調チップからなる６４の可能な直交ウォルシュコードのうちの１つが６つのインターリーブされた符号55毎に送信される。データバーストランダム化装置58は１つのみのデータの完全なインスタンスが送信されるようにフレーム速度情報を使用して疑似ランダムバーストでウォルシュ符号57においてゲーティングを実行する。
データフレームの送信中にデータバーストランダム化装置58により実行される１例のゲーティングを示したタイミング図が図３で示されている。フレーム送信に関する時間間隔は１６のバーストスロットに分割される。受信ベース局が典型的に受信された各バーストスロットにおいてパワー強度測定を行いそれによってパワー制御情報を加入者装置へ送信するので、各バーストスロットは“パワー制御グループ”と呼ばれる。示されている例示的な実施形態では、データは、全速度フレームの１６の全てのパワー制御グループ期間と、１／２速度フレームのパワー制御グループ０、２、５、６、９、１１、１２、１５期間に送信される。１／４速度フレームでは、データはパワー制御グループ２、５、９、１５期間に送信され、１／８速度フレームではデータはパワー制御グループ２、９期間に送信される。これは単なる１セットの例示的なゲーティングである。ＩＳ−95標準にしたがって、符号リピータ52により実行される反復と、ブロックインターリーバ54により実行されるインターリーブは、前述したようにデータのゲーティングがフレームのデータの１インスタンスを送らせる。
ゲートされたウォルシュチップはその後、変調されたデータ61を生成する各ウォルシュチップへの４つの長いチャンネルコードチップ速度で疑似ランダム（ＰＮ）の長いチャンネルコード59を使用して直接シーケンス変調される。長いチャンネルコードは各加入者装置10に特有であり、各ベース局12により知られている。変調されたデータ61は、Ｉチャンネルデータを生成する同位相疑似ランダム拡散コード（ＰＮ_I）による変調によって“拡散”された第１のコピーで複製され、第２のコピーは遅延装置60により拡散コードチップを１／２遅延され、Ｑチャンネルデータを生成する直角位相拡散コード（ＰＮ_Q）による変調により拡散される。ＰＮ_IコードとＰＮ_Qコード拡散データは、同位相および直角位相搬送波信号をそれぞれ変調することに使用される前に、それぞれローパス濾波（図示せず）される。変調された同位相および直角位相搬送波信号はその後、ベース局またはその他の受信システム（図示せず）に送信される前に共に合計される。
図４は、ＩＳ−95標準にしたがって生成された逆方向リンク信号の処理を受信する従来技術の方法にしたがって構成されたときのベース局の受信処理部分のブロック図である。示されている処理は1995年８月15日出願の米国特許第5,442,627号明細書に記載されたものと一貫している。処理を受信するための従来技術の方法に関する他の特許は、“SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM”と題する1992年４月７日と1994年３月３日にそれぞれ出願の米国特許第5,103,459号明細書および第5,309,474号明細書と、“DIVERSITY RECEIVER IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM”と題する1992年４月28日出願の米国特許第5,109,390号明細書を含んでいる。
動作中、ＩＳ−95逆方向リンク信号はアンテナシステム64から受信されベースバンドへ下方変換され、ＲＦ処理システム（Ｒｘ）62によりデジタル化され、下方変換された信号はフィンガプロセッサ63Ａ、63Ｂ、63Ｃに与えられている。フィンガプロセッサ63Ａでより詳細に示されているように、復調器66はそれぞれＰＮ_IコードとＰＮ_Qコードを使用して下方変換された信号を復調し、４つのＰＮチップ毎にその復調結果を合計してＩチャンネル68ＡとＱチャンネルデータ68Ｂを生成する。ＩチャンネルとＱチャンネルデータはその後それぞれウォルシュ変成器回路69、70へ与えられ、それぞれ６４の利用可能なウォルシュコードでデスプレッドデータを相関し、それによってＩチャンネルとＱチャンネルデータとの両者の６４の利用可能なウォルシュコードに対応する６４の相関値のベクトルを生成する。各２つのベクトルはその後、平方回路72により平方され、平方されたデータの結果的な２つのベクトルが合計装置74で合計される。通路差を調節するために可変遅延（図示せず）を導入後、合計装置74からの平方された相関値のベクトルは合計装置76によりフィンガプロセッサ63Ｂと63Ｃにより生成される他のセットの平方された相関値と合計される。このような多通路信号が利用可能であるならば、フィンガプロセッサ63Ｂと63Ｃは同一の逆方向リンク信号の多通路インスタンスを処理している。合計装置76からの平方された相関値の結果的なベクトルはその後、ウォルシュ符号シーケンスに対応する各６つの符号のソフト決定を形成することに使用される。これらのソフト決定はデインターリーブされ、ビタビデコードされ、それによって送信されたデータの評価を獲得する。ソフト決定を行うための種々の方式は先に参照した（第5,442,627号）明細書に説明されている。
