KR100780579B1 - 무선 통신 시스템에서의 진폭 및 위상 추정 방법 - Google Patents

무선 통신 시스템에서의 진폭 및 위상 추정 방법 Download PDF

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Abstract

파일럿 없는 서브 채널을 사용하여 시스템 코히어런트 복조의 성능을 향상시키고, 전송 채널 고유의 진폭 및 위상 잡음의 추정값의 정확도를 증가시키는 송신기 및 수신기 장치. 기본 채널상의 정정된 수신 데이터를 사용하여 보조 데이터 채널에 있어 내적 모듈에 의해 계속해서 사용되는 파일럿 채널 추정값을 증가시킴으로서 이러한 향상은 달성된다.
추정, 파일럿, 왈쉬 확산, 왈쉬 코드, 채널 결합기, 내적

Description

무선 통신 시스템에서의 진폭 및 위상 추정 방법 {AMPLITUDE AND PHASE ESTIMATION METHOD IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 무선 원격 통신시스템에 관한 것이다. 보다 상세하게, 본 발명은 단일한 채널을 통해 전송된 수개의 신호의 진폭 및 위상 왜곡을 보상하는 신규하고 개선된 방법에 관한 것이다.
코드 분할 다중 접속 (CDMA) 의 변조 기술은 많은 수의 시스템 사용자가 존재하는 통신을 용이하게 하는 수개의 기술 중 하나이다. 시분할 다중 접속 (TDMA), 주파수 분할 다중 접속 (FDMA) 과 같은 다른 다중 접속 통신 시스템 기술 및 진폭 압신 단일 측대파 (ACSSB) 와 같은 AM 변조 기술이 당해 기술에 널리 알려져 있다. 또한 다중 접속 통신 시스템에서 동시에 전송된 상이한 신호를 구별하는 기술은 채널화로 널리 알려져 있다. CDMA의 스펙트럼 확산 변조 기술은 다른 다중 접속 기술에 대해 중요한 이점을 가진다.
다중 접속 통신 시스템에서의 CDMA 기술의 이용은 본 발명의 양수인에 양도되고 발명의 명칭이 "SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS" 인 미국 특허 제 4,901,307 호에 개시되어 있고 여기서 본 명세서에 참조용으로 사용되었다. 다중 접속 통신 시스템 에서의 CDMA 기술의 이용은 본 발명의 양수인에 양도되고 발명의 명칭이 "SYSTEM AND METHOD GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM" 인 미국 특허 제 5,103,459 호 및 본 발명의 양수인에 양도되고 발명의 명칭이 "SYSTEM AND METHOD FOR ORTHOGONAL SPREAD SPECTRUM SEQUENCE GENERATION IN A VARIABLE DATA RATE SYSTEMS" 인 미국 특허 제 5,751,761 호에 개시되어 있고 여기서 본 명세서에 참조용으로 사용되었다. 코드 분할 다중 접속 통신 시스템은 전기통신 산업 협회 (Telecommunication Industry Association) TIA/EIA/IS-95 에서 "MOBILE STATION-BASE COMPATIBILITY STANDARD FOR DUAL-MODE WIDEBAND SPREAD SPECTRUM CELLULAR SYSTEM" 란 명칭으로 미국에서 표준화되었고, 이하 IS-95 로 칭하며 본 명세서에 참조용으로 사용되었다.
최근 국제 전기통신 연합 (International Telecommunication Union) 은 무선 통신 채널 상의 고도의 데이터 전송 속도 및 고품질의 스피치 서비스를 제공하기 위하여 제안된 방법의 의뢰를 요청하였다. 이러한 제안의 제 1 제안은 "The CDMA2000 ITU-R RTT Candidate Submission" 이란 명칭으로 전기 통신 협회에 의해 발행되었고 이하 CDMA2000 이라 칭하고 본 명세서에 참조용으로 사용되었다. 이러한 제안의 제 2 제안은 "ETSI UMTS Terrestrial Radio Access (UTRA) ITU-R RTT Candidate Submission" 이란 명칭으로 유럽 전기 통신 표준 기구 (ETSI) 에 의해 발행되었다. 그리고 제 3 제안은 "The UWC-136 Candidate Submission" -(이하 DEGE 로 칭함) 이란 명칭으로 U.S. TG 8/1 에 의해 제출되었다. 이러한 의뢰의 내용은 공중의 기록이며 당해 기술에 널리 알려져 있다.
몇 IS-95 시스템에서 사용되는 CDMA 복조 시스템에서, 의사잡음 (pseudonoise : PN) 칩 간격은 결합하기 위해 두 경로가 가져야 할 최소 분리를 정의한다. 별개의 경로가 복조되기 전에 수신 신호내 경로의 상대 도달 시간 (또는 오프셋) 이 우선 결정되어야 한다. 오프셋의 시퀀스를 통해 "서칭" 하고 각 오프셋에 수신된 에너지를 측정함으로써 복조기는 이러한 기능을 수행한다. 잠재 오프셋에 연관된 에너지가 특정 임계값을 초과하면 복조 소자 또는 "핑거" 는 그 오프셋에 할당된다. 그 후 그 경로 오프셋에 존재하는 신호는 그들의 상대 오프셋의 다른 핑거의 기여로 합쳐진다. CDMA 서처의 이용은 본 발명의 양수인에 양도되고 발명의 명칭이 "MOBILE DEMODULATOR ARCHITECTURE FOR A SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM" 인 미국 특허 제 5,764,687 호에 개시되어 있다.
몇 IS-95 시스템에서 사용되는 CDMA 수신기 구조에서, 송신기에서 수신기로 통과되는 데이터는 고정된 시간 간격으로 전송되는 프레임으로 나누어진다. 각 시간 간격동안 전송된 데이터의 변하는 양에 따라, 전송기는 데이터를 수개의 프레임 사이즈중 하나에 배치한다. 이러한 각 프레임 사이즈는 상이한 데이터 전송 속도에 상응하기 때문에, 이러한 프레임은 흔히 가변 전송 속도 프레임으로 언급된다. 이러한 시스템에서 수신기는 각 수신 프레임 전송 속도를 판정하여 수신 프레임내에 운반된 데이터를 적절히 해석하여야 한다. 그러한 전송 속도 판정 방법은 흔히 판정된 프레임 전송 속도와 연관된 불확실성의 레벨을 평가하는데 사용되는 프레임 품질 행렬의 생성을 포함한다. 전송 속도 판정 수행 및 프 레임 품질 행렬의 생성은 본 발명의 양수인에 양도되고 발명의 명칭이 "METHOD AND APPARATUS FOR DETERMINING THE RATE OF RECEIVED DATA IN A VARIABLE RATE COMMUNICATION SYSTEM" 인 미국 특허 제 5,751,725 호에 개시되어 있고 본 명세서에 참조용으로 사용되었다.
CDMA 시스템에서의 신호는 본 발명의 양수인에 양도되고 1996년 4월 9일에 출원된 미국 특허출원 제 08/856,428 호 "REDUCED PEAK TO AVERAGE TRANSMIT POWER HIGH DATA RATE IN A CDMA WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM" 에 설명되고 본 명세서에 참조용으로 사용된 바와 같이, 신호는 복소 (complex) PN 확산이고, 다음 방정식에 따른다.
I = I'PNI + Q'PNQ (1)
Q = I'PNQ - Q'PNI (2)
여기서, PNI 및 PNQ 는 별개의 PN 확산 코드이고 I' 및 Q' 는 송신기에서 확산되는 2개의 채널이다.
cdma2000 에 설명된 바와 같이, 파일럿 서브 채널 신호를 전송하는데 사용되는 1개의 왈쉬 코드로 직교 왈쉬 코딩을 사용하도록 전송 신호는 구성된다. 그러한 전송 신호를 구성하는데 사용되는 직교 왈쉬 서브 채널은 전송되기 전에 서로 합쳐지고, 수신기에 수신되기 전에 동일한 전송 채널 또는 경로를 통해 전송된다. 각 전송 채널은 그 고유의 특성에 의해 그것을 통과하는 신호의 위상 및 진폭을 변화시키고, 또한 열 잡음 성분을 추가한다. 이러한 채널 특성은 송신기 또는 수 신기의 이동으로 변하지만, 수신기 및 송신기 모두가 정지되더라도 시간에 대해 변한다. 일반적으로 채널 특성은 채널을 통해 전송된 데이터 심볼에 비해 매우 느리게 변한다.