処理システムデータを受信する前述の方法および装置はコヒーレントではない復調を使用する。パイロット信号が逆方向リンク信号の位相を決定するために与えられておらずデータのエネルギレベルが適切な通信を可能にするのに必要な最小レベルに維持されているので、コヒーレントではない復調の使用は、通常ＩＳ−95逆方向リンク信号の処理に非常に適している。付加的に、コヒーレントではない受信処理は通常、コヒーレントな受信処理よりも複雑ではない。しかしながら、コヒーレントではない復調は、コヒーレント処理と比較するとき、フィンガと呼ばれる逆方向リンク信号の多通路インスタンスが前述したように受信システムで共に合計されるレイク受信機を使用することによって達成された利得の減少を含む減少された性能を与える。このレイク受信から実現された利点の減少は、コヒーレントな信号処理が使用されるならば必要に関して付加的なパワーを有する逆方向リンク信号を加入者装置が送信することを必要にする。ＣＤＭＡのようにインターフェイス限定システム内で、付加的なパワーの使用は逆方向リンクの容量を伝播する総データと、さらに行われることができる呼の総数を減少する。しかしながら、ＩＳ−95標準にしたがって生成された逆方向リンク信号をコヒーレントに処理し結合する方法が発明されたならば、逆方向リンク信号の必要な送信パワーは減少され、したがってＩＳ−95またはその他のＣＤＭＡ通信システムがの逆方向リンク容量強化される。それ故、このような方法および装置は非常に所望である。
［発明の要約］
本発明は、コヒーレントな信号処理と結合を行う可変速度の通信用の優秀で改良された方法および装置である。受信システム内で、同位相および直角位相ウォルシュ相関器出力値のベクトルが各ウォルシュ符号期間にわたって各レイクフィンガのために生成される。同位相および直角位相基準値（即ち変調されていない値）が一連のウォルシュ符号期間にわたって最も可能性が高いウォルシュ符号の同位相および直角位相相関器出力を結合することによって各レイクフィンガのために生成される。最も可能性の高いウォルシュ符号は、各フィンガからのウォルシュ相関器出力エネルギを合計し最も大きいものを選択することによって符号対符号を基礎として決定される。出力エネルギは平方された同位相および直角位相値の合計として計算される。
同位相および直角位相値のベクトルはその後、同位相および直角位相基準値に投影され、基準振幅により加重される。基準振幅は平方された同位相および直角位相値の合計の平方根である。相関器出力と基準が複素数として表されるならば、この投影と加重は点積に等しい。したがって、投影され加重された値は同位相相関器出力×同位相基準値＋直角位相相関器出力×直角位相基準値に等しい。
投影され加重された値のベクトルは、コヒーレントな結合により合計され、他のレイクフィンガからの対応する値は復調されたウォルシュ相関器出力の結果的なベクトルを獲得することに使用される。コヒーレントに復調されたウォルシュ相関器出力はデインターリーブされソフト決定ビタビ復号されたソフト決定を形成することに使用される。
【図面の簡単な説明】
本発明の特徴、目的、利点は、同一の参照符号が全体を通じて同一にされている図面を伴った以下の詳細な説明からより明白になるであろう。
図１は、セルラ電話システムのブロック図である。
図２は、ＩＳ−95のエアインターフェイス標準にしたがって構成された加入者装置の逆方向リンク送信信号処理部分のブロック図である。
図３は、ＩＳ−95のエアインターフェイス標準にしたがったデータバーストランダム化装置の動作を示したタイミング図である。
図４は、ＩＳ−95に準じた逆方向リンク信号を処理するように構成されたときの逆方向リンク受信処理システムのブロック図である。
図５は、本発明の１実施形態にしたがって構成されたときの逆方向リンク受信処理システムのブロック図である。
図６は、本発明の１実施形態にしたがって構成された無線周波数信号受信処理システムと復調器のブロック図である。
図７は、本発明の１実施形態にしたがって構成されたときのコヒーレントではない結合器のブロック図である。
図８は、本発明の１実施形態にしたがって構成されたときの基準発生器のブロック図である。
図９は、本発明の１実施形態にしたがって実行されたときの最良のタイプの処理を決定するために行われるステップを示したフローチャートである。
図１０は、位相変化速度を計算するための前述の方法の使用を示しているベクトル図である。
図１１は、本発明の１実施形態にしたがって構成された投影およびスケールシステムのブロック図である。
図１２は、種々のフレームエラー速度（ＦＥＲ）におけるシミュレーションの結果性能を示したグラフである。
［好ましい実施例の詳細な説明］
コヒーレントな信号処理を実行するための可変速度通信用の優秀で改良された方法および装置を説明する。以下の説明では、種々の信号処理システムとその装置を詳細に説明している。このような信号処理システムを構成する種々の既知の方法および装置が使用されてもよく、これはソフトウェアにより制御されるデジタル信号プロセッサおよびデジタルマイクロプロセッサまたはカスタム設計された集積回路の使用を含んでおり、カスタム設計された集積回路は好ましい実施形態で使用されることが当業者に明白である。アプリケーション全体を通じる他の例では、種々のよく知られたシステムがブロック形態で説明されている。この説明は本発明の説明を不必要に暖昧にしないために行われている。
特定のシステムの多数のインスタンスが示されている場合、そのシステムの１つのインスタンスが通常代用され、そのシステムの使用は多数のシステムによって行われる種々の機能間で時間共有される。一般的に、アプリケーションを通じて関連するビット、データ、符号、信号は、他の電子システムを制御する目的で発生する音波、電圧または人間またはコンピュータが発生したデジタルデータ等の物理的現象のサンプリングを経て発生されたオーディオ情報を含む種々のタイプの情報の中の電子電圧、電荷または電磁波依存表示またはそれらの組合わせを構成する。また地上ベースの無線セルラ通信システム以外のシステムは本発明の使用から利点を得られ、これは衛星ベースの無線通信システム、地点を結ぶ無線システム、または無線ベースのシステムを含んでおり、ここでは変調された正弦波が同軸ケーブルベースの通信システムを含むデータを送信することに使用される。さらに、本発明はＩＳ−95標準の逆方向リンク部分にしたがって発生された信号を処理するシステムの状況で説明され、このような信号の処理に特に適しており、本発明はＩＳ−95標準にしたがって、ＣＤＭＡ技術にしたがって発生され１以上のデューティサイクルを使用して送信された信号を含むがそれに限定されない、発生されていない処理信号の状況で利用されてもよい。
図５は本発明の１実施形態にしたがって構成されたベース局またはその他の逆方向リンク受信システムの受信処理部分のブロック図である。動作中、ＲＦ処理システム100はアンテナシステム102を経てＩＳ−95標準にしたがって発生された逆方向リンク信号の１以上のインスタンスを受信し、デジタル化され下方変換された同位相受信サンプル104ａと直角位相受信サンプル104ｂを復調器106へ与える。逆方向リンクの付加的なインスタンスは反射または多数のアンテナ等の多通路現象を経て発生され、“フィンガ”と呼ばれる。各復調器106は時間追跡の使用によりフィンガの同位相および直角位相受信サンプル104ａ、104ｂを処理し、高速度アダマール変換（ＦＨＴ）システム109により受信される同位相変調符号107ａと直交位相復調符号107ｂとを発生する。各ＦＨＴ109は同位相符号107ａと直交位相復調符号107ｂとの両者で高速度アダマール変換を行い、それによって対応する同位相ウォルシュ符号相関ベクトルＷ（ｉ）_Ｉと直角位相ウォルシュ符号相関ベクトルＷ（ｉ）_Ｑを発生し、ここでｉは処理されるフィンガを示している。
各ベクトルＷ（ｉ）_Ｉ、Ｗ（ｉ）_Ｑは６４のウォルシュ符号相関値を含んでいる。図５で示されている受信システムは３つのフィンガを処理するように構成され、４を含む代わりの数のフィンガを処理するように構成されたシステムは本発明の動作と一貫している。コヒーレントではない結合器108はコヒーレントではない相関ベクトル110を発生するコヒーレントではない方法で処理された３つのフィンガを結合する。ハード決定装置126はコヒーレントではない相関ベクトル110を使用して送信されている可能性が最も高いウォルシュ符号を決定し、そのウォルシュ符号をハードインデックス128を経て示す。ハードインデックス128は６４のうち対応する１つのウォルシュ符号をインデックスする６ビット数である。本発明の好ましい実施形態では、送信されている可能性が最も高いウォルシュ符号は対応するコヒーレントではない相関ベクトル110の最大のウォルシュ符号相関値と関連されている。
遅延装置111は同位相および直角位相のウォルシュ符号相関ベクトルＷ（ｉ）_Ｉ、Ｗ（ｉ）_Ｑを記憶し、コヒーレントではない結合器108はコヒーレントではない結合を行い、ハード決定装置126はハードインデックス128を生成する。遅延されたウォルシュ符号相関ベクトルＷ（ｉ）_ＩとＷ（ｉ）_Ｑはその後、位相およびスケール基準発生器112に与えられ、それぞれパワー制御グループに含まれている一連の選択されたウォルシュ相関値にわたって振幅の平均化を行うことによってハードインデックス128を使用して各フィンガの基準Ｒ（ｉ）_ＩとＲ（ｉ）_Ｑを発生する。基準Ｒ（ｉ）_ＩとＲ（ｉ）_Ｑは処理されるｉ番目のフィンガの同位相成分および直角位相成分の値をそれぞれ示し、これは交互に対応するフィンガの位相オフセットを決定することに容易に使用されることができる。１つのデジタル値に位相オフセットを与えることを含む位相またはスケール情報またはその両者を与えるための代わりの方法およびフォーマットは当業者に明白であり、本発明の動作と一貫している。しかしながら、ソフト決定データの投影およびスケーリングに関する処理を最少にするとき、前述したように発生した基準評価の使用が好ましい。付加的に、基準発生器112は、コヒーレントではない相関ベクトル110またはコヒーレントな相関ベクトル120（以下説明する）がより正確である可能性が高いか否かを示すプロセス選択113を発生する。