어떤 CDMA 수신기는 채널의 위상 및 진폭 왜곡을 추정하는 회로를 사용한다. 그 후 이러한 추정은 좀 더 정확하게 수신 신호의 디코딩 및 복조를 가능하게 하여 채널 왜곡의 보상을 하는데 사용된다. 채널의 위상 및 진폭을 추정하고 복조된 데이터 신호를 가지는 그러한 출력의 내적을 수행하는 회로는 본 발명의 양수인에 양도되고 발명의 명칭이 "PILOT CARRIER DOT PRODUCT CIRCUIT" 인 미국 특허 제 5,506,865 호에 설명되어 있고 본 명세서에 참조한다. 상기 설명한 구현에서, 올-제로 파일럿 채널은 수신되어 채널 특성을 추정하는데 사용된다. 그 후 이 결과 채널 추정값은 복조된 신호를 스칼라 디지털 값으로 변환시키는데 사용된다.
직교 서브 채널상으로 전송된 모든 CDMA 신호는 인접한 셀 영역에 대해 잼머 (jammers) 로 기능할 뿐 아니라 서로에 대해 상호 간섭을 유발한다. 직교 서브 채널 신호의 코히어런트 복조를 가능하게 하기 위해, 흔히 파일럿 반송파에 1개의 서브 채널이 제공된다. 전술한 미국 특허 제 5,506,865 호에 상세히 설명된 바와 같이, 파일럿 반송파는 채널 특성의 추정값을 생성하는 수신기내에서 사용된다. 이러한 채널 추정값은 파일럿 채널 신호의 세기에 의존한다. 불행하게도, 파일럿 채널 반송파는 아무런 데이터를 운반하지 않으므로, 파일럿 전송 전력을 최소화하는 것이 바람직하다. 통상적으로 데이터 신호 전력에 대한 파일럿 전력은 최상의 전반적인 시스템 성능이 달성되도록 이러한 두 요인 사이에서 균형 맞게 선택된다. 이러한 이유로, 증가된 파일럿 신호 세기를 필요로 하지 않는 정확한 채널 추정값을 생성하는 방법이 매우 바람직하다.
본 발명은 전송 채널이라고도 불리는 일반적 전파 경로를 통해 함께 전송되는 다중 서브 채널 신호를 수신하는 수신기의 성능을 개선하는 방법 및 장치를 설명한다. 전송 채널에 의한 신호에 도입된 위상 및 진폭 왜곡을 보상하기 위해, 수신기는 파일럿 서브 채널 신호를 사용하여 전송 채널의 위상 및 진폭 왜곡를 추정한다. 전송 채널내 고유한 왜곡을 추정하는 공정은 채널 추정값을 생성하는 데 사용되는 채널 추정이라 불린다. 본 발명은 (파일럿 서브 채널이 아닌) 데이터 운반 서브 채널을 사용하여 채널 추정의 정확도를 개선시키는 방법이다. 본 발명은 다중 서브 채널의 동시 전송 및 일관된 복조를 사용하는 어떠한 통신 시스템에도 적용 가능하다.
정보 신호내 서브 채널 신호는 시분할 멀티플렉스 (TDMed) 되거나 코드 분할 멀티플렉스 (CDMed) 될 수 있다. 예시적인 실시예는 cdma2000 에서 제안된 역방향 링크의 내용내에서의 본 발명을 설명한다. 채널 구조내 최우선하는 공동체때문에, 본 발명은 "The ETSI UMTS terrestrial Radio Access (UTRA) ITU-R RTT Candidate Submission" (이하 WCDMA) 란 명칭으로 유럽 전기통신 표준 기구 (ETSI) 에 의해 제안된 의뢰안에 따른 역방향 링크 전송의 수신에 적용 가능하다. 또한, 본 발명은 이러한 시스템의 순방향 링크 수신에 동일하게 적용 가능하다.
cdma2000 에서, 데이터 운반 서브 채널은 고 데이터 전송 속도 (예를 들면 76.8 kbps) 보조 채널 및 저 데이터 전송 속도 (예를 들면 9.6 kbps) 기본 채널을 포함한다. 파일럿 채널의 공칭 (nominal) 전력은 기본 채널의 복조에 대해 최적화된다 (예를 들면, 기본 채널 전력의 1/4). 고 데이터 전송 속도 보조 채널의 적절한 복조를 가능하게 하기 위해, 보조 채널이 사용중일 때 공칭 레벨 이상으로 파일럿 전력을 증가시킬 것을 cdma2000 표준은 제안한다. 또한, 보조 채널이 사용하는 몇몇 가용 데이터 전송 속도에 의존하는 파일럿 전력의 상이한 레벨을 사용할 것을 cdma2000 표준은 제안한다.
데이터 전송 속도에 따라 파일럿 전력을 변화시키는 것은 시스템 디자인에서 다른 어려움을 유발한다. 예를 들면, 전력 제어 루프가 정확하게 작동하기 위해 수신기는 미리 데이터 전송 속도를 알아야 한다. 또한 이것은 서칭/핑거 라킹 (locking) 의 선택을 더욱 어렵게 한다. 또한, 복조 성능의 희생없이 행해질 수 있다면 파일럿 오버헤드를 감소시켜 전체 시스템 성능을 개선하는 것이 바람직하다.
기본 채널 신호에 기초한 채널 추정값의 형성을 가능하게 함으로써, 본 발명은 우수한 보조 채널 복조 성능을 시스템이 달성할 수 있도록 한다. 충분한 채널 추정 정보가 기본 채널로부터 추출될 수 있다면, 파일럿 전력을 전혀 변화시키지 않고 수용가능한 보조 채널 복조 성능이 달성될 수 있다. 기본 신호가 파일럿 신호 전력의 4배로 전송될 수 있기 때문에, 양 신호를 사용하여 형성된 채널 추정값은 파일럿 신호만에 기초한 추정값보다 더욱 정확하다. 좀 더 정확한 채널 추정값을 사용하는 후속 복조 또한 개선된 성능을 가질 것이다.
cdma2000 에서, 기본 채널의 전송 전력은 공칭 파일럿의 전송 전력의 4배이다. 파일럿 및 기본 채널의 총 전력은 공칭 파일럿 채널 전력의 4배이다. 공칭 파일럿 및 기본 채널로부터 유래한 결합된 채널 추정값은 cdma2000 보조 채널을 복조하기에 충분히 정확하다. 보조 채널이 사용될 때마다 파일럿 전력을 증가시키는 것이 여전히 선택 사항이긴 하지만, 결합된 채널 추정값의 정확성이 향상된다면 필요하지 않을 수 있다.
수신된 기본 채널로부터 추출된 채널 추정값의 추가된 정확도는 정확한 레퍼런스 신호의 사용에 의존한다. 기본 채널 추정값을 형성할 때 사용되는 디코딩된 심볼의 어떤 부정확성은 결합된 채널 추정값의 품질을 저하시킨다. 보조 채널이 프레임 에러에 대해 높은 톨러런스 (tolerance) 를 가지는 패킷 데이터 채널이더라도, 보조 채널을 복조할 때 프레임 에러율을 최소화하는 것이 바람직하다.
본 발명의 바람직한 실시예에서, 수신된 기본 채널 신호는 우선 디인터리빙되고 순방향 에러 정정 (FEC) 디코딩되어 전송기의 보조 FEC 인코딩 및 인터리빙 기능을 이용한다. 그 후 정정된 심볼 스트림은 재인코딩되고 재인터리빙되어 채널 추정기에 의해 레퍼런스 신호로 사용되는 이상적인 전송 신호의 복제를 생성한다.