遅延装置117によりさらに遅延された後、同位相および直角位相ウォルシュ符号相関ベクトルＷ（ｉ）_ＩとＷ（ｉ）_Ｑが基準評価Ｒ（ｉ）_ＩとＲ（ｉ）_Ｑとを使用して投影及びスケールシステム116により投影されスケールされ、投影されたウォルシュ符号相関ベクトルＷ（ｉ）を発生する。コヒーレントな結合器118はコヒーレントな方法で、投影されたウォルシュ符号相関ベクトルＷ（ｉ）を結合し、コヒーレントな相関ベクトル120を発生する。
ベクトル選択装置122は、基準発生器112からのプロセス選択113に基づいて出力ベクトル124としてコヒーレントではない相関ベクトル110またはコヒーレントな相関ベクトル120を選択する。出力ベクトル124を使用して、ソフト決定装置134は６つの値からなるソフトベクトル136を発生する。本発明の好ましい実施形態では、他の方法の使用も本発明と一貫しているが、ソフトベクトル136は先に参照した（第5,442,627号）明細書で説明されている二重最大化技術にしたがって生成される。ソフトベクトル136はその後、インターリーブとビタビ復号を含む処理をさらに受けるように復号器（図示せず）に通過される。
本発明の１実施形態では、破線で示されているハード決定装置130はコヒーレントな相関ベクトル120を使用してコヒーレントなハードインデックス132を発生することに使用される。コヒーレントなハードインデックス132はコヒーレントな相関ベクトル120内の送信されている可能性が最も高いウォルシュ相関値のインデックスである。基準発生器112内で、基準Ｒ（ｉ）_Ｉ、Ｒ（ｉ）_Ｑを生成するためコヒーレントなハードインデックス132がハードインデックス128に加えて使用される。ハードインデックス128に加えたコヒーレントなハードインデックス132の使用は、基準発生器112が付加的な複雑性を犠牲にして基準Ｒ（ｉ）_ＩとＲ（ｉ）_Ｑを生成する正確性を増加する。
図６は本発明の例示的な実施形態にしたがって構成されたときのＲＦ処理システム100と復調器106のブロック図である。ＲＦ信号はアンテナシステム102を経て受信され同位相正弦波101と直角位相正弦波103と混合され、デジタル化され濾波され（図示せず）、それによって同位相受信サンプル104ａと直角位相受信サンプル104ｂとを生成する。同位相受信サンプル104ａと直角位相受信サンプル104ｂは長いチャンネルコード105で復調され、長いコードの復調された同位相および直角位相符号はさらに同位相拡散コードＰＮ_Ｉと直角位相拡散コードＰＮ_Ｑの両者により復調され、ここでＰＮ_Ｉは１チップの半分だけ遅延される。ＰＮ_Ｉ復調された同位相符号はＰＮ_Ｑ復調された直角位相符号と合計され、Ｘ_Ｉ復調符号156ａを生成する。ＰＮ_Ｉ復調された直角位相符号はＰＮ_Ｑ復調された同位相符号の負の値と合計され、Ｘ_Ｑ復調符号156ｂを生成する。積分装置158ａ、158ｂはＸ_Ｉ復調符号156ａとＸ_Ｑ復調符号156ｂとをそれぞれ４の復調符号で積分する。タイミング調節装置160は積分装置158ａ、158ｂから積分された復調符号を受信し、処理されるフィンガの送信中に受ける特定の遅延を補償するためにタイミング調節を行い、時間調節されたＸ_ＩとＸ_Ｑ復調符号を図５のＦＨＴ109へ与える。
図７は本発明の例示的な実施形態にしたがって構成されたときのコヒーレントではない結合器108のブロック図である。処理される各フィンガのウォルシュ符号相関ベクトルＷ（ｉ）_ＩとＷ（ｉ）_Ｑはエネルギ測定システム170により受信され、エネルギ測定システム170はフィンガに関するエネルギを計算してウォルシュエネルギベクトルＷ（ｉ）²を発生する。ベクトル合計装置174はウォルシュエネルギベクトルＷ（ｉ）²を合計してコヒーレントではない相関ベクトル110を発生し、これも合計された相関エネルギベクトルと呼ばれる。
図８は本発明の１実施形態にしたがって構成されたときの基準発生器112のブロック図である。遅延されたウォルシュ符号相関ベクトルＷ（ｉ）_ＩとＷ（ｉ）_Ｑは制御システム180と符号選択装置152により受信される。符号選択装置152はウォルシュ符号相関ベクトルＷ（ｉ）_ＩとＷ（ｉ）_Ｑ内のハードインデックス128により特定されたウォルシュ相関値を転送し、それによって相関値153を発生する。ハードインデックス128により特定されたウォルシュ相関値の転送は、処理される１組のフィンガに含まれる情報の組合わせに基づいて相関値153が選択されることを可能にし、それ故、選択される正確なウォルシュ符号の可能性を増加する。
制御システＡ180は遅延されたウォルシュ符号相関ベクトルＷ（ｉ）_ＩとＷ（ｉ）_Ｑとを使用して基準値Ｒ（ｉ）_ＩとＲ（ｉ）_Ｑとを計算する最良の方法を決定し、ＭＡＸ３／ＭＡＸ５指示装置155を経て最良の方法をマトリックス乗算器154へ指示する。ＭＡＸ３／ＭＡＸ５指示装置155も位相変化指示の速度として観察される。マトリックス乗算器154はそれぞれ一連の選択された相関値153を平均することによって基準Ｒ（ｉ）_Ｉ、Ｒ（ｉ）_Ｑを発生し、ここで選択された相関値153の数は、ＭＡＸ３／ＭＡＸ５指示装置155に基づいて最大値３であるか最大値５である。これらの同位相および直角位相基準値はその後、図５の投影およびスケールシステム116に与えられる。
制御システム180はまた以下説明するようにウォルシュ符号相関ベクトルＷ（ｉ）_Ｉ、Ｗ（ｉ）_Ｑを使用してプロセス選択113を発生する。プロセス選択113はコヒーレントではないまたはコヒーレントな処理がより正確性が高いか否かを示す。ＭＡＸ３／ＭＡＸ５指示装置155およびプロセス選択113の生成は本発明の代わりの実施形態で別々のシステムで行われる。
本発明の好ましい実施形態では、１組の同位相および直角基準Ｒ（ｉ）_{Ｉ，１…６}とＲ（ｉ）_{Ｑ，１…６}は、ＰＣＧに含まれている対応する１組の選択されたウォルシュ符号相関ベクトルＷ（ｉ）_{Ｉ，１…６}、Ｗ（ｉ）_{Ｑ，１…６}を使用して各パワー制御グループ（ＰＣＧ）のために生成され、ここでＷ（ｉ）は_Ｉ，１はフィンガｉのパワー制御グループの第１の同位相相関値であり、Ｒ（ｉ）_Ｉ，１は第１の同位相相関値を投影するための第１の同位相基準値である。（６のウォルシュ符号がパワー制御グループで送信される。）１組の基準Ｒ（ｉ）_{Ｉ，１…６}とＲ（ｉ）_{Ｑ，１…６}は、ＭＡＸ３マトリックスまたはＭＡＸ５マトリックスのどちらか一方による１組の選択されたウォルシュ符号相関ベクトルＷ（ｉ）_{Ｉ，１…６}、Ｗ（ｉ）_{Ｑ，１…６}の乗算により生成される。式（１）、（２）は本発明の好ましい実施形態で使用されるＭＡＸ３とＭＡＸ５により１組の同位相およびスケール基準を発生するための例示的な計算を与えている。

直角位相成分の計算は、直角位相ウォルシュ相関値Ｗ（ｉ）_{Ｑ，１…６}の使用を除いて同一である。
したがって、基準値はＭＡＸ３マトリックスの３つの選択されたウォルシュ相関値の最大値、またはＭＡＸ５マトリックスの５つの選択されたウォルシュ相関値の最大値にわたる平均に等しい。示されているマトリックスは特に以下説明するように使用されるとき最も共通した経験状況で最適であると考慮され、その他のマトリックスの使用は本発明の動作と一貫していることを理解すべきである。さらに、ＩＳ−95逆方向リンク信号でパワー制御グループがデータの一定の送信が確実にされることができる最大量の時間であるので、パワー制御グループ以下の時間スパンにわたる選択されたウォルシュ相関値を平均することは非常に好ましく、より長い時間スパンにわたる平均化により基準値を生成することが本発明の代わりの実施形態で使用されてもよい。
本発明の好ましい実施形態では、ＭＡＸ３マトリックスまたはＭＡＸ５マトリックスが使用されるべきであるか否かに関して制御システム180により行われる決定は処理される逆方向リンク信号の位相変化速度に基づいている。位相変化速度は加入者装置の移動方向および速度と、加入者装置とベース局との間の搬送波周波数エラーを含む種々の他のパラメータの関数である。特に、位相変化速度が第１のしきい値を超過したとき、制御システム180はＭＡＸ３マトリックスが使用されるべきであることを示しており、位相変化速度がその第１のしきい値よりも低下したとき、制御システム180はＭＡＸ５マトリックスが使用されるべきであることを示している。位相オフセットの差はウォルシュ符号からウォルシュ符号で大きくなり３以上のウォルシュ符号にわたって生じる位相の全体的な変化が非常に大きいため便利な平均化が実行されないので、位相変化速度が高くなるときＭＡＸ３マトリックスが使用されるべきである。
同様に、コヒーレントではない結合がコヒーレントな結合よりも正確性が高いか否かに関する決定も位相変化速度に基づいている。特に、位相変化速度が第１のしきい値よりも高い第２しきい値を超過するとき、制御システム180はコヒーレントではない結合がより正確である可能性が高いことを示している。前述したように、制御システム180はプロセス選択113によりこの指示を実行する。本発明の好ましい実施形態では、第１のしきい値は連続的なウォルシュ符号間で約３０．０度の位相変化速度であり、第２のしきい値は連続的なウォルシュ符号間で約５２．５度の位相変化速度である。第１のしきい値は４００Ｈｚの搬送波周波数エラーに対応し、第２のしきい値は７００Ｈｚの搬送波エラーに対応する。
本発明の１実施形態では、特有のＭＡＸ３／ＭＡＸ５指示装置155がそのフィンガの特有の位相変化速度に基づいて、処理される各フィンガのために生成される。これはＭＡＸ３／ＭＡＸ５指示装置155が生成されるフィンガに関するウォルシュ符号相関ベクトルＷ（ｉ）_Ｉ、Ｗ（ｉ）_Ｑのみを使用して位相変化速度を計算することによって実現される。各フィンガの特有のＭＡＸ３／ＭＡＸ５指示装置155を計算することが、フィンガの位相変化速度がフィンガ間で変化する環境において便利である。