본 발명의 또다른 실시예에서, 기본 채널 전력은 채널 에러율을 감소시키는 데 필요한 만큼 증가된다. 기본 채널 에러율을 감소시키는 것은 더욱 정확한 채널 추정값을 생성하기 때문에, 기본 채널 전력을 증가시키는 것은 보조 채널을 복조할 경우 감소된 에러율을 야기한다. 보조 및 기본 채널간의 데이터 전송 속도 비율이 클 경우, 기본 채널 전력의 근소한 증가는 총 전송 전력에 거의 영향을 미치지 않고 그 결과 열화를 거의 유발시키지 않는다.
좀 더 일반적인 점에서, 본 발명은 단일한 정보 채널이 전송되는 곳에서 사용될 수 있다. 단일한 데이터 채널을 사용하는 또다른 실시예에서, 채널은 인위적으로 다른 데이터 전송 속도에서 동시에 전송되는 두 개의 물리적 채널로 나누어진다. 수신될 때, 저 전송 속도 채널은 우선 파일럿 기초한 채널 추정값을 사용하여 복조되고 디코딩된다. 그 후 디코딩된 비트는 재인코딩되고 고 데이터 전송 속도 보조 채널을 일관되게 복조하는데 사용되는 채널 추정값을 개선시키는데 사용된다. 이러한 구조는 페이딩 환경에서 이론적인 용량 한계에 근접하는 데이터 처리량을 가능하게 한다.
본 발명의 특징, 목적, 및 이점은 도면 부호가 명세서 전체를 통해서 일치하는 도면과 관련하여 이하 설명될 상세한 설명으로부터 보다 명확해질 것이다.
도 1 는 본 발명의 실시예를 구체화한 무선 통신 시스템의 기본 구성 요소를 도시하는 도면이다.
도 2 는 무선 송신기에서의 본 발명의 바람직한 실시예의 블록도이다.
도 3 는 무선 수신기에서의 본 발명의 바람직한 실시예의 블록도이다.
도 4 는 예시적인 채널 추정기 회로의 블록도이다.
* 도면의 간단한 설명
2 : 가입자 기지국 4 : BTS
8 : 전송 채널 10 : 파일럿 신호
12 : 기본 신호 14 : 보조 신호
102,104 : FEC 인코더 106, 108 : 인터리버
110, 112, 114 : 왈쉬 확산기 116, 118, 120 : 상대 이득 모듈
122 : PN 확산기 204 : 복소 PN 확산기
206 : 왈쉬 역확산기 208, 238 : 내적 모듈
210, 240 : 디인터리버 212, 242 : 디코더
216 : 제어 프로세서 218a, 218b : 채널 추정기
230 : 채널 추정값 결합기 302a, 302b : 믹서
304a, 304b : 잡음 제거 필터
도 1 는 무선 통신 시스템 배경에서의 본 발명을 도시한다. 예시적인 실시예에서, 가입자 기지국 (2) 은 전송 채널 (8) 을 통해 수개의 코드 분할 멀티플렉스된 신호를 수신 안테나 (6) 을 통해 기지국 송수신 서브시스템 (BTS) 으로 전송한다. cdma2000 또는 WCDMA 역방향 링크의 예시적인 실시예에서, 코드 분할 멀티플렉스된 신호는 직교 코딩을 이용하여 서로 구별된다. 이러한 직교 코딩을 제공하는 방법은 전술한 미국 특허 출원 제 08/856,428 호에 상세히 설명되어 있다.
예시적인 실시예에서, 가입자 기지국 (2) 으로부터 기지국 송수신 서브 시스템 (4) 로 전송되는 CDMA 신호의 세가지 유형은 파일럿 신호 (10) , 기본 신호 (12) , 보조 신호 (14) 이다. 예시적인 실시예에서, 가입자 기지국 (2) 으로부터 전송된 신호는 cdma2000 에 정의된 바와 같이 파일럿 채널, 기본 채널, 보조 채널을 포함하는 코드 분할 다중 접속 통신 신호이다. 코드 분할 다중 접속 통신 신호의 생성 및 전송은 당해 기술에 널리 알려져 있고 전술한 미국 특허 제 5,103,459 호 및 IS-95 명세에 상세히 설명되어 있다.
가입자 기지국 (2) 은 이동용 기지국으로 도시되었지만, 또한 무선 모뎀, 무선 지역 회선 가입자 기지국, BTS, 또는 다중 동기 서브 채널을 전송하는 다른 어떠한 무선 통신 장비일 수 있다. 수신 기지국 (4) 은 BTS 로 도시되었지만, 무선 가입자 기지국, 또는 다중 서브 채널을 코히어런트하게 복조하는 다른 어떤 수신기일 수 있다. 다중 전송을 동시에 수신하는 방법 및 장치는 당해 기술에 널리 알려져 있다. 예시적인 실시예에서, 가입자 기지국 (2) 으로부터 전송된 신호는 레이크 (RAKE) 수신기를 사용하여 BTS (4) 에 수신되고, 이러한 레이크 수신기의 구현은 당해 기술에 널리 알려져 있고 전술한 미국 특허 제 5,109,390 호에 설명되어 있다.
도 2 는 본 발명의 실시예에 따라 다중 동기 서브 채널을 전송할 수 있는 가입자 기지국 (2) 을 도시한다. 도 2 에서, 파일럿, 보조, 및 기본 채널 신호는 직교 서브 채널로의 전송을 위해 생성된다.
파일럿 채널은 일정하게 전송되는 파형으로 알려져 있고, 따라서 아무런 데이터를 운반하지 않는다. 이러한 이유로, 순방향 에러 정정 및 인터리빙은 파일럿 채널상에서 불필요하다. 파일럿 채널은 파일럿 채널 왈쉬 함수 Wp 에 따라 데이터를 확산하는 왈쉬 확산기 (110) 로 직접 전송된다. 그 후 왈쉬 커버된 파일럿 채널 신호는 다른 직교 전송 서브 채널에 의해 운반된 신호에 대해 커버된 파일럿 채널 신호의 진폭을 조절하는 상대 이득 모듈 (116) 에 전송된다. 바람직한 실시예에서, 파일럿 채널 왈쉬 함수는 올 제로 왈쉬 코드이고, 파일럿 채널 왈쉬 확산기 (110) 는 생략되고, DC 신호는 바로 상대 이득 모듈 (116) 에 전송된다.
기본 채널 데이터는 우선 인코딩된 기본 채널 신호를 생성하는 순방향 에러 정정 (FEC) 인코더 (102) 에 전송된다. 이 결과 인코딩된 기본 채널 신호는 인터리빙된 기본 채널 신호를 생성하는 인터리버 (106) 에 전송된다. 그 후 인터리빙된 기본 채널 신호는 기본 채널 왈쉬 함수 Wf 에 따라 데이터를 확산하여 커버된 기본 채널 신호를 생성하는 왈쉬 확산기 (112) 에 전송된다. 그 후 커버된 기본 채널 신호는 다른 직교 전송 서브 채널에 의해 운반된 신호에 대해 커버된 기본 채널 신호의 진폭을 조절하는 상대 이득 모듈 (118) 로 전송된다.
보조 채널 데이터는 우선 인코딩된 보조 채널 신호를 생성하는 순방향 에러 정정 (FEC) 인코더 (104) 에 전송된다. 이 결과 인코딩된 보조 채널 신호는 인터리빙된 보조 채널 신호를 생성하는 인터리버 (108) 에 전송된다. 그 후 인터리빙된 보조 채널 신호는 보조 채널 왈쉬 함수 Ws 에 따라 데이터를 확산하여 커버된 보조 채널 신호를 생성하는 왈쉬 확산기 (114) 에 전송된다. 그 후 커버된 보조 채널 신호는 다른 직교 전송 서브 채널에 의해 운반된 신호에 대해 커버된 보조 채널 신호의 진폭을 조절하는 상대 이득 모듈 (120) 로 전송된다.