本発明の第１の代わりの実施形態では、符号選択装置152はハードインデックス128とコヒーレントなハードインデックス132（破線で示している）の組合わせを使用して相関値153を選択する。この代わりの実施形態の第１の構成では、符号選択装置はパワー制御グループのウォルシュ相関ベクトルＷ（ｉ）_Ｉ、Ｗ（ｉ）_Ｑから第１のセットの相関値153を選択するためにハードインデックス128を使用し、パワー制御グループのウォルシュ相関ベクトルＷ（ｉ）_Ｉ、Ｗ（ｉ）_Ｑから第２のセットの相関値153を選択するためにコヒーレントなハードインデックス132を使用する。例示的な実施形態では、ハードインデックス128はパワー制御グループから第１の２つの相関値153を選択することに使用され、コヒーレントなハードインデックス132はパワー制御グループから残りの４つの相関値153を選択することに使用される。ハードインデックス128とコヒーレントなハードインデックス132を使用してパワー制御グループから他の数の相関値153を選択することは本発明のこの実施形態と一貫している。コヒーレントなハードインデックス132の使用は、正確なウォルシュ符号が選択される可能性を増加し、コヒーレントな結合はコヒーレントでない結合よりも正確性が増加している。
第２の代わりの実施形態では、コヒーレントなハードインデックス132は反復方法でパワー制御グループの基準Ｒ（ｉ）_Ｉ、Ｒ（ｉ）_Ｑのセットを再生することに使用される。第２のセットの基準も遅延されたウォルシュ相関ベクトルＷ（ｉ）_ＩとＷ（ｉ）_Ｑを投影しスケールすることに使用され、これは第２のセットの基準が生成される間にさらに遅延され記憶されなければならない。
第３の代わりの実施形態では、ベクトル選択装置122の使用と、プロセス選択113の発生は削除され、コヒーレントな相関ベクトル120はそれぞれのインスタンスでさらに復号されるように使用される。この代わりの実施形態は無線通信システムと、位相変化速度がより狭い範囲の値内に入りそれ故、コヒーレントに結合された相関ベクトルとコヒーレントではなく結合された相関ベクトルの中で選択することから得られる利点が減少される環境で便利である。この場合のベクトル選択装置122の使用とプロセス選択113の発生を除去することは性能をほとんど下げずにシステムの複雑性を減少する。
本発明の第４の代わりの実施形態では、同一のマトリックスが基準Ｒ（ｉ）_Ｉ、Ｒ（ｉ）_Ｑを発生する度に使用される。この第４の代わりの実施形態は、位相変化速度がより狭い範囲の値内に入る無線通信システムでも便利である。この第４の実施形態の第１の変形では、ＭＡＸ５等の多数のウォルシュ符号にわたって平均するマトリックスの使用が好ましい。この第１の変形は位相変化速度値の範囲が比較的低い場合に非常に適切である。この第４の実施形態の第２の変形では、ＭＡＸ３等の中間数のウォルシュ符号にわたって平均するマトリックスの使用が好ましい。この第２の変形は位相変化速度値の範囲が１組の中間値からなる場合に非常に適切である。１以上のマトリックスの使用から得られる性能の増加が速度位相変化を決定するのに必要な付加的な複雑性を正当化するのに十分ではないので、１つのみのマトリックスの使用は位相変化速度がより狭い範囲内に入る場合に好ましく、適切なマトリックスを選択する。勿論、その他のマトリックスは４または６のウォルシュ符号の最大値にわたって平均するマトリックス等を平均することに使用される。
図９は本発明の１実施形態にしたがって位相変化速度を決定するための制御システムにより行われるステップを示したフローチャートである。当業者は処理される逆方向リンク信号の位相変化速度を決定する複数の代わりの方法を認識し、このような代わりの方法の使用は本発明の使用と一貫している。決定はステップ200とステップ202で開始し、各フィンガα_fの変数αはウォルシュ相関値の合計の標準と、次式により表されることができるウォルシュ相関値の合計の標準の合計との比率に設定される。

ここで、Ｗ（ｆ），ｓは、フィンガｆのパワー制御グループのｓ番目の選択されたウォルシュ相関符号であり、複素数値の標準はその大きさに等しい。ステップ204で、パワー制御グループ（α（ＰＣＧ））のα_fは次式のように表されることができる処理されたフィンガのセットの平均α_fとして計算される。

ステップ206で、値β（ＰＣＧ）は１組の指数関数的に減少された値α（ＰＣＧ）の平均として以下のように計算される。
β（ＰＣＧ）＝（１−μ）・α（ＰＣＧ）＋（μ・β（ＰＣＧ−１））（５）
ここでμは指数関数窓の忘れられた係数であり、好ましい実施形態では０．９５に設定されている。ステップ206で、β（ＰＣＧ）が０．３よりも小さい否か、それ故位相変化速度が第２のしきい値を越えるか否かが決定される。そうであるならば、プロセス選択113は、ステップ209でコヒーレントではないように設定され、ステップ202が再度行われる。しかしながら、ステップ208でβ（ＰＣＧ）が０．３を越えることが決定され、それ故位相変化速度が第２のしきい値より下であるならば、プロセス選択113は、ステップ211でコヒーレントに設定される。ステップ210で、β（ＰＣＧ）が０．６よりも小さい否か、それ故位相変化速度が第１のしきい値を越えるか否かを決定される。そうであるならば、ＭＡＸ３／ＭＡＸ５インジケータ155はステップ212でＭＡＸ３に設定され、制御システム180はステップ202に戻る。しかしながら、ステップ210で、β（ＰＣＧ）が０．６を越えることが決定され、それ故位相変化速度が第１のしきい値よりも下であることが決定されたならば、ＭＡＸ３／ＭＡＸ５インジケータ155はステップ214でＭＡＸ５に設定され、ステップ202が実行される。