도시된 바람직한 실시예는 서브 채널 코딩을 달성하는 직교 왈쉬 함수를 사용하더라도, 본 발명에 벗어나지 않고 TDMA 또는 PN 코딩을 사용하여 또한 서브 채널 코딩이 달성될 수 있음을 당업자는 인식할 수 있다. PN 코딩을 사용하는 실시예에서, 레퍼런스 신호 Ws, Wp, 및 Wf 는 상대적으로 대응하는 보조, 파일럿, 및 기본 채널에 대해 PN 코드로 대체될 수 있다.
FEC 모듈 (102 및 104) 은 본 발명에 벗어나지 않고 많은 순방향 에러 정정 기술중 하나를 사용할 수 있음을 당업자는 인식할 수 있다. 그러한 기술은 터보 코딩, 콘볼루션 코딩, 또는 블록 코딩과 같은 다른 형태의 코딩을 포함한다. 또한, 인터리버 (106 및 108) 는 콘볼루션 인터리빙, 터보 인터리빙, 블록 인터리빙, 및 비트 역 인터리빙을 포함하는 많은 인터리빙 기술 중 하나를 사용할 수 있다. 터보 코드 인코더 및 터보 인터리버는 전술한 cdma2000 명세에 설명되어 있다.
그 후 각 상대 이득 모듈 (116,118 및 120) 의 출력은 PN 확산기 모듈 (122) 에 전송된다. 그 후 PN 확산기 모듈 (122) 의 출력은 전송기 (124) 에 전송된다. 전송기 (124) 는 안테나 (126) 를 통해 신호를 전송하기 전에 PN 확산기 모듈 (122) 로부터 수신된 전체 합성 신호의 이득을 변화시켜 부가적인 전송 이득의 제어를 제공한다.
또다른 실시예에서, 선택적인 상대 이득 모듈 (116) 은 생략되고, 파일럿 신호는 직접 PN 확산기 모듈 (122) 로 전송된다. 다른 채널의 이득은 파일럿 채널의 이득에 대해 조절된다. 상대 이득 모듈 (116) 을 포함하거나 포함하지 않는 시스템을 사용하는, 채널의 상대 이득을 제어하는 2가지 방법은 기능적으로 동일함을 당업자는 인식할 수 있다.
그 유효 전송 이득을 0 과 동일하게 함으로써 서브 채널 신호는 "턴 오프" 될 수 있음을 당업자는 인식할 수 있다. 각가의 상대 이득 모듈 (116, 118, 및 120) 을 상기한 바와 같이 구성함으로써 이것은 달성될 수 있다. 로직 스위치와 같은 것으로 PN 확산기를 통해 서브 채널 신호의 진행을 중지함으로써 동일한 결과가 달성될 수 있다. 본 발명에 벗어나지 않고 서브 채널의 유효 전송 이득을 0 으로 조절하는 방법을 사용할 수 있음을 당업자는 인식할 수 있다.
PN 확산기 (122) 는 의사랜덤하게 (pseudorandom) 생성된 확산 시퀀스를 사용하여 직교 채널 신호를 확산하고, 이 결과 안테나 (126) 를 통해 전송할 전송기 (124) 로 합성 신호를 보낸다. 바람직한 실시예에서, 전술한 미국 특허 출원 제 08/856,428 호에 설명된 바와 같이 PN 확산기 (122) 는 복소 PN 확산을 사용한다. 전술한 cdma2000 명세의 도 33 에 도시된 바와 같이, PN 확산기 (122) 는 PN 확산을 수행하기 전에 이득 모듈 (116) 에 의한 파일럿 신호 출력에 대해 이득 모듈 (118 및 120) 의 기본 및 보조 채널 출력 신호를 90 도 더 회전시킨다.
당업자는 상대 이득 모듈 (116, 118, 및 120) 이 전송기 (124) 앞에 PN 확산기 (122) 뒤에 위치하도록 하여, PN 확산기 (122) 가 개개의 입력 신호에 대해 1개의 복소 확산 신호를 생성할 수 있음을 알 수 있다.
또다른 실시예에서, 상대 이득 모듈 (116, 118, 및 120) 에 의해 인가된 상대 이득은 이득 제어 프로세서 (128) 에 의해 다이나믹하게 제어된다. 각 모듈의 이득은 채널의 데이터 전송 속도에 따라 변한다. 예를 들면, 기본 및 보조 양 채널 모두로 전송될 경우 파일럿 채널 이득은 증가된다. 또는, 데이터가 보조 채널로 전송될 경우 기본 채널 이득은 증가된다.
도 3 는 무선 수신기에 사용되는 본 발명의 바람직한 실시예를 도시한다. 3개의 직교 서브 채널을 포함하는 합성 신호가 안테나 (200) 를 통해 수신되고 수신기 (202) 에서 다운변환된다. 그 후 이 결과 다운변환된 신호는 복소 PN 역확산기 (204) 로 보내져 다음 공정에서 사용될 I 및 Q 샘플을 생성한다. 복소 PN 역확산기는 전술한 미국 특허 출원 제 08/856,428 호에 따라 동작한다. 기본 채널 추정 장치 (250), 파일럿 추정 장치 (252), 및 채널 추정값 결합기 (230) 의 동작을 이하 상세히 설명한다.
I 및 Q 성분 샘플은 왈쉬 확산기 (112) 에서 기본 채널을 확산하는데 사용되는 동일한 왈쉬 함수 Wf 을 사용하는 왈쉬 역확산기 (206) 에 전송된다. 왈쉬 역확산기 (206) 는 디커버된 기본 채널용 I 및 Q 성분을 생성한다.
I 및 Q 성분 신호는 또한 파일럿 채널 추정기 (218a) 에 입력되어, 필터링된 파일럿 I 및 파일럿 Q 샘플을 생성한다. 파일럿 채널 추정기 (218a) 는 왈쉬 확산기에서 파일럿 채널을 확산하는데 사용되는 Wp 에 대응하는 왈쉬 코드 Wp 의 입력을 가지는 것으로 도시된다.
도 4 는 채널 추정기 (218) 의 예시적인 실시예를 도시한다. 복소 입력 신호는 I 및 Q 샘플 스트림으로 채널 추정기 (218) 에 제공된다. I 샘플은 믹서 (302a) 에 레퍼런스 신호와 혼합되어 복소 입력 신호의 실수 성분을 추출한다. 믹서 (302a) 의 출력은 잡음 제거 필터 (304a) 에 제공되어 추출된 실수 성분으로부터 잡음이 제거된다. 믹서 (302b) 에서, Q 샘플은 복소 입력 신호의 허수 성분을 추출하기 위해 믹서 (302a) 에서 사용된 것과 동일한 레퍼런스 신호와 혼합된다. 믹서 (302b) 의 출력은 잡음 제거 필터 (304b) 에 제공되어 추출된 실수 성분으로부터 잡음이 제거된다. 잡음 제거 필터 (304) 는 본 발명에 벗어나지 않고 저역 통과 필터, 매치(matched) 필터, 누산기 (accumulators) 로 구현될 수 있다.
채널 추정기 (218) 에 사용되는 레퍼런스 신호는 실수, 허수, 또는 복소수이다. 복소 레퍼런스 신호를 사용하는 데 적합한 채널 추정기 (218) 의 또다른 실시예에서, 믹서 (302) 는 복소 승산기 (복소 믹서로도 불림) 이다. 그 후 믹서 (302) 의 실수 출력은 실수 성분 필터 (304a) 에서 필터링되기 전에 합쳐진다. 믹서 (302) 의 허수 출력은 허수 성분 필터 (304b) 에서 필터링되기 전에 합쳐진다. 동일한 형태로, 복소 승산기는 확산 및 역확산 동안 레퍼런스 기능으로서 복소 왈쉬 코드의 사용을 허용하는 왈쉬 확산기 및 왈쉬 역확산기에 사용될 수 있다. 복소 왈쉬 코드를 사용하는 왈쉬 확산은 복소 왈쉬 확산으로 알려져 있고, 복소 왈쉬 코드를 사용하는 왈쉬 역확산은 복소 왈쉬 역확산으로 알려져 있다.