図１０は、位相ベクトル250および標準化されたベクトル252として構成された６対のウォルシュ相関値を示すことによってパワー制御グループにわたって位相変化速度を計算する前述の方法の使用を示したベクトル図である。位相ベクトル250は連続して縦に並べて位置され、合計されたベクトル251を生成し、その大きさは合計されたベクトル251の標準を取ることにより得られる。標準化されたベクトル252は連続して縦に並べて位置され、標準ベクトル253の合計を生成する。図示されるように、位相が１つの位相ベクトル250から次の位相ベクトル250へ変化した場合、位相ベクトル250は完全に構成的な方法で付加されないので、合計されたベクトル２５１の大きさは標準ベクトル253の合計の大きさに関して減少される。したがって、合計の標準と、標準の合計の比率を測定することにより、位相変化速度が決定されることができる。前述したように、位相変化速度を測定するための種々の別の方法は当業者に明白であろう。
図１１は例示的な実施形態にしたがって構成されたときの投影およびスケールシステム116の図である。遅延装置117（図５）によりさらに遅延された後、基準発生器112は前述の処理を行い、ウォルシュ符号相関ベクトルＷ（ｉ）_ＩとＷ（ｉ）_Ｑはそれぞれ基準Ｒ（ｉ）_ＩとＲ（ｉ）_Ｑにより乗算され、結果的な項は真のウォルシュ符号相関ベクトルＷ（ｉ）を生成するために合計される。このような投影を行うための回路は“PILOT CARRIER DOT PRODUCT CIRCUIT”と題する米国特許第5,506,865号明細書に開示されている。真のウォルシュ符号相関ベクトルＷ（ｉ）はコヒーレントな結合器118へ転送される。再び図５を参照すると、図５のベクトル選択装置122はその後、プロセス選択113に基づいてコヒーレントではない相関ベクトル110またはコヒーレントな相関ベクトル120をソフト決定装置134へ出力する。
本発明の有効性をさらに示すため、異なった条件下で動作するパーソナル移動通信システム（ＰＣＳ）帯域の無線電話システムで行われた種々のシミュレーション結果が以下与えられている。コヒーレントではない復調性能も基準値として与えられている。シミュレーションは全てＰＣＳ周波数（１，８７０ＭＨｚ）で、１４．４ｋｂｐｓの全速度フレームで動作する。性能全体を評価するために試験される異なったパラメータは、
・１０，０００フレームまたは５００フレームエラーまでのシミュレーション、
・ＭＡＸ３とＭＡＸ５のマトリックスを使用したコヒーレントなウォルシュ復調、
・付加的な白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）およびレイリ−（ジェイクス）チャンネル、
・４％のフィードバックＢＥＲを有するパワー制御、
・２ｍ／ｓ（４．５ｍｐｈ、７．２ｋｍｈ）、３０ｍ／ｓ（６７ｍｐｈ、１０８ｋｍｈ）、４５ｍ／ｓ（１００ｍｐｈ、１６０ｋｍｈ）、
・搬送波周波数エラー、
・等しい通路と等しくない通路（−３ｄＢ）を含んでいる。
ドップラ周波数を有するフェーディング通路モデルの複合信号のために使用されるレイリー（ジェイクス）エンベロープ分布は、予測される最大の逆方向（または順方向）ドップラをマイナスからプラスにオフセットする。レイリーフェーディングモデルに含まれる逆方向リンク周波数エラーに加えて、加入者装置が平均の順方向リンク周波数を追跡するので、最悪のケースが加入者装置の周波数変換の不正確性から生じる。周波数変換における最大の許容されたエラーは１５０Ｈｚである（ここで参照文献とされるANSI J-STD-008,2.1.1.2参照）。セルラ加入者装置では、３００Ｈｚまでの変換が標準により可能にされている。
（例えばここで使用されているＡＷＧＮ専用のケースによる）強い鏡面成分が存在するとき、加入者装置はその成分のドップラオフセット周波数を追跡し、それを逆方向リンクの基準値として使用する。ベース局により認識される結果的な最悪のケースの周波数エラーは、周波数変換エラープラス順方向と逆方向リンクドップラオフセットの合計に等しい。ＡＷＧＮ専用のシミュレーションで使用される５４０Ｈｚと７３１Ｈｚオフセットは、それぞれ１５０Ｈｚ変換エラーと、３，９００ＭＨｚの最大値の順方向プラス逆方向リンク周波数および６７および１００ｍｐｈの加入者装置とベース局との間の速度に対する順方向プラス逆方向リンクドップラ周波数である。
シミュレーションにより提起される主要な問題は速度、搬送波周波数オフセット、弱い通路の効果である。表Ｉ−Ｖはこれらの結果の要約である。これらの表は１％ＦＥＲに対する１通路当りの平均必要とされた情報ビットエネルギ対干渉比（Ｅｂ／Ｉｏ）を与えている。これらはまたコヒーレントではない復調にわたるＭＡＸ３とＭＡＸ５の利得を示している。