제안된 cdma2000 표준에서, 파일럿 채널은 기본 및 보조 채널과 90도의 위상차이가 나도록 전송된다. 그러므로, 바람직한 실시예에서, 파일럿 채널 추정기 (218a) 는 그 출력을 90도 회전시킨다. 이러한 회전은, 허수값만큼 레퍼런스를 승산시키거나 또는 잡음 제거 필터 (304) 의 실수 및 허수 출력을 회전시키는 것을 포함하는 많은 방식으로 달성될 수 있다. 본 발명에 벗어나지 않고 기본 및 보조 채널의 신호를 회전시킴으로써 동일한 최종 결과가 달성될 수 있다. 또한, 기본 및 보조 채널에 대한 파일럿 채널의 상대적 회전은 본 발명에 벗어나지 않고 양 또는 음의 값이 될 수 있다.
또한, 추출된 실수 및 허수 성분은 레퍼런스 신호와 상관하는 어떤 신호 성분에 대한 진폭 및 위상 정보를 포함하는 채널 추정값 벡터를 구성한다. 채널 추정값의 품질은 수신된 복소 입력 신호와 레퍼런스 신호간의 상관 정도에 의존한다. 수신된 복소 입력 신호와 레퍼런스 신호간의 최상의 상관 각도를 얻기 위해, 수신기에서 사용되는 레퍼런스 신호는 전송기에 의해 전송되는 신호 (예를 들면 파일럿 채널의 경우 왈쉬 코드 Wp) 와 정확히 일치하여야 한다. 레퍼런스 신호와 전송 신호간의 어떠한 차이도 채널 추정값에서의 부정확성을 유발시킬 수 있다.
IS-95 시스템에서, 전술한 미국 특허 제 5,506,865, 호에 설명된 바와 같이 한 쌍의 필터만을 사용하여 채널 추정값이 만들어지는 경우에, 파일럿 왈쉬 코드 Wp 는 올 제로 왈쉬 코드이다. 이러한 경우에, 파일럿 채널 왈쉬 확산기 (110) 는 전송기에서 생략된다. 그 후 수신기내의 채널 추정기는 파일럿 채널 추정기 (218a) 에서 믹서 (302) 가 생략되도록 구현된다. 믹서 없는 필터로 구성된 올 제로 왈쉬 코드 파일럿에 대한 채널 추정기는 파일럿 필터로도 알려져 있다. 그러나, 도 4 에 묘사된 채널 추정기의 실시 형태는 올 제로 왈쉬 코드외에 파일럿 왈쉬 코드의 사용을 허용한다.
또한, 파일럿 I 및 파일럿 Q 신호는 CDMA 전송 채널 (8) 의 진폭 및 위상 특성의 추정값로 사용된다. 이 결과 파일럿 I 및 파일럿 Q 채널은 디커버된 기본 채널 I 및 Q 성분과 함께 내적 모듈 (208) 에 제공된다. 내적 모듈 (208) 은, 전술한 미국 특허 제 5,506,865 호에 설명된 회로에 따라 파일럿 채널 추정 벡터상에 기본 채널 신호의 스칼라 프로젝션 (projection) 을 계산한다. 파일럿 채널 신호 (10), 기본 채널 신호 (12), 보조 채널 신호 (14) 는 동일한 전파 경로 (8) 를 통과하기 때문에, 채널 유도된 위상 에러는 3개의 신호 모두에 대해 동일하다.
이러한 위상 에러는 전술한 미국 특허 제 5,506,865 호에 설명된 내적 동작을 수행함으로써 제거된다. 예시적인 실시예에서, 기본 채널은 파일럿 채널 추정값을 사용하여 내적 모듈 (208) 내에서 코히어런트하게 복조된다. 내적 모듈은 전송 채널 (8) 을 통해 수신된 파일럿 신호와 동일한 위상을 갖는 기본 채널 신호의 크기를 지시하는 각 심볼 주기에 대한 스칼라 신호를 생성한다.
그 후 내적 모듈 (208) 에 의한 기본 채널 심볼 출력은 전송 인터리버 (106) 에 대해 역기능을 수행하는 디인터리버 (210) 에 전송된다. 그 후 이 결과 디인터리빙된 신호는 순방향 에러 정정 디코더 (212) 에 전송된다. 디코더 (212) 는 FEC 인코더의 역기능을 수행하고, 순방향 에러 정정된 신호를 출력한다.
디코더 (212) 에 의해 정정된 신호 출력은 또한 전송 FEC 인코더 (102) 와 동일한 FEC 기능을 사용하여 신호를 재인코딩하는 인코더 (224) 에 전송된다. 이러한 방식으로, 인코더 (224) 는 전송된 기본 신호의 이상적인 표현을 생성한다. 그 후 이러한 이상적 표현은 전송 인터리버 (106) 와 동일한 기능을 수행하는 인터리버 (226) 에 보내지고, 가입자 기지국 (2) 에 의해 전송된 인터리빙된 기본 채널 데이터의 이상적인 표현을 생성한다.
왈쉬 역확산기에 의해 생성된 I 및 Q 성분 샘플은 인터리버 (226) 의 출력과 동기화된 I 및 Q 성분을 생성하는 지연부 (220) 로 입력된다. 지연부 (220) 는 내적 모듈 (208), 디인터리버 (210), 디코더 (212), 인코더 (224), 인터리버 (226) 에 의해 도입된 지연을 보상하기 위해 설계된다.
그 후 지연부 (220) 에 의해 동기화된 I 및 Q 성분 출력은 인터리버 (226) 의 출력과 함께 채널 추정기 (218b) 로 전송된다. 채널 추정기 (218b) 는 인터리버 (226) 의 출력을 레퍼런스 신호로 사용하고, 지연부 (220) 의 출력을 채널 추정값 출력을 형성하는 I 및 Q 샘플 스트림으로 사용한다.
FEC 디코더 (212) 에 의한 정정된 비트 출력은 재인코딩되고 재인터리빙되어서 기본 채널로 실제로 전송된 것과 일치할 보다 높은 확률을 가지는 레퍼런스 신호를 생성한다. 이러한 더욱 믿을 만한 레퍼런스 신호를 채널 추정기 (218b) 의 입력으로 사용함으로써, 채널 추정기 (218b) 에 의해 생성된 기본 채널 추정값의 정확도는 개선된다.
차선적인 실시예에서, 디인터리버 (210), 디코더 (212), 인코더 (224), 및 인터리버 (226) 를 사용하여 기본 채널 신호의 이상적인 표현을 생성하는 대신에, 내적 모듈 (208) 의 출력은 직접 채널 추정기 (218b) 로 제공된다. 이 경우, 지연 소자 (220) 는 내적 모듈 (208) 내의 내적 연산을 수행하는데 필요한 시간을 보상하기만 할 것이다. 그러나, 기본 채널 추정기는 바이패스 소자의 에러 정정 이득을 얻지 못한다.
파일럿 채널 추정기 (218a) 의 복소 출력 성분은 기본 채널 신호를 사용하여 채널 추정을 수행하는데 있어서 고유의 지연을 보상하는 지연 소자 (220) 에 인가된다. 기본 채널의 처리에 의해 생성된 채널 추정값 파라미터는 지연 소자 (220 및 222) 에서 지연된 채널 추정값 파라미터와 함께 채널 추정값 결합기 (230) 에 전송된다. 채널 추정값 결합기 (230) 는 파일럿 및 기본 채널 처리 모두를 위한 채널 추정 데이터를 결합하고, 제 3, 결합된 채널 추정값을 포함하는 출력을 생성한다. 시간에 대한 전송 채널 변화의 특성 때문에, 파일럿 채널 추정기 (218a) 및 채널 추정기 (218b) 는 결과적으로 결합된 채널 추정값 출력을 업데이트하는 채널 추정값 결합기 (230) 에 업데이트된 채널 추정값을 제공한다.
바람직한 실시예에서, 인코더 (224) 에 전송되는 디코더 (212) 의 출력은 제어 프로세서 (216) 에도 전송된다. 제어 프로세서 (216) 는 각 수신된 데이터 프레임에 대한 프레임 전송 속도 정보를 생성한다. 또한, 제어 프로세서 (216) 는 수신 프레임의 유효성 체킹을 수행한다. 제어 프로세서 (216) 는 전송 속도 판정 결과 및 수신 프레임의 유효성 체킹에 기초하여 기본 채널 품질 행렬을 생성한다. 기본 채널 품질 행렬은 파일럿 채널 추정값에 할당된 가중치 인자에 대해 적절한 가중치 인자를 기본 채널 추정값에 할당하는데 사용된다. 기본 채널 품질 행렬은 CRC 정확도에 기초한 수신 프레임의 유효성에 기초하여 변한다. 상이한 전송 속도 프레임은, 또한 상이한 수의 CRC 비트를 사용하거나 가변적인 프레임 에러 체킹 프로텍션을 가지므로, 제어 프로세서 (216) 은 수신 프레임 전송 속도에 따라 기본 채널 품질 행렬을 부가적으로 변화시킨다.
제어 프로세서 (216) 는 또한 인코더 (224) 에 연결된다. 제어 프로세서 (216) 는 디코더 (212) 로부터 수신된 데이터를 재인코딩하는 인코더 (224) 에 프레임 전송 속도 정보를 보낸다.
예시적인 실시예에서, 채널 추정값 결합기 (230) 는 다음 방정식에 따르는 파일럿의 가중된 평균치 및 기본 채널 추정값을 수행함으로서 결합된 채널 추정 신호를 생성하는 가중된 평균치 결합기이다.
RCOMB = X RPILOT + (1-X) RFUND (3)
ICOMB = X IPILOT + (1-X) IFUND (4)
여기서 RCOMB 및 ICOMB 는 결합된 채널 추정값의 실수 및 허수 성분이고, RPILOT 및 IPILOT 는 파일럿 채널 추정값의 실수 및 허수 성분이고, RFUND 및 IFUND 는 기본 채널 추정값의 실수 및 허수 성분이고, X 는 스케일링 인자이다. 스케일링 인자 X 는 0 내지 1 의 값을 가진다. 값 1 을 가지는 스케일링 인자는 파일럿 채널 추정값와 동일한 결합된 채널 추정값을 야기한다. 값 0 을 가지는 스케일링 인자는 기본 채널 추정값와 동일한 결합된 채널 추정값을 야기한다. X 값은 파일럿 채널 추정값만큼 승산되어 파일럿 채널에 대해 스케일링된 채널 추정값을 생성하는 제 1 승산기를 표현한다. 1-X 값은 기본 채널 추정값만큼 승산되어 기본 채널에 대해 스케일링된 채널 추정값을 생성하는 제 2 승산기를 표현한다. 2개의 스케일링된 채널 추정값은 서로 합쳐져서 결합된 채널 추정값을 생성한다.
부가적으로 채널 추정값 결합기는 제어 프로세서 (216) 에 의해 제공되는 기본 채널 품질 행렬을 기본 채널로부터 생성된 채널 추정값에 대한 다이나믹 가중치 인자로 사용한다. 기본 채널 품질 행렬이 높은 프레임 에러율을 지시하더라도, 채널 추정값 결합기 (230) 는 스케일링 인자 X 의 값을 증가시킨다. 그러므로, 프레임 에러가 일어날 때, 기본 채널을 복조하는데 사용되는 결합된 채널 추정값은 파일럿 채널 추정값로부터 유래하고 기본 채널 추정값보다 작다. 또다른 실시예에서, 유효한 프레임이 수신될 때까지 프레임 에러는 스케일링 인자 X 의 값을 1 과 동일하게 한다.
본 발명의 또다른 실시예에서, 제어 프로세서 (216) 는 채널 추정값 결합기에 보내지기 전에 기본 채널 품질 행렬의 스무딩 (smoothing) 및 저주파 필터링을 수행하는 스무딩 모듈을 포함한다. 이러한 스무딩은 채널 추정값 결합기 (230) 에 의해 수행되는 가중된 평균이 채널내 고유의 고주파 잡음에 덜 민감하도록 한다.
본 발명의 또다른 실시예에서, 수신기는 파일럿 및 기본 채널 신호를 전송할 때 상대 이득 모듈 (116 및 118) 에 의해 사용되는 상대 이득을 인지한다. 이러한 실시예에서, X 값은 제 2 승산기에 대한 제 1 승산기의 비율이 기본 채널의 전송 이득에 대한 파일럿 채널의 전송 이득의 비율과 동일하도록 조절된다.
바람직한 실시예에서, 제어 프로세서 (216) 에 의해 채널 추정값 결합기 (230) 에 제공되는 기본 채널 품질 행렬은 채널 추정기 (218b) 에 제공되는 레퍼런스 신호와 동기화된다. 이것은 제어 프로세서 (216) 로의 지연 또는 버퍼를 구체화함으로서 달성된다. 또한 제어 프로세서 (216) 는 채널 추정기 (218b) 에 제공하기 전에 기본 채널 품질 행렬에 대해 스무딩 기능을 수행한다. 그러나, 바람직한 실시예에서, 제어 프로세서 (216) 에 의해 생성되는 기본 채널 품질 행렬은 스무딩되지 않고, 프레임 경계상에서 갑자기 변화한다.
왈쉬 역확산기 (236) 에 대한 입력으로 사용되는 I 및 Q 성분 샘플은 왈쉬 역확산기 (236) 의 출력을 채널 추정값 결합기 (230) 의 출력과 동기화시키는 지연 소자 (232) 를 통해 전송된다. 지연 소자 (232) 는 본 발명에 벗어나지 않고 왈쉬 역확산기 (236) 와 내적 모듈 (238) 사이에 위치한다. 왈쉬 역확산기 (236) 는 전송기의 왈쉬 확산기 (114) 에 의해 사용되는 왈쉬 함수 Ws 를 사용하고, 디커버된 보조 채널 I 및 Q 성분을 생성한다. 이러한 디커버된 보조 채널 성분은 채널 추정값 결합기 (230) 로부터의 결합된 채널 추정값 신호와 함께 내적 모듈 (236) 의 입력으로 사용된다.
내적 모듈 (238) 은 결합된 채널 추정값 벡터상의 보조 채널 신호의 프로젝션의 크기를 계산하여, 스칼라 프로젝션 출력을 야기한다. 그 후 내적 모듈 (238) 은 인터리버 (108) 의 역기능을 수행하는 디인터리버 (240) 내에서 디인터리빙된다. 디인터리버 (240) 의 출력은 인터리버 (104) 의 역기능을 수행하는 디코더 (242) 에 제공된다.
도 3 에 도시된 무선 수신기 전체에서, 지연 소자 (220, 222, 또는 230) 는 본 발명에 벗어나지 않고 누산기 또는 버퍼로 구현될 수 있음을 당업자는 인식할 수 있다. 또한, 예를 들면 지연 소자 (232a 및 232b) 같은 한 쌍의 지연 소자는 본 발명에 벗어나지 않고 동일한 기능을 수행하는 분리되거나 단일한 지연 모듈로 결합되어 구현될 수 있음을 당업자는 인식할 수 있다.
보여진 바람직한 실시예는 직교 왈쉬 함수를 사용하여 서브 채널 디코딩을 달성하더라도, 또한 본 발명에 벗어나지 않고 TDMA 또는 PN 코딩을 사용하여 서브 채널 디코딩이 달성될 수 있음을 당업자는 인식할 수 있다. PN 코딩을 사용하는 실시 형태에서, 레퍼런스 신호 Ws, Wp, 및 Wf 는 상대적으로 보조, 파일럿, 및 기본 채널에 대응하는 PN 코드로 대체된다.