したがって、搬送波周波数エラーなく、ＭＡＸ３はコヒーレントではない復調よりも０．５５乃至０．８ｄＢ良好であり、ＭＡＸ５はコヒーレントではない復調よりも０．８５乃至１．２ｄＢ良好である。レイリーフェーディングでは、周波数エラーはせいぜい０．２ｄＢだけ先の利得を減少する。しかしながら、搬送波周波数エラーはＡＷＧＮでより大きな影響を有し、ＭＡＸ３の性能はコヒーレントではないことに等しく、ＭＡＸ５は２ｄＢ劣化する。図１２は種々のフレームエラー速度（ＦＥＲ）でのシミュレーション結果の性能を示したグラフである。一般的に、コヒーレントな復調は多くの場合、約１ｄＢのＥｂ／Ｉｏ処理利得を生成し、これは容量の約２６％を増加する。
以上、パイロットまたは他の同期情報を使用せずに、コヒーレントにＣＤＭＡ信号を処理する方法および装置を説明した。前述したような受信処理システムを使用することにより、コヒーレントではない専用の処理に関するよりも低いパワーレベルで受信したとき逆方向リンク信号が適切に処理されることができる。これは通信に成功するのに必要な送信パワーを減少し、必要な送信パワーのこの減少は、同一のベース局と通信する１組の加入者装置が相互に干渉する度合いを減少する。代わりに、これは本発明を実行するＣＤＭＡ無線通信システムの総システム容量を増加する。当業者は本発明を実行するための種々の代わりの方法および装置を認識するであろう。前述の特定の実施形態は例示の目的で与えられ、本発明の技術的範囲を限定するものと解釈されるべきではない。

Claims

１組の多通路信号を受信処理する方法であって、
ａ）該１組の多通路信号に対応する１組の位相基準を計算し、
ｂ）前記１組の位相基準を使用して前記１組の多通路信号を投影し、１組の投影された多通路信号を生成し、そして
ｃ）前記１組の投影された多通路信号を結合するステップを含み、
ここでステップａ）は、
ａ．１）該１組の多通路信号に対応する１組の同位相基準を発生し、そして
ａ．２）該１組の多通路信号に対応する１組の直角位相基準を発生するステップを介して行われ、
ここでステップａ．１）は
位相変化の速度が第１のしきい値より小さい場合、５ウォルッシュ符号期間よりも小さいかまたは等しい期間にわたって１組のウォルッシュ符号相関値を合計し、そして前記位相変化の速度が前記第１のしきい値より大きい場合、３ウォルッシュ符号期間よりも小さいかまたは等しい期間にわたって前記１組のウォルッシュ符号相関値を合計するステップを含む
方法。
前記第１のしきい値はウォルッシュ符号期間当たり約３０度よりも大きいかまたは等しい請求項１記載の方法。
復調システムであって、
対応する複数の復調されたフィンガを発生する複数のフィンガ処理手段、
前記複数の復調されたフィンガを使用して送信されたデータを識別するデータ識別手段、
前記複数の復調されたフィンガの各々の同位相部分に基づいて複数の同位相基準を発生し、そして前記複数の復調されたフィンガの各々の直角位相部分に基づいて複数の直角位相基準を発生する基準発生手段、
前記複数の同位相基準と前記複数の直角位相基準とを使用して、前記複数の復調されたフィンガの各々の前記同位相部分および前記複数の復調されたフィンガの各々の前記直角位相部分を投影することにより、投影されたデータを発生する投影手段、
前記投影されたデータを結合することによりコヒーレントに結合されたデータを発生する結合器手段、
前記複数の復調されたフィンガをコヒーレントではなく結合することにより、コヒーレントではない結合された相関ベクトルを発生するコヒーレントではない結合器手段、
前記コヒーレントではなく結合された相関ベクトル使用して、送信されたデータ識別子を発生するハード決定手段、
プロセス選択インジケータを発生するプロセス選択手段、そして
前記プロセス選択インジケータによって指定された場合前記コヒーレントではなく結合された相関ベクトルを選択し、前記プロセス選択インジケータによって指定された場合前記コヒーレントに結合されたデータを選択するベクトル選択手段
を含む復調システム。
前記基準発生手段は、６ウォルッシュ符号期間よりも小さいかまたは等しい期間にわたって前記送信されたデータをさらに平均する請求項３記載の復調システム。
位相変化の速度が第１のしきい値より上かどうかを示す基準発生方法選択値を発生する基準発生方法選択手段をさらに含み、そして前記基準発生手段は、前記基準発生方法選択値が正の場合には３ウォルッシュ符号期間よりも小さいかまたは等しい期間にわたって、そして前記基準発生方法選択値が負の場合には５ウォルッシュ符号期間よりも小さいかまたは等しい期間にわたって、さらに前記送信されたデータを平均する
請求項４記載の復調システム。
前記第１のしきい値は１ウォルシュ符号期間当り約３０度である請求項５記載の復調システム。
前記プロセス選択インジケータは、位相変化の速度が第２のしきい値よりも小さい場合にはコヒーレントに結合されたデータのセットが選択されるべきであることを示し、位相変化の速度が前記第２のしきい値よりも大きい場合には前記コヒーレントではなく結合された相関ベクトルが選択されるべきであることを示す、
請求項３記載の復調システム。