Claims (154)

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  100. 채널 특성들을 가지는 채널을 통하여 수신되며, 파일럿 신호, 제 1 데이터 운반 신호, 및 제 2 데이터 운반 신호를 포함하는 정보 신호를 복조하는 방법으로서,
    파일럿 채널 추정값을 제공하기 위하여 상기 파일럿 신호에 기초하여 상기 채널 특성들을 제 1 추정하는 단계;
    데이터 채널 추정값을 제공하기 위하여 상기 제 1 데이터 운반 신호에 기초하여 상기 채널 특성들을 제 2 추정하는 단계;
    결합된 채널 추정값을 제공하기 위하여 상기 파일럿 채널 추정값과 상기 데이터 채널 추정값을 결합하는 단계; 및
    상기 결합된 채널 추정값에 따라 제 2 데이터 운반 신호의 스칼라 프로젝션 (projection) 을 생성하는 단계를 포함하는, 정보 신호의 복조 방법.
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  102. 제 100 항에 있어서,
    상기 정보 신호를 의사노이즈 역확산하는 단계를 더 포함하는, 정보 신호의 복조 방법.
  103. 제 102 항에 있어서,
    상기 의사노이즈 역확산은 복소 의사노이즈 역확산인 정보 신호의 복조 방법.
  104. 제 100 항에 있어서,
    상기 제 2 추정 단계는 상기 파일럿 채널 추정값에 따라 상기 정보 신호의 스칼라 프로젝션을 발생시키는 단계를 포함하는 정보 신호의 복조 방법.
  105. 제 104 항에 있어서,
    상기 제 2 추정 단계는 상기 제 1 데이터 운반 신호의 정확한 복제를 생성하는 단계를 더 포함하는 정보 신호의 복조 방법.
  106. 제 105 항에 있어서,
    상기 정확한 복제를 생성하는 단계는,
    상기 제 1 데이터 운반 신호를 디인터리빙하여 디인터리빙된 신호를 제공하는 단계; 및
    상기 디인터리빙된 신호를 인터리빙하는 단계를 포함하는 정보 신호의 복조 방법.
  107. 제 105 항에 있어서,
    상기 정확한 복제를 생성하는 단계는,
    상기 제 1 데이터 운반 신호를 디코딩하여 디코딩된 신호를 제공하는 단계; 및
    상기 디코딩된 신호를 인코딩하는 단계를 포함하는 정보 신호의 복조 방법.
  108. 제 100 항에 있어서,
    상기 파일럿 채널 추정값에 지연을 도입하여 상기 파일럿 채널 추정값과 상기 데이터 채널 추정값 사이의 동기화를 제공하는 단계를 더 포함하는 정보 신호의 복조 방법.
  109. 제 100 항에 있어서,
    상기 결합 단계는,
    상기 파일럿 채널 추정값과 파일럿 승산자를 승산하여 스케일링된 파일럿 채널 추정값을 생성하는 단계;
    상기 데이터 채널 추정값과 데이터 승산자를 승산하여 스케일링된 데이터 채널 추정값을 생성하는 단계; 및
    상기 스케일링된 데이터 채널 추정값에 상기 스케일링된 파일럿 채널 추정값을 가산하여 상기 결합된 채널 추정값을 제공하는 단계를 포함하는 정보 신호의 복조 방법.
  110. 제 109 항에 있어서,
    상기 데이터 승산자에 대한 상기 파일럿 승산자의 비율은 상기 제 1 데이터 운반 신호를 송신하는데 사용되는 이득에 대한 파일럿 신호를 송신하는데 사용되는 이득의 비율에 기초하는 정보 신호의 복조 방법.
  111. 제 109 항에 있어서,
    상기 파일럿 승산자와 데이터 승산자를 생성하는 단계를 더 포함하는 정보 신호의 복조 방법.
  112. 제 109 항에 있어서,
    상기 제 1 데이터 운반 신호의 데이터 레이트에 기초하여 상기 데이터 승산자에 대한 상기 파일럿 승산자의 비율을 변경하는 단계를 더 포함하는 정보 신호의 복조 방법.
  113. 제 109 항에 있어서,
    상기 제 1 데이터 운반 신호의 프레임 품질 메트릭에 기초하여 상기 데이터 승산자에 대한 파일럿 승산자의 비율을 변경하는 단계를 더 포함하는 정보 신호의 복조 방법.
  114. 제 100 항에 있어서,
    상기 제 1 추정 단계는 상기 정보 신호를 필터링하여 파일럿 채널 추정값을 제공하는 단계를 포함하는 정보 신호의 복조 방법.
  115. 제 114 항에 있어서,
    상기 제 1 추정 단계는 상기 정보 신호와 기준 파일럿 코드를 승산하는 단계를 더 포함하는 정보 신호의 복조 방법.
  116. 제 100 항에 있어서,
    상기 제 2 추정단계는,
    스칼라 정보 신호를 제공하기 위하여 상기 파일럿 채널 추정값에 따라 상기 정보 신호의 스칼라 프로젝션을 생성하는 단계;
    디코딩된 신호를 제공하기 위하여 상기 스칼라 정보 신호를 디코딩하는 단계;
    상기 제 1 데이터 운반 신호의 정확한 복제를 제공하기 위하여 상기 디코딩된 신호를 인코딩하는 단계; 및
    데이터 채널 추정값을 제공하기 위하여 상기 정보 신호와 상기 정확한 복제를 승산하는 단계를 포함하는 정보 신호의 복조 방법.
  117. 제 116 항에 있어서,
    상기 제 2 추정단계는,
    상기 디코딩 단계 이전에 상기 스칼라 정보 신호를 디인터리빙하는 단계; 및
    상기 승산 단계 이전에 상기 정확한 복제를 인터리빙하는 단계를 더 포함하는 정보 신호의 복조 방법.
  118. 채널 특성들을 가지는 채널을 통하여 수신되며, 파일럿 신호, 제 1 데이터 운반 신호, 및 제 2 데이터 운반 신호를 포함하는 정보 신호를 복조하는 장치로서,
    파일럿 채널 추정값을 제공하기 위하여 상기 수신된 파일럿 신호에 기초하여 상기 채널 특성들을 추정하는 제 1 수단;
    데이터 채널 추정값을 제공하기 위하여 상기 제 1 데이터 운반 신호에 기초하여 상기 채널 특성들을 추정하는 제 2 수단;
    결합된 채널 추정값을 제공하기 위하여 상기 파일럿 채널 추정값을 상기 데이터 채널 추정값과 결합하는 수단; 및
    상기 결합된 채널 추정값에 따라 제 2 데이터 운반 신호의 스칼라 프로젝션 (projection) 을 생성하는 수단을 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  119. 삭제
  120. 제 118 항에 있어서,
    상기 정보 신호를 의사노이즈 역확산시키는 수단을 더 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  121. 제 118 항에 있어서,
    상기 정보 신호를 복소 의사노이즈 역확산시키는 수단을 더 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  122. 제 118 항에 있어서,
    상기 제 2 추정 수단은 상기 파일럿 채널 추정값에 따라 상기 정보 신호의 스칼라 프로젝션을 생성하는 수단을 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  123. 제 122 항에 있어서,
    상기 제 2 추정 수단은 상기 제 1 데이터 운반 신호의 정확한 복제를 생성하는 수단을 더 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  124. 제 123 항에 있어서,
    상기 정확한 복제를 생성하는 수단은,
    상기 제 1 데이터 운반 신호를 디인터리빙하여 디인터리빙된 신호를 제공하는 수단; 및
    상기 디인터리빙된 신호를 인터리빙하는 수단을 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  125. 제 123 항에 있어서,
    상기 정확한 복제를 생성하는 수단은,
    상기 제 1 데이터 운반 신호를 디코딩하여 디코딩된 신호를 제공하는 수단; 및
    상기 디코딩된 신호를 인코딩하는 수단을 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  126. 제 118 항에 있어서,
    상기 파일럿 채널 추정값에 지연을 도입하여 상기 파일럿 채널 추정값과 데이터 채널 추정값 사이의 동기화를 제공하는 수단을 더 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  127. 제 118 항에 있어서,
    상기 결합 수단은,
    상기 파일럿 채널 추정값과 파일럿 승산자를 승산하여 스케일링된 파일럿 채널 추정값을 생성하는 수단;
    상기 데이터 채널 추정값과 데이터 승산자와 승산하여 스케일링된 데이터 채널 추정값을 생성하는 수단; 및
    상기 스케일링된 데이터 채널 추정값에 상기 스케일링된 파일럿 채널 추정값을 가산하여 상기 결합된 채널 추정값을 제공하는 수단을 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  128. 제 127 항에 있어서,
    상기 파일럿 승산자와 상기 데이터 승산자를 생성하는 수단을 더 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  129. 제 127 항에 있어서,
    상기 제 1 데이터 운반 신호의 데이터 레이트에 기초하여 상기 데이터 승산자에 대한 상기 파일럿 승산자의 비율을 변경하는 수단을 더 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  130. 제 127 항에 있어서,
    상기 제 1 데이터 운반 신호의 프레임 품질 메트릭에 기초하여 상기 데이터 승산자에 대한 상기 파일럿 승산자의 비율을 변경하는 수단을 더 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  131. 제 118 항에 있어서,
    상기 제 1 추정 수단은 상기 정보 신호를 필터링하여 파일럿 채널 추정값을 제공하는 수단을 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  132. 제 131 항에 있어서,
    상기 제 1 추정 수단은 상기 정보 신호와 기준 파일럿 코드를 승산하는 수단을 더 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  133. 제 118 항에 있어서,
    상기 제 2 추정 수단은,
    스칼라 정보 신호를 생성하기 위하여 상기 파일럿 채널 추정값에 따라 상기 정보 신호의 스칼라 프로젝션을 생성하는 수단;
    디코딩된 신호를 제공하기 위하여 상기 스칼라 정보 신호를 디코딩하는 수단;
    상기 제 1 데이터 운반 신호의 정확한 복제를 제공하기 위하여 상기 디코딩된 신호를 인코딩하는 수단; 및
    데이터 채널 추정값을 제공하기 위하여 상기 정보 신호와 상기 정확한 복제를 승산하는 수단을 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  134. 제 133 항에 있어서,
    상기 제 2 추정 수단은,
    상기 디코딩 이전에 상기 스칼라 정보 신호를 디인터리빙하는 수단; 및
    상기 승산 이전에 상기 정확한 복제를 인터리빙하는 수단을 더 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  135. 채널 특성들을 가진 채널을 통하여 수신되며, 파일럿 신호, 제 1 데이터 운반 신호, 및 제 2 데이터 운반 신호를 포함하는 정보 신호를 복조하는 장치로서,
    파일럿 채널 신호에 기초하여 상기 채널 특성들을 추정하여 파일럿 채널 추정값을 제공하도록 구성되는 파일럿 채널 추정기;
    제 1 데이터 채널 신호에 기초하여 상기 채널 특성들을 추정하여 데이터 채널 추정값을 제공하도록 구성되는 데이터 채널 추정기;
    상기 파일럿 채널 추정값과 상기 데이터 채널 추정값을 결합하여 결합된 채널 추정값을 생성하도록 구성되는 채널 추정 결합기; 및
    상기 결합된 채널 추정값에 따라 제 2 데이터 운반 신호의 스칼라 프로젝션 (projection) 을 생성하는 내적 모듈을 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  136. 제 135 항에 있어서,
    상기 결합된 채널 추정값에 기초하여 상기 정보 신호의 위상을 변경하여 서브-채널 심볼 스트림을 생성하도록 구성되는 제 1 내적 모듈을 더 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  137. 삭제
  138. 제 135 항에 있어서,
    상기 정보 신호와 의사노이즈 코드를 승산하는 의사노이즈 역확산기를 더 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  139. 제 138 항에 있어서,
    상기 의사노이즈 역확산기는 상기 정보 신호와 복소 의사노이즈 코드를 승산하는 복소 의사노이즈 역확산기인 정보 신호의 복조 장치.
  140. 제 135 항에 있어서,
    상기 데이터 채널 추정기는 상기 파일럿 채널 추정값에 따라 상기 정보 신호의 스칼라 프로젝션을 생성하여 스칼라 정보 신호를 제공하는 내적 모듈을 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  141. 제 140 항에 있어서,
    상기 데이터 채널 추정기는 상기 스칼라 정보 신호에 기초하여 제 1 데이터 운반 신호의 정확한 복제를 생성하는 수단을 더 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  142. 제 141 항에 있어서,
    상기 데이터 채널 추정기는,
    상기 스칼라 정보 신호를 디인터리빙하여 디인터리빙된 신호를 제공하도록 구성된 디인터리버; 및
    상기 디인터리빙된 신호를 인터리빙하도록 구성된 인터리버를 더 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  143. 제 141 항에 있어서,
    상기 데이터 채널 추정기는,
    상기 스칼라 정보 신호를 디코딩하여 디코딩된 신호를 제공하도록 구성되는 디코더; 및
    상기 디코딩된 신호를 인코딩하도록 구성된 인코더를 더 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  144. 제 135 항에 있어서,
    상기 파일럿 채널 추정값에 지연을 도입하여 상기 파일럿 채널 추정값과 상기 데이터 채널 추정값 사이의 동기화를 제공하는 지연 수단을 더 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  145. 제 135 항에 있어서,
    상기 채널 추정 결합기는 가중 평균 결합기인 정보 신호의 복조 장치.
  146. 제 135 항에 있어서,
    상기 채널 추정 결합기는,
    RCOMB = X * RPILOT + (1-X)* RDATA
    ICOMB = X * IPILOT + (1-X)* IDATA
    의 식에 따라 상기 결합된 채널 추정값을 제공하도록 구성되는 가중 평균 결합기이며,
    여기서, RCOMB 및 ICOMB 는 결합된 채널 추정값의 실수 및 허수 성분이고, RPILOT 및 IPILOT 는 파일럿 채널 추정값의 실수 및 허수 성분이고, RDATA 및 IDATA 는 기본 채널 추정값의 실수 및 허수 성분이고, X 는 스케일링 인자인 정보 신호의 복조 장치.
  147. 제 146 항에 있어서,
    상기 가중 평균 결합기는 상기 제 1 데이터 운반 신호를 송신하는데 사용되는 이득에 대한 상기 파일럿 신호를 송신하는데 사용되는 이득의 비율에 기초하는 X 의 값을 이용하도록 구성되는 정보 신호의 복조 장치.
  148. 제 146 항에 있어서,
    상기 가중 평균 결합기에 상기 값 X 를 제공하도록 구성되는 제어 프로세서를 더 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  149. 제 148 항에 있어서,
    상기 제어 프로세서는 상기 제 1 데이터 운반 신호의 데이터 레이트에 기초하여 상기 값 X 를 조정하도록 구성되는 정보 신호의 복조 장치.
  150. 제 146 항에 있어서,
    상기 제어 프로세서는 상기 제 1 데이터 운반 신호의 프레임 품질 메트릭에 기초하여 상기 값 X 를 조정하도록 구성되는 정보 신호의 복조 장치.
  151. 제 135 항에 있어서,
    상기 파일럿 채널 추정기는 상기 정보 신호를 필터링하여 파일럿 채널 추정값을 제공하는 필터를 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  152. 제 151 항에 있어서,
    상기 파일럿 채널 추정기는 정보 신호와 기준 파일럿 코드를 승산하는 믹서를 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  153. 제 135 항에 있어서,
    상기 데이터 채널 추정기는,
    상기 정보 신호와 파일럿 채널 추정값을 승산하여 스칼라 정보 신호를 제공하도록 구성되는 내적 모듈;
    상기 스칼라 정보 신호를 디코딩하여 디코딩된 신호를 제공하도록 구성되는 디코더;
    상기 디코딩된 신호를 인코딩하여 상기 제 1 데이터 운반 신호의 정확한 복제를 제공하도록 구성되는 인코더; 및
    상기 정보 신호와 상기 정확한 복제를 승산하여 데이터 채널 추정값을 제공하는 믹서를 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
  154. 제 153 항에 있어서,
    상기 데이터 채널 추정기는,
    상기 스칼라 정보 신호를 디인터리빙하도록 구성된 디인터리버; 및
    상기 정확한 복제를 인터리빙하도록 구성된 인터리버를 더 구비하는 정보 신호의 복조 장치.
